DE102011100930A1

DE102011100930A1 - Spektral-zeitliche Mittelung für dynamische IEEE 802.11p-Kanalentzerrung

Info

Publication number: DE102011100930A1
Application number: DE102011100930A
Authority: DE
Inventors: Joseph Fernandez; Daniel D. Stancil; Fan Bai
Original assignee: Carnegie Mellon University; GM Global Technology Operations LLC
Current assignee: Carnegie Mellon University; GM Global Technology Operations LLC
Priority date: 2010-05-12
Filing date: 2011-05-09
Publication date: 2011-12-08
Anticipated expiration: 2031-05-10
Also published as: CN102244633B; US20110280325A1; US8559537B2; DE102011100930B4; CN102244633A

Abstract

Ein System und ein Verfahren zum Bereitstellen einer dynamischen Kanalentzerrung in V2V- und V2I-Kommunikationssystemen. Das Verfahren enthält das Trennen der Kanalbandbreite einer Nachricht in mehrere Hilfsträger, die verschiedene Hilfsträgerfrequenzen aufweisen, wobei die Hilfsträger Datenhilfsträger und Pilothilfsträger enthalten. Das Verfahren demoduliert die Nachricht in dem Empfänger, um aus der Nachricht Symbole zu extrahieren, und bestimmt unter Verwendung eines Schätzprozesses der kleinsten Quadrate und der extrahierten Symbole für die Pilothilfsträger Kanalschätzungs-Frequenzgänge. Die Kanalschätzungs-Frequenzgänge entweder der Pilothilfsträger oder der Pilothilfsträger und einiger Datenhilfsträger oder der Pilothilfsträger und aller Datenhilfsträger werden zum Erzeugen aktualisierter Kanalschätzungs-Frequenzgänge verwendet, und für jedes extrahierte Signal wird unter Verwendung eines vorhergehenden Kanalschätzungs-Frequenzgangs und des aktualisierten Kanalschätzungs-Frequenzgangs ein neuer Kanalschätzungs-Frequenzgang erzeugt. Die extrahierten Symbole werden unter Verwendung des neuen Kanalschätzungs-Frequenzgangs entzerrt.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf ein System und auf ein Verfahren zum Bereitstellen einer Entzerrung eines Kommunikationskanals und insbesondere auf ein System und auf ein Verfahren zum Bereitstellen einer dynamischen Kanalentzerrung in einem Protokoll eines orthogonalen Frequenzmultiplex (OFDM-Protokoll) für ein dediziertes kurzreichweitiges Fahrzeug-zu-Fahrzeug-Kommunikationssystem (V2V-DSRC-System) und für ein dediziertes kurzreichweitiges Fahrzeug-zu-Infrastruktur-Kommunikationssystem (V2I-DSRC-System), das Pilothilfsträger und/oder Datenhilfsträger sowohl in der Frequenz als auch in der Zeit interpoliert.
2. Diskussion des verwandten Gebiets
Während sich Fahrzeuge technologisch immer weiterentwickelt haben, ist ein Bedarf an einem zuverlässigen Fahrzeug-zu-Fahrzeug-Kommunikationssystem (V2V-Kommunikationssystem) und Fahrzeug-zu-Infrastruktur-Kommunikationssystem (V2I-Kommunikationssystem) wie etwa einem dedizierten kurzreichweitigen Kommunikationssystem (DSRC-System) entstanden. Unter Verwendung von Fahrzeugnetzen dieses Typs können Fahrzeuge Verkehrsflussinformationen gemeinsam nutzen, andere Fahrzeuge vor gefährlichen Straßenbedingungen warnen, Fahrern helfen, aufmerksamer auf Nachbarfahrzeuge zu sein, usw. Außerdem sind zuverlässige Fahrzeugkommunikationen eine wesentliche Hilfe beim Betrieb autonom angetriebener Fahrzeuge.
In digitalen Kommunikationssystemen des oben erwähnten Typs werden die digitalen Daten, die gesendet werden, auf eine Trägerwelle moduliert, damit sie Informationssymbole enthalten, die als orthogonale Sinuskurven charakterisiert sind, die die Daten in den gesendeten Nachrichten identifizieren. Die verschiedenen Komponenten in dem Sender, in dem Übertragungsmedium und in dem Empfänger verursachen verschiedene Arten von Störungen in dem übertragenen Signal. Diese Störungen enthalten eine Signaldispersion oder -verschmierung, die veranlasst, dass Impulse in dem Empfangssignal nicht gut definiert sind. Falls die Störung in dem Empfänger während des Demodulationsprozesses nicht korrigiert wird, können Daten verlorengehen, was zu unzuverlässigen Übertragungen führt. Somit werden in dem Empfänger an dem Empfangssignal Prozesse ausgeführt, die als Kanalentzerrung bekannt sind, um die Störungen zu entfernen und die Wirkungen des Kanals zu korrigieren.
Die Kommunikationsnorm IEEE 802.11p ist gegenwärtig das Kernkommunikationsprotokoll für Fahrzeugnetze. Wie der Fachmann auf dem Gebiet gut versteht, nutzt die Kommunikationsnorm 802.11 einen Protokollstapel, der verschiedene Schichten wie etwa eine Bitübertragungsschicht, eine Medienzugangskontrollschicht usw. enthält, die jeweils verschiedene Operationen ausführen. Diese Kommunikationsnorm codiert die digitalen Daten, die in dem Sender gesendet werden sollen, und entschlüsselt decodierte Daten, wenn sie bei einem Empfänger empfangen werden. Für die Bitübertragungsschicht (PHY) verwendet die Norm IEEE 802.11p das orthogonale Frequenzmultiplex (OFDM), wobei OFDM ein spektral effizientes Mehrträgermodulationsschema ist. OFDM trennt die verwendbare Bandbreite, üblicherweise 10–20 MHz, in 52 orthogonale Hilfskanäle oder Hilfsträger bei verschiedenen Frequenzen. Von diesen 52 Hilfsträgerfrequenzen werden 48 Hilfsträgerfrequenzen für die Datenübertragung verwendet und werden vier Hilfsträgerfrequenzen für die Pilotübertragung verwendet. Wie der Fachmann auf dem Gebiet gut versteht, werden die Piloten für die Mittenfrequenzversatz-Nachführung verwendet.
Die Hilfsträger innerhalb eines OFDM-Signals sind sowohl im Zeit- als auch im Frequenzbereich orthogonal zueinander, sodass sie nicht miteinander interferieren. OFDM nutzt ein zyklisches Präfix, auch als ein Schutzintervall bekannt, zu Beginn jedes Symbols. Das zyklische Präfix hält die Hilfsträgerorthogonalität aufrecht und wird zum Verhindern der Intersymbolinterferenz verwendet. Somit hilft das zyklische Präfix, OFDM vor Multipfadeffekten zu schützen.
Die PHY der 802.11p ist bei zwei Hauptunterschieden ähnlich der PHY der 802.11a, d. h., die Norm 802.11p verwendet eine Bandbreite von 10 MHz, während die Norm 802.11a 20 MHz verwendet, und die Norm 802.11p verwendet eine Betriebsfrequenz von 5,9 GHz, während die Norm 802.11a eine Betriebsfrequenz von 5 GHz verwendet. Wenn ein Zweiphasenumtastungs-Modulationsschema (BPSK-Modulationsschema) mit der Codierungsrate 1/2 verwendet wird, liefert dies eine Datenrate von 3 MBit/s.
