CN101079688B - 一种正交频分复用系统中实现同步的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种正交频分复用系统中实现同步的方法，包括如下步骤：在发送端构造前导/同步序列并组帧发送；结合CP信息进行时间一次同步；利用前导符号进行整数倍和小数倍时域频偏估计，并进行频偏补偿；利用前导符号进行时间二次同步；利用得到的时间二次同步点，进行同步后处理。应用本发明所述方法，提高了同步精度，在满足工作要求精度的同时提高了信号的接收信噪比即提高了系统的性能，而且并没有耗费过多的系统资源，不会增加系统的冗余，运算量也很小，非常利于工程实现。

Description

一种正交频分复用系统中实现同步的方法

技术领域

本发明涉及一种正交频分复用(OFDM)系统，尤其涉及一种OFDM无线接收系统中实现同步的方法，属于无线或有线通信领域。

背景技术

随着数字信号处理技术和高速器件的发展，正交频分复用(OFDM)在DVB、DSL和WLAN等系统中得到了成功的应用。OFDM在频域把频谱分成若干个正交的子信道，各子信道的载波相互重叠，提高了频谱利用率。由于各子信道的带宽相对较窄，因此对整个发射带宽信号来讲频率选择性信道对于各个子信道信号来讲是平坦衰落的，均衡可对每个子载波分别进行，大大简化了接收机结构。由于OFDM具有频谱利用率高、均衡简单的优点，非常适合于高速的有线和无线传输，因此得到了广泛研究。

与单载波系统相比，OFDM在具有以上优点的同时，也有着自身的缺点：对频率偏移非常敏感。为了采用OFDM技术，载波偏差与子载波间隔相比较，必须很小，否则OFDM的解调性能将受到很大影响。然而由于收发信机频率稳定度和用户的高速移动等影响，这一要求很难得到满足，必须采用先进的信号处理技术来估计并补偿这种频偏。同时，OFDM系统的码元定时必须落在循环前缀(CP)允许的范围内，否则FFT解调窗口内将包含非当前码元的信息，将引起码元间的干扰。因此，有效的定时同步对OFDM也相当重要。

利用已知的信息进行同步分析，如CP信息，是当前比较流行的处理方法，如van de Beek J J等在97年IEEE Trans.SP第7期发表的文章“MLEstimation of Time and Frequency Offset in OFDM System”。同样也有文献介绍利用附加信息进行同步的方法，如Schmidl等在1996年6月20号在美国申请的申请号为666237，公开号为US 5732113的“Timing andfrequency synchronization of OFDM signals”专利，该专利提出了利用两个同步前导符号进行符号、频率同步的方法，第一个同步符号中包含两个完全相同的部分(频域特征为偶数的载波全为0)，使用相关的方法可以得到码元同步信息，利用同步时刻输出的相位信息对频偏进行校正，但频偏估计范围小于一个子载波间隔。利用第一次估计出来的频偏对两个前导符号进行频率补偿然后进行FFT运算，利用前后两个前导符号在频域的特征对整数倍子载波频偏进行估计，将两次估计的频偏相加即得到最终的频偏估计结果，实现了OFDM系统的同步。但是由于频偏估计精度不高，在信道均衡后必须加相位跟踪，否则将引起星座图的旋转，导致系统的性能下降。

赖纳·博特等2002年1月29号在加拿大申请的申请号为02806607.3，公开号为CA 1531808A的“OFDM接收机的频率和时间同步化的方法”提出了在时间、频率两维窗口内进行搜索以得到时间和频率的同步方法。该方法首先确定时间同步和频率同步的窗口，但这要利用一些先验信息，比如最大频偏范围，最大时延范围等，然后用每一个可能的时间和频率组合来对接收信号进行解调，均衡，判断。当同步没有误差或者误差很小时，解调信号中的误差最小。该方法避免了使用过多的符号进行同步，提高了系统资源利用率，然而这是以两维搜索的巨大运算量换得的，同时该方法得不到频偏的闭式解。由此得出，现有技术存在的缺陷有待于进一步的改进和发展。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种正交频分复用系统中实现同步的方法，即提供一种OFDM通信系统中时间一次同步、频偏估计、时间二次同步、时间二次同步后处理的方案，从而使得OFDM接收系统在以较小系统资源的代价下通过低复杂度算法实现码元同步，且所加的时间同步后处理模块，只是利用了另一种方法取代已有的去CP的方法，并没有增加复杂度，但是却使得接收机的性能得到了明显改善。

