CN1522515A - 在无线通信系统中提供定时信息的方法和装置 - Google Patents

Abstract

描述了在无线通信系统内提供定时信息的方法和装置。定时信息从接收的发射信号中提取。本发明的方法包括以下步骤：在接收侧提供与发射信号的已知信号部分有关的训练信号；缩放训练信号；量化缩放的训练信号；将接收的发射信号的一个或多个部分与缩放的训练信号相关，以获得一个或多个相关结果；以及依据相关结果确定定时信息。

Description

在无线通信系统中提供定时信息的方法和装置

发明背景

技术领域

本发明涉及在无线通信系统中提供定时信息的方法和装置，更具体地说，涉及依据在接收侧具有已知信号部分的发射信号的有效定时同步。

先有技术说明

提供定时信息是无线通信系统的基本特性，这可确保分布式系统组件中的同步性。在几乎每个无线通信系统中，定时信息是从在接收侧分析的发射信号中获得。

下面，将以示范方式描述从输入信号提取定时信息的方式，用于根据正交频分复用(OFDM)工作的无线通信系统。

OFDM是多载波调制方案，特别适用于诸如移动通信系统的典型信道等高选频传输信道或通过铜线进行的高速有线传输。高选频信道的特征在于比一个样本间隔长得多的脉冲响应。因此，数字基带域中的每个接收样本是由相应信道系数加权的几个发射样本的叠加。这表示高选频信道受样本间干扰的影响。

OFDM抵制符号间干扰的原理是将整个信道带宽分成若干小得多的部分，即子信道。要发射的样本序列被组合成单个OFDM符号，并在这些子信道上并行发射。单个OFDM符号因而使用了并行的所有子信道。根据OFDM，发射的子信道信号彼此正交。

由于一个OFDM符号的持续时间比样本间隔长得多，因此符号间干扰得以大大降低。

要进一步降低符号间干扰，通常在要连续发射的两个OFDM符号间引入保护间隔。如果保护间隔的长度超过信道脉冲响应的长度，则不会有残留的符号间干扰。此外，如果保护间隔由重复的信号部分构成，例如由循环前缀构成，则频率域中很简单的选频信道均衡是可能的。

然而，由于使用保护间隔导致额外的传输开销，因此保护间隔的长度通常选择为使符号间干扰不会完全消除。相反，只为典型信道的主要影响提供保护间隔，而容忍残留的符号间干扰。

OFDM接收机要在解调子载波前执行同步。同步期间的任务是找出最优定时，以便将符号间干扰的影响降到最低。因此，要提供定时信息，以便为同步找到最优定时瞬间。

几个同步方法在本领域已为人熟知。这些方法大多数是基于发射信号内的重复信号部分的利用。通常，重复信号部分位于所谓重复前置码的预定位置。“选频衰落信道中OFDM系统的帧同步”(M.Speth，F.Classen and H.Meyr，VTC’97，Phoenix)中描述了基于重复前置码的OFDM系统的同步示例。

在OFDM接收机中，对接收的样本流进行处理以便识别重复信号部分。“有关OFDM中粗帧同步的量度最优性：比较”(S.Müller-Weinfurtner，PIMC’98，Boston)中以示范方式描述了用于检测同步前置码的几个量度。这些量度仅使用重复信号部分的循环特征而不是其真正的内容。

“无线多媒体通信的OFDM”(R.van Nee，R.Prasad，Artech House，2000)中描述了真正使用重复信号结构内容的同步方法。根据此同步方法，一种匹配滤波器方法用于在多路径环境中实现OFDM的最优定时同步。在匹配滤波期间，使用了从发射信号部分获得的特殊OFDM训练信号，其数据内容为接收机所知。在匹配滤波器中，接收的发射信号与已知OFDM训练信号相关。产生的匹配滤波输出信号包括相关峰值，而定时信息与频率偏置信息均可从中获得。

在匹配滤波期间使用的滤波器抽头值是从已知OFDM训练信号内包括的训练值获得。根据第一种方法，滤波器抽头值等于发射的训练值。根据第二种方法，滤波器抽头值是通过量化从训练值获得。由于相关运算期间必需的乘法可由此简化为加法，因此量化降低了匹配滤波器的整体复杂性。

通过量化，训练值的实部和虚部分别单独映射在集合{-1，0，1}的最近的整数上。因此对实部和虚部单独执行量化。这表示在量化后，滤波器抽头值通常也将包括实部和虚部。这导致每个相关运算有四次相加。视训练信号内包括的各个训练值而定，量化值结果集合中零的数量是固定的。

