CN102291351B - 一种ofdm无线通信系统中接收机的定时同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明针对OFDM的无线通信系统，提出了一种在接收机中简单易实现的定时同步算法，采用频域ZC(Zadoff-Chu)序列的生成公式生成62点的频域ZC序列，在两端补33个0后，再在相邻点之间插入三个零值使其扩展到512点，做IFFT变换得到时域的同步序列作为OFDM无线通信系统同步信号；在接收机首先将接收到的同步序列进行量化处理，然后与本地同步序列作共轭相关，同时，互相关系数幅值计算采用实部和虚部的绝对值之和。这样整个相关运算和互相关系数幅值计算只有加减法，避免使用乘法器，大大降低了运算的复杂度，提高了处理效率，并且节省了资源，使得接收接收机定时同步简单易实现，能够更有效地在接收机硬件上实现。

Description

一种OFDM无线通信系统中接收机的定时同步方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于OFDM的无线通信系统中，简单易实现的接收机定时同步方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM)可以说是一种调制技术，也可以看成是一种复用技术，最早起源于20世纪50年代中期，60年代形成了使用并行数据传输和频分复用的概念。

OFDM技术是一种特殊的多载波传输方案，能够很好地对抗频率选择性衰落和窄带干扰。无线信道由于其复杂性，信道条件比较复杂，信道的频率响应基本都是非平坦的，针对这一特点，OFDM技术的主要技术特点是将整个信号频段划分成N个正交的频率子信道，其中每个子信道内承载信号的传输速率和相邻子信道间的频域间隔保持相同，从而实现无需高速均衡即可对抗窄带脉冲噪声及多径衰落，并能有效地提高频谱利用率。与传统的非重叠多载波技术相比，利用OFDM的重叠多载波技术可以节省将近50％的带宽。

与此同时，OFDM技术存在自身的缺点，在具体实现OFDM无线通信系统时将面临技术上的难点，其中很重要的一点是OFDM无线通信系统对同步的要求很高，因为OFDM无线通信系统对定时误差要比单载波技术敏感得多。

符号定时偏差是指在解调OFDM无线通信系统符号时，FFT窗口提前或者滞后。由于OFDM无线通信系统中插入了循环前缀，允许符号定时存在一定偏差，经分析可知，当符号定时早于实际值时对系统影响不会太大，而当符号定时迟于实际值时将产生严重的符号间干扰。因此，如果符号定时偏差过大，超过了循环前缀的保护长度，会大大降低系统的性能。可以说，准确的定时同步是实现OFDM无线通信系统的关键。

到目前为止，已经有了很多OFDM无线通信系统接收机定时同步的方法被提出，包括使用训练序列，参考信号等，这些方法在一些实际的OFDM无线通信系统中也得到了不错的应用。但是，随着OFDM无线通信系统的传输速率不断提高，对数据处理的速度要求越来越高，一些诸如现场可编程逻辑列阵(FPGA)一类的具备高速处理能力的硬件平台得以使用。然而，这些高速处理平台往往对算法的复杂度有严格要求，过于复杂的运算不仅会影响无线通信系统接收机的处理速度，而且会占用大量的硬件资源。因此，在保证OFDM无线通信系统基本性能都能满足的情况下，追求一种简单易实现的接收机定时同步方法是有必要的，而且符合实际需要的。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种OFDM无线通信系统中接收机的定时同步方法，使接收机定时同步简单易实现，能够更有效地在接收机硬件上实现。

为实现上述目的，本发明OFDM无线通信系统中接收机的定时同步方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、定义OFDM无线通信系统中的同步信号

首先参照频域ZC(Zadoff-Chu)序列的生成公式：

$d_u\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\πun}(n+1)}{63}}& n=\mathrm{0,1},...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\πu}(n+1)(n+2)}{63}}& n=\mathrm{31,32},...,61\end{array}\right.---\left(1\right)$

生成62点的频域ZC序列，其中，u是ZC序列根序号参量，这里取25，然后在两端分别补33个0扩展为128点，再在相邻点之间插入三个零值使其扩展到512点，最后对得到的扩展的频域ZC序列做512点IFFT变换，得到时域的同步序列作为OFDM无线通信系统的同步信号；

