CN1848834A - 在接收器中增进通道估算并补偿剩余频率偏移的均衡电路 - Google Patents

Abstract

一种均衡电路，用于正交频分多路复用基带接收器，包括：一信道估算与均衡模块，用以根据一脉冲响应补偿一第一信号的信道失真，而得到一第二信号；一剩余频率偏移补偿模块，耦接至该通道估算与均衡模块，用以估计剩余频率偏移造成的偏移相位，并根据该偏移相位补偿该第二信号，以得到一第三信号；以及一误差估算模块，耦接至该剩余频率偏移补偿模块，用以根据该第三信号与其硬决策估算值以产生一误差估算值，并将该误差估算值反馈至该通道估算与均衡模块，以使该信道估算与均衡模块修正该第一信号下一时点样本的该信道脉冲响应的估算值。

Description

在接收器中增进通道估算并补偿剩余频率偏移的均衡电路

技术领域

本发明有关于正交频分多路复用(orthogonal frequency divisionmultiplexing，OFDM)系统，尤其是关于符合IEEE 802.11a或IEEE 802.11g标准的正交频分多路复用基带接收器(baseband receiver)。

背景技术

正交频分多路复用(OFDM)为一种调制技术，运用于符合诸如IEEE802.11a或802.11g的无线网络。OFDM将数据分散在数个次载波(sub-carrier)上进行传递，每个次载波相分隔一定的频率。由于在次载波上传递的数据具有正交性(orthogonality)，因此不会互相干扰。由于数据被分散传递，每一次载波上可用以传递的数据符号(symbol)的时间被延长，因此可减少符号间干扰(inter symbol interference)。因此OFDM技术在高位传输率的通信系统广受欢迎。

在IEEE 802.11a标准中，载波频率为5GHz。共有64个次载波，各相隔312.5KHz(＝20MHz/64，其中20MHz为频道频宽)。在64个次载波中，包含52个非零次载波，其中48个数据次载波用以传递数据，而4个导频次载波(pilot subcarrier)用以传递导频信号(pilot tones)。每个次载波每秒传递312.5K个符号。数据被放入3.2微秒的帧并加上0.8微秒的循环前缀(cyclic prefix)以防符号间干扰，数据帧与循环前缀形成一共计4微秒的符号(symbol)。通常在48-正交调幅(quadrature amplitude modulation，QAM)信号上，欲产生48个数据符号，必须以超过3.2微秒的时间执行64点的快速富利叶转换(Fast Fourier Transform，FFT)。对不同的调制编码方式，其执行效率各有不同。对二元相移键控(binary phase shift keying，BPSK)调制而言，若每符号为一位(bit)，在4微秒内通过48个位的数据，则其数据流总计为每秒传递1千2百万个位，而半速卷积编码(half-rateconvolutional coding)则能将下批数据流降至每秒传递6百万个位，但对64-正交调幅(64-QAM)调制而言，其数据流为二元相移键控调制的六倍，即数据流总计为每秒传递7千2百万个位。

图1所示为依据IEEE 802.11a的OFDM基带发送器100的方块图。该OFDM基带发送器100包括信号调制模块(signal mapper)102，串行至并行转换模块104，反富利叶转换模块106，并行至串行转换模块108，循环前缀插入模块110，数字至模拟转换模块112，以及射频发送器114。输入数据首先经由信号调制模块102运用正交调幅或二元相移键控进行调制。接着串行数据流经由串行至并行转换模块104转换为并行数据流。接着数据流被反富利叶转换模块106进行快速反富利叶转换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)的处理，以使数据流保持正交性。在快速反富利叶转换前的数据流为频域数据，表示为X[n]；快速反富利叶转换后的数据流为时域数据，表示为x[n]；其中n为次载波的序号。接着数据经由并行至串行转换模块108转换回串行数据。最后，循环前缀插入模块110将一循环前缀(cyclic prefix)插入数据流的OFDM符号之间。此时OFDM符号已形成。当信号经由数字至模拟转换模块112转换为模拟类型，并经由射频发送器114以一载波频率fc调制并发送，一射频信号便经由信道150传递至接收端。

