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Die
Erfindung betrifft einen Verbindungsanpassungsprozess.
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Bei
bekannten Funkkommunikationssystemen wird die Information über das
Luft-Interface zwischen zwei Einheiten des Systems über die
physikalische Schicht entsprechend dem ISO-OSI-Modell übertragen.
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Abhängig von
den aktuellen Funkverbindungsbedingungen können mehrere physikalische
Schichtmoden ausgewählt
werden. Ein physikalischer Schichtmodus spezifiziert eine Codierrate
und die Modulationsbedingungen. Ein Verbindungsanpassungsprozess
ist für
das Auswählen
der physikalischen Schichtmoden (PHY-Moden) implementiert.
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Beispielsweise
ist ein derartiger Verbindungsanpassungsprozess in einem High Performance
Radio Local Area Network bzw. Lokalen-Hochleistungs-Funkdatennetzwerk
vom Typ 2 (HIPERLAN/2)-Standard notwendig. Im Folgenden wird der
HIPERLAN/2-Standard häufig
als ein Beispiel einer Grundstruktur benutzt, um den Kontext der
Erfindung zu beschreiben. Jedoch geht das Anwendungsfeld dieser
Erfindung über
die Grenzen des HIPERLAN/2-Standards hinaus und kann für jedes
Funkkommunikationssystem, welches einen Verbindungsadaptionsprozess
implementiert, in Betracht gezogen werden.
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Der
Hiperlan/2-Standard definiert PHYsical bzw. Physikalische (PHY)-
und Data Link Control- bzw. Datenverbindungssteuerungs-(DLC)-Schichten.
Der Verbindungsanpassungsprozess ist Teil der DLC-Schicht.
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Das
Luft-Interface basiert auf Zeit-Vielfachzugriff (TDMA) mit Time-Division-Duplex (TDD). Orthogonales
Frequenzmultiplexen (OFDM) wurde als Modulationsschema für H/2 aufgrund
seiner guten Leistungsfähigkeit
auf frequenzselektiven Fading- bzw. Schwundkanälen ausgewählt. BPSK (Binäres Phasenschiebeverschlüsseln),
QPSK (Quaternäres
Phasenschiebeverschlüsseln),
17QAM (16-Punkt-quadratische Amplitudenmodulation) und 64QAM (64-Punkt-quadratische
Amplitudenmodulation) (optional) sind die Subträger-Modulationsschemata, welche
unterstützt
werden.
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Der
Verbindungsadaptionsprozess wählt
die PHY-Moden durch Implementieren eines Kriteriums abhängig von
den Funkverbindungsbedingungen aus.
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Bei
den bekannten Verbindungsanpassungsprozessen betrachtet das Kriterium,
welches für
das Schalten zwischen den PHY-Moden implementiert ist, das Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR)
oder das Signalrauschen und das Interferenzverhältnis (SINR) als ein Eingabesignal.
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Die
PHY-Moden werden ausgewählt,
um eine akzeptable Bitfehlerrate (BER) oder Paketfehlerrate (PER)
zu erhalten, welche für
die Kommunikation notwendig ist, abhängig von der Art der Daten,
welche übertragen
werden.
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Die
Kriterien sind adaptiert, um einen PHY-Modus auszuwählen, welcher
in der Lage ist, eine geforderte BER-Leistungsfähigkeit zu erhalten, wobei
das aktuelle gemessene SNR oder SINR beachtet wird.
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Tatsächlich ist
das gemessene SINR ein mittleres SINR, da der Kanal ein sich zeitlich ändernder
Kanal ist. Außerdem
ist die Beziehung zwischen dem SINR und dem BER nicht einfach, da
sie auch sehr von dem Übertragungskanal
abhängig
ist.
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Ein
Weg, die SINR-Kriterium-Vorgehensweise zu implementieren, besteht
darin, das typische Szenario des "schlechtesten Falls" für
den Kanal zu betrachten.
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Die
Vorhersage des BER entsprechend dem gemessenen SINR führt nämlich zu
dem mittleren Ausbreitungskanal des "schlechtesten Falles", welcher als Referenz zu nutzen ist.
Die benutzten Schwellwerte, um die PHY-Moden auszuwählen, werden
entsprechend bestimmt.
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Jedoch
würde die
Information über
das SINR, kombiniert mit Information auf dem Kanalprofil, einen
in die Lage versetzen, genauer die BER-Leistungsfähigkeit zu bestimmen. Tatsächlich hängen die
BER- und PER-Leistungsfähigkeit
nicht nur von den SINR ab, sondern auch von den Charakteristika
des frequenzselektiven Schwundkanals.
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Eine
Lösung
dieses Problems wird in "Misunderstandings
about link adaptation for frequency selective fading channels", M. Lampe et al.,
PIMRC conference, September 2002, vorgeschlagen. Dieses Dokument schlägt einen
Verbindungsadaptionsprozess vor, welcher auf dem SINR mit Statistiken
auf dem Typ des Schwundkanals basiert.
