JP2005510963A - Ｏｆｄｍシステムにおける電力増幅器過渡変動補償 - Google Patents

Abstract

直交周波数分割多重通信システム、例えばＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムにおいて、移動端末装置（４，６）の電力増幅器（２２４）は、不使用時オフに切り換えられ、次いで信号送信が行われることになるとき再びオンに切り換えられる。これは、電力を節約するが、しかし電力増幅器過渡変動（３１５）を導入することになる。アクセス・ポイント（２）、即ちあるタイプの基地局は、ＯＦＤＭ符号全体（又は複数のＯＦＤＭ符号）にわたり、単純なスカラー一定利得過渡変動補正を用いて、これらの電力増幅器過渡変動（３１５）を補償する。この補正は、ＯＦＤＭ符号単位ベース（又は複数の符号単位ベース）で更新される。

Description

［発明の分野］
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムに関する。本発明は、それに限定されるわけではないがＨＩＰＥＲＬＡＮ／２通信システムに適用可能である。

［発明の背景］
無線通信システムの分野においては、一般的に、構成要素が使用状態に無いときその構成要素をオフに切り換えることにより電力を節電し得ることが既知である。節電は、特にバッテリ給電される装置において望ましいことが知られている。

１つの電力強要構成要素は、送信機の電力増幅器である。しかしながら、節電するためオフに切り換えられている場合に、再びオンに切り換えられたとき、電力増幅器は、ある時間不安定であり、こうして電力過渡変動が生じる。
そのような電力過渡変動に適応する補償（又はトラッキング）スキームが既知である。そのような補償スキームは、送信機又は受信機で実行され得る。

シングルキャリア（単一搬送波）・システムに関して、受信機におけるそのような電力増幅器過渡変動トラッキングは、実質上、当該システムの自動利得制御の一部を形成する。これの一例が、Ｇ．Ｔｒａｖａｒｅｓ及びＭ．Ｓ．Ｐｉｅｄａｄｅの「ディジタル信号処理ＡＧＣのための高性能アルゴリズム（Ｈｉｇｈ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ＡＧＣ）」（回路及びシステムに関するＩＥＥＥ国際シンポジウム、Ｖｏｌ．２、１５２９−１５３２頁、１９９０年）に開示されている。

しかしながら、マルチキャリア・システム、例えば、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（ＥＴＳＩ標準化委員会、ブロードバンド無線アクセス・ネットワークス（ＢＲＡＮ）、ＨＩＰＥＲＬＡＮタイプ２により指定されている。）のようなＯＦＤＭシステムにおいては、受信された信号の大きいピーク対平均比が、電力増幅器過渡変動を補償するための自動利得制御の使用を妨げ、従って自動利得制御は、例えば、ＷＯ−００７９４８により開示されるように、フレームのプリアンブルにおいてのみ実行されなければならない。

この理由のため、多くの送信側補償スキームが、例えば、米国特許Ｎｏ．５２７４１５により開示されるように、提案されてきた。しかしながら、これらのスキームは実現するのに複雑である。

例えば、Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ及びＯ．Ｅｄｆｏｒｓの「無線ＯＦＤＭのためのパイロット・ベースのチャネル推定器の比較研究（Ａ ｃｏｍｐａｒａｔｉｖｅ ｓｔｕｄｙ ｏｆ ｐｉｌｏｔ−ｂａｓｅｄ ｃｈａｎｅｌｌ ｅｓｔｉｍａｔｏｒｓ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＯＦＤＭ）」（研究レポート、ＴＵＬＥＡ １９９６年、Ｌｕｌｅａ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）により開示されたような他の幾らかのトラッキング・スキームは、マルチキャリア・システムにおけるパイロットを追跡するが、しかしこれは、時間的に変化するチャネルを補正する目的のためである。更に、そのようなスキームは、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２を含む多くのＯＦＤＭシステムに存在しない追加のパイロットに依拠している。

従って、前述の欠点を改善し得る、ＯＦＤＭシステムにおける電力増幅器過渡変動を補償する方法に対するニーズが存在する。

［発明の概要］
第１の局面において、本発明は、請求項１に記載されるような、受信された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の利得過渡変動を補償する方法を提供する。
別の局面において、本発明は、請求項９に記載されるような、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信方法を提供する。
更に別の局面において、本発明は、請求項１３に記載されるような、プロセッサ実行可能命令を格納する記憶媒体を提供する。
更に別の局面において、本発明は、請求項１４に記載されるような、通信装置を提供する。
更に別の局面において、本発明は、請求項１６に記載されるような、通信システムを提供する。
更に別の局面は、いわゆる従属請求項に記載されているようなものである。
本発明の実施形態が、ここで添付図面を参照して例示としてのみ説明される。

［好適な実施形態の説明］
第１の実施形態において、本発明は、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２に準拠しているローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）通信システムに適用されているが、しかし本発明は、任意のマルチキャリアＯＦＤＭ通信システムに適用されることができることが認められるであろう。

図１は、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２通信システムの一部１を示す。複数の移動端末装置４，６は、無線リンク１７，１８を介して基地局と通信する。この基地局は、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２の専門用語ではアクセス・ポイント２と呼ばれる。この例において、移動端末装置４はデスクトップ・コンピュータであり、そして移動端末装置６は携帯型パーソナル・コンピュータである。一般に、移動端末装置は、任意のタイプのデータ端末装置（又はときとして音声装置（ｓｐｅｅｃｈ ａｐｐａｒａｔｕｓ））であり得る。システムは、多くの他の移動端末装置及びアクセス・ポイントを備えるが、それらは、理解しやすいように示されていない。

