DE60207860T2 - Verfahren und einrichtung zur bereitstellung von zeitsteuerungsinformationen in einem drahtlosen kommunikationssystem - Google Patents

Verfahren und einrichtung zur bereitstellung von zeitsteuerungsinformationen in einem drahtlosen kommunikationssystem Download PDF

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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Technisches Gebiet
  • Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Bereitstellen von Taktungsinformation in einem drahtlosen Kommunikationssystem und im Besonderen eine effektive Taktungssynchronisation auf der Grundlage eines Übertragungssignals mit einem Signalanteil, der auf der Empfangsseite bekannt ist.
  • Beschreibung des Standes der Technik
  • Das Bereitstellen von Taktungsinformation ist ein wesentliches Merkmal drahtloser Kommunikationssysteme, welches es erlaubt, eine Synchronität zwischen den verteilten Systemkomponenten sicherzustellen. In fast jedem drahtlosen Kommunikationssystem wird die Taktungsinformation aus einem auf einer Empfangsseite analysierten Übertragungssignal erhalten.
  • Im Folgenden wird ein Ansatz zum Extrahieren bzw. Herauslesen von Taktungsinformation aus einem Eingangssignal beispielhaft für drahtlose Kommunikationssysteme beschrieben, die gemäß einem Orthogonalfrequenz-Multiplex-verfahrens ("Orthogonal Frequency Division Multiplexing"; OFDM) arbeiten.
  • OFDM ist ein Mehrträger-Modulationsschema, welches insbesondere für hochgradig frequenzselektive Übertragungskanäle geeignet ist, wie beispielsweise typische Kanäle für Mobilkommunikationssysteme oder für eine drahtgebundene Übertragung über Kupferleitungen mit hoher Datenrate. Hochgradig frequenzselektive Kanäle sind dadurch Impulsantworten gekennzeichnet, welche wesentlich länger als ein Abtastintervall sind. Daher ist jede empfangene Abtastung („Sample") in einem digitalen Basisband eine Überlagerung verschiedener Übertragungsabtastungen, die mit den entsprechenden Kanalkoeffizienten gewichtet sind. Dies bedeutet, dass hochgradig frequenzselektive Kanäle einer Interferenz unter den Abtastungen unterworfen sind.
  • Das Prinzip des OFDM, um eine unter Symbolen auftretende Interferenz zu bekämpfen, ist es, die Gesamtkanal-Bandbreite in wesentlich kleinere Anteile zu unterteilen, das heißt in Unterkanäle. Eine Folge von zu übertragenden Abtastungen wird in einem einzigen OFDM-Symbol zusammengefasst und parallel auf diesen Unterkanälen übertragen. Ein einzelnes OFDM-Symbol nutzt daher alle Unterkanäle parallel. Gemäß dem OFDM sind die übertragenen Unterkanalsignale zueinander orthogonal. Da die Dauer eines OFDM-Symbols viel länger als das Abtastintervall ist, wird eine Symbolinterferenz bzw. Interferenz zwischen mehreren Symbolen stark verringert.
  • Um die Symbolinterferenz weiter zu verringern, wird normalerweise ein Schutzintervall zwischen zwei nacheinander zu übertragenden OFDM-Symbolen eingeführt. Falls die Länge des Schutzintervalls die Länge der Kanalimpulsantwort übersteigt, gibt es keine verbleibende Symbolinterferenz. Falls darüber hinaus das Schutzintervall aus einem wiederholten Signalanteil besteht, beispielsweise einem zyklischen Präfix, ist eine sehr einfache Angleichung der frequenzselektiven Kanäle im Frequenzbereich möglich.
  • Da jedoch die Verwendung eines Schutzintervalls zu einem zusätzlichen Übertragungs-Overhead führt, wird die Länge des Schutzintervalls üblicherweise so gewählt, dass die Symbolinterferenz nicht vollkommen ausgelöscht wird. Vielmehr werden nur die Hauptbestandteile typischer Kanäle in das Schutzintervall aufgenommen, und eine verbleibende Symbolinterferenz wird toleriert.
  • Ein OFDM-Empfänger muss vor einer Demodulation der Unterträger eine Synchronisation durchführen. Die Aufgabe während der Synchronisation ist es, eine optimale Taktung zum Minimieren der Effekte der Symbolinterferenz zu finden. Daher muss eine Taktungsinformation bereitgestellt werden, die es erlaubt, den optimalen Taktungszeitpunkt für Synchronisationszwecke aufzufinden.
  • Verschiedene Synchronisationsansätze sind aus dem Stand der Technik bekannt. Die meisten dieser Ansätze beruhen auf dem Ausnutzen wiederholter Signalanteile innerhalb eines Übertragungssignals. Üblicherweise befinden sich die wiederholten Signalanteile an vorbestimmten Stellen einer so genannten Wiederholungs-Präambel. Ein Beispiel für eine Synchronisation von OFDM-Systemen, die auf einer Wiederholungs-Präambel beruht, ist in M. Speth, F. Classen und N. Meyr, "Frame Synchronization of OFDM Systems in Frequency Selective Fading Channels", VTC'97, Phoenix, beschrieben.
