DE60311224T2

DE60311224T2 - Datenübertragungsratenanpassung in einem drahtlosen Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE60311224T2
Application number: DE60311224T
Authority: DE
Inventors: Jan Boer; Bas Driesen; Ra'anan Gil; Kai Roland Kriedte
Original assignee: Agere Systems LLC
Current assignee: Agere Systems LLC
Priority date: 2002-11-27
Filing date: 2003-07-02
Publication date: 2007-11-08
Anticipated expiration: 2023-07-03
Also published as: US20040101035A1; DE60311224D1; US8615033B2; EP1424802A3; JP2004180319A; US7499486B2; EP1424802A2; EP1424802B1; JP4982029B2; US20090129451A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Kommunikationssysteme und insbesondere auf das Steuern einer Datenübertragungsrate in einem drahtlosen Kommunikationssystem.
In einem herkömmlichen drahtlosen Kommunikationssystem, das ein Paar Sender-Empfänger aufweist, die über einen drahtlosen Kommunikationskanal miteinander kommunizieren, sind typischerweise eine Anzahl von verschiedenen Datenübertragungsraten verfügbar, mit denen Daten übertragen werden. Allgemein ist das System, je höher die Datenrate ist, desto anfälliger für Fehler. Unter bestimmten Umständen ist es notwendig, das System je nach Umweltbedingungen an höhere oder niedrigere Datenübertragungsraten anzupassen. Zum Beispiel können Rauschen auf dem Kommunikationskanal, Sender-Empfänger-Beeinträchtigungen usw. den Betrieb des Systems mit einer niedrigeren Datenübertragungsrate erforderlich machen.
Der 802.11-Standard des ,Institute of Electrical and Electroniccs Engineers' (IEEE) behandelt Medienzugriffssteuerung über ein drahtloses lokales Netzwerk (WLAN). Der IEEE-802.11-Standard ist in dem Dokument IEEE Std. 802.11 mit dem Titel Supplement to IEEE Standard for Information Technology – Telecommunications und Information Exchange Between Systems – Local Metropolitan Area Networks – Specific Requirements – Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications, Ausgabe 1999, dargelegt. Zusätzliche Erweiterungen, die sich auf den 802.11-Standard beziehen, umfassen den IEEE Std. 802.11a mit dem Titel High Speed Physical Layer in the 5 GHz Band, Feb 2000, und den IEEE Std. 802.11g mit dem Titel Further Higher Data Rate Extension in the 2.4 GHz Band, Sept 2000. Ratenanpassung in einem drahtlosen Kommunikationssystem, das gemäß dem 802.11-Standard arbeitet, findet im Allgemeinen in dem Sender auf der MAC-Ebene statt. Bekannte Rateanpasstechniken beruhen typischerweise auf Information, die durch Bestätigungsnachrichten erlangt wird, die nach jedem korrekt gesendeten Datenpaket empfangen werden.
Eine Bestätigungsnachricht weist auf ein korrekt empfangenes Paket hin, während die Abwesenheit einer Bestätigungsnachricht allgemein als ein Fehler interpretiert wird. Eine Bestimmung, ob die Datenrate in dem Sender geändert werden soll, kann als Antwort auf die Anzahl von aufeinanderfolgenden empfangenen Bestätigungen ausgeführt werden. Nach einer gewissen Anzahl von korrekt empfangenen Datenpaketen versucht der Sender typischerweise, auf eine höhere Datenübertragungsrate umzuschalten. Auf ähnliche Weise versucht der Sender nach einer gewissen Anzahl von aufeinanderfolgenden Fehlern, auf eine niedrigere Datenübertragung umzuschalten. Diese auf empfangenen Bestätigungen basierende herkömmliche Ratenänderungsmethodik hat den Vorteil der Einfachheit. Jedoch passt sie die Datenübertragungsrate des Senders oft an einen Wert an, der entweder zu hoch oder zu niedrig ist, wodurch der Durchsatz des Systems unerwünscht beeinflusst wird. Zum Beispiel führt die Änderung zu einer niedrigen Datenrate, wenn tatsächlich eine höhere Rate von dem System unterstützt werden kann, zu einer bedeutsamen Durchsatzverschlechterung. Dasselbe gilt bei der Änderung zu einer Datenrate, die höher ist als das System unterstützen kann, was zu einer hohen Paketfehlerrate (PER), Bit-Fehlerrate (BER) oder Rahmenfehlerrate (FER) führen kann.
WO 02/067478 richtet sich auf ein mobiles Kommunikationssystem, das ein Mehrfachträger-CDMA-Verfahren, eine Mehrfachträger-CDMA-Sendevorrichtung und eine Mehrfachträger-Empfangsvorrichtung verwendet. Die Sende- und Empfangsvorrichtung werden in einer Übertragungsleitung mit frequenzselektivem Fading verwendet.
Es besteht deshalb ein Bedarf an einer verbesserten Ratenumschalttechnik für das Steuern der Datenübertragungsrate in einem drahtlosen Kommunikationssystem, das die oben erwähnten Probleme angeht, die in herkömmlichen drahtlosen Kommunikationssystemen auftreten.
Die vorliegende Erfindung sieht Techniken für das vorteilhafte Anpassen einer Datenübertragungsrate eines drahtlosen Kommunikationssystems an variierende Bedingungen in dem System vor. Solche variierenden Bedingungen können zum Beispiel Beeinträchtigungen in einem dem System zugeordneten drahtlosen Kommunikationskanal, Beeinträchtigungen in einem Sender-Empfänger, der über den drahtlosen Kommunikationskanal kommuniziert, usw. umfassen. Gemäß der Erfindung basiert eine Entscheidung darüber, ob die Datenübertragungsrate des drahtlosen Systems geändert werden soll oder nicht, wenigstens teilweise auf einer Schätzung der Signalverschlechterung durch den drahtlosen Kommunikationskanal.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist ein Verfahren nach Anspruch 1 vorgesehen.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung ist eine Schaltung nach Anspruch 9 vorgesehen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine integrierte Schaltung nach Anspruch 10 vorgesehen.
Diese und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen zu lesenden Beschreibung von erläuternden Ausführungsformen davon ersichtlich.
1 ist ein Blockdiagramm, das ein beispielhaftes drahtloses Kommunikationssystem darstellt, in dem die Techniken der vorliegenden Erfindung implementiert werden können.
2A ist ein Blockdiagramm, das eine erläuternde Methodik für das Bestimmen eines Signalverschlechterungs(SD)-Indikators gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung beschreibt.
2B ist ein Blockdiagramm, das eine erläuternde Methodik für das Bestimmen eines SD-Indikators gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung beschreibt.
3 ist eine graphische Darstellung, die Simulationsergebnisse von Bezugs-SD-Kurven für variierende Signal-Rausch-Verhältnisse (SNR) und Zeitverzögerungsstreuung (TDS) gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
4 ist eine graphische Darstellung, die Simulationsergebnisse der SD-Abweichung für eine TDS von 50 und 100 Nanosekunden (ns) und ein variierendes SNR gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
5 ist eine graphische Darstellung, die Simulationsergebnisse der Systemleistungsfähigkeit bei verschiedenen Datenraten gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
6 ist eine graphische Darstellung, die Simulationsergebnisse unterer und oberer Schwellen-SD-Pegel gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
7 ist ein Zustandsdiagramm, das eine beispielhafte Ratenumschaltmethodik gemäß einem Aspekt der Erfindung beschreibt.
