DE60223422T2

DE60223422T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Bereitstellung von Taktinformation in einem drahtlosen Nachrichtenübertragungsnetzwerk

Info

Publication number: DE60223422T2
Application number: DE60223422T
Authority: DE
Inventors: Fabian Wenger; Uwe Dettmar; Udo Wachsmann; Peter Schramm
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2001-07-04
Filing date: 2002-05-22
Publication date: 2008-08-21
Anticipated expiration: 2022-05-23
Also published as: ATE312444T1; EP1575208A3; DE60229984D1; DE60223422D1; EP1575208A2; EP1575207A3; CN1294717C; DE60207860D1; EP1575207B1; US20090034667A1; EP1402677A1; ES2293423T3; ES2250682T3; DE60207860T2; WO2003005633A1; US7327817B2; JP2004534478A; ATE377880T1; ES2313153T3; ATE415023T1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Bereitstellen von Taktungsinformation in einem drahtlosen Kommunikationssystem und im Besonderen eine effektive Taktungssynchronisation auf der Grundlage eines Übertragungssignals mit einem Signalanteil, der auf der Empfangsseite bekannt ist.
Beschreibung des Standes der Technik
Das Bereitstellen von Taktungsinformation ist ein wesentliches Merkmal drahtloser Kommunikationssysteme, das es erlaubt, eine Synchronität unter den verteilten Systemkomponenten sicherzustellen. In fast jedem drahtlosen Kommunikationssystem wird die Taktungsinformation aus einem auf einer Empfangsseite analysierten Übertragungssignal erlangt.
Im Folgenden wird ein Ansatz zum Extrahieren von Taktungsinformation aus einem Eingangssignal beispielhaft für drahtlose Kommunikationssysteme beschrieben, die gemäß einem Orthogonalfrequenz-Multiplexverfahren ("Orthogonal Frequency Division Multiplexing"; OFDM) arbeiten.
OFDM ist ein Mehrträger-Modulationsschema, welches insbesondere für hochgradig frequenzselektive Übertragungskanäle geeignet ist, wie beispielsweise typische Kanäle für Mobilkommunikationssysteme oder für eine drahtgebundene Übertragung über Kupferleitungen mit hoher Datenrate. Hochgradig frequenzselektive Kanäle sind durch Impulsantworten gekennzeichnet, welche wesentlich länger als ein Abtastintervall sind. Daher ist jede empfangene Abtastung ("Sample") in einer digitalen Basisbanddomäne eine Überlagerung verschiedener Übertragungsabtastungen, die mit den entsprechenden Kanalkoeffizienten gewichtet sind. Dies bedeutet, dass hochgradig frequenzselektive Kanäle einer Interferenz unter den Abtastungen unterworfen sind.
Das Prinzip des OFDM, um eine unter Symbolen auftretende Interferenz bzw. Symbolinterferenz zu bekämpfen, ist es, die Gesamtkanal-Bandbreite in wesentlich kleinere Anteile zu unterteilen, das heißt, in Unterkanäle. Eine Folge von zu übermittelnden Abtastungen wird in einem einzigen OFDM-Symbol kombiniert und wird parallel auf diesen Unterkanälen übertragen. Ein einzelnes OFDM-Symbol nutzt daher alle diese Unterkanäle parallel. Gemäß OFDM sind die übertragenen Unterkanalsignale zueinander orthogonal. Da die Dauer eines OFDM-Symbols viel länger als das Abtastintervall ist, wird eine Intersymbolinterferenz stark verringert.
Um die Intersymbolinterferenz weiter zu verringern, wird normalerweise ein Schutzintervall zwischen zwei nacheinander zu übertragende OFDM-Symbole eingeführt. Falls die Länge des Schutzintervalls die Länge der Kanalimpulsantwort übersteigt, gibt es keine verbleibende Symbolinterferenz. Falls darüber hinaus das Schutzintervall aus einem wiederholten Signalanteil besteht, beispielsweise einem zyklischen Präfix, ist eine sehr einfache Angleichung der frequenzselektiven Kanäle in der Frequenzdomäne möglich.
Da jedoch die Verwendung eines Schutzintervalls zu einem zusätzlichen Übertragungs-Overhead führt, wird die Länge des Schutzintervalls üblicherweise so gewählt, dass die Symbolinterferenz nicht vollkommen ausgelöscht wird. Vielmehr werden nur die Hauptbestandteile typischer Kanäle in das Schutzintervall aufgenommen, und eine verbleibende Symbolinterferenz wird toleriert.
Ein OFDM-Empfänger muss vor einer Demodulation der Unterträger eine Synchronisation durchführen. Die Aufgabe während der Synchronisation ist es, eine optimale Taktung zum Minimieren der Effekte der Symbolinterferenz zu finden. Daher muss eine Taktungsinformation bereitgestellt werden, die es erlaubt, den optimalen Taktungszeitpunkt für Synchronisationszwecke aufzufinden.
