CN101485135A - 基于ofdm和tdma的带宽非对称通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种通信系统，其中包括多个终端以及接入点，其中所述多个终端中的每一个都具有用于在射频上传送射频OFDM信号的上行链路传输单元(1)，并且该接入点具有同时接收来自至少两个终端的所述射频OFDM信号的上行链路接收单元(4)，所述OFDM信号是经过正交频分复用(OFDM)调制的，其中所述上行链路传输单元及其传送的射频OFDM信号的带宽小于所述上行链路接收单元的带宽，至少两个上行链路传输单元及其传送的射频OFDM信号的带宽是不同的，并且上行链路传输单元被适配成将用于同时传送射频OFDM信号的不同连接指定到同一时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波。

Description

基于OFDM和TDMA的带宽非对称通信系统

发明领域

本发明涉及一种包含了多个终端以及接入点的通信系统，所述多个终端中的每一个都具有用于以射频传送射频OFDM符号的上行链路传输单元，所述接入点具有用于同时接收来自至少两个终端的所述射频OFDM信号的上行链路接收单元，其中所述OFDM信号是用正交频分复用(OFDM)调制的。

本发明还涉及一种通信系统，其中接入点具有用于以射频传送射频OFDM信号的下行链路发射单元，并且至少两个终端中的每一个都具有用于接收所述射频OFDM信号的下行链路接收单元，其中所述接入单元的下行链路发射单元被适配成同时向所述至少两个下行链路接收单元传送所述射频OFDM信号，并且其中所述下行链路接收单元被适配成接收同时从所述下行链路传输单元传送的射频OFDM信号。

此外，本发明还涉及相应的通信方法以及在此类通信系统中使用的终端和接入点。

发明背景

迄今为止，所有已知的无线通信系统全都要求接入点(移动电信系统中的基站)和终端(移动电信系统中的移动站/终端)在相同带宽上工作。这样做在经济上存在负面的效果，那就是低功率和低成本的终端无法以成本和功耗效益合算的方式来使用高速空中接口。由于这种传统设计，必须针对终端的不同功率和成本分类使用不同的空中接口，以便应对不同的带宽、功耗、比特率以及成本需求。举例来说，Zigbee被用于低功率、低成本和低速设备，例如无线传感器，蓝牙被用于无线个人局域网(WPAN)应用，并且802.11b/g/a被用于无线局域网(WLAN)应用。

正交频分复用(OFDM)系统通常是以发射机的逆离散傅里叶变换(IDFT)以及接收机中的离散傅里叶变换(DFT)为基础的，其中IDFT和FFT的大小是相同的。这意味着如果接入点(AP)使用的是N点DFT/IDFT(也就是具有N个子载波的OFDM)，那么移动终端(MT)同样需要使用N点DFT/IDFT。即使是在多速率系统中(其中根据应用的即时数据速率而将经过数据调制的子载波动态指定给MT)，MT端的DFT/IDFT的大小也仍旧固定为AP端的IDT/DFT的大小。这样做的结果是，对AP和MT来说，即使MT在每个时间单元只具有非常少的用户数据需要发送，RF前端带宽、ADC/DAC(模数转换器/数模转换器)和基带采样速率也还是始终相同。在实践中，这样做将会使高吞吐量的AP/基站无法支持低功率、低成本的小型设备。

发明概述

本发明的目的是提供一种用于降低实施复杂度和同步需求的通信系统、一种相应的通信方法以及在其中使用的终端和接入点。

根据本发明的目标是由权利要求1所述的通信系统以及权利要求2所述的通信系统来实现的，其中权利要求1所述的通信系统的特征在于：所述上行链路传输单元以及所传送的射频OFDM符号的带宽小于所述上行链路接收单元的带宽，至少两个上行链路传输单元及其传送的射频OFDM信号的带宽是不同的，并且上行链路传输单元被适配成将用于同时传送射频OFDM符号的不同连接指定到同一时隙的不同子载波，或是指定到不同时隙的相同或不同子载波，此外，权利要求2所述的通信系统的特征在于：所述下行链路传输单元的带宽大于所述下行链路接收单元的带宽，下行链路传输单元被适配成产生和传送射频OFDM信号，其中所述OFDM信号的带宽小于或等于下行链路传输单元的带宽，并且等于应该接收所述射频OFDM信号的下行链路接收单元的带宽，以及下行链路传输单元被适配成将用于同时传送OFDM信号的不同连接指定给同一时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波。

根据本发明的终端、接入点和通信系统是在权利要求8到30中定义的。终端和接入点的优选实施例是在从属权利要求中定义的。应该理解的是，所述通信系统和方法可以采用与终端和接入点的从属权利要求所描述的方式相同或相似的方式来开发。

与已知的系统系统设计相比，在所提出的通信系统设计中进行了一个范例变化。通过使用OFDM的特殊属性以及将OFDM与其他技术相结合，高带宽接入点(基站)首次可以支持带宽分类不同的(移动)终端。例如，价值1000美元的1Gbps@100MHz的接入点可以与价值200美元的500Mbps@50MHz的多媒体设备以及价值1美元的64kbps@10kHz的无线传感器并行通信。

在传统的OFDM系统设计中，AP和MT为上行链路传输单元和上行链路接收单元使用了相同的带宽，尤其在所述单元中使用了相同的DFT/IDFT尺寸，与之不同的是，根据本发明提出的新的设计允许MT与AP相比具有相同或更小的带宽，尤其是与AP相比使用相同或更小的DFT/IDFT尺寸。同样，对下行链路来说，本发明允许AP与和其相比具有相同或更小带宽的MT进行通信，尤其是与和其相比具有相同或更小DFT/IDFT尺寸的MT进行通信。

为了对此进行说明，首先回忆一下N点DFT在子载波-N/(2T_s)与N/(2T_s)-1之间产生离散频谱，其中T_s是OFDM符号速率，N是DFT/IDFT的尺寸。由于DFT代表的是周期性频谱，因此，在这里并未包含最常见的正值子载波N/(2T_s)。但是，通过调查使用DFT/IDFT的新属性来创建推陈出新的OFDM系统，可以发现新的DFT/IDFT属性，在以下两个引理(lemma)中将对其进行概述：

引理1：假设X_tx(k)和X_rx(k)分别表示发射机和接收机的频谱系数，其中发射机在采样率F_tx上使用了N_tx点IDFT来产生带宽为F_tx/2的OFDM信号x(t)，并且接收机在采样率F_rx上使用了N_rx点DFT来解调接收信号x(t)。如果N_tx＝F_tx/f_Δ＝2^t，N_rx＝F_rx/f_Δ＝2^r，r>t，并且L＝N_rx/N_tx≥1，那么对0≤k≤.N_tx-1来说，X_rx(k)＝L X_tx(k)，并且对N_tx≤k≤N_rx-1来说，X_rx(k)＝0，其中f_Δ是子载波间隔，并且对发射机和接收机来说，该间隔被设置成是相同的。在这里，引理1是上行链路带宽不对称性的理论基础。

引理2：假设X_tx(k)和X_rx(k)分别表示发射机和接收机的DFT频谱系数，其中发射机在采样率F_tx上使用了N_tx点IDFT来产生带宽为F_tx/2的OFDM信号x(t)，并且接收机在采样率F_rx上使用了N_rx点DFT来解调接收信号x(t)。如果N_tx＝F_tx/f_Δ＝2^t，N_rx＝F_rx/f_Δ＝2^r，t>r，并且L＝N_tx/N_rx≥₁，那么对于0≤k≤.N_rx-1来说，X_rx(k)＝X_tx(k)/L，其中f_Δ是子载波间隔，并且对发射机和接收机来说，该间隔被设置成是相同的。在这里，引理2是下行链路带宽不对称性的理论基础。

借助引理1，我们现在可以创建一个全新类型的OFDM系统，该系统的AP使用了单独的N_rx点DFT或FFT来同时解调不同带宽的OFDM信号，其中所述信号在不同MT中用N_{tx_i}点IDFT或IFFT执行了OFDM调制，并且其中i是MT的索引。唯一的优选约束条件是对AP和MT来说，子载波间隔f_Δ都是相同的，并且N_{tx_i}＝2^t_i，N_rx＝2^r，r≥t_i。

借助引理2，我们现在可以创建一个全新类型的OFDM系统，该系统的AP使用了单独的N_tx点IDFT或IFFT来同时调制不同带宽的OFDM信号。这些信号将会由不同带宽的MT使用N_{rx_i}点DFT或FFT来解调，其中i是MT的索引。唯一的优选约束条件在于：对AP和MT来说，子载波间隔f_Δ是相同的，并且N_tx＝2^t，N_{rx_i}＝2^r_i，t≥r-i。

应该指出的是，为了易于证明未使用用于上述引理1和2的常规DFT索引规则，在这里假设索引k是从最大负频率(k＝0)到最大正频率(k＝N_tx或N_rx)。但是，在以下描述中再次采用了常规的DFT索引规则。

较小的DFT尺寸通常也是较小的带宽，它意味着较低的基带和RF前端带宽，而这转而意味着较低的基带复杂度、较低的功耗以及较小的终端尺寸。在极端情况下，MT只使用AP的两个最不频繁的子载波f₀和f₁，由此可以具有很低的功率并且成本很低。由此，带宽非对称通信系统是以新的OFDM系统设计为基础的，其降低了上行链路同步需求，降低了接入点中的实施复杂度，特别地，这些效果是通过为所有多带宽终端共享一个DFT或FFT操作来实现的。

更进一步，本发明是以使用通常所知的TDMA(时分复用)技术作为多址接入技术来获取带宽非对称OFDM通信系统为基础的。由此，根据本发明，不同连接的OFDM信号将被指定给同一时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波，以便能够实现连接复用和多址接入。

本发明的优选实施例是在从属权利要求中定义的。权利要求3在带宽、符号长度和保护间隔方面定义了该通信系统的一个实施例。权利要求11到13定义的是终端的上行链路传输单元的实施例，权利要求25到30定义的是接入点的上行链路接收单元的实施例，权利要求14到17以及18到23定义的是用于下行链路传输单元和上行链路传输单元的相应实施例。

如果接入点定期或者根据需要而向/从依照权利要求4和5所述的优选实施例所提出的不同移动终端发送和接收前同步码，那么新系统的性能将可以提高。在这个实施例中引入了常规的下行链路和上行线路前同步码设计需求，并且提出了一组为不同带宽的MT满足所述需求的特定前同步码序列。

