JPWO2006033403A1 - マルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法 - Google Patents

マルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法 Download PDF

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Abstract

空間分割多重ＯＦＤＭシステムにおいて従来よりも計算量を大幅に減らすことができるとともに、正確なシンボルタイミングを検出することができ、容易に実現することができるマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法。この方法では、シンボルタイミング段階では、送信側は１番目のアンテナのみからタイミングトレーニング系列を送信する。受信側のシンボルタイミングには粗タイミング、高精度タイミングの段階があり、粗タイミング段階では、各アンテナの受信信号とその時間遅延の位相相関値を計算し、各アンテナ端子の相関値出力を合成して、粗タイミングウインドウを決定する。高精度タイミング段階では、受信シンボルの実部とトレーニング系列の実部のシンボルを用いて畳み込み演算を行い、各アンテナ端子の畳み込み出力を合成して複数の出力ピーク値を求め、粗タイミングウインドウ内で最後の畳み込みピーク値をサーチすることにより、シンボルの高精度タイミングを実現する。

Description

本発明は、マルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法に関し、特に、マルチアンテナ構成をとる無線ＬＡＮのような新世代高スループット無線ＬＡＮにおけるシンボルタイミング検出方法に関する。
通信アプリケーションにおける無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）の急速な発展に伴い、ユーザーに対して高品質なサービスを提供する必要性から、より高いスループット及びネットワーク容量を有する新世代ＷＬＡＮの開発が求められている。近年、ＩＥＥＥ規格委員会は、８０２．１１ａ／ｇ規格を基礎として物理レイヤデータレート２５０Ｍｂｐｓ及び実際のスループット１００Ｍｂｐｓ以上を目標とする新世代ＷＬＡＮ規格を制定するために、８０２．１１ｎタスクグループ、すなわち高スループットタスクグループ（ＨＴＳＧ）を設立した。
現在のＬＡＮ規格である８０２．１１ａは、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）に基づいている。当該規格のデータ伝送レートを向上させる潜在的可能性の高い技術的な手段として、送信側と受信側でマルチアンテナ技術（ＭＩＭＯ）を採用し、ＭＩＭＯとＯＦＤＭとを結びつけたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭによって、高スペクトル効率及び高データレートというＭＩＭＯの長所と周波数選択フェージング耐性というＯＦＤＭの長所とを両立させる技術が挙げられる。
ランダムアクセスプロトコルを採用したパケット交換高速ＷＬＡＮシステムに対し、パケット到達時間のランダム性と高レートという特徴から、あるパケットを受信してから速やかにタイミング同期を実現することが求められるが、現在ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのタイミング同期の研究に関する発表は少ない。
非特許文献１に示された方法は、モノアンテナＯＦＤＭシンボルタイミングアルゴリズムを改良したものである。まず、受信信号の複素自己相関値と電力を計算し、最大標準化相関（ＭＮＣ）基準を用いて粗タイミング位置を決定し、その後に受信信号とトレーニング系列との相互相関値を計算し、粗タイミング位置を中心とした一定のサーチ半径で相互相関エネルギーが最大となる位置をサーチして高精度にタイミング推定を行う。
非特許文献２に記載されたタイミング方法も粗タイミングと高精度タイミングの２段階を有する。非特許文献１との相違点として、第一に非特許文献２のトレーニング系列は変調直交系列を用いる点、第二に粗タイミング段階ではＭＮＣ基準を用いずに、受信信号の複素自己相関振幅値と電力との比率を計算して粗タイミングウインドウを決定している点が挙げられる。
しかしながら、上記いずれの方法においても、タイミング用のトレーニング系列を複数のアンテナから同時に送信し、粗タイミング段階では一定の基準に基づいて粗タイミング位置を算出し、高精度のタイミング推定段階ではいずれも粗タイミング位置を中心とした一定のサーチ半径で相互相関振幅の２乗が最大となる位置をサーチして高精度のタイミング位置とし、且つ高精度のタイミング推定段階ではロングトレーニング系列を利用する方法を用いており、容易に実現できないという問題がある。
Ａｌｌｅｒｔ ｖａｎ ｚｅｌｓｔ，Ｔｉｍ Ｃ．Ｗ．Ｓｃｈｅｎｋ著、「ＭＩＭＯ ＯＦＤＭに基づく無線ＬＡＮシステムの実現（Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ ａ ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ−ｂａｓｅｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ ｓｙｓｔｅｍ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＳＰ，ｖｏｌ．５２，ｎｏ．２，ｐｐ．４８３−４９３，Ｆｅｂ．２００４）」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＳＰ，ｖｏｌ．５２，ｎｏ．２、２００４年２月、ｐ４８３〜４９３ Ａ．Ｎ．Ｍｏｄｙ，Ｇ．Ｌ．Ｓｔｕｂｅｒ著、「ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムの同期（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ．ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｃｏｍｍ．Ｃｏｎｆ．，ｖｏｌ．１，ｐｐ５０９−５１３，Ｎｏｖ．２００１）」、ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｃｏｍｍ．Ｃｏｎｆ．，ｖｏｌ．１、２００１年１１月、ｐ５０９〜５１３
本発明の目的は、空間分割多重ＯＦＤＭシステムにおいて従来よりも計算量を大幅に減らすことができるとともに、正確なシンボルタイミングを検出することができ、容易に実現することができるマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法を提供することである。