Verschiedene Synchronisationsansätze sind aus dem Stand der Technik bekannt. Die meisten dieser Ansätze beruhen auf dem Ausnutzen wiederholter Signalanteile innerhalb eines Übertragungssignals. Üblicherweise befinden sich die wiederholten Signalanteile an vorbestimmten Stellen einer so genannten Wiederholungs-Präambel. Ein Beispiel für eine Synchronisation von OFDM-Systemen, die auf einer Wiederholungs-Präambel beruht, ist in M. Speth, F. Classen und H. Meyr, "Frame Synchronization of OFDM Systems in Frequency Selective Fading Channels", VTC '97, Phoenix, beschrieben.
In einem OFDM-Empfänger wird der empfangene Abtastungsstrom verarbeitet, um den wiederholten Signalanteil zu erkennen. Verschiedene Metriken zum Erkennen von Wiederholungs-Präambeln für Synchronisationszwecke sind beispielhaft in S. Müller-Weinfurtner, "On the Optimality of Metrics for Coarse Frame Synchronization of OFDM: A Comparison", PIMRC '98, Boston, beschrieben. Diese Metriken verwen den nur die zyklische Natur der wiederholten Signalanteile, aber nicht ihren tatsächlichen Inhalt.
Ein Synchronisationsverfahren, welches tatsächlich den Inhalt einer wiederholten Signalstruktur verwendet, ist aus R. van Nee, R. Prasad, "OFDM for wireless multimedia communications", Artech House, 2000, bekannt. Gemäß diesem Synchronisationsverfahren wird ein Ansatz mit einem signalangepassten Filter ("Matched Filter") verfolgt, um eine optimale Taktungssynchronisation für OFDM in einer Mehrfachpfad-Umgebung zu erreichen. Während des signalangepassten bzw. abgestimmten Filterns wird ein spezielles OFDM-Trainingssignal, das von einem Übertragungssignalanteil abgeleitet wird, verwendet, für welches der Dateninhalt dem Empfänger bekannt ist. In dem signalangepassten bzw. abgestimmten Filter wird ein empfangenes Übertragungssignal mit dem bekannten OFDM-Trainingssignal korreliert. Das sich ergebende Ausgangssignal des signalangepassten Filters umfasst Korrelationsspitzen, aus denen sowohl eine Taktungsinformation als auch eine Frequenzversatzinformation abgeleitet werden kann.
Die während des signalangepassten Filterns verwendeten Filteranzapfungs- bzw. -abgriffswerte werden von Trainingswerten abgeleitet, die innerhalb des bekannten OFDM-Trainingssignals enthalten sind. Gemäß einem ersten Ansatz sind die Filteranzapfungswerte gleich den übertragenen Trainingswerten. Gemäß einem zweiten Ansatz werden die Filteranzapfungswerte von den Trainingswerten mittels einer Quantisierung abgeleitet. Die Quantisierung verringert die Gesamtkomplexität des signalangepassten Filters, da die während der Korrelationsoperationen notwendigen Multiplikationen somit auf Additionen reduziert werden können.
Mittels der Quantisierung werden sowohl der Realteil als auch der Imaginärteil der Trainingswerte getrennt auf die nächste ganze Zahl aus dem Satz von {–1, 0, 1} abgebildet. Die Quantisierung wird daher einzeln für die Real- und Imaginärteile durchgeführt. Dies bedeutet, dass nach der Quantisierung die Filteranzapfungswerte üblicherweise auch jeweils einen Real- und einen Imaginärteil umfassen. Dies führt zu vier Additionen pro Korrelationsoperation. Die Zahl der Nullen in dem sich ergebenden Satz quantisierter Werte ist fest, und zwar abhängig von den einzelnen Trainingswerten innerhalb des Trainingssignals.
Es besteht ein Bedarf an einem Verfahren und einer Vorrichtung zum Bereitstellen von Taktungsinformation für ein empfangenes Übertragungssignal, welche es erlauben, die Taktungsinformation effizient und flexibel abzuleiten.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung befriedigt dieses Bedürfnis durch Bereitstellen eines Verfahrens und einer Vorrichtung zum Bereitstellen von Taktungsinformation für ein empfangenes Übertragungssignal mit den Merkmalen nach Anspruch 1 bzw. Anspruch 15. Jeder Trainingswert wird während der Quantisierung auf einen vorbestimmten Satz rein reeller und rein imaginärer Werte abgebildet. Dies erlaubt es, die Korrelationsoperation auf nur zwei reelle Additionen pro Multiplikation zu verringern.
