CN1905550A - 正交分频多路复用系统于频域的频率偏移估算方法与电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种于频域进行频率偏移估算的方法，用于正交分频多路复用系统的基带接收器中，其中该基带接收器接收经由多副载波传送的信号。该方法包括：根据已由快速富利叶转换及均衡后的该信号的一信号符号，计算该信号符号的相位；以及依据该相位，估计一频率偏移误差，其中该频率偏移误差产生于时域中，对于该信号进行频率偏移估算的至少一估算过程。

Description

正交分频多路复用系统于频域的频率偏移估算方法与电路
技术领域
本发明有关于正交分频多路复用(orthogonal frequency divisionmultiplexing，OFDM)系统，尤其是关于符合IEEE 802.11a或IEEE 802.11g标准的正交分频多路复用基带接收器(baseband receiver)。
背景技术
正交分频多路复用(OFDM)为一种调制技术，运用于符合诸如IEEE802.11a或802.11g的无线网络。OFDM将数据分散于数个副载波(sub-carrier)上进行传输，每个副载波相分隔一定的频率。由于在副载波上传输的数据具有正交性(orthogonality)，因此不会互相干扰。由于数据被分散传输，每一副载波上可用以传输的数据符号(symbol)的时间被延长，因此可减少符号间干扰(inter symbol interference)。因此OFDM技术在高位传输率的通信系统广受欢迎。
于IEEE 802.11a标准中，载波频率为5GHz。共有64个副载波，各相隔312.5KHz(＝20MHz/64，其中20MHz为频道频宽)。于64个副载波中，包含52个非零副载波，其中48个数据副载波用以传输数据，而4个导引副载波(pilot subcarrier)用以传输导频信号(pilot tones)。每个副载波每秒传输312.5K个符号。数据被放入3.2微秒(μs)的帧并加上0.8微秒的循环前缀(cyclic prefix)以防符号间干扰，数据帧与循环前缀形成一共计4微秒的符号(symbol)。通常在48-正交调幅(quadrature amplitude modulation，QAM)信号上，欲产生48个数据符号，必须以超过3.2微秒的时间执行64点的快速富利叶转换(Fast Fourier Transform，FFT)。对不同的调制编码方式，其执行效率各有不同。对二元相移键控(binary phase shift keying，BPSK)调制而言，若每符号为一位(bit)，在4微秒内通过48个位的数据，则其数据流总计为每秒传输1千2百万个位，而半速卷积编码(half-rateconvolutional coding)则能将下组数据流降至每秒传输6百万个位，但对64-正交调幅(64-QAM)调制而言，其数据流为二元相移键控调制的六倍，即数据流总计为每秒传输7千2百万个位。
图1所示为依据IEEE 802.11a的OFDM基带发送器100的方块图。该OFDM基带发送器100包括信号调制模块(signal mapper)102，串行至并行转换模块104，反富利叶转换模块106，并行至串行转换模块108，循环前缀插入模块110，数字至模拟转换模块112，以及射频发送器114。输入数据首先经由信号调制模块102运用正交调幅或二元相移键控进行调制。接着串行数据流经由串行至并行转换模块104转换为并行数据流。接着数据流被反富利叶转换模块106进行快速反富利叶转换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)的处理，以使数据流保持正交性。于快速反富利叶转换前的数据流为频域数据，表示为X[n]；快速反富利叶转换后的数据流为时域数据，表示为x[n]；其中n为副载波的序号。接着数据经由并行至串行转换模块108转换回串行数据。最后，循环前缀插入模块110将一循环前缀(cyclic prefix)插入数据流的OFDM符号之间。此时OFDM符号已形成。当信号经由数字至模拟转换模块112转换为模拟类型，并经由射频发送器114以一载波频率fc调制并发送，一射频信号便经由信道150传输至接收端。
图2所示为依据IEEE 802.11a的OFDM基带接收器200的方块图。该OFDM基带接收器200包括射频接收器202，取样模块204，同步电路206，循环前缀移除模块208，串行至并行转换模块210，快速富利叶转换模块212，信道估算(channel estimation)与均衡(equalization)模块214，并行至串行转换模块216，以及信号解调模块(signal demapper)218。基带接收器200的操作与发送器100相反。首先，载波频率为fc’的信号通过传输信道150后，被射频接收器202接收，且在经过取样模块204取样后，通过同步电路206内的载波频率偏移修正模块226补偿载波频率偏移效应(carrier frequencyoffset，CFO)，载波频率偏移效应是由发送器100的载波频率fc与接收器200的载波频率fc’的误差造成。同步电路206尚包括帧检测模块220与时序同步模块224。帧检测模块220检测数据样本的符号帧，而时序同步模块224检测帧内、数据样本的符号边界。接收器200必须确定符号边界，以确保快速富利叶转换时，只写入移除循环前缀的OFDM符号的信号。检测帧内的符号边界更可避免取样错误造成的符号间干扰(inter symbol interference，ISI)。当循环前缀部分被循环前缀移除模块208移除后，数据样本由串行转换为并行传输，然后送至快速富利叶转换模块212，以将时域数据转回频域数据。由于信号通过传输信道150时，不同频率的副载波遭受不同程度的衰减，必须经过信道估算与均衡模块214，以均衡衰减。透过并行至串行转换模块216将并行数据流还原为串行数据流后，数据样本被信号解调模块218以QAM或BPSK方式解调，以还原为原始输入信号。