Die vorliegende Erfindung wird hierin im Zusammenhang eines mit IEEE 802.11 konformen drahtlosen Kommunikationssystems mit orthogonalem Frequenzmultiplex(OFDM)-Verfahren beschrieben. Es sollte jedoch erkannt werden, dass die vorliegende Erfindung nicht auf dieses oder irgendein spezielles drahtloses Kommunikationssystem beschränkt ist. Vielmehr ist die Erfindung allgemeiner auf Techniken für das optimalere Steuern einer Datenübertragungsrate in einem drahtlosen System anwendbar. Auch kann die Erfindung, obwohl sie besonders gut für die Verwendung in Verbindung mit dem IEEE-802.11-Standard geeignet ist, sowohl mit anderen Standards als auch in nicht standardisierten Systemen verwendet werden.
1 beschreibt ein beispielhaftes drahtloses Kommunikationssystem 100, in dem die Methodiken der vorliegenden Erfindung implementiert werden können. Das beispielhafte drahtlose Kommunikationssystem 100 weist ein Paar Sender-Empfänger 102 und 104 auf, die miteinander über einen zwischen den zwei Sender-Empfängern 102, 104 hergestellten Kommunikationskanal 106 kommunizieren. Der Kanal 106 kann eine drahtlose Kommunikationsverbindung sein, wie z.B. jedoch nicht darauf begrenzt, Hochfrequenz (RF), Infrarot (IR), Mikrowelle usw., obwohl alternative Kommunikationsmedien verwendet werden können. Der Sender-Empfänger 102 weist vorzugsweise einen Empfänger 108 für das Empfangen von Signalen von dem Kanal 106 und einen Sender 110 für das Senden von Signalen über den Kanal 106 auf. Auf ähnliche Weise weist der Sender-Empfänger 104 einen Empfänger 114 und einen Sender 112 auf. Für die Verwendung mit der vorliegenden Erfindung geeignete Empfänger und Sender sind dem Fachmann gut bekannt. Dementsprechend ist eine detaillierte Diskussion solcher Empfänger und Sender hierin nicht dargestellt.
Gemäß der Erfindung kann eine Signalqualitätsschätzung eines empfangenen Basisbandsignals dazu nützlich sein, die Datenübertragungsrate von Übertragungen über den drahtlosen Kommunikationskanal 106 anzupassen. Deshalb wird gemäß einem Aspekt der Erfindung eine Signalverschlechterungs(SD)-Kennlinie vorzugsweise an einer Empfängerseite, beispielhaft dargestellt als der Empfänger 108, in einem gegebenen Sender-Empfänger, beispielhaft dargestellt als der Sender-Empfänger 102, bestimmt. Die SD-Kennlinie, die eine Schätzung der Signalqualität durch den Kommunikationskanal 106 darstellt, wird dem entsprechenden Sender 110 in dem Sender-Empfänger 102 verfügbar gemacht, da der Sender typischerweise die Datenübertragungsrate von Übertragungen über den Kanal 106 einstellt. Der Empfänger 108 leitet die SD-Kennlinie vorzugsweise durch das Verarbeiten einer eingehenden Nachricht ab, die zum Beispiel ein Datenrahmen oder ein Steuerrahmen (z.B. eine Bestätigungsnachricht) sein kann.
Kanalbeeinträchtigungen, die die Fähigkeit eines Signals, durch den Kanal zu gelangen, unerwünscht beeinflussen können, umfassen zum Beispiel Ko-Kanal-Störung, Signalverzögerungsstörung, Schmalbandstörung (z.B. von Intermodulationsprodukten), thermisches Rauschen usw.. Unter der Annahme einer quasistatischen symmetrischen Kanalübertragungskennlinie und Sender-Empfängerbeeinträchtigungen erfahren Bestätigungsnachrichten im Wesentlichen die gleiche Signalverschlechterung wie die gegenwärtig gesendeten Daten und haben folglich im Wesentlichen die gleiche Qualität.
Sowohl in Mehrfachträgersystemen als auch in Einzelträgersystemen weist jeder empfangene Rahmen allgemein einen Präambel- und/oder Kopfteil auf. Die Präambel wird primär zu Synchronisationszwecken verwendet, während der Kopf primär unter anderem für das Spezifizieren einer Länge und Rate der Nutzlastdaten verwendet wird. Typischerweise werden die Präambel und der Kopf moduliert und auf eine festgelegte Weise verschlüsselt, die im Vergleich mit den Nutzlastdaten einfach und robust sein kann, um die Synchronisation und den Empfang des gesendeten Datenrahmens zu erleichtern. Zum Beispiel kann in einem IEEE 802.11 a/g-OFDM-Mehrfachträgersystem die Präambel und ein SIGNAL-Feld in dem Kopf unter Verwendung binärer Phasenmodulation (BPSK von englisch ,binary phase shift keying') moduliert und unter Verwendung eines Einhalb(1/2)-Raten-Kodierers mit binärem Konvolutionscode(BCC von englisch ,binary convolutional code') verschlüsselt werden. Da das SIGNAL-Feld immer auf die gleiche Art moduliert und verschlüsselt wird, kann diese Information vorteilhaft verwendet werden, um einen SD-Indikator abzuleiten, der im Wesentlichen von den Nutzlastdaten unabhängig ist. Der SD-Indikator kann zum Beispiel gemäß der Erfindung durch das Messen einer euklidischen Entfernung (d.h. einer geradlinigen Entfernung) zwischen bekannten Bezugskonstellationspunkten und empfangenen Konstellationspunkten des SIGNAL-Felds bestimmt werden. Je näher die empfangenen Konstellationspunkte den Bezugskonstellationspunkten sind, desto besser ist die Signalqualität und umgekehrt. Andere Abstandsmaße können auch verwendet werden.
In der erläuternden Ausführungsform der Erfindung hängt die Zuverlässigkeit des SD-Indikators von mindestens zwei Faktoren ab, da die Verwendung des SIGNAL-Felds alleine die Genauigkeit der Signalqualitätsschätzungsmethodik einschränken kann. Deshalb kann die Signalqualitätsschätzung zusätzlich zu der Verwendung des SIGNAL-Felds auch auf zum Beispiel einem Ausmaß an Schwan kung und/oder Symmetrie in dem Kommunikationskanalmedium oder zusätzlichen und/oder alternativen Eigenschaften basieren. Eine Bestimmung der Schwankung in dem Kommunikationskanal ist insofern nützlich, als ein schnell variierender Kanal oft bewirkt, dass sich die Signalqualität in einem Paket ändert. Ebenso ist eine Bestimmung der Kanalsymmetrie insofern nützlich, als ein asymmetrischer Kanal dazu tendiert, die Signalqualität des gesendeten Pakets vom dem empfangenen Paket abweichen zu lassen. Eine detaillierte Beschreibung der Signalqualitätsschätzmethodik der Erfindung ist untenstehend in dem Fall eines beispielhaften IEEE-802.11 a/g-Mehrfachträgersystems dargestellt. Der Einfachheit der Erklärung halber wird von einem symmetrischen und konstanten Kommunikationskanal während eines gegebenen Pakets ausgegangen.