Vorzugsweise wird der Satz {0, ±1, ±j} für die Quantisierung verwendet. Ein solcher vorbestimmter Satz rein reeller und rein imaginärer Werte, die den Wert Null umfassen, ist vorteilhaft, wenn die Korrelationskomplexität durch geeignetes Auswählen des Skalierungsfaktors anzupassen ist.
Das Verfahren kann ein Skalieren des Trainingssignals umfassen. Vorzugsweise ist die bereitgestellte Taktungsinformation ein optimaler Taktungszeitpunkt für Synchronisationszwecke. Der Taktungszeitpunkt kann ein Optimum beispielsweise in Bezug auf das Minimieren der Interferenzleistung darstellen.
Der Signalanteil des Übertragungssignals, auf dessen Grundlage das Trainingssignal abgeleitet wird, kann in dem Übertragungssignal wiederholt werden, das heißt, dass das Übertragungssignal eine zyklische Struktur aufweisen kann. Ein solcher wiederholter Signalanteil im Übertragungssignal wird die Korrelationsleistung erhöhen. Vorzugsweise wird das Trainingssignal aus einer Wiederholungs-Präambel des Übertragungssignals abgeleitet.
Das Skalieren des Trainingssignals hat den Vorteil, dass es es ermöglicht, das Ergebnis der Quantisierung zu steuern und die Komplexität der folgenden Korrelation zu beeinflussen. Da die zur Implementierung benötigte Korrelationskapazität von der Zahl der quantisierten Trainingswerte abhängt, deren Real- und Imaginärteile auf spezifische Werte, wie Null, abgebildet werden, wird die Komplexität der Korrelation einstellbar. Beispielsweise impliziert eine hohe Zahl von Nullen eine niedrige Korrelationskomplexität. Daher erlaubt ein Skalieren eine flexible Abstimmung zwischen einer Hochleistungskorrelation (wenig Nullen) und einer Korrelation mit niedriger Komplexität (viele Nullen).
Der Skalierungsfaktor kann entweder fest oder variabel sein. Je kleiner der Skalie rungsfaktor ist, desto mehr Nullen werden innerhalb des quantisierten Trainingssignals enthalten sein, und umgekehrt.
Die einzelnen Korrelationsoperationen können Faltungen sein, die mittels eines signalangepassten Filters durchgeführt werden. Die Filterkomplexität entspricht der oben diskutierten Korrelationskomplexität, und die Filteranzapfungswerte sind gleich den quantisierten Trainingswerten. Selbstverständlich können außer dem signalangepassten Filtern auch andere Korrelationstechniken angewandt werden.
Die mittels der Korrelationsoperationen erlangten Korrelationsergebnisse weisen vorzugsweise die Form abgeschätzter Kanalimpulsantworten auf. Aufgrund des Quantisierungsschritts können die durch Korrelation erlangten Kanalimpulsantworten als angenäherte Kanalimpulsantworten betrachtet werden.
Basierend auf den abgeschätzten Kanalimpulsantworten kann der optimale Taktungszeitpunkt für Synchronisationszwecke abgeschätzt werden. Vorzugsweise umfasst die Abschätzung des optimalen Taktungszeitpunktes das Bestimmen einer Signalleistung der Kanalimpulsantwort für jeden möglichen Taktungszeitpunkt. Als ein Beispiel kann die Signalleistung, die in einzelnen Zeitfenstern enthalten ist, welche sich im Empfangssignal bewegen, analysiert werden, um das Zeitfenster zu bestimmen, das die maximale Signalleistung enthält.
Gemäß einer weiteren Variante der Erfindung wird eine Fehlalarmerkennung umgesetzt bzw. implementiert. Die Fehlalarmerkennung kann so konfiguriert bzw. angepasst werden, dass sie ein Nebenprodukt der Bestimmung der Taktungsinformation ist. Vorzugsweise wird die Fehlalarmerkennung auf der Grundlage der maximalen Signalleistung durchgeführt, welche ein sich während der Taktungssynchronisation ergebendes Zwischenergebnis ist.
Mittels der Fehlalarmerkennung kann geprüft werden, ob die schon bestimmte Taktungsinformation oder die noch zu bestimmende Taktungsinformation falsch ist oder sein wird. Das Durchführen der Fehlalarmerkennung auf der Grundlage eines Zwischenergebnisses erlaubt es, ein Fehlalarmerkennungsschema mit fast keiner zusätzlichen Berechnungs- oder Hardware-Komplexität umzusetzen. Darüber hinaus ist ein Ausnutzen eines Zwischenergebnisses aus Sicht eines Leistungsverbrauchs vorteilhaft, weil es eine frühe Erkennung eines Fehlalarms erlaubt.