アクセス・ポイント２及び移動端末装置４，６はそれぞれ、１つ又はそれより多い送受信機ユニットを含む（典型的には、移動端末装置は１つのみを含み、そしてアクセス・ポイントは複数のものを含む。）。

この実施形態においては、アクセス・ポイント２及び移動端末装置４，６は、以下で詳細に説明されるように、電力増幅器をオフに切り換えることによる移動端末装置４，６における電力消費の低減、及び移動端末装置から受信された信号のその結果生じる電力増幅器過渡変動のアクセス・ポイント２による補償を提供及び与えるよう適合された。他の実施形態においては、本発明は、移動端末装置のまさに一部を、電力増幅器をオフにすることに対して適合させることにより適用され得る。更に別の実施形態においては、本発明は、代替的に又は追加的に、アクセス・ポイントがその電力増幅器をオフに切り換えそして補償が移動端末装置のうちの１つ又はそれより多い移動端末装置で行われるケースに適用され得る。

より一般的には、その適応は、それぞれの通信ユニット（即ち、アクセス・ポイント２及び／又は移動端末装置４，６）において任意の適切な要領で実行され得る。例えば、新しい装置は、従来の通信ユニットに追加され得て、又は代替として、従来の通信ユニットの既存の構成要素に、例えば、その従来の通信ユニットの中の１つ又はそれより多いプロセッサを再プログラミングすることにより適応され得る。そのように、必要な適応は、フロッピー（登録商標）・ディスク、ハード・ディスク、ＰＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、ＤＳＰ、又はこれらの任意の組み合わせ、又は他の記憶媒体のような記憶媒体に格納されたプロセッサ実行可能命令の形態で実現され得る。

送信特性及び／又は受信機動作のそのような適応が、代替として制御され、そして通信システム１の任意の他の適切な構成要素又はパーツ（図示せず）を適応させることにより、全体的に又は部分的に適応され得る。更に、他のシステム・インフラストラクチャのケースにおいては、任意の他の適切なタイプの基地局等のような任意の適切なノードにおいて実現し得る。代替として、そのような適応を決定し且つ実行することに関連する様々なステップ（以下により詳細に説明される。）は、任意の適切なネットワーク又はシステム内の異なる位置又はエンティテイに分散された様々な構成要素により実行されることができる。

前述したように、この実施形態においては、移動端末装置４，６は、送信に関して適合されており、そしてアクセス・ポイント２は、受信に関して適合されている。また、この実施形態においては、アクセス・ポイント２及び移動端末装置４，６は、この実施形態を理解することに関連した局面に関して同じ基本形態であり、従って、それぞれは、図２においてブロック図形式で図示されるような基本的通信ユニット１１０を構成し、それは、この実施形態の更なる説明において言及される。各ケースにおいて、無線通信に関して本発明を理解することに関連した又は有用な構成要素のみが、示されそして説明される。移動端末装置４，６のコア・データ端末装置機能のような他の局面は、含まれない。

各通信ユニット１１０は、スイッチ２０４に結合されたアンテナ２０２を含み、当該スイッチ２０４は、通信ユニット１１０内の受信チェーンと送信チェーンとの間の分離を与える。

当該技術において既知であるように、受信機チェーンは、走査型（ｓｃａｎｎｉｎｇ）受信機フロントエンド回路２０６（事実上、受信、フィルタリング、及び中間又はベースバンド周波数変換を与える。）を含む。この走査型フロントエンド回路２０６は、信号処理機能部２０８に直列に結合される。

信号処理機能部２０８からの出力は、出力モジュール２１０に与えられる。
受信機チェーンはまた、受信信号強度インディケータ（ＲＳＳＩ）回路２１２を含み、次いで当該受信信号強度インディケータ（ＲＳＳＩ）回路２１２は、制御器２１４に結合され、当該制御器２１４は、通信ユニット１１０の様々な機能及びモジュールの全体的制御を維持するよう動作する。制御器２１４はまた、走査型受信機フロントエンド回路２０６及び信号処理機能部２０８（一般的にディジタル信号プロセッサ、即ちＤＳＰにより実現される。）に結合される。

制御器２１４はメモリ２１６を含み、当該メモリ２１６は、電力増幅器を（送信時に）オン及びオフに同調すること（以下を参照）、及び（受信時に）電力増幅器過渡変動を補償することのような本発明に関して関心のある動作体制（ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ｒｅｇｉｍｅｓ）を含む動作体制を格納する。タイマ２１８は、典型的には制御器２１４に結合されて、通信ユニット１１０内の動作（時間依存信号の送信又は受信）のタイミングを制御する。

送信チェーンに関しては、これは入力モジュール２２０を含む。この入力モジュール２２０は、直列に送信機／変調回路２２２及び電力増幅器２２４を介してアンテナ２０２に結合される。送信機／変調回路２２２及び電力増幅器２２４は、制御器２１４に動作的に応答する。

各通信ユニット１１０内の様々な構成要素は、この実施形態においては、一体型の構成要素形式で実現される。勿論、他の実施形態においては、それらは、個別の形式、又は一体型の回路と個別の構成要素との混合、又はまったく任意の他の適切な形式で実現され得る。更に、この実施形態においては、メモリ２１６を含む制御器２１４は、プログラム可能なプロセッサとして実現されるが、しかし他の実施形態においては、専用回路又は任意の他の適切な形態を有することができる。

通信ユニット１１０に関して前述したそれらのものに対する対応の機能がまた、従来の通信ユニット（即ち、従来のＨＩＰＥＲＬＡＮ／２移動端末装置及びアクセス・ポイント）に見出すことができることが注目されるべきである。しかしながら、この実施形態においては、それぞれの通信ユニット１１０、即ち、アクセス・ポイント２及び移動端末装置４，６は、従来の通信ユニットとは、制御器２１４がメモリ２１６を、そして適切な場合他の前述の構成要素を含む制御器２１４が以下でより詳細に説明されるように送信及び／又は受信に対して適合されることによって異なる。