  • In einem OFDM-Empfänger wird der empfangene Abtastungsstrom verarbeitet, um den wiederholten Signalanteil zu erkennen. Verschiedene Metriken zum Erkennen von Wiederholungs-Präambeln für Synchronisationszwecke sind beispielhaft in S. Müller-Weinfurtner, "On the Optimality of Metrics for Coarse Frame Synchronization of OFDM: A Comparison", PIMRC'98, Boston, beschrieben. Diese Metriken verwen den nur die zyklische Natur der wiederholten Signalanteile, aber nicht deren tatsächlichen Inhalt.
  • Ein Synchronisationsverfahren, welches tatsächlich den Inhalt einer wiederholten Signalstruktur ausnutzt, ist aus R. van Nee, R. Prasad, "OFDM for wireless multimedia communications", Artech House, 2000, bekannt. Gemäß diesem Synchronisationsverfahren wird ein Ansatz mit einem signalangepassten Filter bzw. Optimalfilter verfolgt, um eine optimale Taktungssynchronisation für das OFDM in einer Mehrfachpfad-Umgebung zu erreichen. Während des signalangepassten Filterns wird ein spezielles OFDM-Trainingssignal, das von einem Übertragungssignalanteil abgeleitet wird, verwendet, für welches der Dateninhalt dem Empfänger bekannt ist. In dem signalangepassten Filter wird ein empfangenes Übertragungssignal mit dem bekannten OFDM-Trainingssignal korreliert. Das sich ergebende Ausgangssignal des signalangepassten Filters umfasst Korrelationsspitzen, aus denen sowohl eine Taktungsinformation als auch eine Frequenzversatzinformation abgeleitet werden kann.
  • Die während des abgestimmten Filterns verwendeten Filteranzapfungs- bzw. -abgriffswerte werden aus Trainingswerten erhalten, die innerhalb des bekannten OFDM-Trainingssignals enthalten sind. Gemäß einem ersten Ansatz sind die Filteranzapfungswerte gleich den übertragenen Trainingswerten. Gemäß einem zweiten Ansatz werden die Filteranzapfungswerte von den Trainingswerten mittels einer Quantisierung abgeleitet. Die Quantisierung verringert die Gesamtkomplexität des signalangepassten Filters, da die während der Korrelationsoperationen notwendigen Multiplikationen auf Additionen reduziert werden können.
  • Mittels der Quantisierung werden sowohl der Realteil als auch der Imaginärteil der Trainingswerte getrennt auf die nächste ganze Zahl aus dem Satz von {–1, 0, 1} abgebildet. Die Quantisierung wird daher einzeln für die Real- und Imaginärteile durchgeführt. Dies bedeutet, dass nach der Quantisierung die Filteranzapfungswerte üblicherweise auch jeweils einen Real- und einen Imaginärteil umfassen. Dies führt zu vier Additionen pro Korrelationsoperation. Die Anzahl der Nullen in dem sich ergebenden Satz quantisierter Werte ist abhängig von den einzelnen Trainingswerten innerhalb des Trainingssignals fest.
  • Die US 5,117,441 offenbart ein Taktwiederherstellungsverfahren einschließlich der Kreuzkorrelation empfangener Symbole mit vorgespeicherten Trainingsmustern. Die Trainingsmuster werden codiert gespeichert, skaliert und algebraisch für eine geeignete Korrelation abgebildet.
  • Die US 5,251,233 offenbart einen Ansatz zum Angleichen eines fehlerhaften Signals. Das Verfahren umfasst einen Korrelationsschritt, der von einem Anzapfungsveränderungsschritt gefolgt wird. Bei dem Anzapfungs-Veränderungsschritt werden einzelne Anzapfungskoeffizienten, welche als durch Rauschen zu stark beeinträchtigt eingeschätzt werden, auf Null gesetzt.
  • Es besteht ein Bedarf an einem Verfahren und einer Vorrichtung zum Bereitstellen von Taktungsinformation für ein empfangenes Übertragungssignal, welches es erlauben, die Taktungsinformation effizient und flexibel abzuleiten.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung befriedigt diesen Bedarf durch Bereitstellen eines Verfahrens nach Anspruch 1 und eines Computerprogrammproduktes nach Anspruch 14 sowie eines Empfängers nach Anspruch 16.
