CN1913509A - 一种正交频分复用技术无线系统中的同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明的一种正交频分复用技术无线系统中的同步方法，包括下述步骤：发端在组帧时构造一个导频/同步符号，所述导频/同步符号包括循环前缀及PN序列，成帧后由天线发射；接收端进行粗同步处理；将所述码元粗同步模块的输出结果并结合系统门限加以判决；将所述粗同步模块输出的同步点集合输入到所述码元精同步模块，并在集合点位置进行相关运算，找到同步点；找到同步点后，利用FFT最大通道的输出获得频偏的估计。本发明的同步方法由于采用在本发明的OFDM通信系统中时间粗同步和精同步估计以及大范围的频偏估计的方案，大大提高了同步精度的同时，并没有耗费过多的系统资源，并且运算量很小，非常利于工程实现。

Description

一种正交频分复用技术无线系统中的同步方法

技术领域

本发明涉及一种正交频分复用技术OFDM无线接收系统中时间同步和频率同步的方法。

背景技术

随着数字信号处理技术和高速器件的发展，正交频分复用技术(OFDM)在DVB、DSL和WLAN等系统中得到了成功的应用。OFDM在频域把频谱分成若干个正交的子信道，各子信道的载波相互重叠，提高了频谱利用率。由于各子信道的带宽相对较窄，因此对整个发射带宽信号来讲的频率选择性信道对于各个子信道信号来讲却是平坦衰落的，均衡便可以对每个子载波分别进行，大大简化了接收机结构。由于OFDM具有频谱利用率高、均衡简单的优点，非常适合于高速的有线和无线传输，因此得到了广泛研究。

与单载波系统相比，OFDM在具有以上优点的同时，也有着自身的缺憾：对频率偏移非常敏感。为了采用OFDM技术，载波偏差与子载波间隔相比较，必须很小，否则OFDM的解调性能将收到很大影响。然而由于收发信机频率稳定度和用户的高速移动等影响，这一要求很难得到满足，必须采用先进的信号处理技术来估计并补偿这种频偏。同时，OFDM系统的码元定时必须落在循环前缀(CP)允许的范围内，否则这时FFT解调窗口包含了非当前码元的信息，将引起码元间的干扰。因此，有效的定时同步对OFDM也相当重要。利用已知的信息进行同步分析，如CP信息，是当前比较流行的处理方法，如van de Beek J J等在97年IEEE Trans.SP第7期发表的文章ML Estimation of Time and Frequency Offset in OFDM System。同样也有文献介绍利用附加信息进行同步的方法，如Schmidl等于1996年6月20号申请的美国申请号：666237，公开号：US 5732113专利Timingand frequency synchronization of OFDM signals，该专利提出了利用两个同步导频符号进行符号、频率同步的方法，第一个同步符号中包含两个完全相同的部分(频域特征为偶数的载波全为0)，使用相关的方法可以得到码元同步信息，利用同步时刻输出的相位信息对频偏进行校正，但频偏估计范围小于一个子载波间隔。利用第一次估计出来的频偏对两个导频符号进行频率补偿然后进行FFT运算，利用前后两个导频符号在频域的特征对整数倍子载波频偏进行估计，将两次估计的频偏相加即得到最终的频偏估计结果，实现了OFDM系统的同步。

但该方法码元同步时的相关峰比较宽，难以判断最佳的码元同步时刻，同时同步开销要占用两个符号，系统资源耗费太大。

利用CP的同步方法，如上面提到的van de Beek J J的ML方法，可以不需要系统额外的资源实现同步，同时计算量也不大。但其缺点是相关峰较为平坦，不利于判决，同时频偏估计范围小于子载波间隔的一半。适当增加在一个符号内相同信息的重复次数可以明显增大频偏估计范围，然而此时的相关增益下降，导致同步误差加大，甚至在低信噪比或环境较为复杂的情况下失效。