现在需要为接收的发射信号提供定时信息的方法和装置，从而以有效和灵活的方式获得定时信息。

发明概述

本发明通过提出为接收的发射信号提供时间信息的方法满足了此需要，所述方法包括在接收侧提供与所述发射信号的已知信号部分相关的训练信号，缩放所述训练信号，量化所述缩放的训练信号，将所述接收的发射信号的一个或多个部分与所述缩放的训练信号相关，以获得一个或多个相关结果，以及依据所述相关结果确定所述定时信息。最好提供的定时信息是用于同步的最优定时瞬间。例如定时瞬间可以相对于将干扰功率降到最低而言是最优的。

获得训练信号所依据的发射信号的信号部分可在发射信号中重复，即发射信号可包括循环结构。发射信号中的这种重复信号部分将提高相关性能。最好从发射信号的重复前置码得出训练信号。

训练信号的缩放具有的优点是它允许控制量化的输出并影响随后相关的复杂性。由于需要实施的相关容量取决于量化的训练值数量，而训练值的实部和虚部映射在如零等特定值上，因此，相关的复杂性可以调整。例如，大量的零暗示着低的相关复杂性。因此，缩放允许高性能相关(很少零)与低复杂性相关(许多零)之间的灵活折衷。

缩放系数可以是固定或变化的。缩放系数越小，量化的训练信号内包含的零就越多，反之亦然。

根据可添加到或独立于缩放运算实施的优选实施例，训练信号内包括的每个训练值的实部和虚部不单独量化，而是共同量化。例如，在量化期间，每个训练值可映射在纯实值和纯虚值的预定集合上。这使得相关运算可简化为每次乘法只有两个实数相加。

最好是将集合{0，±1，±j}用于量化。如上所述，在要通过适当选择缩放系数来调整相关复杂性时，包括零值的此类纯实值和纯虚值的预定集合是有利的。

各个相关运算可以是通过匹配滤波器执行的卷积。滤波器复杂性与前面所述的相关复杂性对应，并且滤波器抽头值等于量化的训练值。当然，也可以应用除匹配滤波外的其它相关技术。

通过相关运算获得的相关结果最好具有估计信道脉冲响应的形式。由于量化步骤的原因，通过相关获得的信道脉冲响应可视为近似信道脉冲响应。

依据估计的信道脉冲响应，可估计出用于同步的最优定时瞬间。最优定时瞬间的估计最好包括为每个可能的定时瞬间确定信道脉冲响应的信号功率。例如，可对接收信号内移动的各个时间窗口中包含的信号功率进行分析，以确定包含最大信号功率的时间窗口。

根据独立于上述缩放方法的本发明又一实施例，实施了误报警检测。误报警检测可配置为确定时间信息的副产物。误报警检测最好基于最大信号功率而执行，该功率是定时同步期间获得的中间结果。

通过误报警检测，可检查是否已经确定定时信息，或者仍要确定的定时信息是否是或将是错误信息。依据中间结果执行误报警检测允许以几乎没有增加计算或硬件复杂性的情况下实施误报警检测方案。另外，利用中间结果允许在早期检测误报警，因此从节能角度来看是有利的。

误报警检测方案可包括将最大信号功率与信号功率阈值相比较。阈值可依据训练信号的功率确定并且最好选定为在具有足够高的误报警检测概率的同时，也使丢失正确定时信息的比率趋向于零。

本发明可实施为用于执行所述方法具有程序代码部分的计算机程序产品，或实施为硬件解决方案。如果实施为计算机程序产品，则所述计算机程序产品最好是存储在计算机可读记录媒体上。

硬件解决方案可以具有专用单元的接收机的形式实现，每个单元执行本发明方法的一个或多个单独步骤。

附图简述

结合附图阅读下面本发明优选实施例的详细说明，将明白本发明的其它方面和优点，其中：

图1是重复前置码部分的图示；

图2是发射的重复前置码图示；

图3是具有将与训练信号相关的信号部分的接收重复前置码的图示；以及

图4是根据本发明的接收机图示。

优选实施例说明

下面将参照高性能无线局域网2(Hiperlan/2)形式的无线通信系统以示范方式描述本发明。Hiperlan/2的物理层是基于具有循环前缀形式保护间隔的OFDM。然而同样可以理解，本发明也适用于具有可用于定时的专用信号部分的其它OFDM传输系统及具有等同特性的非OFDM传输系统。最重要的，本发明适用于诸如根据IEEE(美国)或MMAC(日本)标准化的其它无线局域网(WLAN)系统。