在这里始终针对所支持的通信系统来优化帧结构。它对可实现的系统性能具有极大影响，这其中包括有效吞吐量、频谱效率、服务等待时间、牢固性以及功耗。为使根据本发明的新的带宽非对称通信能够有效工作，在这里根据权利要求6和7的实施例而提出了新的帧结构。所述超帧结构包括下行链路周期和上行链路周期。下行链路同步序列的带宽是可以扩缩的，也就是说，即使在MT实施了BW自适应接收/滤波之后，它也必须保持其良好的同步属性。

优选地，下行链路周期包括用于带宽不同的终端的多个公共控制信道，所述公共控制信道被接入点用于向终端进行传送。公共控制信道的带宽是可以扩缩的，也就是说，即使在MT执行了BW自适应接收/滤波之后，它也会为指定BW分类的终端递送所有必要的控制信息。

借助根据本发明的通信系统，终端能够建立一个或多个连接。例如，一个连接可以用于语音，另一个连接可以用于视频，以便实现视频电话；此外，一个连接还可以控制，并且另一个连接可以用于在线游戏应用的图像/视频数据。

根据另一个实施例，在这里提供了重建装置，其中该装置被适配成从接收到的射频OFDM信号包含的用于指示N_{u_rx}值的信息中获取指示所述值的信息，或者通过分析所接收的射频OFDM信号的带宽来获取指示所述值的信息。假设接入点知道有可能存在很多带宽分类。在每一个带宽内部，它必须执行所有的窗口化(windowing)和组合操作，以便检测属于所考虑的BW分类的MT是否发送了信号。作为替换，它也可以从上层获取该信息。仅检测带宽分类内的活动还不够。例如，带宽较大的MT有可能为低于其带宽的所有带宽分类产生活动。此外还应该指出的是，在这里优选为每一个MT单独执行偏移估计(时域和频域)、偏移补偿以及信道均衡。

附图简述

现在将参考附图来对本发明进行更详细的说明，其中：

图1显示的是用于上行链路的发射机架构的框图，

图2和3描述的是用于上行链路的发射机中的信号流，

图4显示的是用于上行链路的接收机架构的框图；

图5和6描述的是用于上行链路的接收机中的信号流；

图7显示的是用于下行链路的发射机架构的框图；

图8到10描述的是用于下行链路的发射机中的信号流；

图11显示的是用于下行链路的接收机架构的框图，

图12描述的是用于下行链路的接收机中的信号流，

图13描述的是不同带宽分类如何共享不同频谱系数，

图14显示的是以用于具有12个采样的最大带宽分类的Gold序列为开始的前同步码设计的实例，

图15显示的是用于插入了前同步码的上行链路的发射机架构实施例的框图，

图16显示的是用于插入了前同步码的下行链路的发射机架构实施例的框图，

图17显示的是超帧结构，

图18显示的是可以使用本发明的通信系统的简化框图。

实施例详述

用于上行链路的总体布置

众所周知，对任何OFDM系统来说，上行链路同步处理都是充满挑战的。对带宽非对称OFDM来说，这个问题甚至会更糟，因为在接入点和不同终端中，采样率与低通滤波器之间的失配将会进一步增加实际实施方式中的失步程度。在OFDM系统中，术语同步涵盖了时钟、频率、相位和定时同步。通常，在提到定时同步时应该考虑OFDM符号和帧同步。借助从下述实施例中可以清楚了解的创新性的技术组合，根据本发明的通信系统在对抗频率、相位、时钟和定时的实际抖动方面具有很强的牢固性。

概括地说，本发明涉及一种通信系统，其中该系统包括至少一个接入点，例如电信网络中的基站，并且还包括至少一个终端、例如电信网络中的至少一个移动电话。通常，为了能够彼此通信，与已知通信系统中的一个或多个接入点相关联的终端必须具有相同的带宽，但在根据本发明的系统中，这一点并不是必需的。

新的发射机概念提供了将OFDM调制与MT中的每一个用户连接的速率相适配的灵活性。假设将MT的第k个带宽分类定义成MT的分类，其FFT/IFFT只具有2^k个系数，并且其基带采样率是2^kf_Δ。对上行链路来说，L＝N_rx/N_tx≥1，其中N_tx＝2^k。

图1显示的是用于上行链路的发射机架构的框图，也就是根据本发明而在基本的非对称OFDM通信系统中使用的用户终端(MT)的上行链路传输单元1的示意图，其中该用户终端具有用于两个用户连接i和j的特定带宽。对每一个用户连接来说，任何自适应或非自适应信道编码器和交织器10i、10j都是可以应用的。一旦接收到应用数据，那么所述信道编码器和交织器10i、10j(通常被称为上行链路符号生成装置)将会产生复数(I/Q)值的信道编码数据。应该指出的是，实数值符号在这里被视为虚数Q分量为零的复数值数据符号的特殊范例。在用于所考虑的连接i和j的OFDM符号的每一个新的开端，子载波映射器11i和11j分别从信道编码器和交织器10i和10j获取分别用于连接i和j的mi和mj个信道编码数据符号，其中mi、mj和总和mi+mj中的每一个都小于或等于N_{u_tx}，而所述N_{u_tx}则是特定于带宽分类的终端IFFT的尺寸。

A1i/A1j表示的是子载波映射器11i/11j的输入矢量，其中所述输入矢量包含了mi/mj个符号作为其分量。在用于连接i/j的呼叫建立阶段，终端与接入点就公共伪随机序列达成一致，以便改变将A1i/A1j的mi个数据符号映射到IFFT的N_{u_tx}个子载波中的mi/mj个子载波的处理。AP则确保指定给不同连接的子载波不会在相同时隙(TS)中重叠。

与常规的OFDM系统相似，在总共N_{u_tx}个子载波中，有必要让少量子载波(其位于IFFT的第N_{u_tx}/2个系数周围并代表了OFDM符号中的最高频率子载波)不被任何用户连接所使用。这是因为时域中的窗口化功能将会导致调制信号频谱扩展，如果执行该措施，那么将会引入ICI。

可变速率连接复用是在子载波映射器11i/11j中通过将不同连接i和j指定给相同时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波来完成的。也就是说，在这里使用了TDMA方案，来获取连接i和j的复用以及多址接入。

加法器19将相对于所使用的不同子载波的不同连接的输出矢量B1i和B1j相加。对所有连接i和j来说，B1i和B1j的总和会在单元12中经历N_{u_tx}点IFFT，以便产生最大带宽N_{u_tx}f_Δ的OFDM符号。作为选择，由于TDD信道的相互性(reciprocity)，在连接加法器19与IFFT单元12之间可以通过使用下行链路信道估计来执行预均衡处理。

在IFFT之后，在保护周期插入单元13中通过对复用了连接的OFDM符号执行部分循环扩展而插入了保护周期(GP)。为了借助用于带宽不同的不同MT的单个FFT单元来实现同时的OFDM调制，最好所有MT的保护周期是相同的。在GP插入处理之后跟随的是用于限制带外传输功率的功率整形滤波14，以及常规的数模转换器(DAC)15和常规的RF前端(RF传输单元)16，并且这二者均针对带宽N_{u_tx}f_Δ进行了优化。

在引理1和2之后，由于FFT采样速率存在差别，因此，在发射机中插入的子载波与在接收机中恢复的子载波之间将会存在一个幅度扩缩因数L＝N_{u_rx}/N_{u_tx}。然而，在这里没有必要具有一个用于这个幅度归一化处理的单独部件，这是因为，这种幅度归一化处理可以通过由如下所述的专用超帧所启用的、针对每个MT的闭环功率控制来自动完成。

应该指出的是，为了清楚起见，信道编码器和交织器10i、10j以及子载波映射器11i、11j通常还被称为OFDM编码装置，并且OFDM编码装置和IFFT单元12通常也被称为OFDM调制装置。

为了描述上述方案中的信号流，假设在信道编码器和交织器10i中的输出数据序列为A(1)，A(2)，A(3)，A(4)，A(5)，...，其中A(k)＝(a_1(k)，a_2(k)，...a_mi(k))^T是具有mi个复数分量的矢量。每一个分量a_1(k)的实部和虚部分别代表了经过信道编码的数据符号的I和Q分量。优选地，序列A(k)保存在信道编码器和交织器10i的输出FIFO队列中，并且将会根据需要由子载波映射器11i读出。

对于信道编码器和交织器10i的每一个输出矢量A1(k)，子载波映射器11j将其m个分量a₁-p(k)，p＝1，...mi映射到所考虑终端中的发射机的N_{u_tx}个子载波中的mi个子载波上以获取B1(k)。DC子载波和某些具有正号和负号的高频子载波有可能未被使用。在图2中描述了子载波映射器11i中关于mi＝10的可能映射。

每一个以这种方式构造的输出数据符号C1(k)都是频域中的OFDM符号。N_{u_tx}点IFFT变换器12将频域中的OFDM符号变换成时域中的OFDM符号。GP插入器13将一个从时域OFDM符号的最后N_{u_tx_gp}点采样或N_{u_tx_gp}个零值采样中获取的循环前缀添加到时域OFDM符号。图3描述了将循环前缀添加给时域OFDM符号的处理。

以这种方式构造并具有保护周期的OFDM符号将会经历数字低通滤波处理，以便进行功率整形。与时域OFDM符号的采样速率相比，这种功率整形LPF14可以在更高的采样率上采样，也可以不在更高的采样率上采样。

上行链路接收机的总体布置

图4显示的是用于上行链路的接收机架构的框图，也就是根据本发明而在非对称OFDM通信系统中使用，以便结合最大尺寸为N_{u_rx}的单个FFT单元来为具有不同带宽N_{u_tx_k}f_Δ的所有MT同时执行OFDM解调的接入点(AP)的上行链路接收单元4的示意图。由于每一个q UL TS(参见下文中的图17)之前的下行链路同步序列DL SCH以及从AP反馈的可选频率、相位和定时偏移，来自不同MT的OFDM信号将会以准同步的方式到达AP。

常规的RF前端40和常规的模数转换器(ADC)41(其尺寸是针对最大带宽N_{u_tx}f_Δ来设计的)接收来自不同MT的混合RF信号，并且将这些信号转换成数字格式。

