DE60112451T2

DE60112451T2 - Transientenkompensation für Leistungverstärker in OFDM-Systemen

Info

Publication number: DE60112451T2
Application number: DE60112451T
Authority: DE
Inventors: David Bateman; Sebastien Simoens; Marc De Courville
Original assignee: Freescale Semiconductor Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 2001-11-30
Filing date: 2001-11-30
Publication date: 2006-04-06
Anticipated expiration: 2021-12-01
Also published as: DE60112451D1; AU2002338948A1; WO2003047195A1; JP2005510963A; CN100496034C; KR100922705B1; ATE301361T1; EP1317107B1; CN1600008A; EP1317107A1; US20050105656A1; KR20040061016A; JP4260019B2; US7706758B2

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich auf OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Kommunikationssysteme. Diese Erfindung ist anwendbar, jedoch nicht limitiert auf HIPERLAN/2-Kommunikationssysteme.
Hintergrund der Erfindung
Auf dem Gebiet der drahtlosen Kommunikationssysteme ist es allgemein bekannt, dass Energie gespart werden kann indem Komponenten ausgeschaltet werden, wenn sie nicht in Gebrauch sind. Energieeinsparung ist als besonders wünschenswert bei batteriebetriebenen Geräten bekannt.
Eine energiehungrige Komponente ist der Leistungsverstärker in einem Sender. Wenn er jedoch ausgeschaltet wird, um Energie zu sparen, ist der Leistungsverstärker, wenn er wieder angeschaltet wird, eine Zeitlang instabil, wodurch ein Leistungstransient erzeugt wird.
Es sind Kompensations-(oder Verfolgungs-)Schemata zur Anpassung an solch einen Leistungstransienten bekannt. Solche Kompensationsschemata können in dem Sender oder in einem Empfänger implementiert sein.
Für Einzelträgersysteme bildet solche eine Leistungsverstärker-Transientenverfolgung im Empfänger im Ergebnis einen Teil der automatischen Verstärkungssteuerung des Systems. Ein Beispiel dafür ist offenbart in G. Travares und M. S. Piedade, "High performance algorithms for digital signal processing AGC", IEEE International Symposium on Circuits and Systems, vol 2, S. 1529–1532, 1990.
In Multi-Trägersystemen, z.B. OFDM-Systemen, wie etwa HIPERLAN/2 (wie spezifiziert vom ETSI normalisation committee, broadband Radio Access networks (BRAN), HIPERLAN Typ 2), schließt das große Spitzen-zu-Mittelwert-Verhältnis des empfangenen Signals die Verwendung der automatischen Verstärkungssteuerung zum Kompensieren eines Leistungsverstärkertransienten von vornherein aus und daher muss die automatische Verstärkungssteuerung in lediglich der Präambel des Rahmens, wie z.B. offenbart in WO-0079748, durchgeführt werden.
Aus diesem Grund wurden viele senderseitige Kompensationsschemata vorgeschlagen, beispielsweise wie offenbart in US-527415. Diese Schemata sind jedoch komplex zu implementieren.
Bestimmte andere Verfolgungsschemata, wie beispielsweise offenbart bei M. Sandell und O. Edfors, "A comparitive study of pilot-based channel estimators for wireless OFDM", Research Report TULEA 1996, Lulea University of Technology, verfolgen Pilotsignale in Multi-Trägersystemen; dies dient jedoch dem Zweck des Korrigierens zeitvarianten Kanäle. Darüber hinaus verlassen sich solche Schemata auf zusätzliche Pilotsignale, die in vielen OFDM-Systemen, einschließlich HIPERLAN/2, nicht vorhanden sind.
Datenbank WPI, Sektion EI, Woche 199809 Derwent publ. Ltd., London, GB; Class WO2, AN 1998-09372 XP002212283 & JP 09321676 A von NEC offenbart einen automatischen Verstärkungssteuerungsmechanismus, der in Multi-Trägersystemen verwendet wird. Die Steuerung der Verstärkung wird in solch einer Weise durchgeführt, dass eine Transientenantwort des Verstärkers während Änderungen des Verstärkungszustandes, Störungen zwischen Trägern verursachen, verhindert wird.
Es besteht daher ein Bedarf nach einem Verfahren zum Kompensieren eines Leistungsverstärkertransienten in OFDM-Systemen, wobei die oben erwähnten Nachteile abgeschwächt werden können.
Darstellung der Erfindung
In einem ersten Aspekt stellt die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Kompensieren eines Verstärkertransienten eines empfangenen OFDM-(orthogonal frequency division multiplex)Signals zur Verfügung, wie in Anspruch 1 beansprucht.
In einem weiteren Aspekt stellt die vorliegende Erfindung ein OFDM-(orthogonal frequency division multiplex) Kommunikationsverfahren zur Verfügung wie in Anspruch 8 beansprucht.
In einem weiteren Aspekt stellt die vorliegende Erfindung ein Speichermedium zum Speichern prozessorimplementierbarer Anweisungen zur Verfügung wie in Anspruch 11 beansprucht.
In einem weiteren Aspekt stellt die vorliegende Erfindung eine Kommunikationseinheit zur Verfügung wie in Anspruch 12 beansprucht.
In einem weiteren Aspekt stellt die vorliegende Erfindung ein Kommunikationssystem zur Verfügung wie in Anspruch 14 beansprucht.
Weitere Aspekte sind wie in den abhängigen Ansprüchen beansprucht.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sollen nun, lediglich beispielhaft, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben werden, wobei:
1 eine schematische Illustration eines Teils eines HIPERLAN/2-Kommunikationssystems ist;
2 eine schematische Illustration einer Kommunikationseinheit ist;
3 eine Messung eines typischen Leistungsverstärkers (ARAFTEK 7501) zeigt, der in einem HIPERLAN/2-System unter Transientenbedingungen verwendet werden kann;
4a eine gesendete Konstellation ohne einen Verstärkungstransienten zeigt;
4b eine gesendete Konstellation mit einem Verstärkungstransienten zeigt;
5a eine Bitfehlerrate (BER: bit error rate) mit und ohne einen Transienten zeigt;
5b eine Paketfehlerrate (PER: paket error rate) mit und ohne einen Transienten zeigt;
6 verschiedene Module oder Elemente eines Prozesses von Signalmodulation, -sendung, -empfang und -demodulation zeigt;
7 eine schematische Darstellung von Rauschen ist, welches von einem Transienten eingeführt wird, wenn keine Korrektur angewandt und keine Kanalabschätzung zu Beginn eines Rahmens durchgeführt wird;
8 einen Transientenmatrixkoeffizienten in der Frequenzdomäne zeigt;
9 theoretische Werte der Verstärkung zeigt, die anzuwenden sind, um Leistungsverstärkertransienten-Effekte zu löschen;
10 einen mittleren, quadratischen Fehler (MSE: mean square error) des Verstärkungswertes zeigt;
11a Bitfehlerraten für verschiedene Bedingungen zeigt, einschließlich Verwendung eines Kompensationsschemas gemäß einer Ausführungsform der Erfindung; und
11b Paketfehlerraten für verschiedene Bedingungen zeigt, einschließlich Verwendung eines Kompensationsschemas gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
Bei der ersten Ausführungsform wird die Erfindung auf ein LAN-(local area network)Kommunikationssystem, welches mit HIPERLAN/2 übereinstimmt, angewendet; es ist jedoch zu beachten, dass die Erfindung auf jegliches Multi-Träger-OFDM-Kommunikationssystem angewendet werden kann.