Wie vorher erörtert, beruht in herkömmlichen Systemen das Anpassen der Datenrate des Systems primär auf Information, die durch Bestätigungsnachrichten erlangt wird, die als Antwort auf ein gesendetes Datenpaket empfangen werden. Die Datenübertragungsrate des Kommunikationskanals wird typischerweise je nach der Anzahl von guten oder schlechten gesendeten/empfangenen Paketen geändert. Auf der Senderseite wird eine empfangene Bestätigungsnachricht als ein korrekt empfangenes Paket interpretiert, während die Abwesenheit einer empfangenen Bestätigung als ein Fehler interpretiert wird. Typischerweise wird, wenn eine vordefinierte Anzahl von Paketen mit Fehlern empfangen wird, die Übertragungsrate um eine Ratenebene nach unten geändert. Dieser Prozess geht weiter, bis eine gültige Bestätigung empfangen wird. Auf ähnliche Weise tritt das Erhöhen der Übertragungsrate typischerweise nach dem Empfangen einer vordefinierten Anzahl von (z.B. fünf) Bestätigungen auf. In diesem Fall versucht der Sender allgemein, ein Paket mit einer höheren Übertragungsrate zu senden. Wenn eine Bestätigung empfangen wird, wechselt der Sender zu der höheren Rate, während die Abwesenheit einer Bestätigung dazu führt, die niedrigere Rate beizubehalten.
Bei der Verwendung herkömmlicher Lösungsansätze zur Ratenänderung wird die Übertragungsrate oft unerwünschterweise zu schnell gesenkt, besonders in Bereichen mit hoher Dichte. Dies kann auf eine zwischen verschiedenen Stationen auftretende höhere Kollisionswahrscheinlichkeit zurückgeführt werden, die oft dazu führt, dass Bestätigungsnachrichten vermisst werden. Wie zuvor erklärt, wird eine vermisste Bestätigungsnachricht in diesem Fall von dem Sender fälschlicherweise als ein Fehler interpretiert, wodurch das Ratenänderungsverfahren unerwünschterweise initiiert wird. Dementsprechend schafft die vorliegende Erfindung vorteilhafterweise eine verbesserte Ratenänderungsmethodik, die es dem System ermöglicht, die Übertragungsrate über den Kanal optimaler zu ändern, und zuverlässiger ist als herkömmliche Lösungsansätze für Ratenänderung. Außerdem ist die vorliegende Erfindung nicht auf Ratenänderungen mit Erhöhungen um einzelne Ebenen beschränkt, sondern kann die Rate je nach Bedarf selektiv in größeren (oder kleineren) Erhöhungen ändern.
In einem beispielhaften IEEE-802.11 a/g-Mehrfachträgersystem findet die Ratenanpassung in dem Sender auf einer Mediumszugriffssteuerungs(MAC)-Schicht statt. Wie zuvor dargelegt, wird gemäß einem erläuternden Aspekt der Erfindung ein repräsentativer SD-Indikator vorzugsweise auf der Empfängerseite bestimmt und wird dem entsprechenden einem gegebenen Sender-Empfänger zugeordneten Sender zugeführt. Der SD-Indikator ist ein Maß der Signalqualität, die einem empfangenen Signal (z.B. einem Paket) entspricht, und schätzt vorzugsweise einen Zustand des Kommunikationskanals zu einem gegebenen Zeitpunkt. Der Empfänger kann die Signalqualität zum Beispiel durch das Verarbeiten einer eingehenden Nachricht messen, die Nutzlast- und/oder Bestätigungsdaten aufweisen kann. Unter der Annahme quasistatischer symmetrischer Kanaleigenschaften und Sender-Empfängerbeeinträchtigungen erfährt die verarbeitete Nachricht im Wesentlichen die gleiche Verschlechterung wie die gegenwärtig gesendeten Daten und sind die zwei folglich bezüglich der Signalqualität im Wesentlichen gleich. Der Sender basiert dann seine Ratenänderungsentscheidung wenigstens teilweise auf dem SD-Indikator.
2A stellt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Schaltung 200 für das Implementieren einer Methodik (z.B. einer Signalverarbeitungssystem(SPW von englisch ,Signal Processing Worksystem')-Implementierung) für das Berechnen des SD-Indikators gemäß einem Aspekt der Erfindung dar. Die Schaltung 200 kann in dem Empfänger eines gegebenen Sender-Empfängers implementiert sein. Alternativ kann die Schaltung 200 außerhalb des Empfängers implementiert, wie z.B. in dem Sender oder in einem separaten Abschnitt des Sender-Empfängers, z.B. einer (nicht gezeigten) Steuereinrichtung integriert, sein. Die SD-Indikator-Bestimmungsmethodik beinhaltet vorzugsweise das Messen einer euklidischen Entfernung (d.h. einer geradlinigen Entfernung) zwischen Bezugskonstellationspunkten und dem modulierten Eingangssignal entsprechenden empfangenen Konstellationspunkten, obwohl auch alternative Techniken von der Erfindung in Betracht gezogen werden. Wie zuvor angegeben, ist die Signalqualität desto besser, je näher die Konstellationspunkte der empfangenen Signale den Bezugskonstellationspunkten sind, und umgekehrt. Für die ratenunabhängige Verarbeitung und der Einfachheit der Erklärung halber wird nur das SIGNAL-Feld einer Nachricht bei der SD-Indikator-Messung verwendet. Es ist jedoch zu beachten, dass zusätzliche und/oder alternative Teile des Eingangssignals für das Berechnen der Signalqualitätsschätzung gemäß der Erfindung verwendet werden können. Gemäß der oben angeführten 802.11a- und 802.11g-Erweiterungen zu dem 802.11 Standard weist das SIGNAL-Feld 24 Bits auf, die mit einer halben Rate verschlüsselt und BPSK-moduliert werden, was dazu führt, das sich 48 Abtastwerte bei Phasen von +1 oder –1 befinden, wie vom Fachmann zu verstehen sein wird.
Wie aus der Figur ersichtlich wird, werden dem SIGNAL-Feld einer Nachricht zugeordnete Eingangsabtastwerte x von Amplitudenkorrekturabtastwerten y (amplitude_cor) skaliert, die unter anderen Merkmalen eine Amplitudenschätzung der Kanal- und Energieregeldifferenz bei Block 202 darstellen. Der Skalierungsprozess in Block 202 wird wenigstens teilweise ausgeführt, um die Eingangsabtastwerte x an entsprechenden Bezugsabtastwerten auszurichten. Die skalierten Abtastwerte x/y werden dann separaten Blöcken 204 und 206 zugeführt, wo sie bei Phasen von +1 bzw. –1 mit den Bezugsabtastwerten verglichen werden. Die bei den Blöcken 204 und 206 ausgeführten Vergleiche können zum Beispiel das Summieren der skalierten Abtastwerte mit entsprechenden Signalen (1,0 + 0j) und (–1,0 + 0j) aufweisen, um entsprechende Fehlerabtastwerte zu erzeugen, von denen jeder Gleichphasen(I)- und Quadraturphasen(Q)-Komponenten aufweisen kann.
