KR20090054954A - 대역폭 비대칭 통신 시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로, 이 통신 시스템은 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 업링크 송신 유닛(1)을 각각 가지는 복수의 단말기와, 적어도 2개의 단말기로부터 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 수신하기 위한 업링크 수신 유닛(4)을 가지는 액세스 포인트를 포함하고, 상기 OFDM 신호는 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM) 변조되며, 상기 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은, 상기 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작고, 적어도 2개의 업링크 송신 유닛과 그것들의 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은 상이하다.

본 발명은 또한 액세스 포인트가 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 다운링크 송신 유닛(7)을 가지고, 적어도 2개의 단말기 각각은 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 수신하기 위한 다운링크 수신 유닛(11)을 가지며, 상기 다운링크 송신 유닛의 대역폭은 상기 다운링크 수신 유닛들의 대역폭보다 크고, 다운링크 송신 유닛은 다운링크 송신 유닛의 대역폭 이하이고 다운링크 수신 유닛의 대역폭과 같은 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하도록 적응되며, 상기 다운링크 수신 유닛을 통해 무선 주파수 OFDM 신호들이 수신되는 통신 시스템에 관한 것이다.

더 나아가 본 발명은 그러한 통신 시스템에서 사용하기 위한 통신 방법, 단말기 및 액세스 포인트에 관한 것이다.

Description

대역폭 비대칭 통신 시스템{BANDWIDTH ASYMMETRIC COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 업링크 송신 유닛을 각각 가지는 복수의 단말기와, 적어도 2개의 단말기로부터 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 수신하기 위한 업링크 수신 유닛을 가지는 액세스 포인트를 포함하는 통신 시스템에 관한 것으로, 상기 OFDM 신호들은 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplex) 변조된다.

본 발명은 또한 액세스 포인트가 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 다운링크 송신 유닛을 가지고, 적어도 2개의 단말기가 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 수신하기 위한 다운링크 수신 유닛을 각각 가지는 통신 시스템에 관한 것으로, 상기 액세스 유닛의 다운링크 송신 유닛은 상기 적어도 2개의 다운링크 수신 유닛에 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 송신하도록 적응되고, 상기 다운링크 수신 유닛은 상기 다운링크 송신 유닛으로부터 동시에 보내진 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하기 위해 적응된다.

더 나아가, 본 발명은 대응하는 통신 방법과, 그러한 통신 시스템에서 사용하기 위한 액세스 포인트와 단말기에 관한 것이다.

지금까지 모든 무선 통신 시스템은 액세스 포인트(이동 원거리 통신 시스템에서의 기지국)와, 동일한 대역폭에서 동작하기 위한 단말기(이동 원거리 통신 시스템에서 이동국/단말기) 모두를 필요로 한다. 이는 낮은 전력과 낮은 비용의 단말기들에 의해 고속의 에어 인터페이스(air interface)가 비용 및 전력 소비 측면에서 효율적으로 사용될 수 없다는 경제적으로 부정적인 결과를 가진다. 이러한 전통적인 설계로 인해, 상이한 대역폭, 전력 소비, 비트 레이트(rate) 및 비용 요구 조건들에 대처하기 위해, 상이한 에어 인터페이스가 상이한 전력 및 비용 등급을 지닌 단말기들을 위해 사용되어야 한다. 예컨대, 지그비(Zigbee)는 무선 감지기, WPAN(wireless personal area network) 애플리케이션용 블루투스(Bluetooth), 및 WLAN(wireless local area network) 애플리케이션용 802.11b/g/a와 같은 매우 낮은 전력, 낮은 비용 및 저속의 디바이스용으로 사용된다.

OFDM 시스템은 전통적으로 송신기에서는 역 이산 푸리에 변환(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform)에, 수신기에서는 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform)에 기초하고, 이 경우 IDFT와 DFT의 크기는 동일하다. 이는 액세스 포인트(AP: access point)가 N-포인트 DFT/IDFT를 사용한다면(즉, N개의 서브캐리어들을 지닌 OFDM), 이동 단말기(MT: mobile terminal) 또한 N-포인트 DFT/IDFT를 사용해야 한다. 심지어 데이터-변조된 서브캐리어들이 애플리케이션의 순간(instant) 데이터 레이트에 따라 MT에 동적으로 할당되는 멀티-레이트(multi-rate) 시스템에서도, MT-측(side) DFT/IDFT의 크기는 여전히 AP-측 IDFT/DFT의 크 기에 고정된다. 이는 심지어 MT가 시간 단위마다 보낼 사용자 데이터가 훨씬 적더라도, RF 프론트-엔드(front-end) 대역폭, ADC/DAC(analog-digital-converter/digital-analog-converter) 및 기저대역 샘플링 레이트가 AP와 MT에 관해 항상 동일하다는 결과를 가진다. 이는 실제로 높은 처리량의 AP/기지국이 매우 낮은 전력, 낮은 비용 및 작은 크기의 디바이스를 지원하는 것을 불가능하게 한다.

또한, OFDM에 스프레딩을 적용하는 것{CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템에서와 같은}은 일반적으로 멀티-캐리어(Multi-Carrier) CDMA(MC-CDMA)라고 부르고, 이는 본래 서브캐리어를 따라 퍼지는 것(spreading)을 포함하여 다양한 파생물이, 예컨대 2004년 6월 John Wiley & Sons사에서 L.Hanzo, M. Muenster, B.J. Choi, T. Keller에 의해 "OFDM and MC-CDMA for Broadband Multi-User Communications, WLANs and Broadcasting"이라는 제목으로 발간된 서적에서 알려진 서브캐리어들에 걸쳐 퍼지는 것으로 간주된다.

본 발명의 목적은 구현 복잡성 및 동기화 요구조건이 감소될 수 있는 통신 시스템, 대응하는 통신 방법 및 그러한 통신 시스템과 통신 방법에서 사용하기 위한 액세스 포인트와 단말기를 제공하는 것이다.

이 목적은 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭이 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작고, 적어도 2개의 업링크 송신 유닛과 그것들의 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭이 상이한 것을 특징으로 하는, 청구항 1에서 주장된 바와 같은 통신 시스템과, 다운링크 송신 유닛의 대역폭이 상기 다운링크 수신 유닛의 대역폭보다 크고, 다운링크 송신 유닛이 다운링크 송신 유닛의 대역폭 이하이고 다운링크 수신 유닛의 대역폭과 같은 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하도록 적응되어 이를 통해 무선 주파수 OFDM 신호들이 수신되는 것을 특징으로 하는 청구항 2에서 주장된 바와 같은 통신 시스템에 의해, 본 발명에 따라 이루어진다.

본 발명에 따른 단말기, 액세스 포인트 및 통신 방법은 제9항 내지 제37항에 한정되어 있다. 단말기와 액세스 포인트의 바람직한 실시예들은 종속항들에 한정되어 있다. 통신 시스템과 방법은 단말기와 액세스 포인트의 종속항들에서 한정된 것과 동일하거나 유사한 방식으로 전개될 수 있음이 이해된다.

공지된 통신 시스템 설계에 비해 제안된 통신 시스템 설계에서는 패러다임 이동이 이루어진다. OFDM의 특별한 성질을 이용하고, OFDM을 다른 기술과 결합함으로써, 처음으로 높은 대역폭 액세스 포인트(기지국)가 (이동) 단말기의 상이한 대역폭 종류(class)를 지원할 수 있는 것이 가능해진다. 예컨대, 1000US$의 1Gbps@100㎒ 액세스 포인트가 나란히 200US$의 500Mbps@50㎒ 멀티미디어 디바이스와, 1US$의 64kbps@10㎑ 무선 감지기와 통신할 수 있다.

AP와 MT가 업링크 송신 유닛과 업링크 수신 유닛에 관해 동일한 대역폭, 특히 상기 유닛들에서의 DFT/IDFT의 동일한 크기를 사용하는 종래의 OFDM 시스템 설계와는 달리, 본 발명에 따라 제안된 새로운 설계는 MT가 AP의 대역폭 이하인 대역폭을 가지는 것, 특히 AP의 것과 같거나 작은 크기의 DFT/IDFT를 사용하는 것을 허용한다. 유사하게, 다운링크에 관해서는 본 발명이 AP가, AP의 대역폭 이하인 대역폭을 가지는, 특히 AP의 것과 같거나 작은 크기의 DFT/IDFT를 가지는 MT들과 통신하는 것을 허용한다.

이를 설명하기 위해, 먼저 N-포인트 DFT가 서브캐리어인 -N(2T_s)와 N(2T_s)-1 사이의 이산 스펙트럼을 발생시키고, 여기서 T_s는 OFDM 심벌 레이트이며, N은 DFT/IDFT의 크기인 점을 상기시킨다. 양의 가장 빈번한 서브캐리어인 N(2T_s)는 포함되지 않는데, 이는 DFT가 주기적인 스펙트럼을 나타내기 때문이다. 하지만, 분열시키는 새로운 OFDM 시스템을 생성하기 위해, DFT/IDFT의 새로운 특성을 이용하는 것에 대한 연구를 통해, DFT/IDFT의 새로운 특성이 발견되었고, 이제 이러한 새로운 특성이 다음 2개의 보조 정리(Lemma)에 의해 요약된다.

보조 정리 1: X_tx(k)와 X_rx(k)가 각각 송신기와 수신기의 DFT 스펙트럼 계수를 나타낸다고 하고, 이 경우 송신기는 대역폭(F_tx/2)의 OFDM 신호인 x(t)를 발생시키기 위해 샘플링 레이트(F_tx)에서 N_tx 포인트 IDFT를 사용하고, 수신기는 수신된 신호인 x(t)를 복조하기 위해 샘플링 레이트(F_rx)에서 N_rx 포인트 DFT를 사용한다. N_tx=F_tx/f_Δ=2^t, N_rx=F_rx/f_Δ=2^r, r>t 및 L=N_rx/N_tx ≥1이라면, 0 ≤k ≤N_tx-1에 관해서는 X_rx(k)=LX_tx(k)이 성립하고, N_tx ≤k ≤N_rx-1에 관해서는 X_rx(k)=0이 성립하며, 이 경우 f_Δ는 서브캐리어간의 간격이고, 이는 송신기와 수신기 모두에 관해 동일하게 설정된다. 여기서, 보조 정리 1은 업링크 대역폭 비대칭에 관한 이론상 근거이다.

보조 정리 2: X_tx(k)와 X_rx(k)가 각각 송신기와 수신기의 DFT 스펙트럼 계수를 나타낸다고 하고, 이 경우 송신기는 대역폭(F_rx/2)의 OFDM 신호인 x(t)를 발생시키기 위해 샘플링 레이트(F_tx)에서 N_tx 포인트 IDFT를 사용하고, 수신기는 수신된 신호인 x(t)를 복조하기 위해 샘플링 레이트(F_rx)에서 N_rx 포인트 DFT를 사용한다. N_tx=F_tx/f_Δ=2^t, N_rx=F_rx/f_Δ=2^r, r>t 및 L=N_tx/N_rx ≥1이라면, 0 ≤k ≤N_rx-1에 관해서는 X_rx(k)=X_tx(k)/L이 성립하고, 이 경우 f_Δ는 서브캐리어간의 간격이며, 이는 송신기와 수신기 모두에 관해 동일하게 설정된다. 여기서, 보조 정리 2는 다운링크 대역폭 비대칭에 관한 이론상 근거이다.

이제 보조 정리 1을 가지고, 새로운 타입의 OFDM 시스템이 생성될 수 있고, 이러한 OFDM 시스템의 AP는 N_{tx _i} 포인트 IDFT들 또는 IFFT들을 지닌 상이한 MT들에서 OFDM 변조된 상이한 대역폭의 OFDM 신호들을 동시에 복조하기 위해, 단일 N_rx-포인트 DFT나 FFT를 사용하고, 이 경우 i는 MT들의 인덱스이다. 유일한 바람직한 제약은 서브캐리어 간격(f_Δ)이 AP와 MT 모두에 관해 동일하고, N_{tx _i}=2^t_i, N_rx=2^r, r ≥t_i라는 점이다.

이제 보조 정리 2를 가지고, 새로운 타입의 OFDM 시스템이 생성될 수 있고, 이러한 OFDM 시스템의 AP는 상이한 대역폭의 OFDM 신호들을 동시에 변조하기 위해, 단일 N_tx-포인트 IDFT나 IFFT를 사용할 수 있다. 이들 신호는 N_{rx _i} 포인트 DFT나 FFT를 사용하여 상이한 대역폭의 MT들에 의해 복조되는데, 이 경우 i는 MT들의 인덱스이다. 유일한 바람직한 제약은 서브캐리어 간격(f_Δ)이 AP와 MT 모두에 관해 동일하고, N_tx=2^t, N_{rx _i}=2^r_i, t ≥r_i라는 점이다.

증명을 간단하게 하기 위해, 위 보조 정리 1과 보조 정리 2에 관한 종래의 DFT 인덱싱(indexing) 규칙이 사용되지 않고, 인덱스(k)가 가장 음인 주파수(k=0)로부터 가장 양인 주파수(k=N_tx 또는 N_rx)까지 간다고 가정된다는 점을 주목하라. 하지만, 다음 설명에서는 종래의 DFT 인덱싱 규칙이 다시 가정된다.

더 작은 DFT 크기, 일반적으로 더 작은 대역폭은 더 낮은 기저 대역과 RF 프론트-엔드 대역폭을 의미하고, 이는 또한 더 낮은 기저 대역 복잡성, 더 낮은 전력 소비 및 더 작은 단말기 크기를 의미한다. 극단의 경우, MT는 오직 AP의 2개의 가장 낮은 주파수 서브캐리어(f₀,f₁)를 사용하고, 따라서 매우 낮은 전력의 것일 수 있고 저렴할 수 있다. 그러므로 대역폭 비대칭 통신 시스템은, 특히 모든 다수-대역폭 단말기들에 관해 하나의 DFT 또는 FFT 동작을 공유함으로써, 감소된 업링크 동기화 요구 조건과, 액세스 포인트에서의 낮은 구현 복잡성을 초래하는 새로운 OFDM 시스템 설계에 기초한다.

본 발명의 바람직한 실시예들은 종속항들에서 한정된다. 제3항은 대역폭들, 심벌(symbol) 길이 및 보호(guard) 간격들에 관한 통신 시스템의 일 실시예를 한정한다. 제12항 내지 제15항은 단말기의 업링크 송신 유닛의 실시예를 한정하고, 제22항 내지 제28항은 액세스 포인트의 업링크 수신 유닛의 실시예들을 한정하며, 제16항 내지 제20항과 제29항 내지 제37항은 다운링크 송신 유닛과 다운링크 수신 유닛에 관한 대응하는 실시예들을 한정한다.

제4항과 제5항에서 주장된 유리한 실시예에 따라 제안된 것처럼, 상이한 이동 단말기로부터 및 상이한 이동 단말기로의 요구에 따라 또는 규칙적으로 액세스 포인트가 프리앰블(preamble)을 보내거나 받는다면 새로운 시스템의 성능이 개선될 수 있다. 이 실시예에서는 일반적인 다운링크 및 업링크 프리앰블 설계 요구 조건이 도입되고, 상이한 대역폭들의 MT들에 관한 이러한 요구 조건을 만족시키는 특정 프리앰블 시퀀스의 한 세트가 제안된다.

프레임 구조는 항상 지원될 통신 시스템에 관해 최적화된다. 이 프레임 구조는 효율적인 처리량, 스펙트럼 효율, 서비스 지연(latency), 강건함(robustness), 및 전력 소비를 포함하는 달성 가능한 시스템 성능에 큰 영향을 미친다. 본 발명에 따른 새로운 대역폭 비대칭 통신이 효율적으로 작용하기 위해서는, 새로운 프레임 구조가 제6항과 제7항의 실시예에 따라 제안된다. 상기 수퍼프레임 구조는 다운링크 기간과 업링크 기간을 포함한다. 다운링크 동기화 시퀀스는 대역폭 크기 조정 가능한데, 즉 심지어 MT에 의한 BW 적응성 수신/필터링 후에도 양호한 동기화 성질이 남아 있어야 한다.

바람직하게, 다운링크 기간은 상이한 대역폭들의 단말기들에 관한 다수의 공통 제어 채널들을 포함하고, 이 공통 제어 채널들은 단말기들에 송신할 액세스 포인트에 의해 사용된다. 공통 제어 채널은 대역폭 크기 조정 가능한데, 즉 공통 제어 채널은 심지어 MT에 의한 BW 적응성 수신/필터링 후에도 주어진 BW 종류의 단말기에 관한 모든 필수적인 제어 정보를 전달한다.

본 발명에 따른 통신 시스템은 주로 상방(up) 통신과 하방(down) 통신, 즉 이동 단말기와 액세스 포인트 사이의 통신을 위해 제공된다. 동일한 셀 내의 2개의 MT가 서로 대화하기를 원한다면, 상방 통신과 하방 통신은 효율적인 스펙트럼이 되지 않는데, 이는 데이터가 에어 인터페이스(air interface)를 통해, 한 번은 제 1 MT로부터 액세스 포인트로, 두 번째는 액세스 포인트로부터 제 2 MT로 2번 보내지기 때문이다. 스펙트럼 효율을 개선하는 한 가지 가능성은, 피어-투-피어(peer-to-peer) 통신을 가능하게 하는 것으로, 이는 2개의 MT가 서로 직접 대화할 수 있다는 것을 의미한다. 이는 청구항 8의 실시예에 따라 제안된다.

