KR20090060256A

KR20090060256A - Ｏｆｄｍ과 ｔｄｍａ에 기초한 대역폭 비대칭 통신 시스템

Info

Publication number: KR20090060256A
Application number: KR1020097000033A
Authority: KR
Inventors: 용강 두
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 2006-07-05
Filing date: 2007-06-21
Publication date: 2009-06-11
Also published as: EP1895703A1; WO2008004155A3; US20090196163A1; WO2008004155A2; EP2041906A2; CN101485135A; JP2009543406A; TW200814655A

Abstract

본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로, 이 통신 시스템은 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 업링크 송신 유닛(1)을 각각 가지는 복수의 단말기와, 적어도 2개의 단말기로부터 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 수신하기 위한 업링크 수신 유닛(4)을 가지는 액세스 포인트를 포함하고, 상기 OFDM 신호는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 변조되며,

상기 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은, 상기 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작고, 적어도 2개의 업링크 송신 유닛과 그것들의 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은 상이하며, 상기 업링크 송신 유닛은 무선 주파수 OFDM 신호를 동시에 송신하기 위한 상이한 연결을 동일한 시간 슬롯들에서의 상이한 서브캐리어들 또는 상이한 시간 슬롯들에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어들에 할당하도록 적응된다.

Description

ＯＦＤＭ과 ＴＤＭＡ에 기초한 대역폭 비대칭 통신 시스템{BANDWIDTH ASYMMETRIC COMMUNICATION SYSTEM BASED ON OFDM AND TDMA}

본 발명은 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 업링크 송신 유닛을 각각 가지는 복수의 단말기와, 적어도 2개의 단말기로부터 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 수신하기 위한 업링크 수신 유닛을 가지는 액세스 포인트를 포함하는 통신 시스템에 관한 것으로, 상기 OFDM 신호들은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplex) 변조된다.

본 발명은 또한 액세스 포인트가 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 다운링크 송신 유닛을 가지고, 적어도 2개의 단말기가 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 수신하기 위한 다운링크 수신 유닛을 각각 가지는 통신 시스템에 관한 것으로, 상기 액세스 유닛의 다운링크 송신 유닛은 상기 적어도 2개의 다운링크 수신 유닛에 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 송신하도록 적응되고, 상기 다운링크 수신 유닛은 상기 다운링크 송신 유닛으로부터 동시에 보내진 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하기 위해 적응된다.

더 나아가, 본 발명은 대응하는 통신 방법과, 그러한 통신 시스템에서 사용하기 위한 액세스 포인트와 단말기에 관한 것이다.

지금까지 모든 무선 통신 시스템은 액세스 포인트(이동 원거리 통신 시스템에서의 기지국)와, 동일한 대역폭에서 동작하기 위한 단말기(이동 원거리 통신 시스템에서 이동국/단말기) 모두를 필요로 한다. 이는 낮은 전력과 낮은 비용의 단말기들에 의해 고속의 에어 인터페이스(air interface)가 비용 및 전력 소비 측면에서 효율적으로 사용될 수 없다는 경제적으로 부정적인 결과를 가진다. 이러한 전통적인 설계로 인해, 상이한 대역폭, 전력 소비, 비트 레이트(rate) 및 비용 요구 조건들에 대처하기 위해, 상이한 에어 인터페이스가 상이한 전력 및 비용 등급을 지닌 단말기들을 위해 사용되어야 한다. 예컨대, 지그비(Zigbee)는 무선 감지기, WPAN(wireless personal area network) 애플리케이션용 블루투스(Bluetooth), 및 WLAN(wireless local area network) 애플리케이션용 802.11b/g/a와 같은 매우 낮은 전력, 낮은 비용 및 저속의 디바이스용으로 사용된다.

OFDM 시스템은 전통적으로 송신기에서는 역 이산 푸리에 변환(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform)에, 수신기에서는 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform)에 기초하고, 이 경우 IDFT와 DFT의 크기는 동일하다. 이는 액세스 포인트(AP: access point)가 N-포인트 DFT/IDFT를 사용한다면(즉, N개의 서브캐리어들을 지닌 OFDM), 이동 단말기(MT: mobile terminal) 또한 N-포인트 DFT/IDFT를 사용해야 한다. 심지어 데이터-변조된 서브캐리어들이 애플리케이션의 순간(instant) 데이터 레이트에 따라 MT에 동적으로 할당되는 멀티-레이트(multi- rate) 시스템에서도, MT-측(side) DFT/IDFT의 크기는 여전히 AP-측 IDFT/DFT의 크기에 고정된다. 이는 심지어 MT가 시간 단위마다 보낼 사용자 데이터가 훨씬 적더라도, RF 프론트-엔드(front-end) 대역폭, ADC/DAC(analog-digital-converter/digital-analog-converter) 및 기저대역 샘플링 레이트가 AP와 MT에 관해 항상 동일하다는 결과를 가진다. 이는 실제로 높은 처리량의 AP/기지국이 매우 낮은 전력, 낮은 비용 및 작은 크기의 디바이스를 지원하는 것을 불가능하게 한다.

본 발명의 목적은 구현 복잡성 및 동기화 요구조건이 감소될 수 있는 통신 시스템, 대응하는 통신 방법 및 그러한 통신 시스템과 통신 방법에서 사용하기 위한 액세스 포인트와 단말기를 제공하는 것이다.

이 목적은 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭이 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작고, 적어도 2개의 업링크 송신 유닛과 그것들의 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭이 상이하며, 업링크 송신 유닛이 동일한 시간 슬롯들에서의 상이한 서브캐리어들이나 상이한 시간 슬롯들에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어들에 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 송신하기 위한 상이한 연결을 할당하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 청구항 1에서 주장된 바와 같은 통신 시스템과, 다운링크 송신 유닛의 대역폭이 다운링크 수신 유닛의 대역폭보다 크고, 다운링크 송신 유닛이 다운링크 송신 유닛의 대역폭 이하이고 다운링크 수신 유닛의 대역폭과 같은 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하도록 적응되어 이를 통해 무선 주파수 OFDM 신호들이 수신되며, 다운링크 송신 유닛이 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 송신하기 위해 상이한 연결을 동일한 시간 슬롯들에서의 상이한 서브캐리어들이나 상이한 시간 슬롯에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어들에 할당하도록 적응되는 것을 특징으로 하는 청구항 2에서 주장된 바와 같은 통신 시스템에 의해, 본 발명에 따라 이루어진다.

본 발명에 따른 단말기, 액세스 포인트 및 통신 방법은 제8항 내지 제30항에 한정되어 있다. 단말기와 액세스 포인트의 바람직한 실시예들은 종속항들에 한정되어 있다. 통신 시스템과 방법은 단말기와 액세스 포인트의 종속항들에서 한정된 것과 동일하거나 유사한 방식으로 전개될 수 있음이 이해된다.

공지된 통신 시스템 설계에 비해 제안된 통신 시스템 설계에서는 패러다임 이동이 이루어진다. OFDM의 특별한 성질을 이용하고, OFDM을 다른 기술과 결합함으로써, 처음으로 높은 대역폭 액세스 포인트(기지국)가 (이동) 단말기의 상이한 대역폭 종류(class)를 지원할 수 있는 것이 가능해진다. 예컨대, 1000US$의 1Gbps@100㎒ 액세스 포인트가 나란히 200US$의 500Mbps@50㎒ 멀티미디어 디바이스와, 1US$의 64kbps@10㎑ 무선 감지기와 통신할 수 있다.

AP와 MT가 업링크 송신 유닛과 업링크 수신 유닛에 관해 동일한 대역폭, 특히 상기 유닛들에서의 DFT/IDFT의 동일한 크기를 사용하는 종래의 OFDM 시스템 설계와는 달리, 본 발명에 따라 제안된 새로운 설계는 MT가 AP의 대역폭 이하인 대역폭을 가지는 것, 특히 AP의 것과 같거나 작은 크기의 DFT/IDFT를 사용하는 것을 허용한다. 유사하게, 다운링크에 관해서는 본 발명이 AP가, AP의 대역폭 이하인 대역폭을 가지는, 특히 AP의 것과 같거나 작은 크기의 DFT/IDFT를 가지는 MT들과 통신하는 것을 허용한다.

이를 설명하기 위해, 먼저 N-포인트 DFT가 서브캐리어인 -N/(2T_s)와 N/(2T_s)-1 사이의 이산 스펙트럼을 발생시키고, 여기서 T_s는 OFDM 심벌 레이트이며, N은 DFT/IDFT의 크기인 점을 상기시킨다. 양의 가장 빈번한 서브캐리어인 N/(2T_s)는 포함되지 않는데, 이는 DFT가 주기적인 스펙트럼을 나타내기 때문이다. 하지만, 분열시키는 새로운 OFDM 시스템을 생성하기 위해, DFT/IDFT의 새로운 특성을 이용하는 것에 대한 연구를 통해, DFT/IDFT의 새로운 특성이 발견되었고, 이제 이러한 새로운 특성이 다음 2개의 보조 정리(Lemma)에 의해 요약된다.

보조 정리 1: X_tx(k)와 X_rx(k)가 각각 송신기와 수신기의 DFT 스펙트럼 계수를 나타낸다고 하고, 이 경우 송신기는 대역폭(F_tx/2)의 OFDM 신호인 x(t)를 발생시키기 위해 샘플링 레이트(F_tx)에서 N_tx 포인트 IDFT를 사용하고, 수신기는 수신된 신호인 x(t)를 복조하기 위해 샘플링 레이트(F_rx)에서 N_rx 포인트 DFT를 사용한다. N_tx=F_tx/f_Δ=2^t, N_rx=F_rx/f_Δ=2^r, r>t 및 L=N_rx/N_tx ≥1이라면, 0 ≤k ≤N_tx-1에 관해서는 X_rx(k)=L이 성립하고, N_tx ≤k ≤N_rx-1에 관해서는 X_rx(k)=0이 성립하며, 이 경우 f_Δ는 서브캐리어간의 간격이고, 이는 송신기와 수신기 모두에 관해 동일하게 설정된다. 여기서, 보조 정리 1은 업링크 대역폭 비대칭에 관한 이론상 근거이다.

보조 정리 2: X_tx(k)와 X_rx(k)가 각각 송신기와 수신기의 DFT 스펙트럼 계수를 나타낸다고 하고, 이 경우 송신기는 대역폭(F_rx/2)의 OFDM 신호인 x(t)를 발생시키기 위해 샘플링 레이트(F_tx)에서 N_tx 포인트 IDFT를 사용하고, 수신기는 수신된 신호인 x(t)를 복조하기 위해 샘플링 레이트(F_rx)에서 N_rx 포인트 DFT를 사용한다. N_tx=F_tx/f_Δ=2^t, N_rx=F_rx/f_Δ=2^r, t>r 및 L=N_tx/N_rx ≥1이라면, 0 ≤k ≤N_rx-1에 관해서는 X_rx(k)=X_tx(k)/L이 성립하고, 이 경우 f_Δ는 서브캐리어간의 간격이며, 이는 송신기와 수신기 모두에 관해 동일하게 설정된다. 여기서, 보조 정리 2는 다운링크 대역폭 비대칭에 관한 이론상 근거이다.

이제 보조 정리 1을 가지고, 새로운 타입의 OFDM 시스템이 생성될 수 있고, 이러한 OFDM 시스템의 AP는 N_tx _{_i} 포인트 IDFT들 또는 IFFT들을 지닌 상이한 MT들에서 OFDM 변조된 상이한 대역폭의 OFDM 신호들을 동시에 복조하기 위해, 단일 N_rx-포인트 DFT나 FFT를 사용하고, 이 경우 i는 MT들의 인덱스이다. 유일한 바람직한 제약은 서브캐리어 간격(f_Δ)이 AP와 MT 모두에 관해 동일하고, N_tx _{_i}=2^t_i, N_rx=2^r, r ≥t_i라는 점이다.

이제 보조 정리 2를 가지고, 새로운 타입의 OFDM 시스템이 생성될 수 있고, 이러한 OFDM 시스템의 AP는 상이한 대역폭의 OFDM 신호들을 동시에 변조하기 위해, 단일 N_tx-포인트 IDFT나 IFFT를 사용할 수 있다. 이들 신호는 N_rx _{_i} 포인트 DFT나 FFT를 사용하여 상이한 대역폭의 MT들에 의해 복조되는데, 이 경우 i는 MT들의 인덱스이다. 유일한 바람직한 제약은 서브캐리어 간격(f_Δ)이 AP와 MT 모두에 관해 동일하고, N_tx=2^t, N_rx _{_i}=2^r_i, t ≥r_i라는 점이다.

증명을 간단하게 하기 위해, 위 보조 정리 1과 보조 정리 2에 관한 종래의 DFT 인덱싱(indexing) 규칙이 사용되지 않고, 인덱스(k)가 가장 음인 주파수(k=0)로부터 가장 양인 주파수(k=N_tx 또는 N_rx)까지 간다고 가정된다는 점을 주목하라. 하지만, 다음 설명에서는 종래의 DFT 인덱싱 규칙이 다시 가정된다.

일반적으로 더 작은 대역폭에서는 더 작은 DFT 크기가 더 낮은 대역폭과 RF 프론트-엔드 대역폭을 의미하고, 이는 또한 더 낮은 대역폭 복잡성, 더 낮은 전력 소비 및 더 작은 단말기 크기를 의미한다. 극단의 경우, MT는 오직 AP의 2개의 가장 낮은 주파수 서브캐리어(f₀,f₁)를 사용하고, 따라서 매우 낮은 전력의 것일 수 있고 저렴할 수 있다. 그러므로 대역폭 비대칭 통신 시스템은, 특히 모든 다수-대역폭 단말기들에 관해 하나의 DFT 또는 FFT 동작을 공유함으로써, 감소된 업링크 동기화 요구 조건과, 액세스 포인트에서의 낮은 구현 복잡성을 초래하는 새로운 OFDM 시스템 설계에 기초한다.

본 발명은 더 나아가 대역폭 비대칭 OFDM 통신 시스템을 얻기 위해 다중 액세스 기술로서 일반적으로 알려진 TDMA(Time Division Multiple Access)를 사용한다는 생각에 기초한다. 그러므로, 본 발명에 따르면 연결 다중화와 다중 액세스를 가능하게 하기 위해, 상이한 연결들의 OFDM 신호가 동일한 시간 슬롯들에서의 상이한 서브캐리어들 또는 상이한 시간 슬롯들에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어들에 할당된다.

본 발명의 바람직한 실시예들은 종속항들에서 한정된다. 제3항은 대역폭들, 심벌(symbol) 길이 및 보호(guard) 간격들에 관한 통신 시스템의 일 실시예를 한정한다. 제11항 내지 제13항은 단말기의 업링크 송신 유닛의 실시예를 한정하고, 제25항 내지 제30항은 액세스 포인트의 업링크 수신 유닛의 실시예들을 한정하며, 제14항 내지 제17항과 제18항 내지 제23항은 다운링크 송신과 다운링크 수신 유닛에 관한 대응하는 실시예들을 한정한다.