图3表示OFDM信号的帧结构，其中包含4个区域。第一区为短前置信号(short preamble)302，接着为长前置信号(long preamble)304，接着依次为信号符号区(signal field)306与数据区308。保护区间(guardinterval)312、314、316、318被插入各区域之间。短前置信号302包含10个相同的短训练符号(short training symbol)t1-t10，每一短训练符号持续0.8微秒且包含16个数据样本。长前置信号304包含2个相同的长训练符号(long training symbol)324与326，每一长训练符号持续3.2微秒且包含64个数据样本。介于短前置信号302与长前置信号304间有长1.6微秒(32数据样本)的保护区间312，其中包含了长训练符号的循环前缀。短训练符号t1-t10通常用来进行帧检测、粗时序同步(coarse timing synchronization)、以及载波频率补偿(carrier frequency offset，CFO)的估算。长训练符号324与326通常用来进行细时序同步(fine timing synchronization)与通道估算(channel estimation)。信号符号328包含数据传输率、数据数目、调制方法等信息。数据区域308包含可变量目的数据符号330、332，其中包含所欲传输的数据。
于正交分频多路复用系统中可能有许多不同原因会导致频率偏移(frequency offset)。其中的一主要原因为传输端与接收端载波振荡频率不同导致的频率偏移，另外如都卜勒效应(Doppler shift)亦为造成频率偏移的原因之一。频率偏移会损害OFDM符号副载波间的正交性，并于OFDM解调器的输出端产生通道间干扰(inter-channe linterference，ICI)。因此一OFDM系统中需要图2中的载波频率偏移修正模块226以补偿信号样本的载波频率偏移效应。图4表示公知技术中对于时域信号样本进行频率偏移估算的延迟自相关电路(delay correlation circuit)400。延迟自相关电路400可以被图2中的载波频率偏移修正模块226用来实现频率偏移估算，并以信号样本的短前置信号302或长前置信号304进行频率偏移估算。信号样本被送至延迟线(delay line)402，于其中样本被延迟N个取样周期(sampling period)。当信号样本来自于短训练符号322、长训练符号324或326时，数目N分别为16与64。补码区块404产生延迟后的样本的补码，然后乘法器406将该补码与目前样本相乘而产生一乘积值。加法器410与延迟区块412接着对乘积值进行累加，之后延迟区块412中储存的累加值减去来自另一延迟线408的被延迟的乘积值，以产生一余数。该余数接着被送至相位计算模块416以提取其相位，之后前述相位被平均器418平均以产生频率偏移的估算值。
然而，于公知技术对于信号样本进行频率补偿之后，仍然会残留未补偿的载波频率偏移。由于多载波的OFDM系统远较单载波系统更易受载波频率偏移的影响，即使仅有一小部分的载波频率偏移残余，便可能导致系统效能的严重下降。因此需要对于进行快速富立叶转换后的频域信号进行频率偏移估算的方法，以便对于信号于时域进行处理时残留的载波频率偏移进行补偿。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种于频域进行频率偏移估算的方法，用于正交分频多路复用系统(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)的基带接收器(baseband receiver)中，以解决公知技术存在的问题。其中该基带接收器接收经由多副载波(subcarrier)传送的信号。该方法包括：根据已由快速富利叶转换及均衡后的该信号的一信号符号(signal symbol)，计算该信号符号的相位(phase angle)；以及依据该相位，估计一频率偏移误差(frequency offset error)，其中该频率偏移误差产生于时域中，对于该信号进行频率偏移估算的至少一估算过程。
本发明还提供一种于频域(frequency domain)进行频率偏移估算的电路，用于正交分频多路复用系统的基带接收器中。其中该基带接收器接收经由多副载波传送的信号。该电路包括：快速富利叶转换模块，用以将该信号进行快速富利叶转换(Fast Fourier Transformation，FFT)，以产生第一信号；信道估算模块，耦接至该快速富利叶转换模块，用以估算于该多个副载波中第k个副载波的该第一信号的信道估算参数(channel estimationcoefficient)，其中k为该副载波的序号；以及均衡器(equalizer)，耦接至该快速富利叶转换模块与该信道估算模块，用以借助该信道估算参数补偿该第一信号的信道失真(channel distortion)，以产生第二信号。
该电路还包括：平方模块，耦接至该信道估算模块，用以计算该信道估算参数的绝对值的平方；乘法器，耦接至该均衡器与该平方模块，用以将第k个副载波中该第二信号的信号符号(signal symol)的实部(real part)乘上对应该通道估算参数的绝对值的平方，以得到一乘积值；累加器，耦接至该乘法器，用以将所有该多个副载波的该乘积值累加起来，以得到一累加值；以及相位提取模块，耦接至该累加器，用以提取该累加值的相位。其中该电路依据该相位可估计该第二信号的频率偏移误差(frequency offset error)且该频率偏移误差产生于时域(time domain)中，对于该信号进行频率偏移估算(frequency offset estimation)的至少一估算过程。
为了让本发明的上述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举数较佳实施例，并配合附图，详细说明如下：
附图说明
