CN101641920B - 用于多载波系统中的信道估计的时序调整 - Google Patents

Abstract

本发明提供用于在多载波通信系统中进行时序调整的设备和方法。在一方面中，提供一种用于多载波系统的时序校正方法。所述方法包括相对于彼此调整两个或两个以上导频交错的时间基线(804)，以便当组合所述交错时虑及所述交错之间的时序差，和随后调整所述经组合交错的时间基线或使所述时间基线与将要解调的符号匹配(806)。执行对准和匹配以便产生用于数据解调的信道估计(807)。如此产生的所述信道估计与时序对准信息一起又用于确定将要应用于特定符号的解调的时序校正。还揭示实施所述方法的对应设备。

Description

用于多载波系统中的信道估计的时序调整

根据35U.S.C.§119主张优先权

本专利申请案主张：2007年3月5日申请的标题为“用于多载波系统中的信道估计的时序调整(TIMING ADJUSTMENTS FOR CHANNEL ESTIMATION IN A MULTICARRIER SYSTEM)”的第60/893,058号临时申请案的优先权，且所述申请案转让给本案受让人，且在此明确以引用的方式并入本文中；和2007年3月5日申请的标题为“虑及多载波系统中的自动增益控制的设备和方法(APPARATUS AND METHODSACCOUNTING FOR AUTOMATIC GAIN CONTROL IN A MULTI CARRIERSYSTEM)”的第60/893,060号临时申请案的优先权，且所述申请案转让给本案受让人，且在此明确以引用的方式并入本文中。

对相关专利申请案的参考

本专利申请案涉及以下共同待决的美国专利申请案：

2006年3月9日由博杨·卫斯里(Bojan Vrcelj)等人申请的标题为“多载波系统中的时序校正和对信道估计时间滤波器的传播(TIMING CORRECTIONS IN A MULTICARRIER SYSTEM AND PROPAGATION TO A CHANNEL ESTIMATION TIMEFILTER)”的第11/373,764号美国专利申请案，所述申请案转让给本案受让人，且明确以引用的方式并入本文中；和

2007年7月12日由马西亚斯·布莱勒(Matthias Brehler)申请的标题为“虑及多载波系统中的自动增益控制的设备和方法(APPARATUS AND METHODS ACCOUNTINGFOR AUTOMATIC GAIN CONTROL IN A MULTI CARRIER SYSTEM)”的第11/777,263号美国专利申请案，所述申请案转让给本案受让人，且明确以引用的方式并入本文中。

技术领域

本发明涉及用于多载波无线系统中的信道估计的时序调整，且更特定来说，涉及通过确保导频音调交错具有也匹配符号时间基线的匹配时间基线来调整时序。

背景技术

正交频分多路分用(OFDM)为一种数字调制方法，其中信号被拆分成在相互正交的不同载波频率的若干窄带信道。这些信道有时被称为副带或副载波。在一些方面中，除调制且解调信号的方式以外，OFDM类似于常规频分多路分用(FDM)。OFDM技术的一个优点在于其减少信号传输中的信道和符号之间的干扰或串扰的量。然而，在许多OFDM系统中，时变且频率选择性衰落信道成为问题。

为了虑及时变且频率选择性衰落信道，使用信道估计。在相干检测系统中，嵌入于每一OFDM符号的数据中的参考值或“导频符号”(还被简单地称为“导频”)可用于信道估计。可使用信道估计中的导频来实现时间和频率追踪。举例来说，如果每一OFDM符号由N数目个副载波和P数目个导频组成，则N-P数目个副载波可用于数据传输且P数目个副载波可经指派给导频音调。此P数目个导频有时均一地散步在N个副载波上，使得每两个导频音调由N/P-1个数据副载波分离(或换句话说，每一导频每隔N/P个副载波而出现)。OFDM符号内和按时间出现的若干符号上的副载波的此均一子集被称为交错。

在一个应用领域中，OFDM还已在欧洲和日本用于(例如)数字广播服务，例如通过数字视频广播(DVB-T/H(陆地/手持式))和整合服务数字广播(ISDB-T)标准。在这些无线通信系统中，预期依据信道抽头(tap)数目(即，样本数目或用于表示所接收信号的信道的有限脉冲响应(FIR)滤波器的“长度”)的关于显著能量、路径增益和路径延迟的信道特征在时间周期上相当显著地改变。在OFDM系统中，接收器通过适当地选择OFDM符号边界(即，窗口时序的校正)以最大化在快速傅立叶变换(FFT)窗口中所俘获的能量来响应于信道分布的改变。

当时序校正发生时，在计算将要用于解调给定OFDM符号的信道估计的同时信道估计算法考虑到时序校正为重要的。在一些实施例中，信道估计还用于确定对需要应用于未来符号的符号边界的时序调整，因此导致在已引入的时序校正与将为未来符号确定的时序校正之间的微妙相互影响。此外，接收器中的信道估计块进行缓冲且随后处理来自多个OFDM符号的导频观察较为常见，其导致具有较好噪声平均且虑及较长信道延迟扩展的信道估计。此通过在被称为时间滤波单元的单元中将来自连续定时OFDM符号的信道观察组合成较长信道估计来实现。较长信道估计一般可导致较稳健的时序同步算法。然而，当共同处理来自多个OFDM符号的导频观察以产生信道估计时，如果经组合交错和将要解调的OFDM符号并不关于符号时序对准(即，具有相同的时间基线)，则信道估计可变得降级到其不能用于成功符号解调的程度。

发明内容

根据本发明的一方面，揭示一种用于通信系统中的时序校正的方法。所述方法包括调整一个或一个以上导频交错的时间基线和组合所述一个或一个以上导频交错。所述方法进一步包括使所述经组合导频交错的时间基线与将要解调的符号匹配，以及随后基于具有匹配所述符号的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计。

根据本发明的另一方面，揭示一种用于无线收发器中的处理器。具体来说，所述处理器经配置以调整一个或一个以上导频交错的时间基线且组合所述一个或一个以上导频交错。所述处理器还使所述经组合导频交错的时间基线与将要解调的符号匹配，且基于具有匹配所述符号的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计。

根据本发明的又一方面，揭示一种用于无线系统中的收发器。所述收发器包括信道估计单元，其经配置以调整一个或一个以上导频交错的时间基线且组合所述一个或一个以上导频交错，使所述经组合导频交错的时间基线与将要解调的符号匹配，且基于具有匹配所述符号的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计。所述收发器还包括时序追踪单元，其经配置以基于所述经校正信道估计而设置离散傅立叶变换单元的时序。

