CN101018222B - 一种移动数字多媒体广播信号传输方法、装置及发射机与系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种移动数字多媒体广播信号传输方法，包括：将数据流进行编码、交织和星座映射处理，形成符号流；将所述符号流与连续导频和离散导频复接在一起后进行OFDM调制，形成OFDM符号；对所述OFDM符号用扰码进行加扰处理；将加扰处理后的OFDM符号形成传输帧；对所述传输帧进行基带到射频变换产生出用于发射的射频信号。本发明还公开了相应的移动数字多媒体广播信号传输装置、发射机及移动数字多媒体广播系统。本发明采取对OFDM调制后的两路同相正交数据(包括数据子载波、离散导频和连续导频)采用同一组扰码进行加扰处理，可以有效提高数据的“白化”效果；同时，本发明对相邻发射机采用不同的扰码对数据进行加扰处理，可以减少相互之间的干扰。

Description

一种移动数字多媒体广播信号传输方法、装置及发射机与系统 

技术领域

本发明涉及移动数字多媒体广播领域，尤其涉及一种移动数字多媒体广播信号传输方法、移动数字多媒体广播信号传输装置、以及移动数字多媒体广播信号发射机与移动数字多媒体广播系统。 

背景技术

正交频分复用(OFDM)是一种公知的多载波调制技术，其主要原理是：将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰。而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。OFDM目前已被用于数种无线系统标准中，譬如欧洲数字音频和数字视频广播系统(DAB、DVB-T、DVB-H)、5GHz高数据速率无线LAN(IEEE802.11a，HiperLan2，MMAC)系统等。 

在目前一些采用了OFDM的多媒体广播系统中，在信号发射端已广泛采用了对数据进行加扰的技术。对数据进行加扰，可以有效地“白化”数据并对数据加密。 

现有技术中的一种加扰方式是在OFDM调制前对业务数据进行加扰处理，没有对导频信号数据进行加扰，不能达到良好的“白化”数据的效果。 

现有技术中的另一种加扰方式是在OFDM调制前分别对业务数据和导频信号数据进行加扰处理，由于需要产生两组扰码执行两个加扰过程，技术实现较复杂。 

发明内容

本发明提供一种移动数字多媒体广播信号传输方法、装置及发射机与系统，用以解决现有技术中存在的由于在OFDM调制前对数据进行加扰处理，使得加扰处理复杂且不能充分“白化”全部数据的问题。 

本发明提供的移动数字多媒体广播信号传输方法，包括： 

将数据流进行编码、交织和星座映射处理，形成符号流； 

将所述符号流与连续导频和离散导频复接在一起进行OFDM调制，形成OFDM符号； 

对所述OFDM符号用扰码进行加扰处理； 

将加扰处理后的OFDM符号形成传输帧； 

对所述传输帧进行基带到射频变换产生出用于发射的射频信号；其中 

所述对OFDM符号用扰码进行加扰处理，具体包括： 

采用一组移位寄存器，产生两列伪随机序列，形成复伪随机序列扰码； 

将OFDM符号包含的全部有效子载波上的复符号和所述扰码进行复数相乘，实现对全部有效子载波上的数据加扰。 

根据本发明提供的上述移动数字多媒体广播信号传输方法，设置所述移位寄存器的不同初始值构造出不同的扰码。 

本发明另提供一种移动数字多媒体广播信号传输装置，包括： 

数据流处理模块，用于对数据流进行编码、交织和星座映射处理，形成符号流； 

OFDM符号形成模块，用于将符号流与连续导频和离散导频复接在一起进行OFDM调制，形成OFDM符号； 

加扰模块，用于对所述OFDM符号用扰码进行加扰处理；具体包括：采用一组移位寄存器，产生两列伪随机序列，形成复伪随机序列扰码；将OFDM符号包含的全部有效子载波上的复符号和所述扰码进行复数相乘，实现对全部有效子载波上的数据加扰； 