  • Das Verfahren umfasst das Bereitstellen auf der Empfangsseite eines Trainingssignals in Bezug auf einen bekannten Signalanteil eines empfangenen Übertragungssignals, Skalieren des Trainingssignals mit einem variablen Skalierungsfaktor, Quantisieren des skalierten Trainingssignals, Korrelieren einer oder mehrerer Teile des empfangenen Übertragungssignals mit dem skalierten Trainingssignal, um ein oder mehrere Korrelationsergebnisse zu erhalten und Bestimmen von Taktungsinformation auf der Grundlage der Korrelationsergebnisse. Vorzugsweise ist die bereitgestellte Taktungsinformation ein optimaler Taktungszeitpunkt für Synchronisationszwecke. Der Taktungszeitpunkt kann ein Optimum beispielsweise in Bezug auf das Minimieren der Interferenzleistung sein.
  • Der Signalanteil des Übertragungssignals, auf dessen Grundlage das Trainingssignal abgeleitet wird, kann in dem Übertragungssignal wiederholt werden, das heißt, dass das Übertragungssignal eine zyklische Struktur umfassen kann. Ein solcher wiederholter Signalanteil in dem Übertragungssignal wird die Korrelationsleistung erhöhen. Vorzugsweise wird das Trainingssignal aus einer Wiederholungs-Präambel des Übertragungssignals abgeleitet.
  • Das Skalieren des Trainingssignals hat den Vorteil, dass es erlaubt, den Ausgang der Quantisierung zu steuern und die Komplexität der folgenden Korrelation zu beeinflussen. Da die zur Implementierung benötigte Korrelationskapazität von der Zahl der quantisierten Trainingswerte abhängt, deren Real- und Imaginärteile auf spezifische Werte, wie Null, abgebildet werden, wird die Komplexität der Korrelation einstellbar. Beispielsweise impliziert eine hohe Zahl von Nullen eine niedrige Korrelationskomplexität. Daher erlaubt ein Skalieren eine flexible Abstimmung zwischen einer Korrelation mit hoher Leistung (wenig Nullen) und einer Korrelation mit niedriger Komplexität (viele Nullen).
  • Je kleiner der Skalierungsfaktor ist, desto mehr Nullen werden innerhalb der quantisierten Trainingssignale enthalten sein, und umgekehrt.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform, welche zusätzlich zu der Skalierungsoperation implementiert werden kann, werden der Realteil und der Imaginärteil jedes innerhalb des Trainingssignals enthaltenen Trainingswertes nicht einzeln quantisiert, sondern zusammen. Beispielsweise kann jeder Trainingswert während der Quantisierung auf einen vorbestimmten Satz rein reeller und rein imaginärer Werte abgebildet werden. Dies erlaubt es, die Korrelationsoperation auf nur zwei reelle Additionen pro Multiplikation zu verringern.
  • Vorzugsweise wird der Satz {0, ±1, ±j} für die Quantisierung verwendet. Wie vorher angemerkt, ist ein solcher vorbestimmter Satz rein reeller und rein imaginärer Werte, die den Wert Null umfassen, vorteilhaft, wenn die Korrelationskomplexität durch geeignetes Auswählen des Skalierungsfaktors einzustellen ist.
  • Die einzelnen Korrelationsoperationen können Faltungen sein, die mittels eines signalangepassten Filters durchgeführt werden. Die Filterkomplexität bzw. der Filteraufwand entspricht der oben diskutierten Korrelationskomplexität, und die Filteranzapfungswerte sind gleich den quantisierten Trainingswerten. Selbstverständlich können außer den abgestimmten Filtern auch andere Korrelationstechniken angewandt werden.
  • Die mittels der Korrelationsoperationen erhaltenen Korrelationsergebnisse weisen vorzugsweise die Form abgeschätzter Kanalimpulsantworten auf. Aufgrund des Quantisierungsschritts können die durch Korrelation erlangten Kanalimpulsantworten als angenäherte Kanalimpulsantworten betrachtet werden.
  • Basierend auf den abgeschätzten Kanalimpulsantworten kann der optimale Taktungszeitpunkt für Synchronisationszwecke abgeschätzt werden. Vorzugsweise umfasst das Abschätzen des optimalen Taktungszeitpunktes das Bestimmen einer Signalleis tung der Kanalimpulsantwort für jeden möglichen Taktungszeitpunkt. Als ein Beispiel kann die in einzelnen Zeitfenstern, die sich innerhalb des Empfangssignals bewegen, enthaltene Signalleistung analysiert werden, um das Zeitfenster zu bestimmen, das die maximale Signalleistung enthält.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird eine Fehlalarmerkennung implementiert. Die Fehlalarmerkennung kann so konfiguriert sein, dass sie ein Nebenprodukt der Bestimmung der Taktungsinformation ist. Vorzugsweise wird die Fehlalarmerkennung auf der Grundlage der maximalen Signalleistung durchgeführt, welche ein während der Taktungssynchronisation erhaltenes Zwischenergebnis ist.
  • Mittels der Fehlalarmerkennung kann geprüft werden, ob die schon bestimmte Taktungsinformation oder die noch zu bestimmende Taktungsinformation falsch ist oder sein wird. Das Durchführen der Fehlalarmerkennung auf der Grundlage eines Zwischenergebnisses erlaubt es, ein Fehlalarmerkennungsschema mit fast keiner zusätzlichen Berechnungs- oder Hardware-Komplexität umzusetzen. Darüber hinaus ist ein Ausnutzen eines Zwischenergebnisses aus Sicht eines Leistungsverbrauchs vorteilhaft, weil es eine frühe Erkennung eines Fehlalarms erlaubt.