ADC41可以通过执行过采样来支持后续的数字低通滤波器(LPF)42，其中该滤波器的边缘频率的尺寸是针对最大带宽N_{u_tx}f_Δ而设计的，而不是针对终端专用带宽N_{u_tx_k}f_Δ而设计的。在时域中，数字LPF是为所有带宽分类所共有的。如果ADC41通过执行过采样来支持数字LPF42，那么数字LPF42将会执行反向的下采样处理来恢复所需要的公共(最大)接收机采样速率N_{u_rx}f_Δ。

根据同步需求，MT既可以发送MT专用前同步码，也可以不发送所述MT专用前同步码，其中所述前同步码可以与来自其他MT的前同步码进行频率复用、码复用或时间复用。如果至少一个MT正在发送前同步码，例如在超帧(如下所述)中发送前同步码，那么时域频率/相位/定时偏移估计器43将会根据前同步码中的特殊比特图案来执行频率、相位和定时捕获及追踪。如果所提出的技术组合所启用的准同步对所需要的解调性能来说足够良好，那么可以取消所述时域频率/相位/定时偏移估计器43。

在所述时域频率/相位/定时偏移估计器43之后，保护周期将会被GP移除器44移除，并且剩余的N_{u_rx}个采样将会遭遇由N_{u_rx}点FFT单元445同时实施的FFT。应该指出的是，N_{u_rx}是系统支持的最大FFT尺寸。

在所述FFT之后将会执行MT专用操作。在不丧失一般性的情况下，在图4中只显示了带宽分类不同且具有索引s和t的两个MT。在下文中会以MT_t为实例来说明如何执行MT专用操作。首先，MT专用子载波必须从N_{u_rx}个FFT系数中被提取，并且该处理是在用于MT_t单元46t的窗口化处理中进行的。由于N_{u_rx}点FFT的前N_{u_tx_t}/2个系数代表了N_{u_tx_2}/2个具有正号的频繁性最低的子载波(包括DC)，并且N_{u_rx}点FFT的最后N_{u_tx_t}/2个系数代表了OFDM信号中具有负号的N_{u_tx_t}/2个频繁性最低的子载波，因此，在这里将会执行如下的FFT索引映射，以便从所有N_{u_rx}个FFT系数中提取N_{u_tx_t}个用于MT_t的子载波(MT表示终端，而AP表示接入点)：

E4_{MT_t}(i)＝F4_AP(i)，              如果0≤i≤N_utxt/2-1

E4_{MT_t}(i)＝F4_AP(N_{u_rx}-N_{u_tx_t}+i)  如果N_{u_tx_t}/2≤i≤N_{u_tx_t}-1

该映射是在图6中描述的。

如上，F4_AP(i)代表的是在接入点中以及在N_{u_rx}点FFT之后获取的第i个FFT系数，并且E4_{MT_t}(i)代表的是在终端MT_t中生成的第i个FFT系数。借助该映射，在MT_t中产生的全部N_{u_tx_t}个FFT系数将被提取并且按照正确的方式设置，像是由常规N_{u_tx_t}点FFT获取那样。E4_{MT_t}分离地包含了直到所考虑的设备MT_t的带宽的子载波。在连接建立过程中，AP确保不会有一个以上的连接在同一TS内部共享公共FFT的同一子载波。

但是，在实际系统中，发射机中的功率整形滤波器14(参见图1)并不是理想的。通常，(根升余弦)RRC或RC(升余弦)滤波器将被应用，这样做会将所用子载波的原始OFDM频谱扩展到相邻波段，而这将会导致接收到的有用信号能量扩展到除了图6中的前N_{u_tx}/2以及最后的N_{u_tx}/2个子载波之外的其他子载波。由此，一般来说，在这里必须应用窗口化和混合操作来取代上文中用于所讨论的理想情况的简单窗口化操作。

由此，在一个优选实施例中，特定于带宽分类的窗口化和混合单元26将会在来自图4的N_{u_rx}点FFT单元25的N_{u_rx}个FFT系数F_AP中选择前K/2个和后K/2个FFT系数，其中N_{u_tx_t}≤K≤N_{u_rx}。对从所考虑的终端传送的OFDM符号来说，其第i个FFT系数E4_{MT_t}(i)是通过在接收机中对这K个FFT系数进行线性或非线性滤波器操作来重建的。通常，该操作可以表述为：

E4_{MT_t}(i)＝function(F_AP(m)，F_AP(n))，

对所有的m，n来说，其中0≤m≤K/2-1，并且N_{u_rx}-k/2≤n≤N_{u_rx}-1。

如果在系统中考虑MT专用的导频音，那么将会提供终端专用的频域频率/相位/定时偏移估计器47t来执行频域中的另一个频率/相位/定时偏移估计。不同MT的导频音可以被频率复用、码复用或时间复用。根据性能需求，MT既可以发送前同步码和/或导频音，也可以什么都不发送。前同步码可以被构造成传送用于信道估计以及频域中的附加频率/相位/定时追踪的导频音。频域频率/相位/定时偏移估计器47t还使用了来自时域频率/相位/定时偏移估计器43的结果来提高所述估计的精确度和置信度。此外，在这里还提供了频率/相位/定时偏移补偿器48t，该补偿器为所考虑的终端MT_t使用了最终的频率/相位/定时估计结果，以便补偿E4_{MT_t}(i)中的已调制子载波偏移。另外。接入点可以经由在下行链路信道上传递的控制信息而将最终的频率/相位/定时估计结果反馈给终端MT_t。

在清除了频率/相位/定时偏移之后，终端专用的信道均衡处理是在信道均衡器49t中在频率/相位/定时偏移补偿器48t的输出矢量D4t上执行的，这是因为与E4_MT(i)相比，其在D4t上的结果更为可靠。信道均衡器49t递送一个输出矢量C4t，该矢量包含了终端MT_t的所有可能的子载波。

由于这些子载波仍旧会受到噪声和干扰的影响，因此一般来说，可以应用终端专用的数据检测器50t(例如MLSE)，以便在统计上优化所使用的每一个子载波的解调结果。在统计上被优化的检测结果将被递送到子载波去映射器51t，所述去映射器将会重建mi个数据符号(也就是复数值的信道编码符号)，以此作为所考虑的终端MT_t的每一个连接i的A4ti分量。最终，在信道解码器和解交织器52ti中将对数据符号执行解交织和信道解码，以便获取原始的上层数据信号。

在文献中业已提出了多用户检测(MUD)，以便对抗传统的MC-CDMA系统的失步(out-of-sync)。这种改进取决于失步程度以及其他设计参数。MUD的计算量是非常密集的，由于固有的上行链路同步需求已经通过所提出的技术组合而被移除，因此，在这里提出的方案中避免了这种计算密集性，尽管如此，在这里还是引入了多种机制，以便为同时进行的FFT获取良好的准同步。但是，MUD仍旧是可以借助所提出的方案来应用的。一种可行性是将MUD应用于同时执行的FFT的输出矢量F4_AP(i)。F4_AP(i)包含了来自所有MT并且可以供MUD使用的完整信息。另一种可行性是针对所有MT将MUD应用于信道均衡结果C4t、C4s。在这种情况下，跨越MT的MUD单元应该替换图4中的MT专用数据检测单元50t、50s。

重建单元46t、46s、子载波去映射器51t、51s以及信道解码器和解交织器52t、52s通常也被称为上行链路OFDM恢复装置，并且FFT单元55和上行链路OFDM恢复装置通常也被称为上行链路OFDM解调装置。

接下来将要说明的是上述方案的信号流。由于与终端中的发射机相比，接入点中的接收机40具有更高的带宽，其基带具有更高的采样速率，因此，所接收的具有保护周期的时域OFDM符号将会包含N_{u_rx}+N_{u_rx_gp}个采样点，其中一般来说，N_{u_rx}/N_{u_tx}＝N_{u_rx_gp}/N_{u_tx_gp}＝2^k。但是，由于接收机是以2^k倍或更高的速率采样的，因此，时域OFDM符号及其保护周期的绝对持续时间与终端中的发射机产生的相同。

如图5所示，GP移除器44从每一个具有保护间隔的时域OFDM符号中移除N_{u_rx_gp}个在先采样。

N_{u_rx}点FFT变换器45将没有保护周期的时域OFDM符号转换成频域中的OFDM符号。如图6所示，由终端传送的原始的N_{u_tx}个OFDM子载波是通过从N_{u_rx}点FFT的N_{u_rx}个频谱系数中取前N_{u_tx}/2个采样以及最后的N_{u_tx}/2个采样来重建的，或者是通过更复杂的频域滤波操作来重建的。

对于以这种方式构建的带宽分类专用FFT窗口为基础的OFDM符号F4_AP(i)来说，所述OFDM符号将会经历频率/相位/定时偏移补偿、信道均衡以及数据检测中专用于第一个MT发射机的处理。然后，仅仅设想用于MT_t的路径，子载波去映射器51t将每一个频域OFDM符号B4t(k)的m个重建数据子载波映射到mi和mj个信道编码数据符号a_1(k)、a_2(k)、...a_mi(k)以及a_1(k)、a_2(k)、...a_mj(k)，以便由信道解码器和解交织器52ti、52tj进行进一步的处理。

关于下行链路发射机的总体布置

接下来将要说明的是用于下行链路的发射机和接收机架构的实施例。假设将终端的第k个带宽分类定义成是终端分类，其FFT/IFFT只具有N_{d_rx_k}＝2^k个系数，并且其基带采样速率是N_{d_rx_k}f_Δ。假设接入点中的OFDM采样速率是N_{d_tx}f_Δ，其中N_{d_tx}是用于OFDM调制的FFT引擎的尺寸，由此，对下行链路来说，L＝N_{d_tx}/N_{d_rx_k}≥1。

图7显示的是用于下行链路的发射机架构的框图，也就是根据本发明而在非对称OFDM通信系统中使用的接入点的下行链路传输单元7的示意图，其中该图示与图1所示的上行链路发射机的框图大致相似。其区别在于：AP必须为下行链路中的每一个活动的MT实例化一个发射机，并且不同的发射机具有不同的带宽。这里的技术难题是在为带宽不同的所有接收机(即MT)指定了一个或多个相同时隙的情况下，为这些接收机同时执行OFDM调制。图7的方框7’只包含了特定于终端(由此特定于带宽)的操作。