成帧模块，用于将加扰处理后的OFDM符号形成传输帧； 

上变频模块，用于对所述传输帧进行基带到射频变换，产生用于发射的射频信号。 

所述加扰模块包括： 

扰码产生子模块，用于采用一组移位寄存器产生两列伪随机序列，形成复伪随机序列扰码； 

加扰执行子模块，用于将OFDM符号包含的全部有效子载波上的复符号和所述扰码产生子模块产生的扰码进行复数相乘，实现对全部有效子载波上的数据加扰。 

所述扰码产生子模块包括所述移位寄存器；对所述移位寄存器的不同位置进行抽头，产生两列伪随机序列，由所述两列伪随机序列形成所述复伪随机序列扰码。 

本发明还提供一种移动数字多媒体广播信号发射机，包括本发明提供的所述的移动数字多媒体广播信号传输装置，还包括： 

发射装置，用于将上变频模块处理后形成的射频信号发射给移动数字多媒体接收机。 

本发明再提供一种移动数字多媒体广播系统，包括多个本发明提供的所述的移动数字多媒体广播信号发射机，还包括多个移动数字多媒体接收机。 

所述系统中，地理位置邻近的所述移动数字多媒体广播信号发射机，采用不同的扰码对调制后的OFDM符号进行加扰处理。 

所述移动数字多媒体接收机利用接收的发射机标识信号和扰码信息选择信号最好的发射机进行信号接收。 

本发明有益效果如下： 

(1)本发明将数据流进行编码、交织和星座映射处理，形成符号流；将形成的符号流与连续导频和离散导频复接在一起后进行OFDM调制，形成OFDM符号；再对调制后的OFDM符号的两路数据用同一组扰码进行加扰处理；与现有技术中采用的在OFDM调制前进行加扰处理相比，由于是对调制后的全部数据进行加扰，即对数据子载波、离散导频和连续导频的数据全部进行加扰处理，使得频域内各频点有功率分布均匀，可以更有效地“白化”数据，能达到更好 的数据“白化”效果。 

(2)本发明使用一组移位寄存器通过不同抽头产生两列伪随机序列，由该两列伪随机序列形成复伪随机序列扰码，对OFDM调制后的两路数据采用该同一组扰码进行加扰处理，实现简单方便。 

(3)本发明使用移位寄存器来产生伪随机序列，并提供了多种用于产生伪随机序列的移位寄存器的初始值，使用不同的初始值可以产生出不同的伪随机序列扰码。在组网时，使服务区内的相邻发射机采用不同的扰码对数据加扰，可以区分不同的数据流；接收机可以利用发射机标识信号和扰码信息选择信号最好的发射机发射的信号进行接收。 

附图说明

图1为本发明提供的移动数字多媒体广播信号传输方法流程图； 

图2为本发明提供的移动数字多媒体广播信号传输装置结构示意图； 

图3为本发明实施例OFDM符号的子载波分配示意图； 

图4是B_f＝8MHz时的OFDM子载波结构图； 

图5是B_f＝2MHz时的OFDM子载波结构图； 

图6是本发明用于产生扰码的十二位移位寄存器的具体结构示意图； 

图7为本发明提供的移动数字多媒体广播信号发射机结构示意图。 

具体实施方式

本发明提出了一种移动数字多媒体广播信号传输方法，其步骤流程图如图1所示，具体包括： 

步骤S11、将数据流进行编码、交织和星座映射处理，形成符号流； 

步骤S12、将符号流与连续导频和离散导频复接在一起后进行OFDM调制，形成OFDM符号； 

步骤S13、对OFDM符号用扰码进行加扰处理； 

步骤S14、将加扰处理后的OFDM符号形成传输帧； 

步骤S15、对传输帧进行基带到射频变换，产生出用于发射的射频信号。 

根据本发明提供的上述移动数字多媒体广播信号传输方法，本发明提供一种移动数字多媒体广播信号传输装置1，其结构示意图如图2所示，包括： 

数据流处理模块11，用于对数据流进行编码、交织和星座映射处理，形成符号流； 

OFDM符号形成模块12，用于将数据流处理模块11形成的符号流与连续导频和离散导频复接在一起后进行OFDM调制，形成OFDM符号； 

加扰模块13，用于对OFDM符号形成模块12形成的OFDM符号用扰码进行加扰处理； 

成帧模块14，用于将加扰模块13加扰处理后的OFDM符号形成传输帧； 

上变频模块15，用于对传输帧进行基带到射频变换，产生用于发射的射频信号。 

下面结合本发明提供的移动数字多媒体广播信号传输装置1，对移动数字多媒体广播信号的具体传输过程进行详细描述。 

一、数据流处理 

由数据流处理模块11对数据流的进行编码、交织和星座映射处理，形成符号流；其中数据流处理模块11包括：信道编码器和星座映射器； 

每个信道编码器都包括有外编码器、外交织器、内编码器及内编码器。 

所述外编码器可以采用二进制BCH码或RS(Reed-Solomon Codes，里德-所罗门码)。二进制BCH码可以采用(255，231)的截短码(240，216)。RS码可以采用码长为240字节的RS(240，K)截短码，该码由原始的RS(255，M)系统码通过截短产生，其中M＝K+15。RS(240，K)码提供4种模式，分别为K＝240，K＝224，K＝192，K＝176。 