Das Fehlalarmerkennungsschema kann ein Vergleichen der maximalen Signalleistung mit einem Signalleistungsschwellwert umfassen. Der Schwellwert kann auf der Grundlage der Leistung des Trainingssignals bestimmt werden und wird vorzugsweise so ausgewählt, dass die Rate des Verwerfens richtiger Taktungsinformation gegen Null gefahren wird, während man eine ausreichend hohe Erkennungswahrscheinlichkeit für Fehlalarme hat.
Die Erfindung kann als ein Computerprogrammprodukt mit Programmcodeabschnitten zum Durchführen des Verfahrens oder als eine Hardwarelösung implementiert sein. Für den Fall einer Implementierung als Computerprogrammprodukt ist das Computerprogrammprodukt vorzugsweise in einem computerlesbaren Speichermedium abgespeichert.
Eine Hardwarelösung kann in Form eines Empfängers mit dedizierten Einheiten realisiert sein, wobei jede Einheit ein oder mehrere der einzelnen Schritte des erfindungsgemäßen Verfahrens durchführt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Weitere Aspekte und Vorteile der Erfindung werden beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung und mit Bezug auf die Figuren klar, in denen:
1 ein schematisches Diagramm eines Anteils einer Wiederholungs-Präambel ist;
2 ein schematisches Diagramm einer übertragenen Wiederholungs-Präambel ist;
3 ein schematisches Diagramm einer empfangenen Wiederholungs-Präambel mit einem Signalanteil ist, welcher mit einem Trainingssignal zu korrelieren ist; und
4 ein schematisches Diagramm eines erfindungsgemäßen Empfängers ist.
BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Im Folgenden wird die Erfindung beispielhaft in Bezug auf ein drahtloses Kommunikationssystem in Form eines lokalen Hochleistungs-Funknetzes vom Typ 2 ("High Performance Radio Local Area Network type 2"; Hiperlan/2) beschrieben. Die physikalische Schicht von Hiperlan/2 beruht auf OFDM mit einem Schutzintervall in Form eines zyklischen Präfixes. Es sollte jedoch klar sein, dass die Erfindung sowohl auf andere OFDM-Übertragungssysteme mit dedizierten Signalanteilen anwendbar ist, welche für Taktungszwecke ausnutzbar sind, als auch auf Nicht-OFDM-Übertragungssysteme mit äquivalenten Merkmalen. Darüber hinaus ist die Erfindung auf andere WLAN(Wireless Local Area Network)-Systeme anwendbar, wie beispielsweise die durch IEEE (USA) oder MMAC (Japan) standardisierten.
Hiperlan/2 ist ein kurzreichweitiges Datenkommunikationssystem mit hoher Rate, welches als ein WLAN-System verwendet werden kann, beispielsweise um Internetprotokoll(IP)-Pakete zu transportieren. Jedoch ist Hiperlan/2 sowohl in der Lage, als ein drahtloses ATM(Asynchronous Transfer Mode)-System als auch als ein öffentliches System mit öffentlichem Zugang, beispielsweise mit einer Schnittstelle zu einem UMTS("Universal Mobile Telecommunication System")-System zu arbeiten.
Hiperlan/2 ist ein paketvermitteltes zellulares System. In Hiperlan/2 sind fünf unterschiedliche Arten physikalischer Bursts (Transportkanäle) definiert, und jedem physikalischen Burst geht ein Präambelanteil voraus, welcher OFDM-Trainingsinformation für Zwecke der Aufnahme, Synchronisation, Kanalabschätzung usw. enthält.
In Hiperlan/2 sind Präambelanteile für unterschiedliche physikalische Bursts unterschiedlich. Jedoch existiert innerhalb jedes Präambelanteils ein dedizierter Präambelteil, der aus den drei OFDM-Symbolen C32, C64 und nochmals C64 besteht, die in jedem Präambeltyp auftreten. Dieser zugeordnete Präambelteil ist in 1 dargestellt. Die langen Symbole C64 umfassen jeweils 64 Abtastungen (NC64 = 64) und sind identisch. Das kurze Symbol C32 ist eine Kopie der 32 letzten Abtastungen (NC32 = 32) der C64-Symbole und kann daher als ein zyklischer Präfix betrachtet werden. Jeder physikalische Burst umfasst einen Nutzlastanteil zusätzlich zum Präambelanteil, und jedes datentragende OFDM-Symbol innerhalb des Nutzlastanteils umfasst einen separaten zyklischen Präfix CP mit 16 Abtastungen (NCP = 16). Daher kann das sich innerhalb des Präambelanteils befindliche Symbol C32 als ein erweiterter zyklischer Präfix in Bezug auf das CP-Symbol angesehen werden.
Im Folgenden wird eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Bereitstellen von Taktungsinformation für ein empfangenes Übertragungssignal für das oben ausgeführte Hiperlan/2-System genauer beschrieben.