在不丧失一般性的情况下，图7只显示了两个MT的发射机实例，即MT_s和MT_t，其中这两个发射机实例具有不同的带宽分类s和t。以带宽分类为t的MT_t为例，子载波映射器将来自信道编码器和交织器70tj的A7tj的mj个输入数据符号映射到最大αN_{d_rx_t}个子载波，其中0<α<1反映的是这样一个事实，那就是不应该使用具有正和负号的一小部分最高频率子载波，以免频谱扩展因为时域窗口化处理而导致ICI。对N_{d_rx_t}点FFT来说，常规的FFT系数索引规则将被用于图7中中的所有MT专用操作。

对上至图7中的连接加法器83s、83t、也就是信道编码器和交织器70si、70sj、70ti、70tj(通常被成为下行链路符号生成装置)以及子载波映射器71si、71sj、71ti、71tj的所有MT专用操作来说，关于这些操作的描述与关于图1中的上行链路发射机的操作的描述是相同的。在添加了MT_t的所有连接之后，在这里将会为带宽分类为t的每一个MT_t产生一个包含了N_{d_rx_t}个频谱系数的矢量E7_{MT_t}(i)。通过使用上行链路信道估计结果，可以将用于功率整形的可选预均衡和/或低通滤波处理应用于E7_{MT_t}(i)。在为同时执行的N_{d_tx}点IFFT而将所有具有带宽专用尺寸的E7_{MT_t}(i)相加时，其索引通常必须被重新排序，以便满足被放大的FFT窗口中的频率对应性。由此，图6所示的映射处理必须由索引移位器73s、73t执行，但是该处理是在相反的方向上执行的。在该映射处理之后，这时将会为每一个MT_t产生N_{d_tx}维FFT矢量，其中该矢量只包含了前N_{d_rx_t}/2个和最后的N_{d_rx_t}个非零频谱系数。其间的FFT系数设置将被设置为零。

如果有一个以上的MT来自同一带宽分类，那么在开始索引移位器73s、73t中的FFT系数重排序处理之前，首先可以将相同带宽分类的MT的输入矢量E7_{MT_t}(i)进行相加。作为选择，特定于带宽分类的波形整形操作可以在索引移位器之前应用于同一带宽分类的输入矢量E7_{MT_t}(i)的总和上。

在索引移位器73s、73t之后，第二加法器84对用于不同MT的已放大FFT矢量进行相加，并且该总和将会由最大尺寸为N_{d_tx}的单个IEFT单元74执行同时进行的IFFT。在这个N_{d_tx}点IFFT之后，其后跟随的是使用了GP插入器75、LPF76以及DAC77的用于N_{d_tx}点OFDM符号的常规操作。由于下行链路中的同步问题不如上行链路严重，因此，与上行链路相比，用于下行链路的保护周期可以相对较短。

由于可选且特定于带宽分类的波形整形操作是在数字域中(对同一带宽分类中的MT的E7_{MT_t}(i)个矢量的总和)执行的，因此，RF前端78只需要单个的模拟波形整形滤波器，其中该滤波器的尺寸是系统支持的最大带宽。

信道编码器和交织器70以及子载波映射器71通常也被称为下行链路OFDM编码装置，并且下行链路OFDM编码装置、加法器83、索引移位器73以及IFFT单元74通常也被称为下行链路OFDM调制装置。

与图1相似，为了描述图7方案中的信号流，在这里将信道编码器和交织器70ti上的输出数据序列假设成是A(1)，A(2)，A(3)，A(4)，A(5)，...，其中A(k)＝(a_1(k)，a_2(k)，...a_mi(k))^T是具有mi个复数分量的矢量。每一个分量a_1(k)的实部和虚部分别代表了经过信道编码的数据符号的I和Q分量。优选地，序列A(k)保存在信道编码器和交织器71ti的输出FIFO队列中，并且将会根据需要由子载波映射器71ti读出。

对信道编码器和交织器70ti的每一个输出矢量A7(k)来说，子载波映射器71ti将其mi个分量a₇_p(k)，p＝1，...mi映射到所考虑的MT接收机的N_{d_rx}个子载波中的mi个子载波上，以便获取B7(k)。DC子载波和某些具有正号和负号的最高频率子载波有可能未被使用。在图8中描述了子载波映射器71ti中关于mi＝10的可能映射。

每一个以这种方式构造的输出数据符号都是相对于FFT索引的频域OFDM符号B7(k)，其中所述FFT索引是以所考虑的MT接收机为基础的。由于特定于这个带宽分类的OFDM符号的频谱有可能在实际传输中扩展，因此，在这里可以应用一个预防性的功率整形LPF，以便逐渐降低OFDM符号频谱边缘的功率。在图9中显示了可能的功率整形LPF功能。

在功率整形LPF以及加法器83t、83s之后，索引移位器73t、73s会将基于MT接收机的FFT索引E7_MT重新映射到基于AP发射机的FFT索引上，其中与MT接收机的FFT尺寸N_{d_rx_t}相比，该索引的FFT尺寸N_{d_tx}是它的2^k倍。重映射处理是通过将基于MT接收机的FFT窗口中的前N_{d_rx_t}/2个子载波指定给基于AP发射机的FFT窗口中的前N_{d_rx_t}/2个索引，以及将基于MT接收机的FFT窗口中的最后N_{d_rx_t}/2个子载波指定给基于AP发射机的FFT窗口中的最后N_{d_rx_t}/2个索引来完成的。在图10中示例了该操作。最后，加法器84会将索引移位器83t、83s的结果相加，以便获取F7_AP。

关于下行链路接收机的总体布置

图11显示的是用于下行链路的接收机架构的框图，也就是根据本发明而在非对称OFDM通信系统中使用且具有特定带宽分类的用户终端的下行链路接收单元11的示意图。假设将一个以上的MT指定给了所论述的一个或多个相同时隙。

对常规的RF前端110、常规的ADC 111以及常规的数字低通滤波器112来说，其尺寸是特定于终端的带宽N_{d_rx}f_Δ，这些设备将会接收来自接入点的混合RF OFDM信号，将这些信号转换成数字格式，并且滤除带外的非预期信号。在数字LPF 112之后，数字信号只包括最小带宽最高为带宽N_{d_rx}f_Δ的信道编码符号，这是所考虑的终端的带宽。AP既可以发送也可以不发送所有MT的公共前同步码，或是可以与其他MT的前同步码进行码复用、频率复用或时间复用的MT专用的前同步码。如果将前同步码发送给所考虑的终端，那么时域频率/相位/定时偏移估计器113将会根据DL前同步码中的特殊比特图案来执行频率、相位和定时捕获和追踪。在时域频率/相位/定时偏移估计器113之后，在GP移除器114中将会移除保护周期，并且剩余的N_{d_rx}个采样会在FFT单元115中经历常规的N_{d_rx}点FFT。N_{d_rx}点FFT单元115的输出矢量E11(频域OFDM信号)包含了上至所考虑的终端的带宽的子载波。

如果接入点发送公共或终端专用导频音，那么频域频率/相位/定时偏移估计器116可以在频域中执行另一个频率/相位/定时偏移估计。用于不同MT的导频音可以进行频率复用、码复用或时间复用。根据性能需求，AP既可以发送前同步码和/或导频音，也可以什么都不发送。前同步码可以被构造成还传送用于频域中的信道估计以及附加频率/相位/定时偏移追踪的导频音。此外，该频域频率/相位/定时偏移估计器116还使用了来自时域频率/相位/定时偏移估计器113的结果来提高所述估计的精度和置信度。频率/相位/定时偏移补偿器117使用了关于所考虑的终端的最终频率/相位/定时估计结果来补偿频域OFDM信号E11中的已调制子载波的偏移。

此后，在清除了频率/相位/定时偏移之后，在信道均衡器118中，信道均衡处理是在频率/相位/定时偏移补偿器117的输出矢量D11上执行的，这是因为所述信道均衡处理在D11上的结果要比在E11上的结果可靠。信道均衡器118递送其输出矢量C11，其中该矢量包含了MT的所有已使用子载波中所有子载波的索引。由于后者仍旧会受到噪声和干扰的影响，因此一般来说，在这里可以应用MT专用的数据检测器119(例如MLSE)，以便在统计上为已用子载波上的每一个连接优化解调结果。这个在统计上经过优化的检测结果将被递送到子载波去映射器，其中所述去映射器将会重建m_i个数据符号，以此作为MT的每一个连接i的A11i的分量。最后，在信道解码器和解交织器121中将对经过信道编码的符号A11i、A11j执行解交织和信道解码处理，以便获取原始的上层数据。

子载波去映射器120、信道解码器以及解交织器121i、121j通常也被称为下行链路OFDM解码装置，并且FFT单元115和OFDM解码装置通常也被称为下行链路OFDM解调装置。

MR接收机是一个常规的OFDM接收机。在可以锁定于比BW＝N_{d_rx}f_Δ更高的速率的ADC 111之后将会运行一个数字低通滤波处理112。如果ADC 111是过采样的，那么在数字LPF 112之后同样跟随了下采样至所需要的带宽N_{d_rx}f_Δ的处理。

如图12所示，GP移除器54从具有保护周期的每一个时域OFDM符号中移除N_{d_rx_gp}个在先采样。

N_{d_rx}点FFT变换器115将没有保护周期的时域OFDM符号变换成频域中的OFDM符号。在执行了频率/相位/定时偏移补偿、信道均衡以及数据检测之后，子载波去映射器120会将每一个频域OFDM符号C11(k)的m个已经重建和使用的子载波映射到mi和mj个信道编码数据a_1(k)、a_2(k)、......、a_m(k)以及a_1(k)、a_2(k)、......a_mj(k)，以便由信道解码器和解交织器121i、121j进行进一步处理。

在下文中将要说明的是如上所述根据本发明的通用通信系统的附加背景信息以及其他实施例。

前同步码(preamble)设计

首先将要说明的是一个在从AP到属于特定带宽分类的MT的下行链路传输，和/或在从属于特定带宽分类的MT到AP的上行链路传输中使用前同步码的实施例。

众所周知，OFDM系统需要前同步码，以便在发射机与接收机之间启用频率/时钟、相位以及定时同步，这对良好的性能而言是非常关键的。关于前同步码的处理是在上行链路和下行链路接收机的时域频率/相位/定时偏移估计器和/或频域频率/相位/定时偏移估计器之间进行的。此外，使用前同步码来实施各种同步处理的方法有很多种。

