BRPI0808484A2

BRPI0808484A2 - Equipamentos e métodos para compensar efeitos de descontinuidades na saída de controle automático de ganho em um sistema de multi-portadora

Info

Publication number: BRPI0808484A2
Application number: BRPI0808484-0A
Authority: BR
Inventors: Matthias Brehler
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2007-03-05
Filing date: 2008-03-04
Publication date: 2014-07-08
Also published as: JP5204131B2; CA2677971A1; KR20090115771A; TW200913583A; TWI379559B; TWI370650B; BRPI0808485A2; JP2010520722A; CA2678113A1; WO2008109607A1; CN101641920A; EP2130338A1; EP2130339A1; ATE539530T1; RU2009136568A; JP2010520723A; CN101641920B; KR101129207B1; RU2009136569A; ES2376016T3

Description

"EQUIPAMENTOS E MÉTODOS PARA COMPENSAR EFEITOS DE DESCONTINUIDADES NA SAÍDA DE CONTROLE AUTOMÁTICO DE GANHO EM UM SISTEMA DE MULTI-PORTADORA"

Reivindicação de Prioridade de Acordo com 35 U.S.C. § 119.

0 presente pedido de patente reivindica a prioridade do Pedido Provisório de Patente U.S. N- de Série 60/893 060, intitulado "APPARATUS AND METHODS ACCOUNTING FOR AUTOMATIC GAIN CONTROL IN A MULTI CARRIER SYSTEM", depositado em 5 de março de 2007, em nome da Requerente da presente invenção e aqui expressamente incorporado pela presente referência; e do Pedido Provisório de Patente U.S. N- de Série 60/893 058, intitulado "TEMPORIZAÇÃO ADJUSTMENTS FOR CHANNEL ESTIMATION IN A MULTI CARRIER SYSTEM", depositado em 5 de março de 2007, em nome da Requerente da presente invenção e aqui expressamente incorporado pela presente referência.

Referência a Pedidos de Patente Correlacionados.

O presente pedido de patente está relacionado aos seguintes Pedidos de Patente US co-pendentes:

"TEMPORIZAÇÃO CORRECTIONS IN A MULTI CARRIER SYSTEM AND PROPAGATION TO A CHANNEL ESTIMATION TIME FILTER", de Bojan Vrcelj et al., possuindo um Pedido de Patente U.S. N- de Série 11/373 764, depositado em 9 de março de 2006, e cedido para a Requerente da presente invenção e aqui expressamente incorporado pela presente referência; e

""TEMPORIZAÇÃO ADJUSTMENTS FOR CHANNEL ESTIMATION IN A MULTI CARRIER SYSTEM", de Matthias Brehler et al., possuindo um Pedido de Patente U.S. N- de Série 11/777 251, depositado em 12 de julho de 2007, e cedido para a Requerente da presente invenção e aqui expressamente incorporado pela presente referência. FUNDAMENTOS Campo

A presente invenção está relacionada a equipamentos e métodos para compensar o controle automático 5 de ganho (AGC) em um sistema sem fio de múltiplas portadoras e, mais particularmente, ao ajuste de coeficientes de combinação para compensar o AGC, os quais são usados para combinar entrelaçamentos de tons de pilotos em um filtro de entrelaçamentos para determinação de 10 estimativas de canal.

Fundamentos

A multiplexação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM) consiste de um método de modulação digital em que um sinal é dividido entre vários canais de banda estreita, em diferentes freqüências portadoras ortogonais entre si. Tais canais são algumas vezes designados como sub-bandas ou sub-portadoras. Sob certos aspectos, a OFDM é similar à multiplexação por divisão de freqüência (FDM) convencional, exceto pela forma em que os sinais são modulados e demodulados. Uma vantagem da tecnologia OFDM é a de que ela reduz a quantidade de interferência ou "conversa cruzada" / crosstalk entre os canais e símbolos nas transmissões de sinais. No entanto, os canais com atenuação seletiva por freqüência e variáveis com o tempo apresentam problemas em muitos sistemas 0FDM.

Para compensar ou corrigir quanto aos canais variáveis com o tempo ou com fading seletivo por freqüência, é usada a estimativa de canal. Nos sistemas de detecção coerente, valores de referência ou "símbolos de 30 piloto" (também designados simplesmente como "pilotos") embutidos nos dados de cada símbolo OFDM podem ser usados para a estimativa de canal. 0 seguimento ou rastreamento de tempo e freqüência pode ser conseguido pelo uso dos pilotos na estimativa de canal. Como exemplo, se cada símbolo OFDM consiste de um número N de sub-portadoras e um número P de pilotos, um número N-P das sub-portadoras pode ser usado para a transmissão de dados e um número P delas pode ser designado para tons de piloto. Os P pilotos estão algumas 5 vezes uniformemente dispersados pelas N sub-portadoras, de forma a que cada dois tons de piloto fiquem separados por N/P-l sub-portadoras de dados (ou, dito de outra forma, cada piloto ocorre a cada (N/P) portadoras) tais subconjuntos uniformes de sub-portadoras dentro de um 10 simbolo OFDM e através de um certo número de símbolos que ocorrem ao longo do tempo são designados como entrelaçamentos.

Em uma área de aplicação, a OFDM é usada para serviços de broadcast digital, tais como nas normas FLO (link direto somente), DVB-T/H (broadcasting de vídeo digital - terrestre / móvel) e ISDB-T (broadcasting digital de serviços terrestres integrados). Em tais sistemas de comunicação sem fio, espera-se que as características de canal em termos do número de derivações de canal (isto é, o 2 0 número de amostras ou o "comprimento" de um filtro de resposta de impulso finito (FIR) que é usado para representar o canal de um sinal recebido) com energia, ganhos em trajetória e retardos em trajetória significativos variem de forma bastante significativa durante um período de tempo. Em um sistema OFDM, um receptor responde a mudanças no perfil de canal através da seleção apropriada do limite de símbolos OFDM (isto é, a correção do temporização de "janela" ou intervalo) de modo a maximizar a energia captada em um intervalo de transformada de Fourier rápida (FFT).

Nos receptores OFDM é comum que um bloco de estimativa de canal acumule ou armazene e a seguir processe observações de piloto provenientes de múltiplos símbolos OFDM, o que resulta em uma estimativa de canal que possui melhor mediação de ruído e resolve espalhamentos mais longos de retardos de canal. Tal é conseguido por combinação das observações de canal de comprimento P provenientes de símbolos OFDM consecutivamente temporizados em uma estimativa de canal mais longa em uma unidade designada como a unidade de filtração de tempo. Estimativas de canal mais longas em geral podem levar a algoritmos de sincronização de temporização mais robustos. No entanto, o controle automático de ganho (AGC) pode limitar o desempenho de combinação de entrelaçamento. Em particular, o AGC introduz descontinuidades em um canal, afetando adversamente a combinação de entrelaçamentos com crescente severidade a medida que mais entrelaçamentos são combinados, em particular em um sistema DVB ou ISDB. Assim sendo, os efeitos adversos do AGC sobre a combinação de entrelaçamentos degrada a estimativa de canal.