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Das
in diesem Dokument erwähnte
Problem besteht darin, wie das PER oder BER vorherzusagen ist, wobei
SINR und Kanalstatistiken berücksichtigt
werden.
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Der
Typ der Kanalstatistiken, welche explizit erwähnt werden, ist die Schätzungsvarianz
des Absolutwertes der Kanalantwort in der Frequenzdomäne:
wobei ρ
i der
Kanalkoeffizient (Schwundkanalantwort in der Frequenzdomäne) des
I-ten Subträgers
des OFDM-Signals ist.
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Jedoch
sind die in diesem Artikel in 10 präsentierten
Ergebnisse nur für
den speziellen Kanal A des Hiperlan/2-Standards, und deshalb ist
es schwierig zu verstehen, wie dieses Kriterium effektiv benutzt
werden kann, um unabhängig
von der A-piori-Kenntnis des Schwundkanals zu sein.
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Der
Artikel "Channel
Quality Estimation and Rate Adaptation for Cellular Mobile Radio" von K. Balachandran,
IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Band 7, stellt
ein Verfahren für
das Verbindungsanpassen dar, wobei die Erkenntnis über die
momentane Kanalübertragungsfunktion
ausgewertet wird.
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Das
Ziel der Erfindung besteht darin, einen Verbindungsadaptionsprozess
zu liefern, welcher leicht berechnet werden kann und welcher die
Kanalprofileigenschaften nutzt, ohne von der A-priori-Kenntnis des Schwundkanals
abhängig
zu sein.
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Entsprechend
ist der Gegenstand der Erfindung ein Prozess entsprechend Anspruch
1.
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Die
Verbindung einer spezifischen metrischen Error Vector Magnitude
bzw. Fehlervektorgröße oder, präziser ausgedrückt, ihrer
inversen Receive Modulation Accuracy bzw. Empfangsmodulationsgenauigkeit (RMA),
repräsentativ
für Schwundkanalstatistik,
mit einem System, welches einen Satz von unterschiedlichen Modulationen
und/oder Codierraten, den so genannten PHY-Moden, anwendet, welche es gestatten,
eine Verbindungsadaptionstechnik abzuleiten, welche keine A-priori-Kenntnis
oder Hypothese auf dem Kanal erfordert.
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Bei
speziellen Implementierungen beinhaltet der Prozess einige Merkmale
von Unteransprüchen.
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Die
Erfindung betrifft auch ein Funkkommunikationssystem und einen Empfänger nach
den Ansprüchen
18 und 19.
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Die
Erfindung wird besser über
das Lesen der folgenden Beschreibung verstanden, welche nämlich als
Beispiel gegeben wird und wobei auf die Zeichnungen Bezug genommen
wird, in welchen:
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1 eine
zeichnerische Ansicht eines Kommunikationssystems ist;
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2 ein
Flussdiagramm des Verbindungsadaptionsprozesses entsprechend der
Erfindung ist;
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3 ein
Graph einer Konstellation ist, welcher nur einen Punkt besitzt,
wobei eine erste Ausführungsform
der Erfindung erklärt
wird;
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4 und 5 Graphen
sind, welche die Konstellation nach dem Entzerren für zwei PHY-Moden (64-QAM
und BPSK) zeigen;
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6 ein
Graph ist, welcher das BER in Abhängigkeit von RMA (Empfangsmodulationsgenauigkeit) für den Modus
7 (64-QAM, R = 3/4) für
einige Schwundkanäle
zeigt, welche in Hiperlan/2 definiert sind;
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7 ein
Graph ist, welcher den Durchsatz in Abhängigkeit von RMA für einen
Kanal des "schlechtesten
Falles" zeigt;
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8 ein
Graph ist, welcher das BER in Abhängigkeit von SINR für den Modus
7 (64-QAM, R = 3/4) für
mehrere Schwundkanäle
zeigt, welche in Hiperlan/2 definiert sind;
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9 eine
Funktionsansicht eines Empfängers
ist, welcher für
den Implementierprozess entsprechend der Erfindung adaptiert ist;
und
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10 ein
schematischer Graph einer Konstellation ist, welche nur einen Punkt
besitzt, wobei eine zweite Ausführungsform
der Erfindung erklärt
wird.
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1 zeigt
ein zelluläres
System 10, welches benachbarte Funkzellen 12 besitzt.
Jede Funkzelle 12 wird durch einen zentralen Zugriffspunkt
(AP), bezeichnet mit 14, gesteuert. Der Zugriffspunkt deckt
eine bestimmte geographische Fläche
ab und ist an einem Kernnetzwerk 16 angebracht.
