KR20040061016A

KR20040061016A - Ｏｆｄｍ 시스템들의 전력 증폭기 과도상태 보상

Info

Publication number: KR20040061016A
Application number: KR10-2004-7008347A
Authority: KR
Inventors: 데이비드 베이트맨; 세바스티안 시몬스; 마끄 드쿠빌
Original assignee: 모토로라 인코포레이티드
Priority date: 2001-11-30
Filing date: 2002-11-21
Publication date: 2004-07-06
Also published as: CN1600008A; US20050105656A1; CN100496034C; EP1317107A1; US7706758B2; WO2003047195A1; JP4260019B2; EP1317107B1; KR100922705B1; JP2005510963A; ATE301361T1; DE60112451T2; DE60112451D1; AU2002338948A1

Abstract

직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 예를 들면, 하이퍼랜/2 시스템, 이동 단말들(4,6)의 증폭기들(224)은 사용하지 않을 때는 스위칭 오프되고, 신호 송신이 이루어질 때는 다시 스위칭 온된다. 이것은 전력을 보존하는 반면, 전력 증폭기 과도상태(315)를 도입한다. 액세스 지점(2), 즉 기지국의 형태는 전체 OFDM 심볼(또는 복수의 OFDM 심볼들)에 걸쳐 간단한 스칼라 일정 이득 과도상태 보정을 이용하여 이러한 전력 증폭기 과도상태(315)를 보상한다. 상기 보정은 심볼 기초에 의해 OFDM 심볼(또는 복수의 심볼드 기초에 의해 복수의 심볼들)에서 갱신된다.

Description

ＯＦＤＭ 시스템들의 전력 증폭기 과도상태 보상{Power amplifier transient compensation in OFDM systems}

무선 통신 시스템들의 분야에서, 그들이 사용되지 않을 때 구성요소들을 스위칭 오프(switching off)함으로써 전력이 보존될 수 있다는 것은 일반적으로 알려져 있다. 전력 보존은 배터리 전력공급 장치에서 특히 바람직한 것으로 알려져 있다.

하나의 전력 소요 구성요소(power hungry component)는 송신기의 전력 증폭기이다. 그러나, 전력을 보존하기 위해 스위칭 오프되는 경우, 다시 스위칭 온(switching on)될 때, 전력 증폭기는 시간적으로 불안정하게 되어, 전력 과도상태(power transient)를 발생시킨다.

그러한 전력 과도상태를 조절하는 보상(compenstion) (또는 트래킹;tracking) 설계들이 알려져 있다. 그러한 보상 설계들은 송신기 또는 수신기에서 실행될 수 있다.

단반송파 시스템들(single-carrier systems)에 대해, 수신기에서의 그러한 전력 증폭기 과도상태 트래킹은 사실상 상기 시스템의 자동 이득 제어(automatic gain control)의 일 부분을 형성한다. 이것의 일 예가, G. Travares 및 M.S. Piedade에 의한 "High performance algorithms for digital signal processing AGC"(IEEE International Symposium on Circuits and Systems, vol 2, p1529~1532, 1990)에 개시되어 있다.

그러나, 다반송파 시스템들(multi-carrier systems), 예를 들면, (ETSI normalisation committee, broadband Radio Access networks(BRAN) HIPERLAN Type 2에 의해 상술된 것처럼) 하이퍼랜/2(HIPERLAN/2)와 같은 OFDM 시스템들에 있어서, 수신된 신호의 큰 첨두치 대 평균치 비(peak-to-average ratio)는 전력 증폭기 과도상태에 대해 보상하기 위해 자동 이득 제어의 이용을 배제시키고, 따라서 자동 이득 제어는 예를 들면, WO-0079748에 개시된 바와 같이, 프레임의 프리앰블(preamble)에서만 실행되어야 한다.

이 이유에 대해, 예를 들면, US527415에 개시된 바와 같은, 다수의 송신측 보상 설계들이 제안되어 왔다. 그러나, 이러한 설계들은 실행하기에는 복잡하다.

어떤 다른 트래킹 설계들, 예를 들면, M, Sandell 및 O. Edfors에 의한, "A Comparitive study of pilot-based channel estimatiors for wireless OFDM"(Research Report TULEA 1996, Lulea University of Technology)은 다반송파 시스템들에서 파일롯들(pilots)을 트래킹한다. 그러나, 이것은 시간 변화 채널(time-varying channels)에 대해서 정확성을 목적으로 한 것이다. 더욱이, 그러한 설계들은 하이퍼랜/2을 포함하여 많은 OFDM 시스템들에서 존재하지 않는 추가의 파일롯들에 의존한다.

그러므로, OFDM 시스템들에서 전력 증폭기 과도상태를 보상하는 방법이 필요하며, 상기 언급된 단점들이 경감될 수 있다.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM;Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신 시스템들에 관한 것이다. 본 발명은 하이퍼랜/2(HIPERLAN/2) 통신 시스템들에 적용가능하나, 이에 한정되지 않는다.

도 1은 하이퍼랜/2 통신 시스템의 부분을 개략적으로 도시하는 도면.

도 2는 통신 유닛을 개략적으로 도시하는 도면.

도 3은 과도상태 조건들 하에서, 하이퍼랜/2 시스템에서 이용될 수 있는 전형적인 전력 증폭기(ARAFTEK 7501)의 측정을 도시하는 도면.

도 4a는 이득 과도상태가 없는 송신된 성좌(constellations)을 도시하는 도면.

도 4b는 이득 과도상태가 있는 송신된 성좌를 도시하는 도면.

도 5a는 과도상태가 있는 그리고 없는 비트 에러율(BER)을 도시하는 도면.

도 5b는 과도상태가 있는 그리고 없는 패킷 에러율(PER)을 도시하는 도면.

도 6은 신호 변조, 송신, 수신 및 복조의 프로세스의 요소들 및 다른 모듈들을 도시하는 도면.

도 7은 보정이 적용되지 않고 채널 추정이 프레임의 시작에 실행된 때, 과도상태에 의해 도입된 노이즈를 개략적으로 표현하는 도면.

도 8은 주파수 영역에서의 과도상태 매트릭스 계수를 도시하는 도면.

도 9는 전력 증폭기 과도상태 효과들을 소거하도록 적용하기 위한 이득의 이론적 값들을 도시하는 도면.

도 10은 상기 이득 값에 대한 평균 제곱 오차(mean square error;MSE)를 도시하는 도면.