(2)、接收机首先将接收到的同步序列r(n)＝c(n)+j*d(n)进行量化：

(3)、将不同时间点k量化后的同步序列r′(n+k)与本地同步序列t(n)＝a(n)+j*b(n)作共轭相关，并进行128点的相关值累加，得到互相关系数：

$Y_k=\underset{n=0}{\overset{128-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{\′}(n+k)\×{\left(t\left(n\right)\right)}^{*}---\left(3\right)$

(4)、对得到的不同时间点k的互相关系数Y_k进行幅值计算：

|Y_k|≈|real(Y_k)|+|imag(Y_k)|    (4)

(5)、寻找互相关系数Y_k幅值的峰值，当出现第4个峰值时，认为是接收到的同步序列的结束点，根据无线帧结构中同步信号的位置，即可以精确定位有效无线帧的起始位置，实现定时同步。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明OFDM无线通信系统中接收机的定时同步方法，首先参照频域ZC(Zadoff-Chu)序列的生成公式生成62点的频域ZC序列，在两端补33个0后，再在相邻点之间插入三个零值使其扩展到512点，做IFFT变换得到时域的同步序列作为OFDM无线通信系统同步信号；可以验证，这样得到的时域同步序列由4组相同的128点同步序列重复排列组成。

然后，在接收机首先将接收到的同步序列r(n)＝c(n)+j*d(n)进行量化处理，得到同步序列r′(n)，由于同步序列r′(n)是经过量化处理的，故与本地同步序列t(n)＝a(n)+j*b(n)作共轭相关，并进行128点的相关值累加时，公式(3)中r′(n+k)×(t(n))^*的乘积可分为实部和虚部，表示为：

$\mathrm{real}\left(y\left(n\right)\right)=\left\{\begin{array}{cc}a\left(n\right)+b\left(n\right),& \mathrm{if}{r}^{\′}(n+k)=1+j\\ a\left(n\right)-b\left(n\right),& \mathrm{if}{r}^{\′}(n+k)=1-j\\ -a\left(n\right)+b\left(n\right),& \mathrm{if}{r}^{\′}(n+k)=-1+j\\ -a\left(n\right)-b\left(n\right),& \mathrm{if}{r}^{\′}(n+k)=-1-j\end{array}\right.$

$\mathrm{imag}\left(y\left(n\right)\right)=\left\{\begin{array}{cc}a\left(n\right)-b\left(n\right),& \mathrm{if}{r}^{\′}(n+k)=1+j\\ -a\left(n\right)-b\left(n\right),& \mathrm{if}{r}^{\′}(n+k)=1-j\\ a\left(n\right)+b\left(n\right),& \mathrm{if}{r}^{\′}(n+k)=-1+j\\ -a\left(n\right)++b\left(n\right),& \mathrm{if}{r}^{\′}(n+k)=-1-j\end{array}\right.---\left(5\right)$

由(5)式可以看出，整个相关运算只有加减法，没有用到乘法，因此在接收机硬件实现过程中只用到了加法器，避免使用乘法器，大大降低了运算的复杂度，提高了处理效率，并且节省了资源。

对累加，得到的不同时间点k的互相关系数Y_k进行幅值计算，于峰值检测。由于Y_k为复数，计算其幅值需要先计算实部和虚部的平方和，再对平方和进行开方，这样的运算同样使得在硬件实现时显得比较复杂，为了简化便于硬件实现，在本发明中，采用直接计算输入数据的实部和虚部的绝对值之和，近似其幅值|Y_k|≈|real(Y_k)|+|imag(Y_k)|。这样的近似计算虽然在幅值上与真实值有所差异，但差异很小，这不会影响整个互相关系数峰值的判定，因此，此种近似算法是可行的，并避免了乘法器的使用。

利用找到的互相关系数Y_k幅值的峰值，当出现第4个峰值时，确定接收到的同步序列的结束点，根据无线帧结构中同步信号的位置，即可以精确定位有效无线帧的起始位置，实现定时同步。同时，由于在本发明中，不适用乘法器，使得接收接收机定时同步简单易实现，能够更有效地在接收机硬件上实现。

附图说明

图1是一种基于OFDM的无线通信系统的原理框图；

图2是本发明OFDM无线通信系统中接收机的定时同步方法中数据传输的无线帧结构一种具体实施方式示意图；

图3是本发明OFDM无线通信系统中接收机的定时同步方法在接收机中实现定时同步的处理过程一种具体实施方式的示意图；

图4是接收到的数据没有经过量化处理直接进行相关运算所检测到互相关系数幅值一实例示意图；

图5是根据本发明一具体实施方案，对接收到的数据经过量化相关处理后所检测到互相关系数幅值示意图；

图6是本发明与传统未量化同步方法一具体实施方式下误码率的对比图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是一种基于OFDM的无线通信系统的原理框图