Alle oben beschriebenen Merkmale machen die Norm 802.11p zu einer guten Wahl für ein Kommunikationsprotokoll mit hoher Datenrate für einen Außenkanal. Allerdings ist die Leistung der Norm 802.11p gegenüber V2V-Kanälen alles andere als optimal In früherer Arbeit wurden die statistischen Eigenschaften des V2V-Kanals gemessen und wurde die Möglichkeit der Verwendung verschiedener zeitskalierter OFDM-Signalformen untersucht. Der Hauptnachteil der Norm 802.11p für die Leistung ist die kurze Kohärenzzeit des Kanals. Da die Norm 802.11p die Länge der Nachrichtenpakete nicht beschränkt, ist eine kurze Kohärenzzeit eine wichtige Besorgnis. Kurze Pakete haben natürlich eine bessere Leistung, während längere Pakete im Ergebnis der kurzen Kohärenzzeit des Kanals leiden. Somit ist in einem Bemühen, die Paketfehlerrate (PER) zu verringern, eine verbesserte Kanalentzerrung für die Norm 802.11p notwendig. Die Verbesserung der Leistung der Bitübertragungsschicht führt zu verbesserter Leistung auf allen Schichten.
Die PHY der IEEE 802.11p beruht auf der PHY, die in der Norm 802.11a zu finden ist. Diese Norm wurde für die Innenverwendung ausgelegt und funktioniert somit für die Innenumgebungen gut. Allerdings weisen Außenumgebungen einen dynamischeren Kanal und eine längere Verzögerungsspreizung in dem Signal auf. Dies führt dazu, dass das Schutzintervall in der Norm 802.11a zu kurz für die Außenverwendung ist. Es sind mehrere Verfahren für die Behandlung einer übermäßig langen Verzögerungsspreizung in der Norm 802.11p bekannt. Allerdings weist die Norm 802.11p ein Schutzintervall auf, das doppelt so lang wie das Schutzintervall in der Norm 802.11a ist. Auf der Grundlage von Kanalmessungen ist die lange Verzögerungsspreizung kein wesentliches Problem, das die Norm 802.11p betrifft, sodass die kurze Kohärenzzeit wichtiger ist.
Zur Verbesserung der Leistung und Genauigkeit der Anfangskanalschätzung in Paketnachrichtenübertragungen gibt es mehrere Techniken. Obgleich dieser Technologietyp für die Norm 802.11a wichtig ist, macht die Kohärenzzeit eines V2V-Kanals irgendwelche durch eine genauere Anfangsschätzung verwirklichten Gewinne zunichte.
Für Paket-OFDM-Übertragungen ist die Nachführung des Kanals wichtig. Über adaptive Kanalnachführungsalgorithmen für ein DSRC-System und/oder für die Norm 802.11 ist einige Arbeit erfolgt. Durch Decodierung und Demodulation von Symbolen wird eine entscheidungsgerichtete Kanalrückkopplung von Datensymbolen bestimmt, um den Kanal über das gesamte Paket neu zu schätzen. Dieses Verfahren ist dahingehend komplexer, dass es eine Viterbi-Decodierung und Remodulation von OFDM-Symbolen erfordert, während die Entzerrung stattfindet. Eine ähnliche Technik wird für 802.11a-Pakete genutzt, die auf eine Fahrzeugumgebung angewandt werden. Diese arbeitet mit einem Zeitbereichsentzerrer zusammen, der die Wirkungen von Multipfad- und Intersymbolstörung verringern hilft. Es ist eine adaptive Technik unter Verwendung von Fahrzeuggeschwindigkeit, Signal-Rausch-Verhältnis und Paketlänge vorgeschlagen worden, um bei der Nachführung des Kanals unter Verwendung von Datensymbolen zu helfen. Ein Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate (LMS-Algorithmus) wird zusammen mit Pilotdaten verwendet, um den restlichen Trägerfrequenzversatz und Kanalbedingungen über die gesamte Länge des Pakets zu korrigieren.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
In Übereinstimmung mit den Lehren der vorliegenden Erfindung werden ein System und ein Verfahren zur Schaffung einer dynamischen Kanalentzerrung in V2V- und V2I-Kommunikationssystemen, die orthogonale Frequenzmultiplexprotokolle nutzen, offenbart. Das Verfahren enthält das Trennen der Kanalbandbreite einer Nachricht in mehrere Hilfsträger mit verschiedenen Hilfsträgerfrequenzen, wobei die Hilfsträger Datenhilfsträger und Pilothilfsträger enthalten. Die Übertragung in der Zeit wird in mehrere Symbole geteilt, wobei die Übertragung sowohl Datensymbole als auch Pilotsymbole enthalten kann. Somit kann die Übertragung als eine zweidimensionale Matrix veranschaulicht werden, wobei die Zeilen Hilfsträgern entsprechen und die Spalten Symbolen entsprechen. Im Allgemeinen kann irgendeine Zelle ein Pilot sein und werden die Piloten in der Weise über die Matrix gespreizt, dass jede Zeile und jede Spalte eine Kombination von Datenzellen und Pilotzellen besitzen kann. Das Verfahren demoduliert die Nachricht in dem Empfänger, um aus der Nachricht Symbole zu extrahieren, und bestimmt unter Verwendung eines Schätzprozesses der kleinsten Quadrate und der extrahierten Symbole für die Pilothilfsträger Kanalschätzungs-Frequenzgänge. Die Kanalschätzungs-Frequenzgänge wenigstens der Hilfsträger werden interpoliert, um aktualisierte Kanalschätzungs-Frequenzgänge zu erzeugen, und für jedes extrahierte Signal wird unter Verwendung eines früheren Kanalschätzungs-Frequenzgangs und des aktualisierten Kanalschätzungs-Frequenzgangs ein neuer Kanalschätzungs-Frequenzgang erzeugt. Die extrahierten Symbole werden unter Verwendung des neuen Kanalschätzungs-Frequenzgangs entzerrt. Einer oder mehrere der Datenhilfsträger können außerdem interpoliert werden, um die Genauigkeit der Entzerrung zu erhöhen, wobei der Datenhilfsträger mit einem Vertrauensparameter-Schwellenwert verglichen werden kann, sodass Datenhilfsträger mit niedriger Genauigkeit nicht in der Entzerrung verwendet werden. Die Pilothilfsträger in jedem Symbol können verschieden sein und einige Symbole können keine Pilothilfsträger enthalten. In diesem Fall kann eine Interpolation über die Symbole in der Zeit verwendet werden, um die Genauigkeit der Entzerrung zu erhöhen.