도 11a는 본 발명의 일 실시예의 보상 설계의 이용을 포함하는 다른 조건들에 대한 비트 에러율들을 도시하는 도면.

도 11b는 본 발명의 일 실시예의 보상 설계의 이용을 포함하는 다른 조건들에 대한 패킷 에러율들을 도시하는 도면.

일 면에서, 청구항 제1항에서 청구된 바와 같이, 본 발명은 수신된 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호의 이득 과도상태를 보상하는 방법을 제공한다.

다른 면에서, 청구항 제9항에서 청구된 바와 같이, 본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 방법을 제공한다.

다른 면에서, 청구항 제13항에서 청구된 바와 같이, 본 발명은 프로세서-실행가능 명령들을 저장하는 저장매체를 제공한다.

다른 면에서, 청구항 제14항에서 청구된 바와 같이, 본 발명은 통신 유닛을 제공한다.

다른 면에서, 청구항 제16항에서 청구된 바와 같이, 본 발명은 통신 시스템을 제공한다.

다른 면들은 종속항들에서 청구된 바와 같다.

본 발명의 실시예들은 첨부된 도면들에 첨조하여 단지 예로써 설명될 것이다.

제1 실시예에서, 본 발명은 하이퍼랜/2에 적용한 근거리 지역통신망(local area network:LAN) 통신 시스템에 적용되지만, 본 발명은 임의의 다반송파 OFDM 통신 시스템에 적용할 수 있음을 알아야 한다.

도 1은 하이퍼랜/2 통신 시스템(1)의 일부를 도시한다. 복수의 이동 단말들(4,6)은 액세스 지점(2)으로서 전문용어, 하이퍼랜/2로 언급된, 라디오 링크들(17,18)을 통해 기지국과 통신한다. 이 예에서, 이동 단말(4)은 데스크탑 퍼스널 컴퓨터이고, 이동 단말(6)은 휴대용 퍼스널 컴퓨터이다. 일반적으로 상기 이동 단말들은 임의의 데이터 단말의 형태(또는 가능하게는 심지어 스피치 장치)일 수 있다. 상기 시스템은 많은 다른 이동 단말들과 액세스 지점들을 포함하며, 이는 명료성을 위해 도시하지 않는다.

액세스 지점(2)과 이동 단말들(4,6) 각각은 하나 또는 그 이상의 송수신기 유닛들을 포함한다(전형적으로, 이동 단말들은 단 하나를 포함하며, 액세스 지점은 복수개를 포함한다.).

이 실시예에서, 액세스 지점(2) 및 이동 단말들(4,6)은, 아래에 더 상세히 설명되는 바와 같이, 이동 단말들로부터 수신된 신호들에서 결과적인 전력 증폭기 과도상태의 액세스 지점(2)에 의한 보상, 및 전력 증폭기들의 스위칭 오프에 의한 이동 단말들(4,6)에서의 감소된 전력 소비에 대해, 공급 및 제공하기 위해, 적응시키지 않았다. 다른 실시예들에서, 본 발명은 전력 증폭기를 턴오프하는 것과 관련하여 이동 단말들의 일부를 적응시킴으로써 적용될 수 있다. 다른 실시예들에서, 본 발명은 액세스 지점이 그의 전력 증폭기를 스위칭 오프시키는 경우 및 보상이 하나 또는 그 이상의 이동 단말들에서 실행되는 경우에 대안으로 또는 추가적으로 적용될 수 있다.

더 일반적으로, 임의의 적절한 방법으로, 각각의 통신 유닛들(즉, 액세스 지점(2) 및/또는 이동 단말들(4,6))에서 상기 적응이 실행될 수 있다. 예를 들면, 종래의 통신 유닛에 새로운 장치가 추가될 수 있고, 또는 대안으로, 그 안에 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재프로그래밍(reprogramming)함으로써 종래의 통신 유닛의 기존 부분들이 채택될 수 있다. 플로피 디스크, 하드 디스크, PROM, RAM, EPGA, ASIC, DSP 또는 이러한 또는 다른 저장 매체의 임의의 조합처럼, 저장 매체에 저장된 프로세서 실행가능 명령들의 형태로 요구된 적응이 실행될 수 있다.

송신 특성들 및/또는 수신기 동작의 그러한 적응은, 대안으로는, 통신 시스템(1)의 일 부분(도시하지 않음) 또는 임의의 다른 적절한 구성요소를 적응시킴으로써, 제어되고 전체적으로 실행되거나 부분적으로 실행될 수 있다는 것이 본 발명에서 기대된다. 또한, 다른 시스템 인프라구조들(infrastructures)의 경우에, 임의의 적절한 형태의 기지국 등과 같은 임의의 적절한 노드(node)에서 실행될 수 있다. 대안으로는, 임의의 적절한 네트워크 또는 시스템 내에서 다른 위치들 또는 엔티티들(entities)에 분포된 다양한 구성요소들에 의해, 그러한 적응(아래에 더 상세히 설명됨)을 결정하고 수행함에 있어서 포함된 다양한 단계들이 수행될 수 있다.

상술한 바와 같이, 이 실시예에서, 이동 단말들(4,6)은 송신과 관련하여 적응되고 액세스 지점(2)은 수신과 관련하여 적응된다. 또한, 이 실시예에서, 액세스 지점(2) 및 이동 단말들(4,6)은 이 실시예를 이해하기 위해 관련된 면들에 관하여 동일한 기본 형태들이다. 따라서, 각각은 도 2의 블록도 형태로 도시된 바와 같이 기본 통신 유닛(110)을 구성하며, 이는 이 실시예의 상세한 설명에서 더 이상 언급하지 않을 것이다. 각각의 경우에서, 무선 통신에 관하여 본 발명을 이해하기 위해 관련되거나 도움이 되는 구성요소들만을 도시하였고 설명하였으며, 이동 단말들(4,6)의 핵심 데이터 너미털 기능들과 같은 다른 면들은 포함하지 않았다.

각각의 통신 유닛(110)은 통신 유닛(110) 내에서 수신 및 송신 체인(chain)들 간의 격리를 제공하는 스위칭(204)에 결합된 안테나(2002)를 포함한다.

본 기술에서 알려진 바와 같이, 수신기 체인(reveiver chain)은 (효율적으로, 수신, 필터링 및 중간 또는 기저대역 주파수 변환을 제공하는) 스캐닝 수신기 전단 회로(206;scanning receiver front-end circuitry)를 포함한다. 스캐닝 전단 회로는 신호 처리 기능(208)에 직렬로 결합된다.