Die Position der Präambelabtastungen, welche in die Feintaktungs-Synchronisation einbezogen sind, ist beispielhaft in den 2 und 3 dargestellt. 2 zeigt einen Teil einer Präambel eines Übertragungssignals. Wie schon in Bezug auf 1 beschrieben, umfasst die Präambel ein C32-Symbol, gefolgt von zwei C64-Symbolen. Der in 2 dargestellte Präambelteil umfasst einen wiederholten Signalanteil <c>, welcher dem ersten C64-Symbol entspricht. Auf der Grundlage des standardisierten Inhalts des wiederholten Signalanteils <c>, das heißt, des C64-Symbols, wird das Trainingssymbol durch Verwenden der komplexwertigen Abtastungen c[.] abgeleitet, welche innerhalb <c> als Trainingsabtastungen enthalten sind.
3 zeigt den Präambelteil eines Empfangssignals, welcher dem Präambelteil des in 2 dargestellten Übertragungssignals entspricht. Der schraffierte Bereich der empfangenen Präambel zeigt die Position eines oder mehrerer Teile des mit dem Trainingssignal zu korrelierenden Empfangssignals an. Die Werte ks (welche einen negativen Wert haben) und kE beschreiben die Position eines Suchfensters. Diese Position hängt sowohl von der anfänglichen Taktungsgenauigkeit ab, als auch von verschiedene möglichen Formen unterschiedlicher Kanalimpulsantworten. Anteile der empfangenen Präambel, die sich von den schraffierten Bereichen unterscheiden, können selbstverständlich ebenfalls für Korrelationszwecke verwendet werden.
Nun wird eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Empfängers in Bezug auf 4 beschrieben.
Der Empfänger 10 aus 4 umfasst eine Einheit 12 zum Bereitstellen eines Trainingssignals, das sich auf einen bekannten Inhalt des wiederholten Signalanteils <c> des Übertragungssignals bezieht, ferner eine Einheit 14 zum Skalieren des Trainingssignals, eine Einheit 16 zum Quantisieren des skalierten Trainingssignals und eine Datenbank in Form eines Nur-Lese-Speichers ("Read Only Memory"; ROM) 18 zum Abspeichern des quantisierten Trainingssignals. Der Empfänger 10 umfasst weiterhin eine Einheit 20 zum Korrelieren eines oder mehrerer Teile des empfangenen Signals mit dem skalierten Trainingssignal, um eine oder mehrere Korrelationsergebnisse zu erhalten, eine Einheit 22 zum Bestimmen der Taktungsinformation auf der Grundlage der Korrelationsergebnisse und eine Einheit 24 zum Erkennen eines Fehlalarms.
Der Empfänger 10 arbeitet folgendermaßen. Zunächst wird der wiederholte Signalanteil <c>, der dem Trainingssignal entspricht, vorverarbeitet, um ein effizientes signalangepasstes Filtern zu ermöglichen, und die vorverarbeiteten Daten werden im ROM 18 gespeichert. Zweitens wird ein signalangepasstes Filtern in der Korrelationseinheit 20 unter Verwendung der vorverarbeiteten Daten durchgeführt, und ein op timaler Taktungszeitpunkt kC64 wird in der Bestimmungseinheit 22 bestimmt. Gleichzeitig wird die Fehlalarmerkennung in der Erkennungseinheit 24 durchgeführt.
Der wiederholte Signalanteil <c>, das heißt, das Trainingssignal, umfasst eine Folge von komplexwertigen Abtastungen c[.], welche Trainingswerte darstellen. Da die Korrelationseinheit 20 im Wesentlichen ein signalangepasstes bzw. abgestimmtes Filter ist, können die Trainingswerte auch als (unverarbeitete) signalangepasste Filteranzapfungswerte bezeichnet werden.
Anfänglich werden die Signalanpassfilter-Anzapfungswerte c[.] mittels der Einheit 12 bereitgestellt, welche ein Speicher oder eine Art Schnittstelle sein kann. Die Signalanpassfilter-Anzapfungswerte c[.] werden als erstes in der Skaliereinheit 14 einer Skalierung unterworfen. Während des Skalierens werden die Signalanpassfilter-Anzapfungswerte c[.] einzeln aufgenommen und mittels eines vorbestimmten oder dynamisch ausgewählten Skalierungsfaktors skaliert.
Der Skalierungsfaktor wird ausgewählt, um die Zahl der erzeugten Nullelemente in den folgenden Quantisierungsoperationen zu steuern, welche innerhalb der Quantisierungseinheit 16 stattfinden. Beispielsweise führt ein niedriger Skalierungsfaktor zu einer hohen Anzahl von Nullen. Daher kann die Korrelations- oder Filterkomplexität angepasst werden.
