CN1885726A - 用于正交频分复用传输的接收机 - Google Patents

Abstract

用于正交频分复用传输的接收机。即使在各帧的快速傅立叶变换提取位置有所不同的情况下，也可以在正交频分复用接收机中将导频码元的信道估计值用于对数据码元的信道补偿。该正交频分复用接收机的特征在于具有：相位旋转量计算电路，计算由于当快速傅立叶变换电路执行快速傅立叶变换处理时提取各个码元作为快速傅立叶变换对象的定时的不同而产生的相位旋转量；并且进一步具有对信道估计电路确定的信道估计值校正相位旋转量的校正电路。

Description

用于正交频分复用传输的接收机

技术领域

本发明涉及用于正交频分复用传输的接收机，更具体地，涉及一种使得可以进行高精度信道估计的用于正交频分复用传输的接收机。

背景技术

在旨在进行高速数据通信的无线通信系统中使用使得可以最大化频率利用效率的正交频分复用(OFDM)传输系统。

在正交频分复用(以下简称为“OFDM”)传输系统的情况下，将使用的频带分为多个子载波，并将数据的各个比特分配到各个子载波地进行传输。由于子载波被设置为使得这些子载波在频率轴上彼此正交，所以该系统在频率利用效率方面性能优异。

此外，因为单个子载波为窄带信号，所以可以抑制多径干扰的影响，从而可以实现高速数据通信。

图1是示出OFDM无线通信系统的概况的图。在图1中，由S/P变换器1将输入到发射机的发送数据变换为并行信号，并将这些信号分配到各个子载波。

接着，通过利用IFFT变换器2来执行逆快速傅立叶变换(IFFT)处理，从而将这些信号变换为时域信号。在向时域信号的该变换之后，通过利用保护间隔(GI)插入电路3为各个码元插入保护间隔(GI)。

这里，如图2所示，保护间隔(GI)复制OFDM码元末端的指定时间段的部分，并被设置于头部。如图3所示，由于插入了这些保护间隔(GI)，因此只要多径引起的延迟波b相对于主波(即，直接波a)在保护间隔(GI)的时间段Tg内到达，就可以保持正交性，从而可以防止多径影响。

现在返回图1，GI插入之后的基带信号在发送电路(Tx)4中变换为射频(RF)，并从发射天线5发射。

此外，在采用诸如OFDM等的多载波传输的情况下，高精度信道估计对于各个子载波都是必要的。因此，在发射机中，以固定的间隔插入用于在接收机内进行信道估计的已知导频信号。

接收机的接收天线6经由多径衰落信道接收从发射天线5输出的信号。接收机电路(Rx)7将接收到的无线电信号变换为基带信号。对于已变换到基带的信号，在FFT定时同步电路8中执行对FFT提取位置的检测。

接着，如图3所示，根据FFT定时同步电路8检测到的FFT定时，在GI去除电路9中从基带信号对各个码元(去除了保护间隔(GI))提取FFT处理区。所提取的FFT区由快速傅立叶变换(FFT)电路10进行快速傅立叶变换(FFT)处理，由此变换为频域内的子载波信号。

在信道估计部11中，计算以固定间隔接收到的导频码元与已知导频图案(pattern)之间的相关性，从而对各个子载波执行信道估计。在信道补偿电路12中，使用信道估计部11获得的信道估计值来对数据码元中的信道波动进行补偿。最后，由P/S变换器13将数据重新排列为串行数据，从而对初始发送数据进行解调。

这里，将描述由FFT定时同步电路8产生的用于GI去除电路9的FFT定时与各个子载波的相位旋转之间的关系。

根据快速傅立叶变换(FFT)的循环移位原理，在对函数g[t]进行FFT之后的信号为G[f]的情况下，对通过使函数g[t]循环移位τ而获得的函数g[t+τ]_N进行FFT之后的信号由下式给出。

G[f]·exp(-j2πfτ/N)…(1)

这里，N表示FFT大小，f表示子载波号。

因此，在τ_n为第n个OFDM码元的FFT定时且T为准确去除GI的理想定时的情况下，在FFT之后的信号中产生由下式表示的相位旋转。

exp(-j2πf(τ_n-T)/N)…(2)

由此，可以看出在OFDM接收机中，根据FFT提取位置的不同，除了多径传输路径的影响以外还产生由FFT处理引起的相位旋转。

此外，关于对由于这种FFT提取位置的不同而导致的在FFT处理结果中出现的频率相位特性的改善，作为常规技术，公知有日本特开2000-295195号公报中描述的发明。