신호 처리 기능으로부터의 출력은 출력 모듈(210)에 제공된다.

수신기 체인은 또한, 수신된 신호 세기 지시자(RSSI) 회로(212)를 포함하며, 이는 통신 유닛(110)의 모듈들 및 다른 기능들의 전체적인 제어를 유지하도록 동작하는 제어기(214)에 교대로 결합된다. 제어기(214)는 또한, 스캐닝 수신기 전단 회로(206) 및 신호 처리 기능(208;일반적으로 디지털 신호 프로세서, 즉 DSP로 언급됨)에 결합된다.

제어기(214)는, 전력 증폭기의 턴온(아래 참조) 및 턴오프(송신시) 및, 전력 증폭기 과도상태에 대한 보상(수신시)과 같이, 본 발명에 관련하여 관심있는 부분을 포함하는, 오퍼레이팅 레짐(operating regimes)을 저장하는 메모리(216)을 포함한다. 타이머(218)는 통신 유닛(110) 내에 동작들(시간 의존 신호들의 송신 또는 수신)의 타이밍을 제어하기 위해 제어기(214)에 전형적으로 결합된다.

송신 체인에 관련하여, 이것은 입력 모듈(220)을 포함한다. 입력 모듈은 송신기/변조 회로(222) 및 전력 증폭기(224)를 통해 안테나(202)에 직렬로 결합된다. 송신기/변조기 회로(222) 및 전력 증폭기(224)는 동작상으로 제어기에 응답한다.

각각의 통신 유닛(11) 내의 다양한 구성요소들은 통합된 구성요소 형태로 이 실시예에서 실현된다. 물론, 다른 실시예들에서, 그들은 개별적인 형태, 또는 통합된 형태 및 개별적인 형태의 혼합 또는 필요하다면 임의의 다른 적절한 형태로 실시될 수 있다. 또한, 이 실시예에서, 메모리(216)를 포함하는 제어기(214)는 프로그램가능 프로세서로서 실행되지만, 다른 실시예들에서는 전용 회로 또는 임의의 다른 적절한 형태를 포함할 수 있다.

통신 유닛(110)과 관련하여 상술한 대응하는 특징들은 종래의 통신 유닛들(즉, 종래의 하이퍼랜/2 이동 단말들 및 액세스 지점들)에서 발견됨을 알아야 한다. 그러나, 이 실시예에서, 각각의 통신 유닛들(110), 즉 액세스 지점(2) 및 이동 단말들(4,6)은, 메모리(216)를 포함하는, 제어기(214) 및 적절한 다른 개시된 구성요소들이 아래에 더 상세히 설명하는 바와 같이 송신 및/또는 수신과 관련하여 적응되는 장점에 의해, 종래의 통신 유닛들과는 상이하다.

전체적으로, 이 실시예에서, 이동 단말들(4,6)의 각각의 전력 증폭기들(224)은 이용하지 않을 때 스위칭 오프되고 신호 송신이 이루어질 때 다시 스위칭 온된다. 이것은 전력을 보존하지만, 전력 증폭기 과도상태를 도입한다. 액세스 지점(2)는 전체적인 OFDM 심볼(또는 복수의 OFDM 심볼들)에 걸쳐 단순한 스칼라 일정 이득 과도상태 보정(simple scalar constant gain transient correction)을 이용하여 이러한 전력 증폭기 과도상태들에 대해 보상한다. 상기 보상은 심볼 기초에 의한 OFDM 심볼(또는 복수의 심볼들 기초에 의한 복수의 심볼들) 상에서 갱신된다. 이러한 면들을 더 상세히 설명하기 전에, 그것은,

(ⅰ) 특히 하이퍼랜/2 시스템의 상황에서, 전력 증폭기 과도상태들에 대해 어떤 상세함을 설명하는데,

(ⅱ) 다른 면들, 즉 하이퍼랜/2과 같은 시스템들에서, 심지어 보상 방법이 수신기에서 이용되지 않더라도, 어떤 받아들일 수 있거나 허용가능한 성능의 정도에, 상기 시스템 명세의 한계들 내에서 수신기들에 의해 여전히 조정될 수 있는 전력 증폭기 과도상태의 레벨을 도입하는 것이 본 발명의 유리한 실행임을 설명하는데, 가장 편리하다.

지점들(ⅰ) 및 (ⅱ)는 다음과 같이 처리된다.

바람직한 실시에서, 완전한 시스템은 하이퍼랜/2 명세들을 고수해야 한다. 예를 들면, 만약 저하된다면, 본 발명을 이용하지 않는 시스템들로 수용할 수 있는 성능들을 유지하면서, 전력 증폭기 과도상태가 표준의 송신 명세들을 만족하는 경우에 유리할 것이다. 그러므로, 송신되고 수신된 신호들 상의 전력 과도상태의 효과 및 에러율들을 이해하는 것이 도움이 된다.

과도상태 조건들 하에, 하이퍼랜/2 시스템에 이용될 수 있는 전형적인 전력 증폭기(ARAFTEK 7501)의 측정은 도 3에 도시된다. 다른 전력 증폭기들을 이용하는 시스템들 조차, 이것은 가능한 수행임을 알려준다.

3개의 효과들을 도 3에서 볼 수 있다. 전류로서 증폭기의 이득에서 급격한 증가(305)가 증폭기에 도달하며, 증폭기로서 이득에서 최종적으로 점차적인 감소(315) 및 짧은 기간 스파이크(spike)(310)를 유발하는 이득에서의 고리(ring)는 가열된다. 하이퍼랜/2 표준(특히, DTSI normalization committee, Broadband Radio Access Networks(BRAN), HIPERLAN Type2; Conformance testing specification; Part 1: Radio conformance testing requirements, Norme ETSI, document DEN/BRAN-020002-1, European Telecommunication Standards Institute, Sophia-Antipolis, Valbonne, France, December 1999)이 수신과 송신 모드들 사이에 6㎲ 스위칭 시간을 허용하기 때문에, 이러한 효과들 모두를 고려할 필요는 없다. 그러므로, 전력 증폭기가 스위칭 시간의 시작에서 턴온되면, 증폭기 이득에서의 느린 감소가 상기 시간까지 유지될 것이고 우리는 송신을 수행한다. 다른 증폭기들은 다른 과도상태 응답을 가질 수 있고 그러한 경우에는 다른 효과들이 관련될 것임을 알아야 한다. 그러나, 아래에서 증명되는 바와 같이, 보상 설계는 과도상태의 형태와 별개의 것이고, 그러므로 다른 과도상태들에도 적용될 수 있다.