概観すると、この実施形態においては、移動端末装置４，６のそれぞれ電力増幅器２２４は、使用していないときオフに切り換えられ、次いで、信号送信を行うべきときに再びオンに切り換えられる。これは、電力を節約するが、しかし電力増幅器過渡変動を導入する。アクセス・ポイント２は、全てのＯＦＤＭ符号（又は複数のＯＦＤＭ符号）にわたり単純なスカラーの一定利得過渡変動補正を用いて、これらの電力増幅器過渡変動を補償する。この補正は、ＯＦＤＭ符号単位ベース（又は複数の符号単位ベース）で更新される。これらの局面をより十分に説明する前に、以下のことをすることが最も好都合である。そのこととは、
（ｉ）電力増幅器過渡変動について、特にＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムの文脈において、幾らか詳細に説明すること、及び
（ｉｉ）更なる局面、即ち、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２のようなシステムにおいて、本発明の特に有利な実行は、たとえこの補償方法を受信機で用いない場合でも、システム仕様の限界内で幾らかの許容可能な又は容認できる程度の性能まで受信機により依然として適応され得るレベルの電力増幅器過渡変動を導入することを説明することとである。

ポイント（ｉ）及び（ｉｉ）がここで次のとおりに扱われる。
好適な実施形態において、完全なシステムは、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２仕様に準拠すべきである。例えば、それは、電力増幅器過渡変動がその標準の送信仕様に適合する一方、本発明を用いないシステムに関する、劣化していても許容可能な性能を維持する場合有利である。従って、送信され且つ受信された信号、及びエラー・レートに対する電力過渡変動の効果を理解することは、役立つものである。

過渡変動条件の下で、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムに用いられ得る典型的な電力増幅器（ＡＲＡＦＴＥＫ７５０１）の測定値が、図３に示されている。他の電力増幅器を用いたシステムの場合でも、これは、あり得る性能の指示を与える。

３つの効果を図３で知ることができる。それらは、電流が電力増幅器に到達するにつれての当該電力増幅器の利得の迅速な立ち上がり３０５、短期間のスパイク３１０を生じさせる利得のリング、及び最後に、電力増幅器が昇温するにつれての利得の緩慢な低下３１５である。これらの効果の全てを考慮することは必要でない。それは、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準（特に、ＥＴＳＩ標準化委員会、ブロードバンド無線アクセス・ネットワーク（ＢＲＡＮ）、ＨＩＰＥＲＬＡＮタイプ２；準拠試験仕様；パート１：無線準拠試験要件、ＥＴＳＩ規格（Ｎｏｒｍｅ ＥＴＳＩ）、ドキュメントＤＥＮ／ＢＲＡＮ−０２０００２−１、欧州通信標準化協会、Ｓｏｐｈｉａ−Ａｎｔｉｐｏｌｉｓ、Ｖａｌｂｏｎｎｅ、フランス、１９９９年１２月）により、受信モードと送信モードとの間に６μ秒の切り換えが許容されているからである。従って、電力増幅器が切り換え時間の開始時にオンにされた場合、増幅器の利得のゆっくりした低下のみが、我々が送信に達する時間までに残されるであろう。他の増幅器は、異なる過渡応答を持ち得て、そしてその場合他の効果が関連しているかも知れないことに注目すべきである。しかしながら、以下で明らかになるように、補償スキームは、過渡変動の形態とは無関係であり、従って、他の過渡変動に適用され得る。

電力増幅器がオンに切り換えられてから６μ秒後で、電力増幅器の利得は２３．８ｄＢである。この利得は、時間の経過と共に２３．１ｄＢのレベルへ落ち、そこで利得は安定する。我々はこの利得過渡変動を次の単純な式によりモデル化することができる。

利得＝２０ｌｏｇ₁₀Ｖ_g（１＋ａｅ^-kt） ［１］

ここで、２０ｌｏｇ₁₀Ｖ_gｄＢは２３．１ｄＢで、電力増幅器の安定利得である。上記で注目したように、電力増幅器が送信しようとする（ｔ＝０を仮定）とき、利得は２３．８ｄＢである。従って、我々は、ａ＝０．０８３９３であることを導き出すことができる。同様に、１００μ秒後に、利得は、２３．４５ｄＢに落ち、従ってｋ＝７１３５である。

我々は、ここで、利得過渡変動の効果を考慮する。利得過渡変動を考慮する余りに単純であるがしかし有効な方法は、雑音源としてみることである。これをコンステレーション点（ｃｏｎｓｔｅｌｌaｔｉｏｎ ｐｏｉｎｔｓ）、即ち当業者に周知の当該技術における標準表示の面で考慮することは有効であり、それにおいては、送信の品質は、コンステレーション点におけるドットの広がりにより示され、そして理想的な送信の場合、点の周りの実際の分散よりむしろまさに完全な点であろう。ここで、コンステレーション点の位置がフレームの始めに変調に関して固定され、そしてフレームの間変化しないままであると仮定する。従って、長いフレームの終わりまでに、コンステレーション点は、それらの公称値から０．７ｄＢだけ移動してしまう。従って、我々は、この効果に起因した信号対雑音比（ＳＮＲ）を次のように導き出すことができる。

ＳＮＲ＝−２０ｌｏｇ₁₀ａ ［２］

従って、ＡＲＡＦＴＥＫ増幅器の場合、利得過渡変動に起因したＳＮＲは２１．５ｄＢであると計算される。

自動利得制御（ＡＧＣ）は送信が始まってから僅かに後で実行されることに注目すべきである。また、利得過渡変動は、熱雑音のようにコンステレーション点のガウス分布を追加しない。従って、この数値は利得過渡変動の効果についての一層悪い限界としてのみ考慮され得る。