Nach dem Skalieren werden die skalierten Signalanpassfilter-Anzapfungswerte c[.] einzeln einer Quantisierung innerhalb der Quantisierungseinheit 16 unterworfen. Die Quantisierungseinheit nimmt jeden skalierten komplexen Anzapfungswert c[.] und bildet ihn auf einen Quantisierungswert ab, der aus dem vorbestimmten Satz {0, ±1, ±j} ausgewählt wird. Dieser Satz umfasst nur rein reelle und rein imaginäre Werte. Durch Abbilden jedes skalierten Anzapfungswerts c[.] auf den Satz {0, ±1, ±j}, wird die Folge <c> der skalierten Anzapfungswerte c[.] in die Fünferfolge <c5> aus quantisierten Anzapfungswerten c5[.] umgewandelt. Dadurch werden die normalerweise während eines signalangepassten Filterns in der Korrelationseinheit 20 benötigten komplexen Multiplikationen entweder durch einfache Vorzeichenoperationen oder durch ein Austauschen von Real- und Imaginärteilen ersetzt, oder sie werden für den Fall, dass skalierte Anzapfungswerte c[.] auf den Wert c5[K] = 0 abgebildet werden, vollständig verworfen.
Die Quantisierung kann mittels eines Abbildens eines skalierten Anzapfungswertes c[.] auf dasjenige Element des Satzes {0, ±1, ±j} durchgeführt werden, welches dem kleinsten euklidischen Abstand oder quadratischen Fehler in Bezug auf den skalierten Anzapfungswert c[.] aufweist.
Nach der Quantisierung werden die quantisierten Anzapfungs- oder Trainingswerte c5[.] im ROM 18 gespeichert. Das insoweit beschriebene Vorverarbeiten kann vor dem tatsächlichen Taktungsablauf durchgeführt werden, da der Inhalt des C64-Symbols standardisiert und vorher auf der Empfängerseite bekannt ist.
Der erste Schritt beim eigentlichen Taktungsablauf ist es, das signalangepasste Filtern innerhalb der Korrelationseinheit 20 durchzuführen. Zu diesem Zweck werden sowohl das quantisierte fünfwertige Trainingssignal <c5> als auch die Parameter ks, kE aus dem ROM 18 in die Korrelationseinheit 20 ausgelesen. In der Korrelationseinheit 20 wird ein signalabgestimmtes bzw. angepasstes Filtern gemäß
durchgeführt, wobei C[k] die abgeschätzte Kanalimpulsantwort bezeichnet, c5* den innerhalb des fünfwertigen Trainingssignals <c5> enthaltenen komplex konjugierten quantisierten Anzapfungswert bezeichnet, rD einen Abtastungswert bezeichnet, der innerhalb des Empfangssignals enthalten ist, und k einen bestimmten Zeitpunkt bezeichnet.
Die abgeschätzte Kanalimpulsantwort C[k] bildet das Korrelationsergebnis oder die Signalanpassfilterausgabe einer einzelnen Korrelationsoperation. Alles in Allem werden eine Anzahl von (kE + NCP)-ks Korrelations- oder Filteroperationen durchgeführt. Während jeder Korrelationsoperation wird ein Teil des Empfangssignals, welches die Empfangssignalabtastungen rd[k], rD[k + 1], ... rD[k + NC64 – 1] enthält, mit dem verarbeiteten Trainingssignal <c5> korreliert, welches der Folge von Anzapfungswerten c5[0], c5[1], ... c5[NC64 – 1] entspricht.
Nach Erhalt der Kanalimpulsantworten C[k] in einer wie oben beschriebenen komplexitätseffektiven Weise, bleibt es noch übrig, den bestmöglichen Taktungszeitpunkt aus den Kanalimpulsantworten C[k] abzuleiten. Wie in R. van Nee, R. Prasad, "OFDM for wireless multimedia communications", Artech House, 2000, gezeigt, ist es die Lösung des Taktungsproblems, die Position eines Fensters der Länge NCP + 1 innerhalb des in 3 gezeigten schraffierten Bereiches so aufzufinden, dass die Energie der innerhalb dieses Fensters enthaltenen Kanalimpulsantwort C[k] maximiert wird. Dieser Ablauf wird innerhalb der Erkennungseinheit 22 durchgeführt.
In der Erkennungseinheit 22 wird die innerhalb jedes bestimmten Fensters der Länge NCP + 1 enthaltene Energie Ewin[k] gemäß
berechnet. Der abgeschätzte Taktungszeitpunkt kC64, der dem Anfang des ersten, in 2 gezeigten, C64-Symbols entspricht, wird durch
angegeben. Die maximale Fensterenergie E_win,max für den optimalen Taktungszeitpunkt k_C64 kann definiert werden als: Ewin,max ≔ Ewin[kC64].