스위칭 온되는 증폭기로부터 6㎲ 이후, 증폭기의 이득은 23.8dB이다. 이것은 시간이 감에 따라 23.1dB의 레벨로 떨어지며, 상기 이득은 안정적이다. 우리는 간단한 수학식에 의해 이 이득 과도상태를 모델링할 수 있다.

이득 = 20log₁₀V_g(1+ae^-kt) [1]

여기서, 20log₁₀V_gdB는 23.1dB, 즉 증폭기의 안정한 이득이다. 상기에서 알 수 있는 바와 같이, 증폭기는 송신할 준비(t=0으로 가정)가 되어 있을 때, 이득은 23.8dB이다. 따라서, a=0.8393이라는 것을 도출한다. 유사하게, 100㎲ 이후, 상기 이득은 23.45dB로 떨어지며, 따라서, k = 7135이다.

이제 이득 과도상태의 효과들에 대하여 고려한다. 이득 과도상태를 고려하기 위해 극단적으로 단순화했지만 유용한 방법은 노이즈 소스이다. 본 기술 분야에서는 표준 표현이며 통상의 지식을 가진자들에게 잘 알려진 성좌 지점들에 의하여 이것을 고려하는 것은 유용하고, 이는 송신의 질이 성좌 지점들에서 점선들의 흐트짐으로 표시되며, 여기서 통상적인 송신으로, 지점들 주위의 실제적인 분포들로써 보다 오리려 완벽한 지점들이 있을 것이다. 여기서, 성좌 지점들의 위치들이 프레임의 시작에서 변조에 대해 고정된다고 가정하고 상기 프레임동안 변화없다고 가정한다. 따라서, 긴 프레임의 종단에 의해, 성좌 지점들은 그들의 명목상 값들(nominal values)로부터 0.7dB만큼 움직인다. 그러므로, 이 효과로 인한 신호대잡음비(SNR)를 도출할 수 있다.

SNR = -20log₁₀a [2]

그러므로, ARAFTEK 증폭기의 경우에 대해, 이득 과도상태로 인한 SNR은 21.5dB로 계산된다.

자동 이득 제어(AGC)는 송신이 개시된 이후 서서히 실행됨을 알아야 한다. 또한, 이득 과도상태는 열노이즈(thermal noise)와 같은 성좌 지점들의 가우시안 분포(Gaussian distribution)를 추가하지 않는다.

이득 과도상태는 성좌 지점들을 결정 레벨들에 더 가깝게 효율적으로 이동시킨다. 그러므로, 수신기 감도 상에서의 효과는 SNR로서 직접 고려될 수 없고, 오히려 소망의 패킷 에러율(PER)을 달성하는데 요구될 실제 SNR에서의 증가에 고려된다. 그러므로, PER 상에서의 이득 과도상태의 효과는 PER 곡선들에서 오프셋될 것으로 기대된다.

에러 벡터 크기(EVM)가 고정된 성좌 지점들과 관련하여 상술되기 때문에, 이득 과도상태는 이 경우에서 노이즈로서 직접적으로 고려될 수 있다. 하이퍼랜/2 표준(특히, ETSI normalization committee, Broadband Radio Access Networks(BRAN, HIPERLAN Type2: Physical(PHY) layer, Norme ETSI, document DTS0023003, European Telecommunication Standards Institute, Sophia-Antipolis, Valbonne, Frane, December 1999)은 64QAM에 대해 24dB의 최소 EVM 명세를 요구하고, 그래서 이제는 이 과도상태의 효과를 더 상세하게 고려해야 한다.

이득 과도상태의 이 단순한 모델은 비선형 이득 과도상태에 의해 유발된 심볼간 변조(inter-symbol modulation)의 효과를 고려할 수 없음을 알아야 한다. 채널의 효과들과 결합된 이것은, OFDM 코딩의 순환 특성이 깨어지기 때문에, 수신된 신호의 교란을 유발할 수 있다. 만약 우리가 OFDM 부반송파들(sub-carriers)이 상관되지 않는다고 고려할 수 있다면, 이 상호변조(inter-modulation)가 열노이즈 효과처럼 간주될 수 있다. 따라서, 이득 과도상태의 상호변조 효과는 패킷 에러율(PER) 곡선들에 에러 플로어(error floor)를 더할 것이다. 또한, 이득 과도상태를 갖는 감소된 수신기 감도는 기존의 에러 플로어를 과장하는 효과를 가질 것이다.

이러한 효과들 각각에 대한 더 완벽한 연구가 아래에 고려된다.

우리는 EVM에 대한 효과를 먼저 고려해야 한다. 이것은 수신기로 부터 격리시 송신 시스템의 성능을 측정함에 있어서 중요한 기준이다. 이 이유에 대해, ETSI 하이퍼랜/2 표준은 상술한 바와 같이, 24dB가 되도록 컴플라이언트 시스템에 대해 최대 수용가능한 EVM을 지정한다. 따라서, 아래에 더 상세히 설명하는 바와 같이, 수신기측 전력 증폭기 보상을 실행하더라고, 송신기가 과도상태의 존재하에서 조차도 적합해야 하는 것이 바람직하다.

하이퍼랜/2 시스템에 대한 전력 증폭기 과도상태의 효과들의 적당한 분석들은 임의적으로 생성된 데이터(하이퍼랜/2 시뮬레이터로 실행)의 전체적인 통계 분석을 필요로한다. 고려된 상기 효과들이 RF 불완전에 주로 기인하기 때문에, RF 구성요소들의 모델링은 이것의 주요부분이다. 본 발명자들은 수학식1에 주어진 바와 같이 이득 과도상태를 갖는 하이퍼랜/2 표준 시스템(prototype system)의 모델을 이용하여 연구를 수행해 왔다. 전력 증폭기 이득 과도상태의 효과는 따라서 직접적으로 얻어질 수 있다.

ETSI 적합성 시험(conformance testing)에서 EVM을 측정하기 위한 상술되거나 공지된 방법이 없다는 것을 알아야 한다. EVM에 대해 공지된 다른 적합성 시험문서는 IEEE 표준, 즉 IEEE 802.11a "High Speed Physical Layer in the 5Ghz band" (draft supplement to standard 802.11, IEEE, New Youk January 1999)이며, 여기에는, 송신된 프레임들이 적어도 16 OFDM 심볼들을 가져야 하며 EVM은 20개의 송신된 프레임들의 제공평균으로서 계산될 것임을 기술하고 있다. 16 OFDM 심볼들이 64 ㎲의 프레임 길이를 나타내기 때문에, 이득 과도상태의 전체 효과는 이 경우에서는 보이지 않을 것이다. 그러므로, EVM은, 상기 EVM이 많은 수의 OFDM 심볼들을 갖는 프레임들로 측정되는 경우에 비해 훨씬 더 좋을 것이다.