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Mobile
Endgeräte
(MT), bezeichnet mit 18, kommunizieren mit anderen mobilen
Endgeräten 18 über das
Kernnetzwerk 16 über
den Zugriffspunkt, welcher mit der Zelle 12 verbunden ist,
in der das mobile Endgerät
platziert ist.
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Der
Zugriff auf das Medium und die Zuordnung von Funkressourcen zu mobilen
Endgeräten 18 werden
durch den damit verbundenen Zugriffspunkt 14 gesteuert.
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Wie
vorher erwähnt,
kann von dem System angenommen werden, dass es entsprechend dem
Hyperlan/2-Standard nur ein Beispiel ist, um die Erfindung zu erläutern. Tatsächlich geht
der Umfang der Erfindung über
die Grenzen des HiperaLAN/2-Standards hinaus, ebenso wie andere ähnliche
Standards, wie das nordamerikanische IEEE802 und das japanische
HisWANa.
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Der
Hiperlan/2-Standard ist in ETSI 101 475 V1.2.1A (2000-04), "Broadband Radio Access
Networks (BRAN)";
HIPERLAN Typ 2; Physikalische (PHY)-Schicht, April 2000, definiert.
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Die Übertragung
zwischen einem Zugriffspunkt 14 und den mobilen Endgeräten 18 nutzt
dynamischen Zeit-Multiplexzugriff (TDMA) mit Time-Division Duplex
(TDD). Orthogonales Frequenzmultiplexen (OFDM) wurde als Modulationsschema
für Hiperlan/2
ausgewählt.
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Die
Ressourcen-Zuordnung ist in den Zugriffspunkten 14 zentralisiert.
Folglich sollte die Ressource vor der aktuellen Übertragung ihrer Protokolldateneinheiten
(PDU) durch mobile Endgeräte,
welche über
die Aufwärtsverbindungsphase
senden, angefordert werden. Ein spezieller Typ von Signal/Steuernachricht,
eine Ressourcen-Anforderung (RR), verkapselt in einer kurzen PDU
(SCH-PDU), wird für
diesen Zweck benutzt.
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Für das Zuordnen
von Ressourcen für
den Zugriff empfängt
Punkt 14 Information von den mobilen Endgeräten in der
zugeordneten Funkzelle.
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Die
Einheit, welche über
die physikalische Schicht von Hiperlan/2 zu übertragen ist, sind Bursts
bzw. Datenbündel
variabler Länge.
Wegen des leichten Umgangs und um Overhead zu reduzieren, sind MAC PDU-Züge exakt
auf physikalischen Bursts angeordnet. Jeder Burst besteht aus einer
Präambel,
gefolgt von einem Nutzinformationsteil, welcher die Daten aufweist.
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Entsprechend
dem Hiperlan/2-Standard liefert die physikalische Schicht mehrere
physikalische Schichtmoden (PHY-Moden) entsprechend unterschiedlichen
Codierraten und Modulationskombinationen. Mehrere Subträger-Modulationsschemata
sind implementiert, abhängig
von den physikalischen Schichtmoden.
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Die
folgende Tabelle führt
die möglichen
physikalischen Moden auf. TABELLE
1
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Grundsätzlich ist
die Anzahl von ODFM-Symbolen, welche zum Codieren eines PDU notwendig
sind, proportional zur Robustheit der Modulation. Ein OFDM-Symbol
besitzt eine feste Dauer von 4 μs.
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Aufgrund
der Vielfalt von PHY-Moden implementiert der Zugriffspunkt einen
Verbindungsadaptionsprozess zum Auswählen der PHY-Moden, abhängig von
den Funkverbindungsbedingungen.
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Jede
Verbindung und ihre Richtung (aufwärts gerichtet oder abwärts gerichtet)
kann einen speziellen Modus nutzen, welcher von einem Rahmen zu
dem nächsten
variieren kann.
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Der
Verbindungsadaptionsprozess weist die Schritte auf: Evaluieren der
aktuellen Funkverbindungsbedingungen und Schalten von einem aktuellen
physikalischen Schichtmodus zu einem anderen physikalischen Schichtmodus,
indem ein Kriterium angelegt wird, abhängig von den evaluierten aktuellen
Funkverbindungsbedingungen. Der Evaluationsschritt der aktuellen
Funkverbindungsbedingungen weist das Berechnen einer Fehlervektorgröße (EVM)
für wenigstens
einen Teil der empfangenen Nachricht auf, wobei die Fehlervektorgröße (EVM)
als die Erwartung des quadratischen Fehlers für eine vorher festgelegte Anzahl
von Symbolen zwischen demodulierten empfangenen Symbolwerten und
idealen Symbolwerten definiert ist. Das Kriterium ist wenigstens
teilweise abhängig
von der Fehlervektorgröße (EVM)
und in der Praxis von ihrer Inversen der Empfangsmodulationsgenauigkeit,
RMA = 1/EVM.