图1为依据IEEE 802.11a的OFDM基带发送器的方块图；
图2为依据IEEE 802.11a的OFDM基带接收器的方块图；
图3为OFDM信号的帧(frame)结构；
图4为公知技术中对于时域信号样本进行频率偏移估算的延迟自相关电路
图5为根据本发明于OFDM基带接收器中进行信号处理的方法的流程图；
图6为以频域信号的信号符号估算频率偏移误差的方法；
图7为依据本发明的借助信号符号的频域样本以估算频率偏移误差的电路的功能方块图；
图8为信号符号的样本的时序图；
图9OFDM帧结构与样本的相位的关系，其中本发明依据该相位推论频率偏移值。
主要组件符号说明
(图1)
102-信号调制模块(signal mapper)102；
104-串行至并行转换模块；
106-反富利叶转换模块；
108-并行至串行转换模块；
110-循环前缀插入模块；
112-数字至模拟转换模块；
114-射频发送器；
(图2)
202-射频接收器；
204-取样模块；
206-同步电路；
208-循环前缀移除模块；
210-串行至并行转换；
212-快速富利叶转换模块；
214-通道估算(channel estimation)与均衡(equalization)模块214；
216-并行至串行转换模块；
218-信号解调模块(signal demapper)；
(图4)
402、408-延迟线；
404-补码区块；
406-乘法器；
410、414-加法器；
412-延迟区块；
416-相位计算模块；
418-平均器；
(图7)
702-快速富利叶转换模块；
704-信道估算模块；
706-均衡器；
708-平方模块；
710-乘法器；
712-累加器；
714-相位提取模块。
具体实施方式
图5为根据本发明于OFDM基带接收器中进行信号处理的方法500的流程图。方法500结合了本发明提供的对于频域信号进行频率偏移误差估算的步骤，以减低信号的频率偏移。方法500始自步骤502。首先，检测OFDM信号的存在。若信号于步骤504中被检测到，则步骤506以短前置信号302进行时域信号的频率偏移估算，其中基于短前置信号的频率偏移估算值以SPFOE表示。步骤506可以由图4所示的延迟自相关电路400实施。然而，尚未经过快速富利叶转换的信号仍为时域信号，只有经过快速富例叶转换后的信号方为频域信号。接着，步骤508如于图2的时序同步模块224般处理信号的同步(synchronization)工作。若步骤510中已达成同步，则步骤512借助信号的长前置信号304执行频率偏移的估算，其中基于长前置信号的频率偏移估算值以LPFOE表示。同样地，步骤512亦可以由图4所示的延迟自相关电路400实施。步骤514接着执行信号的快速富利叶转换。步骤516接着根据通道估算参数，执行通道均衡，以补偿信号的信道失真(channeldistortion)。由于步骤506的SPFOE与步骤512的LPFOE不够精确，因而此时信号尚残余部分频率偏移误差(frequency offset error)。此等频率偏移误差会影响后续信号处理程序的效能，因此步骤518以经均衡后的频域信号的信号符号328进行频率偏移误差的估算。接着，OFDM基带接收器可以依据步骤518的频率偏移误差的估算值以补偿信号的频率偏移。
图6为以频域信号的信号符号328估算频率偏移误差的方法600。方法600始自步骤602，于其中执行信号样本的长训练符号304的快速富利叶转换。步骤604接着凭借助步骤602转换后的长训练符号以估算信号样本的信道估算参数Hk。步骤606接着执行信号样本的信号符号区306的快速富利叶转换。步骤608接着提取经过快速富利叶转换以及信道均衡后的信号符号的第k个副载波的信号样本Sk。步骤610接着计算Re[Sk]×Sk×[Hk|2的值，其中Re[Sk]为信号符号样本Sk的实部，而|Hk|2为通道估算参数Hk的绝对值的平方。步骤612接着将所有52个副载波的Re[Sk]×Sk×[Hk|2的值累加，以产生一累加值 Σ k = 1 52 Re [ S k ] × S k × | H k | 2 . 接着于步骤614中提取该累加值 Σ k = 1 52 Re [ S k ] × S k × | H k | 2 的相位，然后频率偏移误差的估算值可以于步骤616中依据该相位计算而得。步骤616中计算频率偏移误差的估算值的算式将于图9更进一步描述。
图7为依据本发明的借助信号符号的频域样本以估算频率偏移误差的电路700的功能方块图。输入信号的信号符号328的样本首先被送至快速富利叶转换模块702以进行快速富利叶转换。接着信号符号328的样本被送至均衡器706，以依据第k个副载波的通道估算参数Hk补偿其通道失真，而产生第k个副载波的信号符号样本Sk，其中该信道估算参数Hk是产生自信道估算模块704。接着，平方模块708计算信道估算参数Hk的绝对值的平方以产生|Hk|2的值。然后，信号符号样本Sk的实部Re[Sk]经由乘法器710与Sk及|Hk|2相乘，以产生Re[Sk]×Sk×|Hk|2的乘积值。累加器712接着将所有52个副载波的Re[Sk]×Sk×[Hk|2的值累加，以产生一累加值 Σ k = 1 52 Re [ S k ] × S k × | H k | 2 . 接着，相位提取模块714提取该累加值 Σ k = 1 52 Re [ S k ] × S k × | H k | 2 的相位。于是，包含电路700的OFDM基带接收器可以依据该相位值计算频率偏移误差的估算值，并进而补偿信号样本的频率偏移误差。后续段落将进一步说明一算式，以能依据该相位值，计算频率偏移误差的估算值。
图8为信号符号800的样本的时序图。由于信号符号800持续3.2μs，而取样周期为0.5μs，因此经取样后的信号符号800包含有64个样本。假设信号符号800的样本在进行快速富利叶转换时的频率偏移为Δf。若信号符号800的第一个样本的相位为θ，则由于信号符号800包含有64个样本，因而信号符号800的最后一个样本的相位为θ+2πΔf64Ts，其中Ts为取样周期。因此，信号符号800的样本的平均相位为θ+2πΔf32Ts。因而信号符号800于52个副载波上的频率偏移Δf可以依据此算式进行估计。