RESUMO

De acordo com um aspecto da presente invenção, é descrito um método para compensar os efeitos de controle automático de ganho quando da combinação de entrelaçamentos 20 de pilotos em um filtro de entrelaçamento de um sistema de comunicação. O método inclui determinar um ganho de normalização de um controle automático de ganho aplicado normalizado para um tempo predefinido; determinar dois ou mais coeficientes de combinação para um filtro de 25 entrelaçamento com base em um critério predeterminado; e modificar cada um dentre os dois ou mais coeficientes de combinação com base no ganho de normalização determinado para produzir coeficientes de combinação ajustados.

De acordo com outro aspecto da presente invenção, 30 é descrito um processador para uso em um transceptor wireless. 0 processador está configurado para determinar um ganho de normalização de um controle automático de ganho aplicado normalizado para um tempo predefinido; determinar dois ou mais coeficientes de combinação para um filtro de 35 entrelaçamento com base em um critério predeterminado; e modificar cada um dentre os dois ou mais coeficientes de combinação com base no ganho de normalização determinado para produzir coeficientes de combinação ajustados.

De acordo com outro aspecto da presente invenção, é descrito um transceptor para uso em um sistema wireless, compreendendo um processador configurado para determinar um ganho de normalização de um controle automático de ganho aplicado normalizado para um tempo predefinido; determinar dois ou mais coeficientes de combinação com base em um critério predeterminado; e modificar cada um dentre os dois ou mais coeficientes de combinação com base no ganho de normalização determinado para produzir coeficientes de combinação ajustados; e uma unidade de estimativa de canal incluindo um filtro de entrelaçamento configurado para utilizar os coeficientes de combinação ajustados para determinar uma estimativa de canal.

De acordo com outro aspecto da presente invenção, é descrito um equipamento para uso em um transceptor wireless, compreendendo dispositivos para determinar um 20 ganho de normalização de um controle automático de ganho aplicado normalizado para um tempo predefinido; dispositivos para determinar dois ou mais coeficientes de combinação para um filtro de entrelaçamento com base em um critério predeterminado; e dispositivos para modificar cada 25 um dentre os dois ou mais coeficientes de combinação com base no ganho de normalização determinado para produzir coeficientes de combinação ajustados.

De acordo com outro aspecto da presente invenção, é descrito um produto de programa de computador, 30 compreendendo um meio para leitura por computador contendo um código para determinar um ganho de normalização de um controle automático de ganho aplicado normalizado para um tempo predefinido; um código para determinar dois ou mais coeficientes de combinação para um filtro de entrelaçamento 35 baseado em um critério predeterminado; e um código para modificar cada um dos dois ou mais coeficientes de combinação com base no ganho de normalização determinado para produzir coeficientes de combinação ajustados.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

A Figura 1 ilustra um diagrama de blocos de um

transceptor exemplar de acordo com a presente invenção.

A Figura 2 é um diagrama de um esquema exemplar de escalonamento de tons de piloto usado em normas OFDM especificas.

A Figura 3 é um diagrama de uma visualização de

combinação de tons de piloto do esquema exemplar de escalonamento de tons de piloto da Figura 2.

A Figura 4 ilustra um gráfico de um ganho de canal ao longo do tempo em um sistema sem controle automático de ganho.

A Figura 5 ilustra um gráfico de um ganho de canal ao longo do tempo em um sistema empregando controle automático de ganho.

A Figura 6 ilustra um método para determinação de coeficientes de combinação ajustados para compensação do temporização de controle automático de ganho em um dispositivo sem fio.

A Figura 7 ilustra um equipamento para determinação de coeficientes de combinação ajustados para compensação do temporização de controle automático de ganho em um dispositivo sem fio.

A Figura 8 ilustra um gráfico exemplar de uma simulação apresentando as características de desempenho melhoradas de um sistema que compensa o controle automático de ganho em um sistema que não compensa o controle automático de ganho.

DESCRIÇÃO DETALHADA

A presente invenção descreve equipamentos e métodos para compensar os efeitos de controle automático de ganho quando da combinação de entrelaçamentos de piloto em um filtro de entrelaçamento de um sistema de comunicação, tal como um sistema OFDM. Os métodos e equipamentos descritos obtém a reversão dos efeitos de descontinuidades 5 introduzidas pelo controle automático de ganho (AGC) quando da combinação de entrelaçamentos de pilotos. Assim sendo, é melhorada a estimativa de canal e, por conseguinte, o desempenho do transceptor.

A Figura 1 ilustra um diagrama de blocos de um transceptor OFDM exemplar, ou parte de um transceptor, de acordo com a presente invenção. O sistema da Figura 1, em particular, pode empregar as técnicas descritas para efetuar ajustes de temporização usando tons de piloto, que são usados para estimativa de canal. O sistema 100, que pode ser um transceptor ou um ou mais processadores, hardware, firmware, ou uma combinação de tais, recebe um sinal de RF transmitido, tal como mostrado. Um bloco de processamento de front end 102 recebe o sinal de RF e efetua várias funções de processamento, incluindo conversão analógico para digital, conversão para a freqüência de recepção e unidade de controle automático de ganho (AGC) 103. A unidade de AGC 103 pode incluir também um controle de amplificador de baixo ruído (LNA), um amplificador de ganho de voltagem digital (DVGA), ou uma combinação de tais.

Após o processamento de front end 102 e o AGC 103, os sinais resultantes são enviados para um servidor de amostras 104, que efetua a janela / intervalo de temporização real (por exemplo, a janela de temporização 30 FFT) para amostragem das sub-portadoras dentro do sinal. A saída do servidor de amostras 106, que é um sinal digital sincronizado, é alimentada a um rotacionador de freqüência 106 opcional, que opera em conjunto com, e sob o controle de, um bloco de seguimento de freqüência 108 para causar a rotação ou deslocamento da fase do sinal em freqüência de modo a efetuar correções ou ajustes finos na freqüência.

Os sinais provenientes do servidor de amostras 104 ou do rotacionador de freqüência 106, caso utilizado,

são enviados para uma transformada de Fourier rápida (FFT) 110, que efetua uma transformada de Fourier individual do sinal. Mais particularmente, a FFT 110 extrai as portadoras de dados das portadoras de piloto os dados são enviados para um demodulador 112 para demodulação dos dados e a um 10 subseqüente decodificador 114 para decodificação dos dados de acordo com qualquer esquema de codificação adequado utilizado. A saída do decodificador consiste de uma fluxo de bits para uso por outros processadores, software, ou firmware dentro de um dispositivo transceptor.

Os tons de piloto extraídos pela FFT 110 são

enviados para um buffer de pilotos 116, que acumula um certo número de entrelaçamentos de piloto provenientes de um ou mais símbolos OFDM. De acordo com um exemplo aqui descrito, o buffer 116 pode estar configurado para 20 armazenar múltiplos entrelaçamentos para uso na combinação de entrelaçamentos. Os entrelaçamentos de piloto armazenados são levados pelo buffer 116 para um bloco ou unidade de estimativa de canal 118, que estima os canais usando os tons de piloto interlaçados inseridos pelo 25 transmissor (não é mostrado) nos símbolos do sinal digital. Como será descrito mais adiante, a estimativa de canal

produz uma resposta de impulso de canal (CIR) , hkn, a ser

usada para seguimento de temporização, e uma resposta de

freqüência de canal, Hknf a ser usada para a demodulação

dos dados de canal pelo demodulador 112. A resposta de

impulso de canal (CIR) , hk „ , em particular, é levada a um

bloco de seguimento de temporização 120, que efetua um algoritmo ou método de seguimento de temporização para determinar uma decisão de temporização para a janela de FFT que é usada pelo servidor de amostras 104. O sistema 100 compreende também um processador 121, tal como um processador de sinais digitais (DSP), em comunicação com a 5 unidade de estimativa de canal 118 e que pode ser utilizado para implementar várias operações de processamento, tais como aquelas que serão descritas mais adiante em conexão com o método da Figura 6.

