CN103179077A - 一种基带信号处理装置及其处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于COFDM的视频无线传输系统的基带信号处理装置及其处理方法。该装置包括：信道编码模块，用于根据输入码流进行信道编码得到归一化后的复数数据符号；帧成型模块，用于将该归一化后的复数数据符号经过帧成型处理；OFDM调整模块，用于将帧成型后的信号调制到2048个相互正交的子载波上；峰均比抑制模块，用于对OFDM调制信号的峰均比进行抑制；接收同步与信道均衡模块，用于实现信号接收同步与信道均衡；帧分解模块，用于根据信号的数据载波地址将数据信息提取出来；信道解码模块，与信道编码模块互逆实现信道解码。本发明视频清晰度高、传输时延小、抗干扰强、可靠性高。本发明还公开了该装置的处理方法。

Description

一种基带信号处理装置及其处理方法

技术领域

本发明涉及数据处理技术，尤其涉及一种基于COFDM的视频无线传输系统的基带信号处理装置及其处理方法。

背景技术

近几年，随着国际恐怖主义、流行性疾病、重大自然灾害、群体事件和治安事件的急剧持续增多，各国政府对应急指挥体系建设的重视程度空前提高，事件现场的无线视频监控和传输设备及其处理系统的需求迅速增加，尤其是宽带无线多媒体传输设备作为应急指挥的重要手段和一手信息的时效性极高，已经成为市场之宠儿，国家之急需。2008年以来，无线视频监控在物流、海关、卫生检疫、能源、金融、防汛减灾等领域应用广泛，随着“国家应急体系”、“平安城市”、“平安建设”、“科技强警”等重大工程项目在全国不断推进，依靠其持续拉动效应，宽带无线多媒体传输系列产品及其系统的市场前景被业内人士普遍看好。国家安全部门对无线图像传输的需求也一直非常强烈，需要在地面复杂环境中或机载平台与地面设备之间，在不依附于卫星和公网的前提下传输图像信息，并在移动或固定指挥所形成可视化的视频情报信息，但考虑到此类部门对于无线图像传输的特殊要求和信息敏感性过强，而国内市场上成熟产品大多采用国外核心主板的事实，亟需国内拥有自主核心技术的产品问世，以便更加安全地为国家安全和“和谐社会”建设做出重大贡献。

COFDM技术以其传输速率高、抗干扰能力强，这使得在“高速运动中”和“非视通条件下”实现高质量实时图像和数据传输成为可能。基于COFDM视频传输系统采用先进的COFDM调制解调技术、信道编解码技术，并结合数字图像压缩技术等技术，能够在高速移动环境下实现视频、语音、数据等宽带多媒体业务的实时、同步传输。具有覆盖范围广、灵敏度高、移动性好、抗干扰和抗衰落能力强、传输数据率高、稳定性和可靠性突出等显著优点。而基带信号处理算法设计是基于COFDM的高清视频传输系统的核心组成部分，直接决定了传输延时、误码率、抗干扰性、可靠性能等系统关键指标，合理设计基带信号处理算法对于优化系统性能、降低实现复杂度、提高系统可靠性是至关重要的。

发明内容

针对国内外市场对无线视频传输的需求以及现有视频无线传输产品的应用局限，本发明的目的是提供一种具有视频清晰度高、传输时延小、抗干扰强、可靠性高的基于COFDM的高清视频无线传输系统的基带信号处理装置及其处理方法。

本发明是这样实现的，一种基带信号处理装置，其基于COFDM的视频无线传输系统，该基带信号处理装置包括：

信道编码模块，其用于根据输入码流进行信道编码得到归一化后的复数数据符号；

帧成型模块，其用于将该归一化后的复数数据符号经过帧成型处理：对该归一化后的复数数据符号采用分帧的方式进行帧成型处理，每帧包含68个COFDM符号，每4帧组成一个超帧，形成的系统发射信号为： $s\left(t\right)=\mathrm{Re}\{e^{j2\mathrm{\π}{f}_{c}t}\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{67}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=k_{\min }}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,l,k}\×{\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)\},$

其中， ${\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{k^{\′}}{T_u}(t-T_G-l\×T_s-68\×m\×T_s)},\\ 0\end{array}\right.(l+68\×m)\×T_s\≤t\≤(l+68\×m+1)\×T_s;$ f_c为载波频率，m为传输帧序号，l为符号序号；k_min为最小子载波序号，等于0；k_max最大子载波序号，k_max=1704；k为子载波序号，k∈[k_min，k_max]；k^’为相对于载波中心频率的子载波序号，k^’=k-（k_max+k_min）/2；T_U是有用符号持续时间，T_G为保护间隔时间，T_ST_s为符号持续时间；c_m,l,k为第m帧l符号的第k个子载波的调制数据值；

