CN101207596B - 一种同步方法及接收端设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种同步方法，该方法包括：A.接收端通过多根接收天线接收来自于发送端的经过IFFT变换的同步序列，作为接收信号；B.接收端确定每根接收天线的帧起始位置，计算频偏估计值，并对全部接收天线的接收信号进行频偏补偿；C.根据每根接收天线的频偏补偿后的结果，将信道响应特性最佳的接收天线选择为细定时选择天线，并根据该细定时选择天线的接收信号的绝对自相关峰值，确定全部接收天线的FFT变换窗口起始位置信息。本发明还公开了一种用于同步的接收端设备，该设备包括多根接收天线、粗同步模块、频偏估计和补偿模块以及细定时模块。本发明的技术方案能够有效地提高同步精度。

Description

一种同步方法及接收端设备

技术领域

本发明涉及多输入多输出(MIMO，Multiple Input and Multiple Output)技术，尤其涉及基于MIMO和正交频分复用(OFDM，Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)技术的系统同步方法及接收端设备。 

背景技术

OFDM技术是一种多载波传输技术，其将信道分成若干个正交子信道，将高速数据流转换成并行的低速子数据流，并调制到每个子信道上进行传输。OFDM系统中正交子信道上的信号可由接收端分别解调，这样能够减少子信道之间的相互干扰(ICI，Inter-Carrier Interference)，并且高效地利用频谱资源。由于总带宽被分割为若干个窄带子载波，当每个子信道的带宽小于信道的相干带宽时，每个子信道可以被看成为平坦性衰落信道，因此OFDM可以有效地抵抗频率选择性衰落；并且如果循环前缀(CP，Cyclic Prefix)的长度大于信道的最大多径时延，则可以完全消除符号间干扰。另外，通过OFDM频率域的子载波调度和功率分配，对系统的频率资源进行统计的复用，可以获得频域的多用户分集增益，提高系统的总体效率。正是由于上述优点的存在，OFDM技术受到世界范围内的广泛关注，并成为第三代合作项目伙伴(3GPP，3Generation Participant Program)组织提出的长期演进(LTE，Long Term Evolution)系统和下一代无线通信系统物理层的候选核心技术。 

在采用OFDM技术的MIMO系统，即MIMO-OFDM系统中，发送端和接收端利用多根天线实现多发多收。由于MIMO系统的信道容量与收、发天线数目的最小值近似成正比，因此在不增加频谱资源和天线发送功率的情况下，该系统可以成倍地提高信道容量和频谱利用率，并在保证用户的业务质量(QoS，Quality of Service)的前提下，提供更高的数据传输速率。

MIMO-OFDM系统开始工作时，执行时域和频域的同步，以便保证发送端与接收端能够进行正确的信号传输。其中，在时域同步过程中，主要执行确定帧起始位置的粗同步以及确定快速傅立叶变换(FFT，Fast FourierTransform)窗口起始位置的细同步；而在频域同步过程中，则对发送和接收天线间振荡器的载波频率偏移(CFO，Carrier Frequency Offset)进行估计和补偿。目前采用最大比合并方式在MIMO-OFDM系统中完成频率同步。在这种方式下，对多根接收天线的信号进行同相加权合并，其中加权合并中的权重由各信号所对应的信号功率与噪声功率的比值所决定，而后再对合并后的信号进行频偏估计。在最大比合并方式下所执行的分集合并并未充分利用多天线所具有的优势，从而使得MIMO-OFDM系统的同步精度未达到最优的性能。 

发明内容

本发明提供一种MIMO-OFDM系统中的同步方法，能够提高同步精度。 

本发明按照如下步骤执行同步： 

A.接收端通过多根接收天线接收来自于发送端的经过快速傅立叶逆变换IFFT变换的同步序列，作为接收信号； 

B.接收端确定每根接收天线的帧起始位置，计算频偏估计值，并对全部接收天线的接收信号进行频偏补偿； 

C.根据每根接收天线的频偏补偿后的结果，将信道响应特性最佳的接收天线选择为细定时选择天线，并根据该细定时选择天线的接收信号的绝对自相关峰值，确定全部接收天线的快速傅立叶变换FFT变换窗口起始位置信息； 

其中，所述将信道响应特性最佳的接收天线选择为细定时选择天线为： 

计算频偏补偿后的接收信号与接收端预先保存的时域同步序列的绝对自相关值，确定每根接收天线的细定时初估计值以及搜索窗口位置，并根据所述细定时初估计值确定信道响应特性最佳的接收天线。 

较佳地，步骤B所述确定每根接收天线的帧起始位置为： 

计算每根接收天线上所有径的接收信号对应的自相关特性值和能量统计值，确定所述自相关特性值绝对值的平方与能量统计值的平方之商，并从每根接收天线的所有商值中选择数值最大者，作为该接收天线的帧起始位置。 