图2所示为依据IEEE 802.11a的OFDM基带接收器200的方块图。该OFDM基带接收器200包括射频接收器202，取样模块204，同步电路206，循环前缀移除模块208，串行至并行转换模块210，快速富利叶转换模块212，信道估算(channel estimation)与均衡(equalization)模块214，并行至串行转换模块216，以及信号解调模块(signal demapper)218。基带接收器200的操作与发送器100相反。首先，载波频率为fc’的信号通过传递信道150后，被射频接收器202接收，且在经过取样模块204取样后，经由同步电路206内的载波频率偏移修正模块226补偿载波频率偏移效应(carrier frequencyoffset，CFO)，载波频率偏移效应是由发送器100的载波频率fc与接收器200的载波频率fc’的误差造成。同步电路206还包括帧检测模块220与时序同步模块224。帧检测模块220检测数据样本的符号帧，而时序同步模块224检测帧内、数据样本的符号边界。接收器200必须确定符号边界，以确保快速富利叶转换时，只写入移除循环前缀的OFDM符号的信号。检测帧内的符号边界还可避免取样错误造成的符号间干扰(inter symbol interference，ISI)。当循环前缀部分被循环前缀移除模块208移除后，数据样本由串行转换为并行传输，然后送至快速富利叶转换模块212，以将时域数据转回频域数据。由于信号通过传递信道150时，不同频率的次载波遭受不同程度的衰减，必须经过信道估算与均衡模块214，以均衡衰减。通过并行至串行转换模块216将并行数据流还原为串行数据流后，数据样本被信号解调模块218以QAM或BPSK方式解调，以还原为原始输入信号。

无线系统中有许多造成频率偏移(frequency offset)的原因。其中的主要原因为传送端与接收端载波振荡频率的差异及都卜勒效应(Doppershift)。频率偏移会损害OFDM符号载波间的正交性，并在OFDM解调输出端产生载波间干扰(inter-channel interference，ICI)。因此图2中的载波频率偏移修正模块226被用来补偿信号样本的载波频率偏移(CFO)。IEEE标准中指定的OFDM信号的帧结构包含10个相同的短训练符号(short trainingsymbol)，以及2个相同的长训练符号(long training symbol)，其中每一短训练符号持续0.8微秒且包含16个样本，每一长训练符号持续3.2微秒且包含64个样本。这些符号可被用来进行载波频率偏移的估算，所以经由观察接收端所接收的训练符号的结构与预定结构的差异，便能衡量载波频率偏移量。然而，由在在传统做法中，载波频率偏移的估算不够精确，必须有其它的补偿机制，来补偿经载波频率偏移补偿后剩余的频率偏移(remnant frequencyoffset)。否则，由于OFDM系统远较一般的单一载波系统更易受到载波频率偏移的影响，即使仅残存少量的剩余频率偏移亦可能导致系统效能的严重降低。

图3为公知技术中通道估算与均衡模块300的方块图。信道估算与均衡模块300用以实施信道均衡(channel equalization)，并为图2中的通道估算与均衡模块214的一实施例。信道均衡是用以补偿在多路径衰减(multi-path fading)的信号信道所造成的信道失真(channel distortion)，此通道失真将会造成接收端信号的符号间干扰(ISI)。为了去除符号间干扰，通道估算与均衡模块300需要知道信道脉冲响应值(channel impulseresponse)H_k，而信道估算模块302便是用以估算H_k值。其中下标号k表示次载波的标号。接着倒数模块304产生信道脉冲响应值H_k的倒数R_k。假设信道估算与均衡模块300自快速傅立叶转换模块212接收一信号Y_k，均衡器306便可运用通道脉冲响应值H_k的倒数R_k补偿信号Y_k的信道失真，以产生一信号X_k。然而，若通道脉冲响应H_k的估算值不够精确，信号X_k将不会完全反映传输端的信号值。因此，需要一方法以估算更精确的通道脉冲响应H_k。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种均衡电路，其可获得更加精确的通道脉冲响应估算值，或对于剩余频率偏移进行补偿，以解决公知技术存在的问题。