1 zeigt einen Teil des HIPERLAN/2-Kommunikationssystems 1. Eine Mehrzahl von Mobilfunkendgeräten 4, 6 kommunizieren über Funkverbindungen 17, 18 mit einer Basisstation, die mit HIPERLAN/2-Terminologie als ein Zugriffspunkt 2 bezeichnet wird. Bei diesem Beispiel ist das Mobilfunkendgerät 4 ein Desktop-PC und das Mobilfunkendgerät 6 ist ein tragbarer PC. Im Allgemeinen können die Mobilfunkendgeräte von jedem Typ von Datenendgerät (oder möglicherweise sogar Sprachvorrichtungen) sein. Das System umfasst viele weitere Mobilfunkendgeräte und Zugriffspunkte, die der Klarheit halber nicht dargestellt sind.
Der Zugriffspunkt 2 und die Mobilfunkendgeräte 4, 6 enthalten jeweils eine oder mehrere Sende/Empfangseinheiten (typischerweise enthalten die Mobilfunkendgeräte lediglich eine und der Zugriffspunkt enthält mehrere).
Bei dieser Ausführungsform sind der Zugriffspunkt 2 und die Mobilfunkendgeräte 4, 6 eingerichtet, reduzierten Energieverbrauch in den Mobilfunkendgeräten 4, 6 anzubieten und zur Verfügung zu stellen, indem Leistungsverstärker ausgeschaltet werden und eine Kompensation des resultierenden Leistungsverstärkertransienten in den von den Mobilfunkendgeräten empfangenen Signalen durch den Zugriffspunkt 2 erfolgt, wie in größerem Detail weiter unten beschrieben werden soll. Bei anderen Ausführungsformen kann die Erfindung angewendet werden, indem nur einige der Mobilfunkendgeräte im Hinblick auf das Abschalten des Leistungsverstärkers eingerichtet sind. Bei noch anderen Ausführungsformen kann die Erfindung alternativ oder zusätzlich auf den Fall angewendet werden, in dem der Zugriffspunkt seinen Leis tungsverstärker abschaltet und in dem die Kompensation in einem oder mehreren der Mobilfunkendgeräte durchgeführt wird.
Allgemeiner gesprochen, kann die Erfindung in den jeweiligen Kommunikationseinheiten (d.h. Zugriffspunkt 2 und/oder Mobilfunkendgeräte 4, 6) in jeder geeigneten Weise implementiert werden. Beispielsweise kann eine neue Vorrichtung zu einer herkömmlichen Kommunikationseinheit hinzugefügt werden oder es können alternativ bestehende Teile einer herkömmlichen Kommunikationseinheit angepasst werden, beispielsweise durch Neuprogrammierung eines oder mehrerer darin enthaltener Prozessoren. Als solche kann die erforderliche Anpassung in der Form prozessorimplementierbarer Anweisungen, die auf einem Speichermedium, wie etwa einer Floppy-Diskette, einer Festplatte, einem PROM, RAM, FPGA, ASIC, DSP oder irgendeiner Kombination dieser oder anderer Speichermedien, gespeichert sind, implementiert werden.
Es liegt auch im Rahmen der Überlegungen dieser Erfindung, dass solch eine Anpassung von Sendecharakteristiken und/oder des Empfängerbetriebs alternativ gesteuert, vollständig implementiert oder teilweise implementiert werden kann, indem irgendwelche anderen geeigneten Komponente oder Teile (nicht dargestellt) des Kommunikationssystems 1 angepasst werden. Weiter kann im Fall anderer Systeminfrastrukturen die Implementierung an jedem geeigneten Knoten, wie etwa irgendeinem anderen geeigneten Typ von Basisstation etc., erfolgen. Alternativ können die verschiedenen Schritte, die in die Bestimmung und Ausführung einer solchen Anpassung (die im größeren Detail weiter unten beschrieben wird) einbezogen sind, mittels verschiedener Komponenten ausgeführt werden, die auf verschiedene Positionen oder Einheiten innerhalb irgendeines geeigneten Netzwerks oder Systems verteilt sind.
Wie oben angemerkt, sind bei dieser Ausführungsform die Mobilfunkendgeräte 4, 6 im Hinblick auf die Sendung eingerichtet und der Zugriffspunkt 2 ist im Hinblick auf Empfang eingerichtet. Bei dieser Ausführungsform sind auch der Zugriffspunkt 2 und die Mobilfunkendgeräte 4, 6 von derselben grundlegenden Form im Hinblick auf Aspekte, die zum Verständnis dieser Ausführungsform relevant sind, so dass jedes eine grundlegende Kommunikationseinheit 110, wie in Form eines Blockdiagramms in 2, auf die nun bei der weiteren Beschreibung dieser Ausführungsform Bezug genommen wird, illustriert, darstellt. In jedem Fall werden nur Komponenten dargestellt und beschrieben, die relevant oder hilfreich für das Verständnis der Erfindung im Kontext drahtloser Kommunikation sind; andere Aspekte, wie etwa Kern-Datenendgerätfunktionen der Mobilfunkendgeräte 4, 6 sind nicht enthalten.
Jede Kommunikationseinheit 110 enthält eine Antenne 202, die mit einem Schalter 204 gekoppelt ist, der eine Isolierung zwischen Empfangs- und Sendeketten in der Kommunikationseinheit 110 darstellt.
Die Empfängerkette, wie im Stand der Technik bekannt, enthält eine abtastende Empfängervorfeldschaltung 206 (die wirksam Empfang, Filterung und Zwischen- oder Basisbandfrequenzwandlung liefert). Die abtastende Vorfeldschaltung ist seriell mit einer Signalverarbeitungsfunktion 208 gekoppelt.
Eine Ausgabe aus der Signalprozessorfunktion wird an das Ausgabemodul 210 geliefert.