本発明のマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法は、マルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法であって、送信側は、一つのアンテナのみからタイミングトレーニング系列を送信し、受信側は、前記送信側から送信された前記タイミングトレーニング系列を複数のアンテナによって受信し、各アンテナが受信した信号と受信した前記信号の時間遅延との複素相関振幅値を計算し、各アンテナの前記複素相関振幅値出力を合成した後に、前記合成後の振幅を所定の閾値と比較して、粗タイミングウインドウを決定し、各アンテナが受信した信号のシンボル系列と前記タイミングトレーニング系列の畳み込み演算を行って、各アンテナの畳み込み出力結果を合成し、前記粗タイミングウインドウ内で最後の畳み込みピーク値をサーチして、シンボルのタイミングを検出するようにした。
また、本発明のマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法は、マルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング方法であって、送信側は、一つのアンテナのみからタイミングトレーニング系列を送信し、受信側は、前記送信側から送信された信号を複数のアンテナによって受信し、各アンテナが受信した信号と受信した前記信号の時間遅延との複素相関振幅値を計算し、各アンテナの複素相関振幅値出力を合成した後に、前記合成後の振幅を所定の閾値と比較して、粗タイミングウインドウを決定し、各アンテナが受信した信号のシンボル系列の実部と前記タイミングトレーニング系列の実部の畳み込み演算を行って、各アンテナの畳み込み出力結果を合成し、前記粗タイミングウインドウ内で最後の畳み込みピーク値をサーチして、シンボルのタイミングを検出するようにした。
本発明によれば、空間分割多重ＯＦＤＭシステムにおいて従来よりも計算量を大幅に減らすことができるとともに、正確なシンボルタイミングを検出することができ、容易に実現することができる。
本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムの送信機の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムの受信機の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態に係るマルチアンテナシステムのトレーニング系列のフォーマットを示す図 本発明の実施の形態に係るＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格のトレーニング系列を示す図 本発明の実施の形態に係るシンボルタイミングを示すブロック図 従来のシンボルタイミングを示すブロック図 本発明の実施の形態に係る粗タイミングウインドウの取得を示すフロー図 従来の粗タイミング位置の取得を示すフロー図 本発明の実施の形態に係るシミュレーションの結果を示す図 本発明の実施の形態に係るシミュレーションの結果を示す図 本発明の実施の形態に係る自己相関振幅値を示す図 本発明の実施の形態に係る自己相関振幅値を示す図 本発明の実施の形態に係る相互相関処理を示すフロー図 従来の相互相関処理を示すフロー図 本発明の実施の形態に係る畳み込み出力振幅値 本発明の実施の形態に係る畳み込み出力振幅値 本発明の実施の形態に係る畳み込み振幅値 本発明の実施の形態に係る畳み込み振幅値 本発明の実施の形態に係る粗タイミングウインドウにおけるサーチ開始サンプル位置を示す図 本発明の実施の形態に係る粗タイミングウインドウにおけるサーチ開始サンプル位置を示す図 本発明の実施の形態に係るシンボルタイミングアルゴリズム示す図
（実施の形態）
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に述べる実施の形態は説明のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。
本発明は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ等のＯＦＤＭ通信システムを基礎として、送信側にＮｔ個のアンテナ、受信側にＮｒ個のアンテナを配置したマルチアンテナシステム構成に発展させたものである。送信側のシステムでは、図１Ａに示すように、シリアル／パラレル変換部１０１は、入力ビットストリームを多重してＮｔ個のシンボルサブストリームにする。符号化部１０２は、入力ビットストリームをチャネル符号化して雑音抵抗を向上させる。インタリーバ１０３は、符号化出力をインタリーブ処理してビットストリームの相関性を低下させる。変調部１０４は、インタリーバ１０３の出力ビットストリームをシンボルストリームに変調する。パイロット挿入部１０５は、送信シンボルストリームにタイミング、チャネル推定用のパイロット系列の挿入を行う。ＩＤＦＴ部１０６は、変調シンボルストリームにＮｃ点の離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）を行う。ＣＰ付加部１０７は、ＩＤＦＴ処理後のシンボルストリームに循環プリフィクス（ＣＰ）を挿入する。ＴＸ部１０８は、取得したＯＦＤＭベースバンドシンボルをキャリア変調した後に送信する。
受信側のシステムでは、図１Ｂに示すように、ＲＸ部２０１は、受信したＯＦＤＭキャリア信号をダウンコンバートしてベースバンドシンボルにする。時間周波数同期部２０２は、シンボルタイミングと周波数同期を行なう。ＣＰシフト部２０３は、ＯＦＤＭシンボルの循環プリフィクスを削除する。ＤＦＴ部２０４は、Ｎｃ点の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行う。ＭＩＭＯ検出、チャネル推定、復調、デインタリーブ及び復号部２０５は、ＤＦＴ出力に対して受信信号処理、チャネル推定、復調、デインタリーブ及び復号を行った後に情報ビットストリームに戻す。
マルチアンテナシステムにおいて、トレーニング系列（パイロット系列、プリアンブルとも称される）の設定が重要な問題となる。各送信アンテナから受信アンテナへのサブチャネルを推定するためには、異なるアンテナ間のトレーニング系列は直交またはタイムシフト直交として設定されるべきであるが、本発明ではトレーニング系列の持続時間をＴｐとした場合に、各アンテナが送信するトレーニング系列が時間的にＴｐずつずれるタイムシフト直交方式を用いる。システムトレーニング系列の全長は送信アンテナ数Ｎｔに応じて線形に増加するため、簡略化のために、本発明ではタイミングに用いるトレーニング系列部分は第一のアンテナのみから送信されることとし、図２に示すように、アンテナ１＃のｔ１〜ｔ１０がタイミングトレーニング系列である。