일반적으로, 피어-투-피어 통신은 액세스 포인트나 인프라스트럭처(infrastructure)의 임의의 수반 없이 행해진다. 이는 802.11/b/g/a 애드혹(adhoc) 모드에서의 경우이다. 하지만, 유럽 표준인 Hiperlan-2는 제 1 WLAN 표준이고, 이는 중앙 제어된 피어-투-피어 프로토콜을 도입한다. 본 명세서서, 데이터는 임의의 2개의 MT 사이에서 직접 교환되면서 중앙 제어기가 피어-투-피어 연결을 설정하고, 그것에 자원을 할당하는 책임을 진다. 피어-투-피어 통신을 위한 제안된 실시예에 따르면, 액세스 포인트는 오직 피어-투-피어 서비스 등록 단계 동안에 수반된다. 실제 피어-투-피어 통신 단계 동안에는, 액세스 포인트가 수반되지 않는다.

본 발명에 따라 제안된 대역폭 비대칭 OFDM 시스템이 실제로 도입될 때(예컨대, 5㎓ 대역에 관해), 동일한 대역에서 실제로 이미 사용된 기존이 알려진 레거시(legacy) OFDM 시스템(예컨대, IEEE802.11a 및 IEEE802.11n 시스템)과 가능하게 공존해야 한다. 더 나아가 AP가 새로운 OFDM 시스템과 이미 존재하는 레거시 시스템 모두의 사용자 스테이션을 지원해야 한다는 강한 요구 조건이 있을 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 액세스 포인트의 추가 실시예들이 제28항, 제36항, 제37항에서 제안되고, 이들은 AP가 시스템 모드들 중 하나에서 대안적으로 동작할 수 있거나 심지어 동일한 주파수 대역에서 시스템 모드 양쪽에서 동시에 동작할 수 있게 한다. 바람직하게, 위에서 한정된 바와 같은 송신기 및 수신기 아키텍처의 기능 블록은, 새로운 대역폭 비대칭 OFDM 시스템의 사용자 스테이션들에 더하여, 레거시 OFDM 시스템의 사용자 스테이션(MT)을 지원하기 위해, AP에 의해 다시 사용된다.

본 발명에 따른 통신 시스템에서는 단말기가 하나 이상의 연결을 확립할 수 있다. 예컨대, 음성에 관한 하나의 연결이 사용될 수 있고, 비디오가 비디오 폰(phone)을 실현하기 위한 또 다른 연결; 또는 제어를 위한 하나의 연결과 온라인 게임 애플리케이션의 이미지/비디오 데이터에 관한 또 다른 연결이 있을 수 있다.

또 다른 실시예에 따르면, 스프레딩 및 스크램블링이 단말기와 액세스 포인트 모두에서, 그리고 일반적으로 업링크 통신과 다운링크 송신을 위해, 주파수 영역 OFDM 소스 신호들의 서브캐리어들에 걸쳐 또는 서브캐리어들을 따라 적용된다.

스프레딩과 스크램블링이 시간 축을 따라 행해지기 때문에(만약 스프레딩이 서브캐리어들을 따라 행해진다면), 그것은 대역폭이 감소한 소스 신호에 대한 특정 동작이다. 기저대역 신호의 대역폭은 기저대역 프로세스의 요구된 속도와는 직접적인 관련이 없다. 더 낮은 대역폭 신호의 처리는, 이전 신호에 대한 동작이 훨씬 더 복잡하다면, 더 높은 대역폭 신호의 처리보다 기저대역 프로세서의 높은 속도를 요구할 수 있다. 하지만, 일반적으로 기저대역 프로세서의 요구된 속도가 처리될 신호의 대역폭에 따라 증가한다는 경향이 있다(상이한 대역폭들의 2개의 신호들에 대한 유사한 동작을 가정하면).

OVSF 스프레딩 코드가 서브캐리어들을 따라 적용되면, OVSF 스프레딩 수단이 하나의 스프레딩되지 않은 주파수 영역 OFDM 소스 신호로부터 K개의 주파수 영역 OFDM 소스 신호들(하나의 OFDM 심벌 블록에 하나의 OFDM 신호가 대응한다)을, 시간 축을 따라 이러한 스프레딩되지 않은 주파수 영역 OFDM 신호를 K번 반복하고, i번째(이들 K개의 OFDM 신호들 중에서) 주파수 영역 OFDM 신호의 서브캐리어를 OVSF 스프레딩 코드의 i번째 샘플링 포인트 값과 곱함으로써, 발생시킨다. OVSF 코드는 멀티플렉싱될 상이한 연결을 위해 바람직하게는 상이하게 선택되지만, 서브캐리어의 인덱스(주파수)와는 독립적일 수 있고, K의 길이를 가진다. 스크램블링 수단은 N ×K를 취하고, 따라서 OVSF 스프레딩 수단으로부터 주파수 영역 OFDM 신호들을 스프레딩하며, 길이가 N ×K인 스크램블링 코드들에 종속하는 서브캐리어 인덱스의 i번째 샘플링 포인트 값들과 i번째(N ×K개의 이들 OFDM 신호들 중에서) 주파수 영역 OFDM의 서브캐리어들을 곱한다. 특별한 경우로서, 스크램블링 코드들은 상이한 서브캐리어 인덱스들에 관해 동일하게 만들어질 수 있다. 하지만, 스크램블링 코드들은 바람직하게는 업링크 방향과 다운링크 방향에서 상이한 액세스 포인트들에 관해 상이하게 선택된다.

OVSF 스프레딩 코드가 서브캐리어들에 걸쳐 적용된다면, OVSF 스프레딩 수단은 K개의 상이한 주파수 인덱스들에서 이러한 스프레딩되지 않은 서브캐리어를 배치하고 i번째 서브캐리어(이들 K개의 서브캐리어들 중에서)를 OVSF 스프레딩 코드의 i번째 샘플링 포인트 값과 곱함으로써, 동일한 주파수 영역 OFDM 신호에 관해 스프레딩되지 않은 서브캐리어 중에서 K개이 상이한 서브캐리어를 발생시킨다. OVSF 코드는 바람직하게 멀티플렉싱될 상이한 연결들에 관해 상이하게 선택되고, K의 길이를 가진다. 스크램블링 수단은 N을 취하고, 따라서 OVSF 스프레딩 수단으로부터 주파수 영역 OFDM 신호들을 스프레딩하며, 길이가 N인 스크램블링 코드들에 종속하는 서브캐리어 인덱스의 i번째 샘플링 포인트 값들과 i번째(N개의 이들 OFDM 신호들 중에서) 주파수 영역 OFDM의 서브캐리어들을 곱한다. 특별한 경우로서, 스크램블링 코드들은 상이한 서브캐리어 인덱스들에 관해 동일하게 만들어질 수 있다. 하지만, 스크램블링 코드들은 바람직하게는 업링크 방향과 다운링크 방향에서 상이한 액세스 포인트들에 관해 상이하게 선택된다.

또 다른 실시예에 따르면, N_{u _ tx}의 값의 정보를 그러한 N_{u _ tx}의 값을 표시하는 수신된 무선 주파수 OFDM 신호에 포함된 정보로부터 또는 수신된 무선 주파수 OFDM 신호의 대역폭을 분석하여, 얻기 위해 적응되는 재구성 수단이 제공된다. 액세스 포인트는 잠재적으로 많은 대역폭 종류들이 존재한다는 사실을 안다고 가정된다. 각 대역폭 내에서는 고려된 BW 종류에 속하는 MT가 신호를 보냈는지를 검출하기 위해 디스프레딩 및 디스크램블링 동작을 모두 윈도우잉(windowing)하고 결합하는(combining) 것을 해야 한다. 대안적으로, 상부 층으로부터 이러한 정보를 취한다. 대역폭 종류 내의 활동을 검출하는 것으로는 충분하지 않다. 예컨대, 더 큰 대역폭의 MT가 그것의 대역폭 아래의 모든 대역폭 종류들에 관한 활동들을 발생시킬 수 있다. 더 나아가 오프셋 추정(시간 및 주파수 영역), 오프셋 보상 및 채널 등화가 각 MT에 관해 개별적으로 행해지는 것이 바람직하다는 점이 주목되어야 한다.

이제 도면을 참조하여 본 발명을 더 자세히 설명한다.

도 1은 업링크를 위한 송신기 아키텍처의 블록도.

도 2와 도 3은 업링크를 위한 송신기에서의 신호 흐름을 예시하는 도면.

도 4는 업링크를 위한 수신기 아키텍처의 블록도.

도 5와 도 6은 업링크를 위한 수신기에서의 신호 흐름을 예시하는 도면.

도 7은 다운링크를 위한 송신기 아키텍처의 블록도.

도 8 내지 도 10은 다운링크를 위한 송신기에서의 신호 흐름을 예시하는 도면.

도 11은 다운링크를 위한 수신기 아키텍처의 블록도.

도 12는 다운링크를 위한 수신기에서의 신호 흐름을 예시하는 도면.

도 13은 OVSF 코드들을 한정하는 트리 구조를 도시하는 도면.

도 14는 트리 구조에서 OVSF 코드들의 사용을 도시하는 도면.

도 15 내지 도 17은 서브캐리어들을 따라 이루어지는 스프레딩을 예시하는 도면.

도 18 내지 도 20은 서브캐리어들에 걸쳐 이루어지는 스프레딩을 예시하는 도면.

도 21은 상이한 대역폭 종류가 상이한 스펙트럼 계수를 공유하는 방법을 예시하는 도면.

도 22는 12개의 샘플을 지닌 가장 큰 대역폭 종류에 관한 골드 시퀀스로 시작하는 프리앰블 설계의 일 예를 도시하는 도면.

도 23은 프리앰블 삽입을 지닌 업링크를 위한 송신기 아키텍처의 일 실시예의 블록도.

도 24는 프리앰블 삽입을 지닌 다운링크를 위한 송신기 아키텍처의 일 실시예의 블록도.

도 25는 존재하는 통신 시스템들과 번갈아가며 사용하는 것을 가능하게 하는 업링크를 위한 수신기 아키텍처의 일 실시예의 블록도.

도 26은 존재하는 통신 시스템들과 번갈아가며 사용하는 것을 가능하게 하는 다운링크를 위한 송신기 아키텍처의 일 실시예의 블록도.

도 27은 존재하는 통신 시스템들과 동시에 사용하는 것을 가능하게 하는 업링크를 위한 수신기 아키텍처의 일 실시예의 블록도.

도 28은 수퍼프레임의 구조를 도시하는 도면.

도 29는 본 발명이 사용될 수 있는 통신 시스템의 간단한 블록도.

업링크를 위한 일반적인 레이아웃( layout )

업링크 동기화가 임의의 OFDM 시스템에 관해 매우 도전적이라는 것이 알려져 있다. 대역폭 비대칭 OFDM의 경우 이 문제는 더 나빠지는데, 이는 액세스 포인트에서의 저역 필터와 샘플링 레이트 사이의 잘못된 매칭 때문이고, 실제 구현예에서는 상이한 단말기들이 동기되는 것으로부터의 벗어난 정보를 더 증가시킨다. OFDM 시스템에서는, 동기화라는 용어가 클록, 주파수, 위상 및 타이밍 동기화를 포괄한다. 일반적으로, 타이밍 동기화를 가리킬 때 OFDM 심벌과 프레임 동기화 모두 고려된다. 아래에서 설명된 실시예들로부터 분명해지는 것처럼, 기술들의 혁신적인 조합에 의해, 본 발명에 따른 통신 시스템은 주파수, 위상, 클록 및 타이밍에서의 실제적인 지터(jitter)들에 대해 강건하게 만들어진다. 종래의 MC-CDMA 시스템들은 서브캐리어들에 걸친 스프레딩을 행하고, 이는 스프레딩 코드들 사이의 직교성(orthogonality)을 유지하기 위해 우수한 주파수, 클록 및 타이밍 동기화 및 매우 작은 도플러 이동(Doppler shift)을 요구한다. 비록 ICI가 스프레딩 코드들 사이의 직교성을 위반하지 않을지라도, 스프레딩이 각각의 서브캐리어를 따라서보다는 서브캐리어들에 걸쳐 행해지지 않는다면, 상이한 단말기들로부터의 채널 인코딩된 심벌들 사이의 타이밍 동기화는, 상이한 단말기들로부터의 스프레딩 코드들 사이의 직교성을 확실하게 하기 위해, 일반적으로 AP에서 여전히 요구된다.

일반적으로, 본 발명은 원거리 통신 네트워크에서의 기지국과 같은 적어도 하나의 액세스 포인트와, 원거리 통신 네트워크에서의 적어도 하나의 이동 전화기와 같은 적어도 하나의 단말기를 포함하는 통신 시스템에 관한 것이다. 일반적으로 알려진 통신 시스템들에서의 액세스 포인트(들)와 연관된 단말기들은, 서로 통신할 수 있게 하기 위해 필수적으로 동일한 대역폭들을 가질 필요가 있고, 이는 본 발명에 따른 시스템에서는 요구되지 않는다.

새로운 송신기 개념은 OFDM 변조와 스프레딩을 MT에서의 각 사용자 연결의 레이트에 적응하는 융통성(flexibility)을 제공한다. 도 1은 업링크를 위한 송신기 아키텍처, 즉 기본 비대칭 OFDM 통신 시스템에서 사용하기 위한 본 발명에 따른 2개의 사용자 연결(i,j)에 관한 특정 대역폭의 사용자 단말기(MT)의 업링크 송신 유닛(1)의 개략적인 레이아웃의 블록도를 보여준다. 각각의 사용자 연결에 관해, 임의의 적응성 또는 비적응성 채널 인코더와 인터리버(interleaver)(10i,10j)가 적용될 수 있다. 애플리케이션 데이터를 수신하면, 상기 채널 인코더와 인터리버(10i,10j)(일반적으로 업링크 심벌 발생 수단이라고 함)가 복소(I/Q) 값의 채널 인코딩된 데이터를 발생시킨다. 실수 값의 심벌은 허수부 Q-성분이 0인 복소 값 데이터 심벌들의 특별한 경우라고 본 명세서에서는 간주된다는 점을 주목하라. 고려된 연결(i)에 관한 스프레딩 프로세스의 각각의 새로운 시작에 관해, 서브캐리어 맵퍼(mapper)(11i)는 채널 인코더 및 인터리버(10i,10j)로부터 채널 인코딩된 데이터 심벌들인 mi개의 채널 인코딩된 데이터 심벌을 연결(i)에 관해 채널 인코더 및 인터리버(10i)로부터 취하고, 여기서 mi는 N_{u _ tx} 이하이며, 이는 단말기의 대역폭 종 류 특정 IFFT의 크기이다.

A1i는 그것의 구성 성분으로서 mi개의 심벌을 담고 있는 서브캐리어 맵퍼(11i)에 대한 입력 벡터를 표시한다. 연결(i)에 관한 호출 설정 단계(call set up phase) 동안, 단말기는 IFFT의 N_{u _ tx}개의 서브캐리어 중 mi로 A1i의 mi개의 데이터 심벌을 맵핑하는 것을 변경하기 위해 공통 의사-랜덤(pseudo-random) 시퀀스에 대한 액세스 포인트에 동의한다. 다이버시티(diversity) 이득과 계산 요구 사이의 교환(trade-off)으로서, 서브캐리어 맵핑의 변경은 OFDM 심벌 단위로 행해지지 않고, 오히려 시간 슬롯 단위로 행해진다. 각 시간 슬롯 내에서는 N_{u _ tx}개의 서브캐리어들 중 동일한 mi가 연결(i)의 각각의 입력 벡터(A1i)를 위해 사용된다. 나아가, 시간 슬롯들의 길이는 그것이 모든 가능한 OVSF 코드 길이들의 정수배가 되도록 설정된다. OVSF 후, 상이한 연결들의 서브캐리어를 스프레딩하고 스크램블링하는 것이 함께 더해져, 총 N_{u _ tx}개의 서브캐리어를 지닌 완전한 OFDM 심벌을 구축한다.

종래의 OFDM 시스템들과 마찬가지로, IFFT의 N_{u _ tx}/2번째 계수 둘레에 있고, OFDM 심벌에서의 가장 빈번한 서브캐리어들을 나타내는 총 N_{u _ tx}개의 서브캐리어들의 작은 부분이 임의의 사용자 연결을 위해 사용되지 않는 것이 요구된다. 이는 시간 영역에서의 윈도우잉 함수가 변조된 신호 스펙트럼의 확대를 가져오고, 이러한 측정이 이루어지지 않았다면 ICI를 도입하기 때문이다.

가변 레이트 연결들의 멀티플렉싱은 다음과 같은 방식으로 OVSF 코드를 적용 함으로써 동일한 서브캐리어들에 대해 행해진다. 연결의 모든 사용된 서브캐리어들은 동일한 OVSF 코드에 의해 스프레딩된다. s ≥0인 2^s의 OVSF 코드 길이는 연결을 위한 스프레딩 인자를 결정한다. 길이가 2^s인 OVSF 코드는 길이가 2^s-1인 OVSF 코드들로부터 구성되기 때문에, OVSF 코드들은 직교성을 유지하기 위해 독립적으로 선택될 수 없다. 서브캐리어들을 따라 스프레딩을 어떻게 행하는지가 아래에 설명된다.