OFDM调整模块，其用于将帧成型后的信号s(t)调制到2048个相互正交的子载波上：用快速傅立叶变化（IFFT）来完成OFDM调制，得到信号s(n)，

经过IFFT后的数据进行添加循环前缀和加窗处理，得到OFDM调制信号x(n)；

峰均比抑制模块，其用于对OFDM调制信号x(n)的峰均比进行抑制：采用ACE-POCS与限幅联合算法，先将OFDM调制信号x(n)在时域进行星座图扩展（ACE）处理，然后再将经ACE处理后的信号转换到时域进行限幅处理，最后得到信号

；

接收同步与信道均衡模块，其用于对信号采用时域与频域相补充、连续导频与离散导频相结合的接收同步与信道均衡算法实现信号

接收同步与信道均衡；

帧分解模块，其用于根据信号

的数据载波地址将数据信息提取出来；

信道解码模块，其与信道解码模块互逆实现信道解码。

作为上述方案的进一步改进，该信道编码模块包括：

扰码子模块，其用于对输入码流进行随机化处理以实现能量扩散：采用伪随机序列对输入信息进行扰码，其生成多项式为：G(x)=1+x¹⁴+x¹⁵，每隔8个传输包，对伪随机序列初始化一次，初始化序列为“100101010000000”，并将每8个传输包中第一个传输包的同步字节取反；

外编码子模块，其用于采用截短的里德-所罗门码，它是由RS(255,239,t=8)作用于188个字节的传输包，后面加上51个零字节，被截短后得到的，RS码的生成多项式为：其中a为本原元，a=02H，域生成多项式如下式：P(X)=X³+X⁴+X³+X²+1；

外交织子模块，其用于采用交织深度I=12，M=17的卷积交织器进行交织得到数据流；

内编码子模块，其用于对该数据流打孔编码以得到不同编码速率的信息流；

内交织子模块，其用于对该信息流比特交织和符号交织；

星座调制子模块，其用于对经比特交织和符号交织后的信息流进行处理得到归一化后的复数数据符号。

作为上述方案的进一步改进，该帧成型模块包括：

数据载波产生子模块，其用于根据该归一化后的复数数据符号得到数据载波信息，并根据OFDM符号中数据载波的位置插入到OFDM中；

导频载波产生子模块，其用于产生导频信息：导频是由伪随机序列产生的，产生导频信息的伪随机序列PRBS的本原多项式为：G(x)=x¹¹+x⁹+1，PRBS初始化为全1，其第一个输出比特与第一个有效载波重合在逐个载波上PRBS产生一个新值，每个符号开始时初始化一次；还用于产生导频位置：导频位置满足k=k_min+3(lmod4)+12p，其中p,l,k为0或正整数，k∈[K_min,K_max],l∈[0,67],p是使k∈[K_min,K_max]的所有正整数；还用于调制导频信息：导频的调制值为： $\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left\{c_{m,l,k}\right\}=4/3\×2(1/2-w_k)\\ \mathrm{Im}\left\{c_{m,l,k}\right\}=0\end{array}\right.,$ 其中m为帧号，k为载波数，l为符号数；

TPS传输信令产生子模块，其用于产生TPS传输信令；

帧成型子模块，其用于采用分帧的方式进行帧成型处理，每帧包含68个COFDM符号，每4帧组成一个超帧，形成的系统发射信号为： $s\left(t\right)=\mathrm{Re}\{e^{j2\mathrm{\π}{f}_{c}t}\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{67}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=k_{\min }}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,l,k}\×{\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)\},$

其中， ${\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{k^{\′}}{T_u}(t-T_G-l\×T_s-68\×m\×T_s)}\\ 0\end{array}\right.,(l+68\×m)\×T_s\≤t\≤(l+68\×m+1)\×T_s;$ f_c为载波频率，m为传输帧序号，l为符号序号；k_min为最小子载波序号，等于0；k_max最大子载波序号，k_max=1704；k为子载波序号，k∈[k_min，k_max]；k^’为相对于载波中心频率的子载波序号，k^’=k-（k_max+k_min）/2；T_U是有用符号持续时间，T_G为保护间隔时间，T_ST_s为符号持续时间；c_m,l,k为第m帧l符号的第k个子载波的调制数据值。

本发明还提供一种基带信号处理方法，其基于COFDM的视频无线传输系统，该基带信号处理方法包括以下步骤：

1.根据输入码流进行信道编码得到归一化后的复数数据符号；

2.将该归一化后的复数数据符号经过帧成型处理：对该归一化后的复数数据符号采用分帧的方式进行帧成型处理，每帧包含68个COFDM符号，每4帧组成一个超帧，形成的系统发射信号为： $s\left(t\right)=\mathrm{Re}\{e^{j2\mathrm{\π}{f}_{c}t}\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{67}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=k_{\min }}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,l,k}\×{\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)\},$