根据本发明的又一方面，揭示一种用于无线收发器中的设备。所述设备包括用于将一个或一个以上导频交错的时间基线调整到共同时间基线且组合所述一个或一个以上导频交错的装置，用于使所述经组合导频交错的时间基线与将要解调的符号对准的装置，和用于基于具有匹配所述符号的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计的装置。

根据本发明的另一方面，揭示一种计算机程序产品。所述计算机程序产品包含计算机可读媒体，其具有用于调整一个或一个以上导频交错的时间基线且组合所述一个或一个以上导频交错的代码。所述计算机可读媒体还包括用于使所述经组合导频交错的时间基线与将要解调的符号匹配的代码，和用于基于具有匹配所述符号的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计的代码。

附图说明

图1说明根据本发明的示范性收发器的框图。

图2为用于特定OFDM标准中的示范性导频音调错开方案的图表。

图3为图2的示范性导频音调错开方案的组合导频音调的视觉显示的图表。

图4说明根据用于组合交错的示范性方法而拆分成四个区段的时域信道估计。

图5说明产生交错的示范性概念信号处理视图。

图6说明收发器中的三个不同时序出现的FFT时序窗口。

图7说明根据本发明的用于ISDB-T系统的载波的布置和那些载波的映射。

图8说明用于在无线装置中执行时序校正的方法。

图9说明用于在无线装置中执行时序校正的另一设备。

图10说明在无线通信系统中执行时序更新的视觉显示。

具体实施方式

本发明论述用于在多载波系统中确定信道估计的时序调整和时序追踪的设备和方法。

图1说明根据本发明的示范性OFDM收发器或收发器的一部分的框图。具体来说，图1的系统可采用通过使用用于信道估计的导频音调来进行时序调整的所揭示技术。系统100(可为收发器或一个或一个以上处理器、硬件、固件或其组合)如图所示接收经传输的RF信号。前端处理块102接收RF信号且执行包括模/数转换、降频转换和AGC(自动增益控制)的各种处理功能。在前端处理后，所得信号被发送到样本服务器104，其实现用于取样信号内的副载波的实际时序窗口(例如，FFT时序窗口)。随后将样本服务器106的输出(其为同步数字信号)输入到任选的频率旋转器106。任选的频率旋转器106与频率追踪块108一起且在频率追踪块108的控制下操作以引起信号在频率上的相位旋转或相移以便进行频率上的精细调整或校正。

将来自样本服务器104或频率旋转器106(如果利用的话)的信号发送到快速傅立叶变换(FFT)110，其执行信号的离散傅立叶变换。更特定来说，FFT 110提取数据载波和导频载波。将数据发送到解调器112以用于解调数据，且发送到后续解码器114以用于根据所利用的任何合适编码方案来解码数据。解码器的输出为由收发器装置内的其它处理器、软件或固件使用的位流。

将由FFT 110提取的导频音调发送到导频缓冲器116，其缓冲来自一个或一个以上OFDM符号的若干导频交错。根据本文中所揭示的实例，缓冲器116可经配置以针对DVB-T/H或ISDB-T系统而缓冲七(7)个导频交错以用于组合交错，稍后将对其进一步详细论述。经缓冲的导频交错由缓冲器116递送到信道估计单元或块118，其使用由发射器(未图示)插入到数字信号的符号中的经交错导频音调来估计信道。如将进一步论述，信道估计产生将要用于时序追踪的信道脉冲响应(CIR)和将要用于由解调器112解调信道数据的信道频率响应

具体来说，信道脉冲响应(CIR)

被递送到时序追踪单元或块120，其实现时序追踪算法或方法以确定由样本服务器104使用的用于FFT窗口的时序决策。

如上文所提及，在用于OFDM系统中的收发器中，信道估计单元(例如，118)用于获得在用于解调数据符号的信道在每一载波k和OFDM符号时间n处的信道传递函数估计

和用于时间追踪中的对应信道脉冲响应(CIR)的估计

具体来说，在DVB-T/H与ISDB-T两种系统中，根据如由图2中所说明的预定交错错开方案200来传输导频音调，其说明用于第一较少载波k和符号时间n的方案。如图2中可见，在给定符号时间n处，导频音调p在每隔12个载波处插入，以使得每OFDM符号n总共高达N_K/12个导频音调(例如，在图3中的符号时间0处，可存在N_K/12数目个导频音调，其中载波0用于导频音调，但符号的N_K/12-1具有错开的导频，例如，在图2中的OFDM符号时间1、2和3)，其中N_K为载波的总数。对于后续符号来说，导频音调的插入基于时间0(n＝0)而偏移了3×(n mod4)个音调。因此，在符号1中，第一导频音调在载波3处插入，在符号2中第一导频音调在载波6处插入，以此类推。如进一步所说明，导频音调p_l，m对于相应交错m来说每隔l个载波而插入，其中在此实例中l等于12且m＝mod4(即，0≤m≤3)，其中mod表示模运算。因此，在四个OFDM符号(例如，OFDM符号时间0到3)后，图案重复。举例来说，图2说明对于第一导频(即，l＝0)，交错图案对于m＝0到3而错开，如由分别插入于符号0、1、2和3中的四个导频p_0，0、p_0，1、p_0，2和p_0，3可见。

作为实例，在采用图2中所说明的交错的系统中的已知信道估计算法通常以找到针对时间n的信道估计的配对方式组合来自七(7)个连续OFDM符号的导频交错，其在导频交错缓冲器(未图示)中进行缓冲。具体来说，每一对导频音调对应于在不同OFDM符号时间例子处的相同导频(即，第l个导频)且其经组合以估计对应于数据时间的信道。作为此组合的实例，图3说明具有导频音调的组合的进一步视觉表示的图2中所示的导频符号p的示范性交错的图表300。如所说明，举例来说，针对载波中的每一者在时间上组合(即，在时间上内插)l＝0的第一导频p_1，m。如图3中可见，分别在载波3(即，3个载波的偏移(3×n mod4)，因此相同m+1交错的一部分)和时间n+1和n-3处的一对导频(p_0，1)302、304被组合到如垂直箭头所指示的符号时间n(在的时间。另外，经内插导频音调306随后可在频率上与其它经内插导频音调308或n时间OFDM符号210中现存的导频音调一起内插，如由图3中的水平箭头所说明。