在日本特开2000-295195号公报中指出的常规技术的特征在于，检测由于FFT处理而产生的频率相位特性的一次倾斜(primary slope)(各个子载波的相位旋转的倾斜)，并去除该一次倾斜。

这里，如果h_n(f)为导频信道n的传输路径中的信道传输函数，σ_n(f)为噪声分量，则根据式(1)和(2)，由下式给出在FFT定时τ_n的信道估计值。

h′_n(f)＝h_n(f)·exp(-j2πf(τ_n-T)/N)+σ_n(f)…(3)

由此，在根据导频码元确定的信道估计值中还产生根据FFT提取位置的相位旋转。

因此，当对数据码元进行解调时，必须使用根据与数据码元具有相同的FFT定时的导频而确定的信道估计值来进行信道补偿。结果，同时也补偿了由FFT处理引起的相位旋转的影响，从而可以正确地解调数据信道。

图4示出了在OFDM传输系统中采用的帧结构的示例。这里，一个帧由一个导频码元和四个数据码元构成。

相对于数据码元，按固定间隔复用导频码元(图4中的P1、P2和P3)。在OFDM接收机中，使用FFT定时同步电路8来检测最优的FFT定时，并且按某确定的周期来更新该定时。在图4中，假设Tn、Tn+1和Tn+2(帧头部的定时)是FFT提取位置的更新定时。

这里，当对帧n的数据码元进行解调时，设想利用根据同一帧n内的导频码元确定的信道估计值。然而，本发明人认为，通过不仅使用帧n内的导频码元而且使用相邻帧n+1的导频码元，可以改进信道估计精度。

例如，在h′_n(f)、h′_n+1(f)分别为根据帧n和帧n+1的各个导频码元而确定的信道估计值的情况下，通过对这些信道估计值进行平均可以抑制噪声分量，从而可以改进信道估计精度。

另选地，在根据基于移动体速度的多普勒效应的信道波动量相对于帧长度很大的情况下，通过对各个信道估计值进行线性插值可以准确地估计在两个数据码元位置的信道估计值。

然而，在帧n与帧n+1之间使FFT提取位置改变的情况下，可能出现以下问题：即，可能不能对两个信道估计值进行平均或线性插值。具体地，在FFT定时对于进行信道估计的多个导频码元有所不同的情况下，信道估计值的相位变化量不同；因此，不可能“原样”地对信道估计值进行平均或线性插值。

具体地，在τ_n、τ_n+1分别为帧n和帧n+1中的FFT提取位置并且σ_n(f)、σ_n+1(f)为噪声分量的情况下，根据式(3)获得下式。

h′_n(f)＝h_n(f)·exp(-j2πf(τ_n-T)/N)+σ_n(f)…(4)

h′_n+1(f)＝h_n+1(f)·exp(-j2πf(τ_n+1-T)/N)+σ_n+1(f)…(5)

用下式来表示通过对这些信道估计值进行平均而获得的信道估计值h_n(f)：

${\stackrel{\‾}{h}}_n\left(f\right)=\frac{h_n^{\′}\left(f\right)+h_{n+1}^{\′}\left(f\right)}{2}+\frac{{\mathrm{\σ}}_n\left(f\right)+{\mathrm{\σ}}_{n+1}\left(f\right)}{2}---\left(6\right)$

这里，在帧n与帧n+1的FFT提取位置相同的情况下，即在τ_n＝τ_n+1的情况下，可以将式(6)重写如下：

${\stackrel{\‾}{h}}_n=\frac{h_n\left(f\right)+h_{n+1}\left(f\right)}{2}\·\exp (-j2\mathrm{\πf}({\mathrm{\τ}}_n-T)/N)+\frac{{\mathrm{\σ}}_n\left(f\right)+{\mathrm{\σ}}_{n+1}\left(f\right)}{2}---\left(7\right)$

在式(7)中，由于两个信道估计值中的相位旋转量相等，因此进行了平均之后的信道估计值，即 h_n(f)，与数据码元的相位旋转量相同。

另一方面，在帧n和帧n+1的FFT提取位置不同的情况下，如从式(4)到(6)所见，均值为具有不同相位旋转量的信道估计值的均值；因此，该均值不能“原样”用于对数据码元进行信道补偿。