其中， ${\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{k^{\′}}{T_u}(t-T_G-l\×T_s-68\×m\×T_s)},\\ 0\end{array}\right.(l+68\×m)\×T_s\≤t\≤(l+68\×m+1)\×T_s;$ f_c为载波频率，m为传输帧序号，l为符号序号；k_min为最小子载波序号，等于0；k_max最大子载波序号，k_max=1704；k为子载波序号，k∈[k_min，k_max]；k^’为相对于载波中心频率的子载波序号，k^’=k-（k_max+k_min）/2；T_U是有用符号持续时间，T_G为保护间隔时间，T_ST_s为符号持续时间；c_m,l,k为第m帧l符号的第k个子载波的调制数据值；

3.将帧成型后的信号s(t)调制到2048个相互正交的子载波上：用快速傅立叶变化（IFFT）来完成OFDM调制，得到信号s(n)，

经过IFFT后的数据进行添加循环前缀和加窗处理，得到OFDM调制信号x(n)；

4.对OFDM调制信号x(n)的峰均比进行抑制：采用ACE-POCS与限幅联合算法，先将OFDM调制信号x(n)在时域进行星座图扩展（ACE）处理，然后再将经ACE处理后的信号转换到时域进行限幅处理，最后得到信号

；

5.对信号

采用时域与频域相补充、连续导频与离散导频相结合的接收同步与信道均衡算法实现信号

接收同步与信道均衡；

6.根据信号

的数据载波地址将数据信息提取出来；

7.与第一步骤信道编码互逆实现信道解码。

作为上述方案的进一步改进，该信道编码步骤还包括以步骤：

1.1对输入码流进行随机化处理以实现能量扩散：采用伪随机序列对输入信息进行扰码，其生成多项式为：G(x)=1+x¹⁴+x¹⁵，每隔8个传输包，对伪随机序列初始化一次，初始化序列为“100101010000000”，并将每8个传输包中第一个传输包的同步字节取反；

1.2采用截短的里德-所罗门码，它是由RS(255,239,t=8)作用于188个字节的传输包，后面加上51个零字节，被截短后得到的，RS码的生成多项式为：

其中a为本原元，a=02H，域生成多项式如下式：P(X)=X⁸+X⁴+X³+X²+1；

1.3采用交织深度I=12，M=17的卷积交织器进行交织得到数据流；

1.4对该数据流打孔编码以得到不同编码速率的信息流；

1.5对该信息流比特交织和符号交织；

1.6对经比特交织和符号交织后的信息流进行处理得到归一化后的复数数据符号。

作为上述方案的进一步改进，该帧成型步骤包括以下步骤：

2.1根据该归一化后的复数数据符号得到数据载波信息，并根据OFDM符号中数据载波的位置插入到OFDM中；

2.2产生导频信息：导频是由伪随机序列产生的，产生导频信息的伪随机序列PRBS的本原多项式为：G(x)=x¹¹+x⁹+1，PRBS初始化为全1，其第一个输出比特与第一个有效载波重合在逐个载波上PRBS产生一个新值，每个符号开始时初始化一次；还用于产生导频位置：导频位置满足k=k_min+3×(lmod4)+12p，其中p,l,k为0或正整数，k∈[K_min,K_max],l∈[0,67],p是使k∈[K_min,K_max]的所有正整数；还用于调制导频信息：导频的调制值为： $\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left\{c_{m,l,k}\right\}=4/3\×2(1/2-w_k)\\ \mathrm{Im}\left\{c_{m,l,k}\right\}=0\end{array}\right.,$ 其中m为帧号，k为载波数，l为符号数；

2.3产生TPS传输信令；

2.4采用分帧的方式进行帧成型处理，每帧包含68个COFDM符号，每4帧组成一个超帧，形成的系统发射信号为： $s\left(t\right)=\mathrm{Re}\{e^{j2\mathrm{\π}{f}_{c}t}\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{67}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=k_{\min }}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,l,k}\×{\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)\},$

其中， ${\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{k^{\′}}{T_u}(t-T_G-l\×T_s-68\×m\×T_s)},\\ 0\end{array}\right.(l+68\×m)\×T_s\≤t\≤(l+68\×m+1)\×T_s;$ f_c为载波频率，m为传输帧序号，l为符号序号；k_min为最小子载波序号，等于0；k_max最大子载波序号，k_max=1704；k为子载波序号，k∈[k_min，k_max]；k^’为相对于载波中心频率的子载波序号，k^’=k-（k_max+k_min）/2；T_U是有用符号持续时间，T_G为保护间隔时间，T_ST_s为符号持续时间；c_m,l,k为第m帧l符号的第k个子载波的调制数据值。