由于AP必须在根据本发明的上述带宽非对称OFDM系统中支持不同带宽的MT，因此，如果直接应用常规前同步码设计范例(paradigm)，那么有可能导致独立产生和处理用于不同带宽分类的前同步码。这意味着作为开销的系统控制数据量的增加以及更多的基带处理。在下文中将会说明一种可以避免这些缺陷的协调的前同步码设计方法。

在所提出的带宽非对称OFDM系统中，AP支持不同带宽的MT。假设将MT的第k个带宽分类定义成是MT的分类，其FFT/IFFT只具有2^k个系数，并且其FFT/IFFT采样速率是2^kf_Δ，其中f_Δ是子载波间隔，它被设置成对AP和MT来说都是相等的。在不丧失一般性的情况下，AP的FFT/IFFT采样率与附属于最高带宽分类的MT的是相等。

在Parseval定理之后，

${\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{s}_1\left(t\right)s_2\left(t\right)\mathrm{dt}={\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{S}_1\left(f\right)S_2^{*}\left(f\right)\mathrm{df}$

在频域中具有良好自相关属性的OFDM前同步码在时域中仍旧具有良好的自相关属性。这也正是为什么用于IEEE802.11a系统的前同步码是以在频域中具有良好自相关属性的短和长同步序列为基础的原因，尽管同步操作自身在大多数实际实施方式中却是在时域中完成的。

假设AP中的FFT单元的尺寸是N＝2^kmax。这N个频谱系数在物理上代表了从-Nf_Δ/2到Nf_Δ/2-1的(周期性)频谱。在这个完整的频谱上，不同带宽分类的MT将会以不同方式使用FFT系数。图13描述了不同带宽分类如何共享不同的频谱系数。频谱系数的频繁性越低，使用它们的带宽分类也就越多。

由于不同带宽的MT共享了其重叠频谱内部的子载波，因此，现在存在着设计出由不同带宽的MT共享的单个M点长前同步码序列Pr(i)的可能性，其中M≤N。一般而言，这种公共前同步码序列应该满足下列要求。

1.在Pr(i)，i＝0，...M-1的M个码片中，每一个码片都应该被指定给一个唯一的子载波。这M个码片应该是分散的，由此，如果具有2k个子载波的第k个带宽分类包含Pr(i)的p个码片，那么具有2^k+1个子载波的第k+1个带宽分类应该包含Pr(i)的2p个码片。

2.对所要考虑且包含了N_min＝2^kmin个频繁性最低的FFT系数的最小带宽分类来说，落入最小带宽分类的带宽中的Pr(i)的码片应该具有良好的自相关属性。这意味着有足够的码片落入最小带宽分类，在这里假设其大于四个。

3.对分别包含了2^k1和2^k2个FFT系数且k₁>k₂>k_min的两个带宽分类k₁和k₂来说，落入第k₁个带宽分类的Pr(i)的码片的自相关属性应该等于或好于落入第k₂个带宽分类的码片的自相关属性。这是因为与第k₂个带宽分类相比，第k₁个带宽分类包含了更多的Pr(i)的码片。

4.任何两个落入相同带宽分类的不同前同步码Pr₁(i)和Pr₂(i)的码片都应该相互正交。

依照这种设计要求，假设最低带宽分类包含了足够的FFT系数，例如N_min＝16，在这里提出的是使用正交Gold码作为带宽非对称OFDM系统的公共前同步码。其中举例来说，这种正交Gold码是在L.Hanzo、M.Muenster、B.J.Choi、T.Keller、John Wiley & Sons于2004年6月编著的“OFDM and MC-CDMA for Broadband Multi-UserCommunications，WLANs and Broadcasting”一书中描述的。使用这种码的原因在于：与其他码相比，所述Gold码在任何长度都具有良好的自相关和互相关属性。但是，以下设计技术还可以应用于任何其他码，例如m序列等等。

一般来说，每一个长度M＝2^m的Gold码都应该代表一个唯一的M点公共前同步码，其中M≤N。假设不同带宽分类的数量是Q＝2^q，q<m，并且k_min是最小带宽分类的索引。从该最小带宽分类开始，应用以下的连续设计规则。

最小带宽分类应该包含Gold码的前M_kmin＝M/Q个码片。这M_kmin个码片可以被等距(equidistantly)指定给最小带宽分类的N_min＝2^kmin个子载波的，也许不是等距指定给最小带宽分类的N_min＝2^kmin个子载波的。这一点可以由单独的系统设计来确定。

假设将Mk个码片指定给了第k个带宽分类，第k+1个带宽分类应该包含Gold码的前2Mk个码片。在这2M_k个码片中，前一半与第k个带宽分类的码片是相同的。这意味着第k个带宽分类将会决定其与子载波的指定关系。在这2M_k个码片，后半部分码片被指定给了落入第k+1个带宽分类的频率但却没有落入第k个带宽分类的频率的子载波。同样，对这2M_k个码片中的后半部分的子载波来说，为其指定的位置是随意选择的。

在处于第k个带宽分类的MT的接收机中，由于MT的RF前端会滤除所有其他子载波，因此，接收到的时域OFDM符号(也就是在特定于带宽分类的FFT之前)仅仅由AP发送的前2^k个频繁性最低的子载波构成。由此，为了检测前同步码，MT只需要在时域中将Gold码段的IFFT变换版与接收机的OFDM符号进行相关，其中所述Gold码段的M_k个码片被指定给了第k个带宽内部的M_k个自由选择的子载波。

如果在所选择的这M_k个子载波上没有复用其他数据，那么MT可以立即使用这M_k个子载波(也就是在特定于带宽的FFT之后)，以此作为导频音来估计AP与MT之间的传输函数，这是因为这些子载波是利用Gold码的前M_k个码片上的已知采样值来调制的。

作为例示，在这里假设有3个不同的带宽分类。最大带宽分类具有64个FFT系数，次最大带宽分类具有32个FFT系数，并且最小的带宽分类具有16个FFT系数。这意味着k_max＝6，k_min＝4。用于最大带宽分类的Gold序列具有12个采样Pr_6(i)，i＝1，...12。图14显示的是如何从这个用于最大带宽分类的Gold序列开始以及将其指定给所选择的12个子载波4、8、12、19、23、27、35、39、43、48、53、58。用于其他带宽分类的前同步码序列及其与子载波的指定关系是根据上述设计规则来确定的。图14A显示了用于最大带宽分类的前同步码Pr_6(i)以及与12个子载波的可能指定关系。图14B显示的是用于次最大带宽分类的前同步码Pr_5(i)以及推导得到的与6个子载波的指定关系。图14C显示的是用于最小带宽分类的前同步码Pr_4(i)以及推导得到的与3个子载波的指定关系。

图15显示的是具有前同步码插入装置的上行链路发射机1A的布置，其中所述布置是以图1所示的布置为基础的。开关20确定是否MT会在上行链路中传送前同步码序列或OFDM用户数据块。时域前同步码生成器17可以直接在时域中产生前同步码，或者它也可以首先根据设计规则而在频域中产生临时前同步码，然后则通过N_{u_tx}点IFFT来将这个临时前同步码变换成最终的时域前同步码。优选地，这个时域前同步码保存在存储器(未显示)中。当开关20处于朝上位置时，这时会以正确的时钟速率来读出时域前同步码，并且将会中止OFDM用户数据块的传输。

在上行链路接收机上(如图4概括性显示的那样)，时域频率/相位/定时偏移估计器43和/或频域频率/相位/定时偏移估计器47s、47t将会使用前同步码序列。如果只有时域频率/相位/定时偏移估计器43使用前同步码序列，那么在图4所示的上行链路接收机4中，只有RF前端40、ADC41、数字LPF42以及时域频率/相位/定时偏移估计器43会处理前同步码序列。如果频域频率/相位/定时偏移估计器47s、47t将会使用该前同步码序列，那么上行链路接收机4的公共N_{u_rx}点FFT单元45、窗口化和混合单元46s、46t以及频域频率/相位/定时偏移估计器47s、47t也会处理前同步码序列。根据前同步码的实际设计，GP移除器44可以被禁用。

图16显示的是具有前同步码插入装置的下行链路发射机7A的布置，其中该布置是以图7所示的布置为基础的。开关80确定AP是否会在下行链路中传送前同步码序列或OFDM用户数据块。时域前同步码生成器79既可以直接在时域中产生前同步码，也可以首先根据设计规则而在频域中为所考虑带宽分类的常规FFT索引编号系统产生临时前同步码。然后，所述临时前同步码必须被索引移位到公共FFT单元的FFT索引编号系统，并且最终通过用于所有带宽分类的公共N_{d_rx}点IFFT转换成时域前同步码。优选地，时域前同步码保存在存储器中。当开关处于朝下位置时，这时会以正确的时钟速率来读出时域前同步码，并且中止OFDM用户数据块的传输。

在下行链路接收机上(如图11概括性显示的那样)，时域频率/相位/定时偏移估计器113和/或频域频率/相位/定时偏移估计器116将会使用前同步码序列。如果只有时域频率/相位/定时偏移估计器113使用前同步码序列，那么在图11所示的下行链路接收机11中，只有RF前端110、ADC 111、数字LPF 112以及时域频率/相位/定时偏移估计器113会处理前同步码序列。如果频域频率/相位/定时偏移估计器116也会使用前同步码序列，那么N_{u_rx}点FFT单元115以及频域频率/相位/定时偏移估计器116也会处理前同步码序列。根据前同步码的实际设计，GP移除器114可以被禁用。

由AP定期或根据需要来发送或接收去往/来自不同MT的前同步码的上述建议补充了根据本发明提出的通信系统。这样做会使MT的成本、尺寸和功耗可以扩缩，由此与任何单独的已知无线系统相比，这样做将会覆盖更大的潜在应用区域。