송신된 신호	에러 벡터 크기
16 OFDM 심볼들과도상태 없음128 OFDM 심볼들과도상태 없음16 OFDM 심볼들과도상태 있음128 OFDM 심볼들과도상태 있음	30.5dB30.0dB29.1dB24.2dB

표 1

이러한 효과들을 고려하면, 계산된 EVM은 테이블1에서 요약된 바와 같이 될 수 있다는 것을 알 수 있고, 이는 10dBM으로 송신된 64QAM 신호에 대한 EVM을 도시한다. 송신 전력은 전력 증폭기 선형성 및 적은 송신 신호에 대한 노이즈가 EVM 실행에 효과적이지 않다는 것을 보증하기 위해 선택된 것임을 알아야 한다. 테이블 1에서 알 수 있는 바와 같이, 16 OFDM 심볼들만을 송신할 때, EVM은 항상 훨씬 더 양호하다. 이득 과도상태가 없는 경우에 대해, 이 개선은 16 심볼들이 합리적인 노이즈 통계를 가지기에 충분하지 못하다는 사실에 기인할 수 있다. 따라서, 이득 과도상태가 없는 결과들은 그들의 신뢰수준(confidence level) 내에서 동일할 것으로고려될 수 있다.

그러나, 이득 과도상태로 인한 EVM에서의 성능저하(degradation)는 단지 16 심볼들이 고려될 때 명확하게 양호하다는 것은 명백히 알 수 있다. EVM을 측정할 때 128 OFDM 심볼들을 고려하는 경우, EVM은 24dB의 ETSI에 기술된 한계만이 주목받는 그러한 범위로 저하된다. ETSI EVM 적합성 시험에 대한 명세를 가지고 있지 않기 때문에, EVM이 어떤 이득 과도상태를 갖는지 불명확하다. 그러나, 최악의 경우, 위에서 측정된 형태의 이득 과도상태는 비록 간신히 그렇기는 하나 표준에서 수용할 수 있다.

또한, 송신된 성좌들을 고려하는 것은 흥미로운 일이다. 도 4a는 이득 과도상태가 없는 송신된 성좌(405)를 도시하며, 도 4b는 이득 과도상태가 있는 송신된 성좌들(410)을 도시한다. 또한, 도 4a 및 4b 모두에서 알 수 있는 바와 같이, 2진 위상 편이 방식(binary phase shift keying;BPSK) 파일롯들(415) 및 DC 420이 도시되어 있다. 도 4b의 송신된 성좌 지점들과 도 4a의 송신된 성좌 지점들(410)의 비교는, 상기 성좌가 이득 과도상태로 인한 시간 상에서 도출되는 것을 도시한다.

이제, 비트 에러율(PER) 및 패킷 에러율(PER)에 대한 효과를 고려한다. 상기 비트 및 패킷 에러율들에 대한 효과를 모델링하기 위해, EVM 계산을 위해 RF 전단을 모델링하는데 이용된 것과 동일한 코드가 똑같이 이용된다. 이 경우, 전력 증폭기 과도상태에 따른 성능저하를 결정함에 있어서 상기 채널이 중요한 역할을 수행한다. 그것은, ITU-P1238 전파 모델(ITU Radiocomunication Assembly, "Propagation data and prediction models for the planning of indoorradiocommunication systems and radio local area networks in the frequency range 900MHz to 100GHz" Technical reprot, ITU-R, 1997, ITU-R P.1238) 및 송신기와 수신기 사이에 5미터의 거리를 갖는 BRAN A 채널(ETSI normalization committee, channel models for HIPERLAN/2 in different indoor scenarios, Norme ETSI, document 3ERI085B, European Telecommunication Standards Institute, Sophia-Antipolis, Valbonne, France, December 1999) 상의 64QAM 신호를 모델링하는데 적당하다. EVM 결과들에 관하여, 128 OFDM 심볼들은 각 프레임에서 이용되었다. 도 5a는 과도상태(505)를 가지며 과도상태(510)를 갖지 않는 비트 에러율(BER)을 도시한다. 도 5b는 과도상태(515)를 갖고 과도상태(520)을 갖지 않는 패킷 에러율(PER)을 도시한다.

이득 과도상태로 인한 곡선들의 오프셋은 도 5a 및 도 5b 모두에서 볼 수 있다. 예를 들면, 이득 과도상태는 10^-1의 PER을 달성하기 위해 요구된 SNR에서 1dB 감소를 유발한다. 그러나, 더 심각한 효과는 과도상태를 갖는 결과들에서 에러 플로어의 도입이다. 이 에러 플로어로 인해, 2×10^-2PER을 달성하기 위해 추가의 4dB가 요구된다.

상기 시스템에서의 중대한 감소는 비록 전력 증폭기 과도상태로 기인하여 관찰되었지만, 아래에 더 상세히 설명될 보상 프로세스를 이용하지 않는 시스템들로 상호동작가능 요구들에 대해 여전히 성능이 충분함을 알아야 한다.

이제, 상기 분석에서 이루어진 어떤 근사치들을 정당화하고, 상대적으로 간단함에도 불구하고 특별하게 강력한 아래에 기술될 보상 방법을 보여주는 추가의 이론적 분석을 고려해야 한다.

전력 증폭기의 이득 과도상태는 실제로 비선형이다. 이것은 추가의 노이즈 효과를 도입하는, OFDM 심볼들의 반송파들을 상호변조하는 효과를 가질 것이다. 추가적으로 채널을 통과한 이후, 이 비선형은 OFDM 코딩의 순환 특성에 영향을 미칠 것이다.

전력 증폭기 과도상태는 시간 지수에 의존하는 가변이득에 의해 송신될 블록의 모든 샘플들을 송신기에 가중시킴으로써 비선형을 도입한다. 이것은 순환 프리픽스(cyclic prefix)를 삽입할 때 송신 채널의 보통의 대각선 특성을 파괴한다. 이 추가적인 이론적 분석의 목적은 결과적인 상호반송파 간섭(ICI)을 분석하고 양을 정하기 위한 것이다.