Der Wert von E_win,max ist eine Ausgabe der Erkennungseinheit 24, in der eine Fehlalarmerkennung durchgeführt wird. Die Fehlalarmerkennung zielt auf das Erkennen, ob der gegenwärtig verarbeitete Teil des Empfangssignals wirklich zur übertragenen Präambel gehört, oder ob die anfängliche Erfassungs- oder Taktungsinformation fehlgeschlagen ist. Die Fehlalarmerkennung beruht auf der Tatsache, dass die nach einem Anzapfungsfiltern oder einer Korrelation auftretende Energie für den Fall des "richtigen Alarms" wesentlich höher ist als im Fall eines Fehlalarms.
Aus Gründen der Einfachheit werden im Folgenden verschiedene Annahmen getroffen:

– ein ideales Trainingssignal <C_ideal> der Länge N_C64 = 64 wird verwendet;
– <C_ideal> soll ideale Autokorrelationseigenschaften aufweisen, das heißt, eine (1) Spitze und sonst Nullen;
– <C_ideal> wird sowohl im Überträger bzw. Sender als auch im Empfänger ver wendet;
– das Leistungsdichtespektrum des empfangenen Abtastungsstroms <r_D> ist weiß;
– es tritt kein Rauschen auf;
– ein Kanal mit einer Anzapfung („one-tap channel") wird betrachtet.

Zunächst wird der Fall eines richtigen bzw. korrekten Alarms betrachtet. Für eine ideale Synchronisation und eine ideale automatische Verstärkungssteuerung ("Automatic Gain Control"; AGC) stellen die Korrelationselemente die quadrierten Größen der Elemente von <C_ideal> bereit, welche im Mittel gleich der mittleren Leistung des Trainingssignals P_c,ideal sind. Daher ist die Amplitude der Korrelationsspitze gleich der Länge von <C_ideal>, nämlich N_C64 = 64 mal P_c,ideal. Das Energiefenster nach der Korrelation enthält genau die Spitze und sonst Nullen woanders. Daher beträgt die Fensterenergie für einen richtigen Alarm: Ewin,right = NC64 2Pc,ideal 2 = 4096Pc,ideal 2.
Für den Fall eines Fehlalarms ist die Folge <r_D> der empfangenen Abtastungen mit dem übertragenen <C_ideal> unkorreliert. Jedes Korrelationsergebnis ist von der Form
Um die durchschnittliche Fensterenergie für den Fall eines Fehlalarms zu bestimmen, wird der Erwartungswert der quadrierten Größe von C benötigt. Dies ergibt E{|C|2} = NC64E{|Cideal|2}E{|r|2} = NC64Pc,idealPr,wobei die Annahmen, dass <C_ideal> und <r_D> weiße Sequenzen bzw. Folgen sind, verwendet wird. Wie man aus
erkennt, hat jedes Element im Energiefenster die durchschnittliche Leistung E{|C|²}. Daher beträgt die durchschnittliche Fensterenergie für Fehlalarme: Ewin,false = (NCP + 1)·NC64·Pc,ideal·Pr = 1088·Pc,ideal·Pr.
Selbstverständlich gilt diese Ableitung nur unter den oben aufgezeigten Annahmen und gibt nur die Prinzipien einer Fehlalarmbestimmung an, welche auf Energieberechnungen beruht. Bei einen realen Empfang müssen Beeinträchtigungen wie Rauschen, ein nicht-ideales Trainingssignal und eine Mehrfachpfad-Ausbreitung, berücksichtigt werden. Die durchschnittliche Leistung des Trainingssignals <c₅> am Empfänger kann verschieden von derjenigen im empfangenen Abtastungsstrom sein, und zwar abhängig von den ACG-Einstellungen. Daher müssen die relevanten Energieausdrücke bezüglich einer Fehlalarmbestimmung umgeschrieben werden als Ewin,right ≤ N2C64 ·Pc,5·Pr und Ewin,false ≈ (NCP + 1)·NC64·Pc,5·Pr.
Beruhend auf diesen Energieausdrücken kann ein Energieschwellwert (E_Schwellwert) für die Fensterenergie dergestalt definiert werden, dass es sehr unwahrscheinlich wird, dass richtige Alarme verworfen werden, aber immer noch eine ausreichend hohe Fehlalarmerkennungsrate vorhanden ist.
Es sollte klar verständlich sein, dass die oben beschriebenen Taktungs- und Quantisierungsprinzipien nicht auf ein Maximieren der Signalleistung innerhalb des Schutzintervalls beschränkt sind.