图9表示OFDM帧结构900与样本的相位的关系，其中本发明依据该相位推论频率偏移值。长前置信号区域包括保护区间902、第一长训练符号904、第二长训练符号906，其分别包含32、64、64个样本。信号符号区包含保护区间908与信号符号910，其分别包含16以及64个样本。由于信号于时域处理时已分别借助短前置信号(图5的步骤506)与长前置信号(图5的步骤512)进行频率偏移的估算，在此假设该基于短前置信号的频率偏移估算值为SPFOE，而该基于长前置信号的频率偏移估算值为LPFOE。下面段落将先讨论仅借助短前置信号而没有借助长前置信号进行频率偏移估算的情形，亦即LPFOE＝0；接着再讨论已借助短、长前置信号两者进行频率偏移估算的情形。
假设LPFOE＝0。若短前置信号912的最后样本920的相位为θi，在经过补偿SPFOE之后(此处以ΔfSP表示SPFOE的误差)，信号符号910的最后样本930由于频率偏移误差所造成的相位θSG，2将如下式所示：
θSG，2＝θi+2πΔfSP(NLP+NSG)TS＝θi+2πΔfSP240TS；     (1)
其中(NLP+NSG)为介于短前置信号912的最后样本920以及信号符号910的最后样本930间的样本数目，而NLP＝32+64+64＝160，且NSG＝16+64＝80。同样地，信号符号910的最先样本928由于频率偏移误差所造成的相位θSG，1将如下式所示：
θSG，1＝θi+2πΔfSP(NLP+NGI)TS＝θi+2πΔfSP176TS；     (2)
其中(NLP+NGI)为介于短前置信号912的最后样本920以及信号符号910的最先样本928间的样本数目，而NLP＝160，且NGI＝16。因此，根据算式(1)与(2)，信号符号910经过快速富利叶转换(步骤514)后的相位θSG，FFT为：
θSG，FFT＝θi+2πΔfSP[(176+240)/2]TS＝θi+2πΔfSP208TS。  (3)
若该信号已经过信道均衡，则必须计算由补偿通道估算值造成的相位差θCE。通过第一长训练符号产生的通道估算值所补偿造成的相位差θCE，1为：
θCE，1＝θi+2πΔfSP[(32+96)/2]TS＝θi+2πΔfFSP64TS；      (4)
其中32为介于短前置信号912的最后样本920以及第一长训练符号904的最先样本922之间的样本数目，而96为介于短前置信号912的最后样本920以及第一长训练符号904的最后样本924之间的样本数目。同样地，通过第二长训练符号产生的通道估算值所补偿造成的相位差θCE，2为：
θCE，2＝θi+2πΔfSP[(96+160)/2]TS＝θi+2πΔfSP128TS；     (5)
其中96为介于短前置信号912的最后样本920以及第二长训练符号906的最先样本924之间的样本数目，而160为介于短前置信号912的最后样本920以及第二长训练符号906的最后样本926之间的样本数目。于是，根据算式(4)与(5)，经由借助两个长训练符号产生的通道估算值所补偿(即通道均衡)后造成的相位差θCE为：
θCE＝(θCE，1+θCE，2)/2＝θi+2πΔfSP96TS。                (6)
因此，信号符号910在信道均衡(步骤516)后的相位θSG为：
θSG＝θSG，FFT-θCE＝2πΔfSP112TS。                        (7)
信号符号910于信道均衡后的相位θSG可以借助以下算式计算而得到：
θ SG = ArcTan [ Σ k = 1 52 Re ( S k ) × S k × | H k | 2 ] ; - - - ( 8 )
其中Sk为第k副载波上的信号符号910的样本，而Hk为第k个副载波的通道估算参数。由于于算式(8)中可以计算而得到θSG的值，SPFOE的误差值ΔfSP可以由算式(7)中导出，其值为：
ΔfSP＝θSG/(2π×112×TS)(Hz)。                             (9)
算式(9)分母中的112可以简化为113，因而可以以(1/27+1/210)表示而化简计算过程。
接着，考虑同时运用长前置信号以进行频率偏移估算的情形。假设借助长前置信号估算的频率偏移值LPFOE为fLP。因此，在经过补偿SPFOE(此处以ΔfSP表示)与LPFOE(此处以fLP表示)后，信号符号910的最后样本930由于频率偏移误差所造成的相位θSG，2将如下式所示：
θSG，2＝θi+2πΔfSP(NLP+NSG)TS-2πfLPNSGTS
＝θi+2πΔfSP240TS-2πfLP80TS。                      (10)
同样地，信号符号910的最先样本928由于频率偏移误差所造成的相位θSG，1将如下式所示：
θSG，1＝θi+2πΔfSP(NLP+NGI)TS-2πfLPNGITS
＝θi+2πΔfSP176TS-2πfLP16TS。                      (11)
于是，根据算式(10)与(11)，信号符号910经过快速富利叶变换(步骤514)后的相位θSG，FFT为：
θSG，FFT＝(θSG，1+θSG，2)/2＝θi+2πΔfSP208TS-2πfLP48TS。(12)
经由通道均衡而造成的相位变动θCE依旧由(6)式决定。因此，信号符号910在经过通道均衡(步骤516)后的相位θSG为：
θSG＝θSG，FFT-θCE＝2πΔfSP112TS-2πfLP48TS。      (13)
若将(13)式中的SPFOE误差ΔfSP以ΔfLP+fLP置换，其中ΔfLP＝ΔfSP-fLP为经过补偿SPFOEΔfSP与LPFOE fLP的频率偏移误差，则(13)式将变成下式：
θSG＝2π(ΔfLP+fLP)112TS-2πfLP48TS。                (14)