Größen der entstehenden Fehlerabtastwerte entsprechend den Phasen +1 und –1 werden anschließend bei den Blöcken 208 bzw. 210 berechnet. Die Größen werden vorzugsweise durch das Ziehen einer Quadratwurzel der quadrierten I- und Q-Komponente bestimmt, wie dem Fachmann bekannt ist. Die zwei Fehlergrößensignale werden bei Block 212 verglichen, um zu bestimmen, welcher Signalpfad die kleinste Fehlergröße enthält. Die Ausgabe des Blocks 212, die den Minimalfehlergrößenwert der zwei Signalpfade darstellt, wird dann weiter verarbeitet. Der Minimalfehlergrößenwert wird dann vorzugsweise, zum Beispiel in einer Anordnung bei Block 214, gespeichert. Block 214 kann einen Seriell-zu-Parallel-Wandler oder eine alternative Einrichtung für das Speichern und/oder das Anordnen der Minimalfehlergrößenwerte, die jedem der Abtastwerte in dem Paket entsprechen, aufweisen. Nachdem alle 48 Bits des SIGNAL-Felds bei Block 214 verarbeitet wurden, werden die 48 Größenwerte dann bei Block 216 summiert und kann die entstehende Anzahl verwendet werden, um die Signalverschlechterung darzustellen.
In 2B ist eine alternative Ausführungsform der in 2A beschriebenen SD-Indikatorberechnungsschaltung gezeigt. Die SD-Indikatorschaltung 250 hat darin einen Vorteil, dass sie leichter in einer integrierten Schaltungs(Ic)-Vorrichtung implementiert werden kann. Wie aus der Figur ersichtlich wird, verwendet diese Implementierung keine Teilungsoperation (die allgemein schwieriger zu implementieren ist) und hat nur einen Signalpfad anstatt zwei. Eine erste Vereinfachung, die ausgeführt werden kann, ist das Abbilden aller eingehenden Abtastwerte auf der positiven Hälfte der Ebene. Dies kann zum Beispiel durch das Umwandeln der eingehenden Abtastwerte des SIGNAL-Felds in reale (Re) und imaginäre (Im) Komponenten bei Block 252 und das Nehmen eines Absolutwerts einer realen Komponente bei Block 254 erreicht werden. Diese Vereinfachung ist gerechtfertigt, da das Vergleichen eines Abtastwerts in der negativen Hälfte der Ebene mit dem negativen (–1) Bezugspunkt, wenigstens bezüglich der Größe, dem Vergleichen einer gespiegelten Version dieses Abtastwerts mit dem positiven (+1) Bezugspunkt gleich ist. Der Absolutwert der realen Komponente, der auch eine reale Komponente ist, wird dann vorzugsweise bei Block 256 mit der imaginären Komponente kombiniert, um ein komplexes Signal zu erzeugen. Block 256 kann entsprechend einem Real/Imaginär-Komplex-Wandler implementiert werden, der zum Beispiel einen digitalen Signalprozessor (DSP) aufweisen kann, wie vom Fachmann zu verstehen sein wird.
Statt des Vergleichens der eingehenden Abtastwerte mit +1 oder –1 Bezugsabtastwerten, die das Skalieren vorne (wie in der Schaltung aus 2A) erfordern, werden die eingehenden Abtastwerte in der beispielhaften Schaltung 250 mit einem Amplitudenbezugswert für diesen spezifischen Hilfsträger bei Block 262 verglichen. Der Vergleich bei Block 262 kann das Subtrahieren des Amplitudenbezugwerts von den eingehenden Abtastwerten aufweisen. Das Signal, das den Amplitudenbezugswert darstellt, kann durch das Kombinieren einer realen Komponente (Re) amplitude_ref mit einer imaginären Komponente (Im) 260 des Amplitudenbezugswerts bei Block 258 gebildet werden. Block 258 kann einen Real/Imaginär-Komplex-Wandler aufweisen, der auf eine mit dem zuvor beschrie benen Block 256 konsistente Art implementiert werden kann. Eine weitere Reduzierung der Verarbeitungskomplexität kann zum Beispiel erreicht werden, wenn sich der Größe von einer ersten Schätzung erster Ordnung angenähert wird oder wenn stattdessen die Energie berechnet wird. Das Ergebnis des Vergleichs bei Block 262 ist ein Fehlersignal, das die I- und Q-Komponenten aufweist. Ein Größe des Fehlersignals wird vorzugsweise an Block 264 empfangen. Die Größe des Fehlersignals kann durch das Ziehen einer Quadratwurzel aus der quadrierten I und Q-Komponenten des Fehlersignals berechnet werden, wie vom Fachmann zu verstehen sein wird.
Die Fehlergrößenwerte, die jedem der Abtastwerte in dem SIGNAL-Feld entsprechen, können von einem Integrator 270 summiert werden, der nach jedem SIGNAL-Feld zurückgestellt wird. Der Integrator 270 kann einen Summierungsblock 266 aufweisen, der mit einem Verzögerungsblock 268 gekoppelt ist, der wenigstens vorläufig einen vorherigen Größenwert speichert. Nachdem alle 48 Größenwerte, die den 48 Bits in dem SIGNAL-Feld entsprechen, von dem Integrator 270 summiert wurden, kann die entstehende Anzahl verwendet werden, um die Signalverschlechterung darzustellen.
Eine alternative Methodik für das Bestimmen des SD-Indikators kann das Verarbeiten von sowohl den SIGNAL-Feld-Abtastwerten als auch Pilotabtastwerten aufweisen. Die Pilotabtastwerte werden, wie die SIGNAL-Feld-Abtastwerte, vorzugsweise BPSK-moduliert und können deshalb auf die gleiche Art wie die SIGNAL-Feld-Abtastwerte verarbeitet werden. Ein Vorteil dieses Lösungsansatzes besteht darin, dass die Signalverschlechterung unter Verwendung von mehr als nur den 48 Abtastwerten des SIGNAL-Felds bestimmt würde und deshalb zu einer genaueren Schätzung der Signalqualität des entsprechenden Pakets führen kann. Jedoch sind die Pilotabtastwerte in der Frequenz immer im Wesentlichen gleich beabstandet, zumindest in einer erläuternden 802.11-Implementierung. Man beachte, dass andere Kommunikationssysteme Pilotabtastwerte verwenden können, die über verschiedene Symbolpakete in der Frequenz unterschiedlich beabstandet sind. Folglich würde unter der Annahme, dass nur die Pilotabtastwerte verwendet werden, der entstehende SD-Indikator nur die Signalverschlechterung schätzen, die sich auf die spezifischen Frequenzen bezieht, und kann deshalb unerwünschterweise von frequenzselektivem Fading beeinflusst werden. Das Berechnen des SD-Indikators unter Verwendung aller Frequenzen wäre nicht so anfällig für frequenzselektives Fading. Aus wenigstens diesem Grund kann eine Be stimmung des SD-Indikators auf der Basis von Pilotabtastwerten allein nicht bevorzugt werden.