较佳地，步骤B所述计算频偏估计值，并对全部接收天线的接收信号进行频偏补偿为： 

分别确定每根接收天线的频偏估计值，并将各频偏估计值与对应接收天线的接收信号相乘，获得各接收天线的频偏补偿结果。 

较佳地，步骤B所述计算频偏估计值，并对全部接收天线的接收信号进行频偏补偿为： 

将频偏估计精度最高的接收天线选择为频偏选择天线，确定该频偏选择天线的频偏估计值，将所确定的频偏估计值与各接收天线的接收信号相乘，获得各接收天线的频偏补偿结果。 

较佳地，所述频偏估计精度最高的接收天线为：接收信号的自相关峰值最大的接收天线。 

较佳地，第j根接收天线的细定时初估计值为 并且系统前缀的长度为N_CP，则所述确定每根接收天线的细定时初估计值以及搜索窗口位置为： 

按照公式 

确定细定时初估计值，其中 

是第j根接收天线频偏补偿后的接收信号的共轭，R_j(n)为频偏补偿后的接收信号与所保存的同步序列之间的绝对自相关值，c(m+n)为接收端保存的同步序列； 

将搜索窗口位置确定为在[A，B]范围内，其中A为0与 之间的较大者，B为 

较佳地，所述确定信道响应特性最佳的接收天线为： 

将所述细定时初估计值处绝对自相关峰值最大的接收天线选择为细定时选择天线。 

较佳地，所述确定信道响应特性最佳的接收天线为： 

计算各接收天线在搜索窗口内的所有绝对自相关值之和，并将绝对自相关值和最大的接收天线选择为细定时选择天线。 

较佳地，假设所述接收天线均具有L条径，则所述确定信道响应特性最佳的接收天线为： 

计算各接收天线在搜索窗口内的L个绝对自相关值之和，并将绝对自相关值和最大的接收天线选择为细定时选择天线。 

较佳地，步骤C所述确定全部接收天线的FFT变换窗口起始位置信息为： 

将所述细定时选择天线的接收信号的绝对自相关峰值对应的时间点作为所述全部接收天线的FFT变换窗口起始位置。 

较佳地，所述确定信道响应特性最佳的接收天线之后，进一步包括： 

计算该细定时选择天线对应的搜索窗口外接收信号的绝对自相关值和，并根据计算出来的绝对自相关值和来确定细定时搜索门限； 

在细定时选择天线的搜索窗口的前半段由前至后搜索绝对自相关值大于细定时搜索门限的接收信号，并判断是否搜索到该信号，如果是，则将搜索到的第一个信号的时间点作为全部接收天线的FFT变换窗口的起始位置，并结束本同步流程；否则，返回执行所述将细定时选择天线的接收信号的绝对自相关峰值对应的时间点作为所述全部接收天线的FFT变换窗口起始位置。 

较佳地，所述细定时搜索门限为η，则所述确定细定时搜索门限为： 

按照公式 

计算所述细定时搜索门限， 

其中β为根据无线信道的状态确定的细定时精确估计系数，位于区间 [3，5]之间；p为绝对自相关值的时间偏移，取值范围为[0，A-1]∪[B+1，N/2-1]，A、B分别为所述搜索窗口的前端点和后端点，N为所述同步序列长度的2倍； 

为所述细定时选择天线在搜索窗口之外的接收信号的绝对自相关值。 

较佳地，所述确定信道响应特性最佳的接收天线为：将各接收天线的细定时初估计值作为细定时精确估计值，并将细定时精确估计值最小的接收天线选择为细定时选择天线； 

步骤C所述确定全部接收天线的FFT变换窗口起始位置信息为：将所述细定时选择天线的接收信号的细定时精确估计值作为所述全部接收天线的FFT变换窗口起始位置。 

较佳地，所述将细定时精确估计值最小的接收天线选择为细定时选择天线之前，进一步包括： 

计算每根接收天线对应的搜索窗口外接收信号的绝对自相关值和，并根据计算出来的绝对自相关值和来确定每根接收天线的细定时搜索门限； 

在每根接收天线的搜索窗口的前半段由前至后搜索绝对自相关值大于该天线的细定时搜索门限的接收信号，并判断是否存在搜索到该信号的接收天线，如果是，则将搜索到的每根接收天线的第一个信号的时间点作为对应接收天线的细定时精确估计值，并继续执行所述将细定时精确估计值最小的接收天线选择为细定时选择天线的操作；否则，继续执行所述将细定时精确估计值最小的接收天线选择为细定时选择天线的操作。 

较佳地，所述确定每根接收天线的细定时搜索门限为： 

按照公式 

计算所述每根接收天线的细定时搜索门限， 

其中β_j为根据无线信道的状态确定的细定时精确估计系数，位于区间[3，5]之间；p_j为绝对自相关值的时间偏移，取值范围为 [0，A-1]∪[B+1，N/2-1]，A、B分别为所述搜索窗口的前端点和后端点，N为所述同步序列长度的2倍；R_j(p_j)为第j根接收天线在搜索窗口之外的接收信号的绝对自相关值。 