由于θSG的值仍旧可由(8)式中计算而得到，LPFOE的误差ΔfLP可以由(14)式推导而得，如下式所示：
ΔfLP＝(θSG-2π×fLP×64×TS)/(2π×112×TS)(Hz)。       (15)
本发明提供一于符合IEEE 802.11a/g规范的OFDM系统中，借助信号的信号符号的频域样本进行频率偏移误差估算的方法。于本发明中，是借助着经快速富利叶转换后的信号的频域样本以进行频率偏移误差的估算，而非如延迟自相关电路中般借助信号的时域样本以进行频率偏移误差的估算。因而频率偏移的估算可借助短前置信号及长前置信号的时域样本进行估算，进而结合运用本发明的方法，对于信号的频域样本进行频率偏移误差的估算，如此则可大大地降低信号样本的频率偏移，而增进OFDM系统的效能。
本发明虽以优选实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可进行更动与修改，因此本发明的保护范围以所提出的权利要求所限定的范围为准。

Claims (10)

1.一种于频域进行频率偏移估算的方法，用于正交分频多路复用系统的基带接收器中，其中该基带接收器接收经由多副载波传送的信号，该方法包括：
根据已由快速富利叶转换及均衡后的该信号的一信号符号，计算该信号符号的一相位；以及
依据该相位，估计一频率偏移误差，其中该频率偏移误差产生于时域中，对于该信号进行频率偏移估算的至少一估算过程。
2.如权利要求1所述的于频域进行频率偏移估算的方法，其中该相位通过以下算式计算而得：
θ SG = ArcTan [ Σ k = 1 M Re ( S k ) × S k × | H k | 2 ] ;
其中θSG为该相位；
Sk为该信号经快速富利叶转换与均衡后于该多个副载波中的第k个副载波上传输的该信号符号；
M为该多个副载波的数目；
Hk为该第k个副载波的通道估算参数；
Re()提取一复数的实部；以及
ArcTan[]提取一复数的相位。
3.如权利要求1所述的于频域进行频率偏移估算的方法，其中时域中的该至少一估算过程是根据该信号的短前置信号估算频率偏移，而该频率偏移误差是经由以下算式估计而得：
ΔfSP＝θSG/(2π×112×TS)(Hz)；
其中ΔfSP为产生自该根据短前置信号的估算过程的该频率偏移误差；
θSG为该相位；以及
TS为该基带接收器的取样周期。
4.如权利要求1所述的于频域进行频率偏移估算的方法，其中时域中的该至少一估算过程包括根据该信号的短前置信号估算频率偏移的一第一估算过程，以及根据该信号的长前置信号估算频率偏移的一第二估算过程，而该频率偏移误差是经由以下算式估计而得：
ΔfLP＝(θSG-2π×fLP×64×TS)/(2π×112×TS)(Hz)；
其中ΔfLP为产生自该第一与第二估算过程的该频率偏移误差；
fLP为该第二估算过程估算的频率偏移估算值；
θSG为该相位；以及
TS为该基带接收器的取样周期。
5.如权利要求1所述的于频域进行频率偏移估算的方法，其中于时域的该至少一估算过程是借助一延迟自相关电路，以对于该信号进行频率偏移估算。
6.一种于频域进行频率偏移估算的电路，用于正交分频多路复用系统的基带接收器中，其中该基带接收器接收经由多副载波传送的信号，该电路包括：
快速富利叶转换模块，用以将该信号进行快速富利叶转换，以产生一第一信号；
信道估算模块，耦接至该快速富利叶转换模块，用以估算该第一信号的一信道估算参数的，其中该第一信号属于该多个副载波中第k个副载波，k为该副载波的序号；
均衡器，耦接至该快速富利叶转换模块与该信道估算模块，用以借助该信道估算参数补偿该第一信号的信道失真，以产生第二信号；
平方模块，耦接至该信道估算模块，用以计算该信道估算参数的绝对值的平方；
乘法器，耦接至该均衡器与该平方模块，用以将的第k副载波上该第二信号的信号符号的实部乘上对应的该通道估算参数的绝对值的平方，以得到一乘积值；
累加器，耦接至该乘法器，用以将所有该多个副载波的该乘积值累加起来，以得到一累加值；以及
相位提取模块，耦接至该累加器，用以提取该累加值的相位；
其中该电路依据该相位可估计该第二信号的频率偏移误差，其中该频率偏移误差产生自，于时域中，对于该信号进行频率偏移估算的至少一估算过程。
7.如权利要求6所述的于频域进行频率偏移估算的电路，其中该电路通过以下算式计算而得到该相位：
θ SG = ArcTan [ Σ k = 1 M Re ( S k ) × S k × | H k | 2 ] ;
其中θSG为该相位；
Sk为该信号经快速富利叶转换与均衡后于该多个副载波中的第k副载波上传输的该信号符号；
M为该多个副载波的数目；
Hk为该第k副载波的通道估算参数；
Re()提取一复数的实部；以及
ArcTan[]提取一复数的相位。
8.如权利要求6所述的于频域进行频率偏移估算的电路，其中时域中的该至少一估算过程是根据该信号的短前置信号估算频率偏移，而该电路经由以下算式估计该频率偏移误差：
ΔfSP＝θSG/(2π×112×TS)(Hz)；
其中ΔfSP为产生自该根据短前置信号的估算过程的该频率偏移误差；
θSG为该相位；以及
TS为该基带接收器的取样周期。
9.如权利要求6所述的于频域进行频率偏移估算的电路，其中时域中的该至少一估算过程包括根据该信号的短前置信号估算频率偏移的一第一估算过程，以及根据该信号的长前置信号估算频率偏移的一第二估算过程，而该电路经由以下算式估计该频率偏移误差：
ΔfLP＝(θSG-2π×fLP×64×TS)/(2π×112×TS)(Hz)；
其中ΔfLP为产生自该第一与第二估算过程的该频率偏移误差；
fLP为该第二估算过程估算的频率偏移估算值；
θSG为该相位；以及
TS为该基带接收器的取样周期。
10.如权利要求6所述的于频域进行频率偏移估算的电路，还包括一延迟自相关电路，耦接于该快速富利叶转换模块的前方，用以于该信号进行快速富利叶转换之前，对于该信号进行频率偏移估算，以实现该至少一估算过程。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2130343A1 (en) * 2007-03-27 2009-12-09 Nokia Corporation Frequency offset correction