因此，本发明的一个目的是，使得在用于正交频分复用(OFDM)传输系统的接收机中即使在FFT提取位置对于各个帧不同的情况下也可以将根据导频码元确定的信道估计值用于对数据码元的信道补偿。

本发明的另一个目的是，使得在OFDM接收机中通过根据各个帧的FFT提取位置的差异来校正相位旋转量，不仅可以将这种信道估计值用于高精度信道估计，而且可以用于多普勒频率估计、载波频率偏移估计、信号对噪声功率比(SIR：信号对干扰功率比)估计等。

发明内容

根据第一方面，实现本发明上述目的的用于正交频分复用传输的接收机包括：接收机电路，接收由多个正交频分复用码元构成的传输帧，并将这些帧变换为基带信号；提取电路，从接收机电路输出的基带信号中提取各个码元；快速傅立叶变换电路，对提取电路提取的各个信号进行快速傅立叶变换，并输出频域内的多个子载波；信道估计电路，确定所述基带信号中以固定间隔接收到的导频信号与已知导频信号图案之间的相关性，并确定各子载波的信道估计值；以及信道补偿电路，通过使用信道估计电路确定的信道估计值来补偿快速傅立叶变换电路的输出的信道波动，所述接收机的特征在于，其进一步包括：相位旋转量计算电路，计算由于当快速傅立叶变换电路执行快速傅立叶变换处理时提取各个码元作为快速傅立叶变换对象的定时的不同而产生的相位旋转量；以及校正电路，对信道估计电路确定的信道估计值校正相位旋转量。

根据本发明的第二方面，在第一方面的用于正交频分复用传输的接收机中，进一步设置有对根据所述多个码元确定的多个信道估计值进行相加和平均的计算电路，在所述信道补偿电路中通过使用经该计算电路相加和平均的信道估计值对信道波动进行补偿。

根据本发明的第三方面，在第一方面的用于正交频分复用传输的接收机中，进一步设置有确定根据所述多个码元确定的多个信道估计值的插值的计算电路，在所述信道补偿电路中通过使用所述插值对信道波动进行补偿。

根据本发明的第四方面，在第一方面的用于正交频分复用传输的接收机中，进一步设置有确定根据所述多个码元确定的多个信道估计值的分散(dispersion)的计算电路，根据该计算电路确定的分散值来测量接收到的信号中包含的干扰功率。

根据本发明的第五方面，在第一方面的用于正交频分复用传输的接收机中，进一步设置有确定根据所述多个码元确定的多个信道估计值的相位偏差的计算电路，根据该计算电路确定的相位偏差来测量载波频率偏移或多普勒频率。

根据本发明的第六方面，在第一到第五方面的任一方面中的用于正交频分复用传输的接收机中，在对于多个导频码元的码元FFT定时不同的情况下，对于根据这些导频码元计算的信道估计值停止计算电路的操作。

根据本发明的第七方面，在第一到第五方面的任一方面中的用于正交频分复用传输的接收机中，进一步设置有对提取各个码元作为快速傅立叶变换对象的定时的变化频度进行测量的测量电路，在所述定时的变化频度等于或小于规定阈值的情况下，停止所述计算相位旋转量的相位旋转量计算电路和所述校正相位旋转量的校正电路的操作。

根据以下参照附图描述的本发明的实施例，本发明的特征将更加清楚。

由于本发明的上述特征构成，获得了如下效果。

首先，由于校正了由FFT提取位置的偏差导致的相位旋转量的不同，因此可以对几个帧的信道估计值进行平均和使用；因此，可以抑制残余噪声分量(等等)，从而可以进行高精度信道估计。

第二，由于校正了由FFT提取位置的偏差导致的相位旋转量的不同，因此可以将前一帧的信道估计值用于对下一帧进行解调；因此，可以减小处理延迟，从而可以进行快速数据解调。