可使用包括内插技术的任何已知技术来实现组合导频音调。应进一步注意，可在频域或时域中组合交错，如下文将详细阐释。从理论观点来说，两种组合策略(频域或时域)得到相同性能。然而，应注意，在时间上组合可在定点实施方案中对信道IFFT呈现较小应力(由于其较短)。

在利用图2和图3中所说明的导频散射方案中，可用的散射式导频音调位置用于组合导频音调。结果，信道脉冲响应(CIR)覆盖1/3的有用OFDM符号时间(4/3的最大保护)。

用于组合交错的导频音调的第一策略使用滤波器在频域中进行组合，如上文所提及。在频域中组合导频音调可如下面等式(1)中所示以数学方式表示为提供导频音调估计H_k，n。

在以上等式(1)中，N_p为最终时域信道估计的长度，m_l，[n-k]4为滤波器的滤波系数，且N_c和N_nc分别为因果和非因果滤波器长度。应注意，记法[]₄为简略记法，其中下标4为模运算xmod4的暗示。为简单起见，仅允许滤波对应于与滤波器输出相同的交错的导频音调。换句话说，对于目前所揭示的实例，滤波器如图3中所指示以垂直方式运作，其中N_c＝N_nc＝3。根据此实例，滤波系数m_l，[n-k]4经选择以实现在两个导频音调之间的线性内插且在下表1中展示。如表中可见，滤波系数有效地加权在此实例中在频率上较接近于载波0(例如，k＝1)的那些音调比远离载波0的那些音调(例如，k＝3)被给予较多权重的效应。

k	0	1	2	3
					m0，k＝	1	0.75	0.5	0.25
m1，k＝	0	0.25	0.5	0.75

表1-线性内插的滤波系数

应注意，较一般滤波器可通过复杂性的相应增加而并入来自其它交错的导频音调(即，还以对角线方式运作)。在进行滤波H_k，n的IFFT后，在特定阈值以下的抽头被设置为零，且在用2N_P个零进行填零(在频率上内插)后，进行FFT以到达最终的信道估计

其中N_P为最终时域信道估计的长度。

虽然如上文所论述在频域中组合交错是直接的，但另一策略将在时域中组合交错以用于仅前向链路(Forward Link Only；FLO)系统，如以引用的方式明确并入本文中的第11/373,764号美国专利申请案中所涵盖。在本实例中，举例来说，可针对DVB-T/H和ISDB-T OFDM系统进行相同的时域组合。然而，归因于DVB-T/H和ISDB-T系统中的四(4)个交错(例如，参见图1和图2)，技巧略不同于FLO系统，其中仅两(2)个交错用于获得“实际”和“多余”信道抽头。在本实例中，例如用于DVB-T/H和ISDB-T系统中的4个不同交错用于获得完整信道脉冲响应(CIR)的4个区段。

首先，进行每一交错的导频音调的IFFT。更特定来说，执行用零填零(即，扩展信号(或频谱)以扩展

(或对于交错0为

)个导频音调P_l，m到N_IL的时间(或频带)限制)，其中N_K表示载波的数目，且N_IL表示在填零后频率上交错的长度。举例来说，在DVB-H系统中，载波N_K的数目为1705、3409或6817，其视操作模式而定。作为进一步实例，ISDB-T区段-0系统通常具有108、216或432个载波N_K，其视操作模式而定。举例来说，在DVB-H系统中，交错N_IL的长度为256或512或1024，其视操作模式而定。作为另一实例，ISDB-T系统将具有16或32或64的交错长度，其视操作模式而定。在

个音调的填零后，进行IFFT以获得每交错的信道的时域估计其由以下等式(2)支配：

${\tilde{h}}_{k,n}=\frac{1}{N_{\mathrm{IL}}}\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{l,[n{]}_4}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{IL}}}\mathrm{lk}},$ $L=\frac{N_K}{12}$ 其中m＝0， $L=\frac{N_K}{12}-1$ 其中m≠0                       (2)

在准备将具有长度N_IL的时域交错信道估计组合为具有长度N_P的信道估计(其中N_P＝4N_IL)时，需要调整

的相位。因此，根据以下等式(3)调整信道估计：

$b_{k,n}=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[n\right]}_{4}k}{\tilde{h}}_{k,n},0\≤k\≤N_{\mathrm{IL}}-1---\left(3\right)$

其中b_k，m被称为交错缓冲器。因为每一交错信道估计将用于四(4)个时间以用于计算在连续OFDM符号时间处的信道估计，所以缓冲b_k，m，从而需要用于目前所揭示的实例的7N_IL个复数存储空间。

交错缓冲器可经组合以形成具有N_P＝4N_IL的长度的时域信道估计h_k，n。信道估计h_k，n随后可如图4中所说明被拆分成四个区段。四个u区段中的每一者具有N_IL的长度，其中可如由以下关系所证明从缓冲器获得区段u中的每一者：

对于相同的滤波系数m_l，k，此处获得的时域信道抽头简单地为以上等式(1)的经组合导频音调的IFFT。在时域中组合可简单地看作一种对在频率上组合的导频音调实施离散傅立叶变换(DFT)的快速算法的方式。更特定来说，如下在恰好使用四个连续交错且所有4个滤波系数m_l，k均为1的情况下导出等效性(稍后将考虑关于滤波的较一般情况)。随后每一时间交错可看作通过下取样和前移(在频率上)而从频域信道H_k，n获得。图5说明在概念性信号处理视图中可被认为产生

的下取样和前移运算。

如图5中所说明，输入在每一载波频率下取样的信道且首先在块502处下取样3个(在组合所有交错的情况下，对应于每3个音调的导频)，且对于交错0，进一步下取样4个(块504)。对于其它交错来说，频率索引移位1(在块506中F运算子表示前向移位)且随后如由块508所说明下取样4个。由于在频率上下取样对应于在时间上混叠和在频率上移位到时间上的相移，因此所属领域的技术人员将了解以下等式(5)中的以下关系支配。

${\tilde{h}}_{k,n}=\underset{l=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[n\right]}_4(k+l{N}_{\mathrm{IL}})}{\stackrel{\‾}{h}}_{k+l{N}_{\mathrm{IL}},n}.---\left(5\right)$