利得過渡変動は、事実上、コンステレーション点を判断レベルに一層近接するまで移動させる。従って、受信機感度に対する効果は、ＳＮＲとして直接考慮されることができないが、むしろ、所望のパケット・エラー・レート（ＰＥＲ）を達成するため必要とされる実際のＳＮＲの増大として考慮されることができる。従って、ＰＥＲに対する利得過渡変動の効果は、ＰＥＲ曲線におけるオフセットであることが期待される。

エラー・ベクトルの大きさ（ＥＶＭ）が、固定のコンステレーション点に関連して指定されるとき、利得過渡変動は、このケースにおいては雑音として直接考慮され得る。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準（特に、ＥＴＳＩ標準化委員会、ブロードバンド無線アクセス・ネットワーク（ＢＲＡＮ）、ＨＩＰＥＲＬＡＮタイプ２；物理（ＰＨＹ）層、ＥＴＳＩ規格、ドキュメントＤＴＳ００２３００３、欧州通信標準化協会、Ｓｏｐｈｉａ−Ａｎｔｉｐｏｌｉｓ、Ｖａｌｂｏｎｎｅ、フランス、１９９９年１２月）は、６４ＱＡＭに関して２４ｄＢの最小ＥＶＭ仕様を要求し、そこで我々は、ここで、この過渡変動の効果をより詳細に考慮する。

この利得過渡変動の簡単なモデルは非線形利得過渡変動により生じる相互変調の効果を考慮することができないことに注目すべきである。チャネルの効果と組み合わされたこのことにより、ＯＦＤＭコード化の循環的性質が壊されるにつれ、受信信号の外乱が起こされる可能性がある。我々が、ＯＦＤＭ副搬送波が相関されないことを考慮することができる場合、この相互変調は、熱雑音のような効果と考えることができる。従って、利得過渡変動の相互変調効果は、エラー・フロア（ｅｒｒｏｒ ｆｌｏｏｒ）をパケット・エラー・レート（ＰＥＲ）曲線に追加するであろう。更に、利得過渡変動を有する低減した受信機感度は、既存のエラー・フロアを誇張する効果を有するであろう。

これらの効果のそれぞれのより完全な研究が以下で考慮される。
我々は、最初にＥＶＭへの効果を考慮する。これは、受信機からの分離に関して伝送システムの性能を測定する際の重要な判定基準である。この理由のため、ＥＴＳＩ ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準は、準拠システムに対する最大許容可能ＥＶＭが前述のように２４ｄＢであるよう指定する。従って、以下でより詳細に説明されるように、たとえ受信機側の電力増幅器補償を実行したとしても、送信機は過渡変動が存在したとしても適合していることが望ましい。

ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムに対する電力増幅器過渡変動の効果の適切な解析は、例えば、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２シミュレータを用いて実行された、ランダムに発生されたデータの完全な統計的解析を必要とする。考慮されるその効果が主にＲＦの不完全さに起因するので、ＲＦ構成要素のモデル化はこれの主要部分である。本発明者は、式［１］で与えられるような利得過渡変動を有するＨＩＰＥＲＬＡＮ／２プロトタイプ・システムのモデルを用いて、研究を実行した。こうして、電力増幅器過渡変動の効果を直接得ることができる。

ＥＴＳＩ準拠試験においてＥＶＭを測定することに関して指定された又は知られた方法が無いことに注目すべきである。ＥＶＭに関して知られている様々な準拠試験ドキュメントは、ＩＥＥＥ標準、即ち、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ ５ＧＨｚ帯における高速物理層、標準８０２．１１に対するドラフト補遺（ＩＥＥＥ、ニューヨーク、１９９９年１月）用であり、そこには、送信されるフレームが少なくとも１６個のＯＦＤＭ符号を持たねばならず、そしてＥＶＭが２０個の送信されたフレームの平均自乗根として計算されることが記述されている。１６個のＯＦＤＭ符号が６４μ秒のフレーム長を表すので、利得過渡変動の全効果は、この場合分からないであろう。従って、ＥＶＭは、当該ＥＶＭが多数のＯＦＤＭ符号を有するフレームでもって測定された場合より著しく良好であろう。

これらの効果を考慮して、我々は、計算されたＥＶＭが表１に要約されるようであることが分かる。その表１は、１０ｄＢｍで送信された６４ＱＡＭ信号に対するＥＶＭを示す。送信電力は、小さい送信信号に対する電力増幅器の線形性及び雑音がＥＶＭ性能に影響を及ぼさなかったことを保証するよう選択されたことに注目すべきである。表１で分かることができるように、１６個のＯＦＤＭ符号のみを送信したとき、ＥＶＭは常に著しく良い。利得過渡変動が無いケースに対して、この改良は、１６個の符号が合理的な雑音統計結果を持つのに不十分であることにまさに起因しているのであろう。従って、利得過渡変動無しの結果は、それらの信頼レベル内で同じであると考えられることができる。

しかしながら、利得過渡変動に起因したＥＶＭの劣化は１６個の符号のみを考慮したとき明らかに一層良いことが明瞭に分かることができる。我々は、ＥＶＭを測定するとき１２８個のＯＦＤＭ符号を考慮する場合、ＥＶＭは、ＥＴＳＩ指定の２４ｄＢの限界がまさに尊重される程度まで劣化される。我々はＥＴＳＩのＥＶＭ適合試験に関する仕様を持たないので、ＥＶＭが利得過渡変動に関して何であるかが明らかでない。しかしながら、最悪の場合、上記で測定された形式の利得過渡変動が、標準の下で、そのように狭いのであるが、許容可能である。