如图1所示，基于OFDM的无线通信系统中，在发送端，MAC层传输下来的待发送数据先后经过了信道编码，交织，映射，OFDM基带调制，同步序列添加，循环前缀添加等模块，最后形成有效无线帧，即数据帧发送往无线信道。在接收端，接收机实时的接收经过无线信道的传来的数据，通过同步模块精确定位出发射机传来的有效数据帧，在将已经检测出的有效数据帧先后经过OFDM解调，信道估计与补偿，解映射，解交织，信道译码等模块，最后恢复出原始的数据信息。

图2是本发明OFDM无线通信系统中接收机的定时同步方法中数据传输的无线帧结构一种具体实施方式示意图；

在本实施例中，如图2所示，每一个无线帧以时隙(Slot)为单位，每一个时隙的长度为0.5ms，可变帧长，最长帧包含40个时隙，长度T_f为20ms，最短帧至少包含1个时隙，长度T_f为0.5ms，这些时隙分别编号为Slot0～Slot39。其中，每个时隙包含7个OFDM符号，每个OFDM符号包含300个有效子载波和212个虚拟子载波，共计512个子载波。

控制信号占用第一个时隙的第一个OFDM符号，同步信号分别占用第一个时隙的第二个OFDM符号，如果无线帧包括多个时隙，则均匀间隔占有其他时隙的第二个OFDM符号。

如图2所示，无线帧包括40个时隙，控制信号占用时隙Slot0的第一个OFDM符号，同步信号分别均匀间隔10个时隙，即1/4帧长T_h＝5ms，占用时隙Slot0，时隙Slot10，时隙Slot20，时隙Slot30的第二个OFDM符号。

由于同步信号占用一个OFDM符号，与512个子载波对应，同步信号应该是一个512点的序列。本发明利用频域ZC(Zadoff-Chu)序列的生成公式生成62点的频域ZC序列，在两端补33个0后，再在相邻点之间插入三个零值使其扩展到512点，做IFFT变换得到这个序列，即OFDM无线通信系统同步信号。该序列由4组相同的128点同步序列重复排列组成。

图3是本发明OFDM无线通信系统中接收机的定时同步方法在接收机中实现定时同步的处理过程一种具体实施方式的示意图。

在本实施例中，如图3所示，无线信道采用性噪比为0～30dB的VehA移动信道，接收机实时的接收无线信道传来的数据，并对其进行定时同步，具体包括以下步骤：

步骤1：接收机的数据接收模块1将实时接收到的数据送入输入数据缓存模块3中。输入数据缓存模块3分成两路输出，一路送往数据量化模块4进行量化，一路暂存接收数据，待同步定位后将对应的有效数据帧输出。

步骤2：数据量化模块4将接收到的数据进行量化操作，按照公式(2)对数据的实部和虚部分别进行判定，得到对应的量化结果，并送往相关累加模块5进行相关运算。

步骤3：本地同步序列模块2中存放着由ZC序列变换后的128点本地同步序列，将此同步序列与量化后的接收数据进行滑动相关运算，与即不同时间点k量化后的同步序列r′(n+k)作共轭相关，并进行128点的相关值累加。在相关累加模块5中按照公式(5)的简化算法进行，将128点相关值累加，可得到互相关系数Y_k，然后按照|Y_k|≈|real(Y_k)|+|imag(Y_k)|的近似算法估算出互相关系数Y_k的幅值并将此幅值送往峰值检测模块6进行峰值检测。

步骤4：在峰值检测模块6中，将相关系数的幅值|Y_k|与预先设定好的门限值T_h进行比较，当|Y_k|＞T_h时即可认为找到了一个峰值，表示这个时刻点为一个同步序列的结束。由于在发射机插入的时域同步序列是由4组相同的128点同步序列重复排列组成，利用上述特性，可找到4个同步序列的结束点，当出现最后一个峰值时，即认为是整个同步序列的结束点，再根据无线帧结构中同步信号的位置，将结束点往前移1100个采样点，即可以精确定位有效无线帧，即数据帧的起始位置，实现定时同步，并将有效数据帧由输入数据缓存模块3输出。