为了时域交错组合的当前导出，假定信道为恒定的。因此，为了获得从交错

返回的

可如下根据等式(6)找到系数α_kmu：

$\underset{m=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{kmu}}{\tilde{h}}_{k,n-m}={\stackrel{\‾}{h}}_{k+u{N}_{\mathrm{IL}},n}.---\left(6\right)$

其可在以下情况下实现：

$\underset{m=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{kmu}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}m(k+l{N}_{\mathrm{IL}})}=\mathrm{\δ}(l-u),\∀0\≤k\≤N_{\mathrm{IL}}-1,---\left(7\right)$

其确保在等式(6)的线性组合中在

前面的系数合计为1且对于所有其它混叠，系数合计为零。如所属领域的技术人员将认识到，因此α_kmu的解为

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{kmu}}=\frac{1}{4}{e}^{+j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}\mathrm{mk}}{e}^{+j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}\mathrm{mu}{N}_{\mathrm{IL}}}.---\left(8\right)$

通过进一步认识到比率

可从此解提取去斜和交错缓冲器组合系数。

用系数m_l，k引入的额外滤波可看作仅对给定交错操作，使得其在时域和频域上为等效的(即，线性运算为可互换的)。根据目前所揭示的方法，经滤波的交错随后是在频域还是时域中组合是相同的。因此，以上等式(4)可重写为以下等式(9)：

其中在时域中内部和对应于交错滤波且外部和对应于相位去斜和交错组合。

当组合交错时，不管是在频域中还是在时域中，归因于在当前n OFDM符号处的导频音调与先前交错之间的相移，特定时序调整是必需的。举例来说，已知精细时序追踪算法在样本服务器处推迟或前移FFT窗口的位置(将稍后论述)。这些时序调整对应于频域中的相移且因此影响信道估计：在时间n处的导频音调与先前交错相比具有相移。因此，信道估计应经配置以校正此相移以组合交错缓冲器。FFT窗口的前移或推迟还可被称为对OFDM符号的取样的前移或推迟。

更特定来说，已知精细时间追踪算法在时间n处将FFT窗口的位置前移或推迟一变量(其在本文中被称为ADV_RET_n)，其中ADV_RET_n＜0对应于FFT窗口的前移且ADV_RET＞0对应于FFT窗口的延迟。作为一实例，图6说明对于特定串的三个连续OFDM符号(n-1、n、n+1)的三个不同FFT窗口位置情形。由参考数字600指示的第一情形展示时序窗口602，其中在由箭头604所示窗口之间的时序实质上恒定，其中没有从一个符号(即，n-1)到下一个符号(n)的改变。

假定基础信道中没有改变，然而，FFT窗口的前移导致信道的延迟。作为一实例，图6中的第二情形606说明FFT窗口608前移，如由缩短箭头610所指示，因而导致窗口中的样本将延迟。对应地，FFT窗口的延迟导致如由情形612所说明的信道前移，其中窗口614延迟，如由较长箭头616所指示。

由于对FFT窗口的调整朝向信道的相反效应，所以时序调整由a_n＝-ADV_RET_n界定。因此，当FFT窗口前移时，窗口内的(信道/信号)样本以循环方式移位到右边，其对应于信道的延迟。另一方面，当FFT窗口延迟时，窗口内的样本以循环方式移位到左边，其对应于信道的前移。

在符号时间n处通过a_n的时序调整导致频率上的相移(即，信道中没有其它改变)，在时间n处的真实信道音调可由下式表示：

其中第二相位项()归因于本发明的特定载波布置而出现，这是因为在信道估计中，“真实”DC项在

时显现。作为一视觉实例，图7说明在ISDB-T标准中的示范性载波布置(其还将针对DVB-T/H以类似方式布置)，其中通过将输入乘以±1序列来执行FFT移位。

具体来说，相移最初在前端FFT中显现，其中所关注的载波位于和

处，(N_{RX_FFT}为前端FFT的大小)。这些在图7中分别被参考为702和704。对于信道估计和解调来说，将前端FFT的上索引映射到

如由706所说明，且将下索引映射到

如由708所说明，其中前端FFT的0对应于

由于前端FFT DC载波(当前所揭示的编号中的载波0)不了解任何相位相移，因此需要针对用于解调/信道估计的载波布置的用额外相移进行的校正。通过以此方式映射，减小存储器存储空间，从而使得存储更容易。应注意，此实施方案仅为示范性的且其它实施方案可具有在不同位置中的DC载波。

对时序更新和信道估计的考虑在于由信道估计算法组合的交错需要具有相同的时间基线。举例来说，如果组合的交错不具有相同的时间基线，则所得信道估计严重降级到其不能成功地用于解调数据符号的程度。除在交错之间具有相同的时间基线以外，信道估计和将要用估计解调的OFDM符号的时间基线需要匹配。因此，已认识到交错的时间基线需要匹配，且进一步认识到交错的时间基线与将要解调的OFDM符号的时间基线匹配。为了实现此对准和匹配，以下标的物虑及用于实现此目的的示范性方法和设备。

应注意，可在时域或频域中完成调整或对准导频交错的时间基线。为简单起见，以下论述以简明方式涉及如何改变单一交错的时间基线。举例来说，这些技术可看作在信道估计和解调算法中经适当布置以实现多个交错的时间基线的对准的构建块。

关于在频域中调整时间基线，应注意，在以上等式(10)中，应用于时间n处的a_n个码片的时序更新导致频域中的相移。为了将导频音调P_l，[n]4的时间基线改变为导频音调p_l，[n-1]4的时间基线，需要颠倒此相移。更特定来说，为了将导频P_l，[n]4的时间基线改变到时间m，必须已知样本中在时间n和m处的FFT窗口的差。此差可通过对在时间n与m之间的个别时序更新求和而获得，此和本文中被称为a。随后，可根据以下等式(11)来获得具有对应于时间m的时间基线的导频音调P_l，[n]4：

另一方面，如果希望确定具有对应于时间n的时间基线的导频音调P_l，[m]4，则相位调整中的符号需要如以下等式(12)中所演示进行改变。

如果交错在频率上组合，则在频域中调整时间基线是有益的。当交错在时域中组合时知道需要在进行IFFT之前改变交错的时间基线也可为有用的。

或者，如果导频交错在时域中组合，则有必要找到用于在时域中相移的等效运算。此问题在以引用的方式并入本文中的第11/373,764号美国专利申请案中得以解决，但例如DVB-T/H和ISDB-T散射式导频布置的特定OFDM系统的特殊性需要对调整时间基线的额外考虑。