Zusätzliche Merkmale der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden Beschreibung und aus den angefügten Ansprüchen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen hervor.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist eine Draufsicht eines Fahrzeugs, das Nachrichten an ein anderes Fahrzeug sendet;
2 ist eine Paketstruktur für eine Kommunikationsnorm IEEE 802.11p;
3 ist ein Blockschaltplan einer Interpolationsschaltung;
4 ist ein Graph mit der Frequenz auf der horizontalen Achse und mit der Kanalschätzung auf der vertikalen Achse, der Interpolationsergebnisse von der in 3 gezeigten Schaltung zeigt;
5(a)–5(c) zeigen Komb-Pilot- und Komb-Copilotinterpolationsschemata [engl.: ”comb Pilot and copilot interpolation schemes”];
6 ist ein Graph, der eine Verteilung eines Mittelwerts m_D ohne Fehler zeigt;
7 ist ein Graph, der eine Verteilung des Mittelwerts m_D mit Fehler zeigt;
8 ist ein Graph, der die PDF des Mittelwerts m_D zeigt;
9 ist ein Graph, der die CDF des Mittelwerts m_D zeigt;
10 ist ein Graph, der Verteilungen D₀ und D₁ zeigt;
11 ist ein Graph, der drei interessierende Gebiete P₀, P₁ und P₂ zeigt; und
12 ist ein Graph mit dem Vertrauensparameterprozentsatz auf der horizontalen Achse und der PER auf der vertikalen Achse, der einen Vergleich zwischen der CADE- und der gemittelten CADE-Technik zeigt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die folgende Diskussion der Ausführungsformen der Erfindung, die auf ein System und auf ein Verfahren zur Bereitstellung einer dynamischen Kanalentzerrung in einem V2V- und V2I-Kommunikationssystem gerichtet ist, das ein OFDM-Protokoll nutzt, ist dem Wesen nach lediglich beispielhaft und soll die Erfindung oder ihre Anwendungen oder Verwendungen in keiner Weise einschränken. Zum Beispiel besitzen die im Folgenden diskutierten Kanalentzerrungstechniken besondere Anwendung für Fahrzeugkommunikationsnetze, die die Kommunikationsnorm IEEE 802.11p nutzen. Wie der Fachmann auf dem Gebiet würdigen wird, können diese Kanalentzerrungstechniken aber Anwendung auf andere Protokolle und andere Kommunikationsnormen haben.
1 ist ein Diagramm eines Fahrzeugkommunikationsnetzes 10, das ein Fahrzeug 12 in dem Netz 10 zeigt, das unter Verwendung der hier diskutierten Kommunikationsnorm IEEE 802.11p eine Nachricht 14 an ein anderes Fahrzeug 16 in dem Netz 10 sendet.
Zum Testen verschiedener Schätzungs- und Entzerrungsschemata für die Datenübertragung, die die Kommunikationsnorm 802.11p verwenden, werden 802.11p-Signalformen über einen tatsächlichen V2V-Kanal aufgezeichnet. In diesen echten Szenarien wirkte ein Fahrzeug als der Sender und ein anderes Fahrzeug als der Empfänger. Das Senderfahrzeug war mit einen Digitalsignalgenerator (DSG) ausgestattet, der die gesendete Signalform erzeugte. Das Empfängerfahrzeug war mit einem Vektorsignalanalysator (VSA) ausgestattet, der die abgetastete Signalform sicherte und demodulierte. Der Empfänger verarbeitete zeitabgetastete gleichphasige und Quadraturphasen-Paketsignalformen (I&Q-Paketsignalformen) und führte eine Zeitsynchronisation, eine Frequenzversatzkorrektur, eine Anfangskanalschätzung, eine Demodulation und eine Entzerrung aus.
Die gegenwärtige Technik für die Schätzung und Entzerrung einer 802.11a-Signalform, die eine ähnliche Struktur wie eine 802.11p-Signalform aufweist, ist es, einen Prozess der kleinsten Quadrate (LS-Prozesses) für die Kanalschätzung zu verwenden. Es wird angemerkt, dass dieses Verfahren gleich der Maximum-Likelihood-Schätzung (ML-Schätzung) des Kanals ist.
In 2 ist eine Paketstruktur 20 für eine Nachricht gezeigt, die die Norm 802.11p verwendet. Die ersten zehn kurzen Symbole 22 der Struktur 20 werden für das Training der Synchronisation verwendet, die zwei Symbole 24, die auf die Symbole 22 folgen, d. h. T₁ und T₂, werden für die Schätzung des Kanals verwendet und der verbleibende Teil der Struktur 20 sind Daten 26, die zu demodulieren und zu decodieren sind.
Für den LS-Schätzprozess werden zuerst die Zeitbereichssymbole T₁[n] und T₂[n] aus dem Empfangssignal extrahiert und unter Verwendung einer schnellen N-Punkt-Fourier-Transformation (N-Punkt-FFT) als

demoduliert.
Da die Bits in den Trainingssymbolen T₁ und T₂ durch den Empfänger bekannt sind, kann daraufhin der LS-Schätzprozess für die beiden gesendeten Zeitbereichssymbole T₁[n] und T₂[n] als H₁ = Y₁/X₁, (3) H₂ = Y₂/X₂ (4) formuliert werden, wobei H₁ und H₂ Kanalfrequenzgangfunktionen für die Kanalschätzungen sind, Y₁ und Y₂ die FFT-Werte in Vektorform aus Gleichung (1) und (2) sind und X₁ und X₂ die bekannten Trainingsvektorwerte sind, wie sie durch die Norm 802.11p definiert sind. Es wird angemerkt, dass die Divisionen in Gleichung (3) und (4) elementweise erfolgen. Daraufhin wird ein Endkanalschätzungs-Frequenzgang H als H = (H₁+H₂) / 2 (5) berechnet.
Daraufhin werden die Daten 26 in der Paketstruktur 20 unter Verwendung des Kanalschätzungs-Frequenzgangs H entzerrt. Für ein gegebenes Empfangssymbol S_R[n] wird das Symbol zunächst unter Verwendung der FFT als
demoduliert.
Daraufhin wird der empfangene FFT-Vektor unter Verwendung der elementweisen Multiplikation entzerrt, sodass der Schätzwert S ^_T des gesendeten Symbols S_T S ^T = S_R.·H^–1 (7) ist.
Es wird angemerkt, dass dies ein einfacher Einabgriffsentzerrer für jeden Hilfsträger ist. Außerdem wird angemerkt, dass die Inversion H elementweise erfolgt. Dies wird für alle Symbole in dem Paket wiederholt. Es ist festzustellen, dass dann, wenn sich der Kanal über die Dauer eines Pakets wesentlich ändert, der Kanalschätzungs-Frequenzgang H nicht mehr genau den Kanal repräsentiert und die Entzerrung das Empfangssignal tatsächlich zu schädigen beginnt, anstatt es zu korrigieren. Somit ist eine effiziente Technik zum Nachführen des Kanals entscheidend.
Wie oben erwähnt wurde, weist die Kommunikationsnorm 802.11p vier Pilothilfsträger für die Verwendung für die Mittenfrequenzversatz-Nachführung zu. Obgleich sie in vorhandenen Implementierungen der 802.11p nicht verwendet werden, ist bekannt, dass die Pilothilfsträger in einem Komb-Pilotinterpolationsprozess verwendet werden können, um wie im Folgenden diskutiert eine genauere Kanalschätzung bereitzustellen. Die von den Pilothilfsträgerfrequenzen bekannten Informationen werden interpoliert, um die Charakteristiken der Datenhilfsträgerfrequenzen zu schätzen. In einigen OFDM-Schemata ermöglicht ein Gitter sowohl in der Zeit als auch in der Frequenz beanstandeter Pilothilfsträger, dass die Kanalschätzeinrichtung von dem Kanal eine Rückkopplung erhält, um das Signal zu entzerren. Um die Änderung des Kanals sowohl in der Zeit als auch in der Frequenz zu erfassen, müssen die Pilothilfsträger in der Weise beabstandet sein, dass sie die Nyquist-Kriterien erfüllen. Allerdings erfüllen die Pilothilfsträger in der Norm 802.11p wegen des großen Abstands zwischen den Pilothilfsträgern und der schmalen Korrelationsbandbreite des V2V-Kanals dieses Kriterium nicht, sodass sie keine ausreichende Rückkopplung für die Kanalentzerrung bereitstellen.