図３にＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に規定されたプリアンブルトレーニング系列のフォーマットを示す。プリアンブルトレーニング系列は、持続時間が０．８μｓである１０個のショートシンボル（ｔ１〜ｔ１０）と、持続時間が３．２μｓである２個のロングシンボル（Ｔ１〜Ｔ２）からなる。そのうち、ショートシンボル（ｔ１〜ｔ１０）は自動利得制御（ＡＧＣ）、シンボルタイミング、粗周波数偏差検出等に使用され、ロングシンボル（Ｔ１〜Ｔ２）はチャネル推定、高精度周波数同期に使用され、持続時間が２×０．８μｓであるＧ１２はロングシンボル循環プリフィクスである。トレーニング系列の後はデータシンボルストリームである。ショート、ロングシンボル系列の総持続時間はともに８μｓで、ＯＦＤＭシンボル２つ分の周期である（各ＯＦＤＭシンボルの持続時間は４μｓ）。
ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格中で定義された１つのＩＦＦＴ周期内（６４キャリア、持続時間３．２μｓ）の周波数領域ショートシンボル（長さ６４）は、以下の式（１）で表される。
Figure 2006033403
これは、６４個のサブキャリア中の１２個を用いてシンボルを送信するもので、常数ＳＱＲＴ（１３／６）によってショート系列を標準化し、平均送信電力を１とするものである。式（１）に６４点のＩＦＦＴ処理を用いた後、周波数領域ショート系列を時間領域に変換する。この時間領域ショート系列（６４キャリアに乗せられる）は、式（２）中の過程を４回繰り返すこと、すなわち１６×４＝６４により得られる。
Figure 2006033403
ここで、ｒｓｈｏｒｔはｔ１のように一つの時間領域ショートシンボルであり、長さは１６である。ｒｓｈｏｒｔ系列を１０回繰り返すことにより、時間領域ショートシンボル系列ｔ１〜ｔ１０全体が得られ、その長さは１６０であって、一つの時間領域ショートシンボル系列の長さが１６であるという周期特性を有する。
本発明はこれらを基礎として以下のアルゴリズムを示す。
本発明に示すシンボルタイミング検出方法では、図４Ａに示すように、受信信号の自己相関を計算して粗タイミングウインドウを求めるとともに（ステップＳＴ４０１）、受信信号とトレーニング系列の畳み込みを計算して出力ピーク値を求め（ステップＳＴ４０２）、最終的に粗タイミングウインドウで最後のピーク値をサーチしてシンボルタイミング位置を求める（ステップＳＴ４０３）。本発明の方法では、受信信号の自己相関計算と受信信号とトレーニング系列の畳み込み演算とは平行して処理することが可能である。一方、特許文献１に示す方法では、図４Ｂに示すように、受信信号の自己相関を計算する工程も受信信号とトレーニング系列の相互相関を計算する工程も存在するが、具体的な処理が異なるため、以下で詳細に分析する。
粗タイミング段階では、各受信アンテナ端子で受信シンボルとその時間遅延の自己相関を計算し、各アンテナの自己相関出力振幅を合成した後、所定の閾値と比較して粗タイミングウインドウを求める。チャネル環境の変化により、チャネル条件に従って閾値を適応的に調整する必要がある。
自己相関出力振幅値は単独のピーク値としてではなく相対的に平坦な区域として出現するため、ＳＮＲが低い場合には特に、開始サンプルを正確に判定することはできない。しかしながら、閾値の比較によって、粗タイミングウインドウすなわち相対的に平坦な区域を求めることができる。
図５Ａは、本実施の形態における粗タイミングウインドウの取得を示すフロー図である。まず受信信号の自己相関を計算し（ステップＳＴ５０１）、マルチアンテナ受信システムの空間ダイバーシティ特性を用いて各アンテナの自己相関出力を以下の式（３）により合成する（ステップＳＴ５０２）。
Figure 2006033403
Λは受信系列とその時間遅延のサンプルＬ個の複素相関として定義され、ｒｑ（ｎ）はｑ番目のアンテナが受信したｎ個目のサンプル、ＮはＦＦＴの点数（すなわち、ＯＦＤＭサブキャリア数）である。Λの振幅を一定の閾値と比較して粗タイミングウインドウを求める（ステップＳＴ５０３）。チャネル環境の変化により、チャネル条件に従って閾値を適応的に調整する。図５Ｂに示すように、特許文献１の方法はまず受信信号とその時間遅延の自己相関、及び受信信号の自己相関、受信信号の電力を計算した後、最大標準化（ＭＮＣ）基準を用いて粗タイミング位置を決定する。
粗タイミングシミュレーションの結果を図６Ａ〜図７Ｂに示す。別途説明しないが、シミュレーション中、全てのチャネルの実現回数を１００とし、各ＯＦＤＭサブキャリアは１サンプルをサンプリングし、システムパラメータはＩＦＦＴ、ＦＦＴの点数６４、ＣＰ長さ１６のようにＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に一致させ、時間遅延Ｌは１６とする。図６Ａ及び図６Ｂはフラットフェージングチャネル及び雑音を付加しない場合の自己相関振幅値を示し、図６Ａは送信アンテナ２個及び受信アンテナ２個のシステムの出力、図６Ｂは送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個のシステムの出力結果を示す。図７Ａ及び図７Ｂはフラットフェージングチャネル及び低受信信号対雑音比環境（各アンテナの受信信号対雑音比が０ｄＢ）の自己相関振幅値を示し、図７Ａは送信アンテナ２個及び受信アンテナ２個のシステムの出力、図７Ｂは送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個のシステムの出力を示す。
図６Ａ〜図７Ｂから理解できるように、曲線はまず一定の値まで上昇してから、サンプルＮ個の持続時間の間相対的に平坦となり、最後に一定の値まで低下する。雑音を付加しない場合（図６Ａ及び図６Ｂ）は雑音を付加した場合（図７Ａ及び図７Ｂ）よりも更に平坦になる。ここでの目的は１番目の受信サンプルから（Ｎ＋ＣＰ＋１）番目のサンプルの位置を検出することであり、本実施の形態の場合は（６４＋１６＋１）＝８１個のサンプルとなる。これらの相関出力振幅値は単独のピーク値としてではなく相対的に平坦な区域として出現するため、ＳＮＲが低い場合には特に、当該サンプルを正確に判定することはできない。しかしながら、閾値の比較によって（図６Ａの閾値は１．４５、図６Ｂの閾値は３．２５と設定できる）、相対的に平坦な区域、すなわち粗タイミングウインドウを求めることができる。
これらを基礎として、以下のアルゴリズムによって高精度にタイミングの検出を実現することができる。
本発明はショート系列の周期特性を利用して、各アンテナの受信信号と一つのショートシンボルの畳み込み演算を行い、各アンテナの畳み込み結果を合成する。好ましくは、実現を容易にするために、ショート系列の実部のシンボルと受信信号の実部のみの畳み込み演算を行う。そして複数の畳み込み出力ピーク値を求める。最終的に、求めた粗タイミングウインドウを結合し、このウインドウ内で最後の畳み込み出力ピーク値をサーチすることにより、シンボルタイミング位置を正確に判定することができる。
図８Ａは、本実施の形態における畳み込み処理を示すフロー図である。時間領域ショートシンボル系列の周期特性を利用して、各アンテナの受信系列と一つのショートシンボル（長さ１６）の畳み込み演算を行い、同様に式（４）に示すように空間ダイバーシティ特性を用いて各アンテナの畳み込み結果を合成する。