Die Empfängerkette enthält auch eine Empfangssignal-Stärkenanzeige-(RSSI-: received signal strength indicator)Schaltung 212, die ihrerseits mit einem Controller 214 gekoppelt ist, der arbeitet, um die Gesamtkontrolle der verschiedenen Funktionen und Module der Kommunikationseinheit 110 aufrecht zu erhalten. Der Controller 214 ist auch mit der abtastenden Empfängervorfeldschaltung 206 und der Signalverarbeitungsfunktion 208 (im Allgemeinen durch einen digitalen Signalprozessor, d.h. DSP, realisiert) gekoppelt.
Der Controller 214 enthält einen Speicher 216, der Betriebsbereiche speichert, einschließlich derjenigen, die im Hinblick auf dieser Erfindung von Interesse sind, wie etwa An- und Abschalten (beim Senden) des Leistungsverstärkers (siehe unten) und Kompensieren des Leistungsverstärkertransienten (beim Empfangen). Ein Timer 218 ist typischerweise mit dem Controller 214 gekoppelt, um das Timing von Operationen (Sendung oder Empfang zeitabhängiger Signale) in der Kommunikationseinheit 110 zu steuern.
Was die Sendekette betrifft, so enthält sie ein Eingangsmodul 220. Das Eingangsmodul ist über einer Sender/Modulationsschaltung 222 und einen Leistungsverstärker 224 seriell mit der Antenne 202 gekoppelt. Die Sender/Modulationsschaltung 222 und der Leistungsverstärker 224 sprechen operativ auf den Controller an.
Die verschiedenen Komponenten innerhalb jeder Kommunikationseinheit 110 sind bei dieser Ausführungsform in integrierter Komponentenform realisiert. Natürlich können sie bei anderen Ausführungsformen in diskreter oder einer Mischung aus integrierten Komponenten und diskreten Komponenten oder in der Tat in jeder geeigneten Form realisiert sein. Weiter ist bei dieser Ausführungsform der Controller 214, der den Speicher 216 enthält, als ein programmierbarer Prozessor implementiert; bei anderen Ausführungsformen kann er jedoch aus einer speziellen Schaltung oder irgendeiner anderen geeigneten Form bestehen.
Man beachte, dass Merkmale, die denjenigen entsprechen, die oben unter Bezugnahme auf die Kommunikationseinheit 110 beschrieben wurden, auch bei herkömmlichen Kommunikationseinheiten (d.h. z.B. herkömmliche HIPERLAN/2-Mobilfunkendgeräte und Zugriffspunkte) gefunden werden. Bei dieser Ausführungsform unterscheiden sich die entsprechenden Kommunikationseinheiten 110, nämlich der Zugriffspunkt 2 und die Mobilfunkendgeräte 4, 6, jedoch von herkömmlichen Kommunikationseinheiten darin, dass der Controller 214, der den Speicher 216 enthält, und, wo angemessen, andere beschriebene Komponenten im Hinblick auf Sendung und/oder Empfang so eingerichtet sind, wie weiter unten in größerem Detail beschrieben wird.
Im Überblick werden bei dieser Ausführungsform die entsprechenden Leistungsverstärker 224 und die Mobilfunkengeräte 4, 6 ausgeschaltet, wenn sie nicht in Gebrauch sind, und werden dann wieder eingeschaltet, wenn eine Signalversendung durchzuführen ist. Dies spart Energie, führt jedoch einen Leistungsverstärkertransienten ein. Der Zugriffspunkt 2 kompensiert diese Leistungsverstärkertransienten durch Verwendung einer einfachen, skalaren, konstanten Verstärkungstransientenkorrektur über ein vollständiges OFDM-Symbol (oder einer Mehrzahl von OFDM-Symbolen). Die Korrektur wird auf einer OFDM-symbolweisen Basis aktualisiert (oder einer Basis von jeweils Mehrzahlen von Symbolen). Bevor diese Aspekte vollständiger erläutert werden, ist es höchst günstig:

(i) einige Details über Verstärkertransienten zu erläutern, insbesondere im Kontext eines HIPERLAN/2-Systems; und
(ii) einen weiteren Aspekt zu erläutern, nämlich dass es bei Systemen, wie etwa HIPERLAN/2 eine besonders vorteilhafte Implementierung der Erfindung ist, einen Pegel des Leistungsverstärkertransienten einzuführen, den der Empfänger noch innerhalb der Grenzen der Systemspezifikation an einen akzeptablen Ergebnisgrad anpassen kann, selbst wenn das Kompensationsverfahren in dem Empfänger nicht benutzt wird.

Punkte (i) und (ii) sollen nun wie folgt behandelt werden.
Bei der bevorzugten Ausführungsform sollte das komplette System den HIPERLAN/2-Spezifikationen entsprechen. Beispielsweise ist es vorteilhaft, wenn ein Leistungsverstärkertransient die Sendespezifikationen des Standards erfüllt, wobei noch ein akzeptables, wenn auch reduziertes Ergebnis bei Systemen erreicht wird, die diese Erfindung nicht verwenden. Daher ist ein Verständnis des Effektes des Leistungstransienten auf gesendete und empfangene Signale sowie die Fehlerraten hilfreich.
Eine Messung eines typischen Leistungsverstärkers (ARAFTEK 7501), der in einem HIPERLAN/2-System verwendet werden kann, ist unter Transientenbedingungen in 3 gezeigt. Selbst bei Systemen, die andere Leistungsverstärker verwenden, gibt dies einen Hinweis auf das mögliche Ergebnis.
In 3 kann man drei Effekte sehen. Einen schnellen Anstieg 305 in der Verstärkung des Verstärkers, wenn der Strom den Verstärker erreicht, einen Ring in der Ver stärkung, der eine kurzfristige Spitze 310 verursacht und schließlich einen graduellen Abfall 315 in der Verstärkung, wenn sich der Verstärker aufheizt. Es ist nicht erforderlich all diese Effekte zu betrachten, da der HIPERLAN/2-Standard (insbesondere ETSI normalization committee, Broadband Radio Access Networks (BRAN), HIPERLAN Typ 2; Conformance testing specification; Teil 1: Radio conformance testing requirements, Norm ETSI, Dokument DEN/BRAN-020002-1, European Telecommunication Standards Institute, Sophia-Antipolis, Valbonne, Frankreich, Dezember 1999) eine 6 μs-Schaltzeit zwischen Empfangs- und Sendemodus erlaubt. Wenn der Leistungsverstärker daher zu Beginn der Schaltzeit angeschaltet wird, bleibt zu dem Zeitpunkt, da es zum Senden kommt, nur der langsame Abfall in der Verstärkerverstärkung übrig. Man sollte beachten, dass andere Verstärker andere Transientenantworten haben können und dass in diesem Fall die anderen Effekte relevant sein könnten. Es wird jedoch unten offensichtlich, dass das Kompensationsschema unabhängig von der Form des Transienten ist und daher auch auf andere Transienten angewendet werden kann.