帧结构

对所提出的带宽非对称OFDM系统来说，优选使用的是图17所示的超帧结构。

该超帧包括下行链路(DL)周期和上行链路(UL)周期，并且这些周期是由将RF前端从发射机切换到接收机模式所需要的TX-RX转变(turnaround)时间来分离的，反之亦然。除了广播信道(BCH)之外，用于DL/UL信道的基本TDMA单元是时隙(TS)。每一个TS由Q个OFDM符号构成，并且其持续时间介于0.5ms到2ms之间。DL周期始于一组DL前同步码，这组DL前同步码由N_s个相同的短前同步码构成，其后跟随的是N₁个相同的长前同步码。每一个短和长前同步码都应该包含处于每一个带宽分类的频带以内的数量足够大的子载波。短前同步码是根前同步码P1的时域缩短形式，并且长前同步码是根前同步码P2的时域扩展形式。在上文中已经描述了用于新的带宽非对称OFDM系统的根前同步码P1和P2的可能设计。除了频率/时钟、相位和定时同步之外，长前同步码还可以用于DL信道估计。AP可以具有不同的DL前同步码组，每一组DL前同步码都可以与后续广播信道(BCH-i)使用的子载波集合相关联。如果i<j，那么BCH-i是在BCH_j之前发送的。在MT匹配了一组DL前同步码之后，它能够对使用了其带宽分类i内部的子载波的后续BCH-i中的至少一个进行解码。

BCH-i的长度是将要在BCH-i中发送的第一信息元素。由于BCH-i有可能很短，因此，其长度是用OFDM符号的数量而不是TS数量表述的。BCH-i由属于第i个带宽分类但却不属于第(i-1)个带宽分类的子载波构成。依照上述定义，与第i个带宽分类相比，第(i-1)个带宽分类具有更小的带宽。这样做的结果是在BCH-i上发送的信息元素必须只与第i个带宽分类的MT或是更高带宽分类的MT相关。在BCH-i上发送的最后一个信息元素是一个标志，该标志表明是否有新的广播信道BCH-(i+1)跟随在当前广播信道BCH-i之后。如果该标志被设置为零，那么BCH-i是用于当前DL周期的最后一个广播信道。

第i个带宽分类的MT应该解码上至BCH-i的所有可用BCH-k，也就是说，k＝1，...i。在解码了最后一个相关的BCH-k之后，MT应该知道DL周期的长度以及UL周期的长度(在TS中)。此外还应该知道其随机接入信道(RACH)开始和结束的地方。同样，在TS中，RACH的总长度要么是固定的，要么是可以借助BCH-i中的广播来调整的。但是，AP可以将MT限制成只访问总共r个RACH时隙中的一部分时隙。由此，在可能的BCH-k，k＝1，...i之一中将会广播如下的信息元素：

RACH_Info：MT_ID，Start_TS，Length

它通告的是具有标识符MT_ID的MT只应该访问从Start_TS到Start_TS+Length-1的RACH时隙。在总共r个RACH时隙中，第一个时隙的编号为零。

对属于第i个带宽分类的MT来说，AP还可以使用BCH-k，k＝1，..i来将资源指定给已建立的专用信道(DCH)，其中所述专用信道既可以用于控制目的，也可以用于数据目的。负起责任的信息元素具有如下格式：

DCH_Info：MT_ID，CH1_ID，Start_TS-1，Length_1，CH2_ID，Start_TS_2，Length_2，...

借助该信息元素，AP用信号通告为具有标识符MT_ID的MT指定了在其标识符为CH1_ID的第一个DCH中从Start_TS_1到Start_TS_1+Length_1-1的时隙，并且指定了在其标识符为CH2_ID的第二个DCH中从Start_TS_2到Start_TS_2+Length_2-1的时隙，依此类推。CHx_ID＝NULL表明现在将会结束用于所考虑的MT的资源指定。如果DCH是下行链路连接，那么TS编号是以最后一个BCH之后的第一个TS为开始的。如果DCH是上行链路连接，那么TS编号是以RACH之后的第一个TS为开始的。在用于资源分配的TS编号中，其中并未考虑DL SCH和TX-RX转变。

AP可以将一个或多个相同TS时隙指定给同一MT或不同MT的不同DCH。在这种情况下，它应该确保这些不同连接在同一TS内部使用不同的子载波。例如，索引从0到31且与AP中的公共FFT相关联的子载波被指定给了属于带宽分类6的MT的DCH，并且索引为32到63的子载波被指定给了属于带宽分类7的MT的DCH。

由于来自不同MT的连接可以被指定到一个或多个相同时隙，因此，新的帧结构有必要提供一种机制，以便确保来自这些不同MT的OFDM符号以准同步的方式到达AP，由此利用如上所述的公共FFT引擎进行并发的OFDM解调。如图17所示，该处理是通过将UL周期(在RACH之后)分成各自具有q个时隙的相等的数据和导频信道分段来完成的。每一个数据和导频信道分段都位于下行链路同步序列DL SCH之后，并且在其前面和后面均具有TX-RX转变时间。DL SCH将被用于MT，以便为后续的p个TS执行频率/时钟、相位以及定时调整。在MT接收机与DL SCH重新同步之后，在将操作从接收机模式切换到MT中的发射机模式之后，MT中的发射机应该锁定到MT接收机的频率和相位。这种处理可以借助内部的PLL来完成，其中所述PLL锁定在DL SCH序列的频率和相位上，并且在发射机模式中(也就是在没有DL SCH的情况下)基于从DL SCH获取的最后一个频率/相位信息来运行。DL SCH序列可以与整个DL前同步码或是其子集相同的方式来产生。它应该在每一个带宽分类中包含数量足够多的子载波，以便为每一个带宽分类提供良好的自相关属性。

作为选择，在AP根据来自MT的上行链路导频音并且从AP的基准中估计了上行链路OFDM符号的频率、相位和定时偏差之后，AP还可以指示MT校正其上行链路OFDM符号的频率/时钟、相位、定时。

作为附加选项，上行链路同步可以由专用的窄带下行链路信道来支持，其中为该信道指定的波段处于任何数据通信带宽分类的波段之外。在这个窄带下行链路信道上，AP定期或者持续传送一个时间基准信号，并且即使在向AP传送数据的时候，所有MT也都会借助专用接收机装置来接收该时间基准信号。通过使用从这个专用窄带下行链路接收的基准信号，MT会将他们的时钟、频率和相位调整到AP的时钟、频率和相位，以便进行数据通信，尤其是用于对不同MT之间的数据通信执行上行链路同步。

过程

为使所提出的带宽非对称OFDM系统依照所设计的方式工作，在这里为不同操作阶段开发了新的过程。

网络标识和同步

对基于TDMA的系统概念来说，通过假设每一个网络的AP在不与其他网络波段重叠的唯一频段中工作，可以创建一个多网络环境。在这种情况下，网络是用中心载波频率来唯一标识的。

MT执行用于网络标识和同步的下列过程。它会扫描所有可能的频带，并且测量在每一个中心频率的DL前同步码的接收质量。然后，它会选择具有最佳DL前同步码接收质量的频率，并且同步到这组DL前同步码。由于在DL前同步码组ID与为不同广播信道BCH-i使用的一个或多个扰码之间存在一一对应，因此，MT可以在与最佳的DL前同步码组同步之后开始解码BCH-i中的内容。对每一个BCH-i来说，所使用的子载波及其编码/调制模式是预先定义的。

网络关联和去关联

MT将会从CCCH-i中了解所有必要的系统参数，以便开始与网络进行关联。这其中的一个重要参数是随机接入信道(RACH-i)的接入参数。RACH-i信道的起始位置和长度(在TS中)是在BCH-i中广播的，并且处于带宽分类内部的所有可能的子载波都被用于RACH-i。

在经由RACH-i接收到网络关联请求之后，AP可以为MT建立一个用于上行链路和下行链路二者的专用控制信道。这个专用控制信道是通过向MT告知其标识符来确定的。为使TDMA系统的频谱更为有效，AP应该只将连接ID永久指定给MT，而不是指定实际使用的无线电资源，即子载波+TS。如果MT希望与网络去关联，那么它会经由RACH-i或是已有的专用上行链路控制信道来向AP发送去关联请求。AP则可以为所述MT发起去关联处理。

连接建立和释放

如果MT发起连接建立处理，那么它应该经由RACH-i或是已有的专用上行链路控制信道来发送请求。如上所述，对TDMA来说，AP首先必须将无线电资源给予专用上行链路控制信道，这一点将会在下文中进行论述。一旦接收到连接建立请求，那么AP要么向MT告知TDMA系统中的新连接的标识符，要么因为系统过载而拒绝该请求。

如果AP发起连接建立处理，那么它应该经由公共DL广播信道(即BCH-i)或是经由AP与MT之间的专用下行链路控制信道来向MT通知该请求。MT则可以接受或拒绝该请求。

MT或AP中的任何一个都可以经由与用于建立请求的信道相同的控制信道来发起连接释放处理。其结果是用于该连接的所有资源此后都会被释放。

资源请求和许可/修改

MT可以使用RACH或专用上行链路控制信道来为所建立的上行链路用户连接请求资源。但是，用于专用上行链路控制信道的资源应该是动态许可的。一种执行该处理的常规方法是轮询。在这里，AP不时为MT许可用于专用控制信道的资源，以便为其提供发送其控制消息的机会。此外，用于将资源许可给专用控制信道的其他更有效方法也是存在的，例如捎带传送，在这里将会对其进行论述。AP中的资源调度器将会收集所有上行链路资源请求，并且在指定的下一个传输周期优化资源许可，其中所述周期可以是一个PHY/MAC帧或是很长。此外，它还可以修改已经长期许可给MT的资源。该许可消息是在公共广播信道或是专用下行链路控制信道中发送的。对下行链路信道来说，AP在没有明确请求的情况下向MT发送用于已建立的下行链路用户连接的许可/修改消息。该许可/修改消息是在与用于上行链路许可/修改消息的控制信道相同的控制信道上发送的。

图18显示了可以使用本发明的通信系统的简单框图。特别地，图18显示了具有上行链路接收单元4和下行链路传输单元7的接入点AP，以及包含了上行链路传输单元1和下行链路接收单元11的两个终端MT1、MT2。举例来说，该通信系统可以是一个电信系统，其中接入点AP代表了多个基站之一，并且其中终端MT1、MT2代表的是移动站或其他移动设备。但是，该通信系统也可以具有其他任何类型和/或用于其他任何目的。