B1i를 OVSF 스프레딩 및 스크램블링 유닛(10i)으로의 입력 벡터라고 하고, 이러한 이러한 입력 벡터는 연결(i)에 관한 mi개의 IFFT 계수들을 담고 있다. 길이가 p인 q번째 OVSF 코드가 연결(i)을 위해 사용되고, 이러한 OVSF 코드는 C_p,q={b₀,b₁,...,b_p-1}로서 표현된다고 가정하면, OVSF 스프레딩 및 스크램블링 유닛(18i)은 그것의 입력 벡터(p)를 p회 반복하고, 각각의 반복된 B1i를 C_p,q(c=0,..,p-1)의 칩들(b_c)과 곱한다. 이는 연결(i)을 위한 각각의 입력 벡터(B1i)가 p개의 연속하는 OFDM 심벌들에 걸쳐 C_{p ,q}만큼 스프레딩된다는 것을 의미한다.

스프레딩 동작 직후에는 스크램블링이 이어진다. 스크램블링 코드는 상이한 MT들에 관해서는 상이하고, 하나의 MT 내의 상이한 서브캐리어들에 관해서 상이하다. OVSF 코드들이 하나의 MT 내의 연결들을 다르게 하기 위해서만 사용되기 때문에, 상이한 스크램블링 코드가 그 AP에서 MT들을 다르게 하기 위해 사용된다. 이 외에, ICI 추정을 지원하기 위해 상이한 서브캐리어들을 위한 상이한 스크램블링 코드들을 사용하는 것이 바람직하게 제안되는데, 이는 서브캐리어 특정 스크램블링 코드들로, 수신기는 서브캐리어(f_i) 상에서 보내진 데이터가 클록/주파수 오프셋, 또는 도플러 이동으로로 인해, 서브캐리어(f_j)를 통해 스프레딩되는지를 검출하기 위한 마크(mark)를 가지기 때문이다.

스크램블링 코드 길이는 시간 슬롯의 길이(예컨대, 1㎳)나 적용된 OVSF 코드들의 최대 길이로 설정될 수 있고, 시간 슬롯의 길이(예컨대, 1㎳)가 스크램블링 프로세스를 더 랜덤하게 만들기 위해 선호된다. 총 M개의 MT들과 N_{u _ rx}개의 서브캐리어들을 지닌 시스템의 경우, MN_{u _ rx}개의 상이한 업링크 스크램블링 코드들이 필요하다. W-CDMA에서와 같이, 상이한 스크램블링 코드가 매우 긴 골드 시퀀스로부터 발생될 수 있다.

B1i가 OVSF 스프레딩 및 스크램블링 유닛(18i)에서 C_{p ,q}={b₀,b₁,...,b_{p -1}}에 의해 스프레딩되고, B1i의 k번째 성분에 관한 스크램블링 코드의 후속하는 p개의 칩들이 S_k={s_{k _0},...,s_{k _p-1}}라고 가정하면, OVSF 스프레딩 및 스크램블링 유닛(18i)은 각각의 입력 벡터(B1i)에 관해 p개의 출력 벡터들(C1i_c,c=0,...,p-1)을 전달하게 된다. c번째 출력 벡터(C1i_c)의 k번째 성분은 B1i의 k번째 성분을 b_cs_{k _c}와 곱함으로써 얻어진다. 이는 스프레딩 및 스크램블링 동작이 각각의 칩에 관해, b_cs_{k _c}과의 한 번의 곱셈에 의해 결합될 수 있다는 것을 의미한다.

가산기(19)는 사용된 서브캐리어들에 관한 상이한 연결들을 위해 출력 벡터 들(C1i_c)을 더한다. 모든 연결(i)에 관한 C1i_c의 합은 유닛(12)에서 N_{u _ tx}-포인트 IFFT를 거쳐 최대 대역폭인 N_{u _ tx}f_Δ의 OFDM 심벌을 발생시킨다. 임의로, 연결 가산기(19)와 IFFT 유닛(12) 사이에는, 다운링크 채널 추정을 이용함으로써 전치 등화가 실행될 수 있는데, 이는 TDD 채널의 상반성(reciprocity) 때문이다.

연결 멀티플렉싱된 OFDM 심벌의 부분 순환적 확대에 의한 IFFT 후 보호 기간(GP: guard period)이 보호 기간 삽입 유닛(13)에서 삽입된다. 상이한 대역폭들의 상이한 MT들에 관한 단일 FFT 유닛과의 동시 OFDM 복조를 달성하기 위해, 보호 기간은 모든 MT들에 관해 동일한 것이 바람직하다. GP 삽입 다음에는 대역 외 송신 전력을 제한하기 위한 전력-성형(power shaping) 필터(14)가 오고, 계속해서 종래의 디지털-아날로그 변환기(DAC)(15) 및 종래의 RF 프론트-엔드(RF 송신 유닛)(16)가 오며, 이 둘은 모두 대역폭인 N_{u _ tx}f_Δ에 관해 최적화된다.

GP가 N_g개의 샘플을 담고 있다고 한다. 서브캐리어의 개수(m)와 사용자 연결에 할당된 스프레딩 인자(p)는 이 연결을 위한 효율적인 OFDM 심벌 레이트(R₀)를 결정한다. GP를 포함하여, 각각의 OFDM 서브캐리어는 (N_{u _ tx}+N_g)(N_{u _ tx}f_Δ)초만큼 지속된다. 그러므로, R₀=mf_ΔN_{u _ tx}/(p(N_{u _ tx}+N_g))이다. 상부 층 제어 프로토콜은 채널 인코더 및 인터리버(10i,10j)의 출력에서의 이러한 연결을 위한 평균 데이터 심벌 레이트가 이러한 효율적인 OFDM 심벌 레이트를 초과하지 않는다는 것을 확실히 해야 한다. f_Δ와 GP가 서브캐리어 이격 및 IEEE802.11a의 긴 GP 값들로 설정되고, 최대 OVSF 스프레딩 인자는 256으로 제안되면, MT들의 임의의 대역폭 종류에 관한 서브캐리어 마다의 효율적인 OFDM 심벌 레이트는 f_Δ/(p(1+GPf_Δ))=976.7 데이터 심벌/서브캐리어/초이다.

보조 정리 1과 보조 정리 2 후, 송신기에서의 삽입된 서브캐리어와 수신기에서의 복구된 서브캐리어 사이에는 FFT 샘플링 레이트에서의 차이로 인해 진폭-크기 조정 인자인 L=N_{u _ rx}/N_{u _ tx}가 존재하게 된다. 하지만 이러한 진폭 정규화를 위해 별도의 블록을 가지는 것이 반드시 필수적이지는 않는데, 이는 아래에 설명될 전용 수퍼프레임에 의해 인에이블된 각 MT에 관한 폐쇄-루프 전력 제어를 통해 이러한 진폭 정규화가 자동적으로 행해지기 때문이다.

채널 인코더와 인터리버(10i,10j), 서브캐리어 맵퍼(11i,11j) 및 OVSF 스프레딩 및 스크램블링 수단(18i,18j)이 또한 일반적으로 OFDM 코딩 수단이라고 불리고, OFDM 코딩 수단과 IFFT 유닛(12)이 또한 일반적으로 OFDM 변조 수단이라고 불린다는 점이 주목된다.

위에서 설명된 방식에서의 신호 흐름을 예시하기 위해, 채널 인코더와 인터리버(10i)에서의 출력 데이터 시퀀스가 A(1),A(2),A(3),A(4),A(5),...라고 가정되고, 이 경우 A(k)=(a_1(k),a_2(k),...a_mi(k))^T는 mi개의 복소 성분을 지닌 벡터이다. 각 성분인 a_l(k)의 실수부와 허수부는 각각 채널 인코딩된 데이터 심벌의 I-성분과 Q-성분을 나타낸다. 시퀀스인 A(k)는 채널 인코더와 인터리버(10i)의 출력 FIFO 큐(queue)에 바람직하게 저장되고, 요구시 서브캐리어 맵퍼(11i)에 의해 판독 된다.

채널 인코더 및 인터리버(10i)의 각 출력 벡터인 A1(k)에 관해서는, 서브캐리어 맵퍼(11j)가 그것의 m개의 성분들인 a₁_p(k), p=1,..mi를 B1(k)을 얻는 고려된 단말기에서 송신기의 N_{u _ tx}개의 서브캐리어들 중 mi로 맵핑한다. DC 서브캐리어와 양과 음의 부호를 지닌 일부 가장 빈번한 서브캐리어가 사용되지 않을 수 있다. mi=10에 관한 서브캐리어 맵퍼(11i)에서의 가능한 맵핑이 도 2에 예시되어 있다.

유닛(18j)에 의한 OVSF 스프레딩 및 스크램블링 후, 각각의 그렇게 구성된 출력 데이터 심벌인 C1(k)는 주파수 영역에서의 OFDM 심벌이다. N_{u _ tx}-포인트 IFFT 변환기(12)는 주파수 영역에서의 OFDM 심벌을 시간 영역에서의 OFDM 심벌로 변환한다. GP 삽입기(13)는 시간 영역 OFDM 심벌의 마지막 N_{u_tx_gp} 샘플들이나 N_{u _ tx _ gp} 제로-값(zero-valued) 샘플들로부터 취해진 순환 접두부(prefix)를 시간 영역 OFDM 심벌에 더한다. 도 3은 시간 영역 OFDM 심벌에 순환 접두부를 더한 것을 예시한다.

보호 기간을 지닌 그렇게 구성된 OFDM 심벌은 전력-성형을 위한 디지털 저역 필터링을 거친다. 이 전력-성형 LPF(14)은 시간 영역의 OFDM 심벌의 샘플링 레이트보다 높은 샘플링 레이트에서 샘플링되거나 샘플링되지 않을 수 있다.

업링크 수신기를 위한 일반적인 레이아웃

도 4는 업링크를 위한 수산기 아키텍처, 즉 상이한 대역폭(N_{u _ tx _ k}f_Δ)의 모든 MT들에 관한 최대 크기인 N_{u _ rx}의 단일 FFT 유닛을 사용하는 동시 OFDM-복조를 위한 비대칭 OFDM 통신 시스템에서 사용하기 위한 본 발명에 따른 액세스 포인트(AP)의 업링크 수신 유닛(4)의 개략적인 레이아웃의 블록도를 보여준다. AP로부터의 주파수, 위상 및 타이밍 오프셋 피드백 덕분에 상이한 MT로부터의 OFDM 신호는 준-동기화(quasi-synchronizaion) 상태의 AP에 도달한다.

N_{u _ rx}f_Δ의 최대 대역폭을 위해 크기가 정해지는 종래의 RF 프론트-엔드(40)와 종래의 아날로그-디지털 변환기(ADC)(41)는 상이한 MT들로부터 혼합된 RF 신호들을 수신하고, 그 신호들을 디지털 포맷으로 변환한다.

ADC(41)는 후속하는 디지털 저역 필터(LPF)(42)를 지원하기 위해 과-샘플링(over-sampling)할 수 있는데, 이러한 LPF(42)는 그것의 가장자리 주파수가 N_{u_tx_k}f_Δ인 단말기 특정 대역폭이 아닌 N_{u _ rx}f_Δ의 최대 대역폭을 위해 크기가 정해진다. 시간 영역에서의 디지털 LPF(42)는 모든 대역폭 종류에 관해 공통이다. ADC(41)가 디지털 LPF(42)를 지원하기 위해 과-샘플링을 한다면, 디지털 LPF는 N_{u _ rx}f_Δ의 요구된 공통(최대) 수신기 샘플링 레이트를 복구하기 위해 역 다운-샘플링(reverse down-sampling)을 하게 된다.

동기화 요구 조건에 따라, MT는 다른 MT들로부터의 프리앰블과 주파수-멀티플렉싱, 코드-멀티플렉싱 또는 시간-멀티플렉싱될 수 있는 MT-특정 프리앰블을 보내거나 보내지 않을 수 있다. 적어도 하나의 MT가, 예컨대 수퍼프레임(아래에 설명된)에서 보내는 프리앰블이라면, 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43) 는 그 프리앰블에서의 특별한 비트 패턴에 기초한 주파수, 위상 및 타이밍 획득 및 추적을 수행한다. 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43)는, 기술들의 제안된 조합에 의해 인에이블된 준-동기화가 요구된 복조 성능에 관해 충분히 양호하다면 제거될 수 있다.

시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43) 다음에는 GP 제거기(44)에 의해 보호 기간이 제거되고, 나머지 N_{u _ rx} 샘플들이 N_{u _ rx} 포인트 FFT 유닛(45)을 가지고 동시 FFT를 거친다. N_{u _ rx}는 시스템에 의해 지원되는 최대 FFT 크기라는 점을 주목해야 한다.

상기 FFT 다음에는 MT 특정 동작이 실행된다. 보편성의 손실 없이, 인덱스(s,t)를 지닌 상이한 대역폭 종류들의 2개의 MT만이 도 4에 도시되어 있다. 다음 내용에서, MT_t는 MT 특정 동작이 어떻게 수행되는지를 설명하는 일 예로서 취해진다. 먼저, MT 특정 서브-캐리어들은 N_{u _ rx} FFT 계수들로부터 추출될 필요가 없고, 윈도우잉에서 행해지는 것은 MT_t 유닛(46t)에 관한 것이다. N_{u _ rx}-포인트 FFT의 처음 N_{u_tx_t}/2 계수들은 양의 부호(DC를 포함하는)를 지닌 N_{u _ tx _t}/2 최소로 빈번한 서브캐리어들을 나타내고, N_{u _ rx}-포인트 FFT의 마지막 N_{u _ tx _t}/2 계수들은 OFDM 신호에서의 음의 부호를 지닌 N_{u _ tx _t}/2 최소로 빈번한 서브캐리어들을 나타내며, 다음에 나오는 FFT 인덱스 맵핑은 전체 N_{u _ rx} FFT 계수들(MT는 단말기를 의미하고 AP는 액세스 포인 트를 의미함) 중 MT_t에 관한 N_{u _ tx _t} 서브캐리어들을 추출하기 위해 행해진다:

E4_{MT _t}(i)=F4_AP(i) (0 ≤i ≤N_{u _ tx _t}/2-1),

E4_{MT _t}(i)=F4_AP(N_{u _ rx}-N_{u _ tx _t}+i) (N_{u _ tx _t}/2 ≤i ≤N_{u _ tx _t}-1)

이 맵핑은 도 6에 예시되어 있다.

위에서, F4_AP(i)는 N_{u _ rx} 포인트 FFT 후의 액세스 포인트에서 얻어진 i번째 FFT 계수를 표시하고, E4_{MT _t}(i)는 단말기(MT_t)에서 발생된 i번째 FFT 계수를 표시한다. 이 맵핑을 통해, MT_t에서 발생된 완전한 N_{u _ tx _t} FFT 계수들이 추출되고, 그러한 계수들이 종래의 N_{u _ tx _t} 포인트 FFT에 의해 얻어지는 것처럼 올바른 순서대로 놓인다. E4_{MT_t}는 고려된 디바이스(MT_t)의 대역폭까지 서브캐리어들을 담고 있다. 고려된 디바이스(MT_t) 위에서 다른 MT의 연결이 OVSF 코드 멀티플렉싱될 수 있다.

하지만, 실제 시스템에서는 송신기에서의 전력-성형 필터(14)(도 1 참조)가 이상적이지 않다. 보통, RRC(Root Raised Co-Sine) 또는 RC(Raised CoSine) 필터가 적용되고, 이는 사용된 서브캐리어들의 본래의 OFDM 스펙트럼을 인접 대역들로 확장하여 도 6에서의 마지막 N_{u _ tx}/2 서브캐리어들과 처음 N_{u _ tx}/2 서브캐리어 외의 다른 서브캐리어들에 수신된 유용한 신호 에너지의 확산을 초래하게 된다. 그러므로, 일반적으로, 윈도우잉 및 혼합 동작이 논의된 이상적인 경우에 관한 위의 간단한 윈도우잉 동작 대신 적용될 필요가 있다.

그러므로, 바람직한 실시예에서의 대역폭 종류 특정 윈도우잉 및 혼합 유닛(26)은 도 4에서의 N_{u _ rx} - 포인트 FFT 유닛(25)으로부터의 N_{u _ rx} FFT 계수들(F_AP) 중 K/2개의 처음 FFT 계수와 K/2개의 마지막 FFT 계수를 선택하고, 이 경우 N_{u _ tx _t} ≤K ≤N_{u_ rx}이다. 고려된 단말기로부터의 송신된 OFDM 심벌의 i번째 FFT 계수인 E4_{MT _t}(i)는 수신기에서의 이들 K개의 FFT 계수들에 대한 선형 또는 비선형 필터 동작에 의해 재구성된다. 일반적으로, 이러한 동작은 모든 m과 n에 관해

E4_{MT _t}(i) = function (F_AP(m),F_AP(n))로서

표현되고, 모든 m과 n에 관해, 0 ≤m ≤K/2-1이고, N_{u _ rx}-K ≤n ≤N_{u _ rx}-1이다.

