CN1980211A - 一种对ofdm多载波信号时频调制解调的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种对正交频分复用(OFDM)多载波信号时频调制解调方法，其关键是，信号调制阶段在每个基本帧头部插训练符号，训练符号有循环前缀；基本帧中每个OFDM符号的保护间隔内插0，在OFDM符号内设置离散导频和连续导频，每一个OFDM符号内导频数目相等，信号解调阶段根据训练符号进行时间同步和频率校正。本发明还公开了采用前述调制解调方法的装置。应用本发明的方案，可以在时域上进行快速定时同步校正，同时在频域上进行快速频偏估计和校正，而且可以降低信号发射功率。

Description

一种对OFDM多载波信号时频调制解调的方法和装置

技术领域

本发明涉及无线传输领域，特别涉及一种对OFDM多载波信号时频调制解调的方法和装置。

背景技术

数字电视广播是当前广播领域的研究和应用热点，不少国家已经相继推出自己的数字电视广播系统，主要的工业标准有北美的高级电视系统委员会(Advanced Television System Committee，ATSC)数字电视标准、欧洲的数字视频广播(Digital Video Broadcasting，DVB-T)标准、日本的陆地集成数字广播服务(Terrestrial Integrated Services Digital Broadcasting，ISDB-T)标准和中国的地面数字多媒体广播系统(Satellite Digital Multimedia Broadcasting，DMB-T)标准。

欧洲的DVB-T标准、日本的ISDB-T标准和中国的DMB-T标准都采用正交频分复用(OFDM)多载波调制技术。OFDM是一种高效的数据传输方式，其基本思想是在频域内将给定信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性，但是每个子信道的频带很窄，因而是相对平坦的，在每个子信道上进行的是窄带传输，信号带宽小于信道的相应带宽，因此就可以大大消除信号波形间的干扰。OFDM相对于一般的多载波传输的不同之处是：它允许子载波频谱部分重叠，只要满足子载波间相互正交，则可以从混叠的子载波上分离出数据信号，因而其频谱效率大大提高，是一种高效的调制方式。但是OFDM技术也存在缺点：OFDM技术区分各个子信道的方法是利用各个子载波之间严格的正交性，频偏和相位噪声会使各个子载波之间的正交特性恶化，仅仅1％的频偏就会使信噪比下降30dB。因此，OFDM系统对频偏和相位噪声比较敏感。

通常在同一子载波的相邻OFDM符号之间留有保护间隔以避免符号间干扰。为了能够有效地对OFDM信号中可能存在的时域偏差和频域偏差进行估计和校正，在DMB-T标准中采取的做法是：在每一个OFDM符号前的保护间隔内插入一段伪随机(PN)序列，接收端则利用该PN序列做滑动相关，在时域上完成快速同步，同时通过PN序列在时域上也可完成信道估计和频偏校正。

但是，这种方案存在以下不足：由于保护间隔比OFDM的符号长度小得多，即PN序列比OFDM符号小得多，为了达到较佳的同步性能，目前的做法是对多个PN序列的相关值求和，但这样会增加计算的复杂度，导致同步速度变慢；同样地，频偏估计和校正也存在着计算比较复杂，速度较慢的问题。另外，在保护间隔内插入PN还可能引入干扰。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提出一套对OFDM多载波信号进行时频调制解调的方法，该方法在降低接收机的复杂程度的同时，加快了同步、频偏估计和校正的速度，并且也避免了插入PN方式可能引入的干扰。

本发明的方案包括调制过程和解调过程，其中调制过程包括以下几个步骤：

A1、在以OFDM符号为单位的用户数据内部插入连续导频和离散导频；

B1、对插入导频后的OFDM符号进行快速逆傅立叶变换IFFT，得到IFFT数据块；

C1、在一个以上IFFT数据块组成的数据帧前插入训练符号，训练符号有循环前缀；

解调过程包括以下几个步骤：

A2、将当前采集到的信号转换为数字信号，并对该数字信号进行时间粗同步；

B2、对时间粗同步后的数字信号进行小数频偏估计和校正以及整数频偏估计和校正；

C2、对步骤B2处理后的数字信号进行时间精同步。

步骤A1中所述设置离散导频和连续导频的方法为：离散导频在帧内周期分布；最小和最大子载波承载连续导频，其他连续导频随机分布，且保证每个符号的导频总数，即离散导频数+连续导频数相等。

所设置的离散导频位置为[s，k]，s为符号数，k为子载波数，其中k＝N_f×(smodN_t)+(N_f×N_t)×m，k∈[N_min，N_max]，N_f为离散导频在频域上的间隔，N_t为离散导频在时域上的间隔，m为连续取值的整数，N_min为最小子载波数，N_max为最大子载波数。