总结

借助这种全新的系统设计，在原则上消除了来自不同MT的OFDM符号必须同步到达AP的要求。这种设计可以通过使用TDMA技术作为多址接入技术来获取带宽非对称OFDM通信系统而得以成为可能。由此，根据本发明，不同连接的OFDM信号将被指定到相同时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波，以便启用连接复用和多址接入。

如上所述，在AP上，来自不同MT的OFDM符号的上行链路同步不再是新系统设计的内在需要。但是，如果来自不同MT的OFDM符号过于失步，那么将无法执行并发FFT，而这将会显著提高接收机的复杂度。由此，作为选择，在这里提出了一种专用超帧结构，以便支持AP为不同MT估计频率/时钟和定时偏移，并且将这些估计反馈给MT，由此让它们调整频率/时钟和定时。在这种情况下将会为不同MT实现其OFDM到达时间的准同步。剩余的少量偏移和抖动是可以容忍的，并且可以通过新接收机架构支持的偏移补偿技术来进一步减小。

根据本发明，可以应用不同的方法来降低上行链路同步要求：

1)从AP经由超帧结构所示的带宽自适应下行链路公共/控制信道(BCH-i)到达MT的上行链路同步偏移反馈；

2)在每一个MT开始执行超帧结构中的特殊下行链路间隔所示的上行链路传输之前由其执行再次同步到公共下行链路信号(DL SCH)的处理。

所有方法可以以相互独立的方式来应用，但是如果组合应用了所有三种方法，那么将可以实现该结果。

总的来说，对根据本发明的新通信系统设计来说，由其产生的主要技术挑战如下。

不同带宽的MT可以在不同时间(例如基于TDMA、FDMA、CSMA)或相同时间(例如基于CDMA)与AP进行通信

指定带宽分类的MT仍旧可以具有比特速率不同的多个连接(每一个终端分类内的多速率)

来自带宽不同的MT的信道编码符号之间的上行链路同步

借助用于带宽不同的所有MT的单个FFT/IFFT引擎而由公共OFDM调制和解调架构执行的低复杂度的AP实施方式。

通过将AP中的公共RF信道选择滤波器用于带宽不同的所有MT所实现的低复杂度的RF前端实施方式

有效支持信道均衡

有效支持干扰缓解

有效支持预失真或预均衡

对抗载波间干扰(ICI)、符号间干扰(ISI)和多普勒频移的牢固性

降低对于定时、频率、相位和时钟偏移的敏感性

有效的MAC

应该指出的是，本发明并不局限于任何一个上述实施例，例如包含移动电话基站的电信网络或IEEE802.11a系统。一般来说，本发明适用于任何现有或未来的通信系统，以及适合此类系统中用于传送任何类型的信息的终端和接入点。此外，本发明不局限于任何特定的频率范围或调制技术。

虽然在附图和以上描述中详细例证并描述了本发明，但是这些例证和描述将被视为说明性或例示性而不是限制性的；本发明并不局限于所公开的实施例。在实施所要保护的发明的过程中，本领域技术人员可以通过研究附图、公开和附加权利要求来理解和完成所公开的实施例的其他变体。

在权利要求中，单词“包括”并不排除其他部件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”并未排除复数个。单个部件或其他单元可以满足权利要求所述的若干项目的功能。事实上，虽然某些措施是在互不相同的从属权利要求中叙述的，但这并不表明组合使用这些措施是没有益处的。

权利要求中的任何参考符号都不应该被解释成是对范围进行限制。

Claims (31)

1.一种通信系统，其中包括接入点以及多个终端，其中所述多个终端中的每一个都具有用于在射频上传送射频OFDM信号的上行链路传输单元(1)，并且该接入点具有同时接收来自至少两个终端的所述射频OFDM信号的上行链路接收单元(4)，所述OFDM信号是经过正交频分复用(OFDM)调制的，其特征在于：所述上行链路传输单元以及所传送的射频OFDM信号的带宽小于所述上行链路接收单元的带宽，至少两个上行链路传输单元及其传送的射频OFDM信号的带宽是不同的，并且上行链路传输单元被适配成将用于同时传送射频OFDM信号的不同连接指定到同一时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波。

2.一种尤其是根据权利要求1的通信系统，其中接入点具有用于在射频上传送射频OFDM信号的下行链路传输单元(7)，并且至少两个终端中的每一个都具有用于接收所述射频OFDM信号的下行链路接收单元(11)，其中所述接入单元的下行链路传输单元被适配成同时向所述至少两个下行链路接收单元传送所述射频OFDM信号，并且其中所述下行链路接收单元被适配成接收同时从所述下行链路传输单元传送的射频OFDM信号，其特征在于：所述下行链路传输单元的带宽大于所述下行链路接收单元的带宽，下行链路传输单元被适配成产生和传送以下的射频OFDM信号，所述射频OFDM信号的带宽小于或等于下行链路传输单元的带宽并且等于应该接收所述射频OFDM信号的下行链路接收单元的带宽，以及该下行链路传输单元被适配成将用于同时传送射频OFDM信号的不同连接指定到同一时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波。

3.根据权利要求1和2的通信系统，其特征在于：上行链路传输单元(1)和下行链路传输单元(7)被适配成产生和传送以下的射频OFDM信号，所述射频OFDM信号具有相等的信道编码符号长度，并且在所述OFDM符号之间具有相等保护间隔。

4.根据权利要求1和/或2的通信系统，其特征在于：上行链路传输单元(1A)和/或下行链路传输单元(7A)包括用于产生并且向所传送的射频OFDM信号中添加前同步码的前同步码添加装置(17，20；79，80)，并且上行链路接收单元(4)和/或下行链路接收单元(11)包括用于检测和评估所接收的射频OFDM信号中的前同步码的前同步码评估装置(43，47；113，116)。

5.根据权利要求4的通信系统，其特征在于：前同步码添加装置(17，20；79，80)被适配成根据Gold码来添加前同步码。

6.根据权利要求1和2的通信系统，其特征在于：所述多个终端和所述接入点被适配成使用超帧结构来传递输入数据和控制数据，超帧包括：

下行链路周期(DL周期)，它包含了下行链路前同步码，多个广播信道(BCH-i)，用于数据和导频音的多个下行链路时隙，以及

上行链路周期(UL周期)，它包含了用于数据和导频音的多个上行链路时隙，每一个上行链路时隙都在用于为后续时隙实施频率/时钟、相位和定时调整的下行链路同步序列以及用于将终端从接收机模式切换到发射机模式并且将接入点从发射机模式切换到接收机模式的传输接收转变间隔之后。

7.根据权利要求6的通信系统，其特征在于：下行链路周期包括用于带宽不同的终端的多个特定于带宽分类的公共控制信道，该公共控制信道由接入点使用，以便向终端传送：

当前下行链路周期和后续上行链路周期的持续时间，

该带宽分类中、预期在当前下行链路周期中接收数据和/或在后续上行链路周期中传送数据的终端的标识符；

为每一个活动终端更新的下行链路连接参数，

与公共控制信道相关联的上行链路随机接入信道的参数，

更新的上行链路传输功率，

为每一个活动的终端更新的上行链路连接参数，

关于所接收的上行链路信道编码符号与接入点发送的公共基准信号之间的频率、相位和起始时间偏差的信息。

8.一种用于在根据权利要求1的通信系统中使用的通信方法，其中该通信系统包括接入点以及多个终端，其中所述多个终端中的每一个都具有用于在射频上传送射频OFDM信号的上行链路传输单元(1)，并且该接入点具有同时接收来自至少两个终端的所述射频OFDM信号的上行链路接收单元(4)，所述OFDM信号是经过正交频分复用(OFDM)调制的，其特征在于：所述上行链路传输单元以及所传送的射频OFDM信号的带宽小于所述上行链路接收单元的带宽，至少两个上行链路传输单元及其传送的射频OFDM信号的带宽是不同的，并且用于同时传送射频OFDM信号的不同连接被指定到同一时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波。

9.一种尤其是根据权利要求8而在根据权利要求2的通信系统执行通信的方法，其中接入点具有用于在射频上传送射频OFDM信号的下行链路传输单元(7)，并且至少两个终端中的每一个都具有用于接收所述射频OFDM信号的下行链路接收单元(11)，其中所述接入单元的下行链路传输单元被适配成同时向所述至少两个下行链路接收单元传送所述射频OFDM信号，并且其中所述下行链路接收单元被适配成接收同时从所述下行链路传输单元传送的射频OFDM信号，其特征在于：所述下行链路传输单元的带宽大于所述下行链路接收单元的带宽，下行链路传输单元被适配成产生和传送以下的射频OFDM信号，所述射频OFDM信号的带宽小于或等于下行链路传输单元的带宽，并且等于应该接收所述射频OFDM信号的下行链路接收单元的带宽，以及用于同时传送射频OFDM信号的不同连接被指定到同一时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波。

10.一种在根据权利要求1的通信系统中使用的终端，包括：用于在射频上传送供接入点接收的射频OFDM信号的上行链路传输单元(1)，其中所述接入点具有用于同时接收来自至少两个终端的所述射频OFDM信号的上行链路接收单元(4)，所述OFDM信号是经过正交频分复用(OFDM)调制的，其特征在于：所述上行链路传输单元以及所传送的射频OFDM信号的带宽小于所述上行链路接收单元的带宽，并且上行链路传输单元被适配成将用于同时传送射频OFDM信号的不同连接指定到同一时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波。

11.根据权利要求10的终端，其特征在于上行链路传输单元(1)包括：

上行链路OFDM调制装置(10，11，18，19，12)，该装置将用于与一个或多个终端相连的一个或多个连接的输入数据信号转换成基带OFDM信号，所述基带OFDM信号具有以子载波距离(f_Δ)为间隔的N_{u_tx}个频率子载波，以及

上行链路RF传输装置(16)，用于将基带OFDM信号转换成射频OFDM信道，并且传送带宽是子载波距离(f_Δ)的N_{u_tx}倍的所述射频OFDM信号，

其中所述上行链路OFDM调制装置和所述上行链路RF传输装置的带宽是子载波距离(f_Δ)的N_{u_tx}倍。

12.根据权利要求11的终端，其特征在于上行链路OFDM调制装置包括：

一个或多个上行链路编码装置(10，11，18)，用于从一个或多个输入数据信号中得出频域OFDM源信号，所述频域OFDM源信号包括N_{u_tx}个OFDM子载波，