제4항과 제5항에서 주장된 유리한 실시예에 따라 제안된 것처럼, 상이한 이동 단말기로부터 및 상이한 이동 단말기로의 요구에 따라 또는 규칙적으로 액세스 포인트가 프리앰블(preamble)을 보내거나 받는다면 새로운 시스템의 성능이 개선될 수 있다. 이 실시예에서는 일반적인 다운링크 및 업링크 프리앰블 설계 요구 조건이 도입되고, 상이한 대역폭들의 MT들에 관한 이러한 요구 조건을 만족시키는 특정 프리앰블 시퀀스의 한 세트가 제안된다.

프레임 구조는 항상 지원될 통신 시스템에 관해 최적화된다. 이 프레임 구조는 효율적인 처리량, 스펙트럼 효율, 서비스 회전 지연(latency), 강건함(robustness), 및 전력 소비를 포함하는 달성 가능한 시스템 성능에 큰 영향을 미친다. 본 발명에 따른 새로운 대역폭 비대칭 통신이 효율적으로 작용하기 위해서는, 새로운 프레임 구조가 제6항과 제7항의 실시예에 따라 제안된다. 상기 수퍼프레임 구조는 다운링크 기간과 업링크 기간을 포함한다. 다운링크 동기화 시퀀스는 대역폭 크기 조정 가능한데, 즉 심지어 MT에 의한 BW 적응성 수신/필터링 후에도 양호한 동기화 성질이 남아 있어야 한다.

바람직하게, 다운링크 기간은 상이한 대역폭들의 단말기들에 관한 다수의 공통 제어 채널들을 포함하고, 이 공통 제어 채널들은 단말기들에 송신할 액세스 포인트에 의해 사용된다. 공통 제어 채널은 대역폭 크기 조정 가능한데, 즉 공통 제어 채널은 심지어 MT에 의한 BW 적응성 수신/필터링 후에도 주어진 BW 종류의 단말기에 관한 모든 필수적인 제어 정보를 전달한다.

본 발명에 따른 통신 시스템에서는 단말기가 하나 이상의 연결을 확립할 수 있다. 예컨대, 음성에 관한 하나의 연결이 사용될 수 있고, 비디오가 비디오 폰(phone)을 실현하기 위한 또 다른 연결; 또는 제어를 위한 하나의 연결과 온라인 게임 애플리케이션의 이미지/비디오 데이터에 관한 또 다른 연결이 있을 수 있다.

또 다른 실시예에 따르면, N_u _{_} _tx의 값의 정보를 그러한 N_u _{_} _tx의 값을 표시하는 수신된 무선 주파수 OFDM 신호에 포함된 정보로부터 또는 수신된 무선 주파수 OFDM 신호의 대역폭을 분석하여, 얻기 위해 적응되는 재구성 수단이 제공된다. 액세스 포인트는 잠재적으로 많은 대역폭 종류들이 존재한다는 사실을 안다고 가정된다. 각 대역폭 내에서는 고려된 BW 종류에 속하는 MT가 신호를 보냈는지를 검출하기 위해 동작을 모두 윈도우잉(windowing)하고 결합하는(combining) 것을 해야 한다. 대안적으로, 상부 층으로부터 이러한 정보를 취한다. 대역폭 종류 내의 활동을 검출하는 것으로는 충분하지 않다. 예컨대, 더 큰 대역폭의 MT가 그것의 대역폭 아래의 모든 대역폭 종류들에 관한 활동들을 발생시킬 수 있다. 더 나아가 오프셋 추정(시간 및 주파수 영역), 오프셋 보상 및 채널 등화가 각 MT에 관해 개별적으로 행해지는 것이 바람직하다.

이제 도면을 참조하여 본 발명을 더 자세히 설명한다.

도 1은 업링크를 위한 송신기 아키텍처의 블록도.

도 2와 도 3은 업링크를 위한 송신기에서의 신호 흐름을 예시하는 도면.

도 4는 업링크를 위한 수신기 아키텍처의 블록도.

도 5와 도 6은 업링크를 위한 수신기에서의 신호 흐름을 예시하는 도면.

도 7은 다운링크를 위한 송신기 아키텍처의 블록도.

도 8 내지 도 10은 다운링크를 위한 송신기에서의 신호 흐름을 예시하는 도면.

도 11은 다운링크를 위한 수신기 아키텍처의 블록도.

도 12는 다운링크를 위한 수신기에서의 신호 흐름을 예시하는 도면.

도 13은 상이한 대역폭 종류가 상이한 스펙트럼 계수를 공유하는 방법을 예시하는 도면.

도 14는 12개의 샘플을 지닌 가장 큰 대역폭 종류에 관한 골드 시퀀스로 시 작하는 프리앰블 설계의 일 예를 도시하는 도면.

도 15는 프리앰블 삽입을 지닌 업링크를 위한 송신기 아키텍처의 일 실시예의 블록도.

도 16은 프리앰블 삽입을 지닌 다운링크를 위한 송신기 아키텍처의 일 실시예의 블록도.

도 17은 수퍼프레임의 구조를 도시하는 도면.

도 18은 본 발명이 사용될 수 있는 통신 시스템의 간단한 블록도.

업링크를 위한 일반적인 레이아웃( layout )

업링크 동기화가 임의의 OFDM 시스템에 관해 매우 도전적이라는 것이 알려져 있다. 대역폭 비대칭 OFDM의 경우 이 문제는 더 나빠지는데, 이는 액세스 포인트에서의 저역 필터와 샘플링 레이트 사이의 잘못된 매칭 때문이고, 실제 구현예에서는 상이한 단말기들이 동기되는 것으로부터의 벗어난 정보를 더 증가시킨다. OFDM 시스템에서는, 동기화라는 용어가 클록, 주파수, 위상 및 타이밍 동기화를 포괄한다. 일반적으로, 타이밍 동기화를 가리킬 때 OFDM 심벌과 프레임 동기화 모두 고려된다. 아래에서 설명된 실시예들로부터 분명해지는 것처럼, 기술들의 혁신적인 조합에 의해, 본 발명에 따른 통신 시스템은 주파수, 위상, 클록 및 타이밍에서의 실제적인 지터(jitter)들에 대해 강건하게 만들어진다.

일반적으로, 본 발명은 원거리 통신 네트워크에서의 기지국과 같은 적어도 하나의 액세스 포인트와, 원거리 통신 네트워크에서의 적어도 하나의 이동 전화기와 같은 적어도 하나의 단말기를 포함하는 통신 시스템에 관한 것이다. 일반적으로 알려진 통신 시스템들에서의 액세스 포인트(들)와 연관된 단말기들은, 서로 통신할 수 있게 하기 위해 필수적으로 동일한 대역폭들을 가질 필요가 있고, 이는 본 발명에 따른 시스템에서는 요구되지 않는다.

새로운 송신기 개념은 OFDM 변조를 MT에서 각 사용자 연결의 레이트에 적응하는 융통성(flexibility)을 제공한다. MT들의 k번째 대역폭 종류를 MT들의 종류로서 한정하고, 그것의 FFT/IFFT는 2^k개의 계수들만을 가지며, 그것의 기저대역 샘플링 레이트는 2^kf_Δ라고 한다. 업링크의 경우, N_tx=2^k인 L=N_rx/N_tx≥1이 성립한다.

도 1은 업링크를 위한 송신기 아키텍처, 즉 기본 비대칭 OFDM 통신 시스템에서 사용하기 위한 본 발명에 따른 2개의 사용자 연결(i,j)에 관한 특정 대역폭의 사용자 단말기(MT)의 업링크 송신 유닛(1)의 개략적인 레이아웃의 블록도를 보여준다. 각각의 사용자 연결에 관해, 임의의 적응성 또는 비적응성 채널 인코더와 인터리버(interleaver)(10i,10j)가 적용될 수 있다. 애플리케이션 데이터를 수신하면, 상기 채널 인코더와 인터리버(10i,10j)(일반적으로 업링크 심벌 발생 수단이라고 함)가 복소(I/Q) 값의 채널 인코딩된 데이터를 발생시킨다. 실수 값의 심벌은 허수부 Q-성분이 0인 복소 값 데이터 심벌들의 특별한 경우라고 본 명세서에서는 간주된다는 점을 주목하라. 고려된 연결(i,j)에 관한 OFDM 심벌들의 각각의 새로운 시작에 관해, 서브캐리어 맵퍼(mapper)(11i,11j)는 채널 인코더 및 인터리 버(10i,10j)로부터 채널 인코딩된 데이터 심벌들인 mi와 mj를 각각 취하고, 각각 연결(i,j)에 관해서 mi와 mj 및 합인 mi+mj는 각각 N_u _{_} _tx 이하이며, 이는 단말기의 대역폭 종류 특정 IFFT의 크기이다.

A1i/A1j는 구성 성분으로서 mi/mj 심벌들을 담고 있는 서브캐리어 맵퍼(11i/11j)에 대한 입력 벡터를 표시한다. 연결(i/j)에 관한 호출 설정 단계(call set up phase) 동안, 단말기는 IFFT의 N_u _{_} _tx개의 서브캐리어들 중 mi/mj로 A1i/A1j 중 mi 데이터 심벌들을 맵핑하는 것을 변경하기 위해 공통 의사-랜덤(pseudo-random) 시퀀스에 대한 액세스 포인트에 동의한다. AP는 상이한 연결에 할당된 서브캐리어들이 동일한 시간 슬롯(TS)에서 중복되지 않는다는 것을 확신한다.

종래의 OFDM 시스템들과 마찬가지로, IFFT의 N_u _{_} _tx/2번째 계수 둘레에 있고, OFDM 심벌에서의 가장 빈번한 서브캐리어들을 나타내는 총 N_u _{_} _tx개의 서브캐리어들의 작은 부분이 임의의 사용자 연결을 위해 사용되지 않는 것이 요구된다. 이는 시간 영역에서의 윈도우잉 함수가 변조된 신호 스펙트럼의 확대를 가져오고, 이러한 측정이 이루어지지 않았다면 ICI를 도입하기 때문이다.

가변 레이트 연결들의 다중화는 동일한 시간 슬롯들에서의 상이한 서브캐리어들 또는 상이한 시간 슬롯들에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어들에 상이한 연결(i,j)을 할당함으로써 서브캐리어 맵퍼(11i/11j)에서 행해지는데, 즉 연결(i,j)의 다중화와 다중 액세스를 얻기 위해 TDMA 방식이 사용된다.

가산기(19)는 사용된 서브캐리어들에 관한 상이한 연결들을 위해 출력 벡터 들(B1i,B1j)을 더한다. 모든 연결(i,j)에 관한 B1i와 B1j의 합은 유닛(12)에서 N_{u_tx}-포인트 IFFT를 거쳐 최대 대역폭인 N_u _{_} _txf_Δ의 OFDM 심벌을 발생시킨다. 임의로, 연결 가산기(19)와 IFFT 유닛(12) 사이에는, 다운링크 채널 추정을 이용함으로써 전치 등화가 실행될 수 있는데, 이는 TDD 채널의 상반성(reciprocity) 때문이다.

연결 다중화된 OFDM 심벌의 부분 순환적 확대에 의한 IFFT 후 보호 기간(GP: guard period)이 보호 기간 삽입 유닛(13)에서 삽입된다. 상이한 대역폭들의 상이한 MT들에 관한 단일 FFT 유닛과의 동시 OFDM 복조를 달성하기 위해, 보호 기간은 모든 MT들에 관해 동일한 것이 바람직하다. GP 삽입 다음에는 대역 외 송신 전력을 제한하기 위한 전력-성형(power shaping) 필터(14)가 오고, 계속해서 종래의 디지털-아날로그 변환기(DAC)(15) 및 종래의 RF 프론트-엔드(RF 송신 유닛)(16)가 오며, 이 둘은 모두 대역폭인 N_u _{_} _txf_Δ에 관해 최적화된다.

보조 정리 1과 보조 정리 2 후, 송신기에서의 삽입된 서브캐리어와 수신기에서의 복구된 서브캐리어 사이에는 FFT 샘플링 레이트에서의 차이로 인해 진폭-크기 조정 인자인 L=N_u _{_} _rx/N_u _{_} _tx가 존재하게 된다. 하지만 이러한 진폭 정규화를 위해 별도의 블록을 가지는 것이 반드시 필수적이지는 않는데, 이는 아래에 설명될 전용 수퍼프레임에 의해 인에이블된 각 MT에 관한 폐쇄-루프 전력 제어를 통해 이러한 진폭 정규화가 자동적으로 행해지기 때문이다.

채널 인코더와 인터리버(10i,10j) 및 서브캐리어 맵퍼(11i,11j)가 또한 일반적으로 OFDM 코딩 수단이라고 불리고, OFDM 코딩 수단과 IFFT 유닛(12)이 또한 일 반적으로 OFDM 변조 수단이라고 불린다는 점이 주목된다.

위에서 설명된 방식에서의 신호 흐름을 예시하기 위해, 채널 인코더와 인터리버(10i)에서의 출력 데이터 시퀀스가 A(1),A(2),A(3),A(4),A(5),...라고 가정되고, 이 경우 A(k)=(a_1(k),a_2(k),...a_mi(k))^T는 mi개의 복소 성분을 지닌 벡터이다. 각 성분인 a_l(k)의 실수부와 허수부는 각각 채널 인코딩된 데이터 심벌의 I-성분과 Q-성분을 나타낸다. 시퀀스인 A(k)는 채널 인코더와 인터리버(10i)의 출력 FIFO 큐(queue)에 바람직하게 저장되고, 요구시 서브캐리어 맵퍼(11i)에 의해 판독된다.

채널 인코더 및 인터리버(10i)의 각 출력 벡터인 A1(k)에 관해서는, 서브캐리어 맵퍼(11j)가 그것의 m개의 성분들인 a₁_p(k), p=1,..mi를 B1(k)을 얻는 고려된 단말기에서 송신기의 N_u _{_} _tx개의 서브캐리어들 중 mi로 맵핑한다. DC 서브캐리어와 양과 음의 부호를 지닌 일부 가장 빈번한 서브캐리어가 사용되지 않을 수 있다. mi=10에 관한 서브캐리어 맵퍼(11i)에서의 가능한 맵핑이 도 2에 예시되어 있다.

각각의 그렇게 구성된 출력 데이터 심벌인 C1(k)는 주파수 영역에서의 OFDM 심벌이다. N_u _{_} _tx-포인트 IFFT 변환기(12)는 주파수 영역에서의 OFDM 심벌을 시간 영역에서의 OFDM 심벌로 변환한다. GP 삽입기(13)는 시간 영역 OFDM 심벌의 마지막 N_{u_tx_gp} 샘플들이나 N_u _{_} _tx _{_} _gp 제로-값(zero-valued) 샘플들로부터 취해진 순환 접두부(prefix)를 시간 영역 OFDM 심벌에 더한다. 도 3은 시간 영역 OFDM 심벌에 순환 접두부를 더한 것을 예시한다.

보호 기간을 지닌 그렇게 구성된 OFDM 심벌은 전력-성형을 위한 디지털 저역 필터링을 거친다. 이 전력-성형 LPF(14)는 시간 영역의 OFDM 심벌의 샘플링 레이트보다 높은 샘플링 레이트에서 샘플링되거나 샘플링되지 않을 수 있다.