Como foi acima mencionado, em um transceptor usado em um sistema OFDM, uma unidade ou bloco de estimativa de canal (por exemplo, o 118) é usada para obtenção de uma estimativa de função de transferência de

canal Hkn, do canal em cada portadora k e tempo de símbolo

OFDM n para demodulação dos símbolos de dados e uma

estimativa hkn da correspondente resposta de impulso de

canal (CIR) para uso no seguimento do tempo. Em ambos os sistemas DVB-t/h e ISDB-t, em particular, os tons de piloto são transmitidos de acordo com um esquema de escalonamento de entrelaçamentos 200 predeterminado, tal como ilustrado 20 na Figura 2, que ilustra o esquema para as primeiras poucas portadoras k e tempos de símbolos n. Como pode ser visto na Figura 2, em um dado tempo de símbolos n, p tons de piloto são inseridos a cada 12a portadora para um total de até NK/12 tons de piloto por símbolo OFDM n (por exemplo, no 25 tempo de símbolo 0 na Figura 3 pode existir um número NK/12 de tons de piloto em que a portadora 0 é usada para um tom de piloto, porém Nr/12-1 símbolos possuindo pilotos escalonados tal como um tempo de símbolo OFDM 1, 2 e 3 na Figura 2), em que Nk é o número total de portadoras. Para 30 os símbolos subseqüentes, a inserção de tons de piloto é deslocada por 3χ (n MOD 4) tons, com base no tempo 0 (n = 0). Assim sendo, no símbolo 1 é inserido o primeiro tom de piloto na portadora 3, no símbolo 2 é inserido o primeiro tom de piloto na portadora 6 e assim por diante. Como está também ilustrado, tons de piloto pi,m são inseridos a cada Ia portadora para um respectivo entrelaçamento m, em que 1 é igual a 12 neste exemplo em = mod4 (isto é, 0 < m < 3) , em que MOD significa uma operação módulo. Dessa forma, após 5 quatro símbolos OFDM (por exemplo, os tempos de símbolos OFDM 0 a 3) o padrão se repete. Como exemplo, a Figura 2 ilustra que para o primeiro piloto (isto é, 1=0), o padrão de entrelaçamentos é escalonado para m = 0 a 3, como pode ser visto pelos quatro pilotos ρο,ο/ Po,i/ Po,2 e po,3, 10 inseridos nos símbolos 0, 1, 2 e 3 respectivamente.

Como exemplo, algoritmos de estimativa de canal conhecidos nos sistemas que empregam o entrelaçamento ilustrado na Figura 2 tipicamente combinam entrelaçamentos de piloto provenientes de sete (7) símbolos OFDM 15 consecutivos, que são acumulados em um buffer de entrelaçamentos de piloto (não é mostrado) , de uma forma emparelhada, para encontrar uma estimativa de canal para um tempo n. Em particular, cada par de tons de piloto corresponde ao mesmo piloto (isto é, o Io piloto) em 20 diferentes casos de tempo de símbolos OFDM e eles são combinados para estimar o canal correspondente ao tempo dos dados. Como exemplo de tal combinação, a Figura 3 ilustra um diagrama 300 do entrelaçamento exemplar de símbolos de piloto p apresentado na Figura 2 com representação visual 25 adicional da combinação de tons de piloto. Como ilustrado, um primeiro piloto pi,m para 1 = 0, por exemplo, é combinado no tempo para cada uma das portadoras (isto é, interpolado no tempo) . Como pode ser visto na Figura 3, um par 302, 304, de pilotos (Ρο,ι) na portadora 3 (isto é, um offset / 30 deslocamento de 3 portadoras (3MOD 4), portanto parte do mesmo entrelaçamento m+1) e tempos n+1 e n-3, respectivamente, são combinados para o tempo do tempo de símbolo n (n sendo 0 neste exemplo) tal como indicado pelas setas verticais. Adicionalmente, um tom de piloto interpolado 306 pode ser a seguir interpolado em freqüência com outros tons de piloto 308 interpolados, ou um tom de piloto existente no símbolo OFDM 210 do tempo n, tal como ilustrado pelas setas horizontais na Figura 3.

A combinação de tons de piloto pode ser efetuada

usando-se quaisquer técnicas conhecidas, incluindo técnicas de interpolação. Deve também ser notado que os entrelaçamentos podem ser combinados no domínio das freqüências ou do tempo, como será explanado em detalhes 10 mais adiante. De um ponto de vista teórico, ambos os métodos de combinação (no domínio das freqüências ou do tempo) propiciam exatamente o mesmo desempenho. No entanto, deve ser notado que a combinação no tempo pode representar menos atividade sobre uma IFFT de canal em uma 15 implementação de ponto fixo (dado que é mais curta).

Na utilização do esquema de espalhamento de pilotos ilustrado nas Figuras 2 e 3, todas as posições de tons de piloto espalhados são usadas para combinação de tons de piloto. Como resultado, a resposta de impulso de 20 canal (CIR) cobre 1/3 do tempo de símbolos OFDM útil (4/3 da guarda máxima).

Um primeiro método para combinação de tons de piloto dos entrelaçamentos consiste de combinação no domínio das freqüências, tal como foi acima mencionado, 25 usando um filtro. A combinação dos tons de piloto no domínio das freqüências pode ser expressa matematicamente tal como mostrado na equação 1 a seguir, provendo a

estimativa de tom de piloto Hkn.

_ \N„J^

i=~lNc /4I

Na equação 1 acima, Np é o comprimento da estimativa de canal final no domínio do tempo, mi,[„-k]} são os coeficientes

de filtro e Nc e Nnc são os comprimentos de filtro causai e não causai, respectivamente. Deve ser notado que a notação []4 é uma notação abreviada em que o subscrito 4 é um lembrete da operação módulo *mod4. Para maior simplicidade, é permitida apenas a filtração de tons de piloto correspondentes ao mesmo entrelaçamento que a saída do 5 filtro. Dito de outra forma, o filtro funciona verticalmente, tal como indicado na Figura 3 para o presente exemplo, em que Nc = Nnc = 3. De acordo com este exemplo, os coeficientes de filtro são escolhidos

para efetuar a interpolação linear entre dois tons de 10 piloto, sendo apresentados na Tabela 1 a seguir. Como pode ser visto na tabela, os coeficientes de filtro efetivamente ponderam o efeito que os tons mais próximos à portadora 0 (por exemplo, k = 1), neste exemplo, recebem mais peso do que os tons (por exemplo, k = 3) mais afastados na 15 freqüência.

k 0 1 2 3 m0, k = 1 0,75 0,5 0,25 mi,k = 0 0,25 0,5 0,75 Tabela 1 - coeficientes de filtro m para interpolação

linear.