Figure 2006033403
システムの複雑化を避けるために、ｒｓｈｏｒｔの実部のシンボルとｒｑ（ｎ）のみの畳み込み演算を行う。しかしながら、本発明はこれに限らず、複素数ｒｓｈｏｒｔとｒｑ（ｎ）の畳み込み演算を行っても良い。図８Ｂは、従来の方法の相互相関処理のフローチャートであり、受信信号とトレーニング系列全体の相関演算を行っている。図８Ａの方法と比較して、計算が複雑である。
図９Ａ及び図９Ｂは、フラットフェージングチャネル及び雑音を付加しない場合の畳み込み振幅値を示し、図９Ａは送信アンテナ２個及び受信アンテナ２個のシステムの出力、図９Ｂは送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個のシステムの出力を示す。図１０Ａ及び図１０Ｂは、フラットフェージングチャネル及び低受信信号対雑音比環境（各アンテナの受信信号対雑音比が０ｄＢ）の畳み込み出力振幅値（全て標準化）を示し、図１０Ａは送信アンテナ２個及び受信アンテナ２個のシステムの出力、図１０Ｂは送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個のシステムの出力を示し、ショートシンボル長さを周期として畳み込み出力ピーク値が出現していることが認められる。図９Ａ及び図９Ｂと図１０Ａ及び図１０Ｂとを比較すると、雑音を付加した後ではピーク値出力に大きな歪みが生じるため、相互相関のみを用いてタイミング位置を判定することは困難であり、自己相関結果を組み合わせる必要があることが理解できる。また、図１０Ａと図１０Ｂとを比較すると、マルチ受信アンテナダイバーシティを用いることによって雑音の影響を低減できることが認められる。
最終的に、求めた粗タイミングウインドウを結合するが、図１１Ａ及び図１１Ｂに示すように、ここではウインドウ内で最後の畳み込み出力ピーク値をサーチすれば、（Ｎ＋ＣＰ＋１）番目のサンプル点を正確に判定することができる。図１１Ａはフラットフェージングで各アンテナの受信信号対雑音比が１０ｄＢ、送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個という条件下でのシステムのシンボルタイミングの結果を示し、その粗同期閾値は３．４に設定されている。図１１Ｂはフラットフェージングで各アンテナの受信信号対雑音比が０ｄＢ、送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個という条件下でのシステムのシンボルタイミングの結果を示し、その粗同期閾値は３．３に設定されている。ここから、一般のチャネル環境か低信号対雑音比という条件下かにかかわらず、本発明に示す方法は正確にシンボルタイミングを検出することができることが理解できる。
以上を総合すると、本発明に示すシンボルタイミングアルゴリズムは図１２のようになる。処理速度を向上させるために、本発明では自己相関（図の左側）と畳み込み演算（図１２の右側）を平行して処理している。自己相関処理の際には、各アンテナの受信信号サンプルはｒｑであり、ｒｑとその時間遅延Ｌの複素共役を取った信号を乗算して各アンテナの自己相関出力を求め、それらを合成して絶対値を取った後に、一定の閾値と比較してサーチウインドウ（粗タイミングウインドウ）を求める。畳み込み演算の際には、周波数領域のショートトレーニング系列をＩＦＦＴ変換によって時間領域に変換した後、その内の一つのショートシンボルを選び出してその実部のシンボルを求め、また各アンテナの受信信号の実部を取って、両者を畳み込み演算して出力Ｃｑを求め、各アンテナの畳み込み結果を合成することにより、出力ピーク値を求める。最後に、粗タイミングウインドウ内で最後のピーク値をサーチすることにより、システムシンボルタイミングが得られる。
本発明は以下の長所を有する。即ち、システムは一つのアンテナのみからタイミングトレーニング系列を送信するため、実現が容易である。また、粗タイミング段階では、受信信号とその時間遅延の自己相関を直接計算することにより粗タイミングウインドウを決定するのに対し、従来の方法では時間遅延の自己相関と電力とを計算した後に一定の計量基準に基づいて粗タイミング位置を算出している。本発明の方法は従来の方法と比較して受信信号電力の計算や計測基準等の計算量を省略することができる。また、高精度タイミング段階では、本発明は受信信号とトレーニング系列の畳み込み出力を計算した後に、粗タイミングウインドウにおいて最後の畳み込みピーク値をサーチしてタイミング位置を決定しているのに対し、従来の方法は粗タイミング位置を中心として一定のサーチ半径で受信シンボルとトレーニング系列の相互相関振幅の２乗が最大となる位置をサーチして高精度タイミング位置とする方法である。サーチ半径が確定していないため、異なるサーチ半径のもとでは得られるタイミング位置も異なる可能性があり、タイミング誤差を招くおそれがある。また、相互相関を計算する際に、本発明は８０２．１１ａ規格のプリアンブル系列のうちショートシンボル系列の周期特性を利用して、受信信号の実部と長さ１６のショートシンボル系列の実部のシンボルのみを用いて畳み込み演算を行っているのに対し、従来の方法では受信信号の実部、虚部と参照系列（長さ＞１６）全体の実部、虚部を用いて相関演算を行っている。本発明の方法は従来の方法と比較して実現が容易である。また、マルチアンテナシステムの空間ダイバーシティ特性を利用して、粗タイミング段階、高精度タイミング段階のいずれにおいても各アンテナの出力を合成した後に処理を行うため、雑音の影響が小さい。
上述の通り、典型的な実施の形態を示して本発明について説明した。本発明の思想の範囲から外れることなく、種々の変更、置換または追加が可能であることは、当業者にとって自明である。
本発明にかかるマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法は、特に、マルチアンテナ構成をとる無線ＬＡＮのような新世代高スループット無線ＬＡＮに好適である。
本発明は、マルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法に関し、特に、マルチアンテナ構成をとる無線ＬＡＮのような新世代高スループット無線ＬＡＮにおけるシンボルタイミング検出方法に関する。
通信アプリケーションにおける無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）の急速な発展に伴い、ユーザーに対して高品質なサービスを提供する必要性から、より高いスループット及びネットワーク容量を有する新世代ＷＬＡＮの開発が求められている。近年、ＩＥＥＥ規格委員会は、８０２．１１ａ／ｇ規格を基礎として物理レイヤデータレート２５０Ｍｂｐｓ及び実際のスループット１００Ｍｂｐｓ以上を目標とする新世代ＷＬＡＮ規格を制定するために、８０２．１１ｎタスクグループ、すなわち高スループットタスクグループ（ＨＴＳＧ）を設立した。