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2 zeigt
ein Flussdiagramm des Algorithmus des Verbindungsadaptionsprozesses
entsprechend der Erfindung.
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Die
folgende Beschreibung wird für
das OFDM-Modulationsschema gegeben, wie es in Hiperlan/2 implementiert
ist, jedoch für
jegliche Modulation anwendbar ist.
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Die
Hauptschritte, welche in 2 dargestellt sind, werden für jede periodische
Messung ausgeführt, so
dass ein zyklischer Prozess erreicht wird, wie er durch die Schleife 50 angezeigt
wird.
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Entsprechend
diesem Prozess wird im ersten Schritt 52 eine Fehlervektorgröße (EVM)
für jede
Beobachtung berechnet. Jedes beobachtete Symbol entspricht einer
komplexen Zahl (I, Q), welche als ein Punkt A in einem Diagramm
wie bei 3 gezeigt wird.
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Der
quadratische Fehler zwischen einer vorher festgelegten Zahl von
Symbolen zwischen demodulierten empfangenen Symbolwerten und idealen
Symbolwerten ist entsprechend der folgenden Formel definiert: Δ2(t,f,s) = (I(t,f,s) – I0(t,f,s))2 + (Q(t,f,s,) – Q0(t,f,s))2 wobei:
Δ2(t,f,s)
der quadratische Fehler für
eine Beobachtung abhängig
von der Zeit (t), der Frequenz (f) und dem Raum (s) ist.
(I0(t,f,s),Q0(t,f,s))
ist der ideale (Referenz-)Punkt A0 für die Zeit
(t), Frequenz (f) und den Raum (s).
(I(t,f,s),Q(t,f,s)) ist
der beobachtete Punkt A zur Zeit (t), der Frequenz (f) und dem Raum
(s).
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Dieser
quadratische Fehler, welcher aus der Beobachtung erhalten wird,
wird gemittelt und durch die Signalleistung normiert, um einen stabilen
und akkurateren Wert für
die EVM zu erhalten, welche der Erwartungswert des quadratischen
Fehlers ist: EVM = E[Δ2(t,f,s)]wobei
E[X] den Erwartungswert der X-Variablen beschreibt.
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Die
Normierung durch die Signalleistung kann auf mehreren Wegen gehandhabt
werden.
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Nämlich entsprechend
einer ersten Version der Normierung durch die Leistung. Jede Beobachtung wird
durch Leistung p(t,f,s) zu der Zeit (t), der Frequenz (f) und dem
Raum (s) normiert, dann wird der globale Erwartungswert abgeleitet:
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Entsprechend
der zweiten Version der Normierung durch die Leistung wird der Erwartungswert
der Beobachtungen durch den Erwartungswert der Leistung normiert:
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Diese
zweite Version hat den Vorteil, stabiler zu sein, da sie die Fluktuationen
der Leistungsschätzungen
reduziert.
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Falls
der Empfänger
eine Automatic Gain Control bzw. Automatische Verstärkungssteuerung
(AGC) bei dem empfangenen Signal beinhaltet, wird im Prinzip die
Durchschnittsleistung gleich 1 sein und könnte dann in der Berechnung
weggelassen werden.
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Der
Erwartungswert des quadratischen Fehlers (bzw. der empfangenen Leistung)
kann durch das Mitteln über
alle Beobachtungen in der Zeit (t), der Frequenz (f) und dem Raum
(s) wie folgt approximiert werden:
wobei N(t,f,s) die Anzahl
der Beobachtungen über
die Zeit (t), die Frequenz (f) und den Raum (s) ist.
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Aus
der EVM wird der Empfangsmodulationsgenauigkeit (RMA) erhalten:
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In
der Praxis werden diese Statistiken in dB berechnet: MERdB = 10Log(MER) RMAdB = 10Log(RMA)
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Als
ein Beispiel kann die EVM-Berechnung in dem speziellen Fall des
Hiperlan/2 entsprechend der folgenden Formel abgeleitet werden (wobei
die zweite Version der Normierung durch die Leistung berücksichtigt ist):
wobei:
- Nf
- die Anzahl von 2-ms-Dauer-Rahmen
für die
Messung ist;
- Np
- die Länge des
Paketes in dem Rahmen ist, in der Zahl von OFDM-Symbolen;
- Ns
- die Anzahl der Elemente
ist, welche im Raum in dem Empfänger
verbreitet sind (z.B. Ns = 2, wenn 2-Diversity-Antennen
auf der Empfangsseite benutzt werden);
- Kf
- die Anzahl von Subträgerfrequenzen
ist (52 für
Hiperlan/2);
- P0
- die Durchschnittsleistung
des Signals ist und in diesem Fall genähert werden kann durch: wobei ρ2(t1,t2,f) der Kanalschätzkoeffizient
auf dem Subträger
f, im OFDM-Symbol
t2 und im Rahmen t1 ist.