  • Das Fehlalarmerkennungsschema kann ein Vergleichen der maximalen Signalleistung mit einem Signalleistungsschwellwert umfassen. Der Schwellwert kann auf der Grundlage der Leistung des Trainingssignals bestimmt werden und wird vorteilhafterweise so ausgewählt, dass die Rate bzw. der Anteil des Verwerfens richtiger Taktungsinformation gegen Null geht, während man eine ausreichend hohe Erkennungswahrscheinlichkeit für Fehlalarme hat.
  • Die Erfindung kann als ein Computerprogrammprodukt mit Programmcodeabschnitten zum Durchführen des Verfahrens oder als eine Hardwarelösung implementiert werden. Für den Fall einer Implementierung als Computerprogrammprodukt wird das Computerprogrammprodukt vorzugsweise auf einem computerlesbaren Speichermedium abgespeichert.
  • Eine Hardwarelösung kann in Form eines Empfängers mit zugewiesenen Einheiten realisiert sein, wobei jede Einheit ein oder mehrere der einzelnen Schritte des erfindungsgemäßen Verfahrens durchführt.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Weitere Aspekte und Vorteile der Erfindung werden beim Lesen der folgenden genauen Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung und unter Bezugnahme auf die Figuren ersichtlich, von denen:
  • 1 ein schematisches Diagramm eines Abschnitts einer Wiederholungs-Präambel ist;
  • 2 ein schematisches Diagramm einer übertragenen Wiederholungs-Präambel ist;
  • 3 ein schematisches Diagramm einer empfangenen Wiederholungs-Präambel mit einem Signalanteil ist, welcher mit einem Trainingssignal zu korrelieren ist; und
  • 4 ein schematisches Diagramm eines erfindungsgemäßen Empfängers ist.
  • BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
  • Im Folgenden wird die Erfindung beispielhaft in Bezug auf ein drahtloses Kommunikationssystem in Form eines Hochleistungs-Funklokalnetzes des Typs 2 ("High Performance Radio Local Area Network type 2"; Hiperlan/2) beschrieben. Die physikalische Schicht von Hiperlan/2 beruht auf OFDM mit einem Schutzintervall in Form eines zyklischen Präfixes. Es sollte jedoch klar sein, dass die Erfindung auch auf andere OFDM-Übertragungssysteme mit zugeordneten bzw. dedizierten Signalanteilen anwendbar ist, welche für Taktungszwecke ausnutzbar sind, sowie auch auf Nicht-OFDM-Übertragungssysteme mit äquivalenten Merkmalen. Darüber hinaus ist die Erfindung auf andere drahtlose lokale Netzwerke(Wireless Local Area Network; WLAN)-Systeme anwendbar, wie beispielsweise die durch IEEE (USA) oder MMAC (Japan) standardisierten.
  • Hiperlan/2 ist ein kurzreichweitiges Datenkommunikationssystem mit hoher Rate, welches als ein WLAN-System verwendet werden kann, beispielsweise um Internetprotokoll(IP)-Pakete zu transportieren. Jedoch ist Hiperlan/2 auch in der Lage, sowohl ein drahtloses ATM(Asynchronous Transfer Mode)-System als auch als ein öffentliches Zugangssystem, beispielsweise mit einer Schnittstelle zu einem UMTS("Universal Mobile Telecommunication System")-System, zu arbeiten.
  • Hiperlan/2 ist ein paketvermitteltes zellulares System. Bei Hiperlan/2 sind fünf unterschiedliche Arten physikalischer Signalimpulse bzw. Bursts (Transportkanäle) definiert, und jedem physikalischen Signalimpuls geht ein Präambelanteil voraus, welcher OFDM-Trainingsinformation für Zwecke der Aufnahme, Synchronisation, Kanalabschätzung usw. enthält.
  • Bei Hiperlan/2 sind Präambelanteile für unterschiedliche physikalische Signalimpulse unterschiedlich. Jedoch exisitiert innerhalb jedes Präambelabschnitts ein zugeordneter bzw. dedizierter Präambelteil, der aus den drei OFDM-Symbolen C32, C64 und wieder C64 besteht, die in jedem Präambeltyp auftreten. Dieser zugeordnete Präambelteil ist in 1 dargestellt. Die langen Symbole C64 umfassen jeweils 64 Abtastungen (NC64 = 64) und sind identisch. Das kurze Symbol C32 ist eine Kopie der 32 letzten Abtastungen (NC32 = 32) der C64-Symbole und kann daher als ein wiederholter bzw. zyklischer Präfix angesehen werden. Jeder physikalische Signalimpuls umfasst einen Nutzdaten- oder Nutzlastanteil zusätzlich zum Präambelabschnitt, und jedes datentragende OFDM-Symbol innerhalb des Nutzdatenanteils umfasst ein getrenntes bzw. separates zyklisches Präfix CP mit 16 Abtastungen (NCP = 16). Daher kann das sich innerhalb des Präambelabschnitts befindliche Symbol C32 als ein erweiterter zyklischer Präfix in Bezug auf das CP-Symbol angesehen werden.