MT-특정 파일럿 톤(pilot tone)이 시스템에서 고려된다면, 단말기-특정 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(47t)가 주파수 영역에서의 또 다른 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정을 실행하기 위해 제공된다. 상이한 MT들의 파일럿 톤은 주파수 멀티플렉싱, 코드 멀티플렉싱, 및 시간 멀티플렉싱될 수 있다. MT는 실행 요구 조건에 따라 프리앰블 및/또는 파일럿 톤을 보낼 수 있거나 그 중 아무것도 보내지 않을 수 있다. 프리앰블은 그것이 또한 채널 추정을 위한 파일럿 톤을 운반하고, 주파수 영역에서는 추가적인 주파수/위상/타이밍 추적을 행하도록 구성될 수 있다. 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(47t)는 또한 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43)로부터의 결과를 이용하여, 추정의 정밀도와 신뢰도를 증가시킨다. 나아가, E4_{MT _t}(i)에서 변조된 서브캐리어들에 대한 오프 셋을 보상하기 위해 고려된 단말기(MT_t)에 관한 최종 주파수/위상/타이밍 추정 결과들을 이용하는 주파수/위상/타이밍 오프셋 보상기(48t)가 제공된다. 게다가, 액세스 포인트는 다운링크 채널에서 운반된 제어 정보를 거쳐 단말기(MT_t)에 최종 주파수/위상/타이밍 추정 결과들을 피드백할 수 있다.

단말기-특정 채널 등화는 주파수/위상/타이밍 오프셋 보상기(48t)의 출력 벡터(D4t) 상의 채널 등화기(49t)에서 실행되는데, 이는 그것의 결과가 주파수/위상/타이밍 오프셋이 일소된(cleaned up) 후 E4_MT(i) 보다는 D4t에 대해 더 신뢰할 수 있기 때문이다. 채널 등화기(49t)는 단말기(MT_t)의 모든 가능한 서브캐리어를 담고 있는 출력 벡터(C4t)를 전달한다. OVSF 디스프레더 및 디스크램블러(56t)는 서브캐리어마다 대응하는 OVSF 및 스크램블링 코드들과 결합된 디스프레딩 및 디스크램블링 동작에 의해 상이한 사용자 연결을 디멀티플렉싱한다. 스프레딩 인자(p)를 지닌 사용자 연결의 경우, OVSF 디스프레더 및 디스크램블러(56t)가 p개의 연속적인 C4t로부터의 사용된 서브캐리어 각각에 대한 값들을 OVSF 코드의 대응하는 칩들 및 스크램블링 코드의 칩들과 곱해야 한다. OVSF 디스프레더 및 디스크램블러(56t)의 출력 벡터(B4t)는 MT_t의 모든 서브캐리어의 인덱스뿐만 아니라, 각 서브캐리어 상의 모든 가능한 연결에 관한 디스프레딩 및 디스크램블링 결과를 담고 있다.

본 명세서에서, 서브캐리어들을 따라 이루어지는 디스프레딩이 설명되었다. 하지만, 그러한 디스프레딩은 또한 대신 서브캐리어에 걸쳐 적용될 수 있다. 이 2가지 방법 모두, 특히 그 차이점들이 아래에 더 상세히 설명된다.

서브캐리어에 걸쳐 적용되는 것이 여전히 잡음과 간섭에 의해 영향을 받기 때문에, 일반적으로 단말기-특정 데이터 검출기(50t)(예컨대 MLSE)는 각각의 사용된 서브캐리어에 관한 복조 결과를 통계적으로 최적화하기 위해 적용될 수 있다. 통계적으로 최적화된 검출 결과(B4t)는 서브캐리어 디맵퍼(demapper)(51t)에 전달되고, 이 서브캐리어 디맵퍼(51t)는 고려된 단말기(MT_t)의 각각의 연결(i)에 관한 A4ti의 성분들로서 mi 데이터 심벌들(즉, 복소 값 채널 인코딩된 심벌들)을 재구성한다. 마지막으로, 데이터 심벌들은 본래의 상부 층 데이터 신호를 얻기 위해, 채널 디코더와 디인터리버(52ti)에서 채널-디코딩되고 디-인터리브된다.

종래의 MC-CDMA 시스템들에 관한 동기되지 않은 것(out-of-sync)과 다투기 위해 문헌에서 다수 사용자 검출(MUD: Multi-User-Detection)이 제안되었다. 개선점은 동기되지 않은 것과의 정도와 다른 설계 파라미터들에 의존한다. MUD는 매우 계산상 집중적인 것인데, 이는 본 명세서에서 제안된 방식에서는 회피되고, 이는 본래 갖추어진 업링크 동기화 요구 조건이 기술들의 제안된 조합을 통해 제거되었기 때문이고, 그럼에도, 동시 FFT에 관한 양호한 준-동기화를 얻기 위해 다수의 메커니즘이 도입되었다. 하지만, MUD는 여전히 제안된 방식으로 적용될 수 있다. 한 가지 가능성은 동시 FFT의 출력 벡터인 F4_AP(i)에 MUD를 적용하는 것이다. F4_AP(i)는 MUD가 이용할 모든 MT들로부터의 완전한 정보를 담고 있다. 또 다른 가능성은 MUD를 모든 MT들에 관해 채널 등화 결과들(B4t, B4s)에 MUD를 적용하는 것이다. 이 경우, 교차(cross)-MT MUD 유닛이 도 4에서의 MT-특정 데이터 검출 유닛들(50t,50s) 을 대체하게 된다.

재구성 유닛(46t,46s), OVSF 디스프레딩 및 디스크램블링 유닛들(56t,56t),서브캐리어 디맵퍼(51t,51s) 및 채널 디코더와 디인터리버(52t,52s)가 일반적으로 또한 업링크 OFDM 복구 수단으로 불리고, FFT 유닛(55)과 업링크 OFDM 복구 수단이 일반적으로 또한 업링크 OFDM 복조 수단으로 불린다.

다음에는 전술한 방식에서의 신호 흐름도가 설명된다. 액세스 포인트에서 수신기(40)가 단말기에서의 송신기보다 더 높은 샘플링 레이트로 더 높은 대역폭과 기저대역을 가지기 때문에, 보호 기간을 지닌 수신된 시간 영역 OFDM 심벌이 N_{u_rx}+N_{u_rx_gp} 샘플링 포인트들을 가지게 되고, 이 경우 일반적으로 N_{u_rx}/N_{u_tx}=N_{u_rx_gp}/N_{u_tx_gp}=2^k이다. 하지만, 시간 영역 OFDM 심벌의 절대 시간 지속 기간과 그것의 보호 기간이 단말기에서의 송신기에 의해 발생된 것과 동일하게 되는데, 이는 수신기가 2^k배 더 높은 레이트에서 샘플링되기 때문이다.

GP 제거기(44)는 도 5에 예시된 것처럼, 보호 간격을 지닌 각각의 시간 영역 OFDM 심벌로부터 N_{u _ rx _ gp} 선행하는 샘플들을 제거한다.

N_{u _ rx}-포인트 FFT 변환기(45)는 주파수 영역에서의 OFDM 심벌로 보호 기간이 없는 시간 영역 OFDM 심벌을 변환한다. 단말기에 의해 송신된 본래의 N_{u _ tx} OFDM 서브캐리어들은, 도 6에 예시된 것처럼, N_{u _ rx}-포인트 FFT의 N_{u _ rx}개의 스펙트럼 계수들 중 처음 N_{u _ tx}/2개의 샘플과 마지막 N_{u _ tx}/2개의 샘플을 취하거나 좀더 정교한 주파수 영역 필터링 동작에 의해 재구성된다.

그렇게 재구성된 대역폭 종류 특정 FFT 윈도우 기반의 OFDM 심벌인 F4_AP(i)는 주파수/위상/타이밍 오프셋 보상, 채널 등화, OVSF 디스프레딩 및 디스크램블링 및 데이터 검출에서 제 1 MT 송신기 특정 처리를 거친다. 이후, MT t에 관한 경로만을 고려하여, 서브캐리어 디맵퍼(51t)는 채널 디코더와 디인터리버(52ti,52tj)에 의한 추가 처리를 위해, 각각의 주파수 영역 OFDM 심벌인 B4t(k)의 m개의 재구성된 데이터 서브캐리어들을 mi와 mj의 채널 인코딩된 데이터 심벌들인 a_1(k), a_2(k),...a_mi(k) 및 a_1(k), a_2(k),...a_mj(k)로 맵핑한다.

다운링크 송신기를 위한 일반적인 레이아웃

다음에는 다운링크를 위한 송신기 및 수신기 아키텍처의 실시예가 설명된다. 단말기들이 k번째 대역폭 종류를 단말기의 종류로서 한정하고, 그것의 FFT/IFFT는 N_{d_rx_k}= 2^k개의 계수들만을 가지며, 그 대역폭 샘플링 레이트는 N_{d _ rx _ k}f_Δ라고 하자. 액세스 포인트에서의 OFDM 샘플링 레이트를 N_{d _ tx}f_Δ라고 하고 이 경우 N_{d _ tx}가 OFDM 변조에 관한 FFT 엔진의 크기라고 한다면, 다운링크에 관해 L=N_{d _ tx}/N_{d _ rx _k} ≥1이 성립한다.

도 7은 다운링크를 위한 송신기 아키텍처, 즉 비대칭 OFDM 통신 시스템에서 사용하기 위한 본 발명에 따른 액세스 포인트의 다운링크 송신 유닛(7)이 개략적인 레이아웃의 블록도를 보여주고, 이는 도 1에 도시된 업링크 송신기 블록도를 많이 닮았다. 차이점은 AP가 다운링크시 각각의 활동중인 MT에 관한 하나의 송신기를 사례를 들어 증명해야 하고, 상이한 송신기가 상이한 대역폭을 가진다는 점이다. 본 명세서에서의 기술적인 도전은, 상이한 대역폭들의 모든 수신기(즉, MT들)에 관한 동시 OFDM 변조를 행하는 것이다. 도 7의 블록(7')은 단말기(따라서 대역폭)-특정 동작들만을 담고 있다.

보편성의 손실 없이, 도 7은 오직 상이한 대역폭 종류(s,t)인 2개의 MT들, 즉 MT_s와 Mt_t에 관한 송신기 사례 증명을 보여준다. 일 예로서, 대역폭 종류(t)의 Mt_t를 취하면, 서브캐리어 맵퍼들이 채널 인코더 및 인터리버(70tj)로부터의 A7tj에서의 mj개의 들어오는 데이터 심벌들을 최대 αN_{d _ rx _t}개의 서브캐리어들 상으로 맵핑하고, 이 경우, 0 < α< 1이라는 점은 양의 부호와 음의 부호를 모두 지닌 가장 빈번한 서브캐리어들의 작은 부분이 시간-영역 윈도우잉으로 인해, 스펙트럼 확장에 의해 야기된 ICI를 회피하기 위해 사용되어서는 안 된다는 사실을 반영한다. N_{d _ rx _t} 포인트 FFT에 관한 종래의 FFT-계수 인덱싱 규칙은 도 7에서의 모든 MT 특정 동작들에 관해 사용된다.

다운링크할 때 모든 MT들에 관한 모든 OVSF 코드들이 동일한 소스, 즉 AP로부터 보내지기 때문에, 그것들의 직교성이 항상 타이밍 동기화에 관해 유지된다. 게다가, 다운링크할 때, 아래에 설명된 전용 수퍼프레임의 지원 하에, 클록/주파수 동기화를 각 개별 MT들이 행하는 것이 훨씬 더 쉽다. 이는 주파수/클록 도프셋에 의해 야기된 더 작은 ICI를 만들어 낸다. 더블러 시프트(Doubler shift)가 또한 MT들의 제한된 이동성으로 인해 작다면, 다운링크를 위한 스크램블링 코드는 AP 및 대역폭 종류 특정될 필요가 있다. 동일한 AP와 연관되는 동일한 대역폭 종류의 모든 MT들의 모든 연결은, 많은 성능 손실 없이 동일한 스크램블링 코드를 공유할 수 있다. AP 특정 스크램블링 코드를 만드는 이유는 다른 AP들로부터의 간섭으로부터의 더 나은 보호를 위한 것이다.

도 7에서 연결 가산기들(83s,83t)까지의 모든 MT 특정 동작들, 즉 채널 인코더 및 인터리버들(70si,70sj,70ti,70tj)(일반적으로 다운링크 심벌 발생 수단이라고 부름), 서브캐리어 맵퍼들(71si,71sj,71ti,71tj) 및 OVSF 스프레더 및 스크램블러(82si,82sj,82ti,82tj)는 도 1에서의 업링크 송신기에 관한 설명과 동일한 설명을 가진다. MT_t의 모든 연결이 추가된 후, N_{d _ rx _t}개의 스펙트럼 계수들을 담고 있는 벡터인 E7_{Mt _t}(i)이 대역폭 종류(t)의 각 MT_t에 관해 발생된다. 전력-성형을 위한 임의의 전치 등화기 및/또는 저역 필터링이 업링크 채널 추정 결과들을 이용함으로써, E7_{Mt _t}(i)에 적용될 수 있다. 대역폭-특정 크기들을 지닌 모든 E7_{Mt _t}(i)이 동시 N_{d _ tx} 포인트 IFFT에 관해 함께 더해질 수 있기 전에, 일반적으로 그것들의 인덱스들이 확대된 FFT 윈도우에서의 주파수 대응 관계를 만족시키기 위해 재주문될 필요가 있다. 그러므로, 도 6에 도시된 바와 같은 맵핑 프로세스는 인덱스 시프터들(73s,73t)에 의해 수행되어야 하지만, 반대 방향으로이다. 이러한 맵핑 프로세스 후에는, 각 MT_t에 관해 N_{d _ tx} 차원의 FFT 벡터가 발생되고, 이는 오직 처음 N_{d _ rx _t}/2개와 마지막 N_{d _ rx _t}/2개의 0이 아닌 스펙트럼 계수와 N_{d _ rx _t}/2개의 0이 아닌 스펙트럼 계수를 담고 있다. 그것들 사이에 있는 FFT 계수들은 0으로 설정된다.

2개 이상의 MT가 동일한 대역폭 종류로부터 온 것이라면, 동일한 대역폭 종류의 MT들의 입력 벡터들인 E7_{Mt _t}(i)이, 인덱스 시프터(73s,73t)에서의 FFT 계수 재주문 프로세스의 시작 전에 먼저 더해질 수 있다.

인덱스 시프터(73s,73t) 후에는, 상이한 MT들에 관한 확대된 FFT 벡터들이 제 2 가산기(84)에 의해 더해질 수 있고, 그 합은 최대 크기가 N_{d _ tx}인 단일 IFFT 유닛(74)을 지닌 동시 IFFT를 거치게 된다. 이러한 N_{d _ tx} 포인트 IFFT 후, N_{d _ tx} 포인트들의 OFDM 심벌들에 관한 종래의 동작들이 GP 삽입기(75), LPF(76) 및 DAC(77)를 사용하여 이어진다. 다운링크에서의 동기화 문제가 업링크에서보다 덜 심하기 때문에, 다운링크에 관한 보호 기간이 업링크에 관한 보호 기간보다 작을 수 있다.

임의의, 대역폭 종류 특정 파형-성형 동작이 디지털 영역에서 실행되기 때문에{동일한 대역폭 종류의 MT들의 E7_{Mt _t}(i) 벡터들의 합에 대해서}, RF 프론트-엔드(78)는 오직 단일 아날로그 파형-성형 필터를 필요로 하고, 이러한 필터는 시스템에 의해 지원되는 최대 대역폭에 필요한 크기로 만들어진다.

채널 인코더 및 인터리버(70), 서브캐리어 맵퍼(71) 및 OVSF 스프레더 및 스크램블러(82)는 또한 일반적으로 다운링크 OFDM 코딩 수단이라고 부르고, 다운링크 OFDM 코딩 수단, 가산기(83), 인덱스 시프터(73) 및 IFFT 유닛(74)은 일반적으로 또한 다운링크 OFDM 변조 수단이라고 부른다.

도 1과 유사하게, 도 7의 방식에서의 신호 흐름을 예시하기 위해, 채널 인코더 및 인터리버(70ti)에서의 출력 데이터 시퀀스가 A(1),A(2),A(3),A(4),A(5),...,라고 가정되고, 이 경우 A(k)=(a_1(k),a_2(k),...a_mi(k))^T는 mi개의 복소 성분들을 지닌 벡터이다. 각 성분{a_l(k)}의 실수부와 허수부는 각각 채널 인코딩된 데이터 심벌의 I-성분과 Q-성분을 나타낸다. 시퀀스{A(k)}는 채널 인코더 및 인터리버(70ti)의 출력 FIFO 큐(queue)에서 바람직하게 저장되고, 요구시 서브캐리어 맵퍼(71ti)에 의해 판독된다.

채널 인코더 및 인터리버(70ti)의 각 출력 벡터인 A7(k)에 관해, 서브캐리어 맵퍼(70ti)는 B7(k)을 얻기 위해 고려된 MT 수신기의 N_{d _ rx}개의 서브캐리어들 중 mi상으로 그것의 mi개의 성분들인 a7_p(k)(p=1,...,mi)를 맵핑한다. DC 서브캐리어와, 양의 부호 및 음의 부호를 지닌 일부 가장 빈번한 서브캐리어들이 사용될 수 있다. mi=10에 관한 서브캐리어 맵퍼(71ti)에서의 가능한 맵핑이 도 8에 예시되어 있다.

OVSF 스프레딩 및 스크램블링 후, 각각의 그렇게 구성된 출력 데이터 심벌은 고려중인 MT 수신기에 기초하는 FFT 인덱스에 관한 주파수 영역 OFDM 심벌{C7(k)}이다. 이러한 대역폭 종류 특정 OFDM 심벌의 스펙트럼이 실제 송신 동안 확장될 수 있기 때문에, OFDM 심벌 스펙트럼의 가장자리에서 전력을 점차로 감소시키기 위해, 방지하는 전력-성형 LPF가 적용될 수 있다. 가능한 전력-성형 LPF 함수가 도 9에 도시되어 있다.