Nur beispielhaft werden jetzt Simulationsergebnisse für die in 2A beschriebene eläuternde SD-Indikatorschaltung 200 beschrieben. Obwohl die in 2B gezeigte alternative Schaltung 250 etwas unterschiedliche Simulationswerte liefern mag, können die hierin gezogenen Schlussfolgerungen ebenso auf beide erläuternden Ausführungsformen anwendbar sein. Für das Erhalten der hierin beschriebenen beispielhaften Simulationsergebnisse weist das ankommende Signal ein SIGNAL-Feld und Datenabtastwerte auf, wobei Pilotabtastwerten schon entfernten sind.
3 ist eine graphische Darstellung 300, die beispielhafte Simulationsergebnisse von Bezugs-SD-Kurven für variierende Signal-Rausch-Verhältnisse (SNR) und Zeitverzögerungsstreuungs(TDS)-Werte darstellt, um einen entsprechenden Bezugs/Mittel-SD-Wert für spezifische SNR- und TDS-Werte gemäß der Erfindung zu bestimmen. Die beispielhafte Simulation wird über 200 Pakete für mehrere verschiedene SNR-Werte (z.B. 6, 8, 10, 12, 14, 16, 18, 20, 22, 24, 26, 28 und 30 Dezibel (dB)) und TDS-Werte (z.B., 0 ns, 50 ns und 100 ns) ausgeführt. Man beachte, dass die Anzahl von Paketen beliebig ist und so gewählt werden kann, dass ein akzeptables Gleichgewicht zwischen der Abtastwertgröße und der Simulationsgeschwindigkeit geschaffen wird.
Das SIGNAL-Feld jedes Pakets kann gemäß der in 2A gezeigten beispielhaften SD-Indikatorbestimmungsmethodik verarbeitet werden. Dies führt zu 200 verschiedenen SD-Werten für jeden unterschiedlichen SNR-Wert. Der Bezugs-Mittel-SD-Wert für ein gegebenes SNR kann durch das Mitteln dieser 200 SD-Werte berechnet werden. 3 stellt drei Bezugs-SD-Kurven 302, 304 und 306 entsprechend drei verschiedenen TDS-Werten, nämlich 0 ns, 50 ns bzw. 100 ns, dar. Jede der Bezugs-SD-Kurven ist in Bezug auf den oben genannten Bereich von SNR-Werten graphisch dargestellt. Wie aus der Figur ersichtlich wird, gibt es einen Unterschied von etwa 4 dB in dem SNR zwischen der Kurve 302 (0 ns TDS) und der Kurve 306 (100 ns TDS) für einen SD-Wert von etwa 5. Dies bedeutet, dass ein System, das nicht unter TDS leidet, etwa 4 dB mehr SNR handhaben kann als ein System, das unter 100 ns TDS leidet, wobei beide letztendlich im Wesentlichen die gleiche SD haben. Der Unterschied in dem SNR zwischen der Kurve 302 und 306 nimmt im Vergleich zu höheren SD-Werten für niedrigere SD-Werte langsam zu. Idealerweise würde die SD des SIGNAL-Felds perfekt zu der SD des gesamten Pakets passen. Jedoch mag dies in der Praxis nicht der Fall sein, da das SIGNAL-Feld nur einen Teil des gesamten Pakets darstellt.
Nur beispielhaft ist 4 eine graphische Darstellung 400, die Simulationsergebnisse der SD-Abweichung für ein TDS von 100 ns und variierende SNR-Werte gemäß der Erfindung darstellt. Aus den Simulationsergebnissen ist zu ersehen, wie genau das SIGNAL-Feld das gesamte Paket darstellt. Die beispielhafte Simulation wird über 100 60-Byte BPSK-modulierte Pakete ausgeführt, was 21 Nutzlastsymbole ergibt. Wenn jedes Nutzlastsymbol auf dieselbe Art wie das SIGNAL-Feld-Symbol verarbeitet wird, führt dies nach dem Mitteln aller Symbole zu einem SD-Wert für das gesamte Paket. Die Gesamtlänge eines Pakets in Abtastwerten wird wie folgend bestimmt: (21 Nutzlastsymbole + 1 SIGNAL-Feld-Symbol) × 48 = 1056 Abtastwerte
Da von einem statischen Kanal pro Paket ausgegangen wird, liefert das Erhöhen der Anzahl von Abtastwerten keine wesentliche zusätzliche Information.
Aus den Simulationen kann gezeigt werden, dass sich die Verteilung der SIGNAL-Feld-SD im Vergleich zu der gesamten Paket-SD in etwa einer normalen Verteilungsfunktion annähert. Wie der Fachmann verstehen wird, ist eine Eigenschaft der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion (PDF) einer normalen Verteilung, dass etwa 95 Prozent ihrer Abtastwerte innerhalb einer μ ± 2 σ Grenze liegen, wobei μ hierin als der Mittelwert definiert werden kann und σ als die Standardabweichung der Verteilung definiert werden kann. Der Mittelwert μ kann für jeden Wert SNR und TDS auf Null normiert werden, aber die Standardabweichung σ ist unterschiedlich. Für einen spezifischen SNR- und TDS-Wert existiert ein SD-Bezugswert und für diesen gleichen SNR- und TDS-Wert gibt es eine Standardabweichung σ zwischen der SIGNAL-Feld-SD und der SD des gesamten Pakets. Da der Mittelwert μ null ist, kann die Standardabweichung direkt auf die SD-Bezugswerte abgebildet werden.
Immer noch mit Bezug auf 4 sind die SD-Bezugswerte ± 2 σ für beispielhafte Simulationen mit einer TDS von 100 ns und SNR-Werten, die sich von 6 dB bis zu 30 dB erstrecken, gezeigt. Die Bezugs-SD-Kurven 402 und 404 für eine TDS von 50 ns bzw. 100 ns sind auch gezeigt. Diese Kurven 402, 404 sind die gleichen wie die in 3 gezeigten Bezugskurven 304 bzw. 306. Die ± 2 σ Grenzen 406, 408, 410, 412, 414 und 416 für einen spezifischen Bezugs-SD-Wert können mit der SNR-Achse korreliert werden. Die Auflösung der SD kann als ein Unterschied in dem SNR-Wert zwischen den Grenzen ± 2 σ definiert werden. Wie aus der Figur ersichtlich ist, können die verschiedenen SD-Verteilungsbereiche überlappen, was bedeutet, dass die Auflösung der SD in diesem Fall mehr als 4 dB SNR ist. Ferner ist die Auflösung für höhere SD-Werte schlechter als die Auflösung für niedrige SD-Werte. Zum Beispiel ist die SD-Auflösung bei einem SD-Wert von 6,81 etwa 4 dB SNR, während die SD-Auflösung bei einem SD-Wert von etwa 34 über 6 dB SNR ist.