本发明还提供一种用于执行MIMO-OFDM系统中同步的接收端设备，能够提高同步精度。 

本发明中的接收端设备包括： 

多根接收天线、粗同步模块、频偏估计和补偿模块、细同步模块以及存储模块，其中， 

所述多根接收天线用于接收来自于发送端的经过快速傅立叶逆变换IFFT变换的同步序列，将接收到的同步序列作为接收信号，并将该接收信号发送给粗同步模块； 

所述粗同步模块接收来自于接收天线的接收信号，根据该接收信号确定每根接收天线的帧起始位置，并将所有接收天线的接收信号传送给频偏估计和补偿模块； 

所述频偏估计和补偿模块用于接收来自于粗同步模块的接收信号，确定频偏估计值，对该接收信号进行频偏补偿，并将经过频偏补偿的接收信号发送给细同步模块； 

所述细同步模块用于接收来自于频偏估计和补偿模块的经过频偏补偿的接收信号，根据该接收信号，将信道相应特性最佳的接收天线选择为细定时选择天线，并根据该细定时选择天线的接收信号的绝对自相关峰值，确定全部接收天线的FFT变换窗口起始位置信息；还用于从存储模块中获取时域同步序列，计算经过频偏补偿的接收信号与该时域同步序列的绝对自相关值； 

所述存储模块，用于保存时域同步序列。 

较佳地，该设备进一步包括：快速傅立叶变换FFT变换处理模块，用于接收来自于细定时模块的FFT变换窗口起始位置信息并进行保存； 

所述细定时模块在确定了FFT变换窗口起始位置信息后，将该信息传送给所述FFT变换处理模块。 

应用本发明，能够有效地提高同步精度。具体而言，本发明具有如下有益效果： 

1.本发明中接收端进行MIMO-OFDM系统的同步时，首先对每根接收天线进行粗同步，确定各接收天线的帧起始位置；然后对所有的接收天线进行频偏补偿；而后通过细定时初步估计确定搜索窗口，并将信道响应特性最佳的接收天线作为细定时选择天线，利用该天线的接收信号确定FFT变换窗口的起始位置。本发明的技术方案中通过天线选择技术，从所有接收天线的接收信号中选出信道衰落最浅的信号，而舍弃衰落较深的信号，因此能够在同步过程中保证有效的信噪比，从而有效地提高同步估计的精度。 

2.本发明可以在确定搜索窗口后，利用搜索窗口外接收信号的绝对自相关值之和来确定细定时搜索门限，并在搜索窗口的前半段搜索绝对自相关值大于该门限的信号，即最强功率径，充分考虑了第一条径为非最强功率径的情况，从而进一步保证了较高的同步精度。 

3、本发明还可以在执行频偏补偿时通过自相关峰值或功率的比较来选择最高频偏估计精度的天线，并利用该天线的频偏估计值对所有天线进行频偏补偿。这种频偏补偿方式实施简单，并能够有效地提高频偏估计的精度，从而进一步提高同步精度。 

附图说明

下面将通过参照附图详细描述本发明的示例性实施例，使本领域的普通技术人员更清楚本发明的上述及其它特征和优点，附图中： 

图1为本发明中同步方法的示例性流程图； 

图2为本发明实施例1中同步方法的流程图； 

图3为本发明实施例2中同步方法的流程图； 

图4为本发明中接收端设备的结构示意图。 

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明做进一步的详细说明。 

本发明中，MIMO-OFDM系统的发送端中存在一根或者多根发射天线，接收端中存在至少两根接收天线，并且在本发明所提供的同步方法中，接收端进行同步的过程主要包括粗同步、频偏补偿、细定时估计等阶段。图1示出了本发明中同步方法的示例性流程图。 

参见图1，在步骤101中，接收端通过多根接收天线接收来自于发送端的经过快速傅立叶逆变换(IFFT，Inverse of Fast Fourier Transform)的同步序列，作为接收信号。 

在步骤102中，接收端确定每根接收天线的帧起始位置，计算频偏估计值，并对全部接收天线的接收信号进行频偏补偿。 

在步骤103中，根据每根接收天线的频偏补偿后的结果，将信道响应特性最佳的接收天线选择为细定时选择天线，并根据该细定时选择天线的接收信号的绝对自相关峰值，确定全部接收天线的FFT变换窗口起始位置信息。 

下面通过实施例来详细说明将上述流程中各步骤作为基本思想的同步过程。 

实施例1 

本实施例中，为了保证MIMO-OFDM系统能够顺利同步，在该系统开始工作之前，在接收端中保存发送端经过IFFT变换后的时域同步序列。图2示出了本实施例中同步方法的流程图。 

参见图2，在步骤201中，发送端对同步序列进行IFFT变换后，发送给接收端。 

本步骤是MIMO-OFDM系统同步的起始操作，并且发送端对自身所保存的同步序列进行IFFT变换的目的在于：将该同步序列由频域信号转换为 时域信号。在本实施例中假设该同步序列的长度为N/2，则该同步序列可以表示为：C＝{C(k)，k＝0，1，…，N/2-1}，并被承载于OFDM符号的偶子载波上。在经过IFFT变换后，该同步序列可以被表示为： 

$c\left(m\right)=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}C\left(k\right)W_N^{-2\mathrm{mk}},m=0,\·\·\·,N-1$ 公式(1) 

其中W_N ^k为傅立叶变换因子， 

为保证全部OFDM符号的子载波在发送信号时功率相等的归一化因子。由于同步序列具有半周期对称特性，因此IFFT变换结果c(m)是周期为N/2的时域重复的信号。 

完成IFFT变换后，发送端中每根发射天线都向接收端发送该同步序列。 

在步骤202中，接收端通过多根接收天线接收到来自于发送端的信号后，计算每根接收天线上所有径的接收信号对应的自相关特性值和能量统计值，并确定每根接收天线的帧起始位置。 