截短码(240，K)可以采用如下方式进行编码：在K个输入信息字节(m₀，m₁，…，m_K-1)前添加15个全“0”字节，构造为原始的(255，M)系统码的输 入序列(0，…0，m₀，m₁，…，m_K-1)； 

编码后生成码字为：(0，…0，m₀，m₁，…，m_K-1，p₀，p₁，…，p_255-M-1)，再从码字中删去添加的字节，即得到240字节的截短码(m₀，m₁，…，m_K-1，p₀，p₁，…，p_255-M-1)。 

外交织器结构可以为块交织器，外交织器的列数可以固定为240，交织深度由行数M_I确定。 

当基带带宽B_f＝8MHz时，外交织器的行数由系统指定的字节交织模式和内编码器的LDPC(Low Density Parity Check，低密度奇偶校验码)码率决定；当B_f＝2MHz，外交织器的行数由星座映射模式和内编码器的LDPC码率决定，如下表1所示。 

表1 

由此可以看出，在外交织时增加了更短的交织选项，这样可以减低接收的内存需求，同时降低功耗。 

内编码器可以采用LDPC码或QC-LDPC码，编码配置如表2所示。 

表2 

码率	信息比特长度K	码字长度N
			1/2	4608比特	9216比特
3/4	6912比特	9216比特

[0071] LDPC输出码字C＝{c₀，c₁，…，c₉₂₁₅}由输入信息比特S＝{s₀，s₁，…，s_K-1}和校验比特P＝{p₀，p₁，…，p_9215-K}组成如下： 

$c_{\mathrm{COL}\_\mathrm{ORDER}\left(i\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{p}_i& 0\≤i\≤9215-K\\ S_{i+K-9216}& 9216-K\≤i\≤9215\end{array}\right.$

1/2LDPC块的信息比特对应于3个188字节的TS(Transport Stream，传送码流)包，3/4LDPC块的信息比特对应于4.5个188字节的TS包。 

内编码器还可以采用QC-LDPC编码，因为QC-LDPC码的性能与普通LDPC码的性能相当或略低，但是有很低的实现复杂度。其译码实现的复杂度只有普通LDPC码译码复杂度的1/4，甚至更低。而LDPC译码在接收端的解调电路中占有1/3左右的比重，简化LDPC译码对接收端的成本和功耗有非常大的意义。目前大部分采用LDPC的无线通信和广播系统基本上都采用QC-LDPC码。 

LDPC编码后的比特输入内交织器进行交织。内交织器采用M_b×I_b的块交织器，M_b和I_b的取值如表3所示。 

表3 

基带带宽	M<sub>b</sub>	I<sub>b</sub>
			B<sub>f</sub>＝8MHz	384	360
B<sub>f</sub>＝2MHz	192	144

内交织器的输出与时隙同步，即时隙中传送的第一个比特始终定义为比特交织器输出的第一个比特。 

内交织块可以采用近似方形的设计可以降低接收机解交织时的内存需求。 

所述星座映射器用于将信道编码器输出的比特流映射为QAM(QuadratureAmplitude Modulation，正交幅度调制)模式的符号流。所述QAM模式是16QAM、64QAM或256QAM模式。针对不同服务要求利用分级调制提供不同等级的质量。星座映射器还可以采用BPSK(Binary Phase Shift Keying，二值移相键控)、 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，正交移相键控)模式。 

各种符号映射加入功率归一化因子(QPSK的归一化因子 

16QAM的归一化因子 64QAM的归一化因子 

)，使各种符号映射的平均功率趋同。 

二、OFDM符号形成 

OFDM符号形成模块12，接收星座映射器输出的符号流，并将离散导频及连续导频插入到星座映射输出的符号流，加载到有效子载波形成OFDM符号。其中，星座映射输出的符号流被加载到有效子载波后形成数据子载波。 

每个OFDM符号包括N_V个有效子载波，N_V取值为： 

$N_V=\left\{\begin{array}{cc}3076,& B_f=8\mathrm{MHz}\\ 628,& B_f=2\mathrm{MHz}\end{array}\right.$

记每个时隙中第n个OFDM符号上的第i个有效子载波为：X_n(i)，i＝0，1，…N_V-1；0≤n≤52。OFDM符号的子载波按照图3所示方式分配给数据子载波、离散导频和连续导频。 