为解决上述技术问题，本发明提供一种在正交频分复用系统中实现同步的方法，包括如下步骤：

(1)在发送端构造前导/同步序列，将发送天线上的正交频分复用数据符号与所述前导/同步序列分别组帧后并同时发射，所述前导/同步序列包括循环前缀及至少一个前导符号，所述前导符号由重复的长度相同的PN序列构成；

(2)基于接收天线，利用正交频分复用数据符号中的循环前缀进行有效符号长度的相关，得到的相关结果对相关序列能量进行时域一次处理，得到一次同步后的最佳同步点的集合；

(3)基于前导/同步序列进行时域频偏估计，并进行频偏补偿；

(4)在时间一次同步输出的同步点的集合范围内，把频偏补偿后接收端得到的前导符号与所述发送的前导符号进行时域互相关，利用最大峰值点对循环前缀长度取余，得到时间二次同步点；

(5)在时间二次同步点的基础上，利用正交频分复用的时域循环卷积特性进行精确同步后的信号后处理。

其中，所述PN序列的长度为有效正交频分复用数据长度的整数倍分之一。

其中，步骤(2)所述有效符号长度的相关可用下式表示：

$b\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+k)r^{*}(m+k+N)$

其中，P表示循环前缀符号的长度，r为接收序列。

步骤(2)所述的时域一次处理，选取大于最大值的一半且小于最大值的任意一个数作为判决门限。

其中，所述步骤(3)包括，利用时间一次同步点集合中的第一个同步点，进行时域值滑动共轭相乘，将可利用的前导符号进行频偏估计，估计范围在[-N/2，N/2]，其中N是前导符号在时域上重复的次数，根据需要进行选取。其中，所述频偏估计可用下式表示：

${\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}=\frac{\mathrm{angle}\left(z\right)}{2\mathrm{\π}{N}_S{T}_S}$

其中，T_S为OFDM符号周期，N_S表示前导/同步序列所采用的重复序列在时域上的长度。z可用下式表示：

$z=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{r}^{*}(n+N_S)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S}{S}^{*}(n+N_S)e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+N_S)T_S}$

${=e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}{N}_S{T}_S}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_n\right|}^2$

其中，r为接收到的经过一次同步后的前导序列， $S_n=r_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S},$ T_S为OFDM符号周期。

其中，步骤(4)所述的把频偏补偿后接收端得到的前导符号与所述发送的前导符号进行时域互相关，可以用下式表示：

$c\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}^{*}(k+m)r(k+m+N_{\mathrm{FFT}}),k=k_1,\·\·\·,k_n$

其中，s(k)为发送的前导序列，N_FFT为正交频分复用符号的大小，r(k)为进行频偏校正后接收到的导频序列。

其中，步骤(5)所述的信号后处理可用下式表示：

[Time_offset+N_cp/2：Time_offset+N_FFT-1，Time_offset：Time_offset+N_cp/2-1]

其中，Time_offset为实际时延的估计值加半个循环前缀的大小，N_FFT为正交频分复用符号的大小，N_cp为循环前缀的大小。

本发明所述的在正交频分复用系统中实现同步的方法，由于采用了时间一次同步和时间二次同步以及频偏估计和同步后处理的方案，大大提高了同步精度，在满足工作要求精度的同时可以提高信号的接收信噪比即提高了系统的性能，而且并没有耗费过多的系统资源，不会增加系统的冗余，甚至在某些情况下可提高系统的频带利用率，并且运算量很小，非常利于工程实现。

附图说明

图1是根据本发明实施例所述的OFDM无线系统中实现同步的方法流程示意图；

图2是根据本发明实施例所述的OFDM无线系统中实现同步的方法中时间一次同步方法的示意图；

图3是根据本发明实施例所述的OFDM无线系统中实现同步的方法中频偏估计方法的示意图；

图4是根据本发明实施例所述的OFDM无线系统中实现同步的方法中时间二次同步方法的示意图；

图5是根据本发明实施例所述的OFDM无线系统中时域符号的结构示意图；

图6是根据本发明实施例所述的OFDM无线系统中时间同步点的结构示意图。

具体实施方式

以下结合附图，对本发明的具体实施例进行较为详细的说明。

参考图1，为本发明实施例所述的OFDM无线系统中实现同步的方法流程示意图，具体过程如下：

步骤110：在发送端构造前导/同步序列并组帧发送。

发送端在组帧时构造前导/同步序列，其优选方案包括循环前缀及PN序列，前导序列可包括至少一个前导符号，其时域特征为长度为N_I的PN序列重复I次，其中I＝N/N_I，N为OFDM的子载波数。应该发送的OFDM数据符号成帧后由发送天线发送。