Trotz dieser Tatsache sind einige Informationen über den Kanal besser als keine Informationen. Dies trifft insbesondere zu, da der Anfangskanalschätzwert vor Ende des Pakets abläuft, sodass die Verwendung der Pilothilfsträger als Rückkopplung der einzige garantierte Rückkopplungsmechanismus ist.
Bei diesem Schema wird jedes Symbol S demoduliert. Daraufhin werden die Empfangsfrequenzwerte der Pilothilfsträger –21, –7,7 und 21 extrahiert. Diese Werte werden durch den Vektor Y_p bezeichnet. Daraufhin werden die LS-Schätzwerte des Frequenzgangs H_p bei den Pilothilfsträgern unter Verwendung der bekannte Pilotdaten X_p als H_p = Y_p/X_p (8) gebildet.
Es wird angemerkt, dass dies einen Vierelement-Kanalschätzungs-Frequenzgangvektor H_p ergibt, der gleichmäßig beabstandete Messwerte des Kanals repräsentiert. Um diese Messwerte zu interpolieren, werden an den Kanalschätzungs-Frequenzgangvektor Endpunkte angehängt, um den erweiterten geschätzten Frequenzgang H'_p zu bilden, der durch
gegeben ist, wobei
der Pilotkanalschätzungs-Frequenzgang H_p ist. Der Mittelwert
wird an den Endpunkten verwendet, da es keine Möglichkeit der Bestimmung der tatsächlichen Kanalantwort bei den Randfrequenzen gibt, und wird dazu verwendet, ein sinnvolles Interpolationsergebnis zuzulassen.
Nachfolgend wird der erweiterte Kanalschätzungs-Frequenzgangvektor H'_p durch eine Interpolationsschaltung geleitet. Die Interpolation ist ein mathematischer Prozess, der innerhalb eines Bereichs eines diskreten Satzes bekannter Datenpunkte neue Datenpunkte liefert, um eine Funktion zu konstruieren, die an diese Datenpunkte eng angepasst ist. In dem hier diskutierten Interpolationsprozess ordnet die Interpolationsschaltung zwischen jedem Abtastwert in dem erweiterten Kanalschätzungs-Frequenzgangvektor H'_p L – 1 Nullen an und leitet das resultierende Signal durch ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von π/L, wo L 14 ist.
3 ist ein Blockschaltplan einer für diesen Zweck geeigneten Interpolationsschaltung 30. Es wird angemerkt, dass die Interpolationsschaltung 30 keineswegs beschränkend ist und irgendein Typ einer Interpolationsschaltung genutzt werden kann, die für die hier beschrieben Zwecke geeignet ist. Die Interpolationsschaltung 30 enthält einen Aufwärtsabtaster 32, der den erweiterten Kanalschätzungs-Frequenzgangvektor H'_p empfängt und an der Eingabe einen Aufwärtsabtastungsbetrieb ausführt, sodass
ist.
Es wird angemerkt, dass die Indizierung in diesem Fall bei n = 0 beginnt. Der aufwärts umgesetzte Wert W wird daraufhin an ein Tiefpassfilter (LPF) 34 gesendet, wobei die Ausgabe des Tiefpassfilters 34 als ein Aktualisierungs-Kanalschätzungs-Frequenzgang H_update bezeichnet wird. Der Aktualisierungs-Kanalschätzungs-Frequenzgang H_update wird auf beiden Seiten geeignet abgeschnitten, um die Verzögerung des Filters 34 und die Zusatzwerte an den Schwanz-Enden zu berücksichtigen. Ein Beispiel des Ergebnisses dieser Interpolation, die für jeden der 52 Hilfsträger den Aktualisierungs-Kanalschätzungs-Frequenzgang H_update ergibt, ist durch den Graphen in 4 gezeigt.
Wenn der Aktualisierungs-Kanalschätzungs-Frequenzgang H_update für die Pilothilfsträger unter Verwendung der Interpolationsschaltung 30 erhalten wird, wird der Kanal bei einem gegebenen Symbol S geschätzt und der Gesamtkanalschätzwert geeignet aktualisiert, um den Kanal nachzuführen.
Da ein gegebener aktualisierter Frequenzgang H_update wegen Rauschen allgemein Fehler aufweisen wird, kann eine Glättung in der Zeit sowie in der Frequenz hinzugefügt werden. In diesem Fall ist keine Interpolation notwendig, sodass jedes Symbol dieselben Pilothilfsträger enthält, wobei die Symbolrate derart ist, dass die Nyquist-Rate für zeitliche Veränderungen des Kanals leicht erfüllt ist. Eine Möglichkeit, das Glätten in der Zeit auszuführen, ist das Erhalten des neuen Kanalschätzwerts aus einem gewichteten Mittelwert des vorhergehenden Schätzwerts und der gegenwärtigen Aktualisierung. Unter Verwendung dieser Herangehensweise ist der neue Kanalschätzungs-Frequenzgang H_t zu der Symbolzeit t durch H_t = (1 – 1 / α)H_t-1 + 1 / α(H_update) (11) gegeben, wobei α ein Speicherparameter ist. Ein größerer Speicherparameter α bedeutet einen größeren Speicher. Der Kanalschätzungs-Frequenzgang H_t ist genauer als der, der durch die in Gleichung (5) gezeigte bekannte Kanalschätzungstechnik geliefert wird, da er den aktualisierten Kanalschätzungs-Frequenzgang H_update enthält. Der Fachmann auf dem Gebiet kann feststellen, dass eine Interpolation in der Zeit ebenfalls auf analoge Weise wie die, die mit dem Frequenzgang verwendet wird, verwendet werden kann, wenn Piloten nicht in jedem Symbol erscheinen.
Wenn der Kanal geschätzt wird, ist das zum Zeitpunkt t gesendete, geschätzte Symbol S ^_T,t durch S ^_T,t = S_R,t.·H –1 / t (12) gegeben.
Das im Ergebnis der Interpolation erzeugte geschätzte Symbol S ^_T,t ist unter Verwendung des Kanalschätzungs-Frequenzgangs H_t genauer geschätzt. Diese Prozedur wird fortgesetzt, bis alle Symbole S in der Paketstruktur 20 entzerrt worden sind.
Wie oben erwähnt wurde, tasten die Komb-Pilothilfsträger, die in der Norm 802.11p vorhanden sind, den Kanal in der Frequenz nicht ausreichend ab. Genauere Schätzungen des Verhaltens des Kanals zwischen Pilottönen können unter Verwendung der Datenhilfsträger erhalten werden. Die Schätzung des Kanals mit Daten ist inhärent unzuverlässig, da solche Schätzungen annehmen, dass die Daten richtig demoduliert wurden.