在步骤B1和步骤C1之间还可以进一步包括：在相邻OFDM符号之间的保护间隔内插0。

步骤A2中所进行的时间粗同步为：设r_i为数字信号，其中下标i表示训练符号的起始位置，尝试接收的数字信号不同的训练符号的起始位置，计算信号的相关系数 $x_n=\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(n+i)r(n+i+N/2),$ 当相关系数的绝对值最大时，确定符号的起始位置 $n_{\mathrm{coar}}=\underset{n}{\max }\left|x_n\right|,$ 其中p表示训练符号，N为训练符号的长度。

步骤B2具体为，先对时间粗同步后的数字信号进行小数频偏估计和校正，再将校正后的信号进行快速傅立叶变换FFT，然后再将FFT变换后的信号进行整数频偏估计，再用估计出来的整数频偏值对小数频偏校正后的数据做整数频偏校正。

所述小数频偏估计的具体做法为：确定好符号的起始位置后，求出该起始位置对应的相关系数的反余切值，由该比值乘上一个因子可以得到小数频偏值。

所述时间精同步的具体做法为：将数据信号与已知训练符号作序列相关 $y_n=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{r}_{n+1}\·{p^{*}}_i,$ 其中p_i为已知的训练符号序列，n为尝试的时间精同步的起始位置，并且n∈[F_coar-T_fineSearch，n_coar+T_fineSearch]，n_coar为时间粗同步得到的训练符号的起始位置，T_fineSearch为时间精同步搜索的范围，r′_n+i为经过频偏校正后的接收信号，设y_ny,max为序列相关y_n的最大值，coef为设定的首径与最强径的比值，则精同步结果为 $n_{\mathrm{fine}}=\underset{n}{\min }|y_n-\mathrm{coef}\×|y_{n_{y\max }}\left|\right|.$ 。

本发明的另一目的在于，提出一种利用上述方法进行时频调制解调装置，包括位于发射机的调制装置和位于接收机的解调装置，其中

调制装置进一步包括：

插导频模块，用于接收以OFDM符号为单位的用户数据，并在用户数据中插入连续导频和离散导频；

逆快速傅立叶变换模块，用于对来自插导频模块插导频模块的OFDM符号进行逆快速傅立叶变换，并将变换后得到信号发送到插零模块；

插零模块，用于对收到的信号插零；

插训练符号和循环前缀模块，用于对来自插零模块的信号插入训练符号和循环前缀，并输出超帧信号。

解调装置进一步包括：

模数转换模块，用于将收到的信号转换为数字信号，并将转换后的信号发送给时间同步模块；

时间同步模块，用于对来自模数转换模块的信号进行时间粗同步和将来自频偏校正模块的信号进行时间精同步，并将时间精同步后的信号输出；

频偏估计模块，用于对来自时间同步模块的信号进行小数频偏估计，对来自频偏校正模块的信号进行整数频偏估计；

频偏校正模块，用于对来自频偏估计模块的信号进行小数频偏校正或整数频偏校正。

较佳地，所述的调制装置和解调装置由数字信号处理器(DSP)、现场可编程门阵列(FPGA)或专门的芯片实现。

从以上方案可以看出，本发明方法中是把每个帧的第一个训练符号作为时间同步和频域估计用的相同数据，其长度比保护间隔要长得多，在进行相关长度的计算时效果要好得多，由于对多个相关值求和就可以达到较佳的同步和频偏估计效果，所以本发明的方法计算简单，同步和频偏估计速度快。由于本发明在保护间隔内插0，即不发送信号，因此避免了插入PN方式可能引入的干扰，同时也可降低信号发射功率。平均来说，在解调性能不变的前提下，发射功率比现有技术节省5％-20％。

附图说明

图1示出了本发明中OFDM数据帧的结构图；

图2示出了本发明中在一个数据帧的OFDM的符号内插入连续导频和离散导频的示意图；

图3为本发明的调制装置示意图；

图4为本发明的调制过程流程图；

图5为本发明的解调装置示意图；

图6为本发明的解调过程流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明作进一步的详细描述。

图1示出了本发明中OFDM数据帧的结构图。101是OFDM符号，以下简称为符号，是数据的基本单元，在符号内的子载波上按照一定方法设置离散导频和连续导频；102是在相邻符号之间插入的保护间隔，在本发明中，保护间隔内信号为0，即不发射信号；103为多个符号以及这些符号之间的保护间隔组成的一个数据帧；104为在每个数据帧头部插入的训练符号(preamble)，训练符号包含循环前缀105，若干个数据帧形成超帧信号。