Weitere Information, auf der eine Datenratenumschaltentscheidung basieren kann, kann aus den Simulationsergebnissen durch die Korrelation der SD mit Systemleistungsfähigkeits (z.B. Paketfehlerraten(PER))-Kurven erhalten werden. 5 beschreibt beispielhaft simulierte Systemleistungsfähigkeitskurven a, b, c, d, e, f, g und h bei Datenraten von 6, 9, 12, 18, 24, 36, 48 bzw. 54 Megabits pro Sekunde (Mbps) gemäß der Erfindung. Die beispielhaften Simulationsergebnisse wurden für 1000-Byte-Pakete in einem Fading-Kanal mit einer TDS von 50 ns erhalten. Wie aus der Figur ersichtlich wird, sollte für eine minimale PER von 5 Prozent (%) bei einer Datenrate von 54 Mbps das SNR größer als etwa 26,5 dB sein. Wie in 3 gezeigt, entspricht ein SNR von 26,5 dB für eine TDS von 50 ns einem Bezugs-SD-Wert von etwa 3,4. Das weist darauf hin, dass im Durchschnitt ein SD-Wert von 3,4 zu einer 5% PER für eine Datenrate von 54 Mbps führen sollte.
Angenommen, ein SD-Wert von 3,4 führt zu einer 5% PER bei einer Rate von 54 Mbps, wie oben erwähnt. Auf der Grundlage der beispielhaften Simulationsergebnisse bedeutet das, dass ein gemessener SD-Wert von 3,4 oder weniger ausreicht, um wenigstens eine 5% PER für diese spezielle Datenrate zu erreichen. Jedoch kann sich, wie zuvor gezeigt, der gemessene SD-Wert von dem gesamten Paket SD unterscheiden und wird deshalb die Verwendung eines vorherbestimmten Sicherheitsbereichs empfohlen.
In Verbindung mit 4 wurden beispielhafte Simulationsergebnisse verwendet, um eine Abweichung zwischen der SD des SIGNAL-Felds und der SD des gesamten Pakets zu messen, von der eine Auflösungsbandbreite bestimmt werden kann. Diese beispielhaften Simulationen zeigen, dass die Auflösung für höhere TDS-Werte schlechter ist. Die Auflösungsergebnisse für die SD bei einer TDS von 100 ns können folglich als der ungünstigste Fall für die Auflösung der unteren TDS-SD-Bezugskurven betrachtet werden. Das Addieren der Hälfte der Auflösungsbandbreite zu dem SNR, was eine 5% PER für eine spezifische Datenrate bringt, führt zu einem SD-Wert, von dem man sagen kann, dass er bei einem Maximum eine 5% PER mit einer Gewissheit von 97,5% ergibt. Das Substrahieren der Hälfte der Auflösungsbandbreite führt zu einem SD-Wert, von dem man sagen kann, dass er bei einem Minimum eine 5% PER mit einer Gewissheit von 97,5% ergibt. Dementsprechend können die zwei abgeleiteten SD-Werte als ein oberer bzw. unterer Schwellenpegel für diese spezifische Datenrate betrachtet werden. Spalten 4 und 5 der untenstehenden Tabelle 1 liefern beispielhafte untere bzw. obere Schwellenwerte für entsprechende Datenraten. Diese Ergebnisse sind graphisch in 6 gezeigt.
Tabelle 1
7 ist ein Zustandsdiagramm einer gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung gebildeten erläuternden Ratenänderungsmethodik 700. Die erläuternde Ratenänderungsmethodik 700 verwendet einen SD-Indikator, der wie oben beschrieben bestimmt werden kann. Wie in der Figur gezeigt ist, weist die erläuternde Ratenänderungsmethodik vorzugsweise drei Zustände auf, nämlich einen "Momentane Rate"-Zustand 702, einen "Höhere Rate"-Zustand 704 und einen "Niedrigere Rate"-Zustand 706. Zusätzliche oder alternative Zustände werden von der vorliegenden Erfindung in Betracht gezogen. Es wird davon ausgegangen, dass das Verfahren in Zustand 702 beginnt. In Zustand 702 bleibt eine momentane Datenrate die gleiche und ein unterer Schwellenwertpegel L_Th und ein oberer Schwellenwertpegel U_Th werden auf die jeweiligen Schwellenpegel der entsprechenden momentanen Datenrate eingestellt.
Wenn der gemessene SD-Wert, wie er von dem SD-Indikator geliefert werden kann, größer oder gleich dem momentanen unteren Schwellenpegel und kleiner oder gleich dem momentanen oberen Schwellenwert ist, bleibt das beispielhafte Verfahren 700 im Zustand 702, wodurch die Datenübertragungsrate unverändert gelassen wird. Wenn der gemessene SD-Wert unter einem unteren Schwellenpegel ist, was einer höheren Datenrate entspricht, wird eine Ratenänderung nach oben ausgeführt. Folglich wird gemäß einem erläuternden Aspekt der Erfindung eine Ratenänderung nach oben durch das Vergleichen des momentanen SD-Werts mit den unteren Schwellenwerten von einer oder mehreren höheren Datenraten ausgeführt. Wenn der momentane SD-Wert unter einem den höheren Datenraten zugeordneten unteren Schwellenwert ist, ändert die momentane Datenrate zu der höchsten Datenrate, wodurch diese Kriterien erfüllt werden. Auf diese Weise ist es möglich, die Datenrate vorteilhaft um mehr als einen Schritt zu steigern. In diesem Beispiel geht das Verfahren 700 in den Zustand 704 über. In dem Zustand 704 wird die momentane Datenrate vorzugsweise gleich der höheren Datenrate eingestellt und wird der obere Schwellenpegel auf den entsprechenden Schwellenpegel der entsprechenden höheren Datenrate eingestellt. Da die höhere Datenrate im Wesentlichen die momentane Datenrate wird, kann das Verfahren nach dem Fertigstellen der oben genannten Modifikationen wieder in den Zustand 702 eintreten.
Die Ratenänderung nach unten kann immer noch auf dem Auftreten von Fehlern beruhen, aber basiert auch vorzugsweise eine solche Ratenänderungsentscheidung auf der vorher gemessenen SD-Information. Zum Beispiel kann das Verfahren über einen primären Entscheidungspfad 708 in den Zustand 706 eintreten, wenn eine vorherbestimmte Anzahl von aufeinanderfolgenden Fehlern (z.B. zwei) detektiert wird und wenn eine vorherbestimmte Anzahl von vorher gemessenen SD-Werten über dem oberen Schwellenpegel liegt, was der momentanen Datenrate entspricht. In Zustand 706 kann die momentane Datenrate auf eine untere Datenrate eingestellt werden und kann der obere Schwellenwert auf den entsprechenden Schwellenpegel eingestellt werden, der der unteren Datenrate entspricht. Wie im Fall der Ratenänderung nach oben wird die untere Datenrate im Wesentlichen die momentane Datenrate und kann das Verfahren 700 folglich wieder in den Zustand 702 eintreten. Gemäß einem Aspekt der Erfindung kann die Ratenänderung nach unten auf eine der zuvor beschriebenen Methodik zur Ratenänderung nach oben ähnliche Weise das Senken der Datenrate um mehr als einen Schritt beinhalten.