本发明在实施例中提供一种均衡电路，用于正交频分多路复用基带接收器。该均衡电路包括：一信道估算与均衡模块，用以产生一信道脉冲响应，并根据该脉冲响应以补偿一第一信号的信道失真，而得到一第二信号；一剩余频率偏移补偿模块，耦接至该通道估算与均衡模块，用以根据该第二信号中的导频信号估计剩余频率偏移造成的偏移相位，并根据该偏移相位补偿该第二信号，以得到一第三信号；以及一误差估算模块，耦接至该剩余频率偏移补偿模块，用以产生该第三信号的硬决策估算值，计算该第三信号与该硬决策估算值的差额以产生一误差估算值，并将该误差估算值反馈至该通道估算与均衡模块。其中该信道估算与均衡模块根据该误差估算值修正该第一信号下一时点样本的该信道脉冲响应的估算值。

本发明还在实施例中提供一种均衡电路，用于正交频分多路复用基带接收器。该均衡电路包括：一信道估算与均衡模块，用以产生一信道脉冲响应，并根据该脉冲响应以补偿一第一信号的信道失真，而得到一第二信号；以及一误差估算模块，耦接至该通道估算与均衡模块，用以产生该第二信号的硬决策估算值，计算该第二信号与该硬决策估算值的差额以产生一误差估算值，并将该误差估算值反馈至该通道估算与均衡模块。其中该信道估算与均衡模块根据该误差估算值修正该第一信号下一时点样本的该信道脉冲响应的估算值。

本发明还在实施例中提供一种均衡电路，用于正交频分多路复用基带接收器。该均衡电路包括：一信道估算与均衡模块，用以产生一信道脉冲响应，并根据该脉冲响应以补偿一第一信号的信道失真，而得到一第二信号；以及一剩余频率偏移补偿模块，耦接至该通道估算与均衡模块，用以根据该第二信号中的导频信号估计剩余频率偏移造成的偏移相位，并根据该偏移相位补偿该第二信号，以得到一第三信号。

为了让本发明的上述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举数较佳实施例，并配合附图，详细说明如下：

附图说明

图1为依据IEEE 802.11a的OFDM基带发送器的方块图；

图2为依据IEEE 802.11a的OFDM基带接收器的方块图；

图3为公知技术中通道估算与均衡模块的方块图；

图4为依据本发明的具有信道估算校正功能的均衡电路的方块图；

图5为依据本发明的具有剩余频率偏移补偿功能的均衡电路的方块图；

图6为依据本发明的同时具有通道估算校正及剩余频率偏移补偿功能的均衡电路的方块图；

图7为依据本发明的同时具有通道估算校正及剩余频率偏移补偿功能的另一均衡电路的方块图。

主要组件符号说明

(图1)

102-信号调制模块(signal mapper)102；

104-串行至并行转换模块；

106-反富利叶转换模块；

108-并行至串行转换模块；

110-循环前缀插入模块；

112-数字至模拟转换模块；

114-射频发送器；

(图2)

202-射频接收器；

204-取样模块；

206-同步电路；

208-循环前缀移除模块；

210-串行至并行转换；

212-快速富利叶转换模块；

214-通道估算(channel estimation)与均衡(equalization)模块214；

216-并行至串行转换模块；

218-信号解调模块(signal demapper)；

(图3)

212-快速富利叶转换模块

300-信道估算与均衡模块

302-信道估算模块

304-倒数模块

306-均衡器

(图4)

212-快速富利叶转换模块

450-信道估算与均衡模块

402-信道估算模块

404-倒数模块

406-均衡器

410-修正模块

470-误差估算模块

412-硬决策模块

414-误差计算模块

(图5)

212-快速富利叶转换模块

550-信道估算与均衡模块

502-信道估算模块

504-倒数模块

506-均衡器

560-剩余频率偏移补偿模块

522-相位旋转模块

520-导频信号相位计算模块

(第6、7图)