6 μs nachdem der Verstärker angeschaltet wird, beträgt die Verstärkung des Verstärkers 23,8 db. Diese fällt mit der Zeit auf einen Pegel von 23,1 dB aB, wo sich die Verstärkung stabilisiert. Wir können diesen Verstärkungstransienten durch die einfache Formel Verstärkung = 20log10Vg(1 + ae–kt) [1modellieren, wobei 20log₁₀V_g dB die stabile Verstärkung des Verstärkers von 23,1 dB ist. Wie oben bemerkt, beträgt, wenn der Verstärker sendebereit ist (es sei T = 0 angenom men), die Verstärkung 23,8 dB. Wir können daher a = 0,08393 ableiten. Auf ähnliche Weise ist die Verstärkung nach 100 μs auf 23,45 dB abgefallen, daher ist k = 7135.
Wir betrachten nun die Effekte des Verstärkungstransienten. Eine vereinfachte aber nützliche Betrachtungsweise des Verstärkungstransienten ist eine Rauschquelle. Es ist nützlich, diese im Hinblick auf Konstellationspunkte zu betrachten, eine standardmäßige, dem Fachmann im Stand der Technik wohlbekannte Repräsentation, bei der die Sendequalität durch die Streuung von "Dots" in den Konstellationspunkten angezeigt wird und wobei bei idealer Sendung nur perfekte Punkte vorliegen würden, anstelle von Verteilungen um die Punkte herum, wie in der Praxis. Es sei hier angenommen, dass die Positionen der Konstellationspunkte für die Modulation zu Beginn des Rahmens fixiert sind und während des Rahmens unverändert bleiben. Am Ende eines langen Rahmens haben sich die Konstellationspunkte daher um 0,7 dB von ihren normalen Werten entfernt. Wir können daher aufgrund dieses Effektes ein Signal/Rausch-Verhältnis (SNR: signal-to-noise ratio) ableiten als SNR = –20log10α [2]
Für den Fall des ARAFTEK-Verstärkers wird das SNR aufgrund des Verstärkungstransienten auf 21,5 dB berechnet.
Man sollte beachten, dass die automatische Verstärkungssteuerung (AGC: automatic gain control) kurz nachdem die Sendung begonnen hat, durchgeführt wird. Auch fügt der Verstärkungstransient keine Gaußsche Verteilung von Konstellationspunkten wie ein thermisches Rauschen hinzu. Diese Zahl kann daher als Grenze für einen schlimmsten Fall des Effektes des Verstärkungstransienten betrachtet werden.
Der Verstärkungstransient bewegt die Konstellationspunkte effektiv näher zu den Entscheidungspegeln. Der Effekt auf die Empfängerempfindlichkeit kann daher nicht direkt als ein SNR betrachtet werden, sondern vielmehr als ein Anstieg des tatsächlichen SNR, welches erforderlich sein wird, um eine erwünschte Paketfehlerrate (PER) zu erreichen. Es wird daher erwartet, dass der Effekt des Verstärkungstransienten auf die PER ein Versatz in den PER-Kurven ist.
Wenn der Fehlervektorbetrag (EVM: error vector magnitude) relativ zu den fixierten Konstellationspunkten spezifiziert wird, kann der Verstärkungstransient in diesem Fall direkt als ein Rauschen betrachtet werden. Der HIPERLAN/2-Standard (insbesondere ETSI normalization committee, Broadband Radio Access Networks (BRAN), HIPERLAN Typ 2; Conformance testing specification; Physical (PHY) layer, Norm ETSI, Dokument DTS0023003, European Telecommunication Standards Institute, Sophia-Antipolis, Valbonne, Frankreich, Dezember 1999) erfordert eine Mindest-EVM-Spezifikation von 24 dB für 64QAM, so dass wir nun den Effekt dieses Transienten im größeren Detail betrachten wollen.
Man sollte beachten, dass dieses einfache Modell des Verstärkungstransienten nicht den Effekt der Inter-Symbol-Modulation in Betracht ziehen kann, die von dem nichtlinearen Verstärkungstransienten verursacht wird. Dieser, kombiniert mit den Effekten des Kanals, kann eine Störung des Empfangssignals verursachen, wenn die zyklische Natur der OFDM-Codierung gebrochen wird. Wenn wir annehmen können, dass die OFDM-Subträger nicht korreliert sind, kann diese Inter-Modulation als ein thermisch rauschartiger Effekt betrachtet werden. Der Intermodulationseffekt des Verstärkungstransienten wird daher einen Fehleruntergrund in die Paketfehlerraten-(PER-)Kurven einführen. Außerdem wird die durch einen Verstärkertransienten reduzierte Empfängerempfindlichkeit den Effekt haben, den bestehenden Fehleruntergrund zu vergrößern.
Eine vollständigere Studie jedes dieser Effekte wird unten betrachtet.
Wir wollen zunächst den Effekt auf den EVM betrachten. Dieser ist ein wesentliches Kriterium beim Messen der Leistungsfähigkeit eines Übertragungssystems, isoliert vom Verstärker. Aus diesem Grund spezifiziert der ETSI-HIPERLAN/2-Standard den maximal akzeptablen EVM für ein mit dem Standard übereinstimmendes System auf 24 dB, wie oben erwähnt. Selbst wenn empfängerseitig eine Leistungsverstärkerkompensation durchgeführt wird, wie dies in größerem Detail weiter unten beschrieben werden soll, ist es daher wünschenswert, dass der Sender selbst bei Vorliegen des Transienten konform ist.
Eine saubere Analyse der Effekte des Leistungsverstärkertransienten auf ein HIPERLAN/2-System erfordert eine vollständige statistische Analyse zufällig erzeugter Daten, die beispielsweise mit einem HIPERLAN/2-Simulator laufen gelassen werden. Da der betrachtete Effekt primär von einer mangelnden Ruf-Perfektion verursacht wird, ist das Modellieren der RF-Komponenten ein primärer Teil davon. Die vorliegenden Erfinder haben eine Studie durchgeführt, die ein Modell eines HIPERLAN/2-Prototypsystems mit einem Verstärkungstransienten, wie in Gleichung 1 angegeben, verwendet. Der Effekt des Leistungsverstärker-Verstärkungstransienten kann daher direkt ermittelt werden.