本发明所解决的技术问题主要包括：高效信号调制与解调技术、快速信号检测技术、精准的载波同步技术、稳健的采样同步技术、低复杂度的信道估计与均衡技术以及高性能信道编码与译码技术等问题。本发明适于高清晰音视频监控、宽带无线通信等领域应用。

附图说明

图1为本发明较佳实施方式提供的基带信号处理装置的设计结构框图。

图2为图1中的外交织子模块的结构框图。

图3为图1中的内编码子模块的结构框图。

图4为图1中的外交织子模块的结构框图。

图5为图1中PAR处理模块的ACE-POCS与限幅联合处理算法实现框图。

图6为图1中接收同步与信道均衡模块的实施结构。

图7为图1基带信号处理装置的算法设计实现结构框图。

图8为应用图1基带信号处理装置的收发基带系统Modelsim仿真。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

视频信息量大，可用的无线频谱带宽十分有限，而无线信道环境多径效应强、衰落大、突发错误多。基于这些特点，图1给出了本发明较佳实施方式的基带信号处理装置的结构，其包括信道编码模块1、帧成型模块2、OFDM调制模块3、峰均比（PAR）抑制模块（即PAR处理模块4）、接收同步与信道均衡模块5、帧分解模块6、信道解码模块7。基带处理装置的部分设计指标和参数如表1所示。

表1 系统设计指标和参数

步骤㈠ 信道编码模块1

①扰码子模块11

为了便于接收端恢复数据，需要对输入码流进行随机化处理，即扰码，以实现能量扩散。本发明采用伪随机序列（Pseudo Random Binary Sequence, PRBS）对输入信息进行扰码，其生成多项式为：

G(x)=1+x¹⁴+x¹⁵    （1）

每隔8个传输包，对PRBS初始化一次，初始化序列为“100101010000000”，并将每8个包中第一个包的同步字节取反。

②外编码子模块12

本发明采用截短的里德-所罗门(Reed-Solomon, RS)码，它是由RS(255,239,t=8)作用于188个字节的传输包(后面加上51个零字节)，被截短后得到的，RS码的生成多项式为：

$G\left(X\right)=\underset{i=0}{\overset{15}{\mathrm{\Π}}}(x+a^i)---\left(2\right)$

其中a为本原元，a=02H，域生成多项式如下式。

P(X)=X⁸+X⁴+X³+X²+1   （3）

③外交织子模块13

经过外编码后的数据流经过外交织器进行交织，外交织器采用交织深度I=12，M=17的卷积交织器，经过外交织器处理后数据流再经过内编码器，其结构如图2所示。

④内编码器子模块14

内编码器采用(2，1，6)卷积编码，其结构如图3所示，实际应用根据系统要求需要对卷积编码的输出进行打孔编码已得到2/3、3/4、5/6、7/8等不同编码速率的信息，打孔矩阵如表2所示。

表2  打孔编码方式

⑤内交织子模块15

经过内编码处理后的信息流进入内交织器进行比特交织和符号交织，比特交织和符号交织均是以126个比特为一组进行操作；比特交织是将v路并行的比特流中每一路的顺序按照不同的规则倒换，这样交织后v比特数据

与交织前y_w=(a_0,w,a_1,w,...,a_v-1,w)；而符号交织则是对一个OFDM符号的数据载波的位置进行倒序，即将1512个v比特并行数据Y′=(y₀′,y₁′,...,y₁₅₁₂′)变换成Y″=(y₀″,y₁″,...,y₁₅₁₂″)，其结构框图如图4所示。

⑥星座调制子模块16

采用了3种不同的信号星座映射方式：QPSK(v=2)，16-QAM(v=4)和64-QAM(v=6)，具体的星座图可参见相关标准。映射出来的复数符号需要进行归一化，这是为了归一化后的符号传输时和所有的数据单元能量均值相等。这些归一化后的复数数据符号经过帧成型过程，以适合OFDM传输的形式发送至地面信道。

步骤㈡ 帧成型模块2

(1)数据载波的产生

数据信息由信道编码最终输出得到，得到数据载波信息根据OFDM符号中数据载波的位置插入到OFDM中，数据载波位置可根据导频载波位置、TPS载波信息位置得到。

(2)导频载波的产生

①导频信息的产生

导频是由伪随机序列产生的，产生导频信息的伪随机序列PRBS的本原多项式为：

G(x)=x¹¹+x⁹+1   （4）

PRBS初始化为全1，其第一个输出比特与第一个有效载波重合在逐个载波上PRBS产生一个新值，每个符号开始时初始化一次。

导频信号载波又分为离散导频载波和连续导频载波两种，连续导频以恒定数目分布于每个OFDM符号内，在2K模式安排45个连续导频，接收端已知其规律，可以向接收端提供同步和相位误差估值信息。