212-快速富利叶转换模块

650、750-信道估算与均衡模块

602、702-信道估算模块

604、704-倒数模块

606、706-均衡器

610、710-修正模块

660、760-剩余频率偏移补偿模块

622、722-相位旋转模块

620、720-导频信号相位计算模块

670、770-误差估算模块

612、712-硬决策模块

614、714-误差计算模块

具体实施方式

图4为依据本发明的具有信道估算校正功能的均衡电路400的方块图。均衡电路400包括一信道估算与均衡模块450与一误差估算模块470。信道估算与均衡模块450类似图3的通道估算与均衡模块300，但均衡电路400增加了误差估算模块470以增进信道估算的精确性。误差估算模块470运用硬决策算式以产生均衡后信号的硬决策估算值，该硬决策估算值又被回送到通道估算与均衡模块450以增进下一通道脉冲响应值的估算精确度。

首先，快速富立叶转换模块212执行快速富立叶转换，以将第k个次载波上的信号样本转换为频域信号Y_k，k表示次载波的标号。接着，频域信号Y_k被送入信道估算与均衡模块450。信道估算与均衡模块450包括信道估算模块402、修正模块410、倒数模块404、以及均衡器406。信道估算模块402首先产生上一样本的信道脉冲响应值的估算值H_k(n-1)。接着，修正模块410依据下式修正通道脉冲响应值的估算值H_k(n-1)，以产生较精确的通道脉冲响应的修正估算值H_k(n)：

H_k(n)＝H_k(n-1)+u×E_k(n-1)×conj(X_k，HD(n-1))；

其中n表示目前样本的标号，n-1表示上一样本的标号。u为预设的常数，E_k(n-1)为第k个次载波信号的上一样本的误差估算值，X_k为均衡器406产生的输出信号，X_k，HD则为信号X_k的硬决策估算值，Conj(X_k，HD)则为X_k，HD的补码(conjugate)。误差估算值E_k的产生方法将在下一段落再进行解释。倒数模块404接着产生信道脉冲响应的修正估算值H_k的倒数R_k。

接着均衡器406借着通道脉冲响应的修正估算值H_k的倒数R_k以补偿信号Y_k，经补偿后的信号为X_k。均衡器406依据下式产生信号X_k：

X_k(n)＝Y_k(n)/H_k(n)＝Y_k(n)×R_k(n)；

信号X_k接着被送入误差估算模块470，其包含硬决策模块412与误差计算模块414。硬决策模块412运用一硬决策(Hard decision)方式产生信号X_k的硬决策估算值信号X_k，HD误差计算模块414则依据下列算式以硬决策估算值信号X_k，HD计算误差估算值E_k：

E_k(n)＝(X_k(n)-X_k，HD(n))×H_k(n)；

其中n表示目前样本的标号。接着，误差估算值E_k被送至修正模块410以对下一时点(n+1)的样本进行修正，以产生通道脉冲响应的修正估算值H_k(n+1)。由于均衡电路400增加了硬决策模块412、误差计算模块414、以及修正模块410，信道脉冲响应的估算值可以通过递归式地修正以增进精确度，因此均衡电路400的效能较图3的通道估算与均衡模块300为佳。

图5显示依据本发明的具有剩余频率偏移补偿功能的均衡电路500的方块图。均衡电路500包括一信道估算与均衡模块550与一剩余频率偏移补偿模块560。信道估算与均衡模块550类似图3的通道估算与均衡模块300，但均衡电路500增加了剩余频率偏移补偿模块560以在信号的频域补偿剩余频率偏移。剩余频率偏移补偿模块560利用导频信号(pilot signal)的相位估算剩余频率偏移，并对其进行补偿。首先，快速富立叶转换模块212执行快速富立叶转换，以将信号样本自转换为频域信号Y_k，k表示次载波的标号。接着，频域信号Y_k被送入信道估算与均衡模块550。信道估算与均衡模块550包括信道估算模块502、倒数模块504、以及均衡器506。信道估算模块502首先产生一第k个次载波的通道脉冲响应值的估算值H_k。倒数模块504接着产生信道脉冲响应值H_k的倒数R_k。于是均衡器506借着通道脉冲响应的估算值H_k的倒数R_k以补偿信号Y_k，经补偿后的信号为X_k。均衡器506依据下式产生信号X_k：

X_k(n)＝Y_k(n)/H_k(n)＝Y_k(n)×R_k(n)。

信号X_k接着被送入剩余频率偏移补偿模块560，其包含导频信号相位计算模块520与相位旋转模块522。导频信号相位计算模块520运用信号X_k的导频信号X_pilot，j的上一样本X_{pilot，j(n-1)}与目前样本X_pilot，j(n)的差额，根据下列算式以计算偏移相位P_(n)：