送信されたコンステレーションを考慮することも興味深い。図４ａは、利得過渡変動無しの場合の送信されたコンステレーション４０５を示し、そして図４ｂは、利得過渡変動有りの場合の送信されたコンステレーション４１０を示す。また図４ａ及び図４ｂの両方において、２相位相変位変調（ＢＰＳＫ）パイロット４１５及びＤＣ ４２０が見られる。図４ｂの送信されたコンステレーション点４１０を図４ａの送信されたコンステレーション点４０５と比較することにより、コンステレーションが利得過渡変動に起因して時間と共に進化することが示されている。

我々はここで、ビット・エラー・レート（ＢＥＲ）及びパケット・エラー・レート（ＰＥＲ）に対する効果を考慮する。ＥＶＭ計算のためＲＦフロント−エンドをモデル化するため用いられたのと同じコードを等しく用いて、ビット・エラー・レート及びパケット・エラー・レートに対する効果をモデル化することができる。この場合、チャネルは、電力増幅器過渡変動に起因した劣化を決定する際に重要な役割を果たす。ＲＲＡＮ Ａチャネル（ＥＴＳＩ標準化委員会、異なる屋内シナリオにおけるＨＩＰＥＲＬＡＮ／２用チャネル・モデル、ＥＴＳＩ規格（Ｎｏｒｍｅ ＥＴＳＩ）、ドキュメント３ＥＲＩ０８５Ｂ（欧州通信標準化協会、Ｓｏｐｈｉａ−Ａｎｔｉｐｏｌｉｓ、Ｖａｌｂｏｎｎｅ、フランス、１９９９年１２月）に記載されている。）上の６４ＱＡＭ信号を、ＩＴＵ−Ｐ１２３８伝搬モデル（ＩＴＵ無線通信アセンブリ、「９００ＭＨｚから１００ＧＨｚの周波数範囲における屋内無線通信システム及び無線ローカル・エリア・ネットワークの計画化のための伝搬データ及び予測モデル」（技術レポート、ＩＴＵ−Ｒ、１９９７年、ＩＴＵ−Ｒ、１２３８頁）に記載されている。）と、送信機と受信機との間の５メートルの距離とを用いて、モデル化することが適切である。ＦＶＭの結果に関して、１２８個のＯＦＤＭ符号が各フレームにおいて用いられた。図５ａは、過渡変動有り５０５及び過渡変動無し５１０のビット・エラー・レート（ＢＥＲ）を示す。図５ｂは、過渡変動有り５１５及び過渡変動無し５２０のパケット・エラー・レート（ＰＥＲ）を示す。

利得過渡変動に起因した曲線におけるオフセットは、図５ａ及び図５ｂの両方で見ることができる。例えば、利得過渡変動は、１０^-1のＰＥＲを達成するため、必要なＳＮＲで１ｄＢの劣化を生じる。しかしながら、より厳しい効果は、過渡変動有りでの結果にエラー・フロアを導入することである。このエラー・フロアに起因して、追加の４ｄＢが、２×１０^-2ＰＥＲを達成するため必要とされる。

システムでの著しい劣化が電力増幅器過渡変動に起因して観測されるにも拘わらず、性能は、依然として、以下でより詳細に説明される補償プロセスを用いないシステムに関して相互運用性の要件に関して適切であることに注目すべきである。

我々はここで、上記の解析で行われた或る一定の近似を正しいとし、且つ比較的単純であるにも拘わらず特に強力であると以下で説明される補償方法を示す更なる理論的解析を考慮する。

電力増幅器の利得過渡変動は実際には非線形である。これは、ＯＦＤＭ符号の搬送波を相互変調する効果を有し、追加の雑音効果を導入するであろう。その上、チャネルを通過した後、この非線形性は、ＯＦＤＭコード化の循環的性質に惡影響を及ぼすであろう。

電力増幅器の利得過渡変動は、送信機で、送信されるべきブロックの全てのサンプルを、時間インデックス（ｔｉｍｅ ｉｎｄｅｘ）に依存した可変利得により重み付けすることにより非線形性を導入する。これは、循環的プレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）を挿入するとき、送信チャネルの通常の対角線特性（ｄｉａｇｏｎａｌ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）を破壊する。この更なる理論的解析の目的は、その結果生じたインタキャリア干渉（ＩＣＩ）を解析し定量化することである。

利得過渡変動のディジタル・モデル化を採用するとき、その効果は、次の式により表される。

ｘ（ｎＴ）＝（１＋ａｂⁿ）ｓ（ｎＴ） ［３］

ここで、ｘ（ｔ）は、チャネルを介して送られた時間ドメイン信号である。上記モデルのパラメータａ及びｂを図３の曲線に整合させることにより、ａ＝０．０８３９２６９及びｂ＝０．９９９７９２８であることが分かる。

表記法を完成させるため、時間ドメイン・サンプル太字ｓ（ｋ）（本明細書では、「太字ｘ」の表記は、記号ｘを太字で示したものを表す。）を発生するベクトル太字Ｓ（ｋ）のＯＦＤＭ変調（ｋは符号インデックスであり、それはブロック・インデックスとも呼ばれる。）、及び太字ｓ（ｋ）を太字ｓ^cp（ｋ）に変換する循環的プレフィックス挿入に関する古典的演算が、以下に示され、そして図６に図示される（それは、後でより詳細に説明される。）。