上行链路相加装置(19)，用于对一个或多个连接的频域OFDM源信号进行相加，以及

上行链路IFFT装置(12)，用于对相加后的频域OFDM源信号执行N_{u_tx}点逆快速傅里叶变换操作，以便获取基带OFDM信号。

13.根据权利要求12的终端，其特征在于：上行链路编码装置包括：

上行链路符号生成装置(10)，用于将一个或多个输入数据信号的比特映射到复数值的信道编码符号上，

上行链路子载波映射装置(11)，用于将输入数据信号的复数值信道编码符号映射到N_{u_tx}个OFDM子载波上，以便获取频域OFDM源信号，该映射被适配于所考虑的时隙中的每一个活动连接，并且在同一时隙中，不同连接的信道编码符号被映射到不重叠的子载波集合。

14.根据权利要求10而在根据权利要求2的通信系统中使用的终端，包括：下行链路接收单元(11)，用于接收接入点传送的射频OFDM信号，其中该接入点具有用于同时在射频上向至少两个终端传送射频OFDM信号的下行链路传输单元(7)，其特征在于：所述下行链路传输单元的带宽大于所述下行链路接收单元的带宽，下行链路传输单元被适配成产生和传送以下的射频OFDM信号，该射频OFDM信号的带宽小于或等于下行链路传输单元的带宽并且等于应该接收所述射频OFDM信号的下行链路接收单元的带宽，以及下行链路接收单元被适配成接收用于同时传送射频OFDM信号的不同连接，其中所述不同连接被指定到同一时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波。

15.根据权利要求14的终端，其特征在于下行链路接收单元(11)包括：

下行链路RF接收装置(110)，用于接收射频OFDM信号，以及将接收到的射频OFDM信号转换成基带OFDM信号，以及

下行链路OFDM解调装置(115，122，120，121)，用于将基带OFDM信号解调成一个或多个连接的一个或多个输出数据信号，

其中所述下行链路RF接收装置和所述下行链路OFDM解调装置的带宽是子载波距离(f_Δ)的N_{d_rx}倍，其中N_{d_rx}等于或小于N_{d_tx}。

16.根据权利要求15的终端，其特征在于下行链路OFDM解调装置包括：

下行链路FFT装置(115)，用于对基带OFDM信号执行N_{d_rx}点快速傅里叶变换操作，以便获取频域OFDM信号，所述频域OFDM信号包括N_{d_rx}个频率子载波，以及

下行链路解码装置(122，120，121)，用于从频域OFDM信号中推导出一个或多个输出数据信号。

17.根据权利要求16的终端，其特征在于下行链路解码装置包括：

下行链路子载波去映射装置(120)，用于将所述一个或多个连接的频域OFDM信号的N_{d_rx}个频率子载波去映射成相应连接的复数值信道编码符号，以及

用于一个或多个连接的一个或多个下行链路信道解码和解交织装置(121)，用于将复数值信道编码符号去映射到一个或多个输出数据信号的比特上。

18.一种在根据权利要求2的通信系统中使用的接入点，包括：

用于在射频上同时向至少两个终端传送射频OFDM信号的下行链路传输单元(7)，所述终端具有用于接收所述射频OFDM信号的下行链路接收单元(11)，其特征在于：所述下行链路传输单元的带宽大于所述下行链路接收单元的带宽，下行链路传输单元被适配成产生和传送以下的射频OFDM信号，所述射频OFDM信号的带宽小于或等于下行链路传输单元的带宽并且等于应该接收该射频OFDM信号的下行链路接收单元的带宽，以及下行链路传输单元被适配成将用于同时传送射频OFDM信号的不同连接指定到同一时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波。

19.根据权利要求18的接入点，其特征在于下行链路传输单元(7)包括：

下行链路OFDM调制装置(70，71，82，83，73，74)，该装置将用于与终端相连的一个或多个连接的一个或多个输入数据信号转换成基带OFDM信号，所述基带OFDM信号具有以子载波距离(f_Δ)为间隔的N_{d_tx}个频率子载波，以及使用所述N_{d_tx}个频率子载波中的N_{d_rx}个频率子载波来调制输入数据信号，其中N_{d_rx}等于或小于N_{d_tx}，以及

下行链路RF传输装置(78)，用于将基带OFDM信号转换成射频OFDM信号，并且传送带宽是子载波距离(f_Δ)的N_{d_tx}倍的所述射频OFDM信号，

其中所述下行链路OFDM调制装置和所述下行链路RF传输装置的带宽是子载波距离(f_Δ)的N_{d_tx}倍。

20.根据权利要求19的接入点，其特征在于：下行链路OFDM调制装置包括：

一个或多个下行链路编码装置(70，71，82)，用于从一个或多个输入数据信号中得出频域OFDM源信号，所述频域OFDM源信号包括N_{d_tx}个OFDM子载波，N_{d_tx}倍的子载波距离(f_Δ)是输入数据信号应被送抵的终端的带宽，

第一下行链路相加装置(83)，用于对一个或多个连接的频域OFDM源信号进行相加，以及

下行链路构造装置(73)，用于从相加后的频域OFDM源信号的N_{d_rx}个频率子载波中获取N_{d_tx}个频率子载波，以及

下行链路IFFT装置(74)，用于在相加后的频域OFDM源信号的N_{d_tx}个频率子载波上执行N_{d_tx}点逆快速傅里叶变换操作，以便获取基带OFDM信号。

21.根据权利要求20的接入点，其特征在于下行链路编码装置包括：

下行链路符号生成装置(70)，用于将一个或多个输入数据信号的比特映射到复数值的信道编码符号上，

下行链路子载波映射装置(71)，用于将输入数据信号的复数值信道编码符号映射到N_{d_rx}个OFDM子载波上，以便获取频域OFDM源信号，该映射被适配于所考虑的时隙中的每一个活动连接，并且在同一时隙中，不同连接的信道编码符号被映射到不重叠的子载波集合。

22.根据权利要求20或21的接入点，其特征在于下行链路OFDM调制装置包括：

一个或多个MT下行链路编码装置(70s，71s，82s，70t，71t，82t)，其中每一个都包括一个或多个所述下行链路编码装置，一个第一下行链路相加装置，以及一个下行链路构造装置，其中MT下行链路编码装置被适配于不同终端的不同带宽，

第二下行链路相加装置(84)，用于对所述MT下行链路编码装置提供的频率子载波信号进行相加。

23.根据权利要求20的接入点，其特征在于：下行链路构造装置(73)被适配将前N_{d_rx}/2个子载波主要映射到频域N_{d_tx}OFDM信号的前N_{d_rx}/2子载波以及将最后N_{d_rx}/2个子载波映射到最后N_{d_rx}/2个子载波以及将剩余的N_{d_tx}-N_{d_rx}个未使用子载波设置成零，来获取基带OFDM信号。

24.一种在根据权利要求1的通信系统中使用的接入点，其中包括用于同时接收来自至少两个终端的射频OFDM信号的上行链路接收单元(4)，其中所述终端具有用于以射频传送射频OFDM信号的上行链路传输单元(1)，并且所述OFDM信号是经过正交频分复用(OFDM)调制的，其特征在于：所述上行链路传输单元和所传送的射频OFDM信号的带宽小于所述上行链路接收单元的带宽，并且上行链路接收单元被适配成接收用于同时传送射频OFDM信号的不同连接，其中所述不同连接被指定到同一时隙中的不同子载波或是不同时隙中的相同或不同子载波。

25.根据权利要求24的接入点，其特征在于上行链路接收单元包括：

上行链路RF接收装置(40)，用于接收射频OFDM信号，以及将接收到的射频OFDM信号转换成基带OFDM信号，

以及

上行链路OFDM解调装置(45，46，51，52)，用于将基带OFDM信号解调成与一个或多个终端相连的一个或多个连接的一个或多个输出数据信号，

其中所述上行链路RF接收装置和所述上行链路OFDM解调装置的带宽是子载波距离(f_Δ)的N_{u_rx}倍，并且其中N_{u_rx}等于或大于所述多个终端的N_{u_tx}。

26.根据权利要求25的接入点，其特征在于上行链路OFDM解调装置包括：

上行链路FFT装置(45)，用于对基带OFDM信号执行Nu_rx点快速傅里叶变换操作，以便获取频域OFDM信号，该频域OFDM信号包括N_{u_rx}个OFDM子载波，以及

一个或多个上行链路恢复装置(46，56，51，52)，用于从频域OFDM信号中得出一个或多个输出数据信号。

27.根据权利要求25的接入点，其特征在于上行链路OFDM解调装置包括P个上行链路恢复装置(46s，56s，51s，52s，46t，56t，51t，52t)，用于同时从频域OFDM信号中推导出从P个不同终端传送的P个输出数据信号，其中P是大于1的整数，所述P个上行链路恢复装置的带宽是不同的，并且被适配到多个终端的不同带宽。

28.根据权利要求25的接入点，其特征在于上行链路OFDM解调装置包括：一个上行链路恢复装置(46，51，52)，用于从频域OFDM信号中得出输出数据信号，所述上行链路恢复装置的带宽可以与传送所述数据信号的终端的带宽相适配。

29.根据权利要求25的接入点，其特征在于上行链路恢复装置包括：

上行链路重建装置(46)，用于从频域OFDM信号中的已接收的N_{u_rx}个OFDM子载波中重建所发送的N_{u_tx}个OFDM子载波，其中N_{u_tx}个频率子载波代表的是同时接收的射频OFDM信号，

上行链路子载波去映射装置(51)，用于将一个或多个连接的频域OFDM信号的N_{u_tx}个频率子载波去映射到相应连接的复数值信道编码符号上，以及

用于一个或多个连接的一个或多个上行链路信道解码和解交织装置(52)，用于将复数值信道编码符号去映射到输出数据信号的比特上。

30.根据权利要求28的接入点，其特征在于上行链路重建装置(46)被适配成通过主要选择频域N_{u_rx}点OFDM信号的前N_{u_tx}/2个和后N_{u_tx}/2个子载波，来从频域OFDM信号的N_{u_rx}个频率子载波中重建N_{u_tx}个频率子载波。

31.根据权利要求18和24的接入点，其特征在于接入点的上行链路接收单元(4)和下行链路传输单元(7)分别被适配成接收和传送具有不同带宽的射频OFDM信号。

Images