$P_{\left(n\right)}=\mathrm{angle}\left(\underset{j=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\right[{\left|H_{\mathrm{pilot},j\left(n\right)}\right|}^2\×(X_{\mathrm{pilot},j\left(n\right)}-X_{\mathrm{pilot},j(n-1)})\left]\right);$

其中X_pilot，j(n)为信号X_k中第j个导频信号的目前样本，X_{pilot，j(n-1)}为信号X_k中第j个导频信号的上一样本，j的范围为1-4(因为信号X_k共包含有4个导频信号)，H_pilot，j(n)为第j个导频信号的目前样本的信道脉冲响应值。

接着，相位旋转模块522将信号X_k的相位旋转P_(n)大小的相角，以得到一信号Z_k。换句话说，相位旋转模块522依据下列算式产生信号Z_k：

Z_k(n)＝X_k(n)×exp(j×P_(n))；

其中exp()为指数函数，而该信号Z_k即为经剩余频率偏移补偿完毕的信号。

图6为依据本发明的同时具有通道估算校正及剩余频率偏移补偿功能的均衡电路600的方块图。均衡电路600包括信道估算与均衡模块650、剩余频率偏移补偿模块660、以及误差估算模块670。信道估算与均衡模块650类似图3的通道估算与均衡模块300，但均衡电路600增加了剩余频率偏移补偿模块660以在信号的频域补偿剩余频率偏移，并增加误差估算模块670以增进信道估算的精确性。

首先，快速富立叶转换模块212执行快速富立叶转换，以将第k个次载波上的信号样本转换为频域信号Y_k，k表示次载波的标号。接着，频域信号Y_k被送入信道估算与均衡模块650。信道估算与均衡模块650包括信道估算模块602、修正模块610、倒数模块604、以及均衡器606。信道估算模块602首先产生上一样本的信道脉冲响应值的估算值H_k(n-1)。接着，修正模块610依据下式修正通道脉冲响应值的估算值H_k(n-1)，以产生较精确的通道脉冲响应的修正估算值H_k(n)：

H_k(n)＝H_k(n-1)+u×E_k(n-1)×conj(Z_k，HD(n-1))；

其中n表示目前样本的标号，n-1表示上一样本的标号。u为预设的常数，E_k(n-1)为第k个次载波信号的上一样本的误差估算值，Z_k为剩余频率偏移补偿模块660产生的输出信号，Z_k，HD则为信号Z_k的硬决策估算值，Conj(Z_k，HD)则为Z_k，HD的补码。倒数模块604接着产生信道脉冲响应的修正估算值H_k的倒数R_k。接着均衡器606借着通道脉冲响应的修正估算值H_k的倒数R_k以补偿信号Y_k，经补偿后的信号为X_k。均衡器606依据下式产生信号X_k：

X_k(n)＝Y_k(n)/H_k(n)＝Y_k(n)×R_k(n)。

信号X_k接着被送入剩余频率偏移补偿模块660，其包含导频信号相位计算模块620与相位旋转模块622。导频信号相位计算模块620运用信号X_k的导频信号X_pilot，j的上一样本X_{pilot，j(n-1)}与目前样本X_pilot，j(n)的差额，根据下列算式以计算偏移相位P_(n)：

$P_{\left(n\right)}=\mathrm{angle}\left(\underset{j=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\right[{\left|H_{\mathrm{pilot},j\left(n\right)}\right|}^2\×(X_{\mathrm{pilot},j\left(n\right)}-X_{\mathrm{pilot},j(n-1)})\left]\right);$

其中X_pilot，j(n)为信号X_k中第j个导频信号的目前样本，X_{pilot，j(n-1)}为信号X_k中第j个导频信号的上一样本，j的范围为1-4(因为信号X_k共包含有4个导频信号)，H_pilot，j(n)为第j个导频信号的目前样本的信道脉冲响应值。