ここで、Ｎは、循環的プレフィックスの或る数のサンプルにおけるＦＦＴサイズを示し、Ｄは、循環的プレフィックスの或る数のサンプルにおける持続時間を示し、一方Ｔは、サンプリング速度を表す。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２の文脈において、１／Ｔ＝２０ＭＨｚ、Ｎ＝６４及びＤ＝１６である。

幾らかの計算の後で、ガード間隔ストリッピング（ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ ｓｔｒｉｐｐｉｎｇ）後に、伝送チャネルによるフィルタリング

は、次のマトリクスによりモデル化されることができる。

ここで、マトリクスの全ての要素は、サイズＤ×Ｄのブロックである。

、及びβ＝ｂ^N/4である。従って、復調されるべき受信された時間ドメイン・ベクトル太字ｒ（ｋ）は、次のように表される（雑音無しのケース）。

Ｈ_circが、円状（ｃｉｒｃｕｌａｒ）であり、そして伝送チャネルによる古典的円状畳み込み（ｃｉｒｃｕｌａｒ ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）に対応するのに対し、Ｈ_trans（ｋ）は電力増幅器過渡変動の歪みをモデル化し、そしてＩＣＩのソースである。
Ｈ_trans（ｋ）のユークリッド・ノルムは、いずれの補償方法も送信機で適用しないとき過渡変動に起因した受信機での歪みのレベルの良好な指示を与える。

補正を適用しないで且つチャネル推定をフレームの始めで実行するとき過渡変動により導入された雑音は、１つのチャネル実現化に関して、図７において、ＯＦＤＭ符号の関数として図示されている（参照番号７０５）。図７はまた、後でより詳細に説明される補正された特性を示す。エラーの限界値は、図５ａ及び図５ｂに見られるエラー・フロアの原因である。観測されたエラー・レベルがＢＥＲ及びＰＥＲにおけるエラー・フロアの値に良く一致することを示すことができる。

重要な観測は、周波数ドメインにおいて実際に、ＩＣＩが殆ど存在しないことである。それは、Ｆ_NＨ_trans（ｋ）Ｆ_N ^-1が図８に示されるように準対角（ｑｕａｓｉ−ｄｉａｇｏｎａｌ）であり、それは、周波数ドメインにおける過渡変動マトリクス係数を示す。
更に、Ｆ_NＨ_trans（ｋ）Ｆ_N ^-1の対角元のみを考慮すると、我々は、それらが全て周波数ドメインにおけるそれぞれのチャネル係数に比例していることを見つける。

かなり前に言及したように、概観すると、この実施形態には、移動端末装置４，６のそれぞれ電力増幅器２２４は、使用していないときオフに切り換えられ、次いで信号送信が行われるとき再びオンに切り換えられる。このことは、電力を節約するが、しかし電力増幅器過渡変動を導入する。アクセス・ポイント２は、ＯＦＤＭ符号の全体（又は、複数のＯＦＤＭ符号）にわたり、単純なスカラー一定利得過渡変動を用いて、これらの電力増幅器過渡変動を補償する。この補正は、ＯＦＤＭ符号単位ベース（又は、複数の符号単位ベース）で更新される。

上記の解析は、符号単位ベースで更新された補正によるＯＦＤＭ符号の全体にわたる単純なスカラー一定利得過渡変動補正を用いた、補償のための近似の好都合な使用が良好な結果を生じる仕方を示す。この補償プロセスの更なる詳細がここで説明される。

現在の補償プロセスの基礎をなす近似は、事実上、Ｂ≒Ｉ_D（サイズＤの単位マトリクス）、β≒１、及びＨ_trans（ｋ）≒ａｂ^k(N+D)H_circであることを仮定している。これは、電力増幅器過渡変動を相殺するための次の利得係数（即ち、補償係数）
α（ｋ）＝１＋ａｂ^K(N+D)
を生じる。

図９は、この近似から結果として生じる電力増幅器過渡変動効果を相殺するため適用すべき利得の理論値をフレームの中のＯＦＤＭ符号インデックスの関数として示す。図１０は、この近似から結果として生じる利得値の平均自乗誤差（ＭＳＥ）をフレームの中のＯＦＤＭ符号インデックスの関数として示す。

補償スキームは、ＯＦＤＭ符号のパイロット符号（又は搬送波）の電力レベルをディジタルに測定することを包含する。（パイロット符号又は搬送波は、復調を助ける等々を行うため用いられ、そして当該信号内の或る一定の周波数位置に挿入される。）次いで、この平均電力レベルを用いて、判断前にＯＦＤＭ符号を補償する（判断は、どの点又は値がコンステレーションの点拡散により与えられるべきであるかを意味されるかを決定することである。）。補償係数は、ＯＦＤＭ符号単位ベースで更新される。（他の実施形態において、補償係数は、複数の符号の後で更新され得る。）このスキームの利点は、電力レベル測定が既存のマイクロコードを再使用することができ、そして補正自体が、単一のベクトル乗算のみを含むことである。

この段階で、本明細書で術語「ＯＦＤＭ符号」により意味されることについて詳述するのが好都合である。次の事項は、全て同等であり、そして術語「ＯＦＤＭ符号」によりカバーされる。各事項は、それぞれの状況で、又は当業者が信号処理操作を考慮しているドメイン（例えば、周波数又は時間）に従って適用されるものである。

用語「ＯＦＤＭ符号」は、送信機での高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）の入力ベクトル（送信された周波数ドメインＯＦＤＭ符号）又は受信機でのＦＦＴの出力（受信された周波数ドメインＯＦＤＭ符号）である周波数ドメインＯＦＤＭ符号、又は送信機でのＩＦＦＴの出力（送信された時間ドメインＯＦＤＭ符号）又は受信機での高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の入力（受信された時間ドメインＯＦＤＭ符号）における信号である時間ドメインＯＦＤＭ符号のいずれかに対して用いられる。