Man sollte beachten, dass es keine spezifizierte oder bekannte Methode zum Messen des EVM bei dem ETSI-Konformitätstest gibt. Ein anderes Konformitätstestdokument, das für den EVM bekannt ist, ist dasjenige für einen IEEE-Standard, nämlich IEEE 802.11a High Speed Physical Layer in the 5 GHz band, draft supplement to standard 802.11, IEEE, New York, Januar 1999, wobei festgestellt wird, dass die gesendeten Rahmen wenigstens 16 OFDM-Symbole aufweisen müssen und dass der EVM als eine Wurzel aus dem mittleren Quadrat von 20 gesendeten Rahmen berechnet wird. Da 16 OFDM-Symbole eine Rahmenlänge von 64 μs repräsentieren, kann der volle Effekt des Verstärkungstransienten in diesem Fall nicht gesehen werden. Der EVM wird daher wesentlich besser sein, als wenn der EVM mit Rahmen mit einer großen Anzahl von OFDM-Symbolen gemessen würde.
Tabelle 1
Unter Berücksichtigung dieser Effekte finden wir, dass der berechnete EVM wie in Tabelle 1, die den EVM für ein 64 QAM-Signal, das bei 10 dBm gesendet wurde, zusammenfasst, sein kann. Man sollte beachten, dass die Sendeleistung ausgewählt wurde, um sicherzustellen, dass die Leistungsverstärkerlinearität und das Rauschen für kleine Sendesignale das EVM-Ergebnis nicht beeinflussen. Wie man aus Tabelle 1 sehen kann, ist der EVM, wenn lediglich 16 OFDM-Symbole gesendet werden, signifikant besser. Für den Fall, in dem es keinen Verstärkungstransienten gibt, könnte diese Verbesserung allein auf der Tatsache beruhen, dass 16 Symbole ungenügend sind, um eine vernünftige Rauschstatistik zu erreichen. Die Ergebnisse ohne Verstärkungstransient können daher als dieselben innerhalb ihrer Vertrauenspegel betrachtet werden.
Man kann jedoch klar sehen, dass die Verschlechterung im EVM aufgrund des Verstärkungstransienten deutlich besser ist, wenn nur 16 Symbole betrachtet werden. Wenn wir 128 OFDM-Symbole betrachten, verschlechtert sich, wenn der EVM gemessen wird, der EVM in einem solchen Ausmaß, dass die ETSI-spezifizierte Grenze von 24 dB nur gerade noch respektiert wird. Da wir keine Spezifikation für den ETSI-EVM-Konformitätstest haben, ist es daher unklar, was der EVM mit einem Verstärkungstransienten ist. Im schlimmsten Fall jedoch liegt der Verstärkungstransient der gemessenen Form oberhalb des unter dem Standard akzeptablen, wenngleich nur knapp.
Es ist interessant, auch die gesendeten Konstellationen zu betrachten. 4a zeigt die gesendete Konstellation 405 ohne einen Verstärkungstransienten und 4b zeigt die gesendeten Konstellationen 410 mit einem Verstär kungstransienten. In beiden 4a und 4b sieht man auch die binären Phasenverschiebungs-Codierungs-(BPSK-: binary phase shift keying)Pilotsignale 415 und den DC 420. Vergleich der gesendeten Konstellationspunkte 410 von 4b mit den gesendeten Konstellationspunkten 405 von 4a zeigt, dass sich die Konstellation mit der Zeit aufgrund des Verstärkungstransienten entwickelt.
Wir betrachten nun den Effekt auf die Bitfehlerrate (BER) und die Paketfehlerrate (PER). Derselbe Code, wie er zum Modellieren des RF-Vorfeldes für die EVM-Berechnung verwendet wurde, kann gleichermaßen verwendet werden, um den Effekt auf die Bit- und Paketfehlerraten zu modellieren. In diesem Fall spielt der Kanal eine wichtige Rolle beim Bestimmen der Verschlechterung aufgrund des Leistungsverstärkertransienten. Es ist angemessen, ein 64QAM-Signal auf einem BRAN-A-Kanal (wie beschrieben in ETSI normalization committee, channel models for HIPERLAN/2 in different indoor scenarios, Norm ETSI, Dokument 3ERI085B, European Telecommunication Standards Institute, Sophia-Antipolis, Valbonne, Fankreich, Dezember 1999) mit einem ITU-P1238-Fortpflanzungsmodell (wie beschrieben bei ITU Radiocommunication Assembly, "Propagation data and prediction models for the planning of indoor radiocommunication systems and radio local area networks in the frequency range 900 MHz to 100 GHz", Technical report, ITU-R, 1997, ITU-R P.1238) und mit einer Distanz von 5 Metern zwischen dem Sender und dem Empfänger zu modellieren. Wie bei den EVM-Ergebnissen wurden 128 OFDM-Symbole in jedem Rahmen verwendet. 5a zeigt die Bitfehlerrate (BER) mit einem Transienten 505 und ohne Transient 510. 5b zeigt die Paketfehlerrate (PER) mit Transient 515 und ohne Transient 520.
Einen Versatz in den Kurven aufgrund des Verstärkungstransienten kann man in beiden 5a und 5b sehen. Beispielsweise verursacht der Verstärkungstransient 1 dB Verschlechterung bei dem zum Erreichen einer PER von 10^–1 erforderlichen SNR. Der schwerwiegendere Effekt jedoch ist die Einführung eines Fehleruntergrundes in die Resultate mit einem Transienten. Aufgrund dieses Fehleruntergrundes sind zusätzliche 4 dB erforderlich, um eine PER von 2 × 10^–2 erreichen.
Man sollte beachten, dass, obgleich eine signifikante Verschlechterung in dem System aufgrund des Leistungsverstärkertransienten beobachtet wird, das Ergebnis noch immer adäquat ist für die Wechselwirkungserfordernisse mit Systemen, die den unten in größerem Detail zu beschreibenden Kompensationsprozess nicht nutzen.
Wir wollen nun eine weitere theoretische Analyse betrachten, die verschiedene durchgeführte Näherungen in der obigen Analyse rechtfertigt und die zeigt, dass das unten zu beschreibende Kompensationsverfahren besonders leistungsstark ist, obgleich es relativ einfach ist.
Der Verstärkungstransient des Leistungsverstärkers ist in der Tat eine Nichtlinearität. Dies hat den Effekt der Intermodulation der Träger der OFDM-Symbole, was einen zusätzlichen Rauscheffekt einführt. Außerdem wird diese Nichtlinearität nach Passieren durch den Kanal die zyklische Natur der OFDM-Codierung beeinflussen.
Der Leistungsverstärkertransient führt eine Nichtlinearität ein, indem am Sender alle Samples des zu sendenden Blocks mit einem variablen, von dem Zeitindex abhängigen Verstärkungsfaktor gewichtet werden. Dies zerstört die übliche diagonale Eigenschaft des Sendekanals, wenn das zyk lische Präfix eingesetzt wird. Der Zweck dieser weiteren theoretischen Analyse ist es, die resultierende Störung zwischen Trägern (ICI: inter-carrier-interference) zu analysieren und zu quantifizieren.