第三，由于校正了由FFT提取位置的偏差导致的相位旋转量的不同，因此可以进行高精度多普勒频率估计、载波频率偏移估计以及SIR估计。

附图说明

图1是示出了OFDM无线传输系统的概况的图；

图2是例示出保护间隔(GI)的图；

图3是例示出FFT提取定时的图；

图4是示出用在OFDM传输系统中的帧结构的示例的图；

图5是根据本发明的用在OFDM传输系统中的接收机的实施例的图；

图6是示出作为图5的配置的具体示例、在三个帧对信道估计值进行平均的情况的示例的图；

图7是示出发展图6的具体示例的示例的配置的图；以及

图8是示出图5的配置在利用分散值或相位偏差值的情况下的具体示例的图。

具体实施方式

下面将描述本发明的实施例。此外，这些实施例用于帮助对本发明的理解；本发明的技术范围并不限于这些实施例。

这里，在对实施例进行描述之前将说明本发明的原理。

在OFDM接收机中，可以保持FFT定时同步电路8检测到的FFT提取位置和更新提取位置的定时；因此，基于该信息来进行如下处理。

如果取帧n为基准，则相位在帧n与帧n+1之间相对旋转了exp(-j2πf(τ_n-τ_n+1)/N)…(8)。

因此，可以在对式(8)的相位旋转进行补偿之后对帧n+1的信道估计值h′_n+1(f)进行平均处理，结果获得下式。

${\stackrel{\‾}{h}}_n\left(f\right)=\frac{h_n\left(f\right)+h_{n+1}\left(f\right)}{2}\·\exp (-j2\mathrm{\πf}({\mathrm{\τ}}_n-T)/N)+\frac{{\mathrm{\σ}}_n\left(f\right)+{\mathrm{\σ}}_{n+1}\left(f\right)\·\exp (j2\mathrm{\πf}({\mathrm{\τ}}_n-{\mathrm{\τ}}_{n+1})/N)}{2}---\left(9\right)$

如果将式(7)与式(9)进行比较，可见除了噪声分量以外，信道估计值的平均结果是相同的。因此，这些平均结果可以用于对帧n的数据信道进行补偿。

如上所述，本发明的原理如下：即，确定用作基准的帧，根据对于该帧的FFT提取位置差来计算相对相位旋转量，并且对该相对相位旋转量进行校正。

例如，在将根据帧n和帧n+1的导频码元确定的信道估计值的平均值用于对帧n+1的数据码元进行信道补偿的情况下，以帧n+1作为基准，针对式(8)的相位旋转来校正由式(4)计算的信道估计值h′_n(f)。

结果，在图4所示的示例中，可以使用根据在时间上先于帧n+1的数据码元的导频码元确定的信道估计值来进行解调处理；因此，可以延迟很小地执行数据解调。

[实施例]

图5示出了根据本发明的OFDM传输系统中的接收机的实施例的配置。在图5中，省略了接收机电路(Rx)7，仅示出了根据本发明的特征而构造的部分。此外，对与图1中的部件相同的部件指配相同的标号。在稍后要描述的其他实施例中也是这样。

在图5中，作为特征，信道估计部11对于各个子载波都具有子载波处理部，在子载波处理部中，对于在快速傅立叶变换(FFT)电路10中进行了快速傅立叶变换处理的各个子载波的信号，设置有现有导频图案存储部100、基于导频执行信道估计的信道估计电路101、与FFT定时对应的相位校正系数计算电路102、延迟电路103和104、相位校正乘法电路105到107，以及对信道估计值进行平均、插值、分散或偏差计算的计算电路108。

图5仅详细示出了所设置的多个子载波处理部中的针对一个子载波的子载波处理部。

信道估计电路101通过输入由FFT处理产生的f子载波的信号第二包帧(second casing frame)SCf以及从现有导频存储部100读出的针对f子载波的现有导频图案，并计算这两者的相关值，从而对如图4所示的按固定间隔插入帧内的导频码元进行信道估计。

具体地，在OFDM接收机中(其中r_n(f)为第n帧的导频码元进行了FFT之后的信号，p(f)为导频码元的信号矢量)，在信道估计电路101中可以通过计算下式(10)来确定信道估计值h_n(f)。

$h_n\left(f\right)=r_n\left(f\right)\·\frac{p^{*}\left(f\right)}{{\left|p\left(f\right)\right|}^2}---\left(10\right)$

这里，f表示子载波号，即，对各个子载波进行信道估计，p^*(f)表示导频信号矢量的复共轭。

在延迟电路103和104中分别将信道估计电路101计算的信道估计值h_n(f)延迟与导频插入间隔相等的量。因此，可以进行跨多个帧的处理。

同时，输入FFT定时同步电路8检测到的与各帧的最优FFT提取位置相关的信息，在相位校正系数计算电路102中，基于式(8)来计算用于校正相位旋转量的相位校正系数，各个帧的信道估计值乘以该相位校正系数。