本系统中COFDM符号含有1705个子载波，根据这些子载波的作用可以分为三类，即：

（1） 数据载波，负责传输视频传输流信号；

（2） 传输参数信令载波（TPS: Transport Parameter Signaling）；含有为方便接收终端接收信号的所需的参数，例如：调制方式（QPSK，16QAM，64QAM），信号纠错码（1/2，2/3，3/4，5/6，7/8），2k和8k模式，保护间隔（1/4，1/8，1/16，1/32）等；

（3）导频信号载波（Pilot），其作用是帮助接收机对信号幅度及相位进行预估及校正，改善接收质量。

②导频位置的产生

本发明中导频信息主要由离散导频信息和连续导频信息组成，离散导频的作用是提供关于信道特性的信息，例如频率选择性衰落、时间选择性衰落和干扰的动态变化等，以便接收端及时地实现动态信道均衡。离散导频的位置由下式给出：

k=K_min+3×(lmod4)+12p   （5）

其中p,l,k为0或正整数，k∈[K_min,K_max],l∈[0,67],p是使k∈[K_min,K_max]的所有正整数。

连续导频的位置详见表3。

表3 连续导频位置

③导频信息调制

导频的调制值为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left\{c_{m,l,k}\right\}=4/3\×2(1/2-w_k)\\ \mathrm{Im}\left\{c_{m,l,k}\right\}=0\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中m为帧号，k为载波数，l为符号数。

(3)TPS传输信令的产生

TPS用于给出与传输参数也即与信道编码和调制参数有关信令。在2K模式中，一个OFDM符号内在17个载波上传输17次相同内容的1比特调制信息，调制符号的电平为±1，以DBPSK（差分BPSK）方式调制载波的实部，具体载波序号为34，50，209，413，569，595，688，790，901，1073，1219，1262，1286，1469，1594，1687。每个符号内这些载波位置是固定的。每一帧内每68个符号中同一对应位置上的68个比特构成一个TPS块，因而一帧内有相同信息内容的17个TPS块，每块内的比特序号为,每个TPS包含68比特，TPS包含码率、分级信息、星座映射方式、保护间隔、传输模式等信息,这些参数信息详见表4。

表4  TPS信息内容

(4)帧成型

系统传输采用分帧的方式进行，每帧包含68个COFDM符号，每4帧组成一个超帧。系统发射信号为：

$s\left(t\right)=\mathrm{Re}\{e^{j2\mathrm{\π}{f}_{c}t}\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{67}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=k_{\min }}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,l,k}\×{\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)\}---\left(7\right)$

其中：

${\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{k^{\′}}{T_u}(t-T_G-l\×T_s-68\×m\×T_s)}\\ 0\end{array}\right.,(l+68\×m)\×T_s\≤t\≤(l+68\×m+1)\×T_s$

其中，f_c为载波频率，m为传输帧序号，l为符号序号；K_min为最小子载波序号，等于0；K_max最大子载波序号，K_max=1704；k为子载波序号，k∈[K_min,K_max]；k′为相对于载波中心频率的子载波序号，k′=k-(K_max+K_min)/2；T_u是有用符号持续时间，T_G为保护间隔时间，T_s为符号持续时间；c_m,l,k为第m帧l符号的第k个子载波的调制数据值。

步骤（三） OFDM调制模块3

OFDM调制是将帧成型后的信号调制到2048个相互正交的子载波上，在OFDM系统的实际应用中用快速傅立叶变化（IFFT）来完成OFDM调制，得到信号S(t)。

$s\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}S\left(k\right)e^{j2\mathrm{\πnk}/N}---\left(8\right)$

经过IFFT后的数据进行添加循环前缀和加窗处理，得到OFDM调制信号x(n)。

步骤（四）PAPR处理模块4

较高的峰值平均功率比(Peak-to-Average Power Ratio, PAPR)是OFDM系统的固有缺点。高峰值平均功率比对功放的线性动态范围提出了更高的要求，而高线性的功放实现难度大、成本高，因此高峰值平均功率比问题已成为影响OFDM技术商用的瓶颈，因此峰值功率比是OFDM系统必须解决的难题。峰均比抑制算法很多，本系统采用ACE-POCS与限幅联合算法，由于ACE-POCS算法具有不引入额外误码率的优点，而限幅法具有计算量小且降低OFDM信号PAPR效果明显的优点，联合算法就是要充分利用两者的优点，所以采用先进行ACE操作再进行限幅的联合顺序，这样可以在不引入额外误码率及较小计算量的前提下，先将OFDM的PAPR在一定程度上加以抑制，再通过限幅将信号的PAPR限制到允许范围内。另一方面，由于ACE（星座图扩展）算法已经使得高峰值信号出现的概率非常低，再进行限幅时仅对很少的一部分信号进行畸变，并不会影响系统的性能。