Deve ser notado que um filtro mais geral poderia incorporar tons de piloto provenientes de outros 20 entrelaçamentos (isto é, também trabalhar diagonalmente), com um correspondente aumento da complexidade. Após efetuar a filtração da IFFT do Hkn, as tomadas abaixo de um certo limite são ajustadas para zero e após preenchimento com 2Np zeros (para interpolar em freqüência) é tomada uma FFT para

se chegar à estimativa de canal final Hkn, em que Np é o

comprimento da estimativa de canal final no domínio do tempo.

Apesar de a combinação dos entrelaçamentos no domínio das freqüências, tal como foi acima descrito, ser direto ou simples, outro método consiste em combinar entrelaçamentos no domínio do tempo, tal como contemplado no Pedido de Patente U.S. N- de Série 11/373 764, expressamente incorporado acima, para um sistema FLO (apenas de link de emissão). Como exemplo, a mesma 5 combinação no domínio do tempo pode ser efetuada para sistemas OFDM DVB-TH e ISDB-t. No entanto, devido aos quatro (4) entrelaçamentos nos sistemas DVB-TH e ISDB-t (ver, por exemplo, as Figuras 1 e 2) a mecânica é ligeiramente diferente da de um sistema FLO em que apenas 10 dois (2) entrelaçamentos são usados para obtenção das tomadas de canal "reais" e "em excesso". Neste exemplo, 4 entrelaçamentos diferentes, tal como usado nos sistemas DVB-TH e ISDB-t, são usados para obter 4 segmentos da resposta de impulso de canal (CIR) completa.

Primeiramente é tomada uma IFFT dos tons de

piloto de cada entrelaçamento. Mais especificamente, é

Nk- Nk ,

efetuado o preenchimento com zeros dos (ou ~y^~ para

entrelaçamento 0) tons de piloto Pim para Nn, em que Nk representa o número de portadoras e Nn representa o 20 comprimento de entrelaçamentos em freqüência após o preenchimento com zeros (isto é, estender um sinal (ou espectro) com zeros para estender os limites de tempo (ou da banda de freqüências)). Nos sistemas DVB-h, por exemplo,

o número de portadoras Nk é de 1705, 3409, ou 6817, 25 dependendo do modo de operação. Como outro exemplo, os sistemas ISDB-t possuem tipicamente 108, 216, ou 432 portadoras Nk dependendo do modo de operação. Nos sistemas DVB-h, por exemplo, o comprimento dos entrelaçamentos Nn é de 256, 512, ou 1024, dependendo do modo de operação. Como 30 outro exemplo, os sistemas ISDB-t teriam comprimentos de entrelaçamentos de 16, 32, ou 64 dependendo do modo de

Nk

operação. Após o preenchimento com zeros dos - tons, e tomada uma IFFT para obtenção de uma estimativa no dominio do tempo hkn do canal por entrelaçamento, governada pela equação 2:

canal de entrelaçamento no domínio do tempo possuindo um comprimento N/l para uma estimativa de canal com

comprimento Np (em que Np = 4 N/l) , as fases da Jikn devem ser

ajustadas. Assim sendo, a estimativa de canal é ajustada de acordo com a equação 3:

Onde bk,m são designados como os buffers de entrelaçamentos. Dado que cada estimativa de canal de entrelaçamento deve ser usada quatro (4) vezes para o cálculo de estimativas de 15 canal em tempos consecutivos de símbolos OFDM, os bu,m são acumulados, requerendo pelo menos 7 N/l espaços de armazenamento complexos para o presente exemplo.

para formar uma estimativa de canal no domínio do tempo hkn 20 possuindo um comprimento de Np = 4N/l. A estimativa de canal hkn pode a seguir ser dividida em quatro segmentos, tal como ilustrado na Figura 4. Cada um dos quatro segmento u possui um comprimento de N/l, onde cada um dos segmentos u pode ser obtido a partir dos buffers, tal como demonstrado 25 pela seguinte relação:

1 — í /1 W,. = 7 Σ bW 0~k - -1’ 0- w -3 (4}

4 /=~N 4

C

Para os mesmos coeficientes de filtro m/u as tomadas de canal no domínio do tempo aqui obtidas são

Nli U 1 14 12 12

Na preparação para combinação das estimativas de

5

(3)

Os buffers de entrelaçamento podem ser combinados simplesmente a IFFT dos tons de piloto combinados da equação 1 acima. A combinação no domínio do tempo pode ser simplesmente considerada como uma forma de implementação de um algoritmo rápido para a transformada de Fourier 5 individual (DFT) dos tons de piloto combinados em freqüências. Mais especificamente, a equivalência é derivada como se segue para o caso em que usamos exatamente quatro entrelaçamentos consecutivos e todos os quatro (4) coeficientes de filtro «?/* são um (um caso mais geral com 10 filtração será considerado mais adiante). A seguir, cada

entrelaçamento de tempo Iikm pode ser considerado como sendo

obtido a partir de um canal no domínio das freqüências Hkn

por amostragem e avanço (em freqüência). Dado que a amostragem em freqüência corresponde ao "aliasing" no tempo e deslocamento em freqüência para um deslocamento de fase no tempo, os técnicos na área notarão que a seguinte relação na equação 5 a seguir governa:

3 -j~\n] Ak+IN

h =Ve h (5)

k,n rik+!Nü,n

/=0

Para a presente derivação da combinação de

entrelaçamentos no domínio do tempo é presumido que o canal

seja constante. Dessa forma, para obter hk+uN a partir dos

entrelaçamentos hkn os coeficientes akmu podem ser encontrados de acordo com a equação 6 como se segue:

3 _ _

^ ',^kmu^k.n-m - w.YIL Ji1 (6)

m=0

0 que pode ser conseguido se:

YjOtkmue =5(l-u) V0<k < Nil -1, (7)

m=0

0 que assegura gue na combinação linear da equação 6 os coeficientes na frente de hk+uN n_m são somados até a unidade e para todos os outros alias os coeficientes se somam até zero. Os técnicos na área notarão que a solução para akmu é:

. 2π

1 +JÍrmk +Jl^muNn.

^ * e * . (8)

N 1

Notando-se também que a razão —— = — , o buffer de

Np 4

entrelaçamento e eliminação de inclinação que combina os coeficientes pode ser extraído a partir desta solução.

A filtração adicional introduzida com os coeficientes pode ser considerada como operando apenas

sobre um dado entrelaçamento, de forma que ele é 10 equivalente no domínio do tempo e das freqüências (isto é, as operações lineares são intercambiáveis). Se os entrelaçamentos filtrados forem a seguir combinados no domínio das freqüências ou do tempo é equivalente de acordo com os métodos aqui descritos. Assim sendo, a equação (4) 15 acima pode ser reescrita como a equação (9):

7Σβ2 4 ^ ^ Σ miA,n-(^y (9)

'=O HnJ4]

Em que a soma interna corresponde à filtração de entrelaçamentos e a soma externa corresponde à eliminação de inclinação de fase e combinação de entrelaçamentos no 2 0 domínio do tempo.