ＯＦＤＭ符号持続時間は、有効な時間ドメイン・サンプルと、所与の時間又は周波数ドメインＯＦＤＭ符号に関連した循環的拡張部との両方を送信するに必要な時間である。従って、用語「ＯＦＤＭ符号」はまた、どの領域を当業者が考慮しているかに依存した、式［４］に存在するようなＳ（ｋ）及び／又はｓ（ｋ）に対応する。
この実施形態の補償スキームは、次の式により以下に正規に記述される。

ここで、

は、２つのベクトルのシュア積（Ｓｃｈｕｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）を表し、そして＊は共役演算子を表す。第１の式は、フレームの符号０について実行される初期チャネル推定を表す。これら全ての演算（操作）が図６に表されている。

補正スキームにおいて、それは基本的に、周波数ドメインにおける等化タップ（これは通常固定されている。）を、各新しいＯＦＤＭブロックが受信される度に更新される可変利得α（ｋ）により重み付けされることが必要であるベクトルに変えることになることを注目し得る。デコーダで用いられるビタビ・メトリック（Ｖｉｔｅｒｂｉ ｍｅｔｒｉｃ）がそれに応じて重み付けされる。

従って、このスキームは、受信機において全ての搬送波の１／α（ｋ）による単純な利得乗算より好適である。しかしながら、代替実施形態においては、受信機における全ての搬送波の１／α（ｋ）による単純な利得乗算が実行され、そしてこれは、なお従来技術より著しい改善を表すことが認められる筈である。

図６をここでより詳細に説明する。図６は、この実施形態の信号変調、送信、受信及び復調のプロセスの様々なモジュール又は構成要素を示す。式［４］から式［８］に関して前述した局面に加えて、図６はまた以下のことを示す。モジュール又は構成要素は、送信機（即ち、変調器）６０５、環境の中での信号のマルチパス伝搬の表示６１０、及び受信機（即ち、復調器）６１５に分けられる。

送信機６０５は、ベクトル太字Ｓ（ｋ）についてＩＦＦＴを実行して、時間ドメイン・サンプル太字ｓ（ｋ）を発生する変調モジュール６２０と、並列／直列変換器６２５とを備える。また、送信機の一部として、直列サンプルに１＋ａｂⁿを乗算し、且つ電力増幅器過渡変動を形成するよう表されている構成要素６３０が表されている。

環境の中での信号のマルチパス伝搬の表示６１０は、式［５］から式［８］の効果の模式的表示である。
受信機６１５は、システムの熱雑音が事実上ｂ（ｋ）を、受信信号に加えることを表す構成要素６３５を備える。受信機６１５は更に、直列／並列変換器６４０、ＦＦＴを実行する復調モジュール６４５、及び等化器６５０を備える。

前述の補償スキームは、等化器６５０において又はそれにより、スカラー一定利得係数α（ｋ）の組み込みによって（上記の式［９］の通りに）効果的に実行される。この実施形態においては、受信機６１５は、図２を参照して前述した制御器２１４の一部として実行される。

図７に戻ると、この図７は更に、完全な同期化の仮定の下での雑音無しのケースにおける電力増幅器過渡変動補償スキームの理論的効率を示し（参照番号７１０）、そして実際のケースにおけるその使用を妥当なものにしている。電力増幅器過渡変動の排除が殆ど完全であることに注目することができる。このスキームは、完全な同期化を仮定しており、従って、位相成分は通常同期化アルゴリズムの位相追跡アルゴリズムにより相殺される筈であるので、過渡変動の利得のみが考慮されたことに注目すべきである。

我々は、このスキームをＨＩＰＥＲＬＡＮ／２シミュレータで実行し、そして図５ａ及び図５ｂに示されるシミュレーションを再度実行した。図１１ａは、補償スキームを用い、且つＩＴＵ−Ｐ１２３８伝搬モデル及び受信機と送信機との間の間隔を５Ｍにした場合のＢＲＡＮ−Ａチャネル上の６４ＱＡＭ信号のＢＥＲについての結果を示す。詳細には、図１１ａは、図５ａに示されたのと同じ過渡変動有り（及び補償無し）のビット・エラー・レート（ＢＥＲ）５０５と、図５ａに示されたのと同じ過渡変動無しのビット・エラー・レート５１０と、また過渡変動及び補償有りのビット・エラー・レート８０５とを示す。グラフの解像度に対して、過渡変動及び補償有りのビット・エラー・レート８０５が、過渡変動無しのビット・エラー・レート５１０と同じであり、補償スキームの有効性、即ちシステム性能の改善を示していることが分かるであろう。

同様に、図１１ｂは、補償スキームを用い、且つＩＴＵ−Ｐ１２３８伝搬モデル及び受信機と送信機との間の間隔を５Ｍにした場合のＢＲＡＮ−Ａチャネル上の６４ＱＡＭ信号のＰＥＲについての結果を示す。詳細には、図１１ｂは、図５ｂに示されたのと同じ過渡変動有り（及び補償無し）のパケット・エラー・レート（ＰＥＲ）５１５と、図５ｂに示されたのと同じ過渡変動無しのパケット・エラー・レート５２０と、また過渡変動及び補償有りのパケット・エラー・レート８１５とを示す。グラフの解像度に対して、過渡変動及び補償有りのパケット・エラー・レート８１５が、過渡変動無しのパケット・エラー・レート５２０と同じであり、補償スキームの有効性、即ちシステム性能の改善を示していることが分かるであろう。

従って、前の理論的解析が示すように、本発明で提案された単純な補正スキームは、潜在的に、電力増幅器過渡変動に起因したシステム性能の全て又は実質的に全てを回復することができる。