接收端中所有的接收天线都从无线信道上接收来自于发送端的信号，这些接收信号为受到噪声和频偏影响的同步序列，其中第j根接收天线上的时域信号可以表示为y_j＝{y(m)，m＝0，1，…N-1}，其中N为频域同步序列长度的两倍。 

为了能够确定每根接收天线的帧起始位置而实现粗同步，本步骤中接收端首先针对每根接收天线中每条径来计算自相关特性值和能量统计值，然后再利用自相关特性值和能量统计值获得每根接收天线的帧起始位置具体而言，假设第j根接收天线的自相关值为Φ_j(d)，能量统计值为P_j(d)，d表示接收信号对应的时间偏移，则 

${\mathrm{\Φ}}_j\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_j(m+d)y_j^{*}(m+d+N/2)$ 公式(2) 

$P_j\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_i(m+d+N/2)\right|}^2$ 公式(3) 

其中，y_j ^*(x)表示y_j(x)的共轭。 

由于每根发送天线的同步序列都经过了多条径的衰落信道达到接收天线，本实施例中可以针对每根接收天线的不同时间偏移而计算接收到的同步序列的自相关特性值绝对值的平方与能量统计值的平方之商，并从每根接收天线的对应的商值中选择数值最大者，作为该接收天线的帧起始位置。换言之，第j根接收天线的帧起始位置，即粗同步估计值 为： 

${\tilde{d}}_j=\arg \underset{d}{\max }\left\{{\mathrm{\Γ}}_j\left(d\right)\right\}=\arg \underset{d}{\max }\left\{\frac{{\left|{\mathrm{\Φ}}_j\left(d\right)\right|}^2}{{\left(P_j\left(d\right)\right)}^2}\right\}$ 公式(4) 

在步骤203中，将自相关特性值最大的接收天线作为频偏选择天线，对该天线进行频偏估计，并利用所获得的频偏估计值对所有接收天线的接收信号进行频偏补偿。 

在MIMO-OFDM系统中，发送端和接收端中的频率振荡器之间会出现偏差，这种偏差会导致接收端的接收信号与发送端发出的同步序列间存在频率偏移。因此，接收端通常都要对接收信号进行频偏估计，并进行频偏补偿。在噪声相同的条件下，接收天线中接收信号的自相关特性值越大，其信噪比也越大，从而频偏估计精度也越高。为了简化频偏补偿过程，本步骤对自相关特性值最大的接收天线，即频偏选择天线，进行频偏估计，并利用该接收天线的频偏估计结果对所有的接收天线进行频偏补偿。 

本步骤中可以首先按照下述公式确定被选择的天线号j₁： 

$j_1=\arg \underset{1\≤j\≤N_r}{\max }\left(\right|{\mathrm{\Φ}}_j\left({\tilde{d}}_j\right)\left|\right)$ 公式(5) 

其中N_r为接收端接收天线的个数。 

然后确定被选择出来的第j1根接收天线对应的频偏估计值 

$\mathrm{\Δ}\tilde{F}=\frac{\mathrm{angle}\left({\mathrm{\Φ}}_{j_1}\left({\tilde{d}}_{j_1}\right)\right)}{\mathrm{\πT}}$ 公式(6) 

其中，T为有用OFDM符号的时间长度，其数值等于OFDM系统子载波间隔的倒数。利用公式(6)得到频偏估计值后，再在每根天线的接收信 号上都乘以 

以实现频偏补偿。 

当然，本步骤中也可以不执行上述频偏选择天线的选择，而是直接根据公式(6)来分别确定每根接收天线的频偏估计值 并将各自的频偏估计值 

乘以对应接收天线的接收信号。 

在步骤204中，计算频偏补偿后的接收信号与接收端保存的时域同步序列的绝对自相关值，确定每根接收天线的细定时初估计值以及搜索窗口位置。 

本步骤中采用滑动窗口的方式来确定搜索窗口位置。由于接收端中保存的时域同步序列与发送端发送出来的同步序列相同，因此当频偏补偿后的接收信号与所保存的同步序列之间的绝对自相关值最大时，位于该搜索窗口内的信号为同步序列对应的信号。 

这里接收天线的细定时初估计值 

为： 

${\tilde{n}}_j=\arg \underset{0\≤n\≤N/2-1}{\max }\left\{R_j\left(n\right)\right\}=\arg \underset{0\≤n\≤N/2-1}{\max }\left\{\right|\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{z}_j^{*}\left(m\right)c(m+n)\left|\right\}$ 公式(7) 

其中z_j(m)是第j根接收天线的频偏补偿后的接收信号，R_j(n)为频偏补偿后的接收信号与所保存的同步序列之间的绝对自相关值，c(m+n)为接收端保存的同步序列。 