Como foi acima descrito, os coeficientes de combinação (mik nesta apresentação) para a combinação dos entrelaçamentos de pilotos são constantes, tal como pode ser visto na Tabela 1 acima, em que os coeficientes são 25 linearmente interpolados no tempo. No entanto, os coeficientes miu podem ser escolhidos de acordo com diferentes critérios/metodologias. Como exemplo, os coeficientes poderiam ser escolhidos para minimizar o erro médio quadrático mínimo (MMSE) entre o canal real e a 30 estimativa de canal. Deve ser notado que o projeto dos coeficientes de combinação do filtro de entrelaçamentos de acordo com o critério de MMSE explora as correlações de tempo do processo de atenuação (que são iguais no domínio das freqüências e do tempo).

Uma derivação exemplar para um estimador de

entrelaçamento MMSE é como se segue. Presume-se que os tons de piloto observados, „ são:

^k,n-3 = Hkn-3 + Tlk ji-3’ , .

(10)

k,n+\ Hk^n+\ j^Tjk fí+|,

Onde Hu,n é o coeficiente de canal complexo da portadora k 10 no tempo n e η^η é o ruído branco Gaussiano aditivo (AWGN) complexo. Para maior simplicidade, deve ser notado que o espalhamento de seqüência binária pseudo aleatório (PRBS) é ignorado na presente descrição. As observações são então combinadas para formar a seguinte estimativa:

Hkn=[ml, WiJ3]

7

^k,n-3 7

^k,η+1

Note-se que tal pode ser facilmente estendido para mais tons de piloto e outros offsets de tempo. No entanto, para os propósitos do presente x, é presumido um conhecimento perfeito das estatísticas de segunda ordem do processo para Hk,n. Assim sendo,

/A E\_Hk,nHk,n+/~\ rHHK1) CjN

W jvO

Em que Thh(I) é a auto correlação normalizada do processo de atenuação no offset de tempo /, E denota o valor esperado, e C/No é a razão de portadora para ruído.

Aplicando o princípio de ortogonalidade tal como

ilustrado na equação 13:

= 0 (13)

Isto produz a seguinte equação 14 para se encontrar os coeficientes m: m

-I

1 t- I Α\ λτ

= [γηη{-3) ^(l)]

I rHH (4)

rHH I"4) I

+ V

C

:ΐ4)

/

Onde I é a matriz 2x2 de identidade.

Quando se combina entrelaçamentos, seja no domínio das freqüências ou do tempo, são necessários certos 5 ajustes de temporização devido ao deslocamento de fase entre os tons de piloto em um símbolo OFDM n corrente e os entrelaçamentos anteriores. Bons algoritmos de seguimento de temporização conhecidos, por exemplo, retardam ou avançam a posição da janela FFT em um servidor de amostras 10 (a ser comentado mais adiante) . Tais ajustes de temporização correspondem a deslocamentos de fase no domínio das freqüências e, portanto, afetam a estimativa de canal. Os tons de piloto no instante n que possuem um deslocamento de fase comparado aos entrelaçamentos 15 anteriores e, portanto, a estimativa de canal deve ser configurada para corrigir tal deslocamento de fase para combinar os buffers de entrelaçamentos. O avanço ou retardo da janela FFT pode também ser designado como um avanço ou retardo da amostragem do símbolo OFDM.

Independentemente da metodologia que é usada para

determinar os coeficientes de combinação, nos sistemas OFDM o AGC (controle automático de ganho) pode limitar o desempenho da combinação de entrelaçamentos. Como um exemplo visual, a Figura 4 ilustra um gráfico do ganho de 25 canal sem controle automático de ganho (AGC) . Sem AGC, o gráfico do ganho de canal muda suavemente. Quando é utilizado AGC em um receptor, tal como o AGC 103, o ganho do receptor é ajustado de tal forma que as amostras dentro de um símbolo (ou mais precisamente dentro da janela FFT) 30 possuem uma potência grosso modo constante. Tal ajuste de ganho, que pode incluir estágios analógicos (como um amplificador de baixo ruído, LNA) e/ou estágios digitais (como um amplificador de ganho de voltagem digital, DVGA) permite ao receptor operar com menos bits nos blocos após o ajuste uma vez que a faixa dinâmica do sinal é reduzida.

suavemente mutável da Figura 4 é "picado" em pedaços com descontinuidades pelo AGC. Além disso, tal efeito do AGC sobre a estimativa de canal é mais pronunciado quanto mais entrelaçamentos são combinados. No entanto, é reconhecido que o desempenho do receptor quando da combinação de entrelaçamentos é melhorado caso as descontinuidades introduzidas pelo AGC são "revertidas" ou negadas. Tal pode ser mais eficientemente efetuado por mudança dos coeficientes de combinação mi,k para reverter os efeitos do AGC. Em termos matemáticos, as observações de piloto em qualquer receptor podem ser representadas pela seguinte equação:

onde g(n) é o ganho do AGC (por exemplo, o LNA / DVGA

combinados) em um instante n e Zk,n representa uma

observação de piloto teórica sem o AGC. 0 valor Zk,n pode ser também definido como se segue:

onde Hk,n é o coeficiente de canal complexo real de uma portadora k em um instante n e η^η é o ruído branco Gaussiano aditivo (AWGN) complexo. Dessa forma, um filtro de combinação de entrelaçamentos no bloco de estimativa de canal opera sobre as observações de AGC ajustadas de acordo com a equação 17 a seguir para normalizar o ganho do AGC.

Como pode ser visto nesta equação, tal normalização é efetuada por multiplicação do tom de piloto para um m° entrelaçamento pela razão de um ganho de AGC g(n) para um tempo de símbolo n para um ganho de AGC g(m) para um

Como pode ser visto na Figura 5, o canal

Pk,n=g{n)Zkn

(15)

(16) entrelaçamento m. Para os propósitos da presente invenção, a razão de g(n) para g(m) é designada como um ganho de normalização, que serve para normalizar o ganho AGC para um tempo n predeterminado. Deve ser notado que para a relação 5 17 acima, em um exemplo o valor m pode ser limitado de acordo com a condição (n-3) < m < {n+ 3) no caso de um esquema de combinação de sete entrelaçamentos para sistemas DVB ou ISDB. Isto pode ser menor para sistemas FLO ou outros sistemas possuindo esquemas de combinação de 10 entrelaçamentos com menos de sete entrelaçamentos.

efetuado no domínio do tempo ou das freqüências exatamente com o mesmo benefício de desempenho. 0 ajuste pode, portanto, ser incorporado ao filtro de entrelaçamentos através da definição de um coeficiente de combinação ajustado mik de acordo com a seguinte relação:

Na equação 18 o coeficiente de combinação Htiji é multiplicado pelo ganho AGC normalizado, o qual pode ser 20 derivado a partir da equação 17. Deve ser notado que para a equação 18 é presumido um sistema usando quatro entrelaçamentos, tal como o sistema ilustrado na Figura 2. Portanto, o valor de m pode ser representado por (n-(k-l.4')) em um esquema de quatro entrelaçamentos. Os técnicos na área 25 notarão que a equação 18 pode ser modificada para outros sistemas, tal como o sistema de 2 entrelaçamentos usado nos sistemas FLO. Tal coeficiente ajustado pode ser substituído na equação 1 acima, por exemplo, para determinar uma

estimativa de canal Hkn . No entanto, o ganho AGC tipicamente não é armazenado linearmente, mas sim no domínio logarítmico com b bits de precisão, isto é,

/(») = md(2* Iog2 (#(»))) - Dessa forma, a equação 18 passa a:

Deve ser notado que o ajuste AGC pode ser

m ~m

g(n)

(18) A parte inteira de ((/(«)-/(«-(£-/-4)))/2* na equação 19)

corresponde a um simples deslocamento. Dessa forma, a potência de 2 da parte não inteira pode ser aproximada por 5 meio de um polinômio de grau 2. Os técnicos na área notarão que a equação 19 pode ser eficientemente implementada em um processador de sinais digitais (DSP). Dado que o resultado pode potencialmente superar a capacidade de bits do motor da FFT, o resultado deve ser saturado até a capacidade de 10 bits do motor FFT.