为了导出对时域交错的效应，应注意，等式(10)可如下重写为：

其中时序更新从时间m到时间n均通用，且其中(例如)在ISDB-T和DVB-T/H系统的情况下

为了本文中所论述的以下等式保持准确，作出α为整数的假定。换句话说，如果在时域中调整交错的时间基线，则可仅使时序更新为ISDB-T中的4个样本和DVB-T/H中的2个样本的倍数。在这些标准中，此约束源自用于时域信道估计的散射式导频间隔和因此的不同取样频率。在例如FLO系统的其它ODFM系统中，由于散射式导频间隔针对那些标准为8个载波的倍数(相对于ISDB-T和DVB-T/H中的12)，因此此限制未出现。特定来说，由于3.9μs(ISDB-T)和0.22μs(以8MHz频宽的DVB-T/H)的分辨率仍足以置放FFT窗口，所以此限制不严重。此外，如果α不是整数，则此值可舍入为最接近的整数，且虽然时序校正将不完美，但与根本无校正相比仍具较佳性能。

假定α为整数，可应用类似于那些先前关于在时域中组合交错所论述的技术。因此，可展示时间m的时域交错可根据以下关系将其时间基线改变a个样本。

${\underset{~}{\overset{~}{h}}}_{k,m}=e^{+j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{RX}+\mathrm{FFT}}}a\frac{N_K}{2}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{RX}\_\mathrm{FFT}}}3a{\left[m\right]}_4}{\tilde{h}}_{{[k-\mathrm{\α}]}_{N_{\mathrm{IL}}},m}$

$=e^{+j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{RX}\_\mathrm{FFT}}}a\frac{N_K}{2}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}\mathrm{\α}{\left[m\right]}_4}{\tilde{h}}_{{[k-\mathrm{\α}]}_{N_{\mathrm{IL}}},m}.$ 。(15)

概念上，以上等式(13)到(15)的重要性在于信道时间-交错简单地在时间上循环移位且经历相移。由于在交错组合算法中，代替

而使用相位去斜交错缓冲器

所以理解交错缓冲器可如何切换时间基线是重要的。

首先，鉴于α＞0，

(对应于时间m的交错缓冲器，其新时间基线延迟了a个样本)可界定为：

$\left[{\underset{~}{b}}_{0,m}{\·\·\·\underset{~}{b}}_{N_{\mathrm{IL}}-1,m}\right]=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{RX}\_\mathrm{FFT}}}a\frac{N_K}{2}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}\mathrm{\α}{\left[m\right]}_4}$

$\·[e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[m\right]}_{4}0}{\tilde{h}}_{N_{\mathrm{IL}}-\mathrm{\α},m}\·\·\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[m\right]}_4(\mathrm{\α}-1)}{\tilde{h}}_{N_{\mathrm{IL}}-1,m}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[m\right]}_4\mathrm{\α}}{\tilde{h}}_{0,m}\·\·\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[m\right]}_4(N_{\mathrm{IL}}-1)}{\tilde{h}}_{N_{\mathrm{IL}}-1-\mathrm{\α},m}].---\left(16\right)$

接下来，用

取代

且认识到对于α≤k≤N_IL-1，

简单地为b_k-α，m。因此，对于0≤k≤α-1，可获得以下关系。

$\left[{\underset{~}{b}}_{0,m}{\·\·\·\underset{~}{b}}_{\mathrm{\α}-1,m}\right]=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{RX}\_\mathrm{FFT}}}a\frac{N_K}{2}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}\mathrm{\α}{\left[m\right]}_4}$

$\·\left[e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[m\right]}_{4}0}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[m\right]}_4(N_{\mathrm{IL}}-\mathrm{\α})}{b}_{N_{\mathrm{IL}}-\mathrm{\α},m}{\·\·\·e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[m\right]}_4(\mathrm{\α}-1)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[m\right]}_4(N_{\mathrm{IL}}-1)}{b}_{N_{\mathrm{IL}}-1,m}\right],---\left(17\right)$

在实现N_P＝4N_IL后，其可简化为下式：

$[{\underset{~}{b}}_{0,m}\·\·\·{\underset{~}{b}}_{\mathrm{\α}-1,m}]=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{RX}\_\mathrm{FFT}}}a\frac{N_K}{2}}[e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}{\left[m\right]}_4}{b}_{N_{\mathrm{IL}}-\mathrm{\α},m}\·\·\·e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}{\left[m\right]}_4}{b}_{N_{\mathrm{IL}}-1,m}].---\left(18\right)$

总之，对于α＞0，(即，信道经延迟且FFT窗口从时间m到时间n前移了a个样本)，为了更新时域交错

的时间基线，需要相应地执行以下运算：

$\left[{\underset{~}{b}}_{0,m}{\·\·\·\underset{~}{b}}_{N_{\mathrm{IL}}-1,m}\right]=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{RX}\_\mathrm{FFT}}}a\frac{N_K}{2}}$

$\·[e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}{\left[m\right]}_4}{b}_{N_{\mathrm{IL}}-\mathrm{\α},m}\·\·\·e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}{\left[m\right]}_4}{b}_{N_{\mathrm{IL}}-1,m}{b}_{0,m}\·\·\·b_{N_{\mathrm{IL}}-\mathrm{\α}-1,m}].---\left(19\right)$

同样地，对于α＜0，(即，信道经前移且FFT窗口从时间m到时间n延迟了a个样本)，为了更新时域交错

的时间基线，需要执行以下运算：

$\left[{\underset{~}{b}}_{0,m}{\·\·\·\underset{~}{b}}_{N_{\mathrm{IL}}-1,m}\right]=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{RX}\_\mathrm{FFT}}}a\frac{N_K}{2}}$

$\·[b_{-\mathrm{\α},m}\·\·\·b_{N_{\mathrm{IL}}-1,m}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}{\left[m\right]}_4}{b}_{0,m}\·\·\·e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}{\left[m\right]}_4}{b}_{-\mathrm{\α}-1,m}].---\left(20\right)$

概念上，交错缓冲器以循环方式移位，溢出抽头移位了微小相位

且所有抽头归因于载波布置而乘以一恒定相位。应注意，与恒定相位偏移的上述乘法在FLO型OFDM系统中并非必要，因为保护载波包括于载波编号方案中且用于信道估计的导频索引将DC载波指派给索引0。