전력-성형 LPF와 가산기(83t,83s) 후, 인덱스 시프터(73t,73s)는 MT 수신기 기반의 FFT 인덱스들인 E7_MT를 AP 송신기 기반의 FFT 인덱스들로 재맵핑하고, 그것의 FFT 크기인 N_{d _ tx}는 MT 수신기의 FFT 크기인 N_{d _ rx _t}보다 2^k배 더 크다. 재맵핑은 AP 송신기 기반의 FFT 윈도우의 처음 N_{d _ rx _t}/2개의 인덱스들에 MT 수신기 기반의 FFT 윈도우의 처음 N_{d _ rx _t}/2개의 서브캐리어를 할당하고, AP 송신기 기반의 FFT 윈도우의 마지막 N_{d _ rx _t}/2개의 인덱스들에 MT 수신기 기반의 FFT 윈도우의 마지막 N_{d _ rx _t}/2개의 서브캐리어를 할당함으로써 행해진다. 이 동작은 도 10에 예시되어 있다. 마지막으로, 가산기(84)는 F7_AP를 얻기 위해 인덱스 시프터(83t,83s)의 결과들을 더한다.

다운링크 수신기를 위한 일반적인 레이아웃

도 11은 다운링크를 위한 수신기 아키텍처의 블록도, 즉 비대칭 OFDM 통신 시스템에서 사용하기 위해, 본 발명에 따른 특정 대역폭 종류의 사용자 단말기의 다운링크 수신 유닛(11)의 개략적인 레이아웃을 보여준다.

N_{d _ rx}f_Δ의 단말기-특정 대역폭을 위해 크기가 정해지는 종래의 RF 프론트-엔드(110)와 종래의 ADC(111) 및 종래의 디지털 저력 통과 필터(112)는, 액세스 포인 트로부터 혼합된 RF OFDM 신호들을 수신하고, 그 신호들을 디지털 포맷으로 변환하며, 대역 외의 원하지 않는 신호들을 필터링한다. 디지털 LPF(112) 후의 디지털 신호는 오직 대역폭(N_{d _ rx}f_Δ)까지의 가장 작은 대역폭의 채널 인코딩된 심벌들을 담고 있고, 이 대역폭(N_{d _ rx}f_Δ)은 고려된 단말기의 대역폭이다. AP는 모든 MT들에 관한 공통 프리앰블이나 다른 MT들에 관한 프리앰블로 코드 멀티플렉싱되고, 주파수 멀티플렉싱되거나 시간 멀티플렉싱될 수 있는 MT-특정 프리앰블을 보내거나 보내지 않을 수 있다. 하나의 프리앰블이 고려중인 단말기에 보내진다면, 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113)가, DL 프리앰블에서의 특별한 비트 패턴에 기초하여 주파수, 위상 및 타이밍 획득과 추적을 수행한다. 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113) 후, GP 제거기에서 보호 기간이 제거되고, 나머지 N_{d _ rx}개의 샘플들이 FFT 유닛(115)에서 종래의 N_{d _ rx} 포인트 FFT를 거치게 된다. N_{d _ rx} 포인트 FFT 유닛(115)의 출력 벡터(E11)(주파수 영역 OFDM 신호)는 고려된 단말기의 대역폭까지의 서브캐리어를 담고 있고, 이 고려된 단말기 위에서 다른 MT들의 연결이 OVSF 코드 멀티플렉싱될 수 있다.

액세스 포인트가 공통 또는 단말기-특정 파일럿 톤을 보낸다면, 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(116)가 주파수 영역에서 또 다른 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정을 실행할 수 있다. 상이한 MT들에 관한 파일럿 톤은 주파수 멀티플렉싱, 코드 멀티플렉싱 또는 시간 멀티플렉싱될 수 있다. AP는 수행 요구 조건에 따라 프리앰블들 및/또는 파일럿 톤을 보내거나 아무것도 보내지 않을 수 있다. 프리앰블은 그것이 주파수 영역에서 추가적인 주파수/위상/타이밍 추적과 채널 추정을 위한 파일럿 톤을 또한 운반하도록 구성될 수 있다. 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(116)는 또한 그러한 추정의 정밀도와 신뢰도를 증가시키기 위해 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113)로부터의 결과들을 이용한다. 주파수/위상/타이밍 오프셋 보상기(117)는 주파수 영역 OFDM 신호(E11)에서의 변조된 서브캐리어들에서의 오프셋들을 보상하기 위해, 고려된 단말기에 관한 최종 주파수/위상/타이밍 추정 결과들을 이용한다.

이후, 채널 등화기(118)에서 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(117)의 출력 벡터(D11)에 대한 채널 등화가 실행되는데, 이는 그것의 결과가 주파수/위상/타이밍 오프셋이 일소된 후, E11 상에서보다는 D11 상에서 더 신뢰할 수 있기 때문이다. 채널 등화기(118)는 그것의 출력 벡터(C11)를 전달하는데, 이러한 출력 벡터(C11)는 단말기의 모든 가능한 서브캐리어를 담고 있다. OVSF 디스프레더 및 디스크램블러(122)는, 서브캐리어마다 대응하는 OVSF 및 스크램블링 코드들과 결합된 디스프레딩 및 디스크램블링 동작에 의해 상이한 사용자 연결을 디멀티플렉싱한다. 스프레딩 인자(p)를 지닌 사용자 연결의 경우, OVSF 디스프레더 및 디스크램블러(122)가 OVSF 코드의 대응하는 칩들과 스크램블링 코드의 칩들을 p개의 연속적인 C11으로부터의 사용된 각각의 서브캐리어에 대한 값들을 곱해야 한다. OVSF 디스프레더 및 디스크램블러(122)의 출력 벡터(B11)는 MT의 모든 서브캐리어의 인덱스뿐만 아니라, 각 서브캐리어 상의 모든 가능한 연결에 관한 디스프레딩 및 디스크램블링 결과를 담고 있다. 후자가 여전히 잡음과 간섭에 의해 영향을 받기 때문에, 일반적으로 MT-특정 데이터 검출기(119)(예컨대, MLSE)가 사용된 서브캐리어 상의 각 연결에 관한 복조 결과를 통계적으로 최적화시키기 위해 적용될 수 있다. 통계적으로 최적화된 검출 결과들은 서브캐리어 디맵퍼에 전달되고, 이 서브캐리어 디맵퍼는 MT의 각 연결에 관한 A11i의 성분들로서 m_i개의 데이터 심벌들을 재구성한다.

본 명세서에서, 위에서처럼, 서브캐리어들에 따라 행해진 디스프레딩이 설명되었다. 하지만 대신 서브캐리어들에 걸쳐 디스프레딩이 적용될 수도 있음이 주목된다. 위 2가지 방법 모두, 특히 그 차이점은 아래에 좀더 상세히 설명된다.

마지막으로, 본래의 상부 층 데이터를 얻기 위해, 채널 디코더 및 디인터리버(1221)에서 채널 인코딩된 심벌들(A11i,A11j)이 디인터리브되고 채널 디코딩된다.

OVSF 디스프레더 및 디스크램블러(122), 서브캐리어 디맵퍼(120)와 채널 디코더 및 디인터리버(121i,121j)는 일반적으로 다운링크 OFDM 디코딩 수단이라고 부르고, 또한 FFT 유닛(115)과 OFDM 디코딩 수단은 일반적으로 다운링크 OFDM 복조 수단이라고 부른다.

MT 수신기는 종래의 OFDM 수신기이다. BW=N_{u _ rx}f_Δ보다 높은 레이트로 클로킹될 수 있는 ADC(111) 후, 디지털 저역 필터링(112)이 실행된다. ADC(111)가 과샘플링된다면, 디지털 LPF(112) 다음에는 또한 요구된 대역폭(N_{d _ rx}f_Δ)으로의 다운-샘플링(down-sampling)이 행해진다.

GP 제거기(54)는 도 12에 예시된 것처럼, 보호 기간을 지닌 각각의 시간 영역 OFDM 심벌로부터 N_{d _ rx _ gp}개의 이전 샘플을 제거한다.

N_{d _ rx} 포인트 FFT 변환기(115)는 보호 기간 없이 시간 영역의 OFDM 심벌을 주파수 영역에서의 OFDM 심벌로 변환한다. 주파수/위상/타이밍 오프 보상, 채널 등화 및 데이터 검출 후, 서브캐리어 디맵퍼(120)는 채널 디코더와 디인터리버들(121i,121j)에 의한 추가 처리를 위해, 각각의 주파수 영역 OFDM 심벌인 B11(k)의 m개의 재구성된 사용된 서브캐리어들을 mi 및 mj개의 채널 인코딩된 데이터 심벌들{a_1(k),a_2(k),...a_m(k) 및 a_1(k),a_2(k),...a_mj(k)}로 맵핑한다.

다음에는 위에서 상세히 설명된 바와 같은 본 발명에 따른 일반적인 통신 시스템의 추가 실시예들과 추가적인 배경 정보가 설명된다.

직교 가변 스프레딩 인자 코드들

상이한 스프레딩 인자는 상이한 코드 길이를 의미한다. 이 생각은 상이한 스프레딩 인자와 상이한 메시지를 결합하고, 그들 사이의 직교성을 유지할 수 있다. 그러므로, 여전히 직교하는 상이한 길이의 코드들이 필요하다. 물론, 칩 레이트는 모든 코드에 관해 동일하게 유지되어, 짧은 코드들은 더 긴 코드들보다 높은 정보 레이트로 송신된다.

OVSF 코드 발생기 유닛은 직교 코드들의 세트로부터 OVSF 코드를 발생시킨다. OVSF 코드들은 먼저 3G 통신 시스템을 위해 도입되었다. OVSF 코드들은 주로 통신 시스템에서의 상이한 채널들 사이의 직교성을 보전하기 위해 사용된다.

OVSF 코드들은 아래와 같이 재귀적으로 정의되는 N ×N 매트릭스의 열들로서 정의된다. 먼저 C₁=[1]로 정의한다. 그 다음, C_N이 정의된다고 가정하고, C_N(k)가 C_N의 k번째 행이라고 정한다. C_2N는

로 정의한다. C_N은 2의 거듭제곱인 N에 관해서만 정의된다. C_N의 행들은 직교한다는 귀납 추리가 후속된다.

OVSF 코드들은 또한 도 13에 도시된 것과 같이, 트리 구조에 의해 재귀적으로 정의될 수 있다. [C]가 루트(root)가 0의 깊이를 가지는 트리에서 깊이가 r인 상태에서의 코드 길이(2^r)라면, C에서부터 나오는 2개의 브랜치(branch)는 시퀀스[C C]와 시퀀스[C -C]에 의해 라벨에 붙여지고, 이는 2^r+1의 길이를 가진다.

블록의 다이알로그(dialog)에서 2개의 파라미터에 의해 OVSF 코드 발생기 블록이 출력하는 코드는, 다음과 같이 특정된다. 즉,코드의 길이인 스프레딩 인자, [0,1,...,N-1]의 범위에 있는 정수이어야 하는 코드 인덱스가 있고, 여기서 N은 스프레딩 인자이다. 코드가 이전 트리에서 깊이(r)에서 나타난다면, 스프레딩 인자는 2^r이다. 코드 인덱스는 깊이(r)인 트리의 열의 얼마나 더 아래쪽에 코드가 나타나는지를 특정하여, 0부터 N-1까지 계수된다. 도 13에서, C_{N ,k}의 경우 N은 스프레딩 인자이고, k는 코드 인덱스이다.

코드는 다음과 같은 코드 인덱스와 스프레딩 인자로부터 복구될 수 있다. 코드 인덱스를 대응하는 2진수로 변환한 다음, 필요하다면 좌측에 0들을 추가하여, 그 결과 2진 시퀀스(x₁,x₂...x_r)는 r의 길이를 가지고, 여기서 r은 스프레딩 인자의 밑(2)이다. 이 시퀀스는 루트로부터 코드까지의 경로를 설명한다. 그 경로는 x_i=0이라면 깊이(i)에서 코드로부터의 상부 브랜치를 취하고, x_i=1이라면 하부 브랜치를 취한다.

코드를 재구성하기 위해, 다음과 같은 코드들의 시퀀스(C_i)를 재귀적으로 정의한다. C₀를 루트[1]이라고 하자. i<r에 관해 C_i가 정의되었다고 가정하면,

에 의해 C_{i +1}을 정의한다.

코드(C_N)는 특정된 스프레딩 인자와 코드 인덱스를 가진다.

예컨대, 스프레딩 인자가 16이고 코드 인덱스가 6인 코드를 찾기 위해, 다음 내용이 행해져야 한다.

6을 이진 숫자인 110으로 변환한다.

길이 4=log₂16를 가지는 0110을 얻기 위해, 좌측에 하나의 0을 추가한다.

후속하는 테이블에 따라 시퀀스들(C_i)을 구성한다.

코드(C₄)는 스프레딩 인자(16)와 코드 인덱스(6)를 가진다.

트리의 상이한 레벨들 상의 코드들은 상이한 길이를 가진다. 스프레딩하는 동안 각 정보가 전체 코드워드에 의해 곱해지기 때문에, 이는 더 긴 코드가 더 낮은 비트 레이트와 연관된다는 것을 의미한다. 코드워드들은 하나의 코드 중에서 선택된 1들과 0들의 특별한 조합을 나타낸다. 그러므로, 본 명세서에서 코드는 코드워드들의 한 세트로서 정의된다.

상이한 코드워드와 스프레딩 인자를 지닌 2개의 메시지가 동시에 송신될 때, 그것의 정보 메시지에 의해 변조된 더 짧은 코드워드는 더 긴 코드워드의 각 송신을 위해 여러 번 반복된다.

예컨대, 짧은 코드워드는 S로서 표시되고, 긴 코드워드는 L로서 표시된다.

이후, 다음 내용이 성립하는데, 즉

짧은 코드 시퀀스: [S][-S][S][-S][...

긴 코드 시퀀스: [L][...

는 짧은 코드와 긴 코드가 동시에 어떻게 송신되는지를 나타낸다. 짧은 코드는 이 예에서, 메시지 시퀀스(1,-1,1,-1)에 의해 변조된다.

볼 수 있는 것처럼, 코드 시퀀스에서의 새로운 레벨들은 루트 코드워드를 그것 자체의 역이나 복사를 가지고 연결시킴으로써(concatenating), 구성된다. 이는 이전 예에서, L이 S가 루트로서 구성될 수 있음을 의미한다. 만약 그러한 경우라면, 2개의 코드워드가 직교하지 않게 된다. 그 이유는 일부 정보 메시지의 경우, 긴 코드워드가 만들어지고 따라서 2개의 신호 사이를 구별하는 방법이 없게 되므로, 짧은 코드워드가 정확히 변조된다. 다음 예가 이러한 내용을 예시한다:

L이 S로부터 구성되었다면, L은 예컨대 [L]=[S][S][-S][-S]이 될 수 있다.

이후, 하나는 채널화 코드(L)로서 L을 가지고 나머지 하나는 S를 가지는 2개의 신호가 송신되면, 시간상 일정한 순간에서, 짧은 코드워드에 의해 운반된 메시지 신호는 (1,1,-1,-1)이고, 긴 코드워드(L)에 의해 운반된 정보는 (1)이라고 가정되며, 다음 상황에 부닥칠 수 있다.

짧은 코드워드 송신:...[S][S][-S][-S]...

긴 코드워드 송신:...[L]...

그리고 위에서 주어진 L의 정의를 사용하여

짧은 코드워드 송신:...[S][S][-S][-S]...

긴 코드워드 송신:...[S][S][-S][-S]...이 만들어진다.

동일하다면 2개의 신호를 구별하는 가능한 방법은 존재하지 않는다. 정보 신 호가 임의의 값을 취할 수 있기 때문에, 이러한 상황이 매우 일어날 가능성이 높다.

트리 구조를 참조하면, 그것은 코드워드가 일정한 사용자에게 할당된다면, 할당된 코드워드 아래의 모든 코드워드는 사용될 수 없다는 것을 의미하는데, 이는 그것들이 직교하지 않기 때문이다. 도 14는 이러한 내용을 예시한다. 본 명세서에서 코드(C_{4 ,3})는 코드(C_{4 ,3}) 아래의 전체 서브트리로부터의 코드워드들이 할당될 수 없도록 선택된다.

다음에는 서브캐리어를 따라 행해지는 스프레딩과 서브캐리어에 걸쳐 행해지는 스프레딩 사이의 차이가 설명된다.

각 서브캐리어를 따라 행해지는 스프레딩

일 예로서, 다음에는 서브캐리어를 따라 행해지는 OVSF 스프레딩과 스크램블링이 8개의 서브캐리어로 이루어지는 대역폭 종류에 관한 업링크와 다운링크 모두에 관해 어떻게 행해지는지가 설명된다.

한 연결(연결 A)에 관해, 서브캐리어들을 따라 행해지는 OVSF 스프레딩이 도 15에 예시되어 있다. 시각(i)에서, 주어진 연결의 스프레딩되지 않은 본래의 주파수 영역 OFDM 블록이 OVSF 스프레딩 수단에 의해 취해진다. 이러한 스프레딩되지 않은 주파수 영역 OFDM 블록(150)의 8개의 서브캐리어{A1(i) 내지 A8(i)}는 시각(i,i+1,i+2,i+3)에 관한 4개의 상이한 스프레드 주파수 영역 OFDM 블 록(151,152,153,154)을 발생시키기 위해, OVSF 스프레딩 코드의 샘플링 포인트 값들(C1 내지 C4)과 곱해진다. OVSF 코드는 각 연결에 관해 고유한 것이다. 이러한 스프레딩 프로세스는 스프레드 주파수 영역 OFDM 블록(156,157,158,159)을 얻기 위해 새로운 스프레딩되지 않은 본래의 주파수 영역 OFDM 블록(155)에 관해, 시각(i+4)에서의 이러한 연결을 위해 반복된다. 일반적으로, 반복 주기는 K이고, 이 경우 K는 고려중인 연결에 관한 OVSF 스프레딩 코드의 길이이다.