Families Citing this family (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7539125B2 (en) * 2005-10-14 2009-05-26 Via Technologies, Inc. Method and circuit for frequency offset estimation in frequency domain in the orthogonal frequency division multiplexing baseband receiver for IEEE 802.11A/G wireless LAN standard
US7672310B2 (en) * 2006-03-13 2010-03-02 General Instrument Corporation Method and apparatus for dynamically changing the preamble length of a burst communication
US9088355B2 (en) 2006-03-24 2015-07-21 Arris Technology, Inc. Method and apparatus for determining the dynamic range of an optical link in an HFC network
US8594118B2 (en) 2006-03-24 2013-11-26 General Instrument Corporation Method and apparatus for configuring logical channels in a network
US7613104B2 (en) * 2006-05-31 2009-11-03 Nokia Corporation Method, apparatus and computer program product providing synchronization for OFDMA downlink signal
US8537972B2 (en) 2006-12-07 2013-09-17 General Instrument Corporation Method and apparatus for determining micro-reflections in a network
CN101202725A (zh) * 2006-12-11 2008-06-18 昂达博思公司 在tdd无线ofdm通信系统中的自动频率偏移补偿
WO2009042226A2 (en) * 2007-09-26 2009-04-02 The Regents Of The University Of Michigan Enhanced carrier frequency offset estimator
CN101453441B (zh) * 2007-11-29 2012-10-03 Nxp股份有限公司 鲁棒的整数倍载波频率偏移估计器
US8831063B2 (en) * 2008-03-18 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Single carrier burst structure for decision feedback equalization and tracking
US8174958B2 (en) * 2008-08-01 2012-05-08 Broadcom Corporation Method and system for a reference signal (RS) timing loop for OFDM symbol synchronization and tracking
US8559296B2 (en) * 2008-08-01 2013-10-15 Broadcom Corporation Method and system for an OFDM joint timing and frequency tracking system
JP4793599B2 (ja) * 2008-11-18 2011-10-12 日本電気株式会社 Ｏｆｄｍａ方式の無線通信装置、該無線通信装置による非線形歪み補償のための学習信号生成方法
EP2381605A1 (en) * 2008-12-22 2011-10-26 Hitachi, Ltd. Optical transmitter and optical ofdm communication system
KR101074840B1 (ko) 2009-01-06 2011-10-19 (주)카이로넷 무선랜 수신단에서의 동기 추정 장치 및 그 방법
US8516532B2 (en) 2009-07-28 2013-08-20 Motorola Mobility Llc IP video delivery using flexible channel bonding
US8526485B2 (en) 2009-09-23 2013-09-03 General Instrument Corporation Using equalization coefficients of end devices in a cable television network to determine and diagnose impairments in upstream channels
US9036999B2 (en) * 2010-07-31 2015-05-19 Alcatel Lucent Frame/symbol synchronization in coherent optical OFDM