업링크 수신기를 위한 일반적인 레이아웃

도 4는 업링크를 위한 수신기 아키텍처, 즉 상이한 대역폭(N_u _{_} _tx _{_} _kf_Δ)의 모든 MT들에 관한 최대 크기인 N_u _{_} _rx의 단일 FFT 유닛을 사용하는 동시 OFDM-복조를 위한 비대칭 OFDM 통신 시스템에서 사용하기 위한 본 발명에 따른 액세스 포인트(AP)의 업링크 수신 유닛(4)의 개략적인 레이아웃의 블록도를 보여준다. 모든 q UL TS(도 17 참조)와, AP로부터의 임의의 주파수, 위상 및 타이밍 오프셋 피드백에 선행하는 다운링크 동기화 시퀀스인 DL SCH 덕분에, 상이한 MT들로부터의 OFDM 신호들은 준-동기화(quasi-synchronizaion) 상태의 AP에 도달한다.

N_u _{_} _rxf_Δ의 최대 대역폭을 위해 크기가 정해지는 종래의 RF 프론트-엔드(40)와 종래의 아날로그-디지털 변환기(ADC)(41)는 상이한 MT로부터 혼합된 RF 신호들을 수신하고, 그 신호들을 디지털 포맷으로 변환한다.

ADC(41)는 후속하는 디지털 저역 필터(LPF)(42)를 지원하기 위해 과-샘플링(over-sampling)할 수 있는데, 이러한 LPF(42)는 그것의 가장자리 주파수가 N_{u_tx_k}f_Δ인 단말기 특정 대역폭이 아닌 N_u _{_} _rxf_Δ의 최대 대역폭을 위해 크기가 정해진 다. 시간 영역에서의 디지털 LPF(42)는 모든 대역폭 종류에 관해 공통이다. ADC(41)가 디지털 LPF(42)를 지원하기 위해 과-샘플링을 한다면, 디지털 LPF는 N_{u_rx}f_Δ의 요구된 공통(최대) 수신기 샘플링 레이트를 복구하기 위해 역 다운-샘플링(reverse down-sampling)을 하게 된다.

동기화 요구 조건에 따라, MT는 다른 MT들로부터의 프리앰블과 주파수-다중화, 코드-다중화 또는 시간-다중화될 수 있는 MT-특정 프리앰블을 보내거나 보내지 않을 수 있다. 적어도 하나의 MT가, 예컨대 수퍼프레임(아래에 설명된)에서의 보내는 프리앰블이라면, 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43)는 그 프리앰블에서의 특별한 비트 패턴에 기초한 주파수, 위상 및 타이밍 획득 및 추적을 수행한다. 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43)는, 기술들의 제안된 조합에 의해 인에이블된 준-동기화가 요구된 복조 성능에 관해 충분히 양호하다면 제거될 수 있다.

시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43) 다음에는 GP 제거기(44)에 의해 보호 기간이 제거되고, 나머지 N_u _{_} _rx 샘플들이 N_u _{_} _rx 포인트 FFT 유닛(45)을 가지고 동시 FFT를 거친다. N_u _{_} _rx는 시스템에 의해 지원되는 최대 FFT 크기라는 점을 주목해야 한다.

상기 FFT 다음에는 MT 특정 동작이 실행된다. 보편성의 손실 없이, 인덱스(s,t)를 지닌 상이한 대역폭 종류들의 2개의 MT만이 도 4에 도시되어 있다. 다음 내용에서, MT_t는 MT 특정 동작이 어떻게 수행되는지를 설명하는 일 예로서 취해진 다. 먼저, MT 특정 서브-캐리어들은 N_u _{_} _rx FFT 계수들로부터 추출될 필요가 없고, 윈도우잉에서 행해지는 것은 MT_t 유닛(46t)에 관한 것이다. N_u _{_} _rx-포인트 FFT의 처음 N_{u_tx_t}/2 계수들은 양의 부호(DC를 포함하는)를 지닌 N_u _{_} _tx _{_t}/2 최소로 빈번한 서브캐리어들을 나타내고, N_u _{_} _rx-포인트 FFT의 마지막 N_u _{_} _tx _{_t}/2 계수들은 OFDM 신호에서의 음의 부호를 지닌 N_u _{_} _tx _{_t}/2 최소로 빈번한 서브캐리어들을 나타내며, 다음에 나오는 FFT 인덱스 맵핑은 전체 N_u _{_} _rx FFT 계수들(MT는 단말기를 의미하고 AP는 액세스 포인트를 의미함) 중 MT_t에 관한 N_u _{_} _tx _{_t} 서브캐리어들을 추출하기 위해 행해진다:

E4_MT _{_t}(i)=F4_AP(i) (0 ≤i ≤N_u _{_} _tx _{_t}/2-1),

E4_MT _{_t}(i)=F4_AP(N_u _{_} _rx-N_u _{_} _tx _{_t}+i) (N_u _{_} _tx _{_t}/2 ≤i ≤N_u _{_} _tx _{_t}-1)

이 맵핑은 도 6에 예시되어 있다.

위에서, F4_AP(i)는 N_u _{_} _rx 포인트 FFT 후의 액세스 포인트에서 얻어진 i번째 FFT 계수를 표시하고, E4_MT _{_t}(i)는 단말기(MT_t)에서 발생된 i번째 FFT 계수를 표시한다. 이 맵핑을 통해, MT_t에서 발생된 완전한 N_u _{_} _tx _{_t}FFT 계수들이 추출되고, 그러한 계수들이 종래의 N_u _{_} _tx _{_t}포인트 FFT에 의해 얻어지는 것처럼 올바른 순서대로 놓인다. E4_{MT_t}는 고려된 디바이스(MT_t)의 대역폭까지 서브캐리어들을 분리적으로 담고 있다. 연결 설정 동안, AP는 1개 이하의 연결이 동일한 TS 내에서 공통 FFT의 동일한 서브캐리어를 공유한다는 점을 확신한다.

하지만, 실제 시스템에서는 송신기에서의 전력-성형 필터(14)(도 1 참조)가 이상적이지 않다. 보통, RRC(Root Raised Co-Sine) 또는 RC(Raised CoSine) 필터가 적용되고, 이는 사용된 서브캐리어들의 본래의 OFDM 스펙트럼을 인접 대역들로 확장하여 도 6에서의 마지막 N_u _{_} _tx/2 서브캐리어들과 처음 N_u _{_} _tx/2 서브캐리어 외의 다른 서브캐리어들에 수신된 유용한 신호 에너지의 확산을 초래하게 된다. 그러므로, 일반적으로, 윈도우잉 및 혼합 동작이 논의된 이상적인 경우에 관한 위의 간단한 윈도우잉 동작 대신 적용될 필요가 있다.

그러므로, 바람직한 실시예에서의 대역폭 종류 특정 윈도우잉 및 혼합 유닛(26)은 도 4에서의 N_u _{_} _rx - 포인트 FFT 유닛(25)으로부터의 N_u _{_} _rx FFT 계수들(F_AP) 중 K/2개의 처음 FFT 계수와 K/2개의 마지막 FFT 계수를 선택하고, 이 경우 N_u _{_} _tx _{_t} ≤K ≤N_{u_} _rx이다. 고려된 단말기로부터의 송신된 OFDM 심벌의 i번째 FFT 계수인 E4_MT _{_t}(i)는 수신기에서의 이들 K개의 FFT 계수들에 대한 선형 또는 비선형 필터 동작에 의해 재구성된다. 일반적으로, 이러한 동작은 모든 m과 n에 관해

E4_MT _{_t}(i) = function (F_AP(m),F_AP(n))로서

표현되고, 이 경우 0 ≤m ≤K/2-1이고, N_u _{_} _rx-K ≤n ≤N_u _{_} _rx-1이다.

MT-특정 파일럿 톤(pilot tone)이 시스템에서 고려된다면, 단말기-특정 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(47t)가 주파수 영역에서의 또 다른 주 파수/위상/타이밍 오프셋 추정을 실행하기 위해 제공된다. 상이한 MT들의 파일럿 톤은 주파수 다중화, 코드 다중화, 및 시간 다중화될 수 있다. MT는 실행 요구 조건에 따라 프리앰블 및/또는 파일럿 톤을 보낼 수 있거나 그 중 아무것도 보내지 않을 수 있다. 프리앰블은 그것이 또한 채널 추정을 위한 파일럿 톤을 운반하고, 주파수 영역에서는 추가적인 주파수/위상/타이밍 추적을 행하도록 구성될 수 있다. 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(47t)는 또한 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43)로부터의 결과를 이용하여, 추정의 정밀도와 자신감을 증가시킨다. 나아가, E4_MT _{_t}(i)에서 변조된 서브캐리어들에 대한 오프셋을 보상하기 위해 고려된 단말기(MT_t)에 관한 최종 주파수/위상/타이밍 추정 결과들을 이용하는 주파수/위상/타이밍 오프셋 보상기(48t)가 제공된다. 게다가, 액세스 포인트는 다운링크 채널에서 운반된 제어 정보를 거쳐 단말기(MT_t)에 최종 주파수/위상/타이밍 추정 결과들을 피드백할 수 있다.

단말기-특정 채널 등화는 주파수/위상/타이밍 오프셋 보상기(48t)의 출력 벡터(D4t) 상의 채널 등화기(49t)에서 실행되는데, 이는 그것의 결과가 주파수/위상/타이밍 오프셋이 일소된(cleaned up) 후 E4_MT(i) 보다는 D4t에 대해 더 신뢰할 수 있기 때문이다. 채널 등화기(49t)는 단말기(MT_t)의 모든 가능한 서브캐리어를 담고 있는 출력 벡터(C4t)를 전달한다.

이들 서브캐리어가 여전히 잡음과 간섭에 의해 영향을 받기 때문에, 일반적으로 단말기-특정 데이터 검출기(50t)(예컨대 MLSE)는 각각의 사용된 서브캐리어에 관한 복조 결과를 통계적으로 최적화하기 위해 적용될 수 있다. 통계적으로 최적화된 검출 결과는 서브캐리어 디맵퍼(demapper)(51t)에 전달되고, 이 서브캐리어 디맵퍼(51t)는 고려된 단말기(MT_t)의 각각의 연결(i)에 관한 A4ti의 성분들로서 mi 데이터 심벌들(즉, 복소 값 채널 인코딩된 심벌들)을 재구성한다. 마지막으로, 데이터 심벌들은 본래의 상부 층 데이터 신호를 얻기 위해, 채널 디코더와 디인터리버(52ti)에서 채널-디코딩되고 디-인터리브된다.

종래의 MC-CDMA 시스템들에 관한 동기되지 않은 것(out-of-sync)과 다투기 위해 문헌에서 다수 사용자 검출(MUD: Multi-User-Detection)이 제안되었다. 개선점은 동기되지 않은 것과의 정도와 다른 설계 파라미터들에 의존한다. MUD는 매우 계산상 집중적인 것인데, 이는 본 명세서에서 제안된 방식에서는 회피되고, 이는 본래 갖추어진 업링크 동기화 요구 조건이 기술들의 제안된 조합을 통해 제거되었기 때문이고, 그럼에도, 동시 FFT에 관한 양호한 준-동기화를 얻기 위해 다수의 메커니즘이 도입되었다. 하지만, MUD는 여전히 제안된 방식으로 적용될 수 있다. 한 가지 가능성은 동시 FFT의 출력 벡터인 F4_AP(i)에 MUD를 적용하는 것이다. F4_AP(i)는 MUD가 이용할 모든 MT들로부터의 완전한 정보를 담고 있다. 또 다른 가능성은 MUD를 모든 MT들에 관해 채널 등화 결과들(C4t, C4s)에 MUD를 적용하는 것이다. 이 경우, 상호(cross)-MT MUD 유닛이 도 4에서의 MT-특정 데이터 검출 유닛들(50t,50s)을 대체하게 된다.

재구성 유닛(46t,46s), 서브캐리어 디맵퍼(51t,51s) 및 채널 디코더와 디인 터리버(52t,52s)가 일반적으로 또한 업링크 OFDM 복구 수단으로 불리고, FFT 유닛(55)과 업링크 OFDM 복구 수단이 일반적으로 또한 업링크 OFDM 복조 수단으로 불린다.

다음에는 전술한 방식에서의 신호 흐름도가 설명된다. 액세스 포인트에서 수신기(40)가 단말기에서의 송신기보다 더 높은 샘플링 레이트로 더 높은 대역폭과 기저대역을 가지기 때문에, 보호 기간을 지닌 수신된 시간 영역 OFDM 심벌이 N_{u_rx}+N_{u_rx_gp} 샘플링 포인트들을 가지게 되고, 이 경우 일반적으로 N_{u_rx}/N_{u_tx}=N_{u_rx_gp}/N_{u_tx_gp}=2^k이다. 하지만, 시간 영역 OFDM 심벌의 절대 시간 지속 기간과 그것의 보호 기간이 단말기에서의 송신기에 의해 발생된 것과 동일하게 되는데, 이는 수신기가 2^k배 더 높은 레이트에서 샘플링되기 때문이다.

GP 제거기(44)는 도 5에 예시된 것처럼, 보호 간격을 지닌 각각의 시간 영역 OFDM 심벌로부터 N_u _{_} _rx _{_} _gp 선행하는 샘플들을 제거한다.

N_u _{_} _rx-포인트 FFT 변환기(45)는 주파수 영역에서의 OFDM 심벌로 보호 기간이 없는 시간 영역 OFDM 심벌을 변환한다. 단말기에 의해 송신된 본래의 N_u _{_} _tx OFDM 서브캐리어들은, 도 6에 예시된 것처럼, N_u _{_} _rx-포인트 FFT의 N_u _{_} _rx개의 스펙트럼 계수들 중 처음 N_u _{_} _tx/2개의 샘플과 마지막 N_u _{_} _tx/2개의 샘플을 취하거나 좀더 정교한 주파수 영역 필터링 동작에 의해 재구성된다.

그렇게 재구성된 대역폭 종류 특정 FFT 윈도우 기반의 OFDM 심벌인 F4_AP(i)는 주파수/위상/타이밍 오프셋 보상, 채널 등화 및 데이터 검출에서 제 1 MT 송신기 특정 처리를 거친다. 이후, MT_t에 관한 경로만을 고려하여, 서브캐리어 디맵퍼(51t)는 채널 디코더와 디인터리버(52ti,52tj)에 의한 추가 처리를 위해, 각각의 주파수 영역 OFDM 심벌인 B4t(k)의 m개의 재구성된 데이터 서브캐리어들을 mi와 mj의 채널 인코딩된 데이터 심벌들인 a_1(k), a_2(k),...a_mi(k) 및 a_1(k), a_2(k),...a_mj(k)로 맵핑한다.

다운링크 송신기를 위한 일반적인 레이아웃

다음에는 다운링크를 위한 송신기 및 수신기 아키텍처의 실시예가 설명된다. 단말기들이 k번째 대역폭 종류를 단말기의 종류로서 한정하고, 그것의 FFT/IFFT는 N_{d_rx_k}= 2^k개의 계수들만을 가지며, 그 대역폭 샘플링 레이트는 N_d _{_} _rx _{_} _kf_Δ라고 하자. 액세스 포인트에서의 OFDM 샘플링 레이트를 N_d _{_} _txf_Δ라고 하고 이 경우 N_d _{_} _tx가 OFDM 변조에 관한 FFT 엔진의 크기라고 한다면, 다운링크에 관해 L=N_d _{_} _tx/N_d _{_} _rx _{_k}≥1이 성립한다.