In der vorliegenden Erfindung wird ein Komb-Copilotinterpolationsschema für die Kanalentzerrung vorgeschlagen, in dem mehrere ”Copilot”-Hilfsträger aus Datenhilfsträgerinformationen definiert werden können. Diese Copilothilfsträger sind mit den Pilothilfsträgern gleichmäßig beabstandet, sodass das Interpolationsschema richtig funktioniert. Vor Bildung dieser Copilothilfsträger muss das geschätzte gesendete Symbol zum Zeitpunkt t, S ^_T,t, mit dem vorhergehenden Kanalschätzwert entzerrt werden, bevor es als S ^_T,t = S_R,t.·H –1 / t-1 (13) aktualisiert wird.
Wenn dies erfolgt ist, kann die Kanalschätzung bei einer Hilfsträgerfrequenz λ aus einer Bitentscheidung bei diesem Hilfsträger als H_λ = Y_λ/X_λ (14) gebildet werden, wobei H_λ der Kanalschätzungs-Frequenzgang bei einer Hilfsträgerfrequenz λ ist, Y_λ der empfangene Wert ist und X_λ der dem entschiedenen Bit (den entschiedenen Bits) entsprechende Symbolwert ist.
In H_λ können wieder Fehler wegen Rauschen auftreten. Dieses Rauschen kann durch Glätten in der Frequenz verringert werden. Ein Weg dies zu tun ist das Bilden des Copilotkanalschätzwerts aus einer Linearkombination von Kanalschätzwerten der Datenhilfsträger in seiner Nähe. Zum Beispiel wird der Copilotkanalschätzungs-Frequenzgang H_cp beim Hilfsträger λ als H_cp = 0,25H_λ-1 + 0,5H_λ + 0,25H_λ+1 (15) gebildet.
Die Gewichte in Gleichung (15) werden für verschiedene Situationen etwas geändert. Falls z. B. der Kanalschätzungs-Frequenzgang H_λ-1 oder H_λ+1 von Pilothilfsträgern sind, wird ihr Gewicht relativ zu den anderen Termen in Gleichung (15) erhöht. Falls der Kanalschätzungs-Frequenzgang H_λ-1 oder H_λ+1 an den Rändern des Kanals nicht existiert, werden sie aus Gleichung (15) ausgeschlossen und die Gewichte dementsprechend eingestellt. Falls ein Copilothilfskanal außerhalb des Hilfsträgerbereichs gebildet werden muss, wird anstelle dieses Orts eine Copilotfrequenz bei –26 oder 26 verwendet, um die Äquidistanz zwischen Piloten und Copiloten zu erhalten. Schließlich sind die Kanalschätzwerte für Hilfsträger bei –1 und 1 durch H_cp,0 = 0,5H_–1 + 0,5H₁ (16) gegeben, wenn ein Copilothilfskanal bei dem Hilfsträgerort null formuliert werden muss.
Die in Gleichung (15) und (16) erscheinenden Gewichte werden zweckmäßig digital implementiert, da sie Zweierpotenzen sind. Allerdings versteht der Fachmann auf dem Gebiet, dass andere Werte und andere Arten der Glättung in der Frequenz mit ähnlicher Wirkung verwendet werden könnten. Zum Beispiel sind die Gleichungen (15) und (16) Spezialfälle der Form
wobei W_k das auf den k-ten Term in der Summe angewendete Gewicht ist.
Nachdem die notwendigen Copilotfrequenzen extrahiert worden sind, wird der Kanalschätzungs-Frequenzgang H_p/cp für die Pilot- und für die Copilothilfsträger aus den gleichmäßig beabstandeten Copilothilfsträgern und den Pilothilfsträgern gebildet. Der Kanalschätzungs-Frequenzgang H_p/cp wird wie oben diskutiert durch die Interpolationsschaltung 20 geleitet.
5(a)–5(c) veranschaulichen einen Vergleich zwischen dem oben diskutierten Pilotinterpolationsschema und zwei Copilotinterpolationsschemata für einen Kanal 40, der 52 Hilfsträger enthält, wobei das Bezugszeichen 42 die Datenhilfsträger repräsentiert, das Bezugszeichen 44 die Pilothilfsträger repräsentiert und das Bezugszeichen 46 die Datenhilfsträger repräsentiert, die als Pilothilfsträger verwendet werden. 5(a) zeigt den Kanal 40 unter Verwendung des Komb-Pilotinterpolationsprozesses, 5(b) zeigt den Kanal 40 unter Verwendung des Komb-Copilotinterpolationsprozesses mit einer Lücke von L = 7 und 5(c) zeigt den Kanal 40 unter Verwendung des Komb-Copilotinterpolationsprozesses mit einer Lücke von L = 3.
Nach der Symboldemodulation, der Copilotbildung und der nachfolgenden Interpolation wird der aktualisierte Kanalschätzungs-Frequenzgang H_update gebildet. Als das Komb-Pilotinterpolationsschema wird daraufhin der Kanalschätzungs-Frequenzgang H_t mit einem gleitenden Durchschnitt in derselben Weise unter Verwendung von Gleichung (11) aktualisiert. Anders als das Komb-Pilotinterpolationsschema wird dieser Kanalschätzwert zum Entzerren des nächsten Symbols verwendet, bevor er erneut aktualisiert wird.
Das Komb-Copilotinterpolationsschema nimmt blind an, dass Copilothilfsträger aus korrekt empfangenen Daten genau gebildet werden. Allerdings ist der Kanalschätzungs-Frequenzgang H_t falsch, wenn das nicht der Fall ist. Die durch die Gleichungen (15) und (16) bereitgestellte Mittelung hilft diese Möglichkeit zu verhindern, beseitigt sie aber nicht. Eine bessere Technik wäre es, eine Technik zum Messen des Vertrauens für die Verwendung eines Datenhilfsträgers zum Schätzen des Kanals zu entwickeln. Daraufhin werden zum Schätzen des Kanals nur Datenhilfsträger mit einer hohen Wahrscheinlichkeit, richtig zu sein, verwendet. Die vorliegende Erfindung schlägt eine im Folgenden diskutierte konstellationssensitive Datenentzerrungstechnik (CADE-Technik) vor, die eine statistische Herangehensweise verwendet, um zu bestimmen, welche Datenhilfsträger für die Kanalschätzung verwendet werden sollten.
Die Grundlage der CADE-Technik stützt sich auf die Verwendung der BPSK an allen Datenhilfsträgern, könnte aber auf andere Konstellationsschemata erweitert werden. Wenn die OFDM-Signalform unter Verwendung einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) demnoduliert wird, bilden die resultierenden komplexen Zahlen an jeder Hilfsträgerposition direkt auf die Punkte in einem Konstellationsmuster ab. Dieses Konstellationsmuster ist in 6(a) und 6(b) gezeigt, wobei 6(a) alle demodulierten Datenpunkte für ein Paket ohne Fehler zeigt. In diesem Fall könnten alle Daten verwendet werden, um den Kanal zu schätzen, ohne Fehler zu machen. In 6(b) ist ein Datenpaket gezeigt, das mehrere Fehler aufweist, wobei die offenen Punkte um den Ursprung die Fehler identifizieren. Somit ist es wichtig, ein Wahrscheinlichkeitsmodell zu bestimmen, um zu bestimmen, welche Datenpunkte verwendet werden können, um den Kanal ohne wesentlichen Fehler sicher zu schätzen.
Zunächst wird der Realteil P_i des i-ten Datenpunkts in der Symbolkonstellation als eine Summe zweier Zufallsvariablen N_i und D_i als P_i = N_i + D_i (18) modelliert, wobei N_i normal als ~N(0, σ 2 / n ) ist und Rausch- und Kanaleffekte modelliert und D_i eine spezielle Art eines Bernoulli-Versuchs ist und wobei
ist.