赖纳·博特等于2002年1月29号申请的加拿大申请号：02806607.3，公开号：CA 1531808A专利OFDM接收机的频率和时间同步化的方法提出了在时间、频率两维窗口内进行搜索以得到时间和频率的同步方法。该方法首先确定时间同步和频率同步的窗口，但这要利用一些先验信息，比如最大频偏范围，最大时延范围等，然后用每一个可能的时间和频率组合来对接收信号进行解调，均衡，判断。当同步没有误差或者误差很小时，解调信号中的导频误差最小。该方法避免了使用过多的符号进行同步，提高了系统资源利用率，然而这是以两维搜索的巨大运算量换得的，同时该方法得不到频偏的闭式解。

因此，现有技术存在缺陷，而有待于改进和发展。

发明内容

本发明的目的是提供一种正交频分复用技术无线系统中的同步方法，即提供一种OFDM通信系统中时间粗同步和精同步估计以及大范围的频偏估计的方案，从而使得OFDM接收系统在以较小系统资源的代价下通过低复杂度算法实现码元同步，并且可以估计较大范围内的频偏。

本发明的技术方案包括：

一种正交频分复用技术无线系统中的同步方法，该方法的装置包括：一基于CP相关的码元粗同步模块；一基于导频结构的码元精同步模块；以及一大范围频偏估计模块；所述方法包括下述步骤：

a)、发端在组帧时构造一个导频/同步符号，所述导频/同步符号包括循环前缀及PN序列，成帧后由天线发射；

b)、接收端利用正交频分复用技术符号中的循环前缀进行有效符号长度的相关，并且相关结果对相关序列能量进行归一化处理，即为粗同步处理，相应模块为所述码元粗同步模块；

c)、将所述码元粗同步模块的输出结果并结合系统门限加以判决；

d)、将所述粗同步模块输出的同步点集合输入到所述码元精同步模块，并在集合点位置进行相关运算，找到同步点；

e)、找到同步点后，分别将对应的相隔半个符号长度的信号部分进行点对点相乘，即同步符号中互为共轭的部分点对点相乘，对新生成的长度为有效正交频分复用技术符号长度四分之一的两个矢量序列进行FFT运算，利用FFT最大通道的输出获得频偏的估计。

所述的同步方法，其中，所述导频/同步符号包括5个部分，第一部分为所述循环前缀，第二、三、四、五部分由长度相同的PN序列构成，其长度都为有效正交频分复用技术数据长度的四分之一，第三部分长度是第二部分的时域逆序列，而第四部分是第二部分的共轭，第五部分是第三部分的共轭。

所述的同步方法，其中，还包括利用CP相关同步，其同步输出得到一个包含最佳的同步点的集合，并在相关极值输出的后一半即没有正交频分复用技术符号块间干扰时选取同步点。

本发明所提供的一种正交频分复用技术无线系统中的同步方法，由于采用在本发明的OFDM通信系统中时间粗同步和精同步估计以及大范围的频偏估计的方案，大大提高了同步精度的同时，并没有耗费过多的系统资源，并且运算量很小，非常利于工程实现。

附图说明

图1为本发明的所述正交频分复用技术无线系统中的同步方法的实施流程图；

图2为本发明的正交频分复用技术无线系统中的同步方法中时间粗同步装置图；

图3为本发明的正交频分复用技术无线系统中的同步方法中时间精同步装置图。

具体实施方式

以下结合附图，将对本发明的具体实施例进行较为详细的说明。

本发明所述的正交频分复用技术无线系统中的同步方法，可同时通过基于CP相关的时间粗同步和基于导频结构的时间精同步装置实现，该发明由三个模块组成：基于CP相关的码元粗同步模块；基于导频结构的码元精同步模块；大范围频偏估计模块。三个模块相互联系，粗同步模块为精同步模块提供可能的同步点范围，精同步模块为频偏估计模块提供时间信息。