然后，如上所述，在乘法器105、106和107中执行从信道估计电路101以及延迟电路103和104输出的各个帧的信道估计值h_n(f)与来自相位校正系数计算电路102的相位校正系数的相乘，并将结果输入到执行平均/插值/分散/偏差计算的计算电路108。

在计算电路108中，根据校正目标对乘法器105、106和107的输出执行平均/插值/分散/偏差计算，并输出结果。具体地，在要在信道补偿电路12中进行信道补偿的情况下，在计算电路108中根据乘法器105、106和107的输出来确定平均值或插值，并将结果作为信道估计值输入到信道补偿电路12。

此外，如稍后所述，在计算干扰功率并且目的是对发送功率、自适应调制等进行自适应链路控制的情况下，将系统构造为使得在计算电路108中将计算结果确定为分散值。另选地，在确定接收机电路7中进行检测所使用的载波频率偏移等的情况下，将系统构造为使得在计算电路108中将计算结果确定为相位波动量。

在信道补偿电路12中进行信道补偿的情况下，针对每个子载波进行该处理，并且将来自快速傅立叶变换(FFT)电路10的数据码元进行了FFT之后的信号r_n(f)乘以信道估计值的复共轭，如下式所示。

$r_n\left(f\right)\·h_n^{*}\left(f\right)---\left(11\right)$

P/S变换器电路13将进行了式(11)的信道补偿之后的信号变换为串行信号，并将其作为经解调数据输出。

如上所述，本发明的OFDM接收机的特征在于以下事实：设置有相位校正系数计算电路102和相位校正系数乘法电路105到107；可以将现有电路用作信道估计电路101以及确定均值、插值、分散或者偏差的计算电路108。

此外，相位校正系数计算电路102基于式(8)来计算相位校正系数；由于f、τ_n、N都是整数，因此校正系数的类型限于N种，其为FFT大小。因此，预先计算N种校正系数，可以将这些系数存储在设置于相位校正系数计算电路102内的存储器中并使用它们。这样，可以防止由本发明而导致电路规模增大。

图6是示出作为图5的配置的具体示例、其中在三个帧对信道估计值进行平均的实施例的图。

这里，计算电路108具有确定均值或插值的计算功能，平均处理以第n帧的信道估计值h_n(f)为中心；因此，仅对h_n-1(f)和h_n+1(f)进行相位校正。因此，设置有与针对h_n-1(f)和h_n+1(f)的校正系数生成电路102a和102b对应的乘法器105和107。

在这些电路与FFT定时同步电路8之间设置有产生(τ_n-τ_n-1)的定时和(τ_n-τ_n+1)的定时的电路109，校正系数生成电路102a和102b输入这些FFT定时，根据式(8)针对各个对应的信道估计值来确定相位校正系数，如下式(12)和(13)所示。

exp(j2πf(τ_n-τ_n-1)/N)  (对h_n-1(f)的校正系数)…(12)

exp(j2πf(τ_n-τ_n+1)/N)  (对h_n+1(f)的校正系数)…(13)

因此，计算电路108作为对三个帧计算平均/插值的电路，通过使用下式来确定信道估计值的平均值。

${\stackrel{\‾}{h}}_n\left(f\right)=\frac{h_{n-1}\left(f\right)\·\exp (j2\mathrm{\πf}({\mathrm{\τ}}_n-{\mathrm{\τ}}_{n-1})/N)+h_n\left(f\right)+h_{n+1}\left(f\right)\·\exp (j2\mathrm{\πf}({\mathrm{\τ}}_n-{\mathrm{\τ}}_{n+1})/N)}{3}---\left(14\right)$

图7示出了进一步发展图6所示的具体示例的示例的配置。在图7所示的示例中，系统被配置为使得在多个导频码元的码元FFT定时有所不同的情况下针对根据各个导频码元计算的信道估计值停止上述计算电路108的操作。

因此，在图7中，在图6中示出的配置示例中进一步设置有无效状态判断电路111a和111b以及定时变化频度测量电路110。无效状态判断电路111a和111b判断两个对象导频码元的码元FFT定时有所不同的情况。

具体地，在图7中，在计算跨三个或更多个帧的信道估计值的平均值的情况下，仅仅针对其FFT提取位置不同于基准帧的FFT提取位置的帧的信道估计值输出表示无效状态的标志，以使得选择FFT提取位置相同的信道估计值并进行平均。于是，可以进行高精度的信道估计。