当B_f＝8MHz时，每个OFDM符号中包括82个连续导频；B_f＝2MHz时，每个OFDM符号包括28个连续导频。 

部分连续导频用于传送传输参数信令，调制方式为BPSK，传输参数信令包括时隙号，字节交织器同步标识，配置变更指示，前后保护长度选项，外部编码和交织选项，内部编码和交织选项，离散导频选项等。 

离散导频发送已知符号1+0j。每个时隙中第n个OFDM符号中离散导频对应的子载波编号m取值规则如下： 

B_f＝8MHz： 

if mod(n，2)＝＝0            if mod(n，2)＝＝1 

选项1 $m=\left\{\begin{array}{c}8P+1,p=\mathrm{0,1},...191\\ 8p+3,p=\mathrm{192,193},...383\end{array}\right.$ $m=\left\{\begin{array}{c}8P+5,p=\mathrm{0,1},...191\\ 8p+7,p=\mathrm{192,193},...383\end{array}\right.$

if mod(n，2)＝＝0            if mod(n，2)＝＝1 

选项2 $m=\left\{\begin{array}{c}8P+1,p=\mathrm{0,1},...191\\ 8p+6,p=\mathrm{192,193},...383\end{array}\right.$ $m=\left\{\begin{array}{c}8P+5,p=\mathrm{0,1},...191\\ 8p+10,p=\mathrm{192,193},...383\end{array}\right.$

选项2的插入方式可以简化接收端离散导频插值滤波器的设计。 

B_f＝2MHz： 

if mod(n，2)＝＝0            if mod(n，2)＝＝1 

$m=\left\{\begin{array}{c}8P+1,p=\mathrm{0,1},...38\\ 8p+3,p=\mathrm{39,40},...77\end{array}\right.$ $m=\left\{\begin{array}{c}8P+5,p=\mathrm{0,1},...38\\ 8p+7,p=\mathrm{39,40},...77\end{array}\right.$

离散导频可以有选择的增加2-4dB发射功率用于提高接收机信道估计的性能，可以使接收端的信道估计更准确，使接收端的解调性能提高0.5dB以上。 

每个OFDM符号中除离散导频和连续导频外的子载波为数据子载波。数据子载波按照子载波、OFDM符号的前后顺序传输星座映射后的数据符号。每个时隙中共有138330(B_f＝8MHz)或27666(B_f＝2MHz)个数据子载波，其中前138240(B_f＝8MHz)或27648(B_f＝2MHz)个子载波用于承载星座映射后的数据复符号，最后90(B_f＝8MHz)或18(B_f＝2MHz)个符号填充0+0j。 

插入导频后的OFDM子载波Y_n(i)，0≤i≤N_S通过反傅立叶变换(IFT)映射为时域OFDM符号： 

$S_n\left(t\right)=\frac{1}{N_S}\underset{i=0}{\overset{N_S-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_n\left(i\right)e^{j2\mathrm{\πi}{\left(\mathrm{\Δf}\right)}_S(t-T_{\mathrm{CP}})},$ 0≤t≤(T_S+T_CP)，0≤n≤52 

其中： 

S_n(t)为时隙中第n个OFDM符号； 

N_S为OFDM符号子载波数，取值为： 

$N_S=\left\{\begin{array}{c}4096,B_f=8\mathrm{MHz}\\ 1024,B_f=2\mathrm{MHz}\end{array}\right.$

(Δf)_S为OFDM符号的子载波间隔，取值为2.44140625kHz。 

Z_n(i)为第n个OFDM符号中第i个子载波上承载的数据，映射关系如下 

B_f＝8MHz： 

$Z_n\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Y}_n(i-1),& 1\≤i\≤1538\\ Y_n(i-1020),& 2558\≤i\≤4095\\ 0,& i=0\mathrm{or}1539\≤i\≤2557\end{array}\right.$

B_f＝2MHz： 

$Z_n\left(i\right)=\begin{array}{c}\left\{\begin{array}{cc}{Y}_n(i-1),& 1\≤i\≤314\\ Y_n(i-396),& 710\≤i\≤1023\\ \text{0,}& \text{i=0or315\≤i\≤709}\end{array}\right.\end{array}$

B_f＝8MHz和B_f＝2MHz时的OFDM子载波结构分别如图4和图5所示。 

三、加扰处理 

对数据子载波、离散导数据频和连续导频，均被一个复伪随机序列P_c(i)扰码，由加扰模块13实现。 

复伪随机序列P_c(i)生成方式如下： 

$P_c\left(i\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[(1-{2S}_i\left(i\right))+j(1-{2S}_q\left(i\right))]$