接着，相位旋转模块622将信号X_k的相位旋转P_(n)大小的相角，以得到一信号Z_k。换句话说，相位旋转模块622依据下列算式产生信号Z_k：

Z_k(n)＝X_k(n)×exp(j×P_(n))；

其中exp()为指数函数，而该信号Z_k即为经剩余频率偏移补偿完毕的信号。

信号Z_k接着被送入误差估算模块670，其包含硬决策模块612与误差计算模块614。硬决策模块612运用一硬决策(hard decision)方式产生信号Z_k的硬决策估算值信号Z_k，HD。误差计算模块614则依据下列算式以硬决策估算值信号Z_k，HD计算误差估算值E_k：

E_k(n)＝(Z_k(n)-Z_k，HD(n))×H_k(n)；

其中n表示目前样本的标号。接着，误差估算值E_k被送至修正模块610以对下一时点(n+1)的样本进行修正，以产生通道脉冲响应的修正估算值H_k(n+1)。由于均衡电路600的信道脉冲响应的估算值可以通过递归式地修正以增进精确度，且补偿了剩余频率偏移，因此均衡电路600的效能较第4与图5的均衡电路400、500更佳。

图7为依据本发明的同时具有通道估算校正及剩余频率偏移补偿功能的另一均衡电路700的方块图。均衡电路700包括信道估算与均衡模块750、剩余频率偏移补偿模块760、以及误差估算模块770。均衡电路700类似图6的均衡电路600，但均衡电路700的剩余频率偏移补偿模块760中的导频信号相位计算模块720的功能与均衡电路600的导频信号相位计算模块620不相同。

首先，快速富立叶转换模块212执行快速富立叶转换，以将第k个次载波上的信号样本转换为频域信号Y_k，k表示次载波的标号。接着，频域信号Y_k被送入信道估算与均衡模块650，以产生均衡后的信号X_k。信号X_k接着被送入剩余频率偏移补偿模块760，其包含导频信号相位计算模块720与相位旋转模块722。导频信号相位计算模块720运用相位旋转模块722的输出信号Z_k的导频信号Z_pilot，j的上一样本Z_{pilot，j(n-1)}与其硬决策估算值Z_{pilotHD，j(n-1)}，根据下列算式以计算偏移相位P_(n)：

$P_{\left(n\right)}=\mathrm{angle}(\underset{j=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{\mathrm{pilot},j(n-1)}\×\mathrm{conj}\left(Z_{\mathrm{pilotHD},j(n-1)}\right)\×{\left|H_{\mathrm{pilot},j\left(n\right)}\right|}^2);$

其中Z_{pilot，j(n-1)}为信号Z_k中第j个导频信号的上一样本，Z_{pilotHD，j(n-1)}为Z_{pilot，j(n-1)}的硬决策估算值，j的范围为1-4(因为信号X_k共包含有4个导频信号)，conj()为补码函数，H_pilot，j(n)为第j个导频信号的目前样本的信道脉冲响应值。

接着，相位旋转模块722将信号X_k的相位旋转P_(n)大小的相角，以得到一信号Z_k。换句话说，相位旋转模块622依据下列算式产生信号Z_k：

Z_k(n)＝X_k(n)×exp(j×P_(n))；

其中exp()为指数函数，而该信号Z_k即为经剩余频率偏移补偿完毕的信号。

信号Z_k接着被送入误差估算模块770，其包含硬决策模块712与误差计算模块714。由于硬决策模块712产生信号Z_k的硬决策估算值信号Z_k，HD，其中所包含的导频信号Z_pilot，HD部分被送至导频信号相位计算模块720以进行下一样本的偏移相位P_(n)的计算。均衡电路700的其它模块则与均衡电路600相同。由于均衡电路700的信道脉冲响应的估算值可以通过递归式地修正以增进精确度，且补偿了剩余频率偏移，因此均衡电路700的效能亦较第4与图5的均衡电路400、500更佳。

本发明提供一方法以精确估算通道脉冲响应值并补偿剩余频率偏移。由于最终的均衡结果更加精确，因此OFDM基带接收器整体的效能亦被提升。

本发明虽以优选实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可进行更动与修改，因此本发明的保护范围以所提出的权利要求所限定的范围为准。

Claims (10)