現在のＬＡＮ規格である８０２．１１ａは、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）に基づいている。当該規格のデータ伝送レートを向上させる潜在的可能性の高い技術的な手段として、送信側と受信側でマルチアンテナ技術（ＭＩＭＯ）を採用し、ＭＩＭＯとＯＦＤＭとを結びつけたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭによって、高スペクトル効率及び高データレートというＭＩＭＯの長所と周波数選択フェージング耐性というＯＦＤＭの長所とを両立させる技術が挙げられる。
ランダムアクセスプロトコルを採用したパケット交換高速ＷＬＡＮシステムに対し、パケット到達時間のランダム性と高レートという特徴から、あるパケットを受信してから速やかにタイミング同期を実現することが求められるが、現在ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのタイミング同期の研究に関する発表は少ない。
非特許文献１に示された方法は、モノアンテナＯＦＤＭシンボルタイミングアルゴリズムを改良したものである。まず、受信信号の複素自己相関値と電力を計算し、最大標準化相関（ＭＮＣ）基準を用いて粗タイミング位置を決定し、その後に受信信号とトレーニング系列との相互相関値を計算し、粗タイミング位置を中心とした一定のサーチ半径で相互相関エネルギーが最大となる位置をサーチして高精度にタイミング推定を行う。
非特許文献２に記載されたタイミング方法も粗タイミングと高精度タイミングの２段階を有する。非特許文献１との相違点として、第一に非特許文献２のトレーニング系列は変調直交系列を用いる点、第二に粗タイミング段階ではＭＮＣ基準を用いずに、受信信号の複素自己相関振幅値と電力との比率を計算して粗タイミングウインドウを決定している点が挙げられる。
しかしながら、上記いずれの方法においても、タイミング用のトレーニング系列を複数のアンテナから同時に送信し、粗タイミング段階では一定の基準に基づいて粗タイミング位置を算出し、高精度のタイミング推定段階ではいずれも粗タイミング位置を中心とした一定のサーチ半径で相互相関振幅の２乗が最大となる位置をサーチして高精度のタイミング位置とし、且つ高精度のタイミング推定段階ではロングトレーニング系列を利用する方法を用いており、容易に実現できないという問題がある。
Ａｌｌｅｒｔ ｖａｎ ｚｅｌｓｔ，Ｔｉｍ Ｃ．Ｗ．Ｓｃｈｅｎｋ著、「ＭＩＭＯ ＯＦＤＭに基づく無線ＬＡＮシステムの実現（Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ ａ ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ−ｂａｓｅｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ ｓｙｓｔｅｍ， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ＳＰ， ｖｏｌ．５２， ｎｏ．２，ｐｐ．４８３−４９３， Ｆｅｂ． ２００４）」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ＳＰ， ｖｏｌ．５２， ｎｏ．２、２００４年２月、ｐ４８３〜４９３ Ａ．Ｎ．Ｍｏｄｙ，Ｇ．Ｌ．Ｓｔｕｂｅｒ著、「ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムの同期（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ． ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｃｏｍｍ． Ｃｏｎｆ．， ｖｏｌ．１， ｐｐ５０９−５１３， Ｎｏｖ． ２００１）」、ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｃｏｍｍ．Ｃｏｎｆ．，ｖｏｌ．１、２００１年１１月、ｐ５０９〜５１３
本発明の目的は、空間分割多重ＯＦＤＭシステムにおいて従来よりも計算量を大幅に減らすことができるとともに、正確なシンボルタイミングを検出することができ、容易に実現することができるマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法を提供することである。
本発明のマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法は、マルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法であって、送信側は、一つのアンテナのみからタイミングトレーニング系列を送信し、受信側は、前記送信側から送信された前記タイミングトレーニング系列を複数のアンテナによって受信し、各アンテナが受信した信号と受信した前記信号の時間遅延との複素相関振幅値を計算し、各アンテナの前記複素相関振幅値出力を合成した後に、前記合成後の振幅を所定の閾値と比較して、粗タイミングウインドウを決定し、各アンテナが受信した信号のシンボル系列と前記タイミングトレーニング系列の畳み込み演算を行って、各アンテナの畳み込み出力結果を合成し、前記粗タイミングウインドウ内で最後の畳み込みピーク値をサーチして、シンボルのタイミングを検出するようにした。
また、本発明のマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法は、マルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング方法であって、送信側は、一つのアンテナのみからタイミングトレーニング系列を送信し、受信側は、前記送信側から送信された信号を複数のアンテナによって受信し、各アンテナが受信した信号と受信した前記信号の時間遅延との複素相関振幅値を計算し、各アンテナの複素相関振幅値出力を合成した後に、前記合成後の振幅を所定の閾値と比較して、粗タイミングウインドウを決定し、各アンテナが受信した信号のシンボル系列の実部と前記タイミングトレーニング系列の実部の畳み込み演算を行って、各アンテナの畳み込み出力結果を合成し、前記粗タイミングウインドウ内で最後の畳み込みピーク値をサーチして、シンボルのタイミングを検出するようにした。
本発明によれば、空間分割多重ＯＦＤＭシステムにおいて従来よりも計算量を大幅に減らすことができるとともに、正確なシンボルタイミングを検出することができ、容易に実現することができる。
（実施の形態）
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に述べる実施の形態は説明のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。