本发明方法提供了一种无线通信系统中时间粗同步和精同步及大范围频偏估计的方法，如图1所示的，主要包括以下步骤：

1)发端在组帧时考虑构造一个导频/同步符号，同步符号由5部分组成，第一部分为常见的循环前缀(CP)，第二、三、四、五部分由长度相同的PN序列构成，其长度都为有效OFDM数据长度的四分之一，第三部分长度是第二部分的时域逆序列，而第四部分是第二部分的共轭，第五部分是第三部分的共轭，该序列和其他的数据信息成帧后由天线发射。

2)接收端利用OFDM符号中的CP进行有效符号长度的相关，并且相关结果对相关序列能量进行归一化处理，此为粗同步处理，相应模块为码元粗同步模块。

3)将码元粗同步模块的输出结果并结合系统门限加以判决。利用CP相关同步，其同步输出较宽，很难得到最佳的同步点，因此本发明中这部分的输出为一个集合，最佳的同步点就包含在其中。为了避免直接利用CP相关进行同步方法很难确定同步点的问题，一般选取CP的长度很长，比如大于最大多径时延的2倍等，在相关极值输出的后一半(没有OFDM符号块间干扰)选取同步点。这样做的确可以得到很好的时间同步效果，然而过长的CP降低了系统资源利用效率，因为毕竟CP存在于每个符号中。

4)将粗同步模块输出的同步点集合输入到细同步模块，并在集合点位置进行相关运算，主要利用同步符号/导频符号的特殊形式，由该输出并结合系统门限可以判断出同步点位置，解决了利用CP相关时很难判断的问题，并且该方法的同步误差很小。

5)找到同步点后，分别将对应的相隔半个符号长度的信号部分进行点对点相乘，即同步符号中互为共轭的部分点对点相乘，对新生成的长度为有效OFDM符号长度四分之一的两个矢量序列进行FFT运算，利用FFT最大通道的输出可以获得频偏的估计。

常规的OFDM发射系统由信道编码、串并变换、IFFT、加CP并且经过数模转换(D/A)和上变频最后经过天线发射出去。与单载波方式不同的是IFFT部分，其将输入信息视为频域符号，经过IFFT后将各个符号调制到不同的子载波上，并且子载波相互正交。这样对于多径比较丰富且多径时延较大的信道来讲，每个子载波信息经历的可能是平坦衰落，利于均衡，然而这也带来了其他的问题，比如当载波发生偏移时，子载波间的正交性受到破坏，解调失败。因此同单载波系统相比，多载波系统对频偏等更为敏感，必须进行频率同步等处理。接收机是发射的逆过程，包括下变频、模数转换(ADC)、时间/码元与频率同步、信道估计均衡、FFT解调、并串转换和信道解码。本发明方法中应用于OFDM接收机中的码元、频偏同步部分，是OFDM接收机中的关键技术，在现有技术的利用CP同步的方法中，为了简化同步判决难度，一般要求CP长度大于信道最大时延的2倍，这些都可在一定程度上降低系统资源利用率，而本发明方法没有这个约束，仅仅要求CP大于信道最大时延即可。

以下详细描述说明本发明的较佳实施例：

假设接收信号的第k次采样输出为r(k)，由经过信道的信号和接收机噪声构成。采样信号被缓冲，缓冲长度大于一个OFDM符号，然后将缓冲信号延时一个符号长度进行相关处理以得到时间粗同步信息，这个模块为粗同步模块。粗同步模块由缓冲器，延时器，可迭代实现的相关器，判决器组成。

首先，如图2所示的，缓冲信号和被延迟N点的信号被同步送入相关器，延迟时间为一个有效的OFDM符号时间，如果对应的采样频率为N倍子载波间隔，那么延迟采样数为N，否则将改变，本发明仅仅讨论前者，但并不失一般性；相关器进行如下操作：

$b\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+k)r^{*}(m+k+N)---\left(1\right)$

其中，P表示CP长度，()^*表示共轭。当k时刻落在CP范围内，该相关的输出很大，否则输出很小，并且相关峰长度约为CP。上述相关输出可以通过如下公式(2)迭代实现：

          b(k+1)＝b(k)-r(k)r^*(k+N)+r(P+k)r^*(P+k+N)      (2)