当MIMO-OFDM系统的循环前缀的长度为N_CP时，搜索窗口为以 

对应的时间点为中心、以N_CP为长度的时间段，即该搜索窗口的范围为[A，B]，其中A为0与 

之间的较大者，B为 

换言之，  $A=\max (0,-N_{\mathrm{CP}}/2+{\tilde{n}}_j),$ $B={\tilde{n}}_j+N_{\mathrm{CP}}/2.$

在步骤205～206中，将绝对自相关峰值最大的接收天线选择为细定时选择天线，计算该细定时选择天线对应的搜索窗口外接收信号的绝对自相关值和，并根据计算出来的绝对自相关值和确定细定时搜索门限。 

这里绝对自相关峰值是指接收天线各条径中的最大绝对自相关值。假设细定时选择天线号为j₂，则 

$j_2=\arg \underset{1\≤j\≤N_r}{\max }\left\{R_j\left({\tilde{R}}_j\right)\right\}$ 公式(8) 

由于在实际的通信过程中，细定时选择天线的第一条径可能不是最强功率径，为了保证精确定时的性能，这里还根据步骤204中所确定的搜索窗口之外的接收信号的绝对自相关值计算细定时搜索门限值η，以便后续步骤中确定找出最强功率径，进而确定FFT变换窗口的起始位置。本实施例中可以通过如下公式确定细定时搜索门限值η： 

$\mathrm{\η}=\mathrm{\β}\·\underset{p\∈[0,A-1]\∪[B+1,N/2-1]}{\overset{N/2-1}{\underset{p=0}{\mathrm{\Σ}}}}{R}_{j_2}\left(p\right)$ 公式(9) 

其中细定时精确估计系数β可以根据无线信道的状态来确定，通常为区间[3，5]之间的数值；p代表绝对自相关值的时间偏移，其取值范围为：[0，A-1]∪[B+1，N/2-1]， (p)为细定时选择天线在搜索窗口之外的接收信号的绝对自相关值。 

在步骤207～210中，在细定时选择天线的搜索窗口的前半段由前至后搜索绝对自相关值大于细定时搜索门限的接收信号，并判断是否搜索到该信号，如果是，则将搜索到的第一个信号的时间点作为FFT变换窗口的起始位置，并结束本实施例的同步流程；否则，将最大绝对自相关峰值对应的时间点作为FFT变换窗口的起始位置，并结束本实施例的同步流程。 

这里，搜索窗口为[A，B]，接收天线的第一条径应该出现在最强功率径之前，因此从搜索窗口的A点向 

方向进行搜索，在找到绝对自相关值大于细定时搜索门限的信号时，该信号对应的径即为最强功率径，因此该信号对应的时间点即为FFT变换窗口的起始位置；如果没有找到上述信号，则细定时选择天线中的第一条径为最强功率径，因此该天线的绝对自相关峰值对应的时间点为FFT变换窗口的起始位置。通常，将此处确定FFT变换窗口起始位置的操作称为细定时的精确估计。 

当然，本实施例中也可以省略上述步骤206～209，而直接将细定时选 择天线的自相关峰值对应的时间点作为FFT变换窗口的起始位置。 

至此，结束本实施例中的同步流程。 

由上述流程可见，本实施例在接收端进行MIMO-OFDM系统的同步时，首先对每根接收天线进行粗同步，确定各接收天线的帧起始位置；然后将接收同步序列的自相关特性值最大，即频偏估计精度最高的接收天线确定为频偏选择天线，利用该天线的频偏估计值来对所有的接收天线进行频偏补偿；而后通过细定时初步估计确定搜索窗口，并将具有最大绝对自相关峰值的接收天线作为细定时选择天线，利用该天线的接收信号进行细定时的精确估计，确定FFT变换窗口的起始位置。由于本实施例中通过天线选择技术，从所有接收天线的接收信号中选出信道衰落最浅的信号，而舍弃衰落较深的信号，因此能够在同步过程中保证有效的信噪比，从而有效地提高同步估计的精度。 

在上述流程的步骤206中，还可以将具有搜索窗口内最大绝对自相关值和的接收天线选择为细定时选择天线。具体而言，可以将搜索窗口[A，B]内的所有绝对自相关值求和，并按照如下公式确定细定时选择天线号j₂： 

$j_2=\arg \underset{1\≤j\≤N_r}{\max }\left\{\underset{p=A}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{R}_j\left(p\right)\right\}$ 公式(10) 

其中N_r为接收端接收天线的个数。 

另外，也可以采用另一种方式确定细定时选择天线。此时，假设每个接收天线包括L条径，则在搜索窗口[A，B]内搜索L个绝对自相关峰值  $R_j\left(l\right)=\underset{p\∈[A,B]}{\max }\left(R_j\left(p\right)\right),l=0,...,L-1.$ 然后再按照如下公式确定细定时选择天线号j₂： 

$j_2=\arg \underset{1\≤j\≤N_r}{\max }\left\{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_j\left(l\right)\right\}$ 公式(11) 

其中N_r为接收端接收天线的个数。 

当本实施例采用公式(8)来将绝对自相关峰值最大的接收天线选择为 细定时选择天线时，由于无需执行求和运算，则该方式最为简单；并且，在性能上，自相关峰值最大代表信噪比最高，则定时精度最高。因此，这种方式为较佳实施方式。 