联合算法是先将信号在时域进行ACE处理，然后再将经ACE处理后的信号转换到时域进行限幅处理，其实现原理如图5所示。

步骤（五）接收同步与信道均衡模块5

接收同步与信道均衡是信号准确接收与解调的前提与基础，合理设计接收同步与信道均衡算法对于提升系统性能意义重大。本发明在借鉴有关COFDM系统的同步算法基础上，结合本系统的信号框架结构特点，提出了时域与频域相补充、连续导频与离散导频相结合的接收同步与信道均衡算法。具体设计结构如图6所示。

步骤（六）帧分解模块6

帧分解是将有效的数据信息提取出来，根据步骤（二）中的数据载波地址将数据信息提取出来。

步骤（七）信道解码模块7

信道解码是与信道编码可逆的过程，这里不再赘述。

硬件实现时，基于FPGA芯片在处理速率、逻辑资源、灵活配置、成本功耗等方面的显著优势，本发明采用以FPGA为主体的硬件实施方案，外围电路包括接收射频电路、ADC采样、DSP（DaVinci DM6467）后续处理等，如图7所示。

根据上述算法设计，在FPGA开发平台上对其进行代码实现和半物理仿真，主要由时钟模块（clockM）、发射基带（Transmitter）、信道模型（Channel Model）、接收基带（Receiver）四部分组成，所设计收发基带信号处理算法与FPGA实现结构一致。图8给出了基带信号处理算法Modelsim仿真图，从Modelsim仿真图可看出其中图中输入数据为-127～127的计数器值，通过基带调制、解调、信道、接收同步与均衡后、解调、解码等处理后的接收数据如“dout”所示，输出“dout”依然为-127～127的计数器值，从而验证了基带信号处理算法设计的合理性和准确性。

编码正交频分复用(Code Orthogonal Frequency Division Multiplexing，COFDM)是一种新型的数据处理技术，凭借其高的频谱利用率、高的传输速率和强的抗多径干扰能力，在无线图像传输领域引起了人们广泛的关注。COFDM是在OFDM的基础上产生并发展而来的，它采用数据编码技术，很好地解决了数字图像传输路由多径反射和传输路由障碍物遮挡所带来的困扰，无论在室内、室外、地面、井下等复杂特殊的非视距传输环境下，都能够把现场的实时信息，以高质量的数字图像信号实时地传送到目的地，真正实现了图像传输的“抗阻挡”、“非视距”和“动中通”。

本发明是基于COFDM的高清视频传输系统的核心组成部分，适用于基于COFDM的高清视频传输系统的建立与实施。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基带信号处理装置，其基于COFDM的视频无线传输系统，其特征在于，该基带信号处理装置包括：

信道编码模块，其用于根据输入码流进行信道编码得到归一化后的复数数据符号；

帧成型模块，其用于将该归一化后的复数数据符号经过帧成型处理：对该归一化后的复数数据符号采用分帧的方式进行帧成型处理，每帧包含68个COFDM符号，每4帧组成一个超帧，形成的系统发射信号为： $s\left(t\right)=\mathrm{Re}\{e^{j2\mathrm{\π}{f}_{c}t}\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{67}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=k_{\min }}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,l,k}\×{\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)\},$

其中， ${\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{k^{\′}}{T_u}(t-T_G-l\×T_s-68\×m\×T_s)}\\ 0\end{array}\right.,(l+68\×m)\×T_s\≤t\≤(l+68\×m+1)\×T_s;$ f_c为载波频率，m为传输帧序号，l为符号序号；k_min为最小子载波序号，等于0；k_max最大子载波序号，k_max=1704；k为子载波序号，k∈[k_min，k_max]；k^’为相对于载波中心频率的子载波序号，k^’=k-（k_max+k_min）/2；T_U是有用符号持续时间，T_G为保护间隔时间，T_ST_s为符号持续时间；c_m,l,k为第m帧l符号的第k个子载波的调制数据值；

OFDM调整模块，其用于将帧成型后的信号s(t)调制到2048个相互正交的子载波上：用快速傅立叶变化（IFFT）来完成OFDM调制，得到信号s(n)，

经过IFFT后的数据进行添加循环前缀和加窗处理，得到OFDM调制信号x(n)；

峰均比抑制模块，其用于对OFDM调制信号x(n)的峰均比进行抑制：采用ACE-POCS与限幅联合算法，先将OFDM调制信号x(n)在时域进行星座图扩展（ACE）处理，然后再将经ACE处理后的信号转换到时域进行限幅处理，最后得到信号