如先前所提及，除匹配交错的时间基线以外，使交错的时间基线与将要用从组合交错获得的信道估计解调的OFDM符号匹配也是有益的。虽然选择共同时间基线以与将要解调的符号的时间基线一致可为可能的，但应注意，在一些情况下，此可能未必是可能或一定是所要的。举例来说，如果针对时间n所获得的信道估计用于解调OFDM符号n，则所述信道估计应具有对应于用于获得Y_k，n的FFT窗口的时间基线，其中Y_k，n为在载波k和OFDM符号时间n处的接收器FFT输出。然而，视实施方案而定，时间n的信道估计的时间基线与Y_k，n的时间基线匹配可为不可能的。为了本发明，具有正确时间基线的信道估计被称为

而具有不正确时间基线的估计被称为

在以下论述中，呈现对如何校正信道估计具有不正确时间基线的情形的至少两个不同选项。

第一选项为在频域中校正。对于解调，载波k的信道估计乘以Y_k，n，其中由不同时间基线引起的数据载波和相移可由以下关系校正：

其中假定针对

的时间基线与FFT窗口n之间的差为a个样本。此方法需要至少N_K个复数乘法(将两个相位旋转组合为单一旋转)，其可对

Y_k，n或其乘积运算。

另一方面，第二选项为在时域中校正信道估计。如先前所论述，通过填零经由

的FFT(其又仅为从在时域中组合交错而获得的阈值版本

或在频域中组合的交错的IFFT)而获得信道估计因此，经填零的

可以循环方式移位 $\mathrm{\α}=\frac{3N_P}{N_{\mathrm{RX}\_\mathrm{FFT}}}a$ 个位置(如上假定α为整数或舍入为最接近的整数)。因此，可通过进行以下的FFT来确定

$e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{RX}\_\mathrm{FFT}}}\mathrm{\α}\frac{N_K}{2}}[{\hat{h}}_{\mathrm{\α},n-1}\·\·\·{\hat{h}}_{N_P-1,n-1}0\·\·\·0{\hat{h}}_{0,n-1}\·\·\·{\hat{h}}_{\mathrm{\α}-1,n-1}]---\left(22\right)$

对于α＞0。另一方面，对于负α，缓冲器延迟了α个位置，其中进行以下的FFT。

$e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{RX}\_\mathrm{FFT}}}\mathrm{\α}\frac{N_K}{2}}[0\·\·\·0{\hat{h}}_{0,n-1}\·\·\·{\hat{h}}_{N_P-1,n-1}0\·\·\·0],---\left(23\right)$

其中插入α个前导零。注意，恒定相移a需要应用于以循环方式移位的缓冲器的所有元素。

图8说明用于在例如DVB-T/H和ISDB-T系统的多载波OFDM系统中执行时序校正的方法的流程图。如图所示，过程800在起始块802处开始。流程随后进行到块804，其中将一个或一个以上导频交错的时间基线调整或“对准”到共同时间基线且随后组合所述一个或一个以上导频交错。此调整可根据本发明中先前所论述的方法，包括在频域或时域中进行调整。应进一步注意，此调整可由(例如)信道估计块118、数字信号处理器(DSP)、其组合或任何其它合适装置来实现。

在块804处调整且组合交错的时间基线后，流程进行到块806，其中经组合交错的时间基线与将要解调的OFDM符号的时间基线对准或匹配。此匹配可根据本文中先前所论述的方法，包括在频域或时域中校正信道估计。另外，块806的此功能性可由(例如)信道估计块118、数字信号处理器(DSP)、其组合或任何其它合适装置来实现。在块806后，流程进行到块807，其中基于具有与符号匹配的时间基线的经组合导频交错而获得信道估计(即，经校正信道估计)。在确定信道估计后，过程800在被视为用于获得经校正信道估计的过程时可进行到终止块810，其中过程如图8中所示结束。

然而，在图8中还说明额外或替代流程。具体来说，流程可从块807进行到块808(用虚线展示)，其中将信道估计提供到时序追踪以确定时序决策以基于所获得的经校正信道估计来设置后续OFDM符号(例如，将要解调的符号n)的时序窗口(例如，FFT窗口)。作为实例，块808的功能性可由信道估计块118结合时间追踪块120来实现。

虽然为了阐释简单性起见，将方法展示且描述为一系列或许多动作，但应理解，本文中所描述的过程不限于动作的次序，因为一些动作可以不同次序发生和/或与本文中所展示和描述的其它动作同时发生。举例来说，所属领域的技术人员将了解，方法可替代地表示为一系列相关状态或事件，例如，以状态图的形式。此外，根据本文中所揭示的本方法，可能不需要所有所说明的动作来实施一种方法。

图9说明用于在无线装置中执行时序校正的另一设备。设备900在天线902处接收例如OFDM信号的无线信号，所述天线902将信号递送到用于将导频交错的时间基线调整为共同时间基线且组合交错的模块904。作为一实例，应注意，模块904可由图1中所说明的元件102、104、106、108、110、116和118中的一者或一者以上来实施。在由模块904组合导频交错后，将交错递送到用于使经组合导频交错的时间基线与将要解调的符号的时间基线匹配的模块906。模块906可由图1中的信道估计块118、DSP、其组合、或任何其它合适硬件、软件或固件来实施。

一旦模块906已对准或匹配经组合交错和符号的时间基线，则模块907基于具有与符号匹配的时间基线的经组合导频交错来确定经校正信道估计。应注意，模块907可由图1中的信道估计块118、DSP、其组合、或任何其它合适硬件、软件或固件来实施。模块907将经校正信道估计输出到用于基于信道估计来确定时序追踪决策的模块908。模块908可(例如)由信道估计块118、时序追踪块120、样本服务器104或其任何组合来实施。由模块908导出的时序决策可由样本服务器104用来(例如)设置(例如，前移/推迟)用于对所接收的通信信号进行取样的FFT窗口。应注意，设备900可实施于例如OFDM收发器的收发器内，且可由硬件、软件、固件或任何其组合组成。

以上所呈现的技术和方法可看作使得设计者能够对特定实施方案作出最佳可能选择的构建块。在以下段落中论述选择的一个集合的示范性实施方案。应注意，对于其它实施方案约束条件，所属领域的技术人员将了解，选择的不同集合可导致其它简化。