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Es
gibt hier keine Variation der Beobachtungen in der Raumdomäne (s),
obwohl zwei Diversity-Empfangsantennen manchmal beteiligt sind (s
= 1,2).
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Eine
zweite Version der EVM kann abgeleitet werden, indem die erste Version
der Normierung durch die Leistung durch die folgende Formel berücksichtigt
wird:
wobei
P
0 die Durchschnittsleistung des Signals
innerhalb eines OFDM-Symbols
ist und in diesem Fall approximiert werden kann durch:
wobei ρ
2(t
1,t
2,f) der Kanalabschätzwertkoeffizient
beim Subträger
f, im OFDM-Symbol t
2, im Rahmen t
1 ist, wobei aber t
1 und
t
2 feste Größen sind.
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Diese
letzte spezielle Ausführungsform
wurde benutzt, um die Kurven der 6 und 7 zu
bestimmen.
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Ein
Beispiel der Berechnung der EVM innerhalb eines Empfängers wird
später
dargestellt.
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Die
Definition und Berechnung der EVM (bzw. der RMA) selbst ist vom
Stand der Technik her bekannt und ist demzufolge nicht Gegenstand
der Erfin dung. Beispielsweise ist eine derartige EVM in Testvorrichtungen,
wie dem Vektorsignal-Analyser von Agilent der Serie 93000 SoC, implementiert.
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Wie
in 3 gezeigt wird, ist die EVM von der Entfernung
zwischen einem erhaltenen Punkt A und einem idealen Punkt Ao abhängig.
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In 4 ist
ein Beispiel einer Konstellation eines Burst, welcher nach dem Entzerren
für eine 64-QAM-(64-Punkte-quadratischen
Amplitudenmodulation-)Modulation gezeigt wird.
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Ein
Beispiel der Konstellation, welche nach dem Entzerren für einen
Burst erhalten wird, wird in 5 für eine BPSK-(Binäre Phasenverschiebeverschlüsselungs-)Modulation
gezeigt.
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Bei
derartigen Konstellationen werden die Punkte größer, wenn sowohl Schwundkanal
und/oder Rauschkanal Einfluss nehmen.
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Demnach
wird grundsätzlich,
wenn die Punkte größer werden,
die Fehlervektorgröße (EVM)
größer und
die Empfangsmodulationsgenauigkeit (RMA) kleiner.
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Im
Schritt 54 wird ein neuer PHY-Modus in einer Auswahltabelle
entsprechend dem berechneten RMA gewählt. Die Übertragung wird von dem aktuellen
physikalischen Schichtmodus zu dem neuen gewählten physikalischen Schichtmodus
im Schritt 56 geschaltet.
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Die
Auswahltabelle ist zuvor im Schritt 58 definiert und gespeichert.
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Ein
Beispiel einer derartigen Auswahltabelle wird hier nachfolgend gegeben: TABELLE
2
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Diese
Tabelle definiert mehrere Schwellwerte für den RMA. Die PHY-Moden werden
basierend auf diesen Schwellwerten ausgewählt.
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Diese
Tabelle wird im Schritt 58 erhalten, indem zuerst die Bitfehlerrate
(BER) als Funktion der RMA für
mehrere Kanäle
betrachtet wird, wie sie im Hiperlan/2-Standard definiert ist.
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Dieses
Diagramm wird in 6 für den Modus 7 (64-QAM, R =
3/4) für
die Schwundkanäle
A, C, D und E gezeigt, wie im Hiperlan/2-Standard definiert, und
für den
AWGN-Kanal. Jede Kurve entspricht einem unterschiedlichen Kanal.
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Ein
Ausbreitungskanal für
den "schlechtesten
Fall" wird basierend
auf diesen Kurven definiert. Er entspricht dem Kanal, welcher das
schlechteste BER für
ein gegebenes RMA besitzt.
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Betrachtet
man diesen Ausbreitungskanal für
den "schlechtesten
Fall", wird der
Durchsatz als Funktion des RMA aufgezeichnet, wie dies in 7 gezeigt
wird.
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Der
Durchsatz ist als die Bitrate definiert, welche auf der obersten
MAC-(Mittelzugriffssteuerungs-)Schicht
erhalten wird, wobei die Redundanz der Rückübertragungen berücksichtigt
wird, um Pakete ohne Fehler zu erhalten.
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Der
ausgewählte
PHY-Modus in Tabelle 2 wird definiert, um den höchsten Durchsatz für jedes
RMA zu erhalten.
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Wie
in 2 gezeigt wird, wird für jede Messung beim Schritt 54 eine
Auswahl eines PHY-Modus durchgeführt,
basierend auf dem beim Schritt 52 berechneten RMA, wobei
die Auswahltabelle berücksichtigt wird,
welche zuvor im Schritt 58 definiert und gespeichert wurde.