；

接收同步与信道均衡模块，其用于对信号

采用时域与频域相补充、连续导频与离散导频相结合的接收同步与信道均衡算法实现信号

接收同步与信道均衡；

帧分解模块，其用于根据信号的数据载波地址将数据信息提取出来；

信道解码模块，其与信道解码模块互逆实现信道解码。

2.如权利要求1所述的基带信号处理装置，其特征在于，该信道编码模块包括：

扰码子模块，其用于对输入码流进行随机化处理以实现能量扩散：采用伪随机序列对输入信息进行扰码，其生成多项式为：G(x)=1+x¹⁴+x¹⁵，每隔8个传输包，对伪随机序列初始化一次，初始化序列为“100101010000000”，并将每8个传输包中第一个传输包的同步字节取反；

外编码子模块，其用于采用截短的里德-所罗门码，它是由RS(255,239,t=8)作用于188个字节的传输包，后面加上51个零字节，被截短后得到的，RS码的生成多项式为：

其中a为本原元，a=02H，域生成多项式如下式：P(X)=X⁸+X⁴+X³+X²+1；

外交织子模块，其用于采用交织深度I=12，M=17的卷积交织器进行交织得到数据流；

内编码子模块，其用于对该数据流打孔编码以得到不同编码速率的信息流；

内交织子模块，其用于对该信息流比特交织和符号交织；

星座调制子模块，其用于对经比特交织和符号交织后的信息流进行处理得到归一化后的复数数据符号。

3.如权利要求1所述的基带信号处理装置，其特征在于，该帧成型模块包括：

数据载波产生子模块，其用于根据该归一化后的复数数据符号得到数据载波信息，并根据OFDM符号中数据载波的位置插入到OFDM中；

导频载波产生子模块，其用于产生导频信息：导频是由伪随机序列产生的，产生导频信息的伪随机序列PRBS的本原多项式为：G(x)=x¹¹+x⁹+1，PRBS初始化为全1，其第一个输出比特与第一个有效载波重合在逐个载波上PRBS产生一个新值，每个符号开始时初始化一次；还用于产生导频位置：导频位置满足k=K_min+3×(lmod)+12p，其中p,l,k为0或正整数，k∈[K_min,K_max],l∈[0,67],p是使k∈[K_min,K_max]的所有正整数；还用于调制导频信息：导频的调制值为： $\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left\{c_{m,l,k}\right\}=4/3\×2(1/2-w_k)\\ \mathrm{Im}\left\{c_{m,l,k}\right\}=0\end{array}\right.,$ 其中m为帧号，k为载波数，l为符号数；

TPS传输信令产生子模块，其用于产生TPS传输信令；

帧成型子模块，其用于采用分帧的方式进行帧成型处理，每帧包含68个COFDM符号，每4帧组成一个超帧，形成的系统发射信号为： $s\left(t\right)=\mathrm{Re}\{e^{j2\mathrm{\π}{f}_{c}t}\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{67}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=k_{\min }}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,l,k}\×{\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)\},$

其中， ${\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{k^{\′}}{T_u}(t-T_G-l\×T_s-68\×m\×T_s)}\\ 0\end{array}\right.,(l+68\×m)\×T_s\≤t\≤(l+68\×m+1)\×T_s;$ f_c为载波频率，m为传输帧序号，l为符号序号；k_min为最小子载波序号，等于0；k_max最大子载波序号，k_max=1704；k为子载波序号，k∈[k_min，k_max]；k^’为相对于载波中心频率的子载波序号，k^’=k-（k_max+k_min）/2；T_U是有用符号持续时间，T_G为保护间隔时间，T_ST_s为符号持续时间；c_m,l,k为第m帧l符号的第k个子载波的调制数据值。

4.一种基带信号处理方法，其基于COFDM的视频无线传输系统，其特征在于，该基带信号处理方法包括以下步骤：

1.根据输入码流进行信道编码得到归一化后的复数数据符号；

2.将该归一化后的复数数据符号经过帧成型处理：对该归一化后的复数数据符号采用分帧的方式进行帧成型处理，每帧包含68个COFDM符号，每4帧组成一个超帧，形成的系统发射信号为： $s\left(t\right)=\mathrm{Re}\{e^{j2\mathrm{\π}{f}_{c}t}\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{67}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=k_{\min }}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,l,k}\×{\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)\},$