Dies funktioniert unter der Annahme, dass die Daten ausreichend verwürfelt und codiert sind, damit 1en und 0en für ein gegebenes Paket in gleicher Anzahl vorhanden sind. Das Ziel ist die Bestimmung der Varianz des Vektors N(σ 2 / n ) für jedes Symbol. Die Varianz des Vektors P kann als Var(P) = Var(N + D) = Var(N) + Var(D) (20) geschrieben werden.
Auflösen nach der Varianz σ 2 / n ergibt Var(N) = σ 2 / n = Var(P) – Var(D). (21)
Die Varianz der Konstellationspunkte kann experimentell bestimmt werden und ist durch den Ausdruck Var(P) = 1 / nΣ n / i=1(P_i – m_p)² = 1 / nΣ n / i=1P 2 / i – m 2 / p (22) gegeben, wobei n 48 ist, da es 48 Datenhilfsträger gibt, und der Mittelwert m_p der Konstellation als m_p = 1 / nΣ n / i=1P_i (23) berechnet wird.
Nachfolgend wird die Varianz der Zufallsvariablen D als Var(D) = 1 / nΣ n / i=1(D_i – m_D)² = 1 / nΣ n / i=1D 2 / i – m 2 / D = 1 – m 2 / D (24) bestimmt.
In der Theorie ist der Mittelwert m_D der Variablen D gleich 0, was Var(D) = 1² – 0 = 1 (25) bedeutet.
Da die Stichprobengröße nur 48 Punkte sind, braucht die wahre Varianz der Variablen D für ein gegebenes Symbol allerdings nicht gleich 1 zu sein. Dies liegt daran, dass die Varianz von D nur dann gleich 1 ist, wenn in einem gegebenen Symbol eine gleiche Anzahl von 1en und 0en übertragen werden. Wenn dies nicht der Fall ist, weicht der Term m 2 / D von 0 ab. Somit ist es notwendig, die Verteilung des experimentellen Mittelwerts m_D der Datenpunkte zu bestimmen. Dies führt zu einem Ausdruck für die Verteilung der möglichen Werte von Var(D), wobei der Mittelwert m_D der Variablen D durch m_D = 1 / nΣ n / i=1D_i (26) gegeben ist.
Da die Variable D_i ähnlich einem Bernoulli-Versuch ist, ist die Verteilung des Mittelwerts m_D ein Typ eines Binoms. Eine Standard-Binomialverteilung für eine diskrete Zufallsvariable s, deren Bernoulli-Versuche Werte von 0 oder 1 annehmen, ist durch P(s = K) = ( n / k)p^k(1 – p)^n-k (27) gegeben, wobei k die Zahl der 1en ist, (n – k) die Zahl der 0en ist, p die Wahrscheinlichkeit ist, dass eine 1 auftritt und (1 – p) die Wahrscheinlichkeit ist, dass eine 0 auftritt.
Falls die Wahrscheinlichkeiten von 1en und 0en dieselben sind, vereinfacht sich Gleichung (27) zu P(s = K) = ( n / k)0,5^k0,5^n-k = ( n / k)0,5ⁿ (28)
Falls es in diesem Fall 1en und –1en im Gegensatz zu 0en gibt, kann das Binom von Gleichung (28) in der Form P(m_D = b / n) = ( n / k)0,5ⁿ (29) geschrieben werden, wobei k = {0, 1, ..., n} und b = 2k – n ist. Der Grund für diese Indizierung ist sicherzustellen, dass die x Variablen der Verteilung des Mittelwerts m_D die richtigen Werte sind. Die Verteilung des Mittelwerts m_D ist in 7 gezeigt.
Die Verteilung des Quadrats des Mittelwerts m 2 / D kann aus Gleichung (29) als
bestimmt werden, wobei c eine Indizierungsvariable (c = {0, 1, ..., 24}) ist. In 8 bzw. 9 sind Graphen für die PDF bzw. für die CDF des Quadrats des Mittelwerts m 2 / D gezeigt.
Kombinieren der Gleichungen (21), (22) und (24) ergibt σ 2 / n = 1 / nΣ n / i=1P 2 / i – m 2 / p – 1 + m 2 / D. (31)
Es wird angemerkt, dass das Quadrat des Mittelwerts m 2 / D immer positiv ist. Falls eine gleiche Anzahl von 1en und –1en angenommen wird, wird das Quadrat des Mittelwerts m 2 / D zu 0. Allerdings zeigt der Graph der PDF in 8, dass es eine wesentliche von null verschiedene Wahrscheinlichkeit gibt, dass dies nicht der Fall ist. Somit wird der Schätzwert der Varianz σ 2 / n durch die Annahme, dass das Quadrat des Mittelwerts m 2 / D einen ausreichend großen Wert annimmt, konservativer. Dies bedeutet im Wesentlichen, dass die Bestimmung eines im Folgenden diskutierten Schwellenwerts sicherer ist. Üblicherweise kann ein Wert für das Quadrat des Mittelwerts m 2 / D durch Betrachtung seiner CDF und Wählen des Quadrats des Mittelwerts m 2 / D derart, dass (m 2 / D ) ≈ 1 ist, bestimmt werden.
Aus dieser Analyse gibt es Cluster von Daten, d. h. die Einen zentriert bei 1 und die Anderen zentriert bei –1. Die Punkte um jedes Cluster haben die Varianz σ 2 / n . Unter Verwendung dieser Varianz kann ein Schwellenwert ±k in der Weise bestimmt werden, dass Datenpunkte links oder rechts dieser Schwellenwerte verwendet werden können, um den Kanal schätzen zu helfen. Wie in 10 gezeigt ist, liegen die Datenpunkte in zwei Normalverteilungen D₀ und D₁.
Es gibt drei interessierende Gebiete. Zunächst repräsentiert das Gebiet P₀ Datenpunkte, die über dem Schwellenwert liegen und richtig demoduliert werden. Das Gebiet P₁ repräsentiert Datenpunkte, die über dem Schwellenwert liegen, aber falsch demoduliert werden. Schließlich repräsentiert das Gebiet P₂ den Rest der Datenpunkte, die zwischen den Schwellenwerten –k und k liegen. Der Klarheit halber sind die Gebiete P₀, P₁ und P₂ in 11 gezeigt, wobei die gesprenkelten Flächen das Gebiet zeigen.
Es wird ein Vertrauensparameter C entwickelt, der als ein Maß für die Wahrscheinlichkeit dient, dass der interessierende Punkt eher aus dem Gebiet P₀ richtig demoduliert wird, als aus dem Gebiet P₁ falsch demoduliert wird. Das Letztere würde zu einer fehlerhaften Schätzung des Kanals für diesen Hilfsträger führen. Der Vertrauensparameter C ist als
definiert, wobei das Gebiet P₀ als
ausgedrückt wird und das Gebiet P₁ als
ausgedrückt wird.
Kombinieren der Gleichungen (32)–(34) ergibt
Wegen
kann Gleichung (35) als
ausgedrückt werden.