OVSF 스프레딩(연결 A+B)과의 멀티-레이트 연결 멀티플렉싱이 도 16에 예시되어 있다. 이 도 16은 상이한 코드 길이들을 지닌 각 서브캐리어를 따라, 연결 특정 OVSF 스프레딩을 행함으로써 2개의 연결(A,B)을 멀티플렉싱하는 것을 보여준다. 양 연결 모두 OFDM 블록들의 동일한 8개의 서브캐리어(A1 내지 A8, B1 내지 B8)로 맵핑된다. 일반적으로 주파수에서의 부분적인 중복이 허용된다. 연결 A에 관한 OVSF 스프레딩 코드인 C=(c1,c2,c3,c4)는 4의 길이를 가지고, 연결 B에 관한 OVSF 스프레딩 코드인 D=(d1,d2,d3,d4,d5,d6,d7,d8)는 8의 길이를 가진다. 그러므로, 연결 A의 비트 레이트는 연결 B의 비트 레이트의 2배나 크다. 연결 특정 스프레딩 후, 각 연결의 스프레드 서브캐리어들이 진폭들이 함께 더해져 연결 멀티플렉싱된 OFDM 블록들(160 내지 167)을 얻는다.

멀티-레이트 연결 멀티플렉스 후의 스크램블링이 도 17에 예시되어 있다. 이 스크램블링 수단은 상이한 시각에서의 연결 멀티플렉싱된 주파수 영역 OFDM 블록들(160 내지 167)의 각 서브캐리어를 서브캐리어 인덱스 특정 스크램블링 코드의 샘플링 포인트 값들과 곱한다. 스크램블링 코드의 길이는 OVSF 스프레딩 코드의 길 이보다 훨씬 더 클 수 있다. 도 17은 스크램블링된 연결 멀티플렉싱된 주파수 영역 OFDM 블록들(170 내지 177)을 얻기 위해, i번째 스크램블링 코드인 Si=(si,1,si,2,si,3,si,4,si,5,si,6,si,7,si,8)가 시간 축을 따라 연결 멀티플렉싱된 주파수 영역 OFDM 블록들(160 내지 167)의 i번째 서브캐리어를 스크램블링하기 위해 사용되는 것을 보여준다.

서브캐리어들에 걸친 스프레딩( Spreading across sub - carriers )

일 예로서, 다음에는 8개의 서브캐리어로 이루어지는 대역폭 종류에 관한 다운링크 및 업링크 모두에 관해, 계속되는 스크램블링이 어떻게 행해지고 서브캐리어들에 걸쳐 OVSF 스프레딩이 어떻게 행해지는지가 설명된다

하나의 연결(연결 A)에 관한 서브캐리어들에 걸친 OVSF 스프레딩이 도 18에 예시되어 있다. 서브캐리어들에 걸친 OVSF 스프레딩은 본래의 스프레딩되지 않은 OFDM 블록(180)에서의 하나의 서브캐리어로부터의 증가하는 주파수 인덱스를 지닌 K개의 서브캐리어를 발생시키고, 여기서 K는 OVSF 코드 길이이다. 예컨대, 도 18은 시각(i)에서 스프레딩되지 않은 OFDM 블록(180)이 주파수 인덱스(1,5)에서의 2개의 본래의 서브캐리어들{A1(i),A5(i)}만을 담고 있는 것을 보여준다. 스프레딩되지 않은 OFDM 블록들의 나머지 서브캐리어들은 0이다. 길이 K=4인 OVSF 스프레딩 후, 3(K-1=3)개의 계속되는 주파수 인덱스에서 본래의 서브캐리어를 반복하고, 이러한 연결을 위해 OVSF 코드의 샘플링 포인트 값들(C1 내지 C4)과 4개의 서브캐리어를 곱함으로써, 4개의 상이한 서브캐리어가 각각의 본래의 서브캐리어에 관해 발생되 는데, 즉 스프레드 주파수 영역 OFDM 블록(181)이 얻어진다.

도 19에는 OVSF 스프레딩(연결들인 A+B)과의 멀티레이트 연결 멀티플렉싱이 예시되어 있다. 이 도 19는 상이한 코드 길이들을 지닌 서브캐리어들에 걸친 연결 특정 OVSF 스프레딩에 의해 2개의 연결(A,B)의 멀티플렉스를 보여준다. 연결(A)에 관한 스프레딩되지 않은 OFDM 블록(180)은 주파수 인덱스(1,5)에서 2개의 본래이 서브캐리어를 담고 있는데 반해, 연결(B)에 관한 스프레딩되지 않은 OFDM 블록은 주파수 인덱스(1)에서 오직 하나의 본래의 서브캐리어를 담고 있다. 상이한 코드 길이를 지닌 OVSF 스프레딩 후, 도 19에 도시된 결과가 얻어진다.

도 20에는 멀티레이트 연결 멀티플렉스 후의 스크램블링이 예시되어 있다. 이 스크램블링 수단은 상이한 시각들에서 서브캐리어 인덱스 특정 스크램블링 코드의 샘플링 포인트 값들과 연결 멀티플렉싱된 주파수 영역 OFDM 블록들(190)의 각각의 서브캐리어를 곱한다. 스크램블링 코드는 임의의 길이일 수 있다. 도 20은 스크램블링된 연결 멀티플렉싱된 주파수 영역 OFDM 블록들(200 내지 203)을 얻기 위해, 시간축을 따라 i번째 스크램블링 코드인 Si=(si,1,si,2,si,3,si,4)가 시간 축을 따라 연결 멀티플렉싱된 주파수 영역 OFDM 블록들(190)의 i번째 서브캐리어를 스크램블링하기 위해 사용되는 것을 보여준다.

서브캐리어들에 걸친 스크램블링의 경우, 스프레딩 인자들과 OVSF 코드들 사이의 유리한 맵핑이 이루어진다.

OVSF 원리가 위에서 설명되었다. C_{p ,q}={b₀,b₁,...,b_{p -1}}가 길이가 p인 q번째 OVSF 코드를 표시한다고 하자. OVSF 코드들이 제안된 다운링크 송신기 설계에서의 상이한 대역폭 종류들에 관해 일반적으로 사용되었다면, C_{p ,q}는 MT가 속하는 대역폭 종류와는 독립적으로, p개의 서브캐리어들에 걸쳐 데이터 심벌을 스프레딩하기 위해 사용된다. 이는 더 작은 대역폭들을 지닌 MT가 더 짧은 OVSF 코드들만을 사용할 수 있다는 것을 의미한다. 사용된 OVSF 코드가 더 짧을수록, 다른 연결들에 관해 코드 트리에서 나머지 비차단(non-blocking) OVSF 코드들이 덜 남겨지므로, 제한된 개수의 낮은 대역폭 연결이 모든 비차단 짧은 OVSF 코드들을 쉽게 소비하게 되고, 그것들을 더 이상 큰 대역폭들의 MT들에 관해 이용 가능하지 않게 한다. 그 결과, 더 긴 OVSF 코드들을 지닌 큰 대역폭들의 MT들에 관해 낮은 비트레이트 연결만이 더 설정될 수 있다. 이는 OVSF 코드들과 스프레딩 인자들 사이의 종래의 맵핑이 제안된 대역폭 비대칭 OFDM 시스템 설계에 적절히 적용될 수 없다는 것을 의미하는데, 이는 낮은 대역폭 종류들에 속하는 연결들이 새로운 연결 요구에 이용 가능하게 될 높은 대역폭 종류들에서 자원들을 차단하기 때문이다.

그러므로, OVSF 코드들과 스프레딩 인자들 사이의 유리한 맵핑이 대역폭 비대칭 OFDM 시스템 설계에 관해 제안된다. 이 맵핑은 연속하는 방식으로 정의된다. 맵핑은 가장 높은 대역폭 종류로 시작한다. 가장 높은 대역폭 종류가 총 N=2ⁿ개의 이용 가능한 서브캐리어를 담고 있다고 가정한다. 이후, 1의 길이의 루트 코드(C_{1 ,0})를 가지고 시작하고 최대 길이가 N인 코드들(C_{N ,i})을 가지고 끝나는 전체 OVSF 코드 트리가 이러한 대역폭 종류에 관해 이용 가능하다. 이러한 OVSF 코드 트 리로부터의 길이가 p인 코드인 C_{p ,q}={b₀,b₁,...,b_{p -1}}는 가장 높은 대역폭 종류에 관해 p개의 서브캐리어들(스프레딩 인자가 p인)에 걸쳐 스프레딩하기 위해 사용된다. 총 N/2개의 이용 가능한 서브캐리어를 담고 있는 다음으로 가장 높은 대역폭 종류에 관해서는, 이러한 OVSF 코드 트리로부터의 길이가 p인 코드인 C_{p ,q}={b₀,b₁,...,b_{p -1}}는 p ≥2라면, p/2개의 서브캐리어들에 걸쳐 스프레딩하기 위해 사용된다. 이는 C_{p ,q}, b_c=0,...,p/2-1의 처음 p/2개의 칩들(b_c)만이 스프레딩을 위해 사용되고, C_{p ,q}의 나머지 칩들이 스프레딩 프로세스에서 사용되지 않음으로써 가능하게 된다. 두 번째로 가장 높은 대역폭 종류에 관해서는, 루트 노드인 C_{1 ,0}가 1의 스프레딩 인자에 관해 고려대상에서 제외된다.

이제 총 2^n-k(0 ≤k ≤n)개의 서브캐리어를 지닌 일반적인 대역폭 종류에 있어서, p ≥2^k라면 p/2^k개의 서브캐리어들에 걸쳐 스프레딩하기 위해 이러한 OVSF 코드 트리로부터 길이가 p인 코드인 C_{p ,q}={b₀,b₁,...,b_{p -1}}가 사용될 것이 요구된다. 이는 C_{p ,q}, b_c=0,...,p/2^k-1의 처음 p/2^k개의 칩들(b_c)만이 스프레딩을 위해 사용되고, 나머지 칩들이 스프레딩 프로세스에서 사용되지 않게 요구함으로써 가능하게 된다. 2^n-k개의 서브캐리어를 지닌 이러한 일반적인 대역폭 종류에 있어서, 이러한 OVSF 코드 트리로부터 1과 2^{k- 1}사이의 길이를 가지는 코드들이 1과 2^{k- 1}사이의 스프레딩 인 지들에 관한 고려 대상에서 빠지고, 이러한 OVSF 코드 트리로부터 길이가 2^k인 코드들이 스프레딩 인자 1로서 사용된다.

프리앰블 설계

먼저, AP로부터 특정 대역폭 종류에 속하는 MT까지의 다운링크 송신 및/또는 특정 대역폭 종류에 속하는 MT로부터 AP까지의 업링크 송신에서의 프리앰블을 사용하는 일 실시예가 설명된다.

OFDM 시스템들은 프리앰블들이 양호한 수행에 있어서 매우 중요한 송신기와 수신기 사이의 타이밍 동기화, 위상, 주파수/클록을 가능하게 할 것을 요구한다는 것이 잘 알려져 있다. 프리앰블들의 처리는 업링크 및 다운링크 수신기의 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기 및/또는 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기에서 일어난다. 다양한 타입의 동기화를 위해 프리앰블들을 이용하는 많은 상이한 방법이 존재한다.

AP가 본 발명에 따른 전술한 대역폭 비대칭 OFDM 시스템에서의 상이한 대역폭들의 MT들을 지원해야 하기 때문에, 종래의 프리앰블 설계 패러다임의 간단한 적용은 상이한 대역폭 종류들에 관한 프리앰블들의 독립적인 발생 및 처리를 가져올 수 있다. 이는 오버헤드인 시스템 제어 데이터의 증가된 양과 더 많은 기저대역 처리를 의미한다. 다음에는 이들 단점이 회피될 수 있는 조화된 프리앰블 설계 접근법이 설명된다.

제안된 대역폭 비대칭 OFDM 시스템에서의 AP는, 상이한 대역폭들의 MT들을 지원한다. MT들의 k번째 대역폭 종류를 MT들의 종류라고 정의하고, 이들의 FFT/IFFT는 2^k개의 계수들만들 가지며, 이들의 FFT/IFFT 샘플링 레이트는 2^kf_Δ이고, 이 경우 f_Δ는 서브캐리어 이격 간격(spacing)으로서 AP와 MT 모두에 관해 동일하게 설정된다. 보편성의 손실 없이, AP의 FFT/IFFT 샘플링 레이트는 가장 높은 대역폭 종류에 속하는 MT들의 FFT/IFFT 샘플링 레이트와 같다.

파세발(Parseval)의 정리

후에

주파수 영역에서의 양호한 자기상관 특성을 지닌 OFDM 프리앰블이 또한 시간 영역에서 양호한 자기상관 특성을 가지게 된다. 이는 비록 동기화 동작 자체가 가장 실제적인 구현예들에서의 시간 영역에서 행해지더라도, IEEE802.11a 시스템에 관한 프리앰블들이 주파수 영역에서의 양호한 자기상관 특성을 지닌 짧고 긴 동기화 시퀀스들에 기초하는 이유이다.

AP에서의 FFT 유닛의 크기를 N=2^kmax라고 하자. 이들 N개의 스펙트럼 계수들은 -Nf_Δ/2 부터 Nf_Δ/2-1까지의 물리적으로 (주기적인) 스펙트럼을 나타낸다. 상이한 대역폭의 MT들은 이러한 전체 스펙트럼에 걸쳐 FFT 계수들을 상이하게 사용한다. 도 21은 상이한 대역폭 종류들이 어떻게 상이한 스펙트럼 계수들을 공유하는지를 계시한다. 스펙트럼 계수들이 덜 빈번할수록, 그것들을 사용하는 대역폭 종류들 이 더 많아진다.

상이한 대역폭들의 MT들이 그것들의 중복되는 스펙트럼 내에서 서브캐리어들을 공유하기 때문에, 이제는 단일 M-포인트 긴 프리앰블 시퀀스인 Pr(i)가 상이한 대역폭들의 MT들에 의해 공유되도록 설계할 가능성이 존재하고, 이 경우 M ≤N이다. 일반적으로, 다음 요구 조건은 이러한 공통 프리앰블 시퀀스에 의해 충족된다.

Pr(i)(i=0,..M-1)의 M개의 칩들 각각은 하나의 고유한 서브캐리어에 할당된다. M개의 칩들은 2^k개의 서브캐리어들을 지닌 k번째 대역폭 종류가 Pr(i)의 p개의 칩들을 담고 있도록 분포되어, 2^k+1개의 서브캐리어들을 지닌 k+1번째 대역폭 종류는 Pr(i)의 2p개의 칩들을 담고 있게 된다.

N_min=2^kmin개의 최소로 빈번한 FFT 계수들을 담고 있는 고려될 최소 대역폭 종류에 관해서는, 최소 대역폭 종류의 대역폭에 있는 Pr(i)의 칩들이 양호한 자기상관 특성을 가지게 된다. 이는 최소 대역폭 종류로 떨어지는, 가령 4보다 큰 충분한 칩들이 존재한다는 것을 암시한다.

각각 2^k1개와 2^k2개의 FFT 계수들을 담고 있고, k₁>k₂>k_min인 2개의 대역폭 종류(k₁,k₂)에 관해서는, k₁번째 대역폭 종류로 떨어지는 Pr(i)의 칩들의 자기상관 특성이 칩들의 자기상관 특성과 같거나 더 나아지게 되고, 이러한 칩들이 자기상관 특성은 k₂번째 대역폭 종류로 떨어진다. 이는 k₁번째 대역폭 종류가 k₂번째 대역폭 종류보다 더 많은 Pr(i)의 칩들을 담고 있기 때문이다.

동일한 대역폭 종류로 떨어지는 임의의 2개의 상이한 프리앰블들인 Pr₁(i)와 Pr₂(i)의 칩들은 서로에 관해 직교하게 된다.

이러한 설계 요구 조건을 따라, 그리고 가장 낮은 대역폭 종류가 가령 N_min=16의 충분한 FFT 계수들을 담고 있다고 가정하면, 대역폭 비대칭 OFDM 시스템에 관한 공통 프리앰블로서 직교 골드 코드들을 사용하는 것이 제안된다. 이러한 직교 골드 코드들은, 예컨대 2004년 6월 John Wiley & Sons사에서 L.Hanzo, M. Muenster, B.J. Choi, T. Keller에 의해 "OFDM and MC-CDMA for Broadband Multi-User Communications, WLAN and Broadcasting"이라는 제목으로 발간된 서적에서 설명된다. 이는 다른 코드들에 비해 골드 코드들이 임의의 주어진 길이에 관해 양호한 자기상관과 교차상관(cross-correlation) 특성을 가지기 때문이다. 하지만, 다음 설계 기술은 또한 m-시퀀스 등과 같은 임의의 다른 코드들에 적용될 수 있다.