Wenn eine digitale Modellierung des Verstärkungstransienten verwendet wird, können diese Effekte durch die folgenden Gleichungen beschrieben werden: x(nT) = (1 + abn)s(nT) [3]wobei x(t) das durch den Kanal gesendete Zeitdomänensignal ist. Durch Anpassen der obigen Modellparameter a und b an die Kurve von 3 findet man, dass a = 0,0839269 und b = 0,9997028.
Um die Notation zu vervollständigen werden die klassischen Operationen für die OFDM-Modulation eines Vektors S(k) (k ist der Symbolindex, auch bezeichnet als Blockindex), die die Zeitdomänen-Samples s(k) erzeugt sowie die zyklische Präfixeinsetzung, die s(k) in s^ep(k) transformiert, unten gezeigt und in 6 (die in größerem Detail weiter unten erläutert werden soll) dargestellt:
Hier bezeichnet N die FFT-Größe und D die Dauer in Anzahlen von Samples des zyklischen Präfixes, während T für die Sampling-Rate steht. Im HIPERLAN/2-Kontext ist 1/T = 20 MHz, N = 64 und D = 16.
Nach einiger Berechnung kann man zeigen, dass nach Schutzintervallentfernung die Filterung durch den Übertragungskanal h = (h₀ ..., h_d-1, 0, ..., 0)^t durch die folgende Matrix modelliert werden kann.
wobei alle Komponenten der Matrizen Blöcke der Größe D × D sind:
und β= b^N/4. Der empfangene, zu demodulierende Zeitdomänenvektor r(k) wird daher ausgedrückt als (rauschfreier Fall): r(k) = (Hcirc + Htrans(k))s(k) [8]
Man beachte, dass H_circ zirkular ist und der klassischen zirkularen Faltung durch den Kanal (was kein ICI ergibt) entspricht, wohingegen H_trans(k) die Störung des Leistungsverstärkertransienten moduliert und die Quelle der ICI ist.
Die euklidische Norm von H_trans(k) liefert einen guten Hinweis auf den Pegel der Störung am Empfänger aufgrund des Transienten, wenn kein Kompensationsverfahren auf den Sender angewendet wird.
Das durch den Transienten eingeführte Rauschen, wenn keine Korrektur angewandt wird und eine Kanalabschätzung zu Beginn des Rahmens durchgeführt wird, ist über eine Kanalrealisierung als Funktion des OFDM-Symbols mit dem Bezugszeichen 705 in 7 dargestellt. 7 zeigt auch eine korrigierte Charakteristik 710, die weiter unten beschrieben werden soll. Der Fehlergrenzwert ist die Ursache des in 5a und 5b erkennbaren Fehleruntergrundes. Man kann sehen, dass der beobachtete Fehlerpegel gut mit dem Wert des Fehleruntergrundes der BER und PER korrespondiert.
Eine wichtige Beobachtung ist, dass in der Praxis in der Frequenzdomäne die ICI fast nicht existent ist, da F_NH_trans(k)F^–1 _N quasi-diagonal ist, wie in 8 gezeigt, die die Transientenmatrixkoeffizienten in der Frequenzdomäne zeigt.
Darüber hinaus finden wir bei Betrachtung lediglich der diagonalen Elemente von F_NH_trans(k)F^–1 _N, dass sie alle proportional den entsprechenden Kanalkoeffizienten in der Frequenzdomäne sind.
Wie zuvor weiter oben im Überblick erwähnt, werden bei dieser Ausführungsform die entsprechenden Leistungsverstärker 224 der Mobilfunkendgeräte 4, 6 ausgeschaltet, wenn sie nicht in Benutzung sind, und werden dann wieder eingeschaltet, wenn eine Signalsendung durchzuführen ist. Dies spart Energie, führt jedoch einen Leistungsverstärkertransienten ein. Der Zugriffspunkt 2 kompensiert diese Leistungsverstärkertransienten unter Verwendung einer einfachen skalaren, konstanten Verstärkungstransientenkorrektur über ein volles OFDM-Symbol (oder einer Mehrzahl von OFDM-Symbolen). Die Korrektur wird OFDM-symbolweise aktualisiert (oder auf Basis von Mehrzahlen von Symbolen).
Die obige Analyse zeigt, wie die bequeme Verwendung, zum Zwecke der Kompensation, der Näherung der Verwendung einer einfachen, skalaren, konstanten Verstärkungstransientenkorrektur über ein volles OFDM-Symbol mit symbolweiser Korrekturaktualisierung gute Ergebnisse erzeugt. Weitere Details dieses Kompensationsprozesses sollen nun beschrieben werden. Die Näherung, die dem vorliegenden Kompensationsprozess zugrunde liegt, umfasst im Effekt ein Annehmen, dass B ≈ I_D (die Identitätsmatrix der Größe D), β ≈ 1 und H_trans(k) ≈ ab^k(N+D)H_circ. Dies führt zu den folgenden Verstärkungskoeffizienten (d.h. Kompensationskoeffizienten) zum Löschen des Leistungsverstärkertransienten: α(k) = 1 + ab^k(N+D).
9 zeigt die theoretischen Werte der zur Löschung der Leistungsverstärkertransienteneffekte anzuwendenden Verstärkung, die aus dieser Nährung resultieren, als eine Funktion des OFDM-Symbolindex in dem Rahmen. 10 zeigt den mittleren quadratischen Fehler (MSE) des Verstärkungswertes, der aus dieser Näherung resultiert, als eine Funktion des OFDM-Symbolindex in dem Rahmen.
Das Kompensationsschema enthält ein digitales Messen des Leistungspegels der Pilotsymbole (oder Träger) des OFDM-Signals. (Die Pilotsignale oder Träger werden verwendet, um bei der Modulation usw. zu helfen, und werden an bestimmten Frequenzpositionen in das Signal eingesetzt). Dieser mittlere Leistungspegel wird dann verwendet, um das OFDM-Signal vor einer Entscheidung zu kompensieren (eine Entscheidung ist die Bestimmung, welcher Punkt oder Wert von der Punktestreuung einer Konstellation geliefert werden soll). Die Kompensationskoeffizienten werden OFDM-symbolweise aktualisiert (bei anderen Ausführungsformen können die Kompensationskoeffizienten nach mehreren Symbolen aktualisiert werden). Ein Vorteil dieses Schemas ist, dass die Leistungspegelmessung existierenden Mikrocode wiederverwenden kann und die Korrektur selbst bezieht lediglich eine einzelne Vektormultiplikation ein.