이득 과도상태의 디지털 모델링을 채택할 때, 그의 효과들은 아래의 수학식들로 표현될 수 있다.

x(nT) = (1 + abⁿ)s(nT) [3]

여기서, x(t)는 채널을 통해 보내진 시간 영역 신호이다. 상기 모델 파라미터들(a,b)을 도 3의 곡선에 매칭시킴으로써, a = 0.0839269이고 b = 0.9997028임을 알 수 있다.

상기 기수법을 완성하기 위해, 시간 영역 샘플들s(k) 및 s(k)를 s^cp(k)로 변환하는 순환 프리픽스 삽입을 생성하는, 벡터 S(k)(k는 심볼 지수이고 블록 지수로서 언급될 수도 있다)의 OFDM 변조에 대한 전통적인 동작들은 아래에 기재되고 도 6(아래에서, 더 상세히 설명됨)에서 도시된다.

[4]

여기서, 순환 프리픽스의 샘플들의 수에서, N은 FFT 사이즈를 나타내고 D는 기간을, T는 샘플링율을 나타낸다. 하이퍼랜/2 조건에서, 1/T=20MHz, N=64, D=16이다.

약간의 계산 이후, 보호 간격 스트립핑(guard interval stripping)이후, 송신 채널 h=(h₀,...,h_d-1,0,...,0)^t에 의한 필터링이 다음 행렬에 의해 모델링 될 수 있음이 도시되어 있다.

[5]

여기서, 행렬들의 구성요소들 모두는 사이즈 D×D의 블록들이다.

[6]

[7]

그리고, β=b^N/4이다. 따라서, 복조될 수신된 시간 영역 벡터 r(k)는 (무노이즈 상태)로써 표현된다.

[8]

H_circ는 순환수이며 채널(ICI를 산출하지 않음)에 의해 전통적인 순환 컨볼루션(classical circular convolution)에 대응하는 반면, H_trans(k)는 전력 증폭기 과도상태의 디스토션을 모델링하고 ICI의 소스가 된다.

H_trans(k)의 유클리드 기준(Euclidean norm)은, 송신기에서 어떠한 보상방법도 적용되지 않을 때, 과도상태로 인한 수신기에서 디스토션의 레벨의 양호한 지침을 제공한다.

보정이 적용되지 않고 채널 추정이 프레임의 시작에서 실행될 때, 도 7의 OFDM 심볼의 함수로서 하나의 채널 릴리세이션(realisation)을 통해 과도상태에 의해 도입된 노이즈가 묘사된다(참조번호 705 참조). 도 7은 또한 아래에 설명될 보정된 특성(710)을 도시한다. 상기 에러의 한계치는 도 5a 및 5b에 도시된 에러 플로어들의 원인이다. 에러의 관찰된 레벨이 BER 및 PER 에서 에러 플로어의 값과 잘 일치함을 볼 수 있다.

실제로 주파수 영역에서,이 도 8에 도시된 바와 같이, 준대각선이기 때문에, ICI는 거의 존재하지 않으며, 이는 주파수 영역에서 과도상태 행렬(transient matrix coefficient) 계수를 도시한다.

더욱이의 대각선 요소들만을 고려하면, 그들은 모두 주파수 영역에서 각각의 채널 계수들에 비례함을 알 수 있다.

앞서 설명한 바와 같이, 개괄적으로, 이 실시예서, 이동 단말들(4,6)의 각각의 전력 증폭기들(224)은 이용하지 않을 때는 스위칭 오프이고, 그뒤 신호 송신이 이루어질 때 다시 스위칭 온된다. 이것은 전력은 보존하지만, 전력증폭기 과도상태는 유발하지 않는다. 액세스 지점(2)은 전체 OFDM 심볼(또는 복수의 OFDM 심볼들)에 걸쳐, 단순한 스칼라 일정 이득 과도상태 보정을 이용하여 이러한 전력 증폭기 과도상태들에 대해 보상한다. 상기 보정은 심볼 기초에 의한 OFDM 심볼(또는 복수의 심볼들 기초에 의해 복수의 심볼들)에 대해 갱신된다.

상기 분석은, 보상에 대해, 심볼 기초에 의해 심볼에 대해 갱신된 보정으로, 전체 OFDM 심볼에 걸쳐 단순한 스칼라 일정 이득 과도상태 보정을 이용한 근사치의 편리한 사용방법을 도시한다. 이 보정 프로세스의 더 상세한 사항들은 아래에 이제부터 기술할 것이다.

효과에 있어서 현재 보상 프로세서에 기초가 되는 근사치는, BI_D(사이즈 D의 식별 행렬), β1 및 H_trans(k)ab^k(N+D)H_circ라고 가정한다. 이것은 전력 증폭기 과도상태를 삭제하도록 다음 이득 계수(즉, 보상 계수)를 산출한다: α(k)=1+ab^k(N+D)

도 9는 프레임에서 OFDM 심볼 지수의 함수로서 이 근차치를 유발하는 전력 증폭기 과도상태 효과들을 삭제하도록 적용하기 위한 이득의 이론적 값들을 도시한다. 도 10은 프레임에서 OFDM 심볼 지수의 함수로서 이 근사치를 유발하는 이득 값에 대한 평균제곱오차(MSE)를 도시한다.

보상 설계는 OFDM 신호의 파일롯 심볼들(또는 반송파들)의 전력 레벨을 디지털적으로 측정하는 것을 포함한다. (파일롯 심볼들 또는 반송파들은 복조 등을 돕는데 이용되고, 신호내에서 어떤 주파수 위치들에 삽입된다.) 그 뒤, 이 평균 전력 레벨은 결정(결정은 성좌의 지점들 확장에 의해 제공되도록 지점 또는 값이 의미하는 것을 결정하는 것이다) 전에 OFDM 신호를 보상하는데 이용된다. 보상 계수들은 심볼 기초에 의해 OFDM 심볼에 대해 갱신된다. (다른 실시예들에서, 보상 계수들은 차후에 복수의 심볼들로 갱신될 수 있다) 이 설계의 장점은 전력 레벨 측정이 기존 마이크로 코드(micro-code)를 재사용할 수 있고 보정 그 자체가 단일 벡터 곱셈만을 포함한다는 것이다.