实施例2 

本实施例中，在该系统开始工作之前，发送端和接收端中也保存有相同的同步序列。与实施例1不同的是，本实施例在确定搜索窗口位置后，对每根接收天线都进行细定时精确估计，然后将细定时精确估计值最小的接收天线选择为细定时选择天线。图3示出了本实施例中同步方法的流程图。参见图3，本实施例中的同步方法包括： 

在步骤301～302中，发送端对同步序列进行快速傅立叶逆变换(IFFT)后，发送给接收端；接收端通过多根接收天线接收到来自于发送端的信号后，计算每根接收天线上所有径的接收信号对应的自相关特性值和能量统计值，并确定每根接收天线的帧起始位置。 

在步骤303～304中，将自相关特性值最大的接收天线作为频偏选择天线，对该天线进行频偏估计，并利用所获得的频偏估计值对所有接收天线的接收信号进行频偏补偿；计算频偏补偿后的接收信号与接收端保存的时域同步序列的绝对自相关值，确定每根接收天线的细定时初估计值和搜索窗口位置。 

上述步骤301～304中的操作与实施例1中步骤201～202中的操作相同。 

在步骤305中，计算每根接收天线对应的搜索窗口外接收信号的绝对自相关值和，并根据计算出来的绝对自相关值和来确定每根接收天线的细定时搜索门限。 

本步骤也是为了在第一条径为非最强功率径的情况下保证精确定时性能的操作。这里确定细定时搜索门限的方式与实施例1的步骤206类似，即每根接收天线的细定时搜索门限与细定时精确估计系数和该接收天线在自身搜索窗口之外的接收信号的绝对自相关值有关。更为具体的，第j根接收 天线的细定时搜索门限η_j： 

${\mathrm{\η}}_j={\mathrm{\β}}_j\·\underset{p_j\∈[0,A-1]\∪[B+1,N/2-1]}{\overset{N/2-1}{\underset{p_j=0}{\mathrm{\Σ}}}}{R}_j\left(p_j\right)$ 公式(12) 

上式中的细定时精确估计系数β_j可以根据无线信道的状态来确定，通常为区间[3，5]之间的数值；p_j代表第j根接收天线的绝对自相关值的时间偏移，其取值范围为：[0，A-1]∪[B+1，N/2-1]，R_j(p_j)为第j根搜索天线在其搜索窗口之外的接收信号的绝对自相关值。 

在步骤306～309中，在每根接收天线的搜索窗口的前半段由前至后搜索绝对自相关值大于该天线的细定时搜索门限的接收信号，并判断是否存在搜索到该信号的接收天线，如果是，则将搜索到的每根天线的第一个信号的时间点作为对应接收天线的细定时精确估计值，并继续执行步骤310；否则，将细定时初估计值作为对应接收天线的细定时精确估计值，并继续执行步骤310。 

这里，搜索窗口为[A，B]，则从A点处向 

方向进行搜索，在找到绝对自相关值大于细定时搜索门限的信号时，该信号对应的径即为最强功率径，因此该信号对应的时间点即为其对应接收天线的细定时精确估计值；对于没有找到上述信号的接收天线而言，其第一条径为最强功率径，因此该天线的绝对自相关峰值对应的时间点，即细定时初估计值为细定时精确估计值。 

在步骤310中，将细定时精确估计值最小的接收天线选择为细定时选择天线，并将该天线的细定时精确估计值作为所有接收天线的FFT变换窗口起始位置。 

假设本次同步过程中所有接收天线的FFT变换窗口起始位置为λ，则 

$\mathrm{\λ}=\underset{1\≤j\≤N_r}{\min }\left({\tilde{n}}_j\right)$ 公式(13) 

至此，结束本实施例中的同步流程。 

当然，本实施例也可以在步骤304中确定每根接收天线的细定时初估计值和搜索窗口位置之后，将细定时初估计值最小的接收天线选择为细定时选 择天线，并将被选择的天线的细定时初估计值作为全部接收天线的FFT变换窗口起始位置。 

本实施例中接收端在进行MIMO-OFDM系统的同步时，首先通过粗同步确定各接收天线的帧起始位置，然后利用频偏选择天线的频偏估计值对所有的接收天线进行频偏补偿，而后对所有的接收天线都进行细定时初估计和细定时精确估计，并将细定时精确估计值最小的接收天线选择为细定时选择天线，将该天线的细定时精确估计值确定为所有接收天线的FFT变换窗口的起始位置，从而完成同步。本实施例虽然在细定时精确估计和细定时选择天线的确定方式上与实施例1有所不同，但是本实施例也是从所有接收天线的接收信号中选出信道衰落最浅的信号，而舍弃衰落较深的信号，因此能够在同步过程中保证有效的信噪比，从而有效地提高同步估计的精度。 

本实施例还在确定细定时初估计值和搜索窗口位置后，利用搜索窗口外接收信号的绝对自相关值和来确定细定时搜索门限，并在搜索窗口的前半段搜索绝对自相关值大于该门限的信号，即最强功率径，充分考虑了第一条径为非最强功率径的情况，从而进一步保证了较高的同步精度。 