具体地，在FFT提取位置在帧之间有所不同的情况下，从无效状态判断电路111a和111b输出“无效”标志，从而在计算电路108中使得针对乘法器105和107的输出的平均或插值计算处理无效。于是，可以防止由于FFT处理导致的相位旋转引起计算处理劣化。

此外，在基于数学式的描述中，考虑其中FFT定时如下所示的情况。τ_n＝τ_n-1，τ_n≠τ_n+1。

在这种情况下，无效状态判断电路111a的“无效”标志使得对第(n+1)帧的平均处理无效，从而计算电路108认为仅仅τ_n＝τ_n-1的情况有效，并且，如下式所指出的，如下式所示地计算信道估计值的平均值。

${\stackrel{\‾}{h}}_n\left(f\right)=\frac{h_{n-1}\left(f\right)+h_n\left(f\right)}{2}---\left(15\right)$

此外，如果以下条件适用：τ_n≠τ_n-1，τ_n≠τ_n+1，则无效状态判断电路111a和111b的“无效”标志使得对信道估计值的平均处理无效，计算电路108如下式所示地“原样”输出信道估计值h_n(f)以用于信道补偿。

h_n(f)＝h_n(f)…(16)

此外，在图7中，在FFT定时发生改变的频度很小的情况下，系统被控制为使得校正系数计算电路102a和102b对相位校正系数的计算以及操作乘法器105和107的相位校正电路的操作停止。于是，可以降低功耗。

为进行该控制，设置有定时变化频度测量电路110；该电路测量FFT定时发生变化的平均频度，即，FFT定时发生一次变化的帧数。

在测得的FFT定时变化频度等于或小于规定值的情况下，停止相位校正系数计算电路102a和102b对相位校正系数的计算，并停止操作乘法器105和107的相位校正操作。

由于对于每个子载波都存在执行相位校正操作的相位校正系数计算电路102a和102b以及乘法电路105和107，所以停止这些电路的操作减小了电路的负载，从而可以降低功耗。通过一方面停止相位校正操作、并且在FFT定时改变的情况下使信道估计处理无效，从而对此进行应对。

这里，将研究本发明的进一步应用。在上述的各个示例中，指出了由计算电路108来确定多个帧的信道估计值的均值、并将该均值用于信道补偿。

然而，本发明的应用并不限于这种情况。具体地，在计算电路108中，还可以使用帧n和帧n+1的信道估计值h′_n(f)、h′_n+1(f)来执行确定分散值或相位偏差值的计算，并基于分散值来计算干扰功率，或者基于相位偏差来计算载波频率偏移或多普勒频率。

具体地，可以根据信道估计值的分散来测量接收信号中包含的干扰功率，并且可以基于获得的结果来进行诸如发送功率控制、自适应调制等的自适应链路控制。

此外，可以根据信道估计值的相位偏差来测量时间方向的相位波动量，并且可以估计在接收机电路(Rx)7中进行检测所使用的载波频率偏移、或者对应于移动体与基站的相对速度的多普勒频率。结果，可以执行通过AFC(自动频率控制)的载波频率偏移补偿和基于所测得多普勒频率值的自适应链路控制。

下面将详细描述利用分散值的情况。

将帧n的子载波f的信道估计值的分散I_n(f)表示如下。此外，下面省略对噪声分量的表示。

$I_n\left(f\right)=\frac{1}{2}|h_{n+1}^{\′}\left(f\right)-h_n^{\′}\left(f\right){|}^2---\left(17\right)$

当将式(4)和式(5)代入上式时，获得下式。

$I_n\left(f\right)=\frac{1}{2}|h_{n+1}\left(f\right)\·\exp (-j2\mathrm{\πf}({\mathrm{\τ}}_{n+1}-T)/N)-h_n\left(f\right)\·\exp (-j2\mathrm{\πf}({\mathrm{\τ}}_n-T)/N){|}^2---\left(18\right)$

因此，在τ_n和τ_n+1不同的情况下，包含了由FFT处理导致的相位旋转的不同，从而不能准确确定分散值。

因此，在本发明中，在对信道估计值h′_n+1(f)校正了式(8)的相位旋转之后确定分散。于是，可以如下式所示地进行计算，从而可以准确确定分散值(干扰功率)。

$I_n\left(f\right)=\frac{1}{2}|h_{n+1}^{\′}\left(f\right)\·\exp (-j2\mathrm{\πf}({\mathrm{\τ}}_n-{\mathrm{\τ}}_{n+1})/N)-h_n^{\′}\left(f\right){|}^2=\frac{1}{2}|h_{n+1}\left(f\right)-h_n\left(f\right){|}^2---\left(19\right)$