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Wie
an sich bekannt ist, wird der PHY-Modus individuell für jede DLC-Nutzerverbindung
gewählt.
Damit kann jeder Nutzer simultan mehrere Verbindungen mit unterschiedlichen
PHY-Moden unterhalten.
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8 zeigt
die Bitfehlerrate (BER) als Funktion der SINR für den Modus 7 (64-QAM, R =
3/4), wie dies dem Stand der Technik nach betrachtet wird. Wir können sehen,
dass es eine große
Abweichung in dB zwischen dem AWGN-Kanal und den Schwundkanälen A, C,
D und E gibt. In der Tat gibt es z.B. einen Unterschied von 5 dB
(bei BER = 10–2)
zu 10 dB (bei BER = 10–3) (abhängig von
dem BER-Pegel) zwischen dem AWGN- und dem A-Kanal.
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Wie
zuvor erklärt,
wenn für
das Szenario des "schlechtesten
Falls" zur Definition
der Schwellwerte des PHY-Modenauswahlprozesses, d.h. im vorliegenden
Fall der A-Kanal, betrachtet wird (der Kanal E ist schlechter, jedoch
nicht realistisch), kann ein Verlust von 5 ~ 10 dB zwischen dem
schlechtesten Fall und dem besten Fall (AWGN-Kanal) erwartet werden.
Ein derartiger Verlust führt
zu einem großen
Verlust an Durchsatz, wie vorher erklärt. Folglich führt der
herkömmliche
PHY-Moden-Auswahlprozess zu einer weniger optimalen Qualität bezüglich des
Durchsatzes.
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Auf
der anderen Seite zeigt 6, dass die Abweichung in dB
zwischen dem AWGN-Kanal und den Schwundkanälen A, C, D und E sehr stark
reduziert wird. In der Tat gibt es nur 1 dB (bei BER = 10–2)
bis 2 ~ 3 dB (bei BER = 10–3) Unterschied (abhängig von
dem BER-Pegel) zwischen dem AWGN- und dem A-Kanal.
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In
dieser Situation würde
das Szenario des "schlechtesten
Falls" für die Definition
des Schwellwertes des PHY-Modenauswahlprozesses zu einem Verlust
von 1 ~ 3 dB zwischen dem schlechtesten Fall und dem besten Fall
führen,
was von daher die Durchsatzleistungsfähigkeit verglichen mit dem
Fall der SINR-Kriterien verbessert.
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Als
Schluss daraus kann das RMA als ein "Äquivalent-AWGN-SINR" angesehen werden,
präziser
ausgedrückt,
das Äquivalent
SINR, welches erforderlich wäre,
eine ähnliche
Bitfehlerrate wie bei einem AWGN-Kanal zu erhalten.
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Deshalb
ermöglicht
das RMA, bis zu einem gewissen Grad natürlich, die Konvergenz des BER
auf allen Übertragungskanälen. Mit
anderen Worten, es ist möglich,
die Bitfehlerrate (BER und auch PER) von der RMA besser vorherzusagen,
was der Zweck des Verbindungs-Adaptionsprozesses ist.
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Die
Berechnung der RMA wird in der Empfangseinrichtung berechnet (jeder
gewöhnliche
Receiver eines Funkkommunikationssystems ist kompatibel).
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Ein
derartiger Receiver 200 wird in 9 gezeigt.
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Er
beinhaltet ein RF für
die analoge Grundbandwandlungsstufe 202, eine Empfangsleistungssteuerungsstufe 204,
eine Grundband-Analog-zu-Digital-Wandlungsstufe 206,
eine Präambel-Detektierstufe 208 (wenn
Präambeln
eingefügt
werden), eine Zeit- und Frequenzsynchronisation und eine Kanalschätzstufe 210, eine
Entzerrstufe 212, eine Rückumsetzungsstufe 214,
eine Entschachtelungsstufe 216 (falls notwendig) und eine
Decodierstufe 218.
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Die
Berechnung der RMA wird durch eine RMA-Berechnungsstufe 220 an
den Daten durchgeführt, welche
von der Entzerrungsstufe 212 ausgegeben werden, und vor
der Rückumsetzungsstufe 214.
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Entsprechend
einer ersten Ausführungsform
der Erfindung wird die RMA für
jeden Burst durchgeführt, indem
die Präambelstruktur
benutzt wird, welche jedem Daten-Burst vorausgeht.
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Die
Präambel
ist eine bekannte Reihenfolge, und deshalb ist es leicht, die beobachtete
Reihenfolge mit der idealen Reihenfolge zu vergleichen, wie dies
in der Gleichung der empfangenen Modulationsgenauigkeit beschrieben
wird.