Es ist günstig, in diesem Stadium zu erläutern, was hier mit der Terminologie "OFDM-Symbol" gemeint ist. Die folgenden Elemente sind alle äquivalent und werden von dem Ausdruck "OFDM-Symbol" abgedeckt, wobei jedes auf entsprechende Situationen oder entsprechend der Domäne (z.B. Frequenz oder Zeit), in welcher der Fachmann die Signalverarbeitungsoperationen betrachtet, anzuwenden ist.
Der Begriff OFDM-Symbol kann entweder für ein Frequenzdomänen-OFDM-Symbol verwendet werden, welches der Eingangsvektor der inversen, schnellen Fouriertransformation (IFFT: inverse fast Fourier transform) am Sender ist (gesendetes Frequenzdomänen-OFDM-Symbol) oder die Ausgabe der FFT am Empfänger (empfangenes Frequenzdomänen OFDM-Symbol) oder ein Zeitdomänen-OFDM-Symbol, welches das Signal am Ausgang der IFFT am Sender ist (gesendetes Zeitdomänen-OFDM-Symbol) oder am Eingang der schnellen Fouriertransformation (FFT: fast Fourier transform) am Empfänger (empfangenes Zeitdomänen-OFDM-Symbol).
Die Dauer des OFDM-Symbols ist die Zeit, die benötigt wird, um die nutzbaren Zeitdomänen-Samples und die zyklische Erweiterung, die einem gegebenen Zeit- oder Frequenzdomänen-OFDM-Symbol zugeordnet ist, zu senden. Der Begriff OFDM-Symbol entspricht also S(k) und/oder s(k), wie in Gleichung 4, wiederum abhängig davon, welche Domäne der Fachmann betrachtet.
Das Kompensationsschema für diese Ausführungsform wird formal durch die unten folgenden Gleichungen beschrieben:
wobei das Symbol ⊗ das Schur-Produkt von zwei Vektoren bezeichnet (komponentenweises Produkt) und * den Konjugationsoperator. Die erste Gleichung repräsentiert die anfängliche Kanalabschätzung, die auf dem Symbol 0 des Rahmens durchgeführt wird. All diese Operationen sind in 6 repräsentiert.
Bei dem Korrekturschema kann man beachten, dass sie grundsätzlich zu einer Änderung der Entzerrungsabzweige in der Frequenzdomäne, die normalerweise fixiert sind, hin zu einem Vektor führt, der mit einer variablen Verstärkung α(k) gewichtet werden muss, aktualisiert mit jedem neuen empfangenen OFDM-Block. Die in dem Decodierer verwendete Viterbi-Metrik wird entsprechend gewichtet.
Dieses Schema wird daher gegenüber einer einfachen Verstärkungsfaktor-Multiplikation mit 1/α(k) aller Träger in dem Empfänger bevorzugt. Man beachte jedoch, dass bei einer alternativen Ausführungsform eine einfache Verstärkungsfaktor-Multiplikation mit 1/α(k) aller Träger in dem Verstärker implementiert ist und dies noch immer eine wesentliche Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik darstellt.
6 soll nun in größerem Detail erläutert werden. 6 zeigt verschiedene Module oder Elemente des Prozesses der/des Signalmodulation, -sendung, -empfangs und -demodulation dieser Ausführungsform. Zusätzlich zu den oben bereits im Hinblick auf Gleichungen 4–8 diskutierten Aspekten zeigt 6 folgendes: die Module oder Elemente sind zwischen dem Sender (d.h. Modulator) 605, einer Repräsentation 610 der Multipfad-Fortpflanzung der Signale in der Umgebung und dem Empfänger (d.h. Demodulator) 615 aufgeteilt.
Der Sender 605 umfasst ein Modulationsmodul 620, welches eine IFFT auf dem Vektor S(k) durchführt, um die Zeitdomänen-Samples s(k) zu erzeugen, sowie einen Parallel/Seriell-Wandler 625. Als Teil des Senders ist auch ein Element 630 dargestellt, welches die seriellen Samples mit 1 + abⁿ multipliziert und das als den Leistungsverstärkertransienten bildend dargestellt ist. Die Repräsentation 610 der Multipfad-Fortpflanzung der Signale in der Umgebung ist eine schematische Repräsentation des Effektes der Gleichungen 5–8.
Der Empfänger 615 umfasst ein Element 635, welches repräsentiert, dass das thermische Rauschen des Systems im Ergebnis b(k) zu dem empfangenen Signal hinzuaddiert. Der Empfänger 615 umfasst weiter einen Seriell/Parallel-Wandler 640, ein Demodulationsmodul 645, welches eine FFT durchführt, und einen Entzerrer 650.
Das oben beschriebene Kompensationsschema ist effektiv in dem oder mittels des Entzerrers 650 durch die Inkorporation des skalaren konstanten Verstärkungskoeffizienten α(k) (wie in Gleichung 9 oben) implementiert. Bei dieser Ausführungsform ist der Empfänger 615 als Teil des oben unter Bezugnahme auf 2 beschriebenen Controllers 214 implementiert.
Wir kehren zurück zu 7. Diese zeigt weiter (Bezugszeichen 710) die theoretische Effizienz des Leistungsverstärkertransienten-Kompensationsschemas in einem rauschfreien Fall unter der Annahme perfekter Synchronisation und rechtfertigt die Verwendung im praktischen Fall. Man kann bemerken, dass die Leistungsverstärkertransientenunterdrückung fast vollständig ist. Man sollte bemerken, dass dieses Schema eine perfekte Synchronisierung annimmt und daher lediglich die Verstärkung des Transienten in Betracht gezogen wurde, da normalerweise die Phasenkomponente durch die Phasenverfolgungsalgorithmen des Synchronisationsalgorithmus gelöscht werden sollten.
Wir haben dieses Schema in einem HIPERLAN/2-Simulator implementiert und die in 5a und 5b gezeigten Simulationen erneut laufen gelassen. 11a zeigt das Ergebnis der Verwendung des Kompensationsschemas auf die BER eines 64QAM-Signal auf einem BRAN-A-Kanal mit einem ITU-P1238-Fortpflanzungsmodell und 5 m Abstand zwischen Empfänger und Sender. Insbesondere zeigt 11a dieselbe Bitfehlerrate (BER) mit Transient 505 (und ohne Kompensation) wie in 5a gezeigt, dieselbe Bitfehlerrate ohne Transient 510 wie in 5a gezeigt und auch die Bitfehlerrate mit Transient und Kompensation 805. Man wird sehen, dass bis zur Auflösung des Graphen die Bitfehlerrate mit Transient und Kompensation 805 dieselbe ist wie Bitfehlerrate ohne Transient, was die Effektivität des Kompensationsschemas, d.h. die Verbesserung der Systemleistung zeigt.