寻找峰值的方法，一般是在一定范围内通过搜寻最大值来实现的，但是具体到硬件实现时，要满足实时处理的要求，搜寻法不仅运算复杂，难以控制，而且会占用大量的硬件资源。在本实施例中，从简化硬件设计的角度出发，采用制定门限值的方法来代替搜寻最大值的方法，当Y_k的值超过了预先设定的门限值，即可认为找到了峰值。当Y_k有峰值出现时，表示这个时刻点为一个同步序列的结束，利用这一特性，可找到4个同步序列的结束点。经实验测试表明，该方法是可行的。

图4、图5是对接收到的数据用传统的没有经过量化处理和采用本发明方法经过量化处理进行同步相关检测到的互相关系数幅值对比图。

通过比较可以发现，基于传统的同步算法与基于本发明提出的简单易实现的同步算法，在相同信噪比条件下，本发明提出的同步方法只在互相关系数的幅值上比传统算法稍小，但是这并不影响对峰值的定位，具体的有效数据帧位置仍然能通过峰值的定位而清楚地得到。

图6是本发明与传统未量化同步方法一具体实施方式下误码率的对比图。

在误码率方面，如图6所示，可以看出，在相同性噪比下，本发明提出的简易算法与传统算法相比误码率相差很小，基本保持一致。因此，这种简易的定时同步算法在保证性能基本不变的情况下，大大降低了运算的复杂度，提高了算法在硬件上的可实现性。

本发明针对一种基于OFDM的无线通信系统，提出了一种在接收机中简单易实现的定时同步算法，采用改进后的ZC序列作为基本同步信号，通过量化相关算法，并通过检测峰值位置来实现有效数据帧的同步。将该算法植入FPGA硬件平台中测试，测试结果表明本发明提出的同步算法能够在硬件平台中高效准确的实现有效数据帧的定时同步。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (3)

1.一种OFDM无线通信系统中接收机的定时同步方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、定义OFDM无线通信系统中的同步信号

首先参照频域ZC(Zadoff-Chu)序列的生成公式：

$d_u\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\πun}(n+1)}{63}}& n=\mathrm{0,1},...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\πu}(n+1)(n+2)}{63}}& n=\mathrm{31,32},...,61\end{array}\right.---\left(1\right)$

生成62点的频域ZC序列，其中，u是ZC序列根序号参量，然后在两端分别补33个0扩展为128点，再在相邻点之间插入三个零值使其扩展到512点，最后对得到的扩展的频域ZC序列做512点IFFT变换，得到时域的同步序列作为OFDM无线通信系统的同步信号；

(2)、接收机首先将接收到的同步序列r(n)＝c(n)+j*d(n)进行量化：

(3)、将不同时间点k量化后的同步序列r′(n+k)与本地同步序列t(n)＝a(n)+j*b(n)作共轭相关，并进行128点的相关值累加，得到互相关系数：

$Y_k=\underset{n=0}{\overset{128-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{\′}(n+k)\×{\left(t\left(n\right)\right)}^{*}---\left(3\right)$

(4)、对得到的不同时间点k的互相关系数Y_k进行幅值计算：

|Y_k|≈|real(Y_k)|+|imag(Y_k)|    (4)

(5)、寻找互相关系数Y_k幅值的峰值，当出现第4个峰值时，认为是接收到的同步序列的结束点，根据无线帧结构中同步信号的位置，即可以精确定位有效无线帧的起始位置，实现定时同步。

2.根据权利要求1所述的OFDM无线通信系统中接收机的定时同步方法，其特征在于，所述的无线帧的结构以时隙为单位，每一个时隙的长度为0.5ms，可变帧长，最长帧包含40个时隙，长度为20ms，最短帧至少包含1个时隙，长度为0.5ms；

每个时隙包含7个OFDM符号，每个OFDM符号包含300个有效子载波和212个虚拟子载波，共计512个子载波；

控制信号占用第一个时隙的第一个OFDM符号，同步信号分别占用第一个时隙的第二个OFDM符号，如果无线帧包括多个时隙，则均匀间隔占有其他时隙的第二个OFDM符号。

3.根据权利要求1所述的OFDM无线通信系统中接收机的定时同步方法，其特征在于，所述的寻找互相关系数Y_k幅值的峰值为：当互相关系数Y_k的值超过了预先设定的门限值，即可认为找到了峰值。

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