도 7은 다운링크를 위한 송신기 아키텍처, 즉 비대칭 OFDM 통신 시스템에서 사용하기 위한 본 발명에 따른 액세스 포인트의 다운링크 송신 유닛(7)이 개략적인 레이아웃의 블록도를 보여주고, 이는 도 1에 도시된 업링크 송신기 블록도를 많이 닮았다. 차이점은 AP가 다운링크시 각각의 활동중인 MT에 관한 하나의 송신기를 사례를 들어 증명해야 하고, 상이한 송신기가 상이한 대역폭을 가진다는 점이다. 본 명세서에서의 기술적인 도전은, 동일한 시간 슬롯(들)에 할당된다면 상이한 대역폭들의 모든 수신기(즉, MT들)에 관한 동시 OFDM 변조를 행하는 것이다. 도 7의 블록(7')은 단말기(따라서 대역폭)-특정 동작들만을 담고 있다.

보편성의 손실 없이, 도 7은 오직 상이한 대역폭 종류(s,t)인 2개의 MT들, 즉 MT_s와 Mt_t에 관한 송신기 사례 증명을 보여준다. 일 예로서, 대역폭 종류(t)의 Mt_t를 취하면, 서브캐리어 맵퍼들이 채널 인코더 및 인터리버(70tj)로부터의 A7tj에서의 mj개의 들어오는 데이터 심벌들을 최대 αN_d _{_} _rx _{_t}개의 서브캐리어들 상으로 맵핑하고, 이 경우, 0 < α< 1이라는 점은 양의 부호와 음의 부호를 모두 지닌 가장 빈번한 서브캐리어들의 작은 부분이 시간-영역 윈도우잉으로 인해, 스펙트럼 확장에 의해 야기된 ICI를 회피하기 위해 사용되어서는 안 된다는 사실을 반영한다. N_d _{_} _rx _{_t}포인트 FFT에 관한 종래의 FFT-계수 인덱싱 규칙은 도 7에서의 모든 MT 특정 동작들에 관해 사용된다.

도 7에서 연결 가산기들(83s,83t)까지의 모든 MT 특정 동작들, 즉 채널 인코더 및 인터리버들(70si,70sj,70ti,70tj)(일반적으로 다운링크 심벌 발생 수단이라고 부름)과 서브캐리어 맵퍼들(71si,71sj,71ti,71tj)은 도 1에서의 업링크 송신기에 관한 설명과 동일한 설명을 가진다. Mt_t의 모든 연결이 추가된 후, N_d _{_} _rx _{_t}개의 스펙트럼 계수들을 담고 있는 벡터인 E7_Mt _{_t}(i)이 대역폭 종류(t)의 각 Mt_t에 관해 발생된다. 전력-성형을 위한 임의의 전치 등화기 및/또는 저역 필터링이 업링크 채널 추정 결과들을 이용함으로써, E7_Mt _{_t}(i)에 적용될 수 있다. 대역폭-특정 크기들을 지닌 모든 E7_Mt _{_t}(i)이 동시 N_d _{_} _tx 포인트 IFFT에 관해 함께 더해질 수 있기 전에, 일반적으로 그것들의 인덱스들이 확대된 FFT 윈도우에서의 주파수 대응 관계를 만족시키기 위해 재주문될 필요가 있다. 그러므로, 도 6에 도시된 바와 같은 맵핑 프로세스는 인덱스 시프터들(73s,73t)에 의해 수행되어야 하지만, 반대 방향으로이다. 이러한 맵핑 프로세스 후에는, 각 Mt_t에 관해 N_d _{_} _tx 차원의 FFT 벡터가 발생되고, 이는 오직 처음 N_d _{_} _rx _{_t}/2개의 0이 아닌 스펙트럼 계수와 N_d _{_} _rx _{_t}/2개의 0이 아닌 스펙트럼 계수를 담고 있다. 그것들 사이에 있는 FFT 계수들은 0으로 설정된다.

2개 이상의 MT가 동일한 대역폭 종류로부터 온 것이라면, 동일한 대역폭 종류의 MT들의 입력 벡터들인 E7_Mt _{_t}(i)이, 인덱스 시프터(73s,73t)에서의 FFT 계수 재주문 프로세스의 시작 전에 먼저 더해질 수 있다. 임의로, 대역폭 종류 특정 파형-성형 동작이, 인덱스 시프터 전에 동일한 대역폭 종류의 입력 벡터들인 E7_Mt _{_t}(i)의 합에 적용될 수 있다.

인덱스 시프터(73s,73t) 후에는, 상이한 MT들에 관한 확대된 FFT 벡터들이 제 2 가산기(84)에 의해 더해질 수 있고, 그 합은 최대 크기가 N_d _{_} _tx인 단일 IFFT 유닛(74)을 지닌 동시 IFFT를 거치게 된다. 이러한 N_d _{_} _tx 포인트 IFFT 후, N_d _{_} _tx 포인트들의 OFDM 심벌들에 관한 종래의 동작들이 GP 삽입기(75), LPF(76) 및 DAC(77)를 사용하여 이어진다. 다운링크에서의 동기화 문제가 업링크에서보다 덜 심하기 때문에, 다운링크에 관한 보호 기간이 업링크에 관한 보호 기간보다 작을 수 있다.

임의의, 대역폭 종류 특정 파형-성형 동작이 디지털 영역에서 실행되기 때문에{동일한 대역폭 종류의 MT들의 E7_Mt _{_t}(i) 벡터들의 합에 대해서}, RF 프론트-엔드(78)는 오직 단일 아날로그 파형-성형 필터를 필요로 하고, 이러한 필터는 시스템에 의해 지원되는 최대 대역폭에 필요한 크기로 만들어진다.

채널 인코더 및 인터리버(70)와 서브캐리어 맵퍼(71)는 또한 일반적으로 다운링크 OFDM 코딩 수단이라고 부르고, 다운링크 OFDM 코딩 수단, 가산기(83), 인덱스 시프터(73) 및 IFFT 유닛(74)은 일반적으로 또한 다운링크 OFDM 변조 수단이라고 부른다.

도 1과 유사하게, 도 7의 방식에서의 신호 흐름을 예시하기 위해, 채널 인코더 및 인터리버(70ti)에서의 출력 데이터 시퀀스가 A(1),A(2),A(3),A(4),A(5),...,라고 가정되고, 이 경우 A(k)=(a_1(k),a_2(k),...a_mi(k))^T는 mi개의 복소 성분들을 지닌 벡터이다. 각 성분{a_l(k)}의 실수부와 허수부는 각각 채널 인코딩된 데이터 심벌의 I-성분과 Q-성분을 나타낸다. 시퀀스{A(k)}는 채널 인코더 및 인터리버(70ti)의 출력 FIFO 큐(queue)에서 바람직하게 저장되고, 요구시 서브캐리어 맵퍼(70ti)에 의해 판독된다.

채널 인코더 및 인터리버(70ti)의 각 출력 벡터인 A7(k)에 관해, 서브캐리어 맵퍼(70ti)는 B7(k)을 얻기 위해 고려된 MT 수신기의 N_d _{_} _rx개의 서브캐리어들 중 mi 상으로 그것의 mi개의 성분들인 a₇_p(k)(p=1,...,mi)를 맵핑한다. DC 서브캐리어와, 양의 부호 및 음의 부호를 지닌 일부 가장 빈번한 서브캐리어들이 사용될 수 있다. mi=10에 관한 서브캐리어 맵퍼(71ti)에서의 가능한 맵핑이 도 8에 예시되어 있다.

각각의 그렇게 구성된 출력 데이터 심벌은 고려중인 MT 수신기에 기초하는 FFT 인덱스에 관한 주파수 영역 OFDM 심벌{B7(k)}이다. 이러한 대역폭 종류 특정 OFDM 심벌의 스펙트럼이 실제 송신 동안 확장될 수 있기 때문에, OFDM 심벌 스펙트럼의 가장자리에서 전력을 점차로 감소시키기 위해, 방지하는 전력-성형 LPF가 적용될 수 있다. 가능한 전력-성형 LPF 함수가 도 9에 도시되어 있다.

전력-성형 LPF와 가산기(83t,83s) 후, 인덱스 시프터(73t,73s)는 MT 수신기 기반의 FFT 인덱스들인 E7_MT를 AP 송신기 기반의 FFT 인덱스들로 재맵핑하고, 그것의 FFT 크기인 N_d _{_} _tx는 MT 수신기의 FFT 크기인 N_d _{_} _rx _{_t}보다 2^k배 더 크다. 재맵핑은 AP 송신기 기반의 FFT 윈도우의 처음 N_d _{_} _rx _{_t}/2개의 인덱스들에 MT 수신기 기반의 FFT 윈도우의 처음 N_d _{_} _rx _{_t}/2개의 서브캐리어를 할당하고, AP 송신기 기반의 FFT 윈도우의 마지막 N_d _{_} _rx _{_t}/2개의 인덱스들에 MT 수신기 기반의 FFT 윈도우의 마지막 N_d _{_} _rx _{_t}/2개의 서브캐리어를 할당함으로써 행해진다. 이 동작은 도 10에 예시되어 있다. 마지막으로, 가산기(84)는 F7_AP를 얻기 위해 인덱스 시프터(83t,83s)의 결과들을 더한다.

다운링크 수신기를 위한 일반적인 레이아웃

도 11은 다운링크를 위한 수신기 아키텍처의 블록도, 즉 비대칭 OFDM 통신 시스템에서 사용하기 위해, 본 발명에 따른 특정 대역폭 종류의 사용자 단말기의 다운링크 수신 유닛(11)의 개략적인 레이아웃을 보여준다. 2개 이상의 MT가 논의 중인 동일한 시간 슬롯(들)에 할당된다고 가정된다.

N_d _{_} _rxf_Δ의 단말기-특정 대역폭을 위해 크기가 정해지는 종래의 RF 프론트-엔드(110)와 종래의 ADC(111) 및 종래의 디지털 저력 통과 필터(112)는, 액세스 포인트로부터 혼합된 RF OFDM 신호들을 수신하고, 그 신호들을 디지털 포맷으로 변환하며, 대역 외의 원하지 않는 신호들을 필터링한다. 디지털 LPF(112) 후의 디지털 신호는 오직 대역폭(N_d _{_} _rxf_Δ)까지의 가장 작은 대역폭의 채널 인코딩된 심벌들을 담고 있고, 이 대역폭(N_d _{_} _rxf_Δ)은 고려된 단말기의 대역폭이다. AP는 모든 MT들에 관한 공통 프리앰블이나 다른 MT들에 관한 프리앰블로 코드 다중화되고, 주파수 다중화되거나 시간 다중화될 수 있는 MT-특정 프리앰블을 보내거나 보내지 않을 수 있다. 하나의 프리앰블이 고려중인 단말기에 보내진다면, 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113)가, DL 프리앰블에서의 특별한 비트 패턴에 기초하여 주파수, 위상 및 타이밍 획득과 추적을 수행한다. 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113) 후, GP 제거기에서 보호 기간이 제거되고, 나머지 N_d _{_} _rx개의 샘플들이 FFT 유닛(115)에서 종래의 N_d _{_} _rx 포인트 FFT를 거치게 된다. N_d _{_} _rx 포인트 FFT 유닛(115)의 출력 벡터(E11)는 고려된 단말기의 대역폭까지의 서브캐리어를 담고 있다.

액세스 포인트가 공통 또는 단말기-특정 파일럿 톤을 보낸다면, 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(116)가 주파수 영역에서 또 다른 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정을 실행할 수 있다. 상이한 MT들에 관한 파일럿 톤은 주파수 다중화, 코드 다중화 또는 시간 다중화될 수 있다. AP는 수행 요구 조건에 따라 프리앰블들 및/또는 파일럿 톤을 보내거나 아무것도 보내지 않을 수 있다. 프리앰블은 그것이 주파수 영역에서 추가적인 주파수/위상/타이밍 추적과 채널 추정을 위한 파일럿 톤을 또한 운반하도록 구성될 수 있다. 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(116)는 또한 그러한 추정의 정밀도와 자신감을 증가시키기 위해 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113)로부터의 결과들을 이용한다. 주파수/위상/타이밍 오프셋 보상기(117)는 주파수 영역 OFDM 신호(E11)에서의 변조된 서브캐리어들에서의 오프셋들을 보상하기 위해, 고려된 단말기에 관한 최종 주파수/위상/타이밍 추정 결과들을 이용한다.

이후, 채널 등화기(118)에서 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(117)의 출력 벡터(D11)에 대한 채널 등화가 실행되는데, 이는 그것의 결과가 주파수/위상/타이밍 오프셋이 일소된 후, E11 상에서보다는 D11 상에서 더 신뢰할 수 있기 때문이다. 채널 등화기(118)는 그것의 출력 벡터(C11)를 전달하고, 이러한 출력 벡터(C11)는 MT의 모든 사용된 서브캐리어들의 모든 서브캐리어들의 인덱스들을 담고 있다. 후자가 여전히 잡음과 간선에 의해 영향을 받기 때문에, 일반적으로 MT-특정 데이터 검출기(119)(예컨대, MLSE)가 사용된 서브캐리어 상의 각 연결에 관한 복조 결과를 통계적으로 최적화시키기 위해 적용될 수 있다. 통계적으로 최적화된 검출 결과들은 서브캐리어 디맵퍼에 전달되고, 이 서브캐리어 디맵퍼는 MT의 각 연결에 관한 A11i의 성분들로서 m_i개의 데이터 심벌들을 재구성한다. 마지막으로, 본래의 상부 층 데이터를 얻기 위해, 채널 디코더 및 디인터리버(121)에서 채널 인코딩된 심벌들(A11i,A11j)이 디인터리브되고 채널 디코딩된다.

서브캐리어 디맵퍼(120)와 채널 디코더 및 디인터리버(121i,121j)는 일반적으로 다운링크 OFDM 디코딩 수단이라고 부르고, 또한 FFT 유닛(115)과 OFDM 디코딩 수단은 일반적으로 다운링크 OFDM 복조 수단이라고 부른다.

MT 수신기는 종래의 OFDM 수신기이다. BW=N_d _{_} _rxf_Δ보다 높은 레이트로 클로킹될 수 있는 ADC(111) 후, 디지털 저역 필터링(112)이 실행된다. ADC(111)가 과샘플링된다면, 디지털 LPF(112) 다음에는 또한 요구된 대역폭(N_d _{_} _rxf_Δ)으로의 다운-샘플링(down-sampling)이 행해진다.

GP 제거기(54)는 도 12에 예시된 것처럼, 보호 기간을 지닌 각각의 시간 영역 OFDM 심벌로부터 N_d _{_} _rx _{_} _gp개의 이전 샘플을 제거한다.