本发明中符号内的子载波上连续导频和离散导频的具体设置方式是这样的：符号内插入的离散导频的位置为[s，k]，s为符号数，k为子载波数，其中

k＝N_f×(s modN_t)+(N_f×N_t)×m，k∈[N_min，N_max]，N_f为离散导频在频域上的间隔，N_t为离散导频在时域上的间隔，两者都可以取任意正整数值，m为连续取值的正整数，N_min为最小子载波数，N_nax为最大子载波数。连续导频在不同符号上连续，除了k＝N_min和N_max外，连续导频的位置在离散导频的子载波上随机取值，但要保证每个符号上的导频总数相等，这里导频总数＝连续导频数+离散导频数。

下面举例说明本发明中连续导频和离散导频的设置方法。图2为一个数据帧内插入导频的示意图，图中每一列代表一个子载波，每一行代表一个符号。其中同心圆表示训练符号，黑色实心圆表示连续导频，黑色三角表示离散导频，而空心圆圈表示所要传输的数据。设N_t＝3，N_f＝3，则离散导频在第一个符号上的子载波数为{1，10，19，28，...}，在第二个符号上的子载波数为{4，13，22，31，...}，在第三个符号上的子载波数为{7，16，25，34，...}，离散导频在符号上以三个符号为周期重复，即在第四个符号上的离散导频与第一个符号一致，第五个符号与第二个符号一致，依次类推。当离散导频和连续导频在某个位置重合时，该位置上表示一个导频。由于第一个子载波和最后一个子载波已经确定为连续导频，并且每个符号上离散导频和连续导频重合的情况不一致，所以在未增加其它连续导频前，每个符号上的导频总数有可能不一致，为了使每个符号上的导频总数保持一致，采取如下措施：在上述导频的设置方式中，第二个符号比第一、三个符号多一个导频，则增加一个连续导频，如带阴影的圆圈所示，位置在第4个子载波上；这样第二个符号上的导频总数不增加，而第一、三个符号上的导频总数都增加一个，每个符号上的导频总数保持一致。满足上述条件的前提下，其他连续导频的位置随机取值，如图2中除上述两种方式设置的连续导频外，用阴影圆圈表示的新增随机连续导频位置分别为第6、9和14个子载波，当然也可选取其他随机位置，连续导频的取值范围为有效子载波的集合，在有效子载波的集合内随机取值，只要保证每个符号的导频总数一致，这样有利于进行整数频偏估计。

为实现上述调制过程，在OFDM信号发射机上需要采用本发明方案的调制装置来完成对OFDM信号的调制，如图3所示，该调制装置由四个功能模块所组成，包括插导频模块、逆快速傅立叶变换((IFFT)模块、插零模块以及插训练符号和循环前缀模块，图中所标箭头表示OFDM信号发送的方向。具体实现方式可以由DSP、FPGA或者专用芯片来实现相应的功能。

本发明信号发射端的调制过程如图4所示，具体如下：

步骤401：在以符号为单位的用户数据中，由插导频模块按照如前所述的方式插入离散导频和连续导频，处理完毕后将数据发送到IFFT模块；

步骤402：IFFT模块对插入导频后的数据进行IFFT，将频域子载波上的数据变换成时域的IFFT数据块，处理完毕后将IFFT数据块发送到插零模块；

步骤403：在IFFT数据块的保护间隔内插0，即由插零模块将IFFT变换后的OFDM符号之间在时域上彼此分开，符号和符号之间不发射信号，间隔长度即为保护间隔，处理完毕后将信号送到插训练符号和循环前缀模块；

步骤404：插训练符号和循环前缀模块将插0后若干个符号形成的数据帧前插入训练符号和循环前缀。

在完成这四个步骤后形成超帧信号发送到传输信道。接收端收到超帧信号后，经过一系列解调步骤，再将信号恢复成以符号为单位的用户数据。为实现解调操作，在接收机设备上需要采用本发明方案的解调装置对接收的信号进行解调，如图5所示，该解调装置由4个功能模块组成，包括模数转换模块、时间同步模块、频偏估计模块和频偏校正模块，图中所标箭头表示信号传递的方向。同发射机上的调制装置一样，该解调装置也可用DSP、FPGA或专用芯片来实现。具体解调步骤如图6所示：

步骤601：模数转换模块将接收到的信号转换为数字信号，处理完毕后将信号发送到时间同步模块；

步骤602：时间同步模块对该数字信号进行时间粗同步，处理完毕后将信号发送到频偏估计模块。时间粗同步处理具体为：假设训练符号为p_i，N为训练符号的长度，设接收信号为r_i，尝试不同的起始位置n，计算训练符号的相关系数