US8654640B2 (en) 2010-12-08 2014-02-18 General Instrument Corporation System and method for IP video delivery using distributed flexible channel bonding
US8937992B2 (en) 2011-08-30 2015-01-20 General Instrument Corporation Method and apparatus for updating equalization coefficients of adaptive pre-equalizers
TWI455497B (zh) * 2011-11-08 2014-10-01 Mstar Semiconductor Inc 用於無線網路的接收端以因應頻率偏移的方法與相關裝置
CN103124246A (zh) * 2011-11-17 2013-05-29 晨星软件研发(深圳)有限公司 用于无线网络的接收端以因应频率偏移的方法与相关装置
US8576705B2 (en) 2011-11-18 2013-11-05 General Instrument Corporation Upstream channel bonding partial service using spectrum management
US9030969B2 (en) * 2011-11-21 2015-05-12 Broadcom Corporation Wireless communication device capable of utilizing multiple radio access technologies
US9113181B2 (en) 2011-12-13 2015-08-18 Arris Technology, Inc. Dynamic channel bonding partial service triggering
KR20130104289A (ko) * 2012-03-13 2013-09-25 삼성전자주식회사 오프셋 값을 추정하는 장치, 방법, 수신장치 및 수신장치에서 신호를 처리하는 방법
US9003460B2 (en) 2012-04-27 2015-04-07 Google Technology Holdings LLC Network monitoring with estimation of network path to network element location
US8868736B2 (en) 2012-04-27 2014-10-21 Motorola Mobility Llc Estimating a severity level of a network fault
US8867371B2 (en) 2012-04-27 2014-10-21 Motorola Mobility Llc Estimating physical locations of network faults
US8837302B2 (en) 2012-04-27 2014-09-16 Motorola Mobility Llc Mapping a network fault
US9065731B2 (en) 2012-05-01 2015-06-23 Arris Technology, Inc. Ensure upstream channel quality measurement stability in an upstream channel bonding system using T4 timeout multiplier
US9136943B2 (en) 2012-07-30 2015-09-15 Arris Technology, Inc. Method of characterizing impairments detected by equalization on a channel of a network
US9137164B2 (en) 2012-11-15 2015-09-15 Arris Technology, Inc. Upstream receiver integrity assessment for modem registration
CN103095638B (zh) * 2012-12-19 2016-06-08 西安电子科技大学 一种多径衰落信道下ofdm系统的采样频率偏移盲估算方法
US9203639B2 (en) 2012-12-27 2015-12-01 Arris Technology, Inc. Dynamic load balancing under partial service conditions
US9197886B2 (en) 2013-03-13 2015-11-24 Arris Enterprises, Inc. Detecting plant degradation using peer-comparison
US9025469B2 (en) 2013-03-15 2015-05-05 Arris Technology, Inc. Method for estimating cable plant topology
US10477199B2 (en) 2013-03-15 2019-11-12 Arris Enterprises Llc Method for identifying and prioritizing fault location in a cable plant
US9042236B2 (en) 2013-03-15 2015-05-26 Arris Technology, Inc. Method using equalization data to determine defects in a cable plant