Somit kann bei einem gegebenen Vertrauensparameter C und der berechneten Varianz σ_n der Schwellenwert k gelöst werden und können Nachschlagetabellen für den Schwellenwert k für eine Anzahl gegebener Werte des Vertrauensparameters C und der Varianz σ_n erzeugt werden. Dies erfolgt numerisch durch Lösen von min_k>0(|C – f(k, σ_n|). (38)
Wenn ein Paket empfangen wird, wird jedes Symbol wie oben diskutiert anfangs unter Verwendung des Komb-Pilotinterpolationsschemas demoduliert. Bei jedem Datenhilfsträger wird, etwa unter Verwendung von Gleichung (14), ein Kanalschätzungs-Frequenzgang gebildet. Daraufhin wird die Varianz σ_n des Rauschens der Konstellation berechnet. Von diesem und einem spezifizierten Vertrauensparameter C werden Nachschlagetabellen zum Bestimmen des Schwellenwerts k verwendet. Daraufhin werden alle Datenhilfsträger, deren Empfangssignale über dem Schwellenwert k liegen, zum Bilden des aktualisierten Kanalschätzwerts verwendet. Beim Bilden des aktualisierten Kanalschätzungs-Frequenzgangs H_update ersetzt ein einfaches Schema den Wert in dem Pilotinterpolations-Kanalschätzungs-Frequenzgang H_y durch den aus Daten abgeleiteten Kanalschätzwert aus Gleichung (14). In einem anspruchsvolleren Prozess, d. h. über eine mehr rechenintensive Technik, kann zwischen den Pilothilfsträgern und den Datenhilfsträgern, die über dem Schwellenwert k liegen, eine stückweise lineare Interpolation gebildet werden. Nachdem jedes Symbol demoduliert worden ist, wird der Schätzwert als ein gleitender Durchschnitt aktualisiert und auf das nächste Symbol angewendet. Es wird angemerkt, dass in der wie hier beschriebenen CADE-Grundtechnik keine Mittelung nahegelegener Frequenzschätzwerte verwendet wird. Stattdessen werden für die richtige Datendemodulation einzelne Schätzwerte verwendet, die Hilfsträgern mit hohem Vertrauen entsprechen.
Wie in 12 gezeigt ist, funktioniert die CADE-Technik gut, wobei ihre Leistung aber stark von dem Vertrauensparameter C abhängt. Falls der Vertrauensparameter C zu niedrig ist, werden k = 0 und alle Datenpunkte zum Entzerren des Kanals verwendet. Während der Vertrauensparameter C zunimmt, werden weniger Copiloten mit Fehlern verwendet, wobei die PER abnimmt. Bei einem optimalen Vertrauensparameter C erreicht die PER ein Minimum. Bei diesem Wert sind die meisten der für die Schätzung verwendeten Daten Daten, die richtig empfangen worden sind. Somit ist die Leistung recht gut und nimmt die PER wesentlich ab. Wenn der Vertrauensparameter C von diesem Punkt an zunimmt, nimmt der Schwellenwert k weiter zu und werden weniger Daten zum Schätzen des Kanals verwendet, bis zu dem Punkt, bei dem alle der Daten unter dem Schwellenwert k liegen. Zu diesem Zeitpunkt nimmt die Leistung ab und reduziert sich das Schema auf die Komb-Pilotinterpolation. Es kann gefolgert werden, dass die CADE eine Leistungsverbesserung bietet, allerdings eine, die empfindlich für die Wahl des Vertrauensparameters C ist.
Eine weitere Verbesserung ist das Hinzufügen der Verwendung einer Mittelung der Frequenz zur CADE. Dieses hilft durch Hinzufügen einer Redundanz im Wesentlichen in derselben Weise wie in dem beim Mitteln in Gleichung (15) verwendeten Copilotinterpolationsschema die Wirkung von Fehlern zu verringern. Die dahinterstehende Idee ist, mehrere Messwerte des Kanals bei einem gegebenen Hilfsträgerort zu haben. Wenn mehr Datenhilfsträger zum Bilden des Durchschnitts verwendet werden, nimmt die Genauigkeit zu, da die Wahrscheinlichkeit mehrerer Fehler über einen Block von Hilfsträgern kleiner als die Wahrscheinlichkeit ist, einen Fehler bei einem gegebenen Hilfsträger zu machen. Wenn allerdings zu viele Datenhilfsträger zum Bilden des Durchschnitts verwendet werden, ist der resultierende Schätzwert nicht so genau, da die Kohärenzfrequenz des Kanals im Vergleich zum Spektrum des Signals schmal ist.
12 zeigt die Ergebnisse der Mittelung der CADE-Technik im Vergleich zur CADE ohne Mittelung. Die Mittelung verringert deutlich die PER und verringert ebenfalls die Empfindlichkeit für den Vertrauensparameter C. Tatsächlich wird die beste Leistung erhalten, wenn bei jedem Symbol alle Datenhilfsträger zum Formulieren eines Kanalschätzwerts verwendet werden (k = 0) und die resultierenden Schätzwerte sowohl in der Zeit als auch in der Frequenz gemittelt werden. Dieses Verfahren ist eine dritte Verbesserung, die durch die vorliegende Erfindung geboten wird, und ist im Folgenden in Formeln dargestellt.
Eine spektral-zeitliche Mittelungsschätztechnik (STAE-Technik) für dieses Verfahren kann wie folgt in Formeln dargestellt werden. Zunächst wird von der Trainingspräampel wie in Gleichung (5) der Anfangskanalschätzwert erhalten. Dieser Anfangsschätzwert wird auf das erste Symbol in dem Paket angewendet. Wenn dieses Symbol demoduliert wird, wird ein Kanalschätzungs-Frequenzgang H_i als H_i = Y_i/X_i (39) gebildet, wobei Y_i das empfangene Konstellationsmuster beim Symbol i ist, X_i die demodulierten Symbolwerte beim Symbol i sind und H_i der Kanalschätzungs-Frequenzgang ist, der bei einem gegebenen Symbol gebildet ist. Es wird angemerkt, dass die Vektordivision hier elementweise erfolgt.
Der Kanalschätzungs-Frequenzgang H_i wird zunächst in der Frequenz gemittelt. Der Durchschnitt wird als ein einfacher gleitender Durchschnitt konstruiert, sodass der Schätzwert bei der Hilfsträgerfrequenz λ als
gebildet wird, wobei β ein Parameter ist, der die Anzahl der in dem Durchschnitt enthaltenen Terme bestimmt.
Der Fachmann auf dem Gebiet kann feststellen, dass andere Verfahren für die Frequenzmittelung verwendet werden könnten und dass Gleichung (40) einfach ein Spezialfall von H_update,λ = 1 / 2β+1Σ β / k=–βW_kH_i,λ+k (41) ist, wobei W_k das Gewicht ist, das auf den k-ten Term in der Summe angewendet wird.
Nachdem dies für alle 52 Hilfsträger erfolgt ist, wird der neue Kanalschätzungs-Frequenzgang H_update als H_STA,t = (1 – 1 / α)H_STA,t-1 + 1 / α(H_update) (42) aktualisiert, wobei α ein Parameter des gleitenden Durchschnitts in der Zeit ist. Es wird angemerkt, dass der Kanalschätzungs-Frequenzgang HSTA,0 der Anfangskanalschätzwert [engl.: ”initial channel estimated”] ist, der aus der Präambelschätzung erhalten wird. Daraufhin wird der Kanalschätzungs-Frequenzgang H_STA,t auf die Entzerrung des nächsten Symbols angewendet und der Prozess wiederholt, bis das Paket vollständig demoduliert ist.