A Figura 6 ilustra um fluxograma de um método para determinação de coeficientes de combinação em um sistema OFDM de múltiplas portadoras em que os coeficientes são normalizados para compensação dos efeitos do AGC. Como 15 mostrado, o método 600 se inicia em um bloco inicial 602. O fluxo a seguir prossegue para o bloco 604 onde é determinado um ganho de normalização de um controle automático de ganho aplicado. O ganho de normalização é normalizado para um tempo definido, tal como um tempo de 20 simbolo n. O procedimento do bloco 604 efetua o cálculo da razão g(n)/g(m) acima descrito em conexão às equações 17, 18 e 19. Após determinar o ganho de normalização no bloco 604, o fluxo prossegue para o bloco 606 em que são determinados dois ou mais coeficientes de combinação para um filtro de 25 entrelaçamentos. Os coeficientes podem ser determinados para qualquer um dentre vários critérios conhecidos predeterminados, tal como através de interpolação linear ou MMSE, tal como foi acima descrito. Deve ser notado que o bloco 606, apesar de ser mostrado seqüencialmente após o 30 bloco 604, pode alternativamente ocorrer antes da operação do bloco 604 ou concomitantemente com esta. Deve também ser notado que um processador 121, tal como um processador de sinais digitais (DSP), o bloco de estimativa de canal 118, uma combinação de tais, ou quaisquer outros dispositivos adequados podem efetuar as operações dos blocos 604 e 606, por exemplo.

Após completadas as operações dos blocos 604 e 5 606, o fluxo prossegue para o bloco 608 onde os coeficientes de combinação (por exemplo, m^) são modificados com base no ganho de normalização determinado. Tal operação foi acima descrita em conexão com as equações 18 e 19, em que é calculado um coeficiente modificado ou 10 ajustado, Tnl k . Deve ser notado que um processador de sinais

digitais (DSP) , tal como o DSP 121, o bloco de estimativa de canal 118, ou uma combinação de tais, ou quaisquer outros dispositivos adequados, podem efetuar a funcionalidade do bloco 608. Após determinados os 15 coeficientes de combinação ajustados ou modificados, o processo 600 termina no bloco 610. Os coeficientes de combinação são a seguir usados pelo filtro de entrelaçamentos (por exemplo, o 118) para determinar uma estimativa de canal, tal como acima descrito e também 20 descrito no pedido correlacionado intitulado "TEMPORIZAÇÃO ADJUSTMENTS FOR CHANNEL ESTIMATION IN A MULTI CARRIER SYSTEM", referência do agente N- 061 651 Ul, depositado concomitantemente com o presente. Deve ser notado que o processo 600 é repetido continuamente durante a recepção e 25 processamento de sinais (por exemplo, na estimativa de canal) em um transceptor.

Apesar de o método ser apresentado e descrito, com o propósito de maior simplicidade da explanação, na forma de uma série de atos ou ações, deve ficar claro que 30 os processos aqui descritos não estão limitados pela ordem das ações, dado que algumas ações podem ocorrer em ordens diferentes e/ou concomitantemente com outras ações, daquelas aqui descritas e apresentadas. Como exemplo, os técnicos na área notarão que um método poderia ser alternativamente representado na forma de uma série de estados ou eventos inter-relacionados, tal como em um diagrama de estado. Ademais, nem todas as ações ilustradas podem ser necessárias para implementação de um método de acordo com os métodos em questão aqui descritos.

A Figura 7 ilustra um equipamento 7 00 para determinação de coeficientes de combinação para estimativa de canal em dispositivo sem fio. O equipamento 700 recebe informações de controle automático de ganho )AGC) em uma alimentação ou entrada 702, que leva o sinal para um módulo 7 04 para determinação de um qanho de normalização de um controle automático de ganho aplicado normalizado para um tempo ou instante predefinido. Como exemplo, a alimentação 702 pode receber as informações de AGC a partir do AGC, tal como o AGC 103, através de um link de comunicação 122 tal como ilustrado na Figura 1. Adicionalmente, o módulo 704 pode ser implementado pela estimativa de canal e filtro de entrelaçamentos 118, pelo DSP 121, uma combinação de tais, ou quaisquer outros dispositivos de processamento adequados.

0 equipamento 7 00 compreende também um módulo 7 06 para determinação de dois ou mais coeficientes de combinação para um filtro de entrelaçamentos com base em um critério predeterminado. 0 módulo 706 pode ser implementado por exemplo pelo bloco de estimativa de canal 118 na Figura

I, um DSP 121, uma combinação de tais, ou quaisquer outros dispositivos de processamento adequados.

0 ganho de normalização determinado é emitido pelos dispositivos 704 e dois ou mais coeficientes de 30 combinação são emitidos pelo módulo 706. Ambas as saídas são alimentadas ao módulo 708 para modificação dos coeficientes de combinação com base no ganho de normalização determinado. Como foi acima mencionado, o módulo 708 pode modificar ou ajustar os coeficientes por 35 multiplicação do ganho de normalização pelo coeficiente de combinação para obtenção dos coeficientes de combinação ajustados. Deve ser notado que o módulo 708 pode ser usado para efetuar uma das equações 17 a 19 acima. Além disso, o módulo 708 pode ser implementado, por exemplo, pelo bloco 5 de estimativa de canal 118, pelo DSP 121, ou quaisquer combinações de tais.

Os coeficientes de combinação ajustados são emitidos pelo módulo 708 para uso por outros processamentos em um transceptor para determinação de uma estimativa de canal de um sinal OFDM recebido. Em um exemplo específico em conexão com a determinação da estimativa de canal, a Figura 7 ilustra um módulo 710 no interior do equipamento 700 para combinação de dois ou mais entrelaçamentos de piloto de símbolos recebidos em um transceptor usando os coeficientes de combinação ajustados. O módulo 710 pode ser implementado, por exemplo, pela unidade de estimativa de canal e pelo filtro de entrelaçamentos 118 tal como mostrado na Figura 1. Deve também ser notado que o equipamento 7 00 pode ser implementado no interior de um transceptor, tal como um 2 0 transceptor OFDM, podendo consistir de hardware, software, firmware, ou qualquer combinação de tais.