因而降低了相关运算量。

所述相关器的输出对相关时间长度内的信号功率归一化，利用归一化输出并经由检测装置实现时间同步判决，检测门限由系统提供，然而正如前面讨论的那样，该同步误差较大，特别是在复杂信道情况下，并且由于相关长度受限，不能充分利用整个符号的功率，因此相关受噪声影响较大。

本发明中该模块并不用来实现同步判决，而是将可能的同步点(相关峰较大的点)位置记为{k₁，k₂，…，k_n}作为输出，并经由滑动相关导频序列的精同步装置完成最终的同步。

如图3所示精同步装置的输入为可能的同步点集合{k₁，k₂，…，k_n}和缓冲的采样数据r(k)，输出为准确的同步点位置。该同步装置充分利用导频的结构设计，使得该装置中的同步输出相当尖锐，有利于同步判决。同时，由于利用了整个符号的信号能量，因此在小信噪比情况下工作良好。所述精同步装置模块中的相关模块进行如下操作

$c\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r(k-m)r(k+m+1),k=k_1,k_2\·\·\·,k_n---\left(3\right)$

显然，式(3)的相关过程不能用迭代实现，但是其运算仅限在粗同步点集合{k₁，k₂，…，k_n}范围内进行，因此其运算量并不是很大。同时，由于接收信号的时间采样序列经历了相同的衰落，因此所述精同步模块在准确同步点时，公式(3)同相相加，取得最大值，并且比较尖锐，即可直接依照公式(4)判决

$\left(4\right)---k_m=\underset{k\∈\{k,k_2,\·\·\·,k_{n1}\}}{\arg \max }\frac{c\left(k\right)}{\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(k-m)\right|}^2}$

所述精同步模块的方法不受频偏的影响，然而，由于复信道的影响，直接由精同步模块不能得到频偏的估计。即直接由c(k_m)的相位信息不能得到频偏的估计。

在所述精同步模块输出同步信息后，将缓冲的采样数据r(k)和同步点信息k_m输入到所述频偏估计模块，所述频偏估计模块根据输入并结合下处理算法便可实现大范围频偏的估计，分别构造两个矢量：

$X=\left[\begin{array}{c}r(k_m-N/2)r\left(k_m\right)\\ r(k_m-N/2+1)r(k_m+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ r(k_m-N/4+1)r(k_m+N/4-1)\end{array}\right]---\left(5\right)$

$\left(6\right)---Y=\left[\begin{array}{c}r(k_m-N/4)r(k_m+N/4)\\ r(k_m-N/4+1)r(k_m+N/4+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ r(k_m+1)r(k_m+N/2-1)\end{array}\right]$

其中，[x]_m＝r(k_m-N/2+m)r(k_m+m)，[Y]_m＝r(k_m-N/4+m)r(k_m+N/4+m)，m＝0，1，…，N/4-1。

通过对两个构造变量的处理可以获得大范围频偏的估计，而且计算量相当小。对于频偏的估计，本发明考虑以下两种情况：

第一种情况：在实际系统中，当收发信机的频率稳定度很高，并且考虑到多普勒影响后频偏值仍小于OFDM系统子载波间隔时，此时的频偏仅仅是小数倍的(对子载波间隔归一化后为一小数)。频偏估计模块按照下面步骤进行：

第一步：计算[z]_m＝[y]_m/[x]_m；

第二步：对第一步输出的向量求均值；

第三步：求解第二步输出均值的相位，进而得到频偏估计。

使用上面三个步骤可以得到系统频偏的估计，估计范围为一个子载波间隔。

第二种情况：在实际系统中，当收发信机的频率稳定度不高，并且考虑到多普勒影响后其值远大于OFDM系统子载波间隔时，实际上频偏不仅包含小数倍的，而且还包含若干个整数倍(是子载波间隔的整数倍)。此时，频偏估计模块进行如下的操作：

第一步：分别对向量X，Y做N点FFT，然后找到两个输出结果的极大值，记为Varya，Varyb并记录其坐标值indexa，indexb，分析知indexa＝indexb，因此找极值点只进行一次即可；