$x_n=\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*(n+i)r(n+i+N/2)}---\left(1\right)$

当相关系数的绝对值最大时，即确定符号的起始位置

$n_{\mathrm{coar}}=\underset{n}{\max }\left|x_n\right|.---\left(2\right)$

公式(2)等式右边的意义为当|x_n|取最大值时对应的n，n为尝试的训练符号的起始位置。取值范围可根据实际接收数据情况调整，只要能保证训练符号的起始位置n_coar出现在该范围内即可。

步骤603：频偏估计模块利用公式(4)对收到的信号计算小数频偏：

${\mathrm{\Δf}}_F^{\′}=-\frac{1}{\mathrm{\π}}\arg \left[\underset{i=n^{\′}}{\overset{n^{\′}+(N/2-1)}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\right]---\left(3\right)$

处理完成后将信号以及频偏估计的结果送到频偏校正模块进行校正，小数频偏校正的公式如下：

$r_{n^{\′\′}+n_1}=r_{n^{\′\′}+n_1}\·e^{-j2\mathrm{\π}\·n_1\·\mathrm{\Δ}{f}_F^{\′}/N}---\left(4\right)$

n″为要进行时间精同步数据的起始位置，n₁∈[0，N_t]，N_t为要进行时间精同步数据的长度。处理完毕后再将信号发送到频偏估计模块。

步骤604：频偏估计模块对收到的信号作整数频偏估计，具体为：以n″为起始点取N长度的小数频偏校正后的数据信号做傅立叶变换，设变换后得到的数据信号为Z_k，k为子载波数，首先计算a_k：

a_k＝Z_2·k·Z^* _2·k+2，                  (5)

由于时域上前后两段重复的训练符号经过傅立叶变换到频域后，奇数位子载波为0，所以z_2k+1＝0，同理，训练符号在频域内奇数位子载波的取值p_2k+1＝0，同公式(5)计算b_k：

b_k＝p_2·k·p*_2·k+2，                  (6)

设整数频偏n_I∈[-n_I，max，n_I，max]，计算

$C_{k_0}=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{a}_{k_0+k}\·{b^{*}}_k---\left(7\right)$

k₀∈[-n_I，max，n_I，max]，则

$n_I=\underset{k_0}{\max }\left|C_{k_0}\right|---\left(8\right)$

即当|C_k0|最大时，对应的k₀即为所要估计的n_I，则以采样间隔为单位的整数频偏为2n_I。处理完毕后将信号和整数频偏估计的结果发送到频偏校正模块。

步骤605：频偏校正模块利用(8)式计算出的整数频偏值对收到的信号进行整数频偏校正，具体做法同公式(4)。处理完毕后将信号发送到时间同步模块。

步骤606：时间同步模块对收到的信号作时间精同步。具体来说，就是将该数据信号与已知训练符号序列相关，计算式如下：

$y_n=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{r}_{n+i}\·{p^{*}}_i---\left(9\right)$

其中p_i为已知的训练符号序列，n为尝试的时间精同步的起始位置，并且n∈[n_coar-T_fineSearch，n_coar+T_fineSearch]，n_coar为时间粗同步得到的训练符号的起始位置，T_fineSearch为时间精同步搜索的范围，r′_n+i为经过频偏校正后的接收信号。设

$y_{n_{y,\max }}=\underset{n}{\max }\left|y_n\right|---\left(10\right)$

并且

y_fine＝coef·|y_ny，max|                   (11)

coef为设定的首径与最强径相关系数的比值，则精同步结果为

$n_{\mathrm{fine}}=\underset{n}{\min }|y_n-y_{\mathrm{fine}}|---\left(12\right)$

经过以上解调步骤后就得到了满足时间和频率精度要求的用户数据信号。

在解调过程的时间粗同步，小数频偏估计和时间精同步中，都是通过相关算法来实现的。从以上步骤可以看出，由于本发明进行相关算法所采用的训练符号长度比现有技术所采用的的随机序列PN长得多，因此在相同的同步效果下本发明同步捕获速度比现有技术要快得多。且在保护间隔内插零，使得信号的发射功率下降5％～20％，并且避免了由于在保护间隔插入PN序列可能造成的干扰。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1、一种对OFDM多载波信号时频调制解调方法，包括调制过程和解调过程，其特征在于，调制过程包括以下几个步骤：