WO2014161135A1 (en) * 2013-04-01 2014-10-09 Harman International Industries, Incorporated Coarse timing
CN113169944B (zh) * 2020-04-29 2022-05-03 香港应用科技研究院有限公司 使用多频段的宽范围的载波频率偏移(cfo)下的窄带信号的交叉积检测方法
US10785074B1 (en) * 2020-04-29 2020-09-22 Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute Company, Limited Cross-product detection method for a narrowband signal under a wide range of carrier frequency offset (CFO) using multiple frequency bins

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2508298B2 (ja) * 1989-10-18 1996-06-19 日本電気株式会社 ディジタル信号受信方式及び受信装置
US5255290A (en) * 1992-08-21 1993-10-19 Teknekron Communications System, Inc. Method and apparatus for combined frequency offset and timing offset estimation
US7106709B2 (en) * 2000-11-29 2006-09-12 Telefonaktiebologet Lm Ericsson (Publ) Timing drift compensation in wireless packet-based systems
KR100402906B1 (ko) * 2001-02-08 2003-10-22 (주)아이앤씨테크놀로지 직교주파수분할다중방식에서의 주파수 오프셋 동기화 장치및 방법
US7103116B2 (en) * 2001-09-24 2006-09-05 Atheros Communications, Inc. Detection of a false detection of a communication packet
US7123670B2 (en) * 2001-09-24 2006-10-17 Atheros Communications, Inc. Fine frequency offset estimation and calculation and use to improve communication system performance
US7224666B2 (en) * 2002-05-13 2007-05-29 Texas Instruments Incorporated Estimating frequency offsets using pilot tones in an OFDM system
KR100553544B1 (ko) * 2002-08-31 2006-02-20 삼성탈레스 주식회사 버스트 직교 주파수분할 다중 전송 시스템에서 주파수 오프셋 추정 및 채널 등화방법
WO2004086709A1 (en) * 2003-03-28 2004-10-07 Intel Corporation System and method for adaptive phase compensation of ofdm signals
US20040202234A1 (en) * 2003-04-11 2004-10-14 Agency For Science, Technology And Research Low-complexity and fast frequency offset estimation for OFDM signals
CN1622653A (zh) * 2003-11-28 2005-06-01 皇家飞利浦电子股份有限公司 一种用于对td－scdma系统下行链路进行频率估测的装置和方法
CN1333532C (zh) 2004-04-02 2007-08-22 清华大学 正交频分复用数字接收装置
CN100359895C (zh) * 2004-11-12 2008-01-02 东南大学 利用快速傅立叶变换实现全数字无线通信系统
US7539125B2 (en) * 2005-10-14 2009-05-26 Via Technologies, Inc. Method and circuit for frequency offset estimation in frequency domain in the orthogonal frequency division multiplexing baseband receiver for IEEE 802.11A/G wireless LAN standard

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2130343A1 (en) * 2007-03-27 2009-12-09 Nokia Corporation Frequency offset correction
EP2130343B1 (en) * 2007-03-27 2015-09-23 Nokia Technologies Oy Frequency offset correction

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