Jedes oben diskutierte Demodulations- und Entzerrungsschema wurde an echten Paketen von einem tatsächlichen V2V-Kanal in drei Umgebungen, d. h. Autobahn, ländlich und Vorort, getestet. Die folgende Tabelle 1 führt die gesamten PER-Ergebnisse, die von diesen Tests erhalten wurden, auf. Es ist zu sehen, dass die Leistung des spektral-zeitlichen Mittelungsverfahrens die das Standardschemas der kleinsten Quadrate deutlich übertrifft. Tabelle 1 PER in verschiedenen Umgebungen

Schema Autobahn ländlich Vorort

kleinste Quadrate 38,83% 38,23% 61,46%

Komb-Pilot 23,79% 22,37% 39,50%

Komb-Copilot 19,92% 16,34% 38,81%

spektral-zeitlich 16,83% 14,69% 38,63%
Die vorstehende Diskussion offenbart und beschreibt lediglich beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung. Der Fachmann auf dem Gebiet erkennt aus dieser Diskussion und aus den beigefügten Zeichnungen und Ansprüchen leicht, dass daran verschiedene Änderungen, Abwandlungen und Veränderungen vorgenommen werden, ohne von dem wie in den folgenden Ansprüchen definierten Erfindungsgedanken und Schutzumfang der Erfindung abzuweichen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

Kommunikationsnorm IEEE 802.11p [0004]
Kommunikationsnorm 802.11 [0004]
802.11p [0006]
802.11a [0006]
Norm 802.11p [0007]
IEEE 802.11p [0008]
Norm 802.11a [0008]
Norm 802.11 [0010]
802.11a-Pakete [0010]
Kommunikationsnorm IEEE 802.11p [0014]
Kommunikationsnorm IEEE 802.11p [0025]
Kommunikationsnorm IEEE 802.11p [0026]
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802.11a-Signalform [0028]
802.11p-Signalform [0028]
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Norm 802.11p [0031]
Kommunikationsnorm 802.11p [0035]
Norm 802.11p [0046]

Claims

Verfahren zum Bereitstellen einer Kanalentzerrung einer von einem Sender zu einem Empfänger übertragenen Nachricht unter Verwendung eines vorgegebenen Übertragungsprotokolls und mit einer vorgegebenen Kanalbandbreite, wobei das Verfahren umfasst: Trennen der Kanalbandbreite in mehrere Hilfsträger mit verschiedenen Hilfsträgerfrequenzen, wobei die Hilfsträger Datenhilfsträger und Pilothilfsträger enthalten; Trennen der Übertragung der Nachricht in der Zeit in mehrere Symbole, die zu verschiedenen Zeiten übertragen werden, wobei die Übertragung der Nachricht sowohl Datensymbole als auch Pilotsymbole enthält; Demodulieren der Nachricht in dem Empfänger zum Extrahieren der Symbole aus der Nachricht; Bestimmen von Kanalschätzungs-Frequenzgängen für die Pilothilfsträger und für wenigstens einen der Datenhilfsträger unter Verwendung eines Schätzprozesses der kleinsten Quadrate und der extrahierten Symbole; Interpolieren der Kanalschätzungs-Frequenzgänge sowohl für die Pilothilfsträger als auch für die Datenhilfsträger zum Erzeugen aktualisierter Kanalschätzungs-Frequenzgänge; Erzeugen neuer Kanalfrequenzschätzungs-Frequenzgänge für jedes extrahierte Symbol unter Verwendung eines vorhergehenden Kanalschätzungs-Frequenzgangs und der aktualisierten Kanalschätzungs-Frequenzgänge; und Entzerren der extrahierten Symbole unter Verwendung der neuen Kanalschätzungs-Frequenzgänge.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein bestimmter Hilfsträger in einigen Symbolen ein Pilothilfsträger und in anderen Symbolen ein Datenhilfsträger sein kann.
Verfahren nach Anspruch 2, das ferner das Entzerren von Symbolen für einen vorhergehenden Kanalschätzungs-Frequenzgang vor dem Identifizieren der Datenhilfsträger, die zum Bestimmen der Kanalschätzungs-Frequenzgänge verwendet werden, und das Erzeugen von Datenhilfsträger-Kanalschätzungs-Frequenzgängen bei der Hilfsträgerfrequenz für die Datenhilfsträger durch Gewichten jedes Kanalschätzungs-Frequenzgangs bei der Hilfsträgerfrequenz und Gewichten der Kanalschätzungs-Frequenzgänge bei benachbarten Hilfsträgerfrequenzen und daraufhin das Verwenden der Datenhilfsträgerkanalschätzungs-Frequenzgänge für die Interpolation umfasst.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei das Entzerren der Symbole für einen vorhergehenden Kanalschätzungs-Frequenzgang die Gleichung S ^_T,t = S_R,t.·H –1 / t–1 verwendet, wobei S ^_T,t ein übertragenes Symbol zum Zeitpunkt t und H –1 / t–1 das Inverse eines vorhergehenden Kanalschätzungs-Frequenzgangs ist.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Bestimmen der Kanalschätzungs-Frequenzgänge das Bestimmen der Kanalschätzungs-Frequenzgänge für alle Datenhilfsträger und daraufhin das Bestimmen, welche dieser Frequenzgänge einen Vertrauensparameter aufweisen, der einen vorgegebenen Schwellenwert übersteigt, enthält, wobei nur jene Datenhilfsträgerfrequenzgänge, die einen Vertrauensparameter aufweisen, der den Schwellenwert übersteigt, interpoliert und für die Entzerrung verwendet werden.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Bestimmen, ob ein Datenhilfsträger-Vertrauensparameter den Schwellenwert übersteigt, das Modellieren von Datenpunkten in einer Symbolkonstellation zum Identifizieren einer Variablen, das Bestimmen einer Varianz der Variablen, das Bestimmen des Mittelwerts einer Verteilung der Variablen, das Erzeugen des Vertrauensparameters als eine Bestimmung, wo ein Datenpunkt in der Verteilung liegt, und das Verwerfen jener Datenpunkte, die in der Verteilung unter dem Schwellenwert liegen, enthält.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Vertrauensparameter durch die Gleichung
bestimmt wird, wobei C der Vertrauensparameter ist, k der Schwellenwert ist und σ_n die Varianz ist.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Bestimmen von Kanalschätzungs-Frequenzgängen das Bestimmen von Kanalschätzungs-Frequenzgängen für alle Datenhilfsträger in dem Kanal enthält.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das Bestimmen von Kanalschätzungs-Frequenzgängen für alle Hilfsträger das Bereitstellen eines durchschnittlichen Kanalschätzungs-Frequenzgangs für alle Kanalschätzungs-Frequenzgänge enthält.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei das Bereitstellen der durchschnittlichen Kanalschätzungs-Frequenzgangaktualisierung das Verwenden der Gleichung
enthält, wobei H_update,λ die aktualisierte Kanalschätzungsfrequenz bei einer bestimmte Copilotfrequenz ist, H_i,λ der Kanalschätzungs-Frequenzgang des Copiloten beim Symbol i ist, W_k das auf den Schätzwert H_i,λ+k angewendete Gewicht ist und β der Parameter ist, der beeinflusst, wie viele Terme in dem Durchschnitt enthalten sind.