其中，S_i(i)和S_q(i)为寄存器产生伪随机序列，需要说明的是上述复伪随机序列P_c(i)生成方式仅为举例，还可以采用共它的生成方式。 

例如，由图6所示十二位移位寄存器产生两列伪随机序列S_i(i)和S_q(i)，该十二位移位寄存器对应生成多项式为：x¹²+x¹¹+x⁸+x⁶+1； 

其中S_q(i)是从该十二位移位寄存器的第9位抽头输出的伪随机序列；S_i(i)是从该十二位移位寄存器的第12位抽头输出的伪随机序列。 

上例中，移位寄存器对应生成多项式可以改变，移位寄存器具体的抽头位置也可以变化，本发明对此不作限定。 

移位寄存器可以设置不同的初始值，由不同的初始值可以形成不同的扰码。 

例如：十二位移位寄存器设置的8种初始值，如下表4所示： 

表4 

选项	初始值
		0	000000000001

[0126] 

1	000010010011
		2	000001001100
3	001010110011
		4	011101000100
5	000001001100
		6	000101101101
7	001010110011

扰码的具体方法为： 

将有效子载波上的复符号和复伪随机序列P_c(i)进行复数乘法实现。 

特别说明的是，本发明是对OFDM调制后的全部有效子载波上的数据进行加扰处理，包括：数据子载波、离散导频和连续导频。 

单频组网时，服务区内的地理位置相邻的发射机采用不同扰码对数据加扰，可以有效减少相互之间的信号干扰。 

四、数据成帧 

成帧模块14将形成的OFDM符号加入信标形成传输帧。 

传输帧的时域帧结构为： 

每1秒为1帧，划分为40个时隙，每个时隙的长度为25ms，包括1个信标和53个OFDM符号。 

划分时隙传输的原因是针对不同性质的数据流(视频、音频、控制信息和紧急广播信息等)采用不同的时隙传输，以方便媒体访问层(MAC)的灵活配置。 

信标中包括2个相同的同步信号以及发射机标识信号(TxID)。 

其中，同步信号S_b(t)为频带受限的伪随机信号，长度记为T_b，取值为 204.8μs。同步信号由下式产生： 

$S_b\left(t\right)=\frac{1}{N_b}\underset{i=0}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_b\left(i\right)e^{j2\mathrm{\πi}{\left(\mathrm{\Δf}\right)}_{b}t},$ 0≤t≤T_b

其中：N_b为同步信号的子载波数，取值如下： 

$N_b=\left\{\begin{array}{cc}2048,& B_f=8\mathrm{MHz}\\ 512,& B_f=2\mathrm{MHz}.\end{array}\right.$

(Δf)_b为同步信号的子载波间隔，取值为4.8828125kHz。 

X_b(i)为BPSK调制的伪随机信号，伪随机序列由十一位移位寄存器产生。 

同步信号的插入加快了接收机的同步速度和精度并且可用于信道估计。 

发射机标识信号S_ID(t)为频带受限的伪随机信号，用于标识不同发射机。S_ID(t)长度记为T_ID，取值为36.0μs。发射机标识信号由下式产生： 

$S_{\mathrm{ID}}\left(t\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{ID}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{ID}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{\mathrm{ID}}\left(i\right)e^{j2\mathrm{\πi}{\left(\mathrm{\Δf}\right)}_{\mathrm{ID}}(t-T_{\mathrm{IDCP}})},$ 0≤t≤T_ID

其中：N_ID为发射机标识信号的子载波数，取值如下： 

$N_b=\left\{\begin{array}{cc}256,& B_f=8\mathrm{MHz}\\ 64,& B_f=2\mathrm{MHz}\end{array}\right.$

(Δf)_ID为发射机标识信号的子载波间隔，取值为39.0625kHz。 

X_ID(i)为BPSK调制的伪随机信号。 

发射机标识序列TxID(k)长度为191比特(B_f＝8MHz)或37比特(B_f＝2MHz)。 

发射机标识的循环前缀(IDCP)长度T_IDCP＝10.4uS 

OFDM符号由循环前缀(CP)，OFDM符号体和可选择的保护间隔(GI)构成。 

五、基带到射频变换 

上变频模块15对传输帧进行基带到射频变换，产生用于发射的射频信号。 

成帧的基带信号经过正交上变频后产生射频信号，射频信号通过下式描述： 

$S\left(t\right)=\mathrm{Re}\{\exp (j\×2\mathrm{\π}{f}_{c}t)\×[\mathrm{Frame}\left(t\right)\⊗F\left(t\right)\left]\right\}$