另外，对于实施例1和实施例2而言，在执行频偏补偿时均可以通过自相关峰值或功率的比较来选择频偏估计精度最高的频偏选择天线，并利用该天线的频偏估计值对所有天线进行频偏补偿。这种频偏补偿方式实施简单，并能够有效地提高频偏估计的精度，从而进一步提高同步精度。 

为了顺利执行上述两个实施例中的同步过程，本发明还提供了一种接收端设备。图4示出了本发明中接收端设备的示例性结构示意图。参见图4，该接收端设备包括：多根接收天线、粗同步模块、频偏估计和补偿模块以及细同步模块。其中，多根接收天线用于接收来自于发送端的经过IFFT变换的同步序列，将接收到的同步序列作为接收信号，并将该接收信号发送给粗同步模块；粗同步模块接收来自于接收天线的接收信号，根据该接收信号确定每根接收天线的帧起始位置，并将所有接收天线的接收信号传送给频偏估计和补偿模块；频偏估计和补偿模块用于接收来自于粗同步模块的接收信 号，确定频偏估计值，对该接收信号进行频偏补偿，并将经过频偏补偿的接收信号发送给细同步模块；细同步模块用于接收来自于频偏估计和补偿模块的经过频偏补偿的接收信号，根据该接收信号，将信道相应特性最佳的接收天线选择为细定时选择天线，并根据该细定时选择天线的接收信号的绝对自相关峰值，确定全部接收天线的FFT变换窗口起始位置信息。 

此外，这里的接收端设备还包括存储模块，用于保存时域同步序列；细同步模块从存储模块中获取时域同步序列，计算经过频偏补偿的接收信号与该时域同步序列的绝对自相关值。 

另外，该接收端设备还包括FFT变换处理模块用于接收来自于细定时模块的FFT变换窗口起始位置信息并进行保存。相应地，细定时模块在确定了FFT变换窗口起始位置信息后，将该信息传送给FFT变换处理模块。 

这样，通过上述的接收端设备来执行MIMO-OFDM系统中的同步，能够获得较高的同步精度。 

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。 

Claims (17)

1.一种同步方法，其特征在于，该方法包括：

A.接收端通过多根接收天线接收来自于发送端的经过快速傅立叶逆变换IFFT变换的同步序列，作为接收信号；

B.接收端确定每根接收天线的帧起始位置，计算频偏估计值，并对全部接收天线的接收信号进行频偏补偿；

C.根据每根接收天线的频偏补偿后的结果，将信道响应特性最佳的接收天线选择为细定时选择天线，并根据该细定时选择天线的接收信号的绝对自相关峰值，确定全部接收天线的快速傅立叶变换FFT变换窗口起始位置信息；

其中，所述将信道响应特性最佳的接收天线选择为细定时选择天线为：

计算频偏补偿后的接收信号与接收端预先保存的时域同步序列的绝对自相关值，确定每根接收天线的细定时初估计值以及搜索窗口位置，并根据所述细定时初估计值确定信道响应特性最佳的接收天线。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤B所述确定每根接收天线的帧起始位置为：

计算每根接收天线上所有径的接收信号对应的自相关特性值和能量统计值，确定所述自相关特性值绝对值的平方与能量统计值的平方之商，并从每根接收天线的所有商值中选择数值最大者，作为该接收天线的帧起始位置。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤B所述计算频偏估计值，并对全部接收天线的接收信号进行频偏补偿为：

分别确定每根接收天线的频偏估计值，并将各频偏估计值与对应接收天线的接收信号相乘，获得各接收天线的频偏补偿结果。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤B所述计算频偏估计值，并对全部接收天线的接收信号进行频偏补偿为：

将频偏估计精度最高的接收天线选择为频偏选择天线，确定该频偏选择天线的频偏估计值，将所确定的频偏估计值与各接收天线的接收信号相乘，获得各接收天线的频偏补偿结果。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述频偏估计精度最高的接收天线为：接收信号的自相关峰值最大的接收天线。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，第j根接收天线的细定时初估计值为

并且系统前缀的长度为N_CP，则所述确定每根接收天线的细定时初估计值以及搜索窗口位置为：

按照公式 ${\tilde{n}}_j=\arg \underset{0\≤n\≤N/2-1}{\max }\left\{R_j\left(n\right)\right\}=\arg \underset{0\≤n\≤N/2-1}{\max }\left\{\right|\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{z}_j^{*}\left(m\right)c(m+n)\left|\right\}$ 确定细定时初估计值，其中

是第j根接收天线频偏补偿后的接收信号的共轭，R_j(n)为频偏补偿后的接收信号与所保存的同步序列之间的绝对自相关值，c(m+n)为接收端保存的同步序列；N为所述同步序列长度的2倍；

将搜索窗口位置确定为在[A，B]范围内，其中A为0与

之间的较大者，B为

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定信道响应特性最佳的接收天线为：

将所述细定时初估计值处绝对自相关峰值最大的接收天线选择为细定时选择天线。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定信道响应特性最佳的接收天线为：

计算各接收天线在搜索窗口内的所有绝对自相关值之和，并将绝对自相关值和最大的接收天线选择为细定时选择天线。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，假设所述接收天线均具有L条径，则所述确定信道响应特性最佳的接收天线为：