1.一种均衡电路，用于正交频分多路复用基带接收器，包括：

一通道估算与均衡模块，根据所产生的一通道脉冲响应，用以补偿所接收的一第一信号的信道失真，而产生一第二信号；

一剩余频率偏移补偿模块，耦接至该通道估算与均衡模块，用以根据偏移相位补偿所接收的该第二信号，以产生一第三信号；以及

一误差估算模块，耦接至该剩余频率偏移补偿模块，用以将所产生的一误差估算值反馈至该通道估算与均衡模块；

其中该信道估算与均衡模块根据该误差估算值修正该第一信号下一时点样本的该信道脉冲响应的估算值。

2.如权利要求1所述的均衡电路，其中该剩余频率偏移补偿模块包括：

一导频信号相位计算模块，耦接至该通道估算与均衡模块，用以根据该第二信号中的导频信号估计剩余频率偏移造成的该偏移相位；以及

一相位旋转模块，耦接至该导频信号相位计算模块，用以将该第二信号的相位旋转该偏移相位值，以得到该第三信号。

3.如权利要求1所述的均衡电路，其中该误差估算模块包括：

一硬决策模块，耦接至该剩余频率偏移补偿模块，用以产生该第三信号的该硬决策估算值；以及

一误差计算模块，耦接至该硬决策模块，用以计算该第三信号与该硬决策估算值的差额以产生该误差估算值。

4.如权利要求1所述的均衡电路，其中该信道估算与均衡模块包括：

一信道估算模块，用以估计该第一信号的信道失真以产生该信道脉冲响应值；

一修正模块，耦接至该信道估算模块，用以根据该误差估算值修正该第一信号下一时点样本的该信道脉冲响应值；以及

一均衡器，耦接至该修正模块，用以根据该信道脉冲响应值以补偿该第一信号，而得到该第二信号。

5.一种均衡电路，用于正交频分多路复用(OFDM)基带接收器，包括：

一通道估算与均衡模块，根据所产生的一通道脉冲响应，用以补偿所接收的一第一信号的信道失真，而产生一第二信号；以及

一误差估算模块，耦接至该通道估算与均衡模块，用以将所产生的一误差估算值反馈至该通道估算与均衡模块；

其中该信道估算与均衡模块根据该误差估算值修正该第一信号下一时点样本的该信道脉冲响应的估算值。

6.如权利要求5所述的均衡电路，其中该误差估算模块包括：

一硬决策模块，耦接至该通道估算与均衡模块，用以产生该第二信号的该硬决策估算值；以及

一误差计算模块，耦接至该硬决策模块，用以计算该第二信号与该硬决策估算值的差额以产生该误差估算值。

7.如权利要求5所述的均衡电路，其中该信道估算与均衡模块包括：

一信道估算模块，用以估计该第一信号的信道失真以产生该信道脉冲响应值；

一修正模块，耦接至该信道估算模块，用以根据该误差估算值修正该第一信号下一时点样本的该信道脉冲响应值；以及

一均衡器，耦接至该修正模块，用以根据该信道脉冲响应值以补偿该第一信号，而得到该第二信号。

8.一种均衡电路，用于正交频分多路复用基带接收器，包括：

一通道估算与均衡模块，根据所产生的一通道脉冲响应，用以补偿所接收的一第一信号的信道失真，而产生一第二信号；以及

一剩余频率偏移补偿模块，耦接至该通道估算与均衡模块，用以根据偏移相位补偿所接收的该第二信号，以产生一第三信号。

9.如权利要求8所述的均衡电路，其中该剩余频率偏移补偿模块包括：

一导频信号相位计算模块，耦接至该通道估算与均衡模块，用以根据该第二信号中的导频信号估计剩余频率偏移造成的该偏移相位；以及

一相位旋转模块，耦接至该导频信号相位计算模块，用以将该第二信号的相位旋转该偏移相位值，以得到该第三信号。

10.如权利要求8所述的均衡电路，其中该信道估算与均衡模块包括：

一信道估算模块，用以估计该第一信号的信道失真以产生该信道脉冲响应值；以及

一均衡器，耦接至该信道估算模块，用以根据该信道脉冲响应值以补偿该第一信号，而得到该第二信号。

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