根据一实例，可用7个交错组合式信道估计算法来有效地执行在频率上的时序更新。为了此实例，假定其中在DSP存储器中缓冲导频交错的架构。调整其时间基线以使得其对应于经解调的符号。由于选择N_c＝N_nc＝3(即，组合7个交错，其中的三者无因果关系)，所以必须将当前交错调整到对应于在组合交错之前的较早三个符号的时间基线。由DSP在频域中执行交错的组合以避免FFT引擎与DSP存储器之间的额外的直接存储器存取(DMA)传递。因此需要通过改变交错的相位而在频域中校正时序改变。以下论述如何更新相位的细节。

由于DVB-T/H中的取样频率比ISDB-T中的取样频率高约8倍，所以时间分辨率可对应地较高。然而，精细时间追踪算法不需要此精细分辨率。此外，DVB-T/H中的1cx1的分辨率将需要最小的相位增量3.2π/8192，而用于时序调整的部分中的硬件旋转器将整个圆分解为仅2048块。因此，精细时序算法仅需要将时序更新发布为DVB-T/H中的8cx1的倍数，其确保硬件旋转器和DSP可以足够的精度来执行以下所述的所有所需的旋转。此约束条件为纯实施方案选择且非显著的，因为在8MHz信道中，8cx1对应于0.875μs，即，当与符号或保护持续时间(在具有1/32个保护的模式1中最小保护为7μs，其为高度不可能的组合)相比时，分辨率仍足够小。

如上文所指出，策略为调整针对时间n在信道估计中组合的7个交错的时序以使得其时间基线与数据符号n的时间基线匹配。此通过确保六个“旧”交错具有对应于n的时序且将用于组合中的最后一个交错的导频音调(在时间n+3处获得)旋转回到时间n来实现。因此对于最后一个交错来说，需要颠倒时间n+1、n+2和n+3处的时序更新的效应。可能用以下等式表示这些时序更新的和(CUM_T)：

$\mathrm{CUM}\_T=\underset{k=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{n+k}---\left(24\right)$

当前(n+3)导频音调具有

其中

为具有对应于n+3的时序的导频音调。可在DMP(数据移动处理器)的指导下用硬件旋转器(例如，106)来执行此旋转。在组合用于信道估计的7个交错后，需要确保将在时间n+1处使用的6个交错具有正确时序，即，其需要用如由以下等式以数学方式表示的对应于时间n+1的时序更新来更新：

概念上，经缓冲的导频交错的时序比时间追踪算法滞后了3个符号。根据在图10中可见的算法在DSP中执行对应于调整a_n+1的更新。想法为计算

和(经由DSP中的多项式近似法)且利用在ISDB-T与DVB-T/H两者中导频音调在DC上的事实。从不需要任何旋转的DC导频音调0起始，以错开方式累积必要旋转。如图10中所示，经选择用于实施方案的错开包括仅两个阶段。作为一实例，一个旋转器移动经过4个导频音调，如由箭头1002所指示，从交错0和导频音调位置9到交错0和导频音调位置10，其为e^{-j2πm12/1024}的旋转，或换句话说，从DC音调0到音调12的12个载波频率。另一旋转器如由箭头1004所指示覆盖处于中间的相位，其展示从一个交错/音调位置到下一个的旋转。此较小旋转为e^-j2πm3/1024的旋转，或3个载波频率(例如，从载波0(即，DC导频音调)到载波3到载波6等)。通过仔细地选择阶段的编号(在实例中为2)和个别更新的大小，计算相位更新的必需周期(即，精度)可用定点误差进行折衷。然而，应注意，可实施阶段的其它编号。

由于对称性存在于DC音调0周围，因此负载波音调的旋转还可容易地用

和

的复共轭(即，

和

)来确定。因此，如由箭头1006所说明，共轭可以对称对应性从载波频率3、6和9应用于对应的对称负频率-3、-6和-9，以便确定负载波音调的旋转。

鉴于上文，所揭示的设备和方法通过确保导频音调交错具有还与符号时间基线匹配的匹配的时间基线来实现调整时序。

应理解，所揭示的过程中的步骤的特定次序或层级是示范性方法的实例。基于设计偏好，应理解，可重新布置过程中的步骤的特定次序或层级，同时仍保持在本发明的范围内。随附方法项以样本次序呈现各种步骤的要素，且并不意味着限于所呈现的特定次序或层级。

所属领域的技术人员将了解，可使用多种不同技术和技艺中的任一者来表示信息和信号。举例来说，可由电压、电流、电磁波、磁场或磁性粒子、光场或光学粒子或其任何组合表示在整个以上描述中可参考的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码片。

所属领域的技术人员将进一步了解，结合本文中所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为清楚说明硬件与软件的此可互换性，上文已大体上在其功能性方面描述各种说明性组件、块、模块、电路和步骤。此功能性是实施为硬件还是软件视特定应用和强加于整个系统的设计约束而定。所属领域的技术人员可针对每一特定应用以各种方式实施所描述的功能性，但此些实施决策不应被阐释为导致偏离本发明的范围。

可用经设计以执行本文中所描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或其任何组合来实施或执行结合本文中所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块和电路。通用处理器可为微处理器，但在替代实施方案中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可实施为计算装置的组合，例如，DSP与微处理器的组合、多个微处理器的组合、一个或一个以上微处理器与DSP核心的联合或任何其它此类配置。

结合本文中所揭示的实施例而描述的方法或算法的步骤可直接包含在硬件、由处理器执行的软件模块或两者的组合中。软件模块可驻存于RAM存储器、快闪存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移除盘、CD-ROM或此项技术中已知的任何其它形式的存储媒体中。将示范性存储媒体(例如，图1中的存储器122)耦合到处理器，使得处理器可从存储媒体读取信息以及将信息写入到存储媒体。在替代实施方案中，存储媒体可整合到处理器。处理器和存储媒体可驻存于ASIC中。ASIC可驻存于用户终端中。在替代实施方案中，处理器和存储媒体可作为离散组件驻存于用户终端中。