Gleichermaßen zeigt 11b das Ergebnis der Verwendung des Kompensationsschemas auf die PER eines 64QAM-Signals auf einem BRAN-A-Kanal mit einem ITU-P1238-Fortpflanzungsmodell und 5 Metern Abstand zwischen Empfänger und Sender. Insbesondere zeigt 4b dieselbe Paketfehlerrate (PER) mit Transient 515 (und ohne Kompensation) wie sie in 5b gezeigt wurde, dieselbe Paketfehlerrate ohne Transient 520 wie sie in 5b gezeigt wurde und auch die Paketfehlerrate mit Transient und Kompensation 815. Man wird sehen, dass bis zur Auflösung des Graphen die Paketfehlerrate mit Transient und Kompensation 815 dieselbe ist wie die Paketfehlerrate ohne Transient 520, was die Effektivität des Kompensationschemas, d.h. die Verbesserung der Systemleistung, zeigt.
Daher ist, wie die vorherige theoretische Analyse zeigt, das einfache Korrekturschema, welches von dieser Erfindung vorgeschlagen wird, potentiell in der Lage ist, die gesamte oder im Wesentlichen die gesamte, von dem Leistungsverstärkertransienten verursachte Systemleistung wiederherzustellen.
Bei weiteren Ausführungsformen können Verbesserungen abgeleitet werden, indem die Modellparameter a und b direkt von α und k identifiziert werden und diese Schätzwerte über diese Zeit auf einer blockweisen Basis gemittelt werden.
Man sollte beachten, dass andere Verstärkungstransienteneffekte, wie etwa ein Doppler in dem Kanal ebenfalls teilweise durch dieses Verfolgungsschema korrigiert werden könnten. Daher wird angemerkt, dass bei anderen Ausführungsformen die Erfindung angewendet wird, um andere Typen von Verstärkungstransienten zu kompensieren oder teilweise zu kompensieren (oder zu korrigieren oder teilweise zu korrigieren).
Die vorliegende Erfindung findet insbesondere Anwendung in drahtlosen Kommunikationssystemen, wie etwa HIPERLAN/2-Systemen. Die hier enthaltenen erfinderischen Konzepte sind jedoch gleichfalls anwendbar auf alternative drahtlose Kommunikationssysteme. Während die speziellen und bevorzugten Implementierungen der vorliegenden Erfindung oben beschrieben wurden, ist es klar, dass Variationen und Modifikationen solch erfinderischer Konzepte vom Fachmann direkt angewendet werden könnten.
Man wird verstehen, dass der Leistungsverstärkertransienten-Kompensationsprozess und -apparat, die oben beschrieben wur den, dazu neigen, mit einem einfach zu implementierenden, jedoch effektiven Kompensationsprozess auf der Empfängerseite die Möglichkeit zur Verfügung stellen, einen Leistungsverstärkertransienten zuzulassen und es daher zu erlauben, dass der Leistungsverstärker an- und abgeschaltet wird, um Energie zu sparen. Es ist keine Rückkoplung irgendeiner RF-Übertragungskomponente erforderlich.

Claims

Verfahren zum Kompensieren eines Leistungsverstärkertransienten (315) eines empfangenen OFDM-Signals (orthogonal frequency division multiplex), wobei das Verfahren die Schritte umfasst: Messen eines Leistungspegels von Pilotsymbolen oder Trägern des empfangenen OFDM-Signals, um einen von dem Leistungsverstärkertransienten (315) abhängigen, skalaren Verstärkungskoeffizienten zu bestimmen; und Kompensieren des Leistungsverstärkertransienten (315) unter Verwendung des skalaren Verstärkungskoeffizienten.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der Schritt des Kompensierens des Leistungsverstärkertransienten (315) auf einer Mehrzahl von Symbolen für Mehrzahl von Symbolen Basis oder einer Symbol für Symbol Basis durchgeführt wird.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der skalare Verstärkungskoeffizient als jeweilige konstante Werte für entsprechende OFDM-Symbole oder entsprechende Mehrzahlen von OFDM-Symbolen des OFDM-Signals bestimmt wird und für unterschiedliche OFDM-Symbole oder unterschiedliche Mehrzahlen von OFDM-Symbolen des OFDM-Signals variabel ist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 oder 3, wobei der skalare Verstärkungskoeffizient durch Mittelwertbildung über die Pilot- oder Trägerpegel bestimmt wird.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Schritt des Kompensierens des Leistungsverstärkertransienten (315) unter Verwendung des skalaren Verstärkungskoeffizienten ein Entzerren des empfangenen OFDM-Signals unter Verwendung von Entzerrungsabgriffen, multipliziert mit dem skalaren Verstärkungskoeffizienten, umfasst.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Schritt des Kompensierens des Leistungsverstärkertransienten (315) unter Verwendung des skalaren Verstärkungskoeffizienten ein Multiplizieren eines Kanalschätzwertes mit dem Inversen des skalaren Verstärkungskoeffizienten umfasst.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Schritt des Kompensierens des Leistungsverstärkertransienten (315) unter Verwendung des skalaren Verstärkungskoeffizienten ein Wichten von Metriken, die von einem Decoder verwendet werden, mittels des skalaren Verstärkungskoeffizienten umfasst.
OFDM-Kommunikationsverfahren (orthogonal frequency division multiplex), umfassend: Senden eines OFDM-Signals, umfassend einen Leistungsverstärkertransienten (315); und Empfangen des OFDM-Signals, welches den Leistungsverstärkertransienten (315) umfasst; Kompensieren des Leistungsverstärkertransienten (315) unter Verwendung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 7.
Verfahren gemäß Anspruch 8, wobei das Verfahren in einem Kommunikationssystem (1) durchgeführt wird, in dem ein zulässiger Grad von Empfangssignalverschlechterung spezifiziert ist, und in dem, wenn das OFDM-Signal empfangen wird, der Leistungsverstärkertransient (315) an den spezifizierten, zulässigen Signalverschlechterungsgrad angepasst würde, wenn der Kompensationsschritt nicht durchgeführt würde.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, angepasst zur Verwendung in einem HIPERLAN/2-Kommunikationssystem.
Speichermedium, auf dem prozessorimplementierbare Anweisungen zum Steuern eines Prozesses zum Ausführen des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 10 gespeichert sind.
Kommunikationseinheit (2, 4, 6), eingerichtet, um das Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7 durchzuführen.
Kommunikationseinheit gemäß Anspruch 12 in Form eines Zugangspunktes (2) oder eines Mobilfunk-Terminals (4, 6) für ein HIPERLAN/2-System.
Kommunikationssystem, eingerichtet, um das Verfahren nach Anspruch 8 oder Anspruch 9 durchzuführen.
Kommunikationssystem gemäß Anspruch 14 in Übereinstimmung mit der HIPERLAN/2-Systemspezifikation.