  • Im Folgenden wird eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Bereitstellen von Taktungsinformation für ein empfangenes Übertragungssignal für das oben ausgeführte Hiperlan/2-System genauer beschrieben.
  • Die Position bzw. Stelle der Präambelabtastungen, welche in die Feintaktungs-Synchronisation einbezogen sind, ist beispielhaft in den 2 und 3 dargestellt. 2 zeigt einen Teil einer Präambel eines Übertragungssignals. Wie schon in Bezug auf 1 beschrieben, umfasst die Präambel ein C32-Symbol, gefolgt von zwei C64-Symbolen. Der in 2 dargestellte Präambelteil umfasst einen wiederholten Signalanteil <c>, welcher dem ersten C64-Symbol entspricht. Auf der Grundlage des standardisierten Inhalts des wiederholten Signalanteils <c>, das heißt, des C64-Symbols, wird das Trainingssymbol durch Verwenden der komplexwertigen Abtastungen c[.] abgeleitet, welche innerhalb <c> als Trainingsabtastungen enthalten sind.
  • 3 zeigt den Präambelteil eines Empfangssignals, welcher dem Präambelteil des in 2 dargestellten Übertragungssignals entspricht. Der schraffierte Bereich der empfangenen Präambel zeigt die Position eines oder mehrerer Teile des mit dem Trainingssignal zu korrelierenden Empfangssignals an. Die Werte kS (welche einen negativen Wert haben) und kE beschreiben die Position eines Suchfensters. Diese Position hängt sowohl von der anfänglichen Taktungsgenauigkeit ab, als auch von verschiedene möglichen Formen unterschiedlicher Kanalimpulsantworten. Abschnitte der empfangenen Präambel, die sich von den schraffierten Bereichen unterscheiden, können selbstverständlich auch für Korrelationszwecke verwendet werden.
  • Nun wird eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Empfängers in Bezug auf 4 beschrieben.
  • Der Empfänger 10 aus 4 umfasst eine Einheit 12 zum Bereitstellen eines Trainingssignals, der sich auf einen bekannten Inhalt des wiederholten Signalanteils <c> des Übertragungssignals bezieht, eine Einheit 14 zum Skalieren des Trainingssignals, eine Einheit 16 zum Quantisieren des skalierten Trainingssignals und eine Datenbank in Form eines Nurr-Lese-Speichers ("Read Only Memory"; ROM) 18 zum Abspeichern des quantisierten Trainingssignals. Der Empfänger 10 umfasst weiterhin eine Einheit 20 zum Korrelieren eines oder mehrerer Teile des empfangenen Signals mit dem skalierten Trainingssignal, um eines oder mehrere Korrelationsergebnisse zu erhalten, eine Einheit 22 zum Bestimmen der Taktungsinformation auf der Grundlage der Korrelationsergebnisse und eine Einheit 24 zum Erkennen eines Fehlalarms.
  • Der Empfänger 10 arbeitet folgendermaßen. Zunächst wird der wiederholte Signalanteil <c>, der dem Trainingssignal entspricht, vorverarbeitet, um ein effizientes signalangepasstes Filtern zu ermöglichen, und die vorverarbeiteten Daten werden in dem ROM 18 gespeichert. Zweitens wird ein signalangepasstes Filtern in der Korrelationseinheit 20 unter Verwendung der vorverarbeiteten Daten durchgeführt und in der Bestimmungseinheit 22 wird ein optimaler Taktungszeitpunkt kC64 bestimmt. Gleichzeitig wird die Fehlalarmerkennung in der Erkennungseinheit 24 durchgeführt.
  • Der wiederholte Signalanteil <c>, das heißt, das Trainingssignal, umfasst eine Folge von komplexwertigen Abtastungen c[.], welche Trainingswerte darstellen. Da die Korrelationseinheit 20 im Wesentlichen ein signalangepasstes Filter ist, können die Trainingswerte auch als unverarbeitete signalangepasste Filteranzapfungswerte bezeichnet werden.
  • Anfänglich werden die Signalanpassfilter-Anzapfungswerte c[.] von der Einheit 12 bereitgestellt, welche ein Speicher oder eine Art Schnittstelle sein kann. Die Signalanpassfilter-Anzapfungswerte c[.] werden als erstes innerhalb der Skaliereinheit 14 skaliert. Während des Skalierens werden die Signalanpassfilter-Anzapfungswerte c[.] einzeln hergenommen und mittels eines vorbestimmten oder dynamisch ausgewählten Skalierungsfaktors skaliert.