步骤120：结合CP信息进行时间一次同步。

所述的时间一次同步优选方案为基于接收端OFDM符号中的CP进行有效符号长度的相关，并且相关结果对相关序列能量进行归一化处理，即为时间一次同步处理，可选取大于0.5倍最大值且小于最大值的任意一个数为判决门限，即可得到一次同步后的最佳同步点的集合，如图2所示。

步骤130：利用前导符号进行整数倍和小数倍时域频偏估计，并进行频偏补偿。

所述的基于前导序列进行频偏估计的方法优选方案为利用一次同步点集合中的第一个同步点，进行时域值滑动共轭相乘，利用最大输出获得频偏的估计，并进行频偏补偿，如图3所示。

步骤140：利用前导符号进行时间二次同步。

所述的时间二次同步包括在一次同步输出的同步点集合范围内，把频偏补偿后接收到的前导符号与发送前导符号进行时域互相关，得到时间二次同步点，如图4所示。

步骤150中：利用得到的时间二次同步点，进行同步后处理。利用时间二次同步点和OFDM的特殊结构调整输出序列，如图5所示。

其中，所述实现同步的方法中，所述前导/同步序列包括两个部分：一为所述循环前缀；二是由长度相同的PN序列构成的前导符号，其长度都为有效正交频分复用数据长度的整数倍分之一，可为1/2、1/4或其他的值，为了保证正交频分复用系统的发生的整数倍频偏不会超过估计范围，根据实际情况设计短前导符号时域上重复的次数。所述实现同步的方法中利用前导符号进行同步，其同步输出得到一个包含最佳的同步点的集合，并在相关极值输出的后一半即没有正交频分复用符号块间干扰时选取同步点，同步点选取后需要利用OFDM循环前缀的特性进行后处理。

其中，如步骤110所述，前导结构的设计如图6所示，子载波数目为256。接收信号的第k次采样输出为r(k)，由经过信道的信号和接收机噪声构成。采样信号被缓冲，缓冲长度大于一个OFDM符号，然后将缓冲信号延时一个符号长度进行相关处理以得到时间一次同步信息。

其中，如步骤120所述，参考图2，为本发明实施例所述的OFDM无线系统中实现同步的方法中时间一次同步方法的示意图。具体过程如下：

步骤210：对采样信号进行缓冲，得到缓冲信号；

步骤220：对缓冲信号进行N点延迟，延迟时间为一个有效的OFDM符号时间，如果对应的采样频率为N倍子载波间隔，那么延迟采样数为N，否则将改变；

步骤230：缓冲信号和被延迟N点的信号被同步输送到相关器，进行如下操作：

$b\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+k)r^{*}(m+k+N)$ 式(1)

其中，P表示CP符号的长度，r为接收序列。当k时刻落在CP符号的长度范围内，该相关的输出很大，否则输出很小，并且相关峰长度约为CP符号的长度。上述相关输出可以通过式(2)迭代实现：

b(k+1)＝b(k)-r(k)r^*(k+N)+r(P+k)r^*(P+k+N)  式(2)

由此式可知，降低了相关运算量。

所述相关器的输出对相关时间长度内的信号功率归一化，利用归一化输出并经由检测装置实现时间同步判决，检测门限由系统提供，该同步误差较大，特别是在复杂信道情况下，并且由于相关长度受限，不能充分利用整个符号的功率，因此相关受噪声影响较大。

本实施例时间一次同步中并不用来实现同步判决，而是将可能的同步点(相关峰较大的点)位置记为{k₁，k₂，…，k_n}作为输出，并经由滑动相关前导序列的时间二次同步完成最终的同步。