以上所描述的实例仅为示范性的，且在不偏离本文中所揭示的发明性概念的情况下，所属领域的技术人员现可大量利用上述实例且从其出发。所属领域的技术人员可容易明白对这些实例的各种修改，且在不偏离本文中所描述的新颖方面的精神或范围的情况下，本文中所界定的一般原理可应用于其它实例，例如，应用于即时消息传递服务或任何通用无线数据通信应用中。因此，不希望本发明的范围限于本文中所示的实例，而是将赋予其与本文中所揭示的原理和新颖特征一致的最广范围。本文中专门使用词“示范性”以指“充当一实例、例子或说明”。本文中描述为“示范性”的任何实例不一定被阐释为比其它实例优选或有利。因此，本文中所描述的新颖方面将仅由所附权利要求书的范围界定。

Claims (24)

1.一种用于通信系统中的时序校正的方法，其包含：

调整一个或多个导频交错的时间基线且组合所述一个或多个导频交错；其中调整所述一个或多个导频交错的所述时间基线包括改变所述一个或多个导频交错的一个或多个导频音调的相位以校正频率上的改变，且其中改变所述一个或多个导频音调的相位进一步包含：

经由预定数目的两个或更多个相位旋转而执行至少一个导频音调的旋转序列；以及

执行所述至少一个导频音调的单一旋转，其中所述单一旋转等效于所述预定数目的两个或更多个相位旋转；

使所述经组合导频交错的所述时间基线与将要解调的符号匹配；以及

基于具有与所述符号匹配的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计。

2.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

基于所述获得的经校正信道估计而确定时序决策以设置用于所述符号的取样窗口。

3.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

使用所述经校正信道估计来解调所述符号中所含有的数据。

4.根据权利要求1所述的方法，其中在频域或者时域中执行组合所述一个或多个导频交错。

5.根据权利要求1所述的方法，其中在频域或者时域中执行调整所述一个或多个导频交错的所述时间基线。

6.根据权利要求1所述的方法，其中在频域或者时域中执行使所述经组合导频交错的所述时间基线与将要解调的符号匹配。

7.一种用于无线收发器中的处理器，所述处理器包含：

第一模块，其经配置以调整一个或多个导频交错的时间基线且组合所述一个或多个导频交错，其中调整所述一个或多个导频交错的所述时间基线包括改变所述一个或多个导频交错的一个或多个导频音调的相位以校正频率上的改变，其中所述第一模块进一步经配置以改变所述一个或多个导频音调的相位，包括经由预定数目的两个或更多个相位旋转而执行至少一个导频音调的旋转序列，以及执行所述至少一个导频音调的单一旋转，其中所述单一旋转等效于所述预定数目的两个或更多个相位旋转；

第二模块，其经配置以使所述经组合导频交错的所述时间基线与将要解调的符号匹配；以及

第三模块，其用于基于具有与所述符号匹配的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计。

8.根据权利要求7所述的处理器，其进一步包含：

第四模块，其经配置以基于所述获得的经校正信道估计而确定时序决策以设置用于所述符号的取样窗口。

9.根据权利要求7所述的处理器，其中所述经校正信道估计用于解调所述符号中所含有的数据。

10.根据权利要求7所述的处理器，其中所述第一模块经配置以在频域或者时域中组合所述一个或多个导频交错。

11.根据权利要求7所述的处理器，其中所述第一模块经配置以在频域或者时域中调整所述一个或多个导频交错的所述时间基线。

12.根据权利要求7所述的处理器，其中所述第二模块经配置以在频域或者时域中使所述经组合导频交错的所述时间基线与将要解调的符号匹配。

13.一种用于无线系统中的收发器，其包含：

信道估计单元，其经配置以调整一个或多个导频交错的时间基线且组合所述一个或多个导频交错；使所述经组合导频交错的所述时间基线与将要解调的符号匹配；以及基于具有与所述符号匹配的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计；

旋转器单元，其经配置以改变所述一个或多个导频音调的相位，包括经由预定数目的两个或更多个相位旋转执行至少一个导频音调的旋转序列，以及执行所述至少一个导频音调的单一旋转，其中所述单一旋转等效于所述预定数目的两个或更多个相位旋转；以及

时序追踪单元，其经配置以基于所述经校正信道估计而设置离散傅立叶变换单元的时序。

14.根据权利要求13所述的收发器，其进一步包含：

解调单元，其经配置以接收和使用所述经校正信道估计来解调所述符号中所含有的数据。

15.根据权利要求13所述的收发器，其中所述信道估计单元经配置以在频域或者时域中组合所述一个或多个导频交错。

16.根据权利要求13所述的收发器，其中所述信道估计单元经配置以在频域或者时域中调整所述一个或多个导频交错的所述时间基线。

17.根据权利要求13所述的收发器，其中所述信道估计单元经配置以在频域或者时域中使所述经组合导频交错的所述时间基线与将要解调的符号匹配。

18.根据权利要求13所述的收发器，其中所述信道估计单元经配置以调整所述一个或多个导频交错的所述时间基线包括改变所述一个或多个导频交错的一个或多个导频音调的相位以校正频率上的改变。

19.一种用于无线收发器中的设备，其包含：

用于将一个或多个导频交错的时间基线调整到共同时间基线且组合所述一个或多个导频交错的装置，其中所述用于调整所述一个或多个导频交错的所述时间基线的装置包括用于改变所述一个或多个导频交错的一个或多个导频音调的相位以校正频率上的改变的装置，且其中所述用于改变所述一个或多个导频音调的相位的装置进一步包含：

用于经由预定数目的两个或更多个相位旋转而执行至少一个导频音调的旋转序列的装置；以及

用于执行所述至少一个导频音调的单一旋转的装置，其中所述单一旋转等效于所述预定数目的两个或更多个相位旋转；

用于使所述经组合导频交错的所述时间基线与将要解调的符号对准的装置；以及

用于基于具有与所述符号匹配的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计的装置。

20.根据权利要求19所述的设备，其进一步包含：

用于基于所述获得的经校正信道估计而确定时序决策以设置用于所述符号的取样窗口的装置。

21.根据权利要求19所述的设备，其进一步包含：

用于使用所述经校正信道估计来解调所述符号中所含有的数据的装置。

22.根据权利要求19所述的设备，其中所述用于组合所述一个或多个导频交错的装置经配置以在频域或者时域中进行组合。

23.根据权利要求19所述的设备，其中所述用于调整所述一个或多个导频交错的所述时间基线的装置经配置以在频域或者时域中调整所述时间基线。

24.根据权利要求19所述的设备，其中所述用于使所述经组合导频交错的所述时间基线与将要解调的符号匹配的装置经配置以在频域或者时域中进行匹配。

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