N_d _{_} _rx 포인트 FFT 변환기(115)는 보호 기간 없이 시간 영역의 OFDM 심벌을 주파수 영역에서의 OFDM 심벌로 변환한다. 주파수/위상/타이밍 오프 보상, 채널 등화 및 데이터 검출 후, 서브캐리어 디맵퍼(120)는 채널 디코더와 디인터리버들(121i,121j)에 의한 추가 처리를 위해, 각각의 주파수 영역 OFDM 심벌인 C11(k)의 m개의 재구성된 사용된 서브캐리어들을 mi 및 mj개의 채널 인코딩된 데이터 심 벌들{a_1(k),a_2(k),...a_m(k) 및 a_1(k),a_2(k),...a_mj(k)}로 맵핑한다.

다음에는 위에서 상세히 설명된 바와 같은 본 발명에 따른 일반적인 통신 시스템의 추가 실시예들과 추가적인 배경 정보가 설명된다.

프리앰블 설계

먼저, AP로부터 특정 대역폭 종류에 속하는 MT까지의 다운링크 송신 및/또는 특정 대역폭 종류에 속하는 MT로부터 AP까지의 업링크 송신에서의 프리앰블을 사용하는 일 실시예가 설명된다.

OFDM 시스템들은 프리앰블들이 양호한 수행에 있어서 매우 중요한 송신기와 수신기 사이의 타이밍 동기화, 위상, 주파수/클록을 가능하게 할 것을 요구한다는 것이 잘 알려져 있다. 프리앰블들의 처리는 업링크 및 다운링크 수신기의 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기 및/또는 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기에서 일어난다. 다양한 타입의 동기화를 위해 프리앰블들을 이용하는 많은 상이한 방법이 존재한다.

AP가 본 발명에 따른 전술한 대역폭 비대칭 OFDM 시스템에서의 상이한 대역폭들의 MT들을 지원해야 하기 때문에, 종래의 프리앰블 설계 패러다임의 간단한 적용은 상이한 대역폭 종류들에 관한 프리앰블들의 독립적인 발생 및 처리를 가져올 수 있다. 이는 오버헤드인 시스템 제어 데이터의 증가된 양과 더 많은 기저대역 처리를 의미한다. 다음에는 이들 단점이 회피될 수 있는 조화된 프리앰블 설계 접근법이 설명된다.

제안된 대역폭 비대칭 OFDM 시스템에서의 AP는, 상이한 대역폭들의 MT들을 지원한다. MT들의 k번째 대역폭 종류를 MT들의 종류라고 정의하고, 이들의 FFT/IFFT는 2^k개의 계수들만들 가지며, 이들의 FFT/IFFT 샘플링 레이트는 2^kf_Δ이고, 이 경우 f_Δ는 서브캐리어 이격 간격(spacing)으로서 AP와 MT 모두에 관해 동일하게 설정된다. 보편성의 손실 없이, AP의 FFT/IFFT 샘플링 레이트는 가장 높은 대역폭 종류에 속하는 MT들의 FFT/IFFT 샘플링 레이트와 같다.

파세발(Parseval)의 정리

후에

주파수 영역에서의 양호한 자기상관 특성을 지닌 OFDM 프리앰블이 또한 시간 영역에서 양호한 자기상관 특성을 가지게 된다. 이는 비록 동기화 동작 자체가 가장 실제적인 구현예들에서의 시간 영역에서 행해지더라도, IEEE802.11a 시스템에 관한 프리앰블들이 주파수 영역에서의 양호한 자기상관 특성을 지닌 짧고 긴 동기화 시퀀스들에 기초하는 이유이다.

AP에서의 FFT 유닛의 크기를 N=2^kmax라고 하자. 이들 N개의 스펙트럼 계수들은 -Nf_Δ/2 부터 Nf_Δ/2-1까지의 물리적으로 (주기적인) 스펙트럼을 나타낸다. 상이한 대역폭의 MT들은 이러한 전체 스펙트럼에 걸쳐 FFT 계수들을 상이하게 사용한다. 도 13은 상이한 대역폭 종류들이 어떻게 상이한 스펙트럼 계수들을 공유하는지를 계시한다. 스펙트럼 계수들이 덜 빈번할수록, 그것들을 사용하는 대역폭 종류들 이 더 많아진다.

상이한 대역폭들의 MT들이 그것들의 중복되는 스펙트럼 내에서 서브캐리어들을 공유하기 때문에, 이제는 단일 M-포인트 긴 프리앰블 시퀀스인 Pr(i)가 상이한 대역폭들의 MT들에 의해 공유되도록 설계할 가능성이 존재하고, 이 경우 M ≤N이다. 일반적으로, 다음 요구 조건은 이러한 공통 프리앰블 시퀀스에 의해 충족된다.

1. Pr(i)(i=0,..M-1)의 M개의 칩들 각각은 하나의 고유한 서브캐리어에 할당된다. M개의 칩들은 2^k개의 서브캐리어들을 지닌 k번째 대역폭 종류가 Pr(i)의 p개의 칩들을 담고 있도록 분포되어, 2^k+1개의 서브캐리어들을 지닌 k+1번째 대역폭 종류는 Pr(i)의 2p개의 칩들을 담고 있게 된다.

2. N_min=2^kmin개의 최소로 빈번한 FFT 계수들을 담고 있는 고려될 최소 대역폭 종류에 관해서는, 최소 대역폭 종류의 대역폭에 있는 Pr(i)의 칩들이 양호한 자기상관 특성을 가지게 된다. 이는 최소 대역폭 종류로 떨어지는, 가령 4보다 큰 충분한 칩들이 존재한다는 것을 암시한다.

3. 각각 2^k1개와 2^k2개의 FFT 계수들을 담고 있고, k₁>k₂>k_min인 2개의 대역폭 종류(k₁,k₂)에 관해서는, k₁번째 대역폭 종류로 떨어지는 Pr(i)의 칩들의 자기상관 특성이 칩들의 자기상관 특성과 같거나 더 나아지게 되고, 이러한 칩들이 자기상관 특성은 k₂번째 대역폭 종류로 떨어진다. 이는 k₁번째 대역폭 종류가 k₂번째 대역폭 종류보다 더 많은 Pr(i)의 칩들을 담고 있기 때문이다.

4. 동일한 대역폭 종류로 떨어지는 임의의 2개의 상이한 프리앰블들인 Pr₁(i)와 Pr₂(i)의 칩들은 서로에 관해 직교하게 된다.

이러한 설계 요구 조건을 따라, 그리고 가장 낮은 대역폭 종류가 가령 N_min=16의 충분한 FFT 계수들을 담고 있다고 가정하면, 대역폭 비대칭 OFDM 시스템에 관한 공통 프리앰블로서 직교 골드 코드들을 사용하는 것이 제안된다. 이러한 직교 골드 코드들은, 예컨대 2004년 6월 John Wiley & Sons사에서 L.Hanzo, M. Muenster, B.J. Choi, T. Keller에 의해 "OFDM and MC-CDMA for Broadband Multi-User Communications, WLAN and Broadcasting"이라는 제목으로 발간된 서적에서 설명된다. 이는 다른 코드들에 비해 골드 코드들이 임의의 주어진 길이에 관해 양호한 자기상관과 교차상관(cross-correlation) 특성을 가지기 때문이다. 하지만, 다음 설계 기술은 또한 m-시퀀스 등과 같은 임의의 다른 코드들에 적용될 수 있다.

M=2^m인 길이의 각 골드 코드는 일반적으로 M ≤N인 고유한 M-포인트 공통 프리앰블을 나타낸다. 상이한 대역폭 종류들의 개수를 Q=2^q(q<m)로, k_min을 최소 대역폭 종류에 관한 인덱스라고 하자. 최소 대역폭 종류로 시작하여, 다음 연속적인 설계 규칙이 적용된다.

최소 대역폭 종류는 골드 코드의 처음 M_kmin=M/Q 칩들을 담고 있게 된다. 이 들 M_kmin 칩들은 최소 대역폭 종류의 N_min=2^kmin개의 서브캐리어들에 등거리로 할당되거나 할당되지 않을 수 있다. 이는 개별 시스템 설계에 의해 결정될 수 있다.

M_k 칩들이 k번째 대역폭 종류에 할당되고, k+1번째 대역폭 종류가 골드 코드의 처음 2M_k 칩들을 담고 있다고 가정한다. 이들 2M_k 칩의 처음 절반은 k번째 대역폭 종류에 관한 칩들과 동일하다. 이는 k번째 대역폭 종류가 그것들의 서브캐리어들로의 할당을 결정한다는 것을 의미한다. 이들 2M_k 칩의 두 번째 절반은 k+1번째 대역폭 종류의 주파수에 떨어지는 서브캐리어들에 할당되지만, k번째 대역폭 종류의 주파수에는 떨어지지 않는다. 다시 이들 2M_k 칩들의 두 번째 절반이 할당되는 서브캐리어들의 위치들은 자유롭게 선택된다.

k번째 대역폭 종류의 MT에서의 수신기에서, 수신된 시간 영역 OFDM 심벌들(즉, 대역폭 종류 특정 FFT 전의)은, AP에 의해 보내진 처음 2^k개의 가장 덜 빈번한 서브캐리어들로만 만들어지는데, 이는 MT의 RF 프론트-엔드가 모든 다른 서브캐리어들을 필터링하기 때문이다. 그러므로, 프리앰블의 검출을 위해, MT는 오직 시간 영역에서 수신기 OFDM 심벌들과 골드 코드 섹션의 IFFT 변환된 버전을 상관할 필요가 있고, 이 경우 M_k 칩들이 k번째 대역폭 내의 M_k 개의 자유롭게 선택된 서브캐리어들에 할당된다.

이들 M_k개의 선택된 서브캐리어들에 대해, 어떠한 다른 데이터도 다중화되지 않는다면, MT가 AP와 MT 사이의 전달 함수를 추정하기 위해 파일럿 톤으로서 이들 M_k개의 서브캐리어들을 즉시 사용할 수 있는데(즉, 대역폭 특정 FFT 후), 이는 이들 서브캐리어들이 골드 코드의 처음 M_k개의 칩들에서의 알려진 샘플 값들로 바로 변조되기 때문이다.

일 예로서, 3개의 상이한 대역폭 종류들이 가정된다. 가장 큰 대역폭 종류는 64개의 FFT 계수들을 가지고, 두 번째로 가장 큰 대역폭 종류는 32개의 FFT 계수들을 가지며, 가장 작은 대역폭 종류는 16개의 FFT 계수들을 가진다. 이는 k_max=6이고, k_min=4임을 의미한다. 가장 큰 대역폭 종류에 관한 골드 시퀀스는 12개의 샘플들, 즉 Pr_6(i),i=1,..,12를 가진다. 도 14는 가장 큰 대역폭 종류에 관한 이러한 골드 시퀀스로부터 어떻게 시작하는지와, 12개의 선택된 서브캐리어들인 4,8,12,19,23,27,35,39,43,48,53,58로의 할당을 보여준다. 다른 대역폭 종류들에 관한 프리앰블 시퀀스과 그것들의 서브캐리어들로의 할당은 위 설계 규칙에 따라 결정된다. 도 14a는 가장 큰 대역폭 종류에 관한 프리앰블인 Pr_6(i)와 12개의 서브캐리어들로의 가능한 할당을 보여준다. 도 14b는 두 번째로 가장 큰 대역폭 종류에 관한 프리앰블인 Pr_5(i)와 6개의 서브캐리어들로의 도출된 할당을 보여준다. 도 14c는 가장 작은 대역폭 종류에 관한 프리앰블인 Pr_4(i)와 3개의 서브캐리어들로의 도출된 할당을 보여준다.

도 15는 도 1에 도시된 레이아웃에 기초하는 프리앰블 삽입에 관한 수단을 지닌 업링크 송신기(1A)의 레이아웃을 보여준다. 스위치(20)는 프리앰블 시퀀스나 OFDM 사용자 데이터 블록이 MT에 의해 업링크에서 송신되는지를 결정한다. 시간 영역 프리앰블 발생기(17)는 시간 영역에서 직접 프리앰블을 발생시킬 수 있거나 설계 규칙에 따라 주파수 영역에서 일시적인 프리앰블을 먼저 발생시킨 다음, N_u _{_} _tx 포인트 IFFT를 통해 최종 시간 영역으로 이 일시적인 프리앰블을 변환할 수 있다. 시간 영역 프리앰블은 바람직하게는 메모리(미도시)에 저장된다. 스위치(20)가 상부 위치에 있을 때, 시간 영역 프리앰블은 올바른 클록 레이트로 판독되고, OFDM 사용자 데이터 블록의 송신은 일시 중지된다.

업링크 수신기(일반적으로 도 4에 도시된 것과 같은)에서, 프리앰블 시퀀스는 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43) 및/또는 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(47s,47t)에 의해 이용된다. 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43)만이 프리앰블 시퀀스를 이용한다면, 도 4에 도시된 업링크 수신기(4)의 RF 프론트-엔드(40), ADC(41), 디지털 LPF(42) 및 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43)만이 프리앰블 시퀀스를 처리하게 된다. 또한 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(47s,47t)가 프리앰블 시퀀스를 이용하게 된다면, 업링크 수신기(4)의 공통 N_u _{_} _rx 포인트 FFT 유닛(45), 윈도우잉 및 혼합 유닛(46s,46t) 및 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(47s,47t)가 또한 프리앰블 시퀀스를 처리하게 된다. GP 제거기(44)는 프리앰블의 실제 설계에 따라 디스에이블될 수 있다.

도 16은 도 7에 도시된 레이아웃에 기초하는 프리앰블 삽입을 위한 수단을 지닌 다운링크 송신기(7A)의 레이아웃을 보여준다. 스위치(80)는 AP가 다운링크에서 프리앰블 시퀀스나 OFDM 사용자 데이터 블록을 송신하는지를 결정한다. 시간 영역 프리앰블 발생기(79)는 시간 영역에서 직접 프리앰블을 발생시키거나, 고려중인 대역폭 종류의 종래의 FFT 인덱스 넘버링(numbering) 시스템에 관한 설계 규칙에 따라 주파수 영역에서 일시적인 프리앰블을 먼저 발생시킬 수 있다. 이후, 이 일시적인 프리앰블은 공통 FFT 유닛의 FFT 인덱스 넘버링 시스템으로 인덱스-이동(index-shifted)될 필요가 있고, 마지막으로 모든 대역폭 종류들에 관한 공통 N_{d_tx} 포인트 IFFT를 통해 시간 영역 프리앰블로 변환될 필요가 있다. 시간 영역 프리앰블은 바람직하게 메모리에 저장된다. 스위치가 더 낮은 위치에 있을 때, 시간 영역 프리앰블이 올바른 클록 레이트에서 판독되고, OFDM 사용자 데이터 블록의 송신이 일시 중지된다.

다운링크 수신기(일반적으로 도 11에 도시된 바와 같은)에서, 프리앰블 시퀀스는 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113) 및/또는 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(116)에 의해 이용된다. 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113)만이 프리앰블 시퀀스를 이용한다면, 도 11에 도시된 RF 프론트-엔드(110), ADC(111), 디지털 LPF(112) 및 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113)만이 프리앰블 시퀀스를 처리하게 된다. 만약 또한 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(116)가 프리앰블 시퀀스를 이용한다면, N_d _{_} _rx 포인트 FFT 유닛(115)과 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(116)가 또한 프리앰블 시퀀스를 처리하게 된다. GP 제거기(114)는 프리앰블의 실제 설계에 따라 디스에이블될 수 있다.