Hiperlan/2是可用作WLAN系统的小范围高速率数据通信系统，例如，传送因特网协议(IP)分组。然而，Hiperlan/2也能够用作无线异步传送模式(ATM)系统及公共接入系统，例如，具有到通用移动电信系统(UMTS)的接口。

Hiperlan/2是分组交换蜂窝系统。在Hiperlan/2中，定义了五种不同的物理突发(传送信道)，并且每个物理突发前面具有包含OFDM训练信息的为获取、同步、信道估计等目的的前置码部分。

在Hiperlan/2中，用于不同物理突发的前置码部分是不同的。然而，在每个前置码部分内，有一个专用前置码部分，该部分由三个OFDM符号C32、C64和C64构成，出现在每种前置码类型中。图1显示了此专用前置码部分。每个长符号C64包括64个样本(N_C64＝64)并且是相同的。短符号C32是C64符号中后面32个样本的副本(N_C32＝32)，因此可视为循环前缀。每个物理突发除前置码部分外还包括净荷部分，并且净荷部分内的每个承载数据的OFDM符号包括具有16个样本(N_CP＝16)的独立循环前缀CP。因此，前置码部分内包括的符号C32可视为相对于CP符号的扩充循环前缀。

下面将为上面概述的Hiperlan/2系统更详细地介绍根据本发明为接收的发射信号提供定时信息的方法实施例。

图2和图3以示范方式显示了涉及精确定时同步的前置码样本的位置。图2显示了发射信号的部分前置码。如已经参照图1所述，前置码包括一个C32符号及后面跟着两个C64符号。图2所示的前置码部分包括对应于第一C64符号的重复信号部分<c>。依据重复信号部分<c>，即C64符号的标准化内容，通过将<c>内包括的复值样本c[.]用作训练样本，获得了训练信号。

图3显示了接收信号的前置码部分，该前置码部分对应于图2所示发射信号的前置码部分。接收的前置码阴影部分表示要与训练信号相关的接收信号的一个或多个部分的位置。值k_S(负值)和k_E描述了搜索窗口的位置。此位置取决于初始定时精确度及不同信道脉冲响应的各种可能形状。与阴影部分不同的接收前置码部分当然也可用于相关目的。

现在将参照图4描述根据本发明的接收机实施例。

图4的接收机10包括：单元12，用于提供与发射信号的重复信号部分<c>的已知内容相关的训练信号；单元14，用于缩放训练信号；单元16，用于量化缩放的训练信号；以及只读存储器(ROM)18形式的数据库，用于存储量化的训练信号。接收机10还包括：单元20，用于将接收信号的一个或多个部分与缩放的训练信号相关以获得一个或多个相关结果；单元22，用于依据相关结果确定定时信息；以及单元24，用于检测误报警。

接收机10的操作如下。首先，对与训练信号对应的重复信号部分<c>进行预处理以实现有效的匹配滤波，并且预处理的数据被存储在ROM 18中。其次，使用预处理数据在相关单元20中执行匹配滤波，并且在确定单元22中确定最优定时瞬间K_C64。同时，在检测单元24中执行误报警检测。

重复信号部分<c>，即训练信号，包括构成训练值的复值样本c[.]序列。由于相关单元20本质上是匹配滤波器，因此训练值也可以称为(未处理的)匹配滤波器抽头值。

匹配滤波器抽头值c[.]最初由单元12提供，该单元可以是存储器或某种接口。匹配滤波器抽头值c[.]先要在缩放单元14内进行缩放。在缩放期间，匹配滤波器抽头值c[.]会分别取出并用预定或动态选择的缩放系数进行缩放。

选择缩放系数用于控制在随后的量化运算中产生的零元素的数量，量化运算在量化单元16内进行。例如，低的缩放系数导致大量的零。因此，可以调整相关或滤波复杂性。

缩放后，缩放的滤波器抽头值c[.]分别在量化单元16内进行量化。量化单元取出每个缩放的复抽头值c[.]，并将它映射到从预定集合{0，±1，±j}中选择的某个量化值上。此集合只包括纯实值和纯虚值。通过在集合{0，±1，±j}上映射每个缩放的抽头值c[.]，缩放抽头值c[.]的序列<c>被转换成量化抽头值C₅[.]的五元序列(pentenary sequence)<C₅>。这样，相关单元20的匹配滤波期间通常需要的复数乘法可替换为简单的符号运算或替换为实部与虚部的交换，或者在缩放的抽头值c[.]映射在值C₅[K]＝0的情况下完全不用它们。