此外，下面用数学式来描述利用相位偏差的情况。帧n的子载波f的信道估计值的相位偏差θ_n(f)表示如下：

${\mathrm{\θ}}_n\left(f\right)=\∠h_{n+1}^{\′}\left(f\right)-\∠h_n^{\′}\left(f\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left[h_{n+1}^{\′}\left(f\right)\right]}{\mathrm{Re}\left[h_{n+1}^{\′}\left(f\right)\right]}\right)-{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left[h_n^{\′}\left(f\right)\right]}{\mathrm{Re}\left[h_n^{\′}\left(f\right)\right]}\right)---\left(20\right)$

当将式(4)和式(5)代入该式中时，获得下式。

θ_n(f)＝∠h′_n+1(f)-∠h′_n(f)＝∠h_n+1(f)-∠h_n(f)-2πf(τ_n+1-τ_n)/N…(21)

因此，在τ_n和τ_n+1不同的情况下，包含了由FFT处理导致的相位旋转的不同，使得不能准确确定分散值。

因此，在本发明中，在对信道估计值h′_n+1(f)校正了式(8)的相位旋转之后确定分散。于是，可以如下式所示地进行计算，从而可以准确确定分散值(干扰功率)。

θ_n(f)＝∠h′_n+1(f)·exp(-j2πf(τ_n-τ_n+1)/N)-∠h′_n(f)＝∠h_n+1(f)-∠h_n(f)…(22)

图8示出了图5的配置对于其中利用分散值或相位偏差值的情况的具体示例。在该具体示例中，对两帧进行处理；在计算电路108，对信道估计值执行确定分散或相位偏差量的处理。

具体地，为了描述图8所示的配置对于利用分散值的情况，在FFT定时同步电路8与校正系数计算电路102之间设置产生(τ_n-τ_n+1)的定时的电路109，校正系数计算电路102输入该FFT定时并根据式(8)确定对应信道估计值h_n+1(f)的相位校正系数；接着，在由乘法器105校正了相位旋转之后确定分散。于是，计算电路108可以计算上式(19)，可以准确地确定分散值(干扰功率)。

类似地，为了描述在图8中利用相位偏差的情况，校正系数计算电路102从产生FFT定时的电路109输入该定时，并根据式(8)确定对应信道估计值h_n+1(f)的相位校正系数；接着，在由乘法器105校正了相位旋转之后确定相位偏差量。于是，计算电路108可以计算上式(22)，可以准确地确定根据传播路径的相位偏差量。

此外，在上述图8所示的示例性配置中，还可以将系统配置为使得在多个导频码元的码元FFT定时有所不同的情况下对于根据这些导频码元计算的信道估计值停止上述计算电路108的操作(如参照图7所述)。此外，还可以控制该系统以使得在FFT定时发生变化的频度很小的情况下，停止校正系数生成电路102对相位校正系数的计算以及操作乘法电路105的相位校正电路的操作。

如在上述示例中所述，日本特开2000-295195号公报中指出的常规技术的特征在于，检测由FFT处理产生的频率相位特性的一次倾斜(各个子载波的相位旋转的倾斜)，并去除该一次倾斜。

另一方面，本发明的特征如下：即，不去除FFT提取位置与正常时间位置的偏离所引起的相位旋转量；相反，在不同码元之间产生了FFT提取位置的不同的情况下，校正由此导致的相对相位旋转量。

具体地，在无线通信中的多径环境下，由于与正常位置的偏差对于各个路径不同，因此不能完全消除该偏差的影响。在本发明中，假设在FFT定时同步电路8中检测多径环境下的最优FFT定时、并正常执行FFT提取处理。

此外，对各个路径来说，由FFT处理引起的相位旋转量是不同的；然而，只要不存在多径状态的波动，由FFT提取位置的不同而引起的相位相位旋转量就相同。因此，即使在多径环境下，也可以“原样”应用本发明。

本申请基于2005年6月20日提交的在先日本专利申请2005-179093号并要求其优先权，在此通过引用并入其全部内容。

Claims (14)