  • Der Skalierungsfaktor wird ausgewählt, um die Anzahl der in den folgenden Quantisierungsoperationen erzeugten Nullelemente zu steuern, welche innerhalb der Quantisierungseinheit 16 stattfinden. Beispielsweise führt ein niedriger Skalierungsfaktor zu einer hohen Anzahl von Nullen. Daher kann die Korrelations- oder Filterkomplexität eingestellt werden.
  • Nach dem Skalieren werden die skalierten Signalanpassfilter-Anzapfungswerte c[.] einzeln einer Quantisierung innerhalb der Quantisierungseinheit 16 unterworfen. Die Quantisierungseinheit nimmt jeden skalierten komplexen Anzapfungswert c[.] und bildet ihn auf einen Quantisierungswert ab, der aus dem vorbestimmten Satz {0, ±1, ±j} ausgewählt wird. Dieser Satz umfasst nur reinreale und reinimaginäre Werte. Durch Abbilden jedes skalierten Anzapfungswerts c[.] auf den Satz von {0, ±1, ±j}, wird die Folge <c> der skalierten Anzapfungswerte c[.] in die Fünferfolge <c5> von quantisierten Anzapfungswerten c5[.] umgewandelt. Dadurch werden die normalerweise während eines signalangepassten Filterns in der Korrelationseinheit 20 benötigten komplexen Multiplikationen entweder durch einfache Vorzeichenoperationen oder durch ein Austauschen von Real- und Imaginärteilen ersetzt, oder sie werden für den Fall, dass skalierte Anzapfungswerte c[.] auf den Wert c5[K] = 0 abgebildet werden, vollständig verworfen.
  • Die Quantisierung kann mittels eines Abbildens eines skalierten Anzapfungswertes c[.] auf dasjenige Element des Satzes {0, ±1, ±j} durchgeführt werden, welcher den kleinsten euklidischen Abstand oder quadratischen Fehler in Bezug auf den skalierten Anzapfungswert c[.] aufweist.
  • Nach der Quantisierung werden die quantisierten Anzapfungs- oder Trainingswerte c5[.] im ROM 18 gespeichert. Das insoweit beschriebene Vorverarbeiten kann vor dem tatsächlichen Taktungsablauf durchgeführt werden, da der Inhalt des C64-Symbols standardisiert und vorher auf der Empfängerseite bekannt ist.
  • Der erste Schritt beim eigentlichen Taktungsablauf ist es, das abgestimmte Filtern innerhalb der Korrelationseinheit 20 durchzuführen. Zu diesem Zweck werden sowohl das quantisierte fünffache Trainingssignal <c5> als auch die Parameter kS, kE aus dem ROM 18 in die Korrelationseinheit 20 ausgelesen. In der Korrelationseinheit 20 wird ein abgestimmtes Filtern gemäß
    Figure 00110001
    durchgeführt, wobei C[k] die abgeschätzte Kanalimpulsantwort bezeichnet, c5* den innerhalb des fünffachen Trainingssignals <c5> komplex konjugierten quantisierten Anzapfungswert bezeichnet, rD einen Abtastungswert bezeichnet, der innerhalb des Empfangssignals enthalten ist, und k einen bestimmten Zeitpunkt darstellt.
  • Die abgeschätzte Kanalimpulsantwort C[k] stellt das Korrelationsergebnis oder die Signalanpassfilterausgabe einer einzelnen Korrelationsoperation dar. Alles in allem werden eine Anzahl von (kE + NCP)-kS Korrelations- oder Filteroperationen durchgeführt. Während jeder Korrelationsoperation wird ein Teil des Empfangssignals, welcher die Empfangssignalabtastungen rd[k], rD[k + 1], ... rD[k + NC64 – 1] enthält, mit dem verarbeiteten Trainingssignal <c5> korreliert, welches der Folge von Anzapfungswerten c5[0], c5[1], ... c5[NC64 – 1] entspricht.
  • Nach Erlangung der Kanalimpulsantworten C[k] in einer wie oben beschriebenen komplexitätseffektiven Weise, bleibt es noch übrig, den bestmöglichen Taktungszeitpunkt aus den Kanalimpulsantworten C[k] abzuleiten. Wie in R. van Nee, R. Prasad, "OFDM for wireless multimedia communications", Artech House, 2000, gezeigt, ist die Lösung des Taktungsproblems, die Position bzw. Stelle eines Fensters der Länge NCP + 1 innerhalb des in 3 gezeigten schraffierten Bereiches so aufzufinden, dass die Energie der innerhalb dieses Fensters enthaltenen Kanalimpulsantwort C[k] maximiert wird. Dieser Ablauf wird innerhalb der Erkennungseinheit 22 durchgeführt.