Man kann für einige Empfänger-Algorithmen auch daran denken, die Energie in einem Fenster zu maximieren, das eine Größe besitzt, die in Bezug auf die Schutzintervalllänge verschieden ist. Es ist auch möglich, mehrere unterschiedliche Taktungsstrategien zu kombinieren, um verschiedene Taktungszeitpunkte zu erhalten, welche dann mittels anderer Kriterien ausgewählt werden können, und zwar abhängig von den Nachverarbeitungs-Algorithmen.

Claims

Verfahren zum Bereitstellen von Taktungsinformation für ein empfangenes Übertragungssignal in einem drahtlosen Kommunikationssystem, umfassend: – Bereitstellen (10, 12) eines Trainingssignals (<c>) in Bezug auf einen bekannten Signalanteil des Übertragungssignals, wobei das Trainingssignal komplexe Trainingswerte (c[.]) mit einem Realteil und einem Imaginärteil umfasst; wobei das Verfahren dadurch kennzeichnet ist, dass es umfasst: – Quantisieren des Trainingssignals (16), wobei jeder der komplexen Trainingswerte einzeln auf einen Quantisierungswert abgebildet wird, wobei der Realteil und/oder der Imaginärteil des Quantisierungswerts Null ist; – Korrelieren (20) eines oder mehrerer Teile des empfangenen Übertragungssignals mit dem quantisierten Trainingssignal (<c₅>), um ein oder mehrere Korrelationsergebnisse (C[.]) zu erhalten; und – Bestimmen (22) der Taktungsinformationen (k_C64) auf der Grundlage der Korrelationsergebnisse.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend ein Skalieren (14) des Trainingssignals vor der Quantisierung und ein Steuern des Berechnungsaufwands des Korrelationsschritts mittels dynamischen Auswählens eines Skalierungsfaktors.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei ein vordefinierter Satz von Quantisierungswerten einen Quantisierungswert von Null umfasst.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, wobei der Skalierungsfaktor verändert wird, um die Zahl der Trainingswerte, die auf den Wert Null abgebildet werden, einzustellen.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, wobei der vordefinierte Satz von Quantisierungswerten den Satz von {0, ±1, ±j} umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, ferner umfassend ein Verwenden der bereitgestellten Taktungsinformationen als Synchronisierungstaktungsmoment.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei ein oder mehrere Teile des Empfangssignals mittels eines abgestimmten Filters mit dem Trainingssignal korreliert werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei ein oder mehrere Korrelationsergebnisse in Form von geschätzten Kanalimpulsantworten erhalten werden.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei für jeden möglichen Taktungsmoment eine Leistung eines Kanalimpulsantwortsignals bestimmt wird, die in einem entsprechenden Zeitfenster des empfangenen Übertragungssignals enthalten ist.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei der Schritt des Bestimmens der Taktungsinformationen auf der Grundlage der Korrelationsergebnisse ein Bestimmen desjenigen Zeitfensters aufweist, welches die maximale Signalleistung enthält.
Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, wobei auf der Grundlage der maximalen Signalleistung eine Fehlalarmerkennung (24) durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Fehlalarmerkennung ein Vergleichen der maximalen Signalleistung mit einem Signalleistungsschwellwert umfasst.
Computerprogrammprodukt, umfassend Programmcodeabschnitte zum Durchführen der Schritte nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computersystem abläuft.
Computerprogrammprodukt nach Anspruch 13, das auf einem computerlesbaren Speichermedium abgespeichert ist.
Empfänger (10) eines drahtlosen Kommunikationssystems zum Empfangen eines Übertragungssignals, umfassend – eine Einheit (12) zum Bereitstellen eines Trainingssignals (<c>) in Bezug auf einen bekannten Signalteil des Übertragungssignals, wobei das Trainingssignal komplexe Trainingswerte (c[.]) mit einem Realteil und einem Imaginärteil umfasst; wobei der Empfänger dadurch gekennzeichnet ist, dass er umfasst: – eine Einheit (16) zum Quantisieren des Trainingssignals, wobei jeder der komplexen Trainingswerte einzeln auf einen Quantisierungswert abgebildet wird, wobei der Realteil und/oder der Imaginärteil des Quantisierungswerts Null ist; – eine Einheit (20) zum Korrelieren eines oder mehrerer Teile des empfangenen Übertragungssignals mit dem quantisierten Trainingssignal (<c₅>), um ein oder mehrere Korrelationsergebnisse (C[.]) zu erhalten; und – einen Einheit (22) zum Bestimmen der Taktungsinformationen (k_C64) auf der Grundlage der Korrelationsergebnisse.
Empfänger nach Anspruch 15, ferner aufweisend eine Einheit (24) zum Erkennen eines Fehlalarms auf der Grundlage einer maximalen Signalleistung, die in einem Zeitfenster des empfangenen Übertragungssignal enthalten ist und/oder eine Einheit (14) zum Skalieren des Trainingssignals.