A Figura 8 ilustra um exemplo gráfico de resultados de simulação apresentando uma melhoria de desempenho obtidas pelo uso dos ajustes de AGC aqui descritos. Esta figura ilustra a razão de portadora para ruído (C/N) , que é especificada em dB, necessária para obtenção de uma taxa de erros de bits após a decodificação Viterbi (VBER) por exemplo de 2><10“4 em um típico canal urbano com seis trajetórias (TU6) e freqüência Doppler máxima variável. Como pode ser visto na figura, o desempenho do transceptor é melhorado para altas velocidades. Em particular, um transceptor se torna operável em um Doppler máximo de aproximadamente 100 Hz quando do uso de ajustes AGC (ver, por exemplo, a curva demarcada por quadrados), enquanto sem ajustes de AGC o transceptor fica limitado a 70 Hz (ver, por exemplo, a curva demarcada por losangos).

À luz da descrição acima, os técnicos na área notarão que o equipamento e os métodos descritos efetuam um 5 melhor desempenho de estimativa de canal da parte de receptor de um transceptor. Tal é conseguido em particular por reversão das descontinuidades introduzidas pelo AGC através da determinação de um ganho de normalização, o qual é normalizado para um tempo de símbolos específico. Tal 10 ganho de normalização, por sua vez, é usado para ajustar os coeficientes de combinação usados em um filtro de entrelaçamentos para determinação da estimativa de canal.

Deve ficar claro que a ordem específica ou a hierarquia das etapas nos processos aqui descritos são 15 meros exemplos de métodos. Com base nas preferências de projeto, deve ficar claro que a ordem ou hierarquia específicas das etapas nos processos podem ser modificadas permanecendo todavia dentro do escopo da presente invenção. As reivindicações de método anexas apresentam elementos das 20 várias etapas em uma ordem exemplar, não devendo ficar limitadas à ordem ou hierarquia específicas apresentadas.

Os técnicos na área notarão que as informações e sinais podem ser representados usando-se quaisquer dentre uma diversidade de diferentes tecnologias e técnicas. Como 25 exemplo, os dados, instruções, comandos, informações, sinais, bits, símbolos e chips que possam ter sido mencionados por toda a descrição acima podem ser representados por voltagens, correntes, ondas eletromagnéticas, campos ou partículas eletromagnéticas, campos ou partículas ópticas, ou quaisquer 30 combinações de tais.

Os técnicos na área notarão também que os vários exemplos de blocos lógicos, módulos, circuitos e etapas de algoritmos descritos em conexão com as modalidades aqui descritas podem ser implementados na forma de hardware eletrônico, software de computadores, ou combinações de tais. Para ilustrar claramente tal intercambialidade de hardware e software, vários exemplos de componentes, blocos, módulos, circuitos e etapas foram acima descritos de um modo geral em termos de sua funcionalidade. Se tal 5 funcionalidade é implementada na forma de um hardware ou software depende da aplicação e restrições de projeto específicas impostas ao sistema como um todo. Os técnicos na área podem implementar a funcionalidade descrita de diversas formas para cada aplicação específica, porém tais 10 decisões de implementação não devem ser interpretadas como um afastamento do escopo da presente invenção.

Os vários exemplos de blocos lógicos, módulos e circuitos aqui descritos em conexão com as modalidades aqui apresentadas podem ser implementados ou efetivados por meio de um processador de uso geral, um processador de sinais digitais (DSP), um circuito integrado específico para aplicação (ASIC), arranjos de porta programáveis no campo (FPGA) ou outros dispositivos lógicos programáveis, portas individuais ou lógica de transistores, componentes de hardware individuais, ou quaisquer combinações de tais projetadas para efetuar as funções aqui descritas. Um processador de uso geral pode ser um microprocessador, porém como alternativa o processador pode ser qualquer processador, controlador, micro controlador, ou máquina de estado convencionais. Um processador pode também ser implementado na forma de uma combinação de dispositivos de computação, por exemplo, uma combinação de um DSP e um microprocessador, uma pluralidade de microprocessadores, um ou mais microprocessadores em conjunto com um núcleo DSP, ou qualquer outra configuração similar.

As etapas de um método ou algoritmo descritos em conexão com as modalidades aqui apresentadas podem ser efetivadas diretamente em hardware, em um módulo de software executado por um processador, ou em uma combinação de ambos. Um módulo de software pode residir em uma memória RAM, memória fiash, memória ROM, memória EPROM, memória EEPROM, registradores, disco rígido, um disco removível, um CD-ROM, ou qualquer outra forma de meio de armazenamento conhecido pelos técnicos na área. Um exemplo de meio de armazenamento 5 (por exemplo, a memória 124 na Figura 1) pode ser acoplado ao processador de tal forma que o processador possa Ier informações provenientes do, e gravar informações no, meio de armazenamento. Como alternativa, o meio de armazenamento pode estar integrado ao processador. O processador e o meio 10 de armazenamento podem residir em um ASIC. 0 ASIC pode residir em um terminal de usuário. Como alternativa, o processador e o meio de armazenamento podem residir na forma de componentes individuais em um terminal de usuário.

Os exemplos acima descritos são meramente exemplares e os técnicos na área podem agora fazer vários usos e derivações dos exemplos acima descritos sem constituir um afastamento dos conceitos inventivos aqui descritos. Várias modificações de tais exemplos podem ficar prontamente aparentes para os técnicos na área e os princípios genéricos aqui definidos podem ser aplicados a outros exemplos, por exemplo em um serviço de mensagens instantâneas ou quaisquer aplicações de comunicação de dados wireless em geral, sem constituir um afastamento do espírito ou escopo dos novos aspectos aqui descritos. Dessa forma, o escopo da invenção não deve ficar limitado aos exemplos aqui apresentados, devendo receber o escopo mais amplo consistente com os princípios e características novas aqui descritos. 0 termo "exemplar" é aqui usado exclusivamente com o significado de "servindo como exemplo, caso, ou ilustração". Qualquer modalidade aqui descrita como "exemplar" não deve ser necessariamente considerada como preferida ou vantajosa em relação a outras modalidades. Assim sendo, os novos aspectos aqui descritos devem ser definidos apenas pelo escopo das reivindicações que se seguem.

Claims

1. Um método para compensar os efeitos de controle automático de ganho quando da combinação de entrelaçamentos de pilotos em um filtro de entrelaçamento de um sistema de comunicação, o método compreendendo: determinar um ganho de normalização de um controle automático de ganho aplicado normalizado para um tempo predefinido; determinar dois ou mais coeficientes de combinação para um filtro de entrelaçamento com base em um critério predeterminado; e modificar cada um dentre os dois ou mais coeficientes de combinação com base no ganho de normalização determinado para produzir coeficientes de combinação ajustados.

2. O método, de acordo com a reivindicação 1, no qual o modificar os coeficientes de combinação inclui calcular o produto de ganho de normalização e pelo menos um dos dois ou mais coeficientes de combinação.

3. 0 método, de acordo com a reivindicação 1, no qual o critério predeterminado inclui pelo menos uma dentre interpolação linear e minimização do erro mínimo médio quadrático.

4. 0 método, de acordo com a reivindicação 1, compreendendo também: combinar dois ou mais entrelaçamentos de piloto de símbolos recebidos em um transceptor usando os coeficientes de combinação ajustados no filtro de entrelaçamento.