计算各接收天线在搜索窗口内的L个绝对自相关值之和，并将绝对自相关值和最大的接收天线选择为细定时选择天线。

10.如权利要求7、8或9所述的方法，其特征在于，步骤C所述确定全部接收天线的FFT变换窗口起始位置信息为：

将所述细定时选择天线的接收信号的绝对自相关峰值对应的时间点作为所述全部接收天线的FFT变换窗口起始位置。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述确定信道响应特性最佳的接收天线之后，进一步包括：

计算该细定时选择天线对应的搜索窗口外接收信号的绝对自相关值和，并根据计算出来的绝对自相关值和来确定细定时搜索门限；

在细定时选择天线的搜索窗口的前半段由前至后搜索绝对自相关值大于细定时搜索门限的接收信号，并判断是否搜索到该信号，如果是，则将搜索到的第一个信号的时间点作为全部接收天线的FFT变换窗口的起始位置，并结束本同步流程；否则，返回执行所述将细定时选择天线的接收信号的绝对自相关峰值对应的时间点作为所述全部接收天线的FFT变换窗口起始位置。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述细定时搜索门限为η，则所述确定细定时搜索门限为：

按照公式 $\mathrm{\η}=\mathrm{\β}\·\underset{\underset{p\∈[0,A-1]\∪[B+1,N/2-1]}{p=0}}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{j2}\left(p\right)$ 计算所述细定时搜索门限，

其中β为根据无线信道的状态确定的细定时精确估计系数，位于区间[3，5]之间；p为绝对自相关值的时间偏移，取值范围为[0，A-1]∪[B+1，N/2-1]，A、B分别为所述搜索窗口的前端点和后端点，N为所述同步序列长度的2倍；为所述细定时选择天线在搜索窗口之外的接收信号的绝对自相关值。

13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定信道响应特性最佳的接收天线为：将各接收天线的细定时初估计值作为细定时精确估计值，并将细定时精确估计值最小的接收天线选择为细定时选择天线；

步骤C所述确定全部接收天线的FFT变换窗口起始位置信息为：将所述细定时选择天线的接收信号的细定时精确估计值作为所述全部接收天线的FFT变换窗口起始位置。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述将细定时精确估计值最小的接收天线选择为细定时选择天线之前，进一步包括：

计算每根接收天线对应的搜索窗口外接收信号的绝对自相关值和，并根据计算出来的绝对自相关值和来确定每根接收天线的细定时搜索门限；

在每根接收天线的搜索窗口的前半段由前至后搜索绝对自相关值大于该天线的细定时搜索门限的接收信号，并判断是否存在搜索到该信号的接收天线，如果是，则将搜索到的每根接收天线的第一个信号的时间点作为对应接收天线的细定时精确估计值，并继续执行所述将细定时精确估计值最小的接收天线选择为细定时选择天线的操作；否则，继续执行所述将细定时精确估计值最小的接收天线选择为细定时选择天线的操作。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述确定每根接收天线的细定时搜索门限为：

按照公式 ${\mathrm{\η}}_j={\mathrm{\β}}_{\text{j}}\·\underset{\underset{p_j\∈[0,A-1]\∪[B+1,N/2-1]}{p_j=0}}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_j\left(p_j\right)$ 计算所述每根接收天线的细定时搜索门限，

其中β_j为根据无线信道的状态确定的细定时精确估计系数，位于区间[3，5]之间；p_j为绝对自相关值的时间偏移，取值范围为[0，A-1]∪[B+1，N/2-1]，A、B分别为所述搜索窗口的前端点和后端点，N为所述同步序列长度的2倍；R_j(p_j)为第j根接收天线在搜索窗口之外的接收信号的绝对自相关值。

16.一种用于同步的接收端设备，其特征在于，该设备包括：多根接收天线、粗同步模块、频偏估计和补偿模块、细同步模块以及存储模块，其中，

所述多根接收天线用于接收来自于发送端的经过快速傅立叶逆变换IFFT变换的同步序列，将接收到的同步序列作为接收信号，并将该接收信号发送给粗同步模块；

所述粗同步模块接收来自于接收天线的接收信号，根据该接收信号确定每根接收天线的帧起始位置，并将所有接收天线的接收信号传送给频偏估计和补偿模块；

所述频偏估计和补偿模块用于接收来自于粗同步模块的接收信号，确定频偏估计值，对该接收信号进行频偏补偿，并将经过频偏补偿的接收信号发送给细同步模块；

所述细同步模块用于接收来自于频偏估计和补偿模块的经过频偏补偿的接收信号，根据该接收信号，将信道相应特性最佳的接收天线选择为细定时选择天线，并根据该细定时选择天线的接收信号的绝对自相关峰值，确定全部接收天线的FFT变换窗口起始位置信息；还用于从存储模块中获取时域同步序列，计算经过频偏补偿的接收信号与该时域同步序列的绝对自相关值；

所述存储模块，用于保存时域同步序列。

17.如权利要求16所述的设备，其特征在于，该设备进一步包括：快速傅立叶变换FFT变换处理模块，用于接收来自于细同步模块的FFT变换窗口起始位置信息并进行保存；

所述细同步模块在确定了FFT变换窗口起始位置信息后，将该信息传送给所述FFT变换处理模块。

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