通过将缩放的抽头值c[.]映射在集合{0，±1，±j}的此元素上，可执行量化，该元素具有相对于缩放的抽头值c[.]的最小欧几里得距离或均方误差。

量化后，量化的抽头或训练值C₅[.]存储在ROM 18中。至此所述的预处理可在真正的定时程序前执行，这是因为C64符号的内容已标准化，并且接收机侧事先已知。

真正的定时程序中的第一步骤是在相关单元20内执行匹配滤波。为此，量化的五元训练信号<C₅>及参数K_S、K_E会从ROM 18中读入相关单元20。在相关单元20中，匹配滤波根据以下等式执行

$C\left[k\right]=\underset{\mathrm{\&mu;}=0}{\overset{N_{C64}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{C}_5^{*}\left[\mathrm{\&mu;}\right]\&CenterDot;r_D[\mathrm{\&mu;}+k],k=k_S,...,(K_E+N_{\mathrm{CP}})$

其中，C[k]表示估计的信道脉冲响应，C₅ ^*表示包括在五元训练信号<C₅>内的复共轭量化抽头值，r_D表示包括在接收信号内的样本值，以及k表示特定时刻。

估计的信道脉冲响应c{k}构成了相关结果或单个相关运算的匹配滤波器输出。总之，执行了多次(k_E+N_CP)-k_s相关或滤波运算。在每次相关运算期间，包括接收信号样本r_d[k]，r_D[k+1]，...r_D[k+N_C64-1]的部分接收信号与对应于抽头值C₅[0]，C₅[1]，...C₅[N_C64-1]序列的已处理训练信号<C₅>相关。

如上所述，以低复杂性的方式获得信道脉冲响应C[k]后，剩余的操作是从信道脉冲响应C[k]得出最佳可能的定时瞬间。如“用于无线多媒体通信的OFDM”(R.van Nee，R.Prasad，Artech House，2000)中所述，定时问题的解决方案是在图3所示的阴影部分内找出长度为N_CP+1的窗口的位置，从而最大化此窗口内包含的信道脉冲响应C[k]的能量。此过程在检测单元22内执行。

在检测单元22中，每个长度为N_CP+1的特定窗口内包括的能量E.[k]根据以下等式计算得出：

$E_{\mathrm{win}}\left[k\right]=\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|C\right[i+k\left]\right|}^2.$

与图2所示第一个C64符号的开始处对应的估计定时瞬间K_C64通过以下等式给出

$K_{C64}=\arg \mathrm{ma}{x}_{k\&Element;\{k_S,...,k_E\}}\left\{E_{\mathrm{win}}\right[k\left]\right\}.$

最优定时瞬间K_C64的最大窗口能量E_win，max可定义为

E_win，max：＝E_win[k_C64]。

E_win，max的值是到执行误报警检测的检测单元24的输出。误报警检测旨在检测接收信号的当前已处理部分是否确实由发射的前置码产生，或者初始获取或定时信息是否已失败。误报警检测依据的事实是与误报警情况相比，匹配滤波或相关后遇到的能量在“正确报警”的情况下会高得多。

为简明起见，在下面内容中，做了以下几个假设：

-使用了长度为N_C64＝64的理想训练信号<C_ideal>

-<C_ideal>应具有理想的自动相关属性，即一个峰值和其它地方的零值

-在发射机及接收机中使用<C_ideal>

-接收样本流<r_D>的功率密度谱为白色

-未施加噪声

-考虑一个抽头信道。

先考虑正确报警的情况。对于理想的同步和理想的自动增益控制(AGC)，相关元素提供了<C_ideal>元素的平方量，这通常等于训练信号P_C，ideal的平均功率。因此，相关峰值的幅度等于<C_ideal>的长度，即N_C64＝64乘以P_C，ideal。相关后的能量窗口完全包含了峰值和其它地方的零值。因此，正确报警的窗口能量为

E_win，right＝N_C64 ²P_C，ideal ²＝4096P_C，ideal ²。

在误报警情况下，接收的样本序列<r_D>与发射的<C_ideal>不相关。每个相关的结果形式为：

$C=\underset{\mathrm{\&mu;}=0}{\overset{N_{C64}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{C_{\mathrm{ideal}}}^{*}\left[\mathrm{\&mu;}\right]\&CenterDot;r_D\left[\mathrm{\&mu;}\right].$

要确定误报警情况下的平均窗口能量，需要C的平均量的预期值。它产生

E{|C|²}＝N_C64E{|C_Ideal|²}E{|r|²}＝N_C64P_C，idealP_r，

其中，使用了<C_ideal>和<r_D>应是白色序列的假设。从以下等式中可以看出

$E_{\mathrm{win}}\left[k\right]=\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|C\right[I+k\left]\right|}^2,$