상이한 MT들로의 요구 및 상이한 MT들로부터의 요구시 또는 AP에 의해 규칙적으로 프리앰블들을 보내거나 받는 위의 제안은 본 발명에 따라 제안된 통신 시스템을 보충한다. 위의 제안은 MT의 전력 소비, 크기 및 비용을 크기 조정 가능하게 만들어, 임의의 하나의 알려진 무선 시스템보다 훨씬 더 큰 영역의 잠재적인 적용예를 포괄한다.

프레임 구조

제안된 대역폭 비대칭 OFDM 시스템에 관해서, 도 17에 도시된 바와 같은 수퍼프레임 구조가 바람직하게 사용된다.

수퍼프레임은 RF 프론트-엔드를 송신기 모드로부터 수신기 모드로 바꾸거나 그 반대로 바꾸기 위패 필요한 TX-RX 턴어라운드(turnaround) 시간 사이에서 분리된 업링크(UL) 기간과 다운링크(DL) 기간을 포함한다. 방송 채널(BCH)을 제외하고는, DL/UL 채널들에 관한 기본 TDMA 유닛은 시간 슬롯(TS: time slot)이다. 각 TS는 Q개의 OFDM 심벌로 만들어지고, 0.5㎳와 2㎳ 사이에서 지속될 수 있다. DL 기간은 DL 프리앰블들의 한 그룹으로 시작하고, 이러한 그룹은 N₁개의 동일한 긴 프리앰블들이 이어지는 N_s개의 동일한 짧은 프리앰블로 만들어진다. 각각의 짧고 긴 프리앰블은 각 대역폭 종류의 주파수 대역 내에 충분히 많은 개수의 서브캐리어를 담게 된다. 짧은 프리앰블은 루트(root) 프리앰블(P1)의 시간-영역의 짧아진 버전(version)이고 긴 프리앰블은 루프 프리앰블(P2)의 시간-영역의 확장된 버전이다. 새로운 대역폭 비대칭 OFDM 시스템을 위한 루프 프리앰블(P1,P2)에 관한 가능한 설계가 위에서 설명되었다. 주파수/클록, 위상 및 타이밍 동기화 외에, 긴 프리앰블들이 또한 DL 채널 추정을 위해 사용될 수 있다. AP는 DL 프리앰블들의 상이한 그룹들을 가질 수 있다. DL 프리앰블들의 각 그룹은 후속하는 방송 채널들(BCH-i)에 의해 사용되는 서브캐리어들의 집합과 연관될 수 있다. BCH-i는 i<j라면 BCH-j 전에 보내진다. MT가 DL 프리앰블들의 그룹에 매칭된 후에는, 후속하는 BCH-i 중 적어도 하나를 디코딩할 수 있고, 이는 그것의 대역폭 종류(i) 내에서 서브캐리어들을 사용한다.

BCH-i의 길이는 BCH-i에 보내질 제 1 정보 요소이다. BCH-i가 매우 짧을 수 있기 때문에, 그것의 길이는 TS의 개수보다는 OFDM 심벌들의 개수로 표현된다. BCH-i는 i번째 대역폭 종류에 속하는 서브캐리어들로 만들어지지만, (i-1)번째 대역폭 종류에 속하지는 않는다. 전술한 정의 후, (i-1)번째 대역폭 종류는 i번째 대역폭 종류보다 작은 대역폭을 가진다. 이는 BCH-i를 통해 보내진 정보 요소들이 i번째 대역폭 종류의 MT들이나 더 높은 대역폭 종류의 MT들에만 관련되어야한다는 결론을 가진다. BCH-i를 통해 보내진 마지막 정보 요소는 플래그(flag)이고, 이는 새로운 방송 채널인 BCH-(i+1)이 현재의 방송 채널인 BCH-i를 따라올 거라는 것을 표시한다. 그러한 플래그가 0으로 설정된다면, BCH-i는 현재의 DL 기간에 관한 마지막 방송 채널이다.

i번째 대역폭 종류의 MT는 BCH-i까지 모든 이용 가능한 BCH-k(즉, k=1,..i)를 디코딩하게 된다. 마지막 관련 BCH-k가 디코딩된 후, MT는 DL 기간의 길이와 UL 기간의 길이(TS에서의)를 알게 된다. 또한 어디서 그것의 랜덤 액세스 채널(RACH: random access channel)이 시작하고 끝나는지를 알게 된다. 다시 TS에서의 RACH의 총 길이는 BCH-i에서의 방송을 통해 고정되거나 조정 가능하다. 하지만, AP는 MT를 총 r개의 RACH 시간 슬롯들의 부분에만 액세스하도록 제한할 수 있다. 그러므로, 다음 정보 요소

RACH_Info:MT_ID,Start_TS,Length

는 가능한 BCH-k(즉, k=1,..i) 중 하나에서 방송된다. 이 정보 요소는 식별자인 MT_ID를 지닌 MT가 Start_TS로부터 Start_TS+Length+1까지 RACH 시간 슬롯들에만 액세스한다는 것을 신호로 알린다. r개의 총 RACH 시간 슬롯들의 처음은 0으로 번호가 매겨진다.

AP는 또한 자원을 확립된 전용 채널(DCH: dedicated channel)에 할당하기 위해, BCH-k(즉, k=1,..i)를 사용할 수 있고, 이러한 확립된 전용 채널은 i번째 대역폭 종류에 속하는 MT를 위한 제어나 데이터 목적을 위해 사용될 수 있다. 책임 있는 정보 요소는 다음 포맷을 가진다.

DCH_Info:MT_ID,CH1_ID,Start_TS_1,Length_1,CH2_ID,Start_TS_2,Length_2,..

이러한 정보 요소를 가지고, AP 신호들은 식별자인 MT_ID를 지닌 MT에 Start_TS_1로부터 식별자(CH1_ID)를 지닌 그것의 처음 DCH에 관한 Start_TS_1+Length_1-1까지의 시간 슬롯들이 할당되고, Start_TS_2로부터 식별 자(CH2_ID)를 지닌 그것의 두 번째 DCH에 관한 Start_TS_2+Length_2-1까지의 시간 슬롯들이 할당되는 등의 식으로 행해진다는 것을 신호로 알린다. CHx_ID=NULL은 이제 고려된 MT에 관해 자원 할당이 끝났음을 나타낸다. DCH가 다운링크 연결이라면, 마지막 BCH 후 TS 넘버링이 처음 TS로 시작한다. DCH가 업링크 연결이라면, TS 넘버링은 RACH 후 처음 TS로 시작한다. DL SCH와 TX-RX 턴어라운드는 자원 할당을 위해 TS 넘버링에서 고려되지 않는다.

AP는 동일한 TS 슬롯(들)을 동일한 MT나 상이한 MT들의 상이한 DCH들에 할당할 수 있다. 이 경우, 이들 상이한 연결은 동일한 TS 내의 상이한 서브캐리어들을 사용한다는 것을 보장하게 된다. 예컨대, AP에서의 공통 FFT에 관련된 것과 같은 0부터 31까지의 인덱스를 지닌 서브캐리어들이 대역폭 종류(6)에 속하는 MT의 DCH에 할당되고, 32부터 63까지의 인데스를 지닌 서브캐리어들이 대역폭 종류(7)에 속하는 MT의 DCH에 할당되는 것이 가능하다.

상이한 MT들로부터의 연결이 동일한 시간 슬롯(들)에 할당될 수 있기 때문에, 새로운 프레임 구조가 또한 위에서 논의된 것과 같은 공통 FFT 엔진으로 동시 OFDM 복조를 가능하게 하기 위해, 준 동기화에서의 AP에 이들 상이한 MT들로부터의 OFDM 심벌들이 도착하는 것을 보장하는 메커니즘을 제공하는 것이 필수적이다. 이는 도 17에 도시된 것처럼, UL 기간(RACH 후의)을 각각 q개의 시간 슬롯들의 동등한 데이터 및 파일럿 채널 세그먼트로 분할함으로써 행해진다. 각각의 데이터 및 파일럿 채널 세그먼트 전에 그것의 전후 TX-RX 턴어라운드 시간을 지닌 다운링크 동기화 시퀀스인 DL SCH가 있다. DL SCH는 MT들이 후속하는 p개의 TS를 위한 주파 수/클록, 위상 및 타이밍 조정을 행하기 위해 사용된다. MT 수신기가 DL SCH로 다시 동기화된 후, MT에서 수신기 모드로부터 송신기 모드로 동작이 바뀐 다음에, MT에서의 송신기가 MT 수신기의 주파수와 위상에 고정된다. 이는 DL SCH 시퀀스의 주파수 및 위상에 고정되고, 송신기 모드에서(즉, DL SCH가 없을 때) DL SCH로부터 얻어진 마지막 주파수/위상 정보에 기초하여 계속해서 실행되는 내부 PLL을 통해 행해질 수 있다. DL SCH 시퀀스는 DL 프리앰블들 전체 또는 부분 집합에 동일하게 되도록 만들어질 수 있다. 이 DL SCH 시퀀스는 각 대역폭 종류에 관해 양호한 자기상관 특성을 제공하기 위해 각 대역폭 종류에서 충분히 많은 개수의 서브캐리어를 담고 있어야 한다.

임의로, AP는 또한 그것의 업링크 OFDM 심벌들의 주파수/클록, 위상 및 타이밍을 정정할 것을 MT에 지시할 수 있는데, 이는 AP가 그러한 MT로부터의 업링크 파일럿 톤들에 기초한 AP에서의 기준들로부터의 업링크 OFDM 심벌들의 주파수, 위상 및 타이밍 편차를 추정한 후에 이루어진다.

추가 옵션으로서, 업링크 동기화가 전용 협대역 다운링크 채널에 의해 지원될 수 있고, 이러한 전용 협대역 다운링크 채널에는 데이터 통신들의 임의의 대역폭 종류의 대역폭 외부의 대역이 할당된다. 이러한 협대역 다운링크 채널에 걸쳐, AP는 규칙적으로 또는 계속해서 시간 기준 신호를 송신하고, 이러한 시간 기준 신호는 모든 MT들이 심지어 그것들이 AP에 데이터를 송신할 때에도, 전용 수신기 수단에 의해 수신한다. 이러한 전용 협대역 다운링크 채널로부터 수신된 기준 신호를 사용하여, MT들은 그것들의 클록과 주파수 및 위상을, 데이터 통신 특히 상이한 MT 들 사이의 데이터 통신의 업링크 동기화를 위해, AP의 클록과 주파수 및 위상에 조정한다.

절차들

제안된 대역폭 비대칭 OFDM 시스템들이 설계된 새로운 절차들로서 동작하는 것이 그 동작의 상이한 단계들에 관해 개발되었다.

네트워크 식별 및 동기화

TDMA 기반의 시스템 개념에 있어서, 각 네트워크의 AP가 고유한 주파수 대역에서 동작하게 함으로써 다수-네트워크 환경이 생성되고, 이러한 고유한 주파수 대역은 나머지 네트워크들의 대역과 중복되지 않는다. 이 경우 네트워크는 중앙 반송파 주파수에 의해 고유하게 식별된다.

MT는 네트워크 식별과 동기화에 관한 다음 절차를 행한다. MT는 모든 가능한 주파수 대역을 스캐닝하고 각 중앙 주파수에서의 DL 프리앰블의 수신 품질을 측정한다. 그 다음, MT는 가장 좋은 DL 프리앰블 수신 품질을 지닌 주파수를 선택하고 이러한 DL 프리앰블이 그룹에 동기화시킨다. 상이한 방송 채널들인 BHC-i에 관해 사용된 스크램블링 코드(들)와 DL 프리앰블 그룹 ID 사이에는 1:1 대응 관계가 존재하기 때문에, MT는 가장 좋은 DL 프리앰블 그룹에 동기화된 후, BHC-i에서 콘텐츠를 디코딩하기 시작할 수 있다. 사용된 서브캐리어들과 그것들의 코딩/변조 모드는 각 BHC-i에 관해 미리 한정된다.

네트워크 결합 및 분리( Network association and dissociation )

CCCH-i로부터 MT는 네트워크와의 결합을 위해 모든 필수적인 시스템 파라미터들을 배우게 된다. 한 가지 중요한 파라미터는 랜덤 액세스 채널(RACH-i)의 액세스 파라미터들이다. RACH-i 채널 시작 위치와 길이(TS에서의)는 BCH-i에서의 방송이고, 그 대역폭 종류 내의 모든 가능한 서브캐리어들은 RACH-i에 관해 사용된다.

네트워크 결합 요구가 RACH-i를 통해 수신된 후, AP는 MT에 관한 업링크와 다운링크 모두에 관한 전용 제어 채널을 확립할 수 있다. 이 전용 제어 채널은 MT에 그것의 식별자를 알림으로써 확립된다. TDMA 시스템을 스펙트럼 관점에서 더 효율적이 되도록 만들기 위해, AP는 오직 연결 ID를 MT에 영구적으로 할당해야 하지만, 실제 사용된 무선 소스, 즉 서브캐리어들+TS에는 그러하지 아니하다. MT가 네트워크를 분리하기를 원한다면, 단지 RACH-i나 기존의 전용 업링크 제어 채널을 통해 AP에 분리 요구를 보낸다. AP는 그 MT에 관한 분리를 개시할 수 있다.

연결 설정 및 해제( connection set up and release )

MT가 연결 설정을 개시하면, RACH-i나 기존의 전용 업링크 제어 채널을 통해 그러한 요구를 보내게 된다. 전술한 바와 같이, TDMA의 경우, AP는 먼저 전용 업링크 제어 채널로의 제 1의 총괄적인(grand) 무선 자원을 필요로 하고, 이는 아래에서 논의된다. 연결 설정 요구를 수신하게 되면, AP는 MT에 TDMA 시스템에서의 새로운 연결의 식별자를 알리거나 그 시스템의 오버로드(overload)로 인해 그러한 요구 를 거절하게 된다.

AP가 연결 설정을 개시하면, AP와 MT 사이의 전용 다운링크 제어 채널을 통해 또는 공통 DL 방송 채널(즉, BCH-i)을 통해 그러한 요구를 MT에 통지하는 것을 보내게 된다. MT는 그러한 요구를 받아들이거나 거절할 수 있다.

MT나 AP가 설정 요구에 관한 제어 채널과 동일한 제어 채널을 통해 연결 해제할 수 있다. 이후 그 결과는 그러한 연결에 관한 모든 자원이 자유롭게 되는 것이다.