其中，S(t)为射频信号； 

f_c为载波频率； 

Frame(t)为成帧后的基带信号； 

F(t)为发射滤波器冲激响应。 

以上对本发明提供的移动数字多媒体广播信号传输方法及装置进行了详细描述。 

根据本发明提供的移动数字多媒体广播信号装置，本发明还提供一种移动数字多媒体广播信号发射机100，如图7所示，包括本发明提供的移动数字多媒体广播信号传输装置1和发射装置2，发射装置2用于将上变频模块处理后形成的射频信号发射给移动数字多媒体接收机。 

本发明另提供一种移动数字多媒体广播系统，由本发明提供的多个移动数字多媒体广播信号发射机100和若干移动数字多媒体接收机组成。 

在移动数字多媒体广播系统中，对于地理位置相邻的移动数字多媒体广播信号发射机，采用不同的扰码对调制后的OFDM符号进行加扰处理，用以区分不同的数据流。移动数字多媒体接收机利用接收的发射机标识信号和扰码信息选择信号最好的发射机进行信号接收。 

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。 

Claims (9)

1.一种移动数字多媒体广播信号传输方法，其特征在于，包括：

将数据流进行编码、交织和星座映射处理，形成符号流；

将所述符号流与连续导频和离散导频复接在一起进行OFDM调制，形成OFDM符号；

对所述OFDM符号用扰码进行加扰处理；

将加扰处理后的OFDM符号形成传输帧；

对所述传输帧进行基带到射频变换产生出用于发射的射频信号；其中

所述对OFDM符号用扰码进行加扰处理，具体包括：

采用一组移位寄存器，产生两列伪随机序列，形成复伪随机序列扰码；

将OFDM符号包含的全部有效子载波上的复符号和所述扰码进行复数相乘，实现对全部有效子载波上的数据加扰。

2.如权利要求1所述的移动数字多媒体广播信号传输方法，其特征在于，设置所述移位寄存器的不同初始值构造出不同的扰码。

3.一种移动数字多媒体广播信号传输装置，其特征在于，包括：

数据流处理模块，用于对数据流进行编码、交织和星座映射处理，形成符号流；

OFDM符号形成模块，用于将符号流与连续导频和离散导频复接在一起进行OFDM调制，形成OFDM符号；

加扰模块，用于对所述OFDM符号用扰码进行加扰处理；具体包括：采用一组移位寄存器，产生两列伪随机序列，形成复伪随机序列扰码；将OFDM符号包含的全部有效子载波上的复符号和所述扰码进行复数相乘，实现对全部有效子载波上的数据加扰；

成帧模块，用于将加扰处理后的OFDM符号形成传输帧；

上变频模块，用于对所述传输帧进行基带到射频变换，产生用于发射的射频信号。

4.如权利要求3所述的移动数字多媒体广播信号传输装置，其特征在于，所述加扰模块包括：

扰码产生子模块，用于采用一组移位寄存器产生两列伪随机序列，形成复伪随机序列扰码；

加扰执行子模块，用于将OFDM符号包含的全部有效子载波上的复符号和所述扰码产生子模块产生的扰码进行复数相乘，实现对全部有效子载波上的数据加扰。

5.如权利要求4所述的移动数字多媒体广播信号传输装置，其特征在于，所述扰码产生子模块包括所述移位寄存器；对所述移位寄存器的不同位置进行抽头，产生两列伪随机序列，由所述两列伪随机序列形成所述复伪随机序列扰码。

6.一种移动数字多媒体广播信号发射机，其特征在于，包括权利要求3所述的移动数字多媒体广播信号传输装置，还包括：

发射装置，用于将上变频模块处理后形成的射频信号发射给移动数字多媒体接收机。

7.一种移动数字多媒体广播系统，其特征在于，包括多个如权利要求6所述的移动数字多媒体广播信号发射机，还包括多个移动数字多媒体接收机。

8.如权利要求7所述的移动数字多媒体广播系统，其特征在于，所述系统中，地理位置邻近的所述移动数字多媒体广播信号发射机，采用不同的扰码对调制后的OFDM符号进行加扰处理。

9.如权利要求8所述的移动数字多媒体广播系统，其特征在于，所述移动数字多媒体接收机利用接收的发射机标识信号和扰码信息选择信号最好的发射机进行信号接收。

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