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In
diesem Fall gilt:
- Nf
- ist die Anzahl der
Rahmen für
die Messung (z.B. Nf = 20 Rahmen lässt eine
gute Mittelwertbildung zu).
- Np
- ist die Anzahl der
Symbole, aus welchen die Präambel
für jeden
Burst besteht (z.B. 2 OFDM-Symbole in dem Fall von Hiperlan2-Präambeln).
- Kc
- ist die Anzahl von
Frequenzen, aus denen die Präambel
besteht (z.B. 52 Subträger
in dem Fall von Hiperlan2-Präambeln).
- Ns
- ist die Anzahl der
Raumdiversität,
aus welchen die Präambel
besteht (z.B. 1 oder 2 im Falle von Hiperlan2-Präambeln).
- P0
- ist die durchschnittliche
Leistung der Konstellation (gewöhnlich
ist P0 = 1, wenn eine Empfangs- oder Übertragungsleistungssteuerung
angewendet wird).
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Mit
anderen Worten ist in der Gleichung unten (I0(t,f,s),Q0(t,f,s)) bekannt und in dem Empfänger gespeichert: Δ2(t,f,s) = (I(t,f,s) – I0(t,f,s))2 + (Q(t,f,s,) – Q0(t,f,s))2
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RMA über alle
Beobachtungen:
mit N(t,f,s) = N
f·N
p·K
c·N
s (Gesamtanzahl der Beobachtungen) und
(durchschnittliche Leistung
der Beobachtungen).
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Deshalb
kann bei jeder Mittelwert-bildenden Periode (deren Länge von
Nf und Np abhängig ist)
die Verbindungsanpassung durchgeführt werden, indem die RMA-Kriterien
genutzt werden.
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Entsprechend
einer zweiten Ausführungsform
der Erfindung wird RMA durch Berechnen des Nutzinformationteils
der Bursts berechnet.
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In
diesem Fall wird (I0(t,f,s),Q0(t,f,s))
aus einer Entscheidung über
(I(t,f,s,),Q(t,f,s)) erhalten, dem beobachteten Punkt nach der Entzerrung.
Eine derartige Berechnung ist komplexer, da sie erfordert, eine
Entscheidung bezüglich
unbekannter Nutzinformationssymbole vor dem Berechnen der RMA zu
treffen. Eine Entscheidung durchzuführen erfordert, den nächsten idealen
Punkt von dem empfangenen Punkt zu bestimmen:
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Wie
in 10 gezeigt wird, kann ein empfangener Punkt mit
mehreren nahen Punkten als Idealpunkt 1 oder Idealpunkt 2 verbunden
werden.
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Beispielsweise
ist der gewählte
ideale Punkt als der Punkt definiert, welcher mit dem empfangenen Punkt
eine kürzere
Länge entsprechend
einer bekannten Metrik definiert.
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Beispielsweise
ist die Metrik definiert als: Δ2(t,f,s)
= (I(t,f,s) – I0(t,f,s))2 + (Q(t,f,s,) – Q0(t,f,s))2
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Deshalb
erfordert eine derartige Prozedur mehr rechnerische Komplexität und sollte
nur wenn nötig benutzt
werden.
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Mit
anderen Worten, in dem Fall:
(I0(t,f,s),Q0(t,f,s)) = (Î(t,f,s),Q ^(t,f,s)), wobei das
Zeichen x ^k eine Abschätzung von
xk bedeutet.
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Eine
weiter entwickelte Berechnung der RMA wird durch Nutzen der Pilots
durchgeführt,
welche möglicherweise
in dem Nutzinformationsteil der Nachricht enthalten sind.
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Tatsächlich enthält jedes
Daten-OFDM-Symbol, wie z.B. durch den Hiperlan/2-Standard definiert,
Daten in Datenträgern
und Referenzinformation in Pilot-Trägern. Damit enthält jedes
Nutzinformationssymbol 4 Pilots, welche als Abtastwerte bezeichnet
werden. Deshalb ist auch möglich,
diese 4 Pilots zu benutzen, um die Berechnung der RMA zu verfeinern.
Die Pilot-Werte sind bekannt, und deshalb können wir die beobachtete Reihenfolge
mit der idealen Reihenfolge vergleichen, wie in dem Präambelteil.
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Um
schnelle Veränderungen
der RMA-Berechnung zu begrenzen, welche zu einem gewissen "Ping-Pong"-Effekt führen können, ist
es ratsam, die Berechnung über
mehrere Bursts oder Rahmen zu mitteln.
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Für den abwärts gerichteten
Verbindungskanal berechnet jedes mobile Endgerät die RMA an jeder Art von
Abwärtsstrecken-Burst,
den es empfängt.