자원 요구 및 부여/수정하기( Resource request and grand / modify )

MT는 확립된 업링크 사용자 연결을 위한 자원을 요청하기 위해 전용 업링크 제어 채널이나 RACH를 사용할 수 있다. 하지만, 그러한 전용 업링크 제어 채널에 관한 자원들은 동적으로 부여되어야 한다. 이를 행하는 한 가지 종래 방식은 폴링(polling)이다. 이 경우 AP가 MT에 그것의 제어 메시지를 보낼 기회를 주기 위해 때때로 전용 제어 채널로의 자원을 부여한다. 전용 제어 채널에 자원을 부여하기 위한 피기-백(piggy-back)과 같은 다른 좀더 효율적인 기술이 존재하고, 이러한 기술은 나중에 논의된다. AP에서의 자원 스케줄러(scheduler)는 모든 업링크 자원 요구를 모아서 다음 송신의 주어진 기간 동안 자원 부여를 최적화하고, 이는 단지 하나의 PHY/MAC 프레임이거나 매우 길 수 있다. 이 자원 스케줄러는 또한 오랜 기간 동안 MT에 이미 부여된 자원을 수정할 수 있다. 부여 메시지는 공통 방송 채널에서나 전용 다운링크 제어 채널에서 보내진다. 다운링크 채널들의 경우, AP는 단지 명 백한 요구 없이 확립된 다운링크 사용자 연결에 관한 부여/수정 메시지를 MT에 보낸다. 부여/수정 메시지는 업링크 채널 부여/수정 메시지들에 관한 제어 채널과 동일한 제어 채널에서 보내진다.

도 18은 본 발명이 사용될 수 있는 통신 시스템의 간단한 블록도를 보여준다. 도 18은 특히 업링크 수신 유닛(4)과 다운링크 송신 유닛(7)을 가지는 액세스 포인트(AP)와, 업링크 송신 유닛(1)과 다운링크 수신 유닛(11)을 포함하는 2개의 단말기(MT1,MT2)를 보여준다. 예컨대, 그러한 통신 시스템은 원거리 통신 시스템일 수 있고, 이러한 원거리 통신 시스템에서는 액세스 포인트(AP)가 복수의 기지국 중 하나를 나타내고, 단말기(MT1,MT2)는 이동국 또는 다른 이동 디바이스를 나타낸다. 하지만, 통신 시스템은 또한 임의의 다른 타입의 것 및/또는 임의의 다른 목적을 위한 것일 수 있다.

요약( summary )

이러한 새로운 시스템 설계를 통해, 원칙적으로는 상이한 MT들로부터의 OFDM 심벌들이 동기화되어 AP에 도달해야 한다는 요구 조건이 제거되었다. 이는 대역폭 비대칭 OFDM 시스템을 얻기 위해 다중 액세스 기술로서 TDMA 기술을 사용하는 것에 의해 가능하게 된다. 그러므로, 본 발명에 따르면 상이한 연결들의 OFDM 신호는 다중 연결 및 다중 액세스를 가능하게 하기 위해, 상이한 시간 슬롯들에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어들 또는 동일한 시간 슬롯들에서의 상이한 서브캐리어들에 상이한 연결들의 OFDM 신호가 할당된다.

전술한 바와 같이, AP에서 상이한 MT들로부터의 OFDM 심벌들의 업링크 동기화는, 새로운 시스템 설계에 의해 더 이상 내재된 요구 조건이 되지 않는다. 하지만, 상이한 MT들로부터의 OFDM 심벌들이 너무 많이 동기화되지 않으면, 동기 FFT는 가능하지 않고, 이는 수신기 복잡도를 상당히 증가시키게 된다. 그러므로, 상이한 MT들에 관한 타이밍 오프셋과 주파수/클록을 추정하고, 이들 추정한 것을 MT들에 피드백하여 그것들로 하여금 주파수/클록 및 타이밍을 조정하게 하기 위해 AP를 지원하도록 전용 수퍼프레임 구조가 임의로 제안된다. 그렇게 하는데 있어서, 상이한 MT들에 관한 OFDM 도착 시간들의 준-동기화가 얻어진다. 나머지 작은 오프셋들과 지터들은 허용할 수 있고, 역시 새로운 수신기 아키텍처에 의해 지원되는 오프셋 보상 기술들에 의해 더 감소될 수 있다.

본 발명에 따르면, 업링크 동기화 요구 조건을 감소시키기 위해 상이한 방법들이 적용될 수 있다: 즉,

1) 수퍼프레임 구조(BCH-i)에서 도시된 것과 같은 대역폭 적응 다운링크 공통/제어 채널을 통해 AP로부터 MT로의 업링크 동기 오프셋 피드백;

2) 수퍼프레임 구조에서의 특별한 다운링크 간격에 의해 도시된 것과 같은 업링크 송신을 시작하기 바로 전에, 각 MT에 의해 공통 다운링크 신호(DL SCH)로 재동기화하는 것.

모든 방법들은 서로에 관해 독립적으로 적용될 수 있지만, 그 결과는 3가지 방법 모두가 결합되어 적용되는 경우 달성될 수 있다.

요약하면, 본 발명에 따른 통신 시스템의 새로운 설계로부터 생기는 주요 기 술적 도전은 다음과 같다.

상이한 대역폭들의 MT들은 AP와 상이한 시각(예컨대, TDMA, FDMA, CSMA 기반의) 또는 동일한 시각(예컨대, CDMA 기반의)에 통신할 수 있다.

주어진 대역폭 종류의 MT는 여전히 상이한 비트 레이트의 다중 연결을 가질 수 있다(각 단말기 종류 내의 다중-레이트).

상이한 대역폭들의 MT들로부터의 채널 인코딩된 심벌들 사이의 업링크 동기화.

상이한 대역폭들의 모든 MT들에 관한 단일 FFT/IFFT 엔진을 지닌 공통 OFDM 변조 및 복조 아키텍처에 의한 AP의 낮은 복잡도 구현.

상이한 대역폭들의 모든 MT들에 관한 AP에서의 공통 RF 채널 선택 필터를 사용하여 RF 프론트-엔드의 낮은 복잡도 구현.

채널 등화를 위한 효율적인 지원

간섭 완화를 위한 효율적인 지원

전치 왜곡 또는 전치 등화를 위한 효율적인 지원

ICI(inter-carrier-interference), ISI(inter-symbol-interference), 및 도플러-시프트(Doppler-shift)에 대한 강건함(robustness)

타이밍, 주파수, 위상 및 클록 오프셋에 대해 감소된 민감도

효율적인 MAC

본 발명은 이동 전화기와 기지국 또는 IEEE802.11a 시스템을 포함하는 원거리 통신 네트워크와 같은 전술한 실시예 중 어느 것에도 제안되지 않는다는 점이 주목되어야 한다. 본 발명은 일반적으로 임의의 기존 또는 미래의 통신 시스템과 단말기 및 임의의 종류의 콘텐츠를 송신하기 위한 통신 시스템과 같은 액세스 포인트에 적용 가능하다. 본 발명은 또한 임의의 특별한 주파수 범위 또는 변조 기술에 제한되지 않는다.

본 발명이 도면과 전술한 설명에서 상세히 설명되고 예시되었지만, 그러한 예시와 설명은 예시적이거나 전형적인 것으로 간주되고, 제한하는 것은 아니며, 본 발명은 개시된 실시예에 제한되지 않는다. 개시된 실시예들에 대한 다른 변형예들은 도면, 개시물 및 첨부된 청구항의 연구를 통해, 주장된 본 발명을 실시하는 당업자에 의해 이해되고 실행될 수 있다.

청구항에서, "포함하는"이라는 단어는 다른 요소나 단계를 배제하지 않고, "하나의"라는 부정 관사는 복수를 배제하지 않는다. 단일 요소나 다른 유닛은 청구항에서 인용된 몇몇 아이템들의 기능을 수행할 수 있다. 일정한 방법이 서로 상이한 종속항에서 인용되고 있다는 단순한 사실은, 이러한 방법의 결합이 유리하게 사용될 수 없다는 것을 암시하는 것은 아니다.

청구항들에서의 임의의 참조 부호(sign)는 그 범위를 제한하는 것으로 여겨져서는 안 된다.

전술한 바와 같이, 본 발명은 임의의 기존 또는 미래의 통신 시스템과 단말기들 및 임의의 종류의 콘텐츠를 송신하기 위한 통신 시스템과 같은 액세스 포인트에 이용 가능하다.

Claims

통신 시스템으로서,

무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 업링크 송신 유닛(1)을 각각 가지는 복수의 단말기와, 적어도 2개의 단말기로부터 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 수신하기 위한 업링크 수신 유닛(4)을 가지는 액세스 포인트를 포함하고, 상기 OFDM 신호는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplex) 변조되는, 통신 시스템에 있어서,

상기 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은, 상기 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작고, 적어도 2개의 업링크 송신 유닛의 대역폭과 그것들의 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은 상이하며, 상기 업링크 송신 유닛은 무선 주파수 OFDM 신호를 동시에 송신하기 위한 상이한 연결을 동일한 시간 슬롯들에서의 상이한 서브캐리어들 또는 상이한 시간 슬롯들에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어들에 할당하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
제 1항에 있어서,

상기 액세스 포인트는 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 다운링크 송신 유닛(7)을 가지고, 적어도 2개의 단말기 각각은 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 수신하기 위한 다운링크 수신 유닛(11)을 가지며, 상기 액세스 유닛의 다운링크 송신 유닛은 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 상기 적어도 2개의 다운링크 수신 유닛들에 동시에 송신하기 위해 적응되고, 상기 다운링크 수신 유닛들은 상기 다운링크 송신 유닛으로부터 동시에 보내진 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하도록 적응되며,

상기 다운링크 송신 유닛의 대역폭은 상기 다운링크 수신 유닛들의 대역폭보다 크고, 다운링크 송신 유닛은 다운링크 송신 유닛의 대역폭 이하이고 다운링크 수신 유닛의 대역폭과 같은 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하도록 적응되며, 상기 다운링크 수신 유닛을 통해 무선 주파수 OFDM 신호들이 수신되고, 다운링크 송신 유닛은 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 송신하기 위한 상이한 연결들을 동일한 시간 슬롯들에서의 상이한 서브캐리어들에 또는 상이한 시간 슬롯들에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어들에 할당하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

업링크 송신 유닛(1)과 다운링크 송신 유닛(7)은 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하기 위해 적응되고, 상기 무선 주파수 OFDM 신호들은 같은 채널 인코딩된 심벌 길이와, 상기 OFDM 신호들 사이의 같은 보호 간격(guard interval)을 가지는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

업링크 송신 유닛(1A) 및/또는 다운링크 송신 유닛(7A)은 프리앰블을 발생시 켜 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들에 추가하기 위한 프리앰블 추가 수단(17,20;79,80)을 포함하고, 업링크 수신 유닛(4) 및/또는 다운링크 수신 유닛(11)은 수신된 무선 주파수 OFDM 신호들에서 프리앰블을 검출하고 평가하기 위한 프리앰블 평가 수단(43,47;113,116)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
제 4항에 있어서,

상기 프리앰블 추가 수단(17,20;79,80)은 골드 코드에 따른 프리앰블을 추가하기 위해 적응되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

복수의 단말기와 액세스 포인트는 입력 데이터 및 제어데이터와 통신하기 위한 수퍼프레임(superframe) 구조를 사용하기 위해 적응되고, 상기 수퍼프레임은

- 다운링크 프리앰블, 다수의 방송 채널(BCH-i), 데이터 및 파일럿 톤(pilot tone)을 위한 다수의 다운링크 시간 슬롯들을 포함하는 다운링크 기간(DL 기간), 및

- 데이터 및 파일럿 톤을 위한 다수의 업링크 시간 슬롯들을 포함하는 업링크 기간(UL 기간)으로서, 각 업링크 시간 슬롯 앞에는 후속하는 시간 슬롯을 위한 주파수/클록, 위상 및 타이밍 조정을 위한 다운링크 동기화 시퀀스와, 단말기를 수신기 모드에서 송신기 모드로 바꾸고, 액세스 포인트를 송신기 모드로부터 수신기 모드로 바꾸기 위한 송신-수신 턴어라운드 간격(turnaround interval)이 오는, 업 링크 기간(UL 기간)을

포함하는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
제 6항에 있어서,

다운링크 기간은 상이한 대역폭의 단말기를 위한 다수의 대역폭 종류 특정 공통 제어 채널을 포함하고, 상기 공통 제어 채널은

- 현재의 다운링크 기간과 후속하는 업링크 기간의 지속 기간,

- 현재의 다운링크 기간에서 데이터를 수신하고/수신하거나 후속하는 업링크 기간에서 데이터를 송신하도록 예상되는 대역폭 종류의 단말기를 식별하는 식별자,

- 각각의 활동중인 단말기에 관해 갱신된 다운링크 연결 파라미터들,

- 공통 제어 채널과 연관된 업링크 랜덤 액세스 채널의 파라미터들,

- 갱신된 업링크 송신 전력,

- 각각의 활동중인 단말기에 관해 갱신된 업링크 연결 파라미터들,

- 액세스 포인트에 의해 보내진 공통 기준 신호로부터 수신된 업링크 채널 인코딩된 심벌들의 주파수, 위상 및 시작 시간 편차(deviation)에 대한 정보를 단말기로 송신하기 위해 액세스 포인트에 의해 사용되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
제 1항에 따른 통신 시스템에서의 통신 방법으로서,

상기 통신 시스템은 각각 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신 하기 위한 업링크 송신 유닛(1)과, 적어도 2개의 단말기로부터 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 수신하기 위한 업링크 수신 유닛(4)을 가지는 액세스 포인트를 가지고, 상기 OFDM 신호들은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 변조되는, 통신 방법에 있어서,

상기 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은, 상기 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작고, 적어도 2개의 업링크 송신 유닛의 대역폭과 그것들의 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은 상이하며, 무선 주파수 OFDM 신호를 동시에 송신하기 위한 상이한 연결은 동일한 시간 슬롯들에서의 상이한 서브캐리어들 또는 상이한 시간 슬롯들에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어들에 할당되는 것을 특징으로 하는, 통신 방법.
제 8항에 있어서,

제 2항에 따른 통신 시스템에서 통신하기 위한 방법으로서,

상기 액세스 포인트는 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 다운링크 송신 유닛(7)을 가지고, 적어도 2개의 단말기 각각은 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 수신하기 위한 다운링크 수신 유닛(11)을 가지며, 상기 액세스 유닛의 다운링크 송신 유닛은 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 상기 적어도 2개의 다운링크 수신 유닛에 동시에 송신하도록 적응되고, 상기 다운링크 수신 유닛은 상기 다운링크 송신 유닛으로부터 동시에 보내진 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하도록 적응되는, 통신 방법에 있어서,

상기 다운링크 송신 유닛의 대역폭은 상기 다운링크 수신 유닛의 대역폭보다 크고, 다운링크 송신 유닛은 다운링크 송신 유닛의 대역폭 이하이고 다운링크 수신 유닛의 대역폭과 같은 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하도록 적응되며, 상기 다운링크 수신 유닛에 의해 무선 주파수 OFDM 신호들이 수신되고, 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 송신하기 위한 상이한 연결이 동일한 시간 슬롯에서의 상이한 서브캐리어나 상이한 시간 슬롯에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어에 할당되는 것을 특징으로 하는, 통신 방법.
제 1항에 따른 통신 시스템에서 사용하기 위한 단말기로서,

업링크 수신 유닛(4)을 가지는 액세스 포인트에 의한 수신을 위해 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호를 송신하기 위한 업링크 송신 유닛(1)을 포함하고, 상기 업링크 수신 유닛(4)은 적어도 2개의 단말기로부터 상기 무선 주파수 OFDM 신호를 동시에 수신하기 위한 것이며, 상기 OFDM 신호는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 변조되는, 단말기에 있어서,