本発明は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ等のＯＦＤＭ通信システムを基礎として、送信側にＮｔ個のアンテナ、受信側にＮｒ個のアンテナを配置したマルチアンテナシステム構成に発展させたものである。送信側のシステムでは、図１Ａに示すように、シリアル／パラレル変換部１０１は、入力ビットストリームを多重してＮｔ個のシンボルサブストリームにする。符号化部１０２は、入力ビットストリームをチャネル符号化して雑音抵抗を向上させる。インタリーバ１０３は、符号化出力をインタリーブ処理してビットストリームの相関性を低下させる。変調部１０４は、インタリーバ１０３の出力ビットストリームをシンボルストリームに変調する。パイロット挿入部１０５は、送信シンボルストリームにタイミング、チャネル推定用のパイロット系列の挿入を行う。ＩＤＦＴ部１０６は、変調シンボルストリームにＮｃ点の離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）を行う。ＣＰ付加部１０７は、ＩＤＦＴ処理後のシンボルストリームに循環プリフィクス（ＣＰ）を挿入する。ＴＸ部１０８は、取得したＯＦＤＭベースバンドシンボルをキャリア変調した後に送信する。
受信側のシステムでは、図１Ｂに示すように、ＲＸ部２０１は、受信したＯＦＤＭキャリア信号をダウンコンバートしてベースバンドシンボルにする。時間周波数同期部２０２は、シンボルタイミングと周波数同期を行なう。ＣＰシフト部２０３は、ＯＦＤＭシンボルの循環プリフィクスを削除する。ＤＦＴ部２０４は、Ｎｃ点の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行う。ＭＩＭＯ検出、チャネル推定、復調、デインタリーブ及び復号部２０５は、ＤＦＴ出力に対して受信信号処理、チャネル推定、復調、デインタリーブ及び復号を行った後に情報ビットストリームに戻す。
マルチアンテナシステムにおいて、トレーニング系列（パイロット系列、プリアンブル
とも称される）の設定が重要な問題となる。各送信アンテナから受信アンテナへのサブチャネルを推定するためには、異なるアンテナ間のトレーニング系列は直交またはタイムシフト直交として設定されるべきであるが、本発明ではトレーニング系列の持続時間をＴｐとした場合に、各アンテナが送信するトレーニング系列が時間的にＴｐずつずれるタイムシフト直交方式を用いる。システムトレーニング系列の全長は送信アンテナ数Ｎｔに応じて線形に増加するため、簡略化のために、本発明ではタイミングに用いるトレーニング系列部分は第一のアンテナのみから送信されることとし、図２に示すように、アンテナ１＃のｔ１〜ｔ１０がタイミングトレーニング系列である。
図３にＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に規定されたプリアンブルトレーニング系列のフォーマットを示す。プリアンブルトレーニング系列は、持続時間が０．８μｓである１０個のショートシンボル（ｔ１〜ｔ１０）と、持続時間が３．２μｓである２個のロングシンボル（Ｔ１〜Ｔ２）からなる。そのうち、ショートシンボル（ｔ１〜ｔ１０）は自動利得制御（ＡＧＣ）、シンボルタイミング、粗周波数偏差検出等に使用され、ロングシンボル（Ｔ１〜Ｔ２）はチャネル推定、高精度周波数同期に使用され、持続時間が２×０．８μｓであるＧ１２はロングシンボル循環プリフィクスである。トレーニング系列の後はデータシンボルストリームである。ショート、ロングシンボル系列の総持続時間はともに８μｓで、ＯＦＤＭシンボル２つ分の周期である（各ＯＦＤＭシンボルの持続時間は４μｓ）。
ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格中で定義された１つのＩＦＦＴ周期内（６４キャリア、持続時間３．２μｓ）の周波数領域ショートシンボル（長さ６４）は、以下の式（１）で表される。
Figure 2006033403
これは、６４個のサブキャリア中の１２個を用いてシンボルを送信するもので、常数ＳＱＲＴ（１３／６）によってショート系列を標準化し、平均送信電力を１とするものである。式（１）に６４点のＩＦＦＴ処理を用いた後、周波数領域ショート系列を時間領域に変換する。この時間領域ショート系列（６４キャリアに乗せられる）は、式（２）中の過程を４回繰り返すこと、すなわち１６×４＝６４により得られる。
Figure 2006033403
ここで、ｒｓｈｏｒｔはｔ１のように一つの時間領域ショートシンボルであり、長さは１６である。ｒｓｈｏｒｔ系列を１０回繰り返すことにより、時間領域ショートシンボル系列ｔ１〜ｔ１０全体が得られ、その長さは１６０であって、一つの時間領域ショートシンボル系列の長さが１６であるという周期特性を有する。
本発明はこれらを基礎として以下のアルゴリズムを示す。
本発明に示すシンボルタイミング検出方法では、図４Ａに示すように、受信信号の自己相関を計算して粗タイミングウインドウを求めるとともに（ステップＳＴ４０１）、受信信号とトレーニング系列の畳み込みを計算して出力ピーク値を求め（ステップＳＴ４０２）、最終的に粗タイミングウインドウで最後のピーク値をサーチしてシンボルタイミング位置を求める（ステップＳＴ４０３）。本発明の方法では、受信信号の自己相関計算と受信信号とトレーニング系列の畳み込み演算とは平行して処理することが可能である。一方、特許文献１に示す方法では、図４Ｂに示すように、受信信号の自己相関を計算する工程も受信信号とトレーニング系列の相互相関を計算する工程も存在するが、具体的な処理が異なるため、以下で詳細に分析する。
粗タイミング段階では、各受信アンテナ端子で受信シンボルとその時間遅延の自己相関を計算し、各アンテナの自己相関出力振幅を合成した後、所定の閾値と比較して粗タイミングウインドウを求める。チャネル環境の変化により、チャネル条件に従って閾値を適応的に調整する必要がある。
自己相関出力振幅値は単独のピーク値としてではなく相対的に平坦な区域として出現するため、ＳＮＲが低い場合には特に、開始サンプルを正確に判定することはできない。しかしながら、閾値の比較によって、粗タイミングウインドウすなわち相対的に平坦な区域を求めることができる。
図５Ａは、本実施の形態における粗タイミングウインドウの取得を示すフロー図である。まず受信信号の自己相関を計算し（ステップＳＴ５０１）、マルチアンテナ受信システムの空間ダイバーシティ特性を用いて各アンテナの自己相関出力を以下の式（３）により合成する（ステップＳＴ５０２）。
Figure 2006033403
Λは受信系列とその時間遅延のサンプルＬ個の複素相関として定義され、ｒｑ（ｎ）はｑ番目のアンテナが受信したｎ個目のサンプル、ＮはＦＦＴの点数（すなわち、ＯＦＤＭサブキャリア数）である。Λの振幅を一定の閾値と比較して粗タイミングウインドウを求める（ステップＳＴ５０３）。チャネル環境の変化により、チャネル条件に従って閾値を適応的に調整する。図５Ｂに示すように、特許文献１の方法はまず受信信号とその時間遅延の自己相関、及び受信信号の自己相関、受信信号の電力を計算した後、最大標準化（ＭＮＣ）基準を用いて粗タイミング位置を決定する。