Das erläuternde Verfahren 700 geht davon aus, dass keine schnelle SD-Änderung auftritt. Deshalb kann, wenn die vorherbestimmte Anzahl von Fehlern detektiert wird, was sonst erfordern würde, auf eine niedrigere Datenübertragungsrate umzuschalten, aber vorher gemessene SD-Werte unter dem oberen Schwellenpegel für die momentane Datenrate sind, das Verfahren wählen, die momentane Datenrate unverändert zu lassen. In einer solchen Situation können die detektierten Fehler auf Kollisionen statt auf verschlechterte Kanalbedingungen zurückgeführt werden.
Um eine potentielle Blockiersituation zu verhindern, in der eine relativ große Anzahl von aufeinanderfolgenden Fehlern detektiert wird (wodurch der Systemdurchsatz reduziert wird), aber vorher gemessene SD-Werte immer noch unter dem oberen Schwellenpegel sind, was der momentanen Datenrate entspricht, kann das Verfahren einen sekundären Entscheidungspfad 710 von dem Zustand 702 zu dem Zustand 706 aufweisen. Dieser sekundäre Pfad 710 kann die Entscheidung zur Ratenänderung nach unten nur auf der Anzahl von aufeinanderfolgenden detektierten Fehlern anstatt auf vorher gemessenen SD-Werten basieren. Zum Beispiel kann, wenn eine voreingestellte Anzahl von aufeinanderfolgenden Fehlern (z.B. fünf) auftritt, das Verfahren automatisch in den Zustand 706 eintreten, wodurch die Datenrate ohne das Überprüfen von vorherigen SD-Werten gesenkt wird. Die Anzahl von für den sekundären Entscheidungspfad 710 detektierten aufeinanderfolgenden Fehlern wird vorzugsweise so eingestellt, dass sie größer ist als die Anzahl von für den primären Entscheidungspfad 708 detektierten Fehlern.
Simulationen, in denen der gemessene SD-Wert über mehr als ein Paket gemittelt wird, können auch ausgeführt werden. In diesem Fall können der untere und der obere Schwellenpegel näher aneinander sein, was es auf Kosten einer schnelleren Ratenumschaltung leichter machen kann, zwischen den verschiedenen Datenraten zu unterscheiden. Jedoch ist es beim Mitteln über mehr als ein Paket wichtig, die Länge der Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Paketen zu berücksichtigen. Wenn die Zeit zwischen Paketen lang ist, können sich die Kanalbedingungen drastisch ändern, was zu einem SD-Wert führt, der die momentanen Kanalzustände nicht exakt schätzt.
Aus den oben genannten beispielhaften Simulationen folgt, dass eine Entscheidung für das Ratenändern auf der Basis des gemessenen SD-Werts getroffen werden kann. Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung kann eine weniger stringente Definition der SD-Auflösung zur Entspannung des oberen und des unteren Schwellenpegels führen. Jedoch kann dies eine weniger zuverlässige Ratenschätzung für das spezifische Kriterium von 5% PER bringen. Ein alternativer Lösungsansatz zur Entspannung der Schwellenpegel kann darin bestehen, ein weniger stringentes PER-Kriterium, zum Beispiel eine 10% PER anstatt eine 5% PER, anzunehmen.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung kann eine Schaltung für das Steuern der Datenübertragungsrate des Sender-Empfängers eine (nicht gezeigte) Steuereinrichtung aufweisen, die für das Ausführen von wenigstens einem Teil der Methodiken der hierin beschriebenen Erfindung konfigurierbar ist. Der wie hierin verwendete Begriff Steuereinrichtung soll jede beliebige Verarbeitungsvorrichtung, wie zum Beispiel eine, die eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU) und/oder eine andere Schaltungsanordnung (z.B. ein Mikroprozessor) aufweist, umfassen. Außerdem ist zu verstehen, dass sich der Begriff "Steuereinrichtung" auf mehr als eine Steuervorrichtung beziehen kann und dass der Steuervorrichtung zugeordnete verschiedene Elemente von anderen Steuervorrichtungen gemeinsam genutzt werden können.
Obwohl erläuternde Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung hierin mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben wurden, ist zu verstehen, dass die Erfindung nicht auf diese genauen Ausführungsformen beschränkt ist und dass vom Fachmann verschiedene andere Änderungen und Modifikationen davon gemacht werden können, ohne von dem Umfang der anhängenden Ansprüche abzuweichen. Zum Beispiel kann die Erfindung mit anderen Standards als dem IEEE 802.11 (z.B. IEEE 802,15) als auch in nicht standardisierten Anwendungen verwendet werden.

Claims

Verfahren für ein drahtloses System, aufweisend mindestens einen Sender-Empfänger (108, 110), der für die Kommunikation über einen drahtlosen Kommunikationskanal konfigurierbar ist, wobei der Sender-Empfänger einen Sender (110, 112) und einen Empfänger (108, 114) aufweist, wobei das Verfahren für das Steuern einer Datenübertragungsrate des mindestens einen Sender-Empfängers vorgesehen ist und das Verfahren folgende Schritte aufweist: Bestimmen einer Signalqualitätscharakteristik, die einem an dem Empfänger empfangenen Signal entspricht, durch das Messen einer Differenz zwischen einem oder mehreren Bezugskonstellationspunkten und einem oder mehreren empfangenen Konstellationspunkten, wobei die Signalqualitätscharakteristik eine Schätzung der Signalverschlechterung eines von dem Sender gesendeten Signals darstellt; und Modifizieren einer Datenübertragungsrate des Senders mindestens teilweise auf der Basis von der Signalqualitätscharakteristik; wobei der Schritt des Bestimmens der Signalqualitätscharakteristik das Messen einer Differenz zwischen einem oder mehreren Bezugskonstellationspunkten und einem oder mehreren empfangenen Konstellationspunkten für mindestens einen von Datenabtastwerten und Steuerabtastwerten, die dem empfangenen Signal entsprechen, durch das Ausrichten des einen oder der mehreren empfangenen Konstellationspunkte mit dem einem oder den mehreren entsprechenden Bezugskonstellationspunkten aufweist, wobei der Schritt des Ausrichtens den Schritt des Amplitudenkorrekturskalierens des einen oder der mehreren empfangenen Konstellationspunkten mit einem vorgeschriebenen Skalierungsfaktor aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Bestimmens der Signalqualitätscharakteristik ferner folgenden Schritt aufweist: Mitteln von mindestens einem Teil der gemessenen Differenzen über eine Mehrzahl von einem von Datenabtastwerten und Steuerabtastwerten des empfangenen Signals, wobei die Signalqualitätscharakteristik eine Funktion der sich ergebenden gemittelten Differenz ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Messens der Differenz folgende Schritte aufweist: Erzeugen von Fehlersignalen für jeden von mindestens einem Teil der Datenabtastwerte in dem empfangenen Signal, wobei die Fehlersignale eine Funktion der Differenzen zwischen den empfangenen Konstellationspunkten und den entsprechenden Bezugskonstellationspunkten sind; und Bestimmen einer Größe der Fehlersignale, wobei die Größe der Fehlersignale die gemessene Differenz darstellt.