5. 0 método, de acordo com a reivindicação 4, compreendendo também: ajustar a base de tempo dos entrelaçamentos de piloto combinados com um símbolo a ser demodulado; e obter uma estimativa de canal corrigida com base em entrelaçamentos de piloto combinados possuindo uma base de tempo de acordo com o símbolo.

6. 0 método, de acordo com a reivindicação 4, compreendendo também: demodular dados contidos no símbolo usando a estimativa de canal corrigida.

7. 0 método, de acordo com a reivindicação 4, no qual o símbolo é um sinal multiplexado por divisão de freqüência ortogonal.

8. O método, de acordo com a reivindicação 4, no qual a combinação dos um ou mais entrelaçamentos de piloto é efetuada em um dentre o domínio das freqüências e o domínio do tempo.

9. Um processador para uso em um transceptor wireless, o processador compreendendo: um primeiro módulo configurado para determinar um ganho de normalização de um controle automático de ganho aplicado normalizado para um tempo predefinido; um segundo módulo configurado para determinar dois ou mais coeficientes de combinação para um filtro de entrelaçamento com base em um critério predeterminado; e um terceiro módulo configurado para modificar cada um dentre os dois ou mais coeficientes de combinação com base no ganho de normalização determinado para produzir coeficientes de combinação ajustados.

10. 0 processador, de acordo com a reivindicação9, no qual o terceiro módulo está também configurado para modificar os coeficientes de combinação pelo cálculo do produto do ganho de normalização e pelo menos um dentre os dois ou mais coeficientes de combinação.

11. 0 processador, de acordo com a reivindicação9, no qual o critério predeterminado inclui pelo menos um dentre interpolação linear e minimização do erro mínimo médio quadrático.

12. O processador, de acordo com a reivindicação9, compreendendo também: um quarto módulo configurado para combinar dois ou mais entrelaçamentos de piloto de símbolos recebidos em um transceptor usando os coeficientes de combinação aj ustados.

13. O processador, de acordo com a reivindicação12, no qual o quarto módulo está também configurado para ajustar a base de tempo dos entrelaçamentos de piloto combinados com um símbolo a ser demodulado; e obter uma estimativa de canal corrigida com base em entrelaçamentos de piloto combinados possuindo uma base de tempo de acordo com o símbolo.

14. 0 processador, de acordo com a reivindicação12, no qual o quarto módulo está também configurado para demodular dados contidos no símbolo.

15. 0 processador, de acordo com a reivindicação12, no qual o símbolo é um sinal multiplexado por divisão de freqüência ortogonal.

16. 0 processador, de acordo com a reivindicação12, no qual o quarto módulo está também configurado para combinar os um ou mais entrelaçamentos de piloto em um dentre o domínio de freqüências e o domínio do tempo.

17. Um transceptor para uso em um sistema wireless, compreendendo: um processador configurado para determinar um ganho de normalização de um controle automático de ganho aplicado normalizado para um tempo predefinido; determinar dois ou mais coeficientes de combinação com base em um critério predeterminado; e modificar cada um dentre os dois ou mais coeficientes de combinação com base no ganho de normalização determinado para produzir coeficientes de combinação ajustados; e uma unidade de estimativa de canal incluindo um filtro de entrelaçamento configurado para utilizar os coeficientes de combinação ajustados para determinar uma estimativa de canal.

18. 0 transceptor, de acordo com a reivindicação17, no qual o processador está configurado para determinar os coeficientes ajustados através do cálculo do produto do ganho de normalização e pelo menos um dentre os dois ou mais coeficientes de combinação.

19. 0 transceptor, de acordo com a reivindicação17, no qual o critério predeterminado inclui pelo menos uma dentre a interpolação linear e minimização do erro mínimo médio quadrático.

20. O transceptor, de acordo com a reivindicação17, no qual o filtro de entrelaçamento está também configurado para combinar dois ou mais entrelaçamentos de piloto de símbolos recebidos em um transceptor usando os coeficientes de combinação ajustados no filtro de entrelaçamento.

21. O transceptor, de acordo com a reivindicação20, no qual a unidade de estimativa de canal está também configurada para ajustar a base de tempo dos entrelaçamentos de piloto combinados de acordo com um símbolo a ser demodulado; e obter uma estimativa de canal corrigida com base em entrelaçamentos de piloto combinados possuindo uma base de tempo de acordo com o símbolo.

22. O transceptor, de acordo com a reivindicação20, no qual o símbolo é um sinal multiplexado por divisão de freqüência ortogonal.

23. O transceptor, de acordo com a reivindicação17, no qual a unidade de estimativa de canal está também configurada para combinar os um ou mais entrelaçamentos de piloto em um dentre o domínio das freqüências e o domínio do tempo.

24. Um equipamento para uso em um transceptor sem fio, compreendendo: dispositivos para determinar um ganho de normalização de um controle automático de ganho aplicado normalizado para um tempo predefinido; dispositivos para determinar dois ou mais coeficientes de combinação para um filtro de entrelaçamento com base em um critério predeterminado; e dispositivos para modificar cada um dentre os dois ou mais coeficientes de combinação com base no ganho de normalização determinado para produzir coeficientes de combinação ajustados.

25. 0 equipamento, de acordo com a reivindicação24, no qual os dispositivos para modificar os coeficientes de combinação compreendem também dispositivos para calcular o produto do ganho de normalização e pelo menos um dentre os dois ou mais coeficientes de combinação.

26. 0 equipamento, de acordo com a reivindicação24, no qual o critério predeterminado utilizado pelos dispositivos para determinar dois ou mais coeficientes de combinação para um filtro de entrelaçamentos incluem pelo menos uma dentre interpolação linear e minimização do erro minimo médio quadrático.

27. 0 equipamento, de acordo com a reivindicação24, compreendendo também: dispositivos para combinar dois ou mais entrelaçamentos de pilotos de símbolos recebidos em um transceptor usando os coeficientes de combinação ajustados no filtro de entrelaçamento.

28. 0 equipamento, de acordo com a reivindicação 27, compreendendo também: dispositivos para ajustar a base de tempo dos entrelaçamentos de piloto combinados com um símbolo a ser demodulado; e dispositivos para obter uma estimativa de canal corrigida com base em entrelaçamentos de piloto combinados possuindo uma base de tempo de acordo com o símbolo.

29. O equipamento, de acordo com a reivindicação 27, no qual a estimativa de canal corrigida é usada para demodular dados contidos no símbolo.

30. O equipamento, de acordo com a reivindicação 27, no qual o símbolo é um sinal multiplexado por divisão de freqüência ortogonal.

31. 0 equipamento, de acordo com a reivindicação 27, no qual os dispositivos para combinar os um ou mais entrelaçamentos de piloto incluem dispositivos para combinar entrelaçamentos em um dentre o domínio das freqüências e o domínio do tempo.

32. Um produto de programa de computador, compreendendo: um meio para leitura por computador contendo: um código para levar um computador a determinar um ganho de normalização de um controle automático de ganho aplicado normalizado para um tempo predefinido; um código para levar o computador a determinar dois ou mais coeficientes de combinação para um filtro de entrelaçamento baseado em um critério predeterminado; e um código para levar o computador a modificar cada um dos dois ou mais coeficientes de combinação com base no ganho de normalização determinado para produzir coeficientes de combinação ajustados.