更なる実施形態においては、直接α（ｋ）からモデルのパラメータａ及びｂを識別し、且つこれらの推定を時間にわたりブロック・ベースで平均化することにより改善を得ることができる。

チャネルにおけるドップラーのような他の利得過渡変動効果もまた、このトラッキング・スキームにより部分的に補正されることができるであろうことを注目すべきである。そのようにして、他の実施形態においては、本発明は、他のタイプの利得過渡変動を補償又は部分的に補償（又は補正又は部分的に補正）することに適用される。

本発明は、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムのような無線通信システムにおいて特定の応用を見つけている。しかしながら、本明細書に含まれる本発明の概念は、等しく、他の無線通信システムに適用可能である。本発明の特定且つ好適な実施形態が上記で説明されたが、そのような発明の概念の変化及び変更が当業者により容易に適用されることができるであろうことが明らかである。

前述の電力増幅器過渡変動補償プロセス及び装置が、取り分け、受信機側で効果的な補償プロセスを実行する単純さを有して、電力増幅器過渡変動を許容する、従って電力を節約するように電力増幅器をオフ及びオフに切り換えるのを可能にする可能性を与える傾向を有する。送信のいずれのＲＦ成分のフィードバックも必要としない。

図１は、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２通信システムの一部の概略図である。 図２は、通信ユニットの概略図である。 図３は、過渡変動条件の下でＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムに用いられ得る典型的な電力増幅器（ＡＲＡＦＴＥＫ７５０１）の測定値を示す。 図４ａは、利得過渡変動無しでの送信されたコンステレーションを示す。 図４ｂは、利得過渡変動有りでの送信されたコンステレーションを示す。 図５ａは、過渡変動の有り及び無しでのビット・エラー・レート（ＢＥＲ）を示す。 図５ｂは、過渡変動の有り及び無しでのパケット・エラー・レート（ＰＥＲ）を示す。 図６は、信号変調、送信、受信及び復調のプロセスの様々なモジュール又は構成要素を示す。 図７は、補正が適用されないで且つチャネル推定がフレームの始めで実行されるとき、過渡変動により導入される雑音の概略図である。 図８は、周波数ドメインでの過渡変動マトリクス係数を示す。 図９は、電力増幅器過渡変動効果を相殺するため適用すべき利得の理論値を示す。 図１０は、利得値についての平均自乗誤差（ＭＳＥ）を示す。 図１１ａは、本発明の一実施形態の補償スキームの使用を含む異なる条件に対するビット・エラー・レートを示す。 図１１ｂは、本発明の一実施形態の補償スキームの使用を含む異なる条件に対するパケット・エラー・レートを示す。

Claims (17)

1. 受信された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の利得過渡変動（３１５）を補償する方法であって、
   スカラー利得係数を決定するステップと、
   前記スカラー利得係数を用いて利得過渡変動（３１５）を補償するステップと
   を備える方法。
2. 前記利得過渡変動（３１５）が電力増幅器過渡変動である請求項１記載の方法。
3. 前記スカラー利得係数が、前記ＯＦＤＭ信号のそれぞれのＯＦＤＭ符号又は複数のＯＦＤＭ符号のそれぞれに対するそれぞれの一定値として決定され、又は前記ＯＦＤＭ信号の異なるＯＦＤＭ符号又は異なる複数のＯＦＤＭ符号にわたり可変である請求項１又は２記載の方法。
4. 前記スカラー利得係数が、複数のパイロット搬送波レベルにわたり平均化することにより決定される請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
5. 前記スカラー利得係数が、前記利得過渡変動（３１５）のモデルの先に決定されたパラメータを用いて決定される請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
6. スカラー利得係数を用いて利得過渡変動（３１５）を補償する前記ステップが、前記スカラー利得係数を乗算された等化タップを用いて、前記の受信されたＯＦＤＭ信号を等化するステップを備える請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
7. スカラー利得係数を用いて利得過渡変動（３１５）を補償する前記ステップが、チャネル推定値に前記スカラー利得係数の逆数を乗算するステップを備える請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
8. スカラー利得係数を用いて利得過渡変動（３１５）を補償する前記ステップが、デコーダにより用いられたメトリックを、前記スカラー利得係数により重み付けするステップを備える請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
9. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信方法であって、
   利得過渡変動（３１５）を有するＯＦＤＭ信号を送信するステップと、
   前記利得過渡変動（３１５）を有するＯＦＤＭ信号を受信するステップと、
   請求項１から８のいずれか一項に記載の方法を用いて前記利得過渡変動（３１５）を補償するステップと
   を備える方法。
10. 前記利得過渡変動（３１５）が電力増幅器過渡変動である請求項９記載の方法。
11. 前記方法は、受信された信号の劣化の許容程度が指定される通信システム（１）で実行され、
    ＯＦＤＭ信号が受信されたとき、前記利得過渡変動（３１５）が、前記の補償するステップが実行されなかった場合前記の指定された信号劣化の許容程度に適応される
    請求項９又は１０記載の方法。
12. ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２通信システムに使用するのに適合されている請求項１から１１のいずれか一項に記載の方法。
13. 請求項１から１２のいずれか一項に記載の方法を実行するようプロセッサを制御するためのプロセッサ実行可能命令を格納する記憶媒体。
14. 請求項１から８のいずれか一項に記載の方法を実行するよう適合されている通信装置（２，４，６）。
15. ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２通信システム用アクセス・ポイント（２）又は移動端末装置（４，６）の形態である請求項１４に記載の通信装置。
16. 請求項９から１１のいずれか一項に記載の方法を実行するよう適合されている通信システム。
17. ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２通信システム仕様に実質的に準拠している請求項１６記載の通信システム。