粗タイミングシミュレーションの結果を図６Ａ〜図７Ｂに示す。別途説明しないが、シミュレーション中、全てのチャネルの実現回数を１００とし、各ＯＦＤＭサブキャリアは１サンプルをサンプリングし、システムパラメータはＩＦＦＴ、ＦＦＴの点数６４、ＣＰ長さ１６のようにＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に一致させ、時間遅延Ｌは１６とする。図６Ａ及び図６Ｂはフラットフェージングチャネル及び雑音を付加しない場合の自己相関振幅値を示し、図６Ａは送信アンテナ２個及び受信アンテナ２個のシステムの出力、図６Ｂは送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個のシステムの出力結果を示す。図７Ａ及び図７Ｂはフラットフェージングチャネル及び低受信信号対雑音比環境（各アンテナの受信信号対雑音比が０ｄＢ）の自己相関振幅値を示し、図７Ａは送信アンテナ２個及び受信アンテナ２個のシステムの出力、図７Ｂは送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個のシステムの出力を示す。
図６Ａ〜図７Ｂから理解できるように、曲線はまず一定の値まで上昇してから、サンプルＮ個の持続時間の間相対的に平坦となり、最後に一定の値まで低下する。雑音を付加しない場合（図６Ａ及び図６Ｂ）は雑音を付加した場合（図７Ａ及び図７Ｂ）よりも更に平坦になる。ここでの目的は１番目の受信サンプルから（Ｎ＋ＣＰ＋１）番目のサンプルの位置を検出することであり、本実施の形態の場合は（６４＋１６＋１）＝８１個のサンプルとなる。これらの相関出力振幅値は単独のピーク値としてではなく相対的に平坦な区域として出現するため、ＳＮＲが低い場合には特に、当該サンプルを正確に判定することはできない。しかしながら、閾値の比較によって（図６Ａの閾値は１．４５、図６Ｂの閾値は３．２５と設定できる）、相対的に平坦な区域、すなわち粗タイミングウインドウを求めることができる。
これらを基礎として、以下のアルゴリズムによって高精度にタイミングの検出を実現することができる。
本発明はショート系列の周期特性を利用して、各アンテナの受信信号と一つのショートシンボルの畳み込み演算を行い、各アンテナの畳み込み結果を合成する。好ましくは、実現を容易にするために、ショート系列の実部のシンボルと受信信号の実部のみの畳み込み演算を行う。そして複数の畳み込み出力ピーク値を求める。最終的に、求めた粗タイミングウインドウを結合し、このウインドウ内で最後の畳み込み出力ピーク値をサーチすることにより、シンボルタイミング位置を正確に判定することができる。
図８Ａは、本実施の形態における畳み込み処理を示すフロー図である。時間領域ショートシンボル系列の周期特性を利用して、各アンテナの受信系列と一つのショートシンボル（長さ１６）の畳み込み演算を行い、同様に式（４）に示すように空間ダイバーシティ特性を用いて各アンテナの畳み込み結果を合成する。
Figure 2006033403
システムの複雑化を避けるために、ｒｓｈｏｒｔの実部のシンボルとｒｑ（ｎ）のみの畳み込み演算を行う。しかしながら、本発明はこれに限らず、複素数ｒｓｈｏｒｔとｒｑ（ｎ）の畳み込み演算を行っても良い。図８Ｂは、従来の方法の相互相関処理のフローチャートであり、受信信号とトレーニング系列全体の相関演算を行っている。図８Ａの方法と比較して、計算が複雑である。
図９Ａ及び図９Ｂは、フラットフェージングチャネル及び雑音を付加しない場合の畳み込み振幅値を示し、図９Ａは送信アンテナ２個及び受信アンテナ２個のシステムの出力、図９Ｂは送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個のシステムの出力を示す。図１０Ａ及び図１０Ｂは、フラットフェージングチャネル及び低受信信号対雑音比環境（各アンテナの受信信号対雑音比が０ｄＢ）の畳み込み出力振幅値（全て標準化）を示し、図１０Ａは送信アンテナ２個及び受信アンテナ２個のシステムの出力、図１０Ｂは送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個のシステムの出力を示し、ショートシンボル長さを周期として畳み込み出力ピーク値が出現していることが認められる。図９Ａ及び図９Ｂと図１０Ａ及び図１０Ｂとを比較すると、雑音を付加した後ではピーク値出力に大きな歪みが生じるため、相互相関のみを用いてタイミング位置を判定することは困難であり、自己相関結果を組み合わせる必要があることが理解できる。また、図１０Ａと図１０Ｂとを比較すると、マルチ
受信アンテナダイバーシティを用いることによって雑音の影響を低減できることが認められる。
最終的に、求めた粗タイミングウインドウを結合するが、図１１Ａ及び図１１Ｂに示すように、ここではウインドウ内で最後の畳み込み出力ピーク値をサーチすれば、（Ｎ＋ＣＰ＋１）番目のサンプル点を正確に判定することができる。図１１Ａはフラットフェージングで各アンテナの受信信号対雑音比が１０ｄＢ、送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個という条件下でのシステムのシンボルタイミングの結果を示し、その粗同期閾値は３．４に設定されている。図１１Ｂはフラットフェージングで各アンテナの受信信号対雑音比が０ｄＢ、送信アンテナ４個及び受信アンテナ４個という条件下でのシステムのシンボルタイミングの結果を示し、その粗同期閾値は３．３に設定されている。ここから、一般のチャネル環境か低信号対雑音比という条件下かにかかわらず、本発明に示す方法は正確にシンボルタイミングを検出することができることが理解できる。
以上を総合すると、本発明に示すシンボルタイミングアルゴリズムは図１２のようになる。処理速度を向上させるために、本発明では自己相関（図の左側）と畳み込み演算（図１２の右側）を平行して処理している。自己相関処理の際には、各アンテナの受信信号サンプルはｒｑであり、ｒｑとその時間遅延Ｌの複素共役を取った信号を乗算して各アンテナの自己相関出力を求め、それらを合成して絶対値を取った後に、一定の閾値と比較してサーチウインドウ（粗タイミングウインドウ）を求める。畳み込み演算の際には、周波数領域のショートトレーニング系列をＩＦＦＴ変換によって時間領域に変換した後、その内の一つのショートシンボルを選び出してその実部のシンボルを求め、また各アンテナの受信信号の実部を取って、両者を畳み込み演算して出力Ｃｑを求め、各アンテナの畳み込み結果を合成することにより、出力ピーク値を求める。最後に、粗タイミングウインドウ内で最後のピーク値をサーチすることにより、システムシンボルタイミングが得られる。