其中，如步骤130所述，参考图3，为本发明实施例所述的OFDM无线系统中实现同步的方法中频偏估计方法的示意图。具体过程如下：

步骤310：对一次同步后的序列缓冲进行采样，得到采样数据r(k)；

步骤320：将一次同步后序列缓冲的采样数据r(k)向后延迟N个采样点；

步骤330：在一个滑动窗内进行点对点的时域共轭点相乘，然后按照式(3)求相关：

$z=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{r}^{*}(n+N_S)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S}{S}^{*}(n+N_S)e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+N_S)T_S}$

${=e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}{N}_S{T}_S}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_n\right|}^2$ 式(3)

其中，r为接收到的经过一次同步后的前导序列， $S_n=r_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S},$ T_S为OFDM符号周期，N_S表示前导/同步序列所采用的重复序列在时域上的长度；

步骤340：对相关结果进行归一化处理，其中，所述归一化是指对相关器的得到值进行幅度上的归一化，得到相关后的峰值。附图3所示，估计值/(2π/N)是指进行频偏估计值的归一化，因为一个整数倍频偏的归一化造成的相偏的大小为2π/N。

步骤350：由(4)式进行估计，输出频偏估计值。

${\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}=\frac{\mathrm{angle}\left(z\right)}{2{\mathrm{\πN}}_S{T}_S}$ 式(4)

显然如果M_S＝4，N_S＝64，则频偏估计的范围为[-2，2]。其中，N_S表示前导/同步序列所采用的重复序列在时域上的长度，M_S表示重复序列重复的次数。

其中，如步骤140所述，参考图4，为实施例所述的OFDM无线系统中实现同步的方法中时间二次同步方法的示意图，具体过程如下：

步骤410：对序列缓冲进行采样，得到采样数据r(k)；

步骤420：将可能的同步点集合{k₁，k₂，…，k_n}和缓冲的采样数据r(k)输入到互相关器，进行如式(5)的操作：

$c\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}^{*}(k+m)r(k+m+N_{\mathrm{FFT}}),k=k_1,\·\·\·,k_n$ 式(5)

其中，s(k)为发送的前导序列，N_FFT为OFDM符号的大小，r(k)为进行频偏校正后接收的导频序列。显然，式(5)的相关过程不能用迭代实现，但是其运算仅限在一次同步点集合{k₁，k₂，…，k_n}范围内进行，因此其运算量并不是很大。同时，由于接收信号的时间采样序列经历了相同的衰落，因此所述时间二次同步在准确同步点时，当式(5)同相相加，相关峰比较尖锐，最大值点为同步点，为了避免接收信号受到大时延的影响，导致同步点不准，可以取最大值点对CP长度取余的方法，以提高同步的可靠性。

步骤430：进行同步判决，输出准确同步点。

充分利用前导的结构设计，使得该方法的同步相关峰输出相当尖锐，有利于同步判决。同时，由于利用了整个符号的信号能量，因此在小信噪比情况下工作良好。

其中，如步骤150所述，参考图5，为本发明实施例所述的OFDM无线系统中时间同步点的结构示意图。

时间二次同步后，一般的操作方法，为直接去掉CP即可。但是这并没有很好的利用OFDM循环前缀的特性，如果利用该特性，减少同步时延造成的相偏，提高接收机的性能。Time_offset为实际时延的估计值加半个CP的大小，实际考虑是这个值可以利用循环前缀的特点以能够保证不会引起符号间的干扰，但是没有很好的利用时延估计值很好的减小相偏对性能的影响。因此时间二次同步后应该采取如下的后处理方法，然后再去CP：

[Time_offset+N_cp/2：Time_offset+N_FFT-1，Time_offset：Time_offset+N_cp/2-1]  式(6)

在实际系统中，有两种情况：一是当收发信机的频率稳定度很高，并且考虑到多普勒影响后频偏值仍小于OFDM系统子载波间隔时，此时的频偏仅仅是小数倍的(对子载波间隔归一化后为一小数)。频偏估计只需进行小数倍频偏估计即可。

二是当收发信机的频率稳定度不高，并且考虑到多普勒影响后其值远大于OFDM系统子载波间隔时，实际上频偏不仅包含小数倍的，而且还包含若干个整数倍(是子载波间隔的整数倍)。此时，需要将前导符号构造为更短的前导符号，可以扩大频偏估计范围。

系统收发信机的频率稳定度、系统支持的最大多普勒和子载波间隔是已知的，因此根据不同的系统参数设计很容易得知频偏估计是第一种情况还是第二种，根据不同情况进行不同的处理。