能量窗口的每个元素具有平均功率E{|C|²}。因此，误报警的平均能量为

E_win，false＝(N_CP+1)·N_{C64·PC，ideal}·P_r＝1088·P_C，ideal·P_r。

当然，这种推论只对上述的假设有效，并且只提供了基于能量计算的误报警检测原理。在实际的接收中，必须将象噪声、非理想训练信号和多路径传播等损失考虑在内。视AGC设置而定，接收机上训练信号<C₅>的平均功率可能不同于接收样本流中的功率。因此，关于误报警检测的有关能项必须重写为

$E_{\mathrm{win},\mathrm{right}}\&le;N_{C64}^2.P_{C,5}.P_r$ 和

E_win，false≈(N_CP+1).N_C64.P_C，5.P_r。

基于这些能量项，可定义窗口能量的能量阈值(E_threshold)，这样，丢弃正确报警的可能性很低，但仍存在足够高的误报警检测率。

可以很好地理解上述定时和量化原理并不限于在保护间隔内最大化信号功率。也可以考虑在具有不同于保护间隔长度大小的窗口中最大化能量的一些接收机算法。也可以组合几个不同的定时策略以获得不同的定时瞬间，随后可根据后处理算法，通过其它标准对这些定时瞬间进行选择。

Claims (18)

1.一种在无线通信系统中为接收的发射信号提供定时信息的方法，它包括：

-在接收侧提供与所述发射信号的已知信号部分有关的训练信号；

-缩放所述训练信号；

-量化所述缩放的训练信号；

-将所述接收的发射信号的一个或多个部分与所述缩放的训练信号相关，以获得一个或多个相关结果；以及

-依据所述相关结果确定所述定时信息。

2.如权利要求1所述的方法，

其特征在于还包括改变缩放系数以控制相关复杂性。

3.如权利要求1或2所述的方法，

其特征在于所述训练信号包括复训练值，并且其中共同量化每个训练值的实部和虚部。

4.如权利要求3所述的方法，

其特征在于在量化期间，所述训练值映射在预定的纯实值和纯虚值集合上。

5.如权利要求4所述的方法，

其特征在于所述预定的纯实值和纯虚值集合包括值零。

6.如权利要求5所述的方法，

其特征在于改变所述缩放系数以调整映射在值零上的训练值的数量。

7.如权利要求1至6之一所述的方法，

其特征在于所述提供定时信息是用于同步目的的最优定时瞬间。

8.如权利要求1到7之一所述的方法，

其特征在于所述接收信号的所述一个或多个部分通过匹配滤波器与所述缩放的训练信号相关。

9.如权利要求1至8之一所述的方法，

其特征在于获得了以估计信道脉冲响应形式的一个或多个相关结果。

10.如权利要求9所述的方法，

其特征在于对于每个可能的定时瞬间，确定所述接收的发射信号的相应时间窗口中包含的信道脉冲响应信号功率。

11.如权利要求10所述的方法，

其特征在于所述依据所述相关结果确定所述定时信息的步骤包括确定包含最大信号功率的所述时间窗口。

12.如权利要求10或11所述的方法，

其特征在于依据所述最大信号功率执行误报警检测。

13.如权利要求12所述的方法，

其特征在于所述误报警检测包括将所述最大信号功率与信号功率阈值相比较。

14.一种计算机程序产品，它包括程序代码部分，在所述计算机程序产品运行于计算机系统上时，用于执行权利要求1至13之一所述的步骤。

15.如权利要求14所述的计算机程序产品，它存储在计算机可读记录媒体上。

16.一种用于接收发射信号的无线通信系统中的接收机(10)，它包括：

-单元(12)，用于提供与所述发射信号的已知信号部分有关的训练信号；

-单元(14)，用于缩放所述训练信号；

-单元(16)，用于量化所述缩放的训练信号；

-单元(20)，用于将所述接收的发射信号的一个或多个部分与所述缩放的训练信号相关以获得一个或多个相关结果；以及

-单元(22)，用于依据所述相关结果确定定时信息。

17.如权利要求16所述的接收机，

其特征在于所述训练信号包括复训练值，并且其中用于共同量化所述缩放的训练信号的所述单元(16)对每个训练值的实部与虚部进行量化。

18.如权利要求16或17所述的接收机，

其特征在于还包括单元(24)，用于依据所述接收的发射信号的时间窗口内包含的最大信号功率来检测误报警。

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