本発明は以下の長所を有する。即ち、システムは一つのアンテナのみからタイミングトレーニング系列を送信するため、実現が容易である。また、粗タイミング段階では、受信信号とその時間遅延の自己相関を直接計算することにより粗タイミングウインドウを決定するのに対し、従来の方法では時間遅延の自己相関と電力とを計算した後に一定の計量基準に基づいて粗タイミング位置を算出している。本発明の方法は従来の方法と比較して受信信号電力の計算や計測基準等の計算量を省略することができる。また、高精度タイミング段階では、本発明は受信信号とトレーニング系列の畳み込み出力を計算した後に、粗タイミングウインドウにおいて最後の畳み込みピーク値をサーチしてタイミング位置を決定しているのに対し、従来の方法は粗タイミング位置を中心として一定のサーチ半径で受信シンボルとトレーニング系列の相互相関振幅の２乗が最大となる位置をサーチして高精度タイミング位置とする方法である。サーチ半径が確定していないため、異なるサーチ半径のもとでは得られるタイミング位置も異なる可能性があり、タイミング誤差を招くおそれがある。また、相互相関を計算する際に、本発明は８０２．１１ａ規格のプリアンブル系列のうちショートシンボル系列の周期特性を利用して、受信信号の実部と長さ16のショートシンボル系列の実部のシンボルのみを用いて畳み込み演算を行っているのに対し、従来の方法では受信信号の実部、虚部と参照系列（長さ＞16）全体の実部、虚部を用いて相関演算を行っている。本発明の方法は従来の方法と比較して実現が容易である。また、マルチアンテナシステムの空間ダイバーシティ特性を利用して、粗タイミング段階、高精度タイミング段階のいずれにおいても各アンテナの出力を合成した後に処理を行うため、雑音の影響が小さい。
上述の通り、典型的な実施の形態を示して本発明について説明した。本発明の思想の範囲から外れることなく、種々の変更、置換または追加が可能であることは、当業者にとって自明である。
本発明にかかるマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法は、特に、マルチアンテナ構成をとる無線ＬＡＮのような新世代高スループット無線ＬＡＮに好適である。
本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムの送信機の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムの受信機の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態に係るマルチアンテナシステムのトレーニング系列のフォーマットを示す図 本発明の実施の形態に係るＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格のトレーニング系列を示す図 本発明の実施の形態に係るシンボルタイミングを示すブロック図 従来のシンボルタイミングを示すブロック図 本発明の実施の形態に係る粗タイミングウインドウの取得を示すフロー図 従来の粗タイミング位置の取得を示すフロー図 本発明の実施の形態に係るシミュレーションの結果を示す図 本発明の実施の形態に係るシミュレーションの結果を示す図 本発明の実施の形態に係る自己相関振幅値を示す図 本発明の実施の形態に係る自己相関振幅値を示す図 本発明の実施の形態に係る相互相関処理を示すフロー図 従来の相互相関処理を示すフロー図 本発明の実施の形態に係る畳み込み出力振幅値 本発明の実施の形態に係る畳み込み出力振幅値 本発明の実施の形態に係る畳み込み振幅値 本発明の実施の形態に係る畳み込み振幅値 本発明の実施の形態に係る粗タイミングウインドウにおけるサーチ開始サンプル位置を示す図 本発明の実施の形態に係る粗タイミングウインドウにおけるサーチ開始サンプル位置を示す図 本発明の実施の形態に係るシンボルタイミングアルゴリズム示す図

Claims (8)

  1. マルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法であって、
    送信側は、一つのアンテナのみからタイミングトレーニング系列を送信し、
    受信側は、前記送信側から送信された信号を複数のアンテナによって受信し、各アンテナが受信した信号と受信した前記信号の時間遅延との複素相関振幅値を計算し、各アンテナの前記複素相関振幅値出力を合成した後に、前記合成後の振幅を所定の閾値と比較して、粗タイミングウインドウを決定し、各アンテナが受信した信号のシンボル系列と前記タイミングトレーニング系列の畳み込み演算を行って、各アンテナの畳み込み出力結果を合成し、前記粗タイミングウインドウ内で最後の畳み込みピーク値をサーチして、シンボルのタイミングを検出するマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法。
  2. 前記タイミングトレーニング系列はショートシンボル系列である請求項１記載のマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法。
  3. チャネル条件に基づいて前記所定の閾値を適応的に調整する請求項１記載のマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法。
  4. 前記マルチアンテナ無線通信システムは空間分割多重方式を用いたマルチアンテナ直交周波数分割多重システムである請求項１記載のマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法。
  5. マルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング方法であって、
    送信側は、一つのアンテナのみからタイミングトレーニング系列を送信し、
    受信側は、前記送信側から送信された信号を複数のアンテナによって受信し、各アンテナが受信した信号と受信した前記信号の時間遅延との複素相関振幅値を計算し、各アンテナの複素相関振幅値出力を合成した後に、前記合成後の振幅を所定の閾値と比較して、粗タイミングウインドウを決定し、各アンテナが受信した信号のシンボル系列の実部と前記タイミングトレーニング系列の実部の畳み込み演算を行って、各アンテナの畳み込み出力結果を合成し、前記粗タイミングウインドウ内で最後の畳み込みピーク値をサーチして、シンボルのタイミングを検出するマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法。
  6. 前記タイミングトレーニング系列はショートシンボル系列である請求項５記載のマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法。
  7. チャネル条件に基づいて前記所定の閾値を適応的に調整する請求項５記載のマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法。
  8. 前記マルチアンテナ無線通信システムは空間分割多重方式を用いたマルチアンテナ直交周波数分割多重システムである請求項５記載のマルチアンテナ無線通信システムのシンボルタイミング検出方法。
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