由以上所述可以得出，整个OFDM同步过程分为以下几个步骤：构造前导并组帧发射；结合CP进行时间一次同步；利用前导序列进行频偏估计；利用所构造的前导进行时间二次同步；同步后处理。时间一次同步利用OFDM的CP信息为时间二次同步提供可能的同步点范围，频偏估计部分为时间二次同步进行频偏补偿，时间二次同步部分针对所设计的前导进行相关处理，得到准确的同步信息，结合同步点进行同步后处理，最大可能的得到较佳的接收信号。

本发明所公开的一种无线OFDM系统的同步方法与传统的基于CP同步、基于多个前导符号和多维搜索的方法相比具有如下特点：仅需要一个前导符号即可实现OFDM的时间同步，为时间同步而耗费的系统资源比较小；实现同步精度较高，其在时间二次同步输出的相关峰相当尖锐，在极大值周围的输出都很小，很容易进行判决，并且由于时间一次同步已经对同步点范围进行了估计，因此时间二次同步运算量不大，且可采取同步后处理提高系统的性能；可以仅用一个短前导符号实现较大范围的频偏估计，这是基于CP等方法无法做到的，并且频率同步运算量很小；时间二次同步后，进行的时间同步后处理并没有增加运算量，基本等同于原来的去CP处理，但是减少了相位的偏移，提高了接收信号的幅度。

但应当理解的是，本发明的上述针对较佳实施例的描述较为具体，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本发明的专利保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (7)

1.一种正交频分复用系统中实现同步的方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)发送端构造前导/同步序列，将发送天线上的正交频分复用数据符号与所述前导/同步序列分别组帧并同时发射，所述前导/同步序列包括循环前缀及至少一个前导符号，所述前导符号由重复的长度相同的PN序列构成；

(2)基于接收天线，利用正交频分复用数据符号中的循环前缀进行有效符号长度的相关，得到的相关结果对相关序列能量进行时域一次处理，得到一次同步后的最佳同步点的集合；

(3)基于前导/同步序列进行时域频偏估计，并进行频偏补偿；

(4)在时间一次同步输出的同步点的集合范围内，把频偏补偿后接收端得到的前导符号与所述发送的前导符号进行时域互相关，利用最大峰值点对循环前缀长度取余，得到时间二次同步点；

(5)在时间二次同步点的基础上，利用正交频分复用的时域循环卷积特性进行精确同步后的信号后处理；所述的信号后处理用下式表示：

[Time_offset+N_cp/2:Time_offset+N_FFT-1，Time_offset:Time_offset+N_cp/2-1]

其中，Time_offset为实际时延的估计值加半个循环前缀的大小，N_FFT为正交频分复用符号的大小，N_cp为循环前缀的大小。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述PN序列的长度为有效正交频分复用数据长度的整数倍分之一。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(2)所述有效符号长度的相关用下式表示：

$b\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+k)r^{*}(m+k+N)$

其中，P表示循环前缀符号的长度，r为接收序列。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(2)所述的时域一次处理，选取大于最大值的一半且小于最大值的任意一个数作为判决门限。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(3)包括，利用时间一次同步点集合中的第一个同步点，进行时域值滑动共轭相乘，将可利用的前导符号进行频偏估计，估计范围在[-N/2，N/2]，其中N是前导符号在时域上重复的次数，根据实际产生的频偏大小进行选取。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述频偏估计用下式表示：

${\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}=\frac{\mathrm{angle}\left(z\right)}{2\mathrm{\π}{N}_S{T}_S}$

其中，T_S为OFDM符号周期，N_S表示前导/同步序列所采用的重复序列在时域上的长度，z用下式表示：

$z=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{r}^{*}(n+N_S)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S}{S}^{*}(n+N_S)e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+N_S)T_S}$

$=e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}{N}_S{T}_S}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_n\right|}^2$

其中，r为接收到的经过一次同步后的前导序列，

T_S为OFDM符号周期。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(4)所述的把频偏补偿后接收端得到的前导符号与所述发送的前导符号进行时域互相关，用下式表示：

$c\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}^{*}(k+m)r(k+m+N_{\mathrm{FFT}}),k=k_1,\·\·\·,K_n$

其中，s(k)为发送的前导序列，N_FFT为正交频分复用符号的大小，r(k)为进行频偏校正后接收到的导频序列。

Images