Das mobile Endgerät
kann auch die Rundfunkkanal-(BCH-) und Rahmenkanal-(FCH-)Daten nutzen
(auch der Langverkehrskanal LCH in Hiperlan2 genannt). Demnach wird das
Mittelwertbilden auf zahlreichen Bursts durchgeführt, welche auf einem Rahmen
empfangen werden, und kann auch über
eine Mittelwertbildung auf einem Rahmen auf der Basis des Rahmens
kombiniert werden.
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Für den Aufwärtsverkehrkanal
ist es notwendig, für
den Zugriffspunkt die RMA getrennt von jeder Verbindung zu berechnen,
d.h. für
jedes mobile Endgerät,
da der Pegel und die Qualität
der empfangenen Bursts von jedem mobilen Endgerät abhängt. Das Durchschnittbilden
soll getrennt durchgeführt
werden. Der Wert der RMA, welcher mit jedem mobilen Endgerät verbunden
ist (ähnlich
dem Pegel von ABC und dem präzisen
Zeitablauf), wird gespeichert und kann für den nächsten Rahmen für eine Mittelwertbildung
wiedergewonnnen werden.
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Es
muss auch festgestellt werden, dass im Prinzip (ähnlich wie in Hiperlan2) der
Zugriffspunkt der Master ist und entsprechend seinem Zeiteinteilungsmechanismus über das
Ergebnis der Verbindungsanpassung entscheidet,, d.h. über den
PHY-Modus, welcher anzuwenden ist. Deshalb sollte als Folge jegliche RMA-Information,
welche durch das Mobilendgerät
auf der Abwärtsstrecke
berechnet wird, über
die Aufwärtsverbindung
zu dem Zugriffspunkt zurückgesendet
werden. Diese Vorgehensweise ist identisch zu der für den SINR-Parameter,
welcher bei der Abwärtsverbindung
durch das mobile Endgerät
gemessen wurde.
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Die
einfachste Vorgehensweise besteht darin, die Berechnung der SINR
zu vermeiden und nur ein RMA-Kriterium zu implementieren, d.h. ein
Verbindungsanpassungskriterium, welches nur von der RMA abhängt.
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In
einer speziellen Ausführungsform
der Erfindung ist die Kombination der RMA-Kriterien und der SINR-
oder SNR-Kriterien für
die Verbindungsanpassung implementiert.
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In
der Praxis können
die SINR-Kriterien in 70–95%
der Zeit benutzt werden, besonders wenn eine niedrige SINR beobachtet
wird.
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Wenn
jedoch die SINR hoch ist, kann es klug sein, die RMA danach zu prüfen, um
zu bestimmen, ob der Übertragungskanal
nicht gestört
ist.
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Deshalb
ist eine erste einfache Vorgehensweise folgende:
- 1 – Prüfen des
Pegels von SINR;
- 2 – falls
SINR unterhalb eines gegebenen Schwellwerts ist, sofort Treffen
einer Entscheidung über
eine Verbindungsanpassung; und
- 3 – falls
die SINR oberhalb eines gegebenen Schwellwerts ist, dann Überprüfen der
RMA und eine Entscheidung über
eine Verbindungsanpassung treffen.
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Eine
zweite einfache Vorgehensweise besteht darin:
- 1 – Prüfen des
Pegels von RMA;
- 2 – falls
RMA unterhalb eines gegebenen Schwellwerts ist, sofort Treffen einer
Entscheidung für
eine Verbindungsanpassung.
- 3 – falls
die RMA oberhalb eines gegebenen Schwellwerts ist, Prüfen der
SINR und Treffen einer Entscheidung über eine Verbindungsanpassung.
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Das
Verfahren entsprechend der Erfindung hat die folgenden Vorteile.
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Die
RMA ist sehr einfach zu implementieren.
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Sie
ist ein Kriterium, welches sehr repräsentativ für die Qualität des Übertragungskanals
ist, sie kombiniert die Eigenschaften sowohl des SINR als auch des
Kanalprofils. Sie kann als eine "Äquivalent-AWGN-SINR" bezeichnet werden,
um die BER- oder PER-Qualität
der Übertragung
vorherzusagen.
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Der
Gewinn durch Nutzen dieses Kriteriums ist offenkundig, wenn man
das gewöhnlich
vorliegende Szenario des "schlechtesten
Falls" betrachtet,
da die Abweichung der BER-Leistungsfähigkeit bezüglich der RMA stark reduziert
wird, verglichen mit dem Fall von SINR. Von daher kann der gesamte
Durchsatz verbessert werden.
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Eine
weitere Verbesserung beruht auf der Kombination der RMA mit dem
SINR.
wobei ρ2(t1,t2,f) der Kanalabschätzwertkoeffizient beim Subträger f, im OFDM-Symbol t2, im Rahmen t1 ist, wobei aber t1 und t2 feste Größen sind.
(durchschnittliche Leistung der Beobachtungen).