상기 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호의 대역폭은 상기 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작고, 상기 업링크 송신 유닛은 무선 주파수 OFDM 신호를 동일한 시간 슬롯에서의 상이한 서브캐리어에 또는 상이한 시간 슬롯에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어에 동시에 송신하기 위한 상이한 연결을 할당하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 단말기.
제 10항에 있어서,

상기 업링크 송신 유닛(1)은

- 하나 이상의 단말기를 지닌 하나 이상의 연결에 관한 입력 데이터 신호를 서브캐리어 거리(f_Δ)만큼 이격된
주파수 서브캐리어들을 가지는 기저대역 OFDM 신호로 변환하기 위한 업링크 OFDM 변조 수단(10,11,18,19,12)과,

- 기저대역 OFDM 신호를 무선 주파수 OFDM 신호로 변환하고, 서브캐리어 거리(f_Δ)의
배인 대역폭을 가지는 상기 무선 주파수 OFDM 신호를 송신하기 위한 업링크 RF 송신 수단(16)을 포함하고,

상기 업링크 OFDM 변조 수단과 상기 업링크 RF 송신 수단은 서브캐리어 거리(f_Δ)의
배인 대역폭을 가지는 것을 특징으로 하는, 단말기.
제 11항에 있어서,

상기 업링크 OFDM 변조 수단은

- 하나 이상의 입력 데이터 신호로부터
개의 OFDM 서브캐리어를 포함하는 주파수 영역 OFDM 소스 신호를 유도하기 위한 하나 이상의 업링크 코딩 수단(10,11,18),

- 하나 이상의 연결의 주파수 영역 OFDM 소스 신호를 추가하기 위한 업링크 추가 수단(19), 및

- 기저대역 OFDM 신호를 얻기 위해, 추가된 주파수 영역 OFDM 소스 신호들에 대해
-포인트 역 고속 푸리에 변환 동작을 수행하기 위한 업링크 IFFT 수단(12)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 단말기.
제 12항에 있어서,

상기 업링크 코딩 수단은

- 하나 이상의 입력 데이터 신호의 비트들을 복소 값(complex valued) 채널 인코딩된 심벌로 맵핑하기 위한 업링크 심벌 발생 수단(10)과,

- 주파수 영역 OFDM 소스 신호들을 얻기 위해, 입력 데이터 신호들의 복소 값 채널 인코딩된 심벌을
개의 OFDM 서브캐리어들로 맵핑하기 위한 업링크 서브캐리어 맵핑 수단(11)을 포함하고,

상기 맵핑은 고려된 시간 슬롯에서의 각각의 활동중인 연결을 위해 적응되며, 동일한 시간 슬롯에서 상이한 연결의 채널 인코딩된 심벌들은 서브캐리어들의 중복되지 않는 집합들로 맵핑되는 것을 특징으로 하는, 단말기.
제 10항에 있어서,

제 2항에 따른 통신 시스템에서 사용하기 위한 것으로,

상기 단말기는 무선 주파수에서 적어도 2개의 단말기에 무선 주파수 OFDM 신 호들을 동시에 송신하기 위한 다운링크 송신 유닛(7)을 가지는 액세스 포인트에 의해 송신된 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하기 위한 다운링크 수신 유닛(11)을 포함하는, 단말기에 있어서,

상기 다운링크 송신 유닛의 대역폭은 상기 다운링크 수신 유닛의 대역폭보다 크고, 다운링크 송신 유닛은 다운링크 송신 유닛의 대역폭 이하이고 다운링크 수신 유닛의 대역폭과 같은 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하도록 적응되며, 상기 다운링크 수신 유닛에 의해 무선 주파수 OFDM 신호들이 수신되고, 상기 다운링크 수신 유닛은 동일한 시간 슬롯에서 상이한 서브캐리어나 상이한 시간 슬롯에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어에 할당되는 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 송신하기 위한 상이한 연결을 수신하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 단말기.
제 14항에 있어서,

상기 다운링크 수신 유닛(11)은

- 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하고, 수신된 무선 주파수 OFDM 신호를 기저대역 OFDM 신호로 변환하기 위한 다운링크 RF 수신 수단(110)과,

-기저대역 OFDM 신호를 하나 이상의 연결의 하나 이상의 출력 데이터 신호로 복조하기 위한 다운링크 OFDM 복조 수단(115,122,120,121)을 포함하고,

상기 다운링크 RF 수신 수단과 상기 다운링크 OFDM 복조 수단은 서브캐리어 거리(f_Δ)의
배인 대역폭을 가지며,
는
이하인 것을 특징으로 하는, 단말기.
제 15항에 있어서,

상기 다운링크 OFDM 복조 수단은

-
개의 주파수 서브캐리어를 포함하는 주파수 영역 OFDM 신호를 얻기 위해, 기저대역 OFDM 신호에
-포인트 고속 푸리에 변환 동작을 수행하기 위한 다운링크 FFT 수단(115)과,

- 주파수 영역 OFDM 신호로부터 하나 이상의 출력 데이터 신호를 유도하기 위한 다운링크 디코딩 수단(122,120,121)을

포함하는 것을 특징으로 하는, 단말기.
제 16항에 있어서,

상기 다운링크 디코딩 수단은

- 상기 하나 이상의 연결의 주파수 영역 OFDM 신호의
개의 주파수 서브캐리어를 대응하는 연결의 복소 값 채널 코딩된 심벌로 디맵핑(demapping)하기 위한 다운링크 서브캐리어 디맵핑 수단(120)과,

- 상기 복소 값 채널 코딩된 심벌을 하나 이상의 출력 데이터 신호의 비트로 디맵핑하기 위한 하나 이상의 연결을 위한 하나 이상의 다운링크 채널 디코딩 및 디인터리빙(deinterleaving) 수단(121)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 단말기.
제 2항에 따른 통신 시스템에서 사용하기 위한 액세스 포인트로서,

무선 주파수에서, 무선 주파수 OFDM 신호를 상기 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하기 위한 다운링크 수신 유닛(11)을 가지는 적어도 2개의 단말기에 동시에 송신하기 위한 다운링크 송신 유닛(7)을 포함하는, 액세스 포인트에 있어서,

상기 다운링크 송신 유닛의 대역폭은 상기 다운링크 수신 유닛의 대역폭보다 크고, 상기 다운링크 송신 유닛은 상기 다운링크 송신 유닛의 대역폭 이하이고, 상기 다운링크 수신 유닛의 대역폭과 같은 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하도록 적응되며, 상기 다운링크 수신 유닛에 의해 무선 주파수 OFDM 신호가 수신되고, 다운링크 송신 유닛은 동일한 시간 슬롯에서의 상이한 서브캐리어나 상이한 시간 슬롯에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어로 무선 주파수 OFDM 신호를 동시에 송신하기 위한 상이한 연결을 할당하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 18항에 있어서,

상기 다운링크 송신 유닛(7)은

- 단말기와의 하나 이상의 연결에 대해 하나 이상의 입력 데이터 신호를 서 브캐리어 거리(f_Δ)로 이격된
개의 주파수 서브캐리어를 가지는 기저대역 OFDM 신호로, 입력 데이터 신호의 변조를 위한 상기
개의 주파수 서브캐리어의
를 사용하여, 변환하기 위한 다운링크 OFDM 변조 수단(70,71,82,83,73,74)으로서,
는
이하인, 다운링크 OFDM 변조 수단(70,71,82,83,73,74)과,

- 기저대역 OFDM 신호를 무선 주파수 OFDM 신호로 변환하고, 상기 서브캐리어 거리(f_Δ)의
배인 대역폭을 가지는 상기 무선 주파수 OFDM 신호를 송신하기 위한 다운링크 RF 송신 수단(78)을 포함하고,

상기 다운링크 OFDM 변조 수단과 상기 다운링크 RF 송신 수단은 상기 서브캐리어 거리(f_Δ)의
배인 대역폭을 가지는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 19항에 있어서,

상기 다운링크 OFDM 변조 수단은

- 하나 이상의 입력 데이터 신호로부터 하나 이상의 주파수 영역 OFDM 소스 신호를 유도하기 위한 하나 이상의 다운링크 코딩 수단(70,71,82)으로서, 상기 주파수 영역 OFDM 소스 신호는
개의 OFDM 서브캐리어를 포함하고, 상기 서브캐리어 거리(f_Δ)의
배는 입력 데이터 신호가 송신되는 단말기의 대역폭인, 하나 이상의 다운링크 코딩 수단(70,71,82),

- 하나 이상의 연결의 주파수 영역 OFDM 소스 신호들을 추가하기 위한 제 1 다운링크 추가 수단(83),

- 추가된 주파수 영역 OFDM 소스 신호들의
개의 주파수 서브캐리어로부터
개의 주파수 서브캐리어를 얻기 위한 다운링크 구성 수단(73), 및

- 기저대역 OFDM 신호를 얻기 위해, 추가된 주파수 영역 OFDM 소스 신호들의
개의 주파수 서브캐리어에 대해
-포인트 역 고속 푸리에 변환 동작을 수행하기 위한 다운링크 IFFT 수단(74)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 20항에 있어서,

상기 다운링크 코딩 수단은

- 하나 이상의 입력 데이터 신호의 비트를 복소 값 채널 인코딩된 심벌로 맵핑하기 위한 다운링크 심벌 발생 수단(70)과,

- 주파수 영역 OFDM 소스 신호를 얻기 위해,
개의 OFDM 서브캐리어로 입력 데이터 신호의 복소 값 채널 인코딩된 심벌을 맵핑하기 위한 다운링크 서브캐리어 맵핑 수단(71)으로서, 상기 맵핑은 고려된 시간 슬롯에서 각각의 활동중인 연결을 위해 적응되고, 동일한 시간 슬롯에서 상이한 연결의 채널 인코딩된 심벌은 서브캐리어의 중복되지 않는 집합으로 맵핑되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 20항 또는 제 21항에 있어서,

상기 다운링크 OFDM 변조 수단은

- 각각 하나 이상의 상기 다운링크 코딩 수단, 하나의 제 1 다운링크 추가 수단 및 하나의 다운링크 구성 수단을 포함하고, 상이한 단말기의 상이한 대역폭을 위해 적응되는 하나 이상의 MT 다운링크 코딩 수단(70s,71s,82s,70t,71t,82t)과, 하나 이상의 MT 다운링크 코딩 수단(70s,71s,82s,70t,71t,82t)과,

- 상기 MT 다운링크 코딩 수단에 의해 제공된 주파수 서브캐리어 신호를 추가하기 위한 제 2 다운링크 추가 수단(84)을

포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 20항에 있어서,

상기 다운링크 구성 수단(73)은 본질적으로
/2개의 처음 서브캐리어 를 영역
개의 OFDM 신호의
/2개의 처음 서브캐리어로 맵핑하고,
/2개의 마지막 서브캐리어를 주파수
/2개의 마지막 서브캐리어로 맵핑하고, 나머지
-
개의 사용되지 않은 서브캐리어를 0으로 설정함으로써, 기저대역 OFDM 신호를 얻기 위해 적응되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 1항에 따른 통신 시스템에서 사용하기 위한 액세스 포인트로서,

무선 주파수에서, 무선 주파수 OFDM 신호를 송신하기 위한 업링크 송신 유닛(1)을 가지는 적어도 2개의 단말기로부터 무선 주파수 OFDM 신호를 동시에 수신하기 위한 업링크 수신 유닛(4)을 포함하고, 상기 OFDM 신호는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 변조된, 액세스 포인트에 있어서,

상기 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호의 대역폭은 상기 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작고, 상기 업링크 수신 유닛은 동일한 시간 슬롯에서의 상이한 서브캐리어나 상이한 시간 슬롯에서의 동일하거나 상이한 서브캐리어에 할당된 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 송신하기 위해 상이한 연결을 수신하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 24항에 있어서,

상기 업링크 수신 유닛은

- 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하고, 수신된 무선 주파수 OFDM 신호를 기저대역 OFDM 신호로 변환하기 위한 업링크 RF 수신 수단(40)과,

- 하나 이상의 단말기와의 하나 이상의 연결의 하나 이상의 출력 데이터 신호로 상기 기저대역 OFDM 신호를 복조하기 위한 업링크 OFDM 복조 수단(45,46,51,52)을 포함하고,

상기 업링크 RF 수신 수단과 상기 업링크 OFDM 복조 수단은 서브캐리어 거리(f_Δ)의
배의 대역폭을 가지며,
는 상기 복수의 단말기의
이상인 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 25항에 있어서,

상기 업링크 OFDM 복조 수단은

-
개의 OFDM 서브캐리어를 포함하는 주파수 영역 OFDM 신호를 얻기 위해, 기저대역 OFDM 신호에
-포인트 고속 푸리에 변환 동작을 수행하기 위한 업링크 FFT 수단(45)과,

- 주파수 영역 OFDM 신호로부터 하나 이상의 출력 데이터 신호를 유도하기 위한 하나 이상의 업링크 복구(restoration) 수단(46,56,51,52)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 25항에 있어서,

상기 업링크 OFDM 복조 수단은 P개의 상이한 단말기로부터 송신된 P개의 출력 데이터 신호를 주파수 영역 OFDM 신호로부터 동시에 유도하기 위한 P개의 업링크 복구 수단(46s,56s,51s,52s,46t,56t,51t,52t)을 포함하고, P는 1보다 큰 정수이며, 상기 P개의 업링크 복구 수단의 대역폭은 상이하고, 복수의 단말기의 상이한 대역폭에 적응되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 25항에 있어서,

상기 업링크 OFDM 복조 수단은 주파수 영역 OFDM 신호로부터 출력 데이터 신호를 유도하기 위해 업링크 복구 수단(46,51,52)을 포함하고, 상기 업링크 복구 수단의 대역폭은 상기 데이터 신호가 송신된 단말기의 대역폭에 적응 가능한 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 25항에 있어서,

상기 업링크 복구 수단은

- 주파수 영역 OFDM 신호의 수신된
개의 OFDM 서브캐리어로부터
개의 보내진 OFDM 서브캐리어를 재구성하기 위한 업링크 재구성 수단(46) 으로서,
개의 주파수 서브캐리어는 동시에 수신된 무선 주파수 OFDM 신호를 나타내는, 업링크 재구성 수단(46),

- 하나 이상의 연결의 주파수 영역 OFDM 신호의
개의 주파수 서브캐리어를 대응하는 연결의 복소 값 채널 코딩된 심벌로 디맵핑하기 위한 업링크 서브캐리어 디맵핑 수단(51), 및

- 상기 복소 값 채널 코딩된 심벌을 출력 데이터 신호의 비트로 디맵핑하기 위한 하나 이상의 연결을 위한 하나 이상의 업링크 채널 디코딩 및 디인터리빙 수단(52)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 28항에 있어서,

상기 업링크 재구성 수단(46)은 본질적으로 주파수 영역
포인트 OFDM 신호의
/2개의 처음 서브캐리어와
/2개의 나중 서브캐리어를 선택함으로써, 주파수 영역 OFDM 신호의
개의 주파수 서브캐리어로부터
개의 주파수 서브캐리어를 재구성하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
제 18항 또는 제 24항에 있어서,

상기 액세스 포인트의 업링크 수신 유닛(4)과 다운링크 송신 유닛(7)은 각각 상이한 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호를 수신 및 송신하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.