第二步：计算varya与Varyb^*的乘积结果；

第三步：求解第二步乘积输出的相角，并修正该相角；

第四步：将第三步的输出加上indexa即为频偏估计结果。

其中，第一步的FFT可以借助接收机中的FFT处理核实现。

系统收发信机的频率稳定度、系统支持的最大多普勒和子载波间隔是已知的，因此根据不同的系统参数设计很容易得知频偏估计是第一种情况还是第二种，根据不同情况进行不同的处理。

本发明方法可将整个OFDM同步过程分为以下几个步骤：①构造导频并组帧发射；②结合CP的时间粗同步；③利用所构造导频的时间精同步；④频率同步。粗同步模块利用OFDM的CP信息为精同步模块提供可能的同步点范围，精同步模块针对所设计的导频进行相关处理并结合系统提供的门限进行同步判决，得到准确的同步信息，结合同步点并按照上面的描述可以得到大范围的频偏估计，最后输出OFDM的时间同步和频率同步值。同已有的方法来比，本发明的同步方法具有如下特点：①时间同步误差小；②时间同步运算量较小；③频率同步计算量小；④频率同步范围大。非常适合实时处理。

总之，本发明所公开的一种无线OFDM系统的同步方法，所述的方法独特、新颖，和传统的基于CP同步、基于多个导频符号和多维搜索的方法相比具有如下特点：

1.仅需要一个导频符号即可实现OFDM的时间和频率的同步，为同步而耗费的系统资源比较小；

2.避免了利用CP相关同步的方法中要求CP长度要远远大于最大多径延时的约束，进一步提高了系统资源利用率；

3.实现同步精度较高，其在精同步模块输出的相关峰相当尖锐，在极大值周围的输出都很小，很容易进行判决，并且由于粗同步模块对同步点范围进行了估计，因此精同步运算量不大；

4.可以仅用一个导频符号实现较大范围的频偏估计，这是基于CP等方法无法做到的，并且频率同步运算量很小。

总之，本发明所提出的OFDM同步方法在大大提高同步精度的同时，并没有耗费过多的系统资源，并且运算量很小，非常利于工程实现。

但应当理解的是，本发明的上述针对较佳实施例的描述较为具体，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本发明的专利保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (3)

1、一种正交频分复用技术无线系统中的同步方法，该方法的装置包括：一基于CP相关的码元粗同步模块；一基于导频结构的码元精同步模块；以及一大范围频偏估计模块；所述方法包括下述步骤：

a)、发端在组帧时构造一个导频/同步符号，所述导频/同步符号包括循环前缀及PN序列，成帧后由天线发射；

b)、接收端利用正交频分复用技术符号中的循环前缀进行有效符号长度的相关，并且相关结果对相关序列能量进行归一化处理，即为粗同步处理，相应模块为所述码元粗同步模块；

c)、将所述码元粗同步模块的输出结果并结合系统门限加以判决；

d)、将所述粗同步模块输出的同步点集合输入到所述码元精同步模块，并在集合点位置进行相关运算，找到同步点；

e)、找到同步点后，分别将对应的相隔半个符号长度的信号部分进行点对点相乘，即同步符号中互为共轭的部分点对点相乘，对新生成的长度为有效正交频分复用技术符号长度四分之一的两个矢量序列进行FFT运算，利用FFT最大通道的输出获得频偏的估计。

2、根据权利要求1所述的同步方法，其特征在于，所述导频/同步符号包括5个部分，第一部分为所述循环前缀，第二、三、四、五部分由长度相同的PN序列构成，其长度都为有效正交频分复用技术数据长度的四分之一，第三部分长度是第二部分的时域逆序列，而第四部分是第二部分的共轭，第五部分是第三部分的共轭。

3、根据权利要求2所述的同步方法，其特征在于，所述方法还包括利用CP相关同步，其同步输出得到一个包含最佳的同步点的集合，并在相关极值输出的后一半即没有正交频分复用技术符号块间干扰时选取同步点。

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