M=2^m인 길이의 각 골드 코드는 일반적으로 M ≤N인 고유한 M-포인트 공통 프리앰블을 나타낸다. 상이한 대역폭 종류들의 개수를 Q=2^q(q<m)로, k_min을 최소 대역폭 종류에 관한 인덱스라고 하자. 최소 대역폭 종류로 시작하여, 다음 연속적인 설계 규칙이 적용된다.

최소 대역폭 종류는 골드 코드의 처음 M_kmin=M/Q 칩들을 담고 있게 된다. 이 들 M_kmin 칩들은 최소 대역폭 종류의 N_min=2^kmin개의 서브캐리어들에 등거리로 할당되거나 할당되지 않을 수 있다. 이는 개별 시스템 설계에 의해 결정될 수 있다.

M_k 칩들이 k번째 대역폭 종류에 할당되고, k+1번째 대역폭이 골드 코드의 처음 2M_k 칩들을 담고 있다고 가정한다. 이들 2M_k 칩의 처음 절반은 k번째 대역폭 종류에 관한 칩들과 동일하다. 이는 k번째 대역폭 종류가 그것들의 서브캐리어들로의 할당을 결정한다는 것을 의미한다. 이들 2M_k 칩의 두 번째 절반은 k+1번째 대역폭 종류의 주파수에 떨어지는 서브캐리어들에 할당되지만, k번째 대역폭 종류의 주파수에는 떨어지지 않는다. 다시 이들 2M_k 칩들의 두 번째 절반이 할당되는 서브캐리어들의 위치들은 자유롭게 선택된다.

k번째 대역폭 종류의 MT에서의 수신기에서, 수신된 시간 영역 OFDM 심벌들(즉, 대역폭 종류 특정 FFT 전의)은, AP에 의해 보내진 처음 2^k개의 가장 덜 빈번한 서브캐리어들로만 만들어지는데, 이는 MT의 RF 프론트-엔드가 모든 다른 서브캐리어들을 필터링하기 때문이다. 그러므로, 프리앰블의 검출을 위해, MT는 오직 시간 영역에서 수신기 OFDM 심벌들과 골드 코드 섹션의 IFFT 변환된 버전을 상관할 필요가 있고, 이 경우 M_k 칩들이 k번째 대역폭 내의 M_k 개의 자유롭게 선택된 서브캐리어들에 할당된다.

이들 M_k개의 선택된 서브캐리어들에 대해, 어떠한 다른 데이터도 다중화되지 않는다면, MT가 AP와 MT 사이의 전달 함수를 추정하기 위해 파일럿 톤으로서 이들 M_k개의 서브캐리어들을 즉시 사용할 수 있는데(즉, 대역폭 특정 FFT 후), 이는 이들 서브캐리어들이 골드 코드의 처음 M_k개의 칩들에서의 알려진 샘플 값들로 바로 변조되기 때문이다.

일 예로서, 3개의 상이한 대역폭 종류들이 가정된다. 가장 큰 대역폭 종류는 64개의 FFT 계수들을 가지고, 두 번째로 가장 큰 대역폭 종류는 32개의 FFT 계수들을 가지며, 가장 작은 대역폭 종류는 16개의 FFT 계수들을 가진다. 이는 k_max=6이고, k_min=4임을 의미한다. 가장 큰 대역폭 종류에 관한 골드 시퀀스는 12개의 샘플들, 즉 Pr_6(i),i=1,..,12를 가진다. 도 22는 가장 큰 대역폭 종류에 관한 이러한 골드 시퀀스로부터 어떻게 시작하는지와, 12개의 선택된 서브캐리어들인 4,8,12,19,23,27,35,39,43,48,53,58로의 할당을 보여준다. 다른 대역폭 종류들에 관한 프리앰블 시퀀스과 그것들의 서브캐리어들로의 할당은 위 설계 규칙에 따라 결정된다. 도 22a는 가장 큰 대역폭 종류에 관한 프리앰블인 Pr_6(i)와 12개의 서브캐리어들로의 가능한 할당을 보여준다. 도 22b는 두 번째로 가장 큰 대역폭 종류에 관한 프리앰블인 Pr_5(i)와 6개의 서브캐리어들로의 도출된 할당을 보여준다. 도 22c는 가장 작은 대역폭 종류에 관한 프리앰블인 Pr_4(i)와 3개의 서브캐리어들로의 도출된 할당을 보여준다.

도 23은 도 1에 도시된 레이아웃에 기초하는 프리앰블 삽입에 관한 수단을 지닌 업링크 송신기(1A)의 레이아웃을 보여준다. 스위치(20)는 프리앰블 시퀀스나 OFDM 사용자 데이터 블록이 MT에 의해 업링크에서 송신되는지를 결정한다. 시간 영역 프리앰블 발생기(17)는 시간 영역에서 직접 프리앰블을 발생시킬 수 있거나 설계 규칙에 따라 주파수 영역에서 일시적인 프리앰블을 먼저 발생시킨 다음, N_{u _ tx} 포인트 IFFT를 통해 최종 시간 영역으로 이 일시적인 프리앰블을 변환할 수 있다. 시간 영역 프리앰블은 바람직하게는 메모리(미도시)다. 스위치(20)가 상부 위치에 있을 때, 시간 영역 프리앰블은 올바른 클록 레이트로 판독되고, OFDM 사용자 데이터 블록의 송신은 일시 중지된다.

업링크 수신기(일반적으로 도 4에 도시된 것과 같은)에서, 프리앰블 시퀀스는 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43) 및/또는 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(47s,47t)에 의해 이용된다. 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43)만이 프리앰블 시퀀스를 이용한다면, 도 4에 도시된 업링크 수신기(4)의 RF 프론트-엔드(40), ADC(41), 디지털 LPF(42) 및 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43)만이 프리앰블 시퀀스를 처리하게 된다. 또한 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(47s,47t)가 프리앰블 시퀀스를 이용하게 된다면, 업링크 수신기(4)의 공통 N_{u _ rx} 포인트 FFT 유닛(45), 윈도우잉 및 혼합 유닛(46s,46t) 및 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(47s,47t)가 또한 프리앰블 시퀀스를 처리하게 된다. GP 제거기(44)는 프리앰블의 실제 설계에 따라 디스에이블될 수 있다.

도 24는 도 7에 도시된 레이아웃에 기초하는 프리앰블 삽입을 위한 수단을 지닌 다운링크 송신기(7A)의 레이아웃을 보여준다. 스위치(80)는 AP가 다운링크에서 프리앰블 시퀀스나 OFDM 사용자 데이터 블록을 송신하는지를 결정한다. 시간 영역 프리앰블 발생기(79)는 시간 영역에서 직접 프리앰블을 발생시키거나, 고려중인 대역폭 종류의 종래의 FFT 인덱스 넘버링(numbering) 시스템에 관한 설계 규칙에 따라 주파수 영역에서 일시적인 프리앰블을 먼저 발생시킬 수 있다. 이후, 이 일시적인 프리앰블은 공통 FFT 유닛의 FFT 인덱스 넘버링 시스템으로 인덱스-이동(index-shifted)될 필요가 있고, 마지막으로 모든 대역폭 종류들에 관한 공통 N_{d_tx} 포인트 IFFT를 통해 시간 영역 프리앰블로 변환될 필요가 있다. 시간 영역 프리앰블은 바람직하게 메모리에 저장된다. 스위치가 더 낮은 위치에 있을 때, 시간 영역 프리앰블이 올바른 클록 레이트에서 판독되고, OFDM 사용자 데이터 블록의 송신이 일시 중지된다.

다운링크 수신기(일반적으로 도 11에 도시된 바와 같은)에서, 프리앰블 시퀀스는 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113) 및/또는 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(116)에 의해 이용된다. 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113)만이 프리앰블 시퀀스를 이용한다면, 도 11에 도시된 RF 프론트-엔드(110), ADC(111), 디지털 LPF(112) 및 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(113)만이 프리앰블 시퀀스를 처리하게 된다. 만약 또한 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(116)가 프리앰블 시퀀스를 이용한다면, N_{d _ rx} 포인트 FFT 유닛(115)과 주파수-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(116)가 또한 프리앰블 시퀀스를 처리하게 된다. GP 제거기(114)는 프리앰블의 실제 설계에 따라 디스에이블될 수 있다.

상이한 MT들로의 요구 및 상이한 MT들로부터의 요구시 또는 AP에 의해 규칙적으로 프리앰블들을 보내거나 받는 위의 제안은 본 발명에 따라 제안된 통신 시스템을 보충한다. 위의 제안은 MT의 전력 소비, 크기 및 비용을 크기 조정 가능하게 만들어, 임의의 하나의 알려진 무선 시스템보다 훨씬 더 큰 영역의 잠재적인 적용예를 커버한다.

알려진 통신 시스템과 새로운 통신 시스템 사이의 공존

다음에는, 심지어 동일한 주파수 대역에서도 알려진 OFDM 통신 시스템과 본 발명에 따른 OFDM 통신 시스템 사이의 공존을 설명하는 일 실시예가 기술된다.

공유하는 최대 하드웨어 성분과, 새로운 그리고 레거시 OFDM 시스템 모두의 MT들과의 가능한 동시 통신의 기본적인 요구 조건을 가지고 시작하면, 새로운 OFDM 시스템의 서브캐리어 이격 거리(spacing)(f_Δ)가 레거시 OFDM 시스템의 이격 거리로 설정되는 것이 이러한 요구 조건에 있어서는 중요하다. IEEE802.11a/n의 경우, 서브캐리어 이격 거리는 20㎒/64=312.5㎑이다. 새로운 OFDM 시스템의 업링크 보호 기간은 레거시 OFDM 시스템의 업링크 보호 기간과 같거나 더 크다고 가정되고, 다운링크 보호 기간은 양 시스템 모두에 관해 동일하다고 가정된다.

레거시 OFDM 시스템의 활동성을 새로운 OFDM 시스템의 MT들에게 알리기 위 해, AP는 AP가 레거시 시스템 모드에 있다면, 심지어 AP가 또한 동시에 새로운 시스템 모드에 있다면, f_Δ/4의 주파수에서의 연속적인 코사인 파형을 보낸다. 이는 AP가 오직 새로운 시스템 모드에 있을 때 연속적인 코사인 파형이 오직 존재하지 않는다는 것을 의미한다. 코사인 파형의 주파수는 채널 인코딩된 심벌들의 DC 서브캐리어에 가깝게 선택되는데, 이는 DC 서브캐리어가 레거시 OFDM 시스템이나 새로운 OFDM 시스템 어느 것에 의해서도 사용되지 않기 때문이다. 새로운 OFDM 시스템이 MT들은 레거시 OFDM 시스템의 존재를 통지할 주어진 주파수에서의 코사인 파형을 검출한다. 코사인 파형에서의 주파수, 또는 위상 또는 진폭 변조는 새로운 대역폭 비대칭 OFDM 시스템의 AP로부터 모든 MT들까지 매우 낮은 속도로 시그널링(signaling) 메시지를 운반하는 것이 가능하다. 이들 메시지는, 예컨대 레거시 시스템의 파라미터들을 담을 수 있다.

공존에 관한 교번 모드 실시예

레거시 OFDM 시스템과의 공존을 위한 교번 모드 실시예에 따르면, 일단 레거시 시스템 모드에서의 사용자 활동이 검출되면, AP가 새로운 시스템 모드와 레거시 시스템 모드 사이에서 그것의 동작을 번갈아 가며 행한다. 레거시 시스템의 사용자들을 검출할 목적으로, AP는 연속적인 코사인 파형을 보내 레거시 시스템의 사용자 스테이션에 의한 캐리어 감지를 위해 공유된 스펙트럼을 자유롭게 하여, 레거시 시스템 모드에서 AP와의 연관 프로세스를 시작하도록, 새로운 시스템에서의 모든 송 신을 일시적으로 중지할 수 있다. 시간 기간 내에서, 어떠한 연관 요구도 수신되지 않는다면, AP는 연속적인 코사인 파형을 보내는 것을 끝내고, 새로운 시스템에 관한 정상적인(normal) 모드로 다시 바뀐다.

적어도 하나의 레거시 시스템의 사용자가 AP와 연관된다면, AP는 연속적인 코사인 파형을 스위칭 온 또는 스위칭 오프함으로써 2개의 모드 사이에서 그것의 동작을 번갈아 가며 행한다. 각 모드에서의 지속 기간은 각 시스템에서의 트래픽 로드(load)나 또 다른 우선 순위 정책에 따라 결정된다. 레거시 시스템 모드에서의 최소 지속 기간은, 레거시 시스템에서 어떠한 활동도 주어진 시간 기간 동안 검출되지 않은 후 도달된다.

아래에는 새로운 대역폭 비대칭 OFDM 시스템의 송신기 성분과 수신기 성분이 어떻게 AP에서 레거시 OFDM 시스템에 관해 재사용될 수 있는지를 논의하게 된다. 이 논의는 도 4에 도시되고 위에서 기술된 업링크 수신기 아키텍처와, 도 7에 도시되고 위에서 기술된 다운링크 송신기 아키텍처에 기초한다.

도 4에 도시된 바와 같은 업링크 수신기 아키텍처를 참조하면, 레거시 시스템 802.11a/n을 지원하기 위해 AP에 관해 새로운 RF 프론트-엔드를 추가할 필요성이 없다. 업링크 보호 기간이 상이한 시스템들에 관해 상이하다면, 도 4에서의 GP 제어기(44)가 실제 시스템 모드에 관한 올바른 보호 기간 샘플들을 제거하게 된다. 레거시 시스템의 대역폭이 지원된 대역폭 종류들 중 하나의 대역폭과 일치하기 때문에, 공통

포인트 FFT(45)와 윈도우잉 및 혼합 유닛들(46s,46t)이 레거시 시스템을 위해 재사용될 수 있다.

윈도우잉 및 혼합은 레거시 OFDM 시스템의 N_L개의 FFT 계수들을 전달하고, 이러한 레거시 OFDM 시스템 위에서, 레거시 시스템을 위한 전용 대역폭 처리가 후속할 수 있다. 이는 도 4에서의 후속하는 윈도우잉 및 혼합 유닛들(36s,46t) 다음에는 유닛들이 수정 없이 재사용될 수 없다는 것을 의미한다. 그러므로 옵링크 수신기(4B)의 도 4의 레이아웃에 기초한 수정된 레이아웃이 도 25에 도시된 것처럼 제공된다. 시간-영역 주파수/위상/타이밍 오프셋 추정기(43)가 새로운 OFDM 시스템을 위해 설계되므로, 레거시 OFDM 시스템에 관한 시간 영역에서 전용 매칭 필터(53)가 추가되고, 이는 주파수 및 타이밍 획득을 위해, 레거시 OFDM 시스템의 짧은 프리앰블과 긴 프리앰블에 매칭된다. 또한, 종래의 설계에서 FFT 다음에 오도록 레거시 업링크 수신기 기저대역 서브시스템(54)이 제공된다.

블록(53,54)은 오직 AP가 레거시 시스템 모드에 있을 때 활동적이라는 점과, 블록(43,47 내지 52)은 AP가 새로운 시스템 모드에 있을 때에만 활동적이 되며, 나머지 블록들(40 내지 42 및 44 내지 46)은 어느 모드에서나 공통 블록들이라는 점이 주목되어야 한다.

도 7에 도시된 바와 같은 다운링크 송신기 아키텍처를 참조하면, 레거시 OFDM 시스템이 전용 기저대역 기능 블록을 주파수 영역에서의 전력-성형 LPF(72)까지 요구한다. 이는 전력-성형 LPF(72)를 가지고 재사용 가능성이 시작됨을 의미한다. 따라서 다운링크 송신기(7B)의 수정된 레이아웃(도 7의 레이아웃에 기초한)이 도 26에서 도시된 것과 같이 제공된다. 레거시 다운링크 송신기 기저대역 서브시스템(81)의 전용 기능 블록이 E7_{MT _u}(i) 벡터를 발생시키고, 이 벡터는 레거시 시스템의 N_L개의 FFT 계수들을 담고 있다. IEEE802.11a의 경우, N_L=64이다. 채널 특징과의 더 나은 매칭을 위해, 전력-성형 LPF(72)에 의해 E7_{MT _u}(i)에 대한 임의의 디지털 파형 성형 동작이 실행될 수 있다. 레거시 시스템의 대역폭이 지원된 대역폭 종류들 중 하나의 대역폭과 일치하기 때문에, 레거시 시스템의 N_L개의 스펙트럼 계수들을 공통 IFFT 유닛(74)의 N_{d _ tx} 포인트 윈도우 내의 올바른 위치들에 시프트하기 위해 그러한 대역폭 종류에 관한 인덱스 시프터가 재사용될 수 있다. IFFT 유닛(74) 후, GP 삽입기(75)가 시스템 모드와는 독립적으로 공통 보호 기간을 삽입하게 된다. 이후, 도 7에서의 DAC(77)와 RF 프론트-엔드(78)은 이후 레거시 시스템에 관해 완전히 재사용될 수 있다.

블록(81)이 AP가 레거시 시스템 모드에 있을 때에만 활동적이 되고, AP가 새로운 시스템 모드에 있을 때에만 블록(70 내지 72)이 활동적이 되며, 나머지 블록들(73 내지 78)은 어느 모드에나 있는 공통 블록들이다는 점이 주목되어야 한다. 또한, 새로운 시스템에 관해 발생되는, 도 26에서의 대표 벡터인 E7_MT는 2개의 시스템의 주파수 분할을 보장하기 위해, 레거시 서브시스템(81)의 주파수 대역 내에서 서브캐리어들을 담고 있지 않아야 한다.