A1、在以OFDM符号为单位的用户数据内部插入连续导频和离散导频；

B1、对插入导频后的OFDM符号进行快速逆傅立叶变换IFFT，得到逆傅立叶变换IFFT数据块；

C1、在一个以上IFFT数据块组成的数据帧前插入训练符号；解调过程包括以下几个步骤：

A2、将当前采集到的信号转换为数字信号，并对该数字信号进行时间粗同步；

B2、对时间粗同步后的数字信号进行小数频偏估计和校正以及整数频偏估计和校正；

C2、对步骤B2处理后的数字信号进行时间精同步。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤B2中所述的训练符号进一步包括循环前缀。

3、如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤A1中所述设置离散导频和连续导频的方法为：离散导频在帧内周期分布；最小和最大子载波承载连续导频，其他连续导频随机分布，且保证每个符号的导频总数，即离散导频数+连续导频数相等。

4、如权利要求3所述的方法，其特征在于，所设置的离散导频位置为[s，k]，s为符号数，k为子载波数，其中k＝N_f×(smodN_t)+(N_f×N_t)×m，k∈[N_min，N_max]，N_f为离散导频在频域上的间隔，N_t为离散导频在时域上的间隔，m为连续取值的整数，N_min为最小子载波数，N_max为最大子载波数。

5、如权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤B1和步骤C1之间进一步包括：在相邻OFDM符号之间的保护间隔内插0。

6、如权利要求1至4任意一项所述的方法，其特征在于，步骤A2中所进行的时间粗同步为：设r_i为数字信号，其中下标i表示训练符号的起始位置，尝试接收的数字信号不同的训练符号的起始位置，计算信号的相关系数， $x_{n_{1_r}}=\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(n_{\mathrm{tr}}+i)r(n_{\mathrm{tr}}+i+N/2),$ 当相关系数的绝对值最大时，确定符号的起始位置 $n_{\mathrm{coar}}=\underset{n}{\max }\left|x_n\right|,$ N为训练符号的长度。

7、如权利要求1至4任意一项所述的方法，其特征在于，步骤B2具体为，先对时间粗同步后的数字信号进行小数频偏估计和校正，再将校正后的信号进行快速傅立叶变换FFT，然后再将FFT变换后的信号进行整数频偏估计，再用估计出的整数频偏值对进行小数频偏校正后的数据进行整数频偏校正。

8、如权利要求1至4任意一项所述的方法，其特征在于，所述小数频偏估计的具体做法为：确定好符号的起始位置后，求出该起始位置对应的相关系数的反余切值，由该比值乘上一个因子可以得到小数频偏值。

9、如权利要求1至4任意一项所述的方法，其特征在于，所述时间精同步的具体做法为：将数据信号与已知训练符号作序列相关 $y_n=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{r}_{n+i}\·{p^{*}}_i,$ 其中p_i为已知的训练符号序列，n为尝试的时间精同步的起始位置，并且n∈[n_coar-T_fineSearch，n_coar+T_fineSearch]，n_coar为时间粗同步得到的训练符号的起始位置，T_fineSearch为时间精同步搜索的范围，r′_n+i为经过频偏校正后的接收信号，设y_ny，max为序列相关y_n的最大值，coef为设定的首径与最强径的比值，则精同步结果为 $n_{\mathrm{fine}}=\underset{n}{\min }|y_n-\mathrm{coef}\×|y_{n_{y.\max }}\left|\right|.$

10、一种对OFDM多载波信号时频调制解调的装置，其特征在于，包括位于发射机的调制装置和位于接收机的解调装置，其中

调制装置进一步包括：

插导频模块，用于接收以OFDM符号为单位的用户数据，并在用户数据中插入连续导频和离散导频；

逆快速傅立叶变换模块，用于对来自插导频模块插导频模块的OFDM符号进行逆快速傅立叶变换，并将变换后得到信号发送到插零模块；

插零模块，用于对收到的信号插零；

插训练符号和循环前缀模块，用于对来自插零模块的信号插入训练符号和循环前缀，并输出超帧信号；

解调装置进一步包括：

模数转换模块，用于将收到的信号转换为数字信号，并将转换后的信号发送给时间同步模块；

时间同步模块，用于对来自模数转换模块的信号进行时间粗同步和将来自频偏校正模块的信号进行时间精同步，并将时间精同步后的信号输出；

频偏估计模块，用于对来自时间同步模块的信号进行小数频偏估计，对来自频偏校正模块的信号进行整数频偏估计；

频偏校正模块，用于对来自频偏估计模块的信号进行小数频偏校正或整数频偏校正。

11、根据权利要求10所述的装置，其特征在于，所述的调制装置和解调装置由数字信号处理器DSP、现场可编程门阵列FPGA或专门的芯片实现。

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