1、一种用于正交频分复用信号的接收机，包括：

接收机电路，接收由多个正交频分复用码元构成的传输帧，并将这些传输帧变换为基带信号；

提取电路，从接收机电路输出的基带信号中提取各个码元；

快速傅立叶变换电路，对提取电路提取的各个码元进行快速傅立叶变换处理，并输出频域内的多个子载波；

信道估计电路，确定接收机电路输出的基带信号中以固定间隔接收到的导频信号与已知导频信号图案之间的相关性，并确定各个子载波的信道估计值；

信道补偿电路，通过使用信道估计电路确定的信道估计值来补偿快速傅立叶变换电路的输出的信道波动；

相位旋转量计算电路，计算由于当快速傅立叶变换电路执行快速傅立叶变换处理时提取各个码元作为快速傅立叶变换对象的定时的不同而产生的相位旋转量；以及

校正电路，对信道估计电路确定的信道估计值校正相位旋转量。

2、根据权利要求1所述的用于正交频分复用信号的接收机，进一步包括对根据所述多个码元确定的多个信道估计值进行相加和平均的计算电路，其中，在信道补偿电路中通过使用经该计算电路相加和平均的信道估计值对信道波动进行补偿。

3、根据权利要求1所述的用于正交频分复用信号的接收机，进一步包括确定根据所述多个码元确定的多个信道估计值的插值的计算电路，其中，在信道补偿电路中通过使用该插值对信道波动进行补偿。

4、根据权利要求1所述的用于正交频分复用信号的接收机，进一步包括确定根据所述多个码元确定的多个信道估计值的分散的计算电路，其中，根据该计算电路确定的分散值来测量接收到的信号中包含的干扰功率。

5、根据权利要求1所述的用于正交频分复用信号的接收机，进一步包括确定根据所述多个码元确定的多个信道估计值的相位偏差的计算电路，其中，根据该计算电路确定的相位偏差来测量载波频率偏移或多普勒频率。

6、根据权利要求2所述的用于正交频分复用信号的接收机，其中，在对于多个导频码元的码元快速傅立叶变换提取定时有所不同的情况下，对于根据这些导频码元计算的信道估计值停止计算电路的操作。

7、根据权利要求3所述的用于正交频分复用信号的接收机，其中，在对于多个导频码元的码元快速傅立叶变换提取定时有所不同的情况下，对于根据这些导频码元计算的信道估计值停止计算电路的操作。

8、根据权利要求4所述的用于正交频分复用信号的接收机，其中，在对于多个导频码元的码元快速傅立叶变换提取定时有所不同的情况下，对于根据这些导频码元计算的信道估计值停止计算电路的操作。

9、根据权利要求5所述的用于正交频分复用信号的接收机，其中，在对于多个导频码元的码元快速傅立叶变换提取定时有所不同的情况下，对于根据这些导频码元计算的信道估计值停止计算电路的操作。

10、根据权利要求1所述的用于正交频分复用信号的接收机，进一步包括对提取各个码元作为快速傅立叶变换对象的定时的变化频度进行测量的测量电路，其中，在所述定时的变化频度等于或小于规定阈值的情况下，停止所述计算相位旋转量的相位旋转量计算电路和所述校正相位旋转量的校正电路的操作。

11、根据权利要求2所述的用于正交频分复用信号的接收机，进一步包括对提取各个码元作为快速傅立叶变换对象的定时的变化频度进行测量的测量电路，其中，在所述定时的变化频度等于或小于规定阈值的情况下，停止所述计算相位旋转量的相位旋转量计算电路和所述校正相位旋转量的校正电路的操作。

12、根据权利要求3所述的用于正交频分复用信号的接收机，进一步包括对提取各个码元作为快速傅立叶变换对象的定时的变化频度进行测量的测量电路，其中，在所述定时的变化频度等于或小于规定阈值的情况下，停止所述计算相位旋转量的相位旋转量计算电路和所述校正相位旋转量的校正电路的操作。

13、根据权利要求4所述的用于正交频分复用信号的接收机，进一步包括对提取各个码元作为快速傅立叶变换对象的定时的变化频度进行测量的测量电路，其中，在所述定时的变化频度等于或小于规定阈值的情况下，停止所述计算相位旋转量的相位旋转量计算电路和所述校正相位旋转量的校正电路的操作。

14、根据权利要求5所述的用于正交频分复用信号的接收机，进一步包括对提取各个码元作为快速傅立叶变换对象的定时的变化频度进行测量的测量电路，其中，在所述定时的变化频度等于或小于规定阈值的情况下，停止所述计算相位旋转量的相位旋转量计算电路和所述校正相位旋转量的校正电路的操作。

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