其中， ${\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{k^{\′}}{T_u}(t-T_G-l\×T_s-68\×m\×T_s)}\\ 0\end{array}\right.,(l+68\×m)\×T_s\≤t\≤(l+68\×m+1)\×T_s;$ f_c为载波频率，m为传输帧序号，l为符号序号；k_min为最小子载波序号，等于0；k_max最大子载波序号，k_max=1704；k为子载波序号，k∈[k_min，k_max]；k^’为相对于载波中心频率的子载波序号，k^’=k-（k_max+k_min）/2；T_U是有用符号持续时间，T_G为保护间隔时间，T_ST_s为符号持续时间；c_m,l,k为第m帧l符号的第k个子载波的调制数据值；

3.将帧成型后的信号s(t)调制到2048个相互正交的子载波上：用快速傅立叶变化（IFFT）来完成OFDM调制，得到信号s(n)，

经过IFFT后的数据进行添加循环前缀和加窗处理，得到OFDM调制信号x(n)；

4.对OFDM调制信号x(n)的峰均比进行抑制：采用ACE-POCS与限幅联合算法，先将OFDM调制信号x(n)在时域进行星座图扩展（ACE）处理，然后再将经ACE处理后的信号转换到时域进行限幅处理，最后得到信号；

5.对信号

采用时域与频域相补充、连续导频与离散导频相结合的接收同步与信道均衡算法实现信号

接收同步与信道均衡；

6.根据信号的数据载波地址将数据信息提取出来；

7.与第一步骤信道编码互逆实现信道解码。

5.如权利要求4所述的基带信号处理方法，其特征在于，该信道编码步骤还包括以步骤：

1.1对输入码流进行随机化处理以实现能量扩散：采用伪随机序列对输入信息进行扰码，其生成多项式为：G(x)=1+x¹⁴+x¹⁵，每隔8个传输包，对伪随机序列初始化一次，初始化序列为“100101010000000”，并将每8个传输包中第一个传输包的同步字节取反；

1.2采用截短的里德-所罗门码，它是由RS(255,239,t=8)作用于188个字节的传输包，后面加上51个零字节，被截短后得到的，RS码的生成多项式为：

其中a为本原元，a=02H，域生成多项式如下式：P(X)=X⁸+X⁴+X³+X²+1；

1.3采用交织深度I=12，M=17的卷积交织器进行交织得到数据流；

1.4对该数据流打孔编码以得到不同编码速率的信息流；

1.5对该信息流比特交织和符号交织；

1.6对经比特交织和符号交织后的信息流进行处理得到归一化后的复数数据符号。

6.如权利要求4所述的基带信号处理方法，其特征在于，该帧成型步骤包括以下步骤：

2.1根据该归一化后的复数数据符号得到数据载波信息，并根据OFDM符号中数据载波的位置插入到OFDM中；

2.2产生导频信息：导频是由伪随机序列产生的，产生导频信息的伪随机序列PRBS的本原多项式为：G(x)=x¹¹+x⁹+1，PRBS初始化为全1，其第一个输出比特与第一个有效载波重合在逐个载波上PRBS产生一个新值，每个符号开始时初始化一次；还用于产生导频位置：导频位置满足k=K_min+3×(lmod4)+12p，其中p,l,k为0或正整数，k∈[K_min,K_max],l∈[0,67],p是使k∈[K_min,K_max]的所有正整数；还用于调制导频信息：导频的调制值为： $\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left\{c_{m,l,k}\right\}=4/3\×2(1/2-w_k)\\ \mathrm{Im}\left\{c_{m,l,k}\right\}=0\end{array}\right.,$ 其中m为帧号，k为载波数，l为符号数；

2.3产生TPS传输信令；

2.4采用分帧的方式进行帧成型处理，每帧包含68个COFDM符号，每4帧组成一个超帧，形成的系统发射信号为： $s\left(t\right)=\mathrm{Re}\{e^{j2\mathrm{\π}{f}_{c}t}\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{67}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=k_{\min }}{\overset{K_{\max }}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,l,k}\×{\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)\},$

其中， ${\mathrm{\ψ}}_{m,l,k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{k^{\′}}{T_u}(t-T_G-l\×T_s-68\×m\×T_s)}\\ 0\end{array}\right.,(l+68\×m)\×T_s\≤t\≤(l+68\×m+1)\×T_s;$ f_c为载波频率，m为传输帧序号，l为符号序号；k_min为最小子载波序号，等于0；k_max最大子载波序号，k_max=1704；k为子载波序号，k∈[k_min，k_max]；k^’为相对于载波中心频率的子载波序号，k^’=k-（k_max+k_min）/2；T_U是有用符号持续时间，T_G为保护间隔时间，T_ST_s为符号持续时间；c_m,l,k为第m帧l符号的第k个子载波的调制数据值。

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