  • In der Erkennungseinheit 22 wird die innerhalb jedes bestimmten Fensters der Länge NCP + 1 enthaltene Energie Ewin[k] gemäß
    Figure 00110002
    berechnet. Der abgeschätzte Taktungszeitpunkt kC64, der dem Anfang des ersten, in 2 gezeigten, C64-Symbols entspricht, ist durch
    Figure 00120001
    gegeben. Die maximale Fensterenergie Ewin,max für den optimalen Taktungszeitpunkt kC64 kann definiert werden als: Ewin,max := Ewin[kC64].
  • Der Wert von Ewin,max wird an die Erkennungseinheit 24 ausgegeben, von der eine Fehlalarmerkennung durchgeführt wird. Die Fehlalarmerkennung zielt auf das Erkennen ab, ob der gegenwärtig verarbeitete Teil des Empfangssignals wirklich zur übertragenen Präambel gehört oder ob die anfängliche Erfassung von Taktungsinformation fehlgeschlagen ist. Die Fehlalarmerkennung beruht auf der Tatsache, dass die nach einem Anzapfungsfiltern oder einer Korrelation auftretende Energie für den Fall des "richtigen Alarms" wesentlich höher ist als im Fall eines Fehlalarms.
  • Aus Gründen der Einfachheit werden im Folgenden verschiedene Annahmen getroffen:
    • – ein ideales Trainingssignal <cideal> der Länge NC64 = 64 wird verwendet;
    • – <cideal> soll ideale Autokorrelationseigenschaften aufweisen, das heißt eine (1) Spitze und Nullen sonst;
    • – <cideal> ist sowohl im Sender als auch im Empfänger verwendet;
    • – das Leistungsdichtespektrum des empfangenen Abtastungsstroms <rD> ist weiß;
    • – es tritt kein Rauschen auf;
    • – ein Kanal mit einer (1) Abzweigung („one-tap") wird betrachtet.
  • Zunächst wird der Fall eines richtigen bzw. korrekten Alarms betrachtet. Für eine ideale Synchronisation und eine ideale automatische Verstärkungssteuerung ("Automatic Gain Control"; AGC) stellen die Korrelationselemente die quadrierten Größen der Elemente von <cideal> bereit, welche im Mittel gleich der mittleren Leistung des Trainingssignals Pc,iaeal sind. Daher ist die Amplitude der Korrelationsspitze gleich der Länge von <cideal>, nämlich NC64 = 64 mal Pc,ideal. Das Energiefenster nach der Korrelation enthält genau die Spitze und sonst Nullen. Daher ist das Energiefenster für einen richtigen Alarm: Ewin,right = NC64 2Pc,ideal 2 = 4096Pc,ideal 2
  • Für den Fall eines Fehlalarms ist die Folge <rD> der empfangenen Abtastungen mit dem übertragenen <cideal> unkorreliert. Jedes Korrelationsergebnis ist von der Form
  • Figure 00130001
  • Um die mittlere Fensterenergie für den Fall eines Fehlalarms zu bestimmen, ist der erwartete Wert der quadrierten Größe von C erforderlich. Dies ergibt E{|C|2} = NC64E{|cideal|2}E{|r|2} = NC64Pc,idealPr,wobei die Annahmen, dass <cideal> und <rD> weiße Sequenzen bzw. Folgen sind, verwendet wird. Wie man aus
    Figure 00130002
    erkennt, hat jedes Element in dem Energiefenster die durchschnittliche Leistung E{|C|2}. Daher beträgt die mittlere Fensterenergie für Fehlalarme: Ewin,false = (NCP + 1)·NC64·Pc,ideal·Pr = 1088·Pc,ideal·Pr.
  • Selbstverständlich gilt diese Ableitung nur unter den oben aufgezeigten Annahmen und gibt nur die Prinzipien einer Fehlalarmbestimmung an, welche auf einer Energieberechnung beruht. Bei einem realen Empfang müssen Einschränkungen, wie Rauschen, ein nicht-ideales Trainingssignal und Mehrfachpfad-Ausbreitung, berücksichtigt werden. Die durchschnittliche Leistung des Trainingssignals <c5> am Empfänger kann unterschiedlich von derjenigen in dem empfangenen Abtastungsstrom sein, und zwar abhängig von den ACG-Einstellungen. Daher müssen die relevanten Energieausdrücke bezüglich einer Fehlalarmbestimmung neu geschrieben werden als Ewin,right ≤ N2C64 ·Pc,5·Pr und Ewin,false ≈ (NCP + 1)·NC64·Pc,5·Pr.
  • Beruhend auf diesen Energieausdrücken kann ein Energieschwellwert (ESchwellwert) für die Fensterenergie dergestalt definiert werden, dass es sehr unwahrscheinlich wird, dass richtige Alarme verworfen werden, aber immer noch eine ausreichend hohe Fehlalarmerkennungsrate vorhanden ist.