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Messens der Differenz zwischen einem oder mehreren Bezugskonstellationspunkten und einem oder mehreren empfangenen Konstellationspunkten folgende Schritte aufweist: Umwandeln des empfangenen Signals in mindestens eine reale Komponente und eine imaginäre Komponente; Kombinieren der imaginären Komponente des empfangenen Signals mit einem Absolutwert der realen Komponente, um ein komplexes Signal zu erzeugen; Messen einer Differenz zwischen dem komplexen Signal und einem Amplitudenbezugssignal für einen entsprechenden Unterträger des empfangenen Signals; und Bestimmen einer Größe der Differenz zwischen dem komplexen Signal und dem Amplitudenbezugssignal, wobei die Größe die gemessene Differenz zwischen dem einen oder den mehreren Bezugskonstellationspunkten und dem einen oder den mehreren empfangenen Konstellationspunkten darstellt.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Mittelns von mindestens einem Teil der gemessenen Differenzen folgende Schritte aufweist: Bestimmen von Minimalfehlergrößen für jeden von mindestens einem Teil der Mehrzahl von Datenabtastwerten, wobei die Minimalfehlergrößen einer von mindestens ersten Differenzen, die einer ersten Phase der Datenabtastwerte entsprechen, und zweiten Differenzen, die einer zweiten Phase der Datenabtastwerte entsprechen, entspricht; Speichern von mindestens einem Teil der Minimalfehlergrößen; und Summieren der gespeicherten Minimalfehlergrößen.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Mittelns von mindestens einem Teil der gemessenen Differenzen den Schritt des Addierens eines Differenzwerts, der einem gegenwärtigen Datenabtastwert des empfangenen Signals entspricht, und eines Differenzwerts, der einem vorherigen Datenabtastwert des empfangenen Signals entspricht, aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Modifizierens der Datenübertragungsrate des Senders folgende Schritte aufweist: Bestimmen von unteren und oberen Schwellenpegeln, die die Minimal- bzw. MaximalbezugsSignalqualitätscharakteristik darstellen, die der Datenübertragungsrate entsprechen; Messen einer Signalqualitätscharakteristik des empfangenen Signals; Bestimmen, ob die gemessene Signalqualitätscharakteristik innerhalb des unteren und des oberen Schwellenwertpegels ist; Aufrechterhalten der Datenübertragungsrate, wenn die gemessene Signalqualitätscharakteristik zwischen dem unteren und dem oberen Schwellenpegel ist; und Erhöhen der Datenübertragungsrate, wenn die gemessene Signalqualitätscharakteristik niedriger ist als einer oder mehrere der unteren Schwellenpegel, die einer oder mehreren entsprechenden höheren Datenraten zugeordnet sind.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Modifizierens der Datenübertragungsrate folgende Schritte aufweist: Bestimmen von unteren und oberen Schwellenpegeln, die die Minimal- bzw. MaximalbezugsSignalqualitätscharakteristik darstellen, die der Datenübertragungsrate entsprechen, Speichern von mindestens einer gemessenen Signalqualitätscharakteristik, die einem vorher empfangenen Signalabtastwert entspricht; Detektieren einer Anzahl von aufeinanderfolgenden Fehlern, die dem mindestens einen Sender-Empfänger zugeordnet sind; Aufrechterhalten der Datenübertragungsrate, wenn die gemessene Signalqualitätscharakteristik zwischen dem unteren und dem oberen Schwellenpegel ist; und Senken der Datenübertragungsrate, wenn die mindestens eine gespeicherte gemessene Signalqualitätscharakteristik höher ist als mindestens einer der oberen Schwellenpegel und die Anzahl der detektierten Fehler größer ist als eine erste Anzahl.
Schaltung für das selektive Anpassen einer Datenübertragungsrate eines drahtlosen Kommunikationssystems, wobei das drahtlose Kommunikationssystem einen Sender-Empfänger (100, 104) aufweist, der für die Kommunikation über einen drahtlosen Kommunikationskanal konfigurierbar ist, wobei der Sender-Empfänger einen Empfänger und einen Sender aufweist, und die Schaltung aufweist: mindestens eine Steuereinrichtung, wobei die mindestens eine Steuereinrichtung dazu betriebsfähig ist, eine Signalqualitätscharakteristik, die einem an dem Empfänger empfangenen Signal entspricht, durch das Messen einer Differenz zwischen einem oder mehreren Bezugskonstellationspunkten und einem oder mehreren empfangenen Konstellationspunkten zu bestimmen, wobei die Signalqualitätscharakteristik eine Schätzung der Signalverschlechterung durch den drahtlosen Kommunikationskanal darstellt; und eine Datenübertragungsrate des Senders mindestens teilweise auf der Basis von der Signalqualitätscharakteristik zu modifizieren; wobei bei dem Bestimmen der Signalqualitätscharakteristik die Steuereinrichtung dazu betriebsfähig ist, eine Differenz zwischen einem oder mehreren Bezugskonstellationspunkten und einem oder mehreren empfangenen Konstellationspunkten für mindestens einen von Datenabtastwerten und Steuerabtastwerten, die dem empfangenen Signal entsprechen, durch das Ausrichten des einen oder der mehreren empfangenen Konstellationspunkten mit dem einem oder den mehreren entsprechenden Bezugskonstellationspunkten zu messen, wobei der Schritt des Ausrichtens den Schritt des Amplitudenkorrekturskalierens des einen oder der mehreren empfangenen Konstellationspunkten mit einem vorgeschriebenen Skalierungsfaktor aufweist.
Integrierte Schaltung, aufweisend mindestens eine Schaltung für das selektive Anpassen einer Datenübertragungsrate eines drahtlosen Kommunikationssystems, wobei das drahtlose Kommunikationssystem einen Sender-Empfänger aufweist, der für die Kommunikation über einen drahtlosen Kommunikationskanal konfigurierbar ist, wobei der Sender-Empfänger einen Empfänger und einen Sender aufweist und die Schaltung aufweist: mindestens eine Steuereinrichtung, wobei die mindestens eine Steuereinrichtung dazu betriebsfähig ist, eine Signalqualitätscharakteristik, die einem an dem Empfänger empfangenen Signal entspricht, durch das Messen einer Differenz zwischen einem oder mehreren Bezugskonstellationspunkten und einem oder mehreren empfangenen Konstellationspunkten zu bestimmen, wobei die Signalqualitätscharakteristik eine Schätzung der Signalverschlechterung durch den drahtlosen Kommunikationskanal darstellt; und eine Datenübertragungsrate des Senders mindestens teilweise auf der Basis von der Signalqualitätscharakteristik zu modifizieren; wobei bei dem Bestimmen der Signalqualitätscharakteristik die Steuereinrichtung dazu betriebsfähig ist, eine Differenz zwischen einem oder mehreren Bezugskonstellationspunkten und einem oder mehreren empfangenen Konstellationspunkten für mindestens einen von Datenabtastwerten und Steuerabtastwerten, die dem empfangenen Signal entsprechen, durch das Ausrichten des einen oder der mehreren empfangenen Konstellationspunkten mit dem einem oder den mehreren entsprechenden Bezugskonstellationspunkten zu messen, wobei der Schritt des Ausrichtens den Schritt des Amplitudenkorrekturskalierens des einen oder der mehreren empfangenen Konstellationspunkten mit einem vorgeschriebenen Skalierungsfaktor aufweist.