전문용어 "OFDM 심볼"이 여기서 의미하는 것이 무엇인지 해설하는 것이 이 단계에서 편리하다. 다음 아이템들은 전문용어 "OFDM 심볼"에 의해 포함되거나 모두 동일하며, 각각은, 통상의 지식을 가진자가 신호 처리 운영을 고려하는 상기 영역(주파수 또는 시간)에 따라 또는 각각의 상황에서 적용된다.

용어 OFDM 심볼은, 수신기(수신된 주파수 영역 OFDM 심볼)에서 FFT의 출력 또는 송신기(송신된 주파수 영역 OFDM 심볼)에서 역고속 퓨리에 변환(IFFT)의 입력 벡터인 주파수 영역 OFDM 심볼에 대해 이용될 수 있고, 또는 수신기(수신된 시간 영역 OFDM 심볼)에서 고속 퓨리에 변한(FFT)의 입력 또는 송신기(송신된 시간 영역 OFDM 심볼)에서 IFFT의 출력에서의 신호인 시간 영역 OFDM 심볼에 대해 이용될 수 있다.

OFDM 심볼 기간은 유용한 시간 영역 샘플들 및 주어진 시간 또는 주파수 영역 OFDM 심볼과 관련된 순환 확장(cyclic extension) 모두를 송신하는데 필요한 시간이다. 따라서, 용어 OFDM 심볼은 또한 수학식4에 제공된 바와 같이 S(k) 및/또는 s(k)에 대응하며, 또한, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진자가 고려하는 영역에 의존한다.

이 실시예의 보상 설계는 다름 수학식에 의해 수학식화 된다.

[9]

여기서, ⓧ는 2 벡터들(구성요소 와이즈 곱(wise product)의 스칼라곱(schur product)를 나타내며, * 는 결합연산자(conjugate operator)를 나타낸다. 첫번째 수학식은 프레임의 심볼 0에서 실행된 최초 채널 추정을 나타낸다. 모든 이러한 동작들은 도 6에 표현되어 있다

보정 설계에 있어서, 각각의 새로운 OFDM 블록이 수신될 때 갱신된, 가변 이득α(k)에 의해 가중되는데 필요한 벡터에, 통상적으로 고정된 주파수 영역에서 이퀄라이제이션 탭들을 기본적으로 변화시키게 됨을 알아야 한다. 따라서 디코더에 이용된 비터미 메트릭(Viterbi metric)이 가중된다.

따라서, 이 설계는 수신기에서 모든 반송파들의 1/α(k)에 의해 단순한 이득 증배에 바람직하다. 그러나, 대안의 실시예에서, 수신기에서 모든 반송파들의 1/α(k)에 의한 단수한 이득 증배가 실현되고 이것은 종래기술에 비해 상당히 개선되었음을 여전히 보여준다는 것을 이해해야 한다.

도 6을 이제 더 상세히 설명한다. 도 6은 이 실시예의 신호 변조, 송신, 수신 및 복조의 프로세스의 요소들 또는 다른 모듈들을 도시한다. 이 수학식 4 내지 8을 참조하여 이미 상술한 면들에 추가하여, 도 6은 또한 다음을 보여준다. 상기 모듈들 또는 요소들은, 송신기(즉 변조기;605), 환경에서 신호들의 다중경로 전파의 표시(610), 및 수신기(즉 복조기;615) 사이에 분배된다.

송신기(605)는 시간 영역 샘플들 s(k)을 발생시키기 위해 벡터 S(k)에 대해 IFFT를 실행하는 변조 모듈(620) 및, 이에 병렬-직렬 컨버터(625)를 포함한다. 또한, 송신기의 일부로서 요소(630)을 포함하며, 이는 전력 증폭기 과도상태를 형성하는 것으로 표시되며 1+abⁿ에 의해 직렬 샘플들을 곱한다.

상기 환경에서 신호들의 다중경로 전파의 표시(610)는 수학식 5 내지 8의 효과의 개략적인 표시이다.

수신기(615)는 효과면에서 시스템의 열노이즈가 수신된 신호에 b(k)를 더하는 것을 나타내는 요소(635)를 포함한다. 수신기(615)는 또한 직렬-병렬 컨버터(640), FFT를 수행하는 복조 모듈(645) 및 이퀄라이저(650)를 포함한다.

상술한 보상 설계는 (수학식 9에서 처럼) 스칼라 일정 이득 계수 α(k)의 결합의 우수함에 의해 또는 이퀄라이저(650)에 의해 효율적으로 실행된다. 이 실시예에서, 수신기(615)는 도 2를 참조하여 상술한 제어기(214)의 일부로서 실행된다.

도 7로 돌아가면, 이것은 또한, 완벽한 동기화(synchronixation) 가정하에 노이즈가 없는 경우, 전력 증폭기 과도상태 보상 설계의 이론적인 효율을 도시하고(참조번호 710), 실제의 경우 그 사용을 증명하고 있다. 전력 증폭ㄱ 과도상태 거벌이 거의 완전함을 알 수 있다. 이 설계는 완벽한 동기화를 가정하였고, 그러므로, 동기화 알고리즘의 위상 트래킹 알고리즘에 의해 통상적으로 위상 구성요소가 소거될어야 하기 때문에, 단지 과도상태의 이득만이 고려되어졌음을 알아야 한다.

하이퍼랜/2 시뮬레이터에서 이 설계를 실현하였고, 도 5a 및 5b에 도시된 시뮬레이션으로 다시 돌아가면, 도 11a는, 보상 설계를 이용하여, 수신기과 송신기 사이에 5m 공간 및 ITU-P1238 전파 모델로, BRAN-A 채널 상의 64QAM의 BER에 대한결과를 도시한다. 더 상세하게는, 도 11a는 도 5a에 도시된 바와 같이 과도상태(505)(및 보상없음)를 갖는 동일한 비트 에러율(BER), 도 5a에 도시된 바와 같은 과도상태(510) 없는 동일한 비트 에러율, 및 과도상태를 갖는 비트에러율 및 보상(805)를 도시한다. 그래프 해석에서 알 수 있는 바와 같이, 보상 설계의 효율성, 즉 시스템 성능에서 개선을 보여주며, 과도상태를 갖는 비트 에러율 및 보상(805)은 과도상태(510) 없는 비트 에러율과 동일함을 알 수 있을 것이다.