  • Es sollte einleuchten, dass die oben beschriebenen Taktungs- und Quantisierungsprinzipien nicht auf ein Maximieren der Signalleistung innerhalb des Schutzintervalls beschränkt sind. Man könnte für einige Empfänger-Algorithmen auch daran denken, die Energie in einem Fenster zu maximieren, das eine Größe hat, die in Bezug auf die Schutzintervalllänge unterschiedlich ist. Es ist auch möglich, verschiedene unterschiedliche Taktungsstrategien zu kombinieren, um unterschiedliche Taktungszeitpunkte zu erhalten, welche dann mittels anderer Kriterien ausgewählt werden, und zwar abhängig von den Nachverarbeitungs-Algorithmen.

Claims (18)

  1. Verfahren zum Bereitstellen von Taktungsinformation für ein empfangenes Übertragungssignal in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wobei das Verfahren umfasst: – empfangsseitiges Bereitstellen eines Trainingssignals in Bezug auf einen bekannten Signalanteil des Übertragungssignals; – Skalieren des Trainingssignals; – Korrelieren eines oder mehrerer Teile des empfangenen Übertragungssignals mit dem skalierten Trainingssignal, um ein oder mehrere Korrelationsergebnisse zu erhalten; und – Bestimmen der Taktungsinformation auf der Grundlage der Korrelationsergebnisse; gekennzeichnet durch – Skalieren des Trainingssignals mit einem variablen Skalierungsfaktor; und – Quantisieren des skalierten Trainingssignals vor dem Korrelationsschritt.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, weiterhin umfassend ein Steuern des Berechnungsaufwands des Korrelationsschritt durch dynamisches Auswählen des Skalierungsfaktors.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Trainingssignal komplexe Trainingswerte umfasst, und wobei ein Realteil und ein Imaginärteil jedes Trainingswerts gemeinsam quantisiert werden.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei während der Quantisierung die Trainingswerte auf einen vorbestimmten Satz rein realer und rein imaginärer Werte abgebildet werden.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei der vorbestimmte Satz der rein realen und rein imaginären Werte einen Wert Null umfasst.
  6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Skalierungsfaktor verändert wird, um die Zahl der Trainingswerte, die auf den Wert Null abgebildet werden, anzupassen.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, weiterhin umfassend das Verwenden der bereitgestellten Taktungsinformation als Synchronisierungtaktungszeitpunkt.
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei eines oder mehrere der Teile des Empfangssignals mit dem skalierten Trainingssignal mittels eines abgestimmten Filters korreliert werden.
  9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei eines oder mehrere der Korrelationsergebnisse in Form von abgeschätzten Kanalimpulsantworten erhalten werden.
  10. Verfahren nach Anspruch 9, wobei für jeden möglichen Taktungsmoment eine Leistung eines Kanalimpulsantwortsignals bestimmt wird, die in einem entsprechenden Zeitfenster des empfangenen Übertragungssignal enthalten ist.
  11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Schritt des Bestimmens der Taktungsinformation auf der Grundlage der Korrelationsergebnisse das Bestimmen desjenigen Zeitfensters umfasst, welches die maximale Signalleistung enthält.
  12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, wobei auf der Grundlage der maximalen Signalleistung eine Fehlalarmerkennung durchgeführt wird.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei die Fehlalarmerkennung ein Vergleichen der maximalen Signalleistung mit einem Signalleistungsschwellwert umfasst.
  14. Computerprogrammprodukt, umfassend Programmcodeteile zum Durchführen der Schritte nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computersystem abläuft.
  15. Computerprogrammprodukt nach Anspruch 14, das auf einem computerlesbaren Speichermedium abgespeichert ist.
  16. Empfänger (10) eines drahtlosen Kommunikationssystems zum Empfangen eines Übertragungssignals, umfassend – eine Einheit (12) zum Bereitstellen eines Trainingssignals in Bezug auf einen bekannten Signalanteil des Übertragungssignals; – eine Einheit (14) zum Skalieren des Trainingssignals; – eine Einheit (20) zum Korrelieren eines oder mehrerer Teile des empfangenen Übertragungssignals mit dem skalierten Trainingssignal, um ein oder mehrere Korrelationsergebnisse zu erhalten; und – eine Einheit (22) zum Bestimmen der Taktungsinformation auf der Grundlage der Korrelationsergebnisse; gekennzeichnet durch – eine Einheit zum Quantisieren des skalierten Trainingssignals; und wobei die Skalierungseinheit (14) einen variablen Skalierungsfaktor verwendet.
  17. Empfänger nach Anspruch 16, wobei das Trainingssignal komplexe Trainingswerte umfasst, und wobei die Einheit (16) zum Quantisieren des skalierten Trainingssignals einen Realteil und einen Imaginärteil jedes Trainingswerts gemeinsam quantisiert.
  18. Empfänger nach Anspruch 16 oder 17, weiterhin umfassend eine Einheit (24) zum Erkennen eines Fehlalarms auf der Grundlage einer maximalen Signalleistung, die innerhalb eines Zeitfensters des empfangenen Übertragungssignals enthalten ist.
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