마찬가지로, 도 11b는, 보상 설계를 이용하여, 수신기와 송신기 사이의 5m공간 및 ITU-P1238 전파 모델로, BRAN-A 채널 상의 64QAM 신호의 PER에 대한 결과를 도시한다. 도 11b는 도 11b에 도시된 바와 같이, 과도상태(515) (및 보상없음)를 갖는 동일한 패킷 에러율(PER), 도 5b에도시된 바와 같이 과도상태(520) 없는 동일한 패킷 에러율을 도시하며, 또한, 과도상태 및 보상(815)이 있는 패킷 에러율을 도시한다. 그래프 해석에서 알 수 있는 바와 같이, 과도상태 및 보상(815)을 갖는 패킷 에러율은 보상 설계의 효율성, 즉 시스템 성능에서의 개선을 보여주며, 과도상태(520) 없는 패킷 에러율과 동일함을 알 수 있을 것이다.

그러므로, 앞선 이론적 분석은, 본 발명에서 제안된 간단한 보정 설계가 전력 증폭기 과도상태로 인한 모든 또는 실질적으로 모든 시스템 성능을 잠재적으로 회복할 수 있음을 나타낸다.

다른 실시예들에서, 블록 기초에서 시간에 걸쳐 이러한 추정들을 평균화하고 α(k)로부터 모델의 파라미터들(a,b)을 직접 식별함으로써 개선들이 도출될 수 있다.

채널에서 도플러(Doppler) 같은 다른 이득 과도상태 효과들은 이 트래킹 설계에 의해 또한 부분적으로 보정될 수 있음을 알아야 한다. 이처럼, 본 발명의 다른 실시예들은 이득 과도상태들의 다른 형태들을 보상하거나 부분적으로 보상(또는 보정 또는 부분적으로 보정)하는데 적용될 수 있음을 알아야 한다.

본 발명은 하이퍼랜/2 시스템들과 같은 무선 통신 시스템들에서 특히 적용될 수 있다. 그러나, 여기에 보함됨 발명적인 개념들은 대안의 무선통신 시스템들에 동일하게 적용될 수 있다. 열거되고 바람직한 본 발명의 실시들을 상술하였지만, 그러한 발명적인 개념들의 수정 및 변형이 본 기술분야에 통상의 지식을 가진자들에게는 쉽게 적용될 수 있음이 명백하다.

상술한 전력 증폭기 과도상태 보상 프로세서 및 장치는, 특히, 실시하기에는 간단하지만 수신기 측에서 효율적인 보상 프로세스를 갖도록, 스위칭 온 및 오프될 전력 증폭기가 전력을 절감하는, 전력 증폭기 과도상태의 허용가능성을 제공함을 알아야 한다. 송신의 임의의 어떠한 RF 구성요소의 피드백도 요구되지 않는다.

Claims

수신된 직교 주파수 분할 다중, 즉 OFDM 신호의 이득 과도상태(gain transient;315)를 보상하는 방법에 있어서, 상기 방법은:

스칼라 이득 계수(scalar gain coefficient)를 결정하는 단계; 및

상기 스칼라 이득 계수를 이용하여 상기 이득 과도상태(315)를 보상하는 단계를 포함하는, 이득 과도상태 보상 방법.
제1항에 있어서,

상기 이득 과도상태(315)는 전력 증폭기 과도상태인, 이득 과도상태 보상 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 스칼라 이득 계수는 상기 OFDM 신호의 각각의 복수의 OFDM 심볼들 또는 각각의 OFDM 심볼들에 대한 각각의 상수 값들(constant values), 및 상기 OFDM 신호의 다른 복수의 OFDM 심볼들 또는 다른 OFDM 심볼들에 대한 변수로서 결정되는, 이득 과도상태 보상 방법.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스칼라 이득 계수는 파일롯 반송파 레벨들에 대해 평균화함으로써 결정되는, 이득 과도상태 보상 방법.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스칼라 이득 계수는 상기 이득 과도상태(315)의 모델의 사전에 결정된 파라미터들을 이용하여 결정되는, 이득 과도상태 보상 방법.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스칼라 이득 계수를 이용하여 상기 이득 과도상태(315)를 보상하는 상기 단계는 상기 스칼라 이득 계수에 의해 곱해진 이퀄라이제이션 탭들(equalisation taps)을 이용하여 상기 수신된 OFDM 신호를 이퀄라이징하는 단계를 포함하는, 이득 과도상태 보상 방법.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스칼라 이득 계수를 이용하여 상기 이득 과도상태(315)를 보상하는 상기 단계는 상기 스칼라 이득 계수의 역(inverse)에 의해 채널 추정을 곱하는 단계를 포함하는, 이득 과도상태 보상 방법.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스칼라 이득 계수를 이용하여 상기 이득 과도상태(315)를 보상하는 상기 단계는, 상기 스칼라 이득 계수에 의해, 디코더에 의해 이용된 메트릭스(metrics)를 가중하는 단계를 포함하는, 이득 과도상태 보상 방법.
직교 주파수 분할 다중, 즉 OFDM 통신 방법에 있어서,

이득 과도상태(315)를 포함하는 OFDM 신호를 송신하는 단계;

상기 이득 과도상태(315)를 포함하는 상기 OFDM 신호를 수신하는 단계; 및

제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 따른 방법을 이용하여 상기 이득 과도상태(315)를 보상하는 단계를 포함하는, OFDM 통신 방법.
제9항에 있어서, 상기 이득 과도상태(315)는 전력 증폭기 과도상태인, OFDM 통신 방법.
제9항 또는 제10항에 있어서, 상기 방법은, 수신된 신호 성능저하(degradation)의 허용가능한 정도가 열거된 통신 시스템(1)에서 실행되며, 상기 OFDM 신호가 수신될 때, 상기 보상 단계가 실행되지 않았다면, 상기 이득 과도상태(315)는 신호 성능저하의 상기 열거된 허용가능한 정도로 조절되는, OFDM 통신 방법.
제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서, 하이퍼랜/2(HIPERLAN/2) 통신 시스템에서 이용되도록 적응된, 방법.
제1항 내지 제12항 중 어느 한 항의 방법을 수행하기 위해 프로세서를 제어하기 위한 프로세서-실행가능 명령들을 저장하는 저장 매체.
제1항 내지 제8항 중 어느 한 항의 방법을 수행하기 위해 적응된 통신 유닛(2,4,6).
제14항에 있어서, 하이퍼랜/2 시스템에 대해 액세스 지점(2) 또는 이동 단말(4,6)의 형태인, 통신 유닛.
제9항 내지 제11항 중 어느 한 항의 방법을 수행하기 위해 적응된 통신 시스템.
제16항에 있어서, 상기 하이퍼랜/2 시스템 명세에 실질적으로 적합한, 통신 시스템.