공존을 위한 동시- 모드 실시예

공존을 위해, 위에서 설명된 번갈아 가며 행해지는 모드의 실시예는, 레거시 시스템 모드에서, 새로운 시스템에 관한 전체 대역폭의 한 부분만이 사용된다는 단점을 가진다. 공존을 위한 후속하는 동시-모드 실시예는, 만약 적어도 하나의 레거시 시스템의 사용자가 AP와 연관된다면, 새로운 OFDM 시스템의 모든 MT들이 레거시 시스템의 주파수 대역 밖에 있는 그것들의 대역폭 종류 내에서의 서브캐리어들을 통해, AP와 통신하는 것을 허용함으로써, 이러한 단점을 극복한다. 이는 연속적인 코사인 파형이 송신되는 한, 새로운 시스템의 모든 MT들과 AP는 레거시 시스템에 의해 점유된 주파수 대역 내에서 서브캐리어들을 사용하는 것이 자제된다. 이는 또한 새로운 시스템에서 사용된 파일럿 톤과 프리앰블에 적용한다.

레거시 시스템의 채널 인코딩된 심벌들이 새로운 시스템의 OFDM 심벌 타이밍과는 독립적으로 AP에 도착하기 때문에, 업링크 수신기에서의 레거시 시스템과 새로운 시스템 모두로부터의 채널 인코딩된 심벌들에 관한 동시 FFT가 어렵다. 그러므로, 도 4에 도시된 아키텍처의 RF 프론트-엔드(40)만이 2개의 시스템에 의해 동시에 사용되어야 하고, 이는 2개의 시스템에 관한 주파수 분할(즉, 어떠한 공유된 서브캐리어도 없음)로 인해 가능하다. 그러므로 업링크 수신기(4C)의 수정된 레이아웃(도 4의 레이아웃에 기초한)이 도 27에 도시된 바와 같이 제공된다. 공통 ADC 블록(41) 후, 레거시 시스템에 관한 모든 나머지 필수적인 기저대역 기능들에 관한 업링크 수신기 기저대역 서브시스템(55)을 포함하는 추가적인 독립 기저대역 브랜치가 사용되고, 이러한 레거시 시스템은 새로운 OFDM 시스템을 위한 기저대역 브랜 치에 관한 하드웨어 클록으로서 상이한 하드웨어 클록에서 실행될 수 있다.

새로운 시스템에 관한 FFT 유닛(45) 다음에 오는 윈도우잉 및 혼합 유닛(46s,46t)은 레거시 시스템의 주파수 대역 밖에 있는 재주문된 서브캐리어들만을 전달하게 된다. 보통 ADC(41) 바로 다음에 오는, 레거시 시스템을 위한 독립적인 기저대역 서브시스템(55)에서의 디지털 LPF 필터(미도시)는 레거시 시스템의 관련 대역폭만이 필터링되도록 주의한다.

도 27에 도시된 모든 블록들이 동시 모드에서 일반적으로 활동적이라는 점이 주목되어야 한다. 또한, 동시 모드를 위한 AP에서 다운링크 송신기가 도 26에 도시된 것과 같은 번갈아 가며 행해지는 모드를 위한 AP에서의 다운링크 송신기 아키텍처와 동일한 아키텍처를 가진다는 점이 주목되어야 한다. 유일한 차이점은 동시 모드에서 모든 블록이 일반적으로 활동적이라는 점인데, 이는 블록들(70 내지 72, 81)이 동시에 활동적이라는 것을 의미한다.

알려진 OFDM 시스템과 새로운 OFDM 시스템 사이의 공존을 가능하게 하는 위 제안은 본 발명에 따라 제안된 통신 시스템을 보충한다. 그것은 MT의 비용, 크기 및 전력 소비를 크기 조정 가능하게 만들어, 임의의 단일의 알려진 무선 시스템보다 훨씬 더 큰 영역의 잠재적인 응용예들을 커버하게 된다. 특히, 다음 새로운 기능들이 가능하게 된다.

a) AP는 새로운 대역폭 비대칭 OFDM 시스템의 MT에게, 레거시 OFDM 시스템이 활동적이 되었다는 것을 말할 수 있고, 레거시 OFDM 시스템에 의해 필요로 하는 모든 스펙트럼 자원들이 새로운 대역폭 비대칭 OFDM 시스템에 의해 사용되도록 하기 위해 차단된다는 점을 말할 수 있다.

b) AP는 2개의 시스템 모드 사이에서 스위칭할 수 있거나 나란히 2개의 상이한 OFDM 시스템들의 MT들과 통신할 수 있다.

또한, 레거시 OFDM 시스템을 위해 새로운 OFDM 시스템의 기저대역 유닛(예컨대, 소프트웨어 모듈)의 부분과 모든 RF 성분들을 재사용할 가능성이 존재한다는 점이 보여졌다.

프레임 구조

제안된 대역폭 비대칭 OFDM 시스템에 관해서, 도 28에 도시된 바와 같은 수퍼프레임 구조가 바람직하게 사용된다. 수퍼프레임은 다운링크(DL) 기간으로 시작하고, 이러한 다운링크(DL) 기간 다음에는 업링크(UL) 기간이 온다.

DL 기간은 DL 프리앰블들로 시작하고, 이러한 DL 프리앰블 다음에는 데이터와 파일럿 톤에 관한 p개의 다운링크 시간 슬롯들(TS)이 온다. 각 TS는 고정된 길이를 가지고, 예컨대 0.5㎳와 2㎳ 사이로 설정될 수 있다. UL 기간은 데이터 및 파일럿 톤에 관해 q개의 업링크 TS로 이루어진다. 각각의 UL TS는 DL 동기화 시퀀스(DL SCH) 다음에 오고, 그것의 전후에 TX-RX 턴어라운드(turnaround) 시간이 오는데, 이는 MT에서 수신기 모드로부터 송신기 모드로와, AP에서의 송신기 모드로부터 수신기 모드로 RF 프론트-엔드를 스위칭하기 위해 필요하다. 첫 번째 UL TS에 있어서는, DL SCH 다음에만 TX-RX 턴어라운드가 나타난다. TX-RX 턴어라운드 시간은 통산 2㎲ 미만이다. DL SCH는 MT들이 후속하는 TS를 위한 주파수/클록, 위상, 및 타이밍 조정을 행하기 위해 사용된다. MT 수신기가 DL SCH로 다시 동기화된 후, MT에서의 송신기는 동작이 MT에서의 수신기 모드로부터 송신기 모드로 스위칭한 후 MT 수신기에서의 주파수 및 위상에 고정되게 된다. 이는 송신기 모드(즉, DL SCH가 없는 경우)에서의 DL SCH로부터 얻어진 마지막 주파수/위상 정보에 기초하여 계속해서 실행되고 DL SCH 시퀀스의 주파수와 위상에 고정되는 내부 PLL을 통해 행해질 수 있다. DL SCH 시퀀스는 DL 프리앰블들 전체 또는 부분 집합과 동일하게 만들어질 수 있다. 각 대역폭 종류를 위한 양호한 자기상관 특성을 제공하기 위해, 각 대역폭 종류에서 충분한 개수의 서브캐리어를 담고 있어야 한다.

DL 프리앰블은 N_s개의 동일한 짧은 프리앰블과 N_l개의 동일한 긴 프리앰블로 이루어진다. 각각의 짧은 프리앰블과 긴 프리앰블은 각 대역폭 종류의 주파수 대역 내에서 충분히 많은 개수의 서브캐리어를 담고 있게 된다. 짧은 프리앰블은 루트 프리앰블(P1)의 시간-영역 단축화된 버전이고, 긴 프리앰블은 루트 프리앰블(P2)의 시간 영역 확장된 버전이다. 새로운 대역폭 비대칭 OFDM 시스템을 위한 루트 프리앰블(P1,P2)에 관한 가능한 설계가 위에서 설명되었다. 주파수/클록, 위상 및 타이밍 동기화 외에, 긴 프리앰블은 또한 DL 채널 추정을 위해 사용된다. AP는 DL 프리앰블들의 상이한 그룹들을 가질 수 있다. DL 프리앰블들의 각 그룹은 서브캐리어뿐만 아니라 특정 OVSF 및 스크램블 코드들과 연관되고, 이러한 서브캐리어는 상이한 대역폭 종류(i)들을 위해, 후속하는 공통 제어 채널들(CCCH-i)에 의해 사용된다. MT가 DL 프리앰블들의 그룹에 매칭된 후, 그것의 대역폭 종류(i)를 위한 후속하는 CCCH-i를 디코딩할 수 있게 된다.

AP는 CCCH-i를 통해 i번째 대역폭 종류의 MT들에 시스템 파라미터들을 보낸다. CCCH-i의 서브캐리어들은 i번째 대역폭 종류의 주파수 대역 내에 모두 있게 된다. CCCH-i는 사용된 서브캐리어들을 따라 행해지는 OVSF 스프레딩 및 스크램블링에 의해 또는 고려된 대역폭 종류의 스크램블링에 서브캐리어를 한 것에 걸치는 OVSF 스프레딩에 의해 다른 연결과 멀티플렉싱된다. 각 DL 기간의 CCCH-i에서, AP는 아래에 주어진 순서대로 MT들에 후속하는 정보 요소들을 보내게 된다.

1. 현재 DL 기간의 지속 기간과 후속하는 UL 기간의 지속 기간. DL 기간의 지속 기간과 UL 기간의 지속 기간이 고정되는 경우, 이 정보 요소는 생략될 수 있다.

2. 현재 DL 기간에서 데이터를 수신하고/수신하거나 후속 UL 기간에서 데이터를 송신하는 것으로 예상되는 고려된 대역폭 종류의 MT들의 식별자(ID)들. MT가 이러한 정보 요소에서 그것이 ID를 보지 않는다면, MT가 스스로 현재 수퍼프레임의 지속 기간 동안 휴지(sleeping) 모드로 들어갈 수 있다.

3. 이러한 정보 요소가 수신된 후 N개의 OFDM 심벌들이 효과를 발휘하는, 각각의 활동중인 MT를 위한 갱신된 DL 연결 파라미터들.

AP는 그것의 연결 상태가 변경된 마지막 수퍼프레임과 비교된다면, MT에 오직 갱신된 연결 파라미터를 보내게 된다. 그러한 변화의 이유는 다음과 같을 수 있다.

ⅰ) 새로운 연결이 설정된다. 이 경우 새로운 연결에 관련된 모든 파라미터 들(예컨대, OVSF 및 스크램블링 코드들, 채널 코딩 및 변조 모드)이 이러한 정보 요소에 의해 운반되게 된다.

ⅱ) 기존의 연결이 해제된다.

ⅲ) 온-고잉(on-going) 연결의 파라미터들(예컨대, OVSF와, 스크램블링 코드들, 사용된 채널 코딩과 변조)이 변경되어야 한다. 이 경우, 이러한 온-고잉 연결들의 새로운 파라미터들이 이러한 정보 요소에서 운반되게 된다.

또한, AP는 CCCH-i에서의 UL 랜덤 액세스 채널(RACH-i)의 파라미터들을 규칙적으로 또는 불규칙적으로 보낼 수 있다. UL RACH-i는 그것의 OVSF 코드들과 가능한 송신 시간 슬롯들이 동일한 대역폭 종류(i)의 모든 MT들에 의해 공유된다는 측면에서 정상적인 UL 사용자 데이터 채널(DCH)과는 상이하다. AP는 대역폭 종류(i)의 MT가 RACH-i에 액세스하기 위해, OVSF와 스크램블링 코드들의 m개의 가능한 집합들과 n개의 가능한 시간 슬롯이 존재함을 신호로 알릴 수 있다. 이러한 정보가 갱신될 때까지, 대역폭 종류(i)의 MT는 AP에 RACH-i를 통해 데이터를 보내기 위해, 단지 신호로 알려진 OVSF 및 스크램블링 코드 세트와 시간 슬롯들 중 하나를 고를 필요가 있다. 이는 W-CDMA 시스템과 유사하다.

UL 기간 전에, AP는 상이한 대역폭 종류 특정 공통 제어 채널들은 CCCH-i를 통해 활동중인 MT들에 다음 정보 요소들을 또한 보내게 된다.

1. 갱신된 UL 송신 전력. 이 정보 요소는 오직 AP가 마지막 UL 기간의 송신 전력을 변경하기를 원한다면 보내진다.

2. 각 활동중인 MT에 관해 갱신된 UL 연결 파라미터들. 이 정보 요소는 오직 DL의 경우에서처럼 동일한 이유들 중 하나 때문에 연결 갱신이 유발되는(trigger) 경우, 고려된 MT에 보내진다.

3. AP에서의 공통 기준들로부터의 수신된 업링크 OFDM 심벌들의 주파수, 위상 및 시작 시간 편차에 대한 정보. 이 정보는 그러한 편차가 임계값을 초과할 때에만 보내진다.

제안된 수퍼프레임 설계에서는 어떠한 UL 프리앰블도 존재하지 않는데, 이는 모든 대역폭 종류의 MT들이 우선 공통 기준들과의 업링크 주파수, 위상 및 OFDM 시작 시간 동기화를 행하기 위해 DL SCH를 사용할 수 있거나 사용하게 된다. AP에서의 공통 기준들로부터의 나머지 편차는, 대역폭 종류 특정 공통 제어 채널들인 CCCH-i를 통해 AP로부터의 피드백을 거쳐 조정될 수 있다.

업링크 송신 전력을 갱신 및/또는 UL 주파수, 위상 및 타이밍 기준들로부터의 편차를 더 자주 피드백할 필요성이 존재한다면, 매우 짧은 CCCH-i 기간(예컨대, 1-2 OFDM 심볼 길이의)이 도 28에서의 각 UL TS-j 전에 DL SCH와 TX-RX 턴어라운드 사이에 삽입될 수 있다. 이러한 짧은 CCCH-i의 용량이 모든 갱신 및 편차들을 운반하기에 충분히 크기 않다면, 가장 중대한 갱신 및 편차가 먼저 보내진다.

각 대역폭 종류(i)의 MT들은 제어/시그널링 데이터를 AP에 보내기 위해 RACH-i를 사용할 수 있다.

또한 AP와 MT 사이에 전용 DL 및/또는 UL 제어 채널(DCCH)을 설정하는 것이 가능하다. DCCH는 사용자 데이터를 위해 사용되는 DCH와 같은 방식으로 설정되고 해제된다. DCCH와 DCH가 모두 OVSF와 스크램블링 코드들의 고유한 조합을 사용하 고, 이들은 연결이 설정된 후 AP로부터 MT에 CCCH-i를 통해 신호로 알려진다. 다운링크 및 업링크 DCCH와 DCH가 각각 DL 데이터 및 파일럿 TS와 UL 데이터 및 파일럿 TS에서 보내진다.

절차들

제안된 대역폭 비대칭 OFDM 시스템들이 설계된 새로운 절차들로서 동작하는 것이 그 동작의 상이한 단계들에 관해 개발되었다.

네트워크 식별 및 동기화

2개의 CDMA 기반의 시스템 개념에 있어서, 멀티-네트워크 환경이 또한 동일한 주파수 대역에 걸쳐 생성될 수 있는데, 이는 업링크와 다운링크 모두에서의 스크램블링이, 이웃하는 AP들로부터의 간섭이 잡음들과 같이 행동하게 만들기 때문이다. MT는 네트워크 식별 및 동기화를 위한 다음 절차를 행한다. MT는 DL 프리앰블들의 가능한 그룹들 각각에 대한 수신 품질을 측정한 다음, 최상의 수신 품질을 지닌 것을 선택하고, 그것에 동기화시킨다. DL 프리앰블들 그룹 ID와, 상이한 공통 제어 채널들인 CCCH-i를 위해 사용된 스크램블링 코드(들) 사이에는 1:1 대응 관계가 있기 때문에, MT는 가장 좋은 DL 프리앰블들 그룹에 동기화된 후, CCCH-i에서 콘텐츠들의 디코딩을 시작할 수 있다. 각각의 DL 프리앰블들 그룹은 또한 가능한 서브캐리어들이 MT에 의해 사용되는 스크램블링 코드들의 집합과 연관되는데, 이는 스크램블링 코드들이 업링크에서는 MT와 서브캐리어 특정되어야 하고, 다운링크에 서는 AP와 대역폭 종류 특정되어야 하기 때문이다.

네트워크 결합 및 분리( Network association and dissociation )

CCCH-i로부터 MT는 네트워크와의 결합을 위해 모든 필수적인 시스템 파라미터들을 배우게 된다. 한 가지 중요한 파라미터는 랜덤 액세스 채널(RACH-i)의 액세스 파라미터들이다. RACH-i 채널은 RACH-i를 위해 예약된 가능한 OVSF 코드들의 한 그룹으로부터 하나의 OVSF 코드와, 가능한 업링크 시간 슬롯들의 한 집합으로써 하나의 시작 타임 슬롯을 임의의 선택함으로써 결정된다. RACH-i를 위한 각각의 OVSF 코드와 RACH-i를 위한 사용된 서브캐리어 사이에는 1:1 대응 관계가 존재한다. MT가 RACH 채널을 획득한 후에는, RACH-i를 통해 AP에 네트워크 결합 요구를 보낼 수 있다.

네트워크 결합 요구가 RACH-i를 통해 수신된 후, AP는 MT에 관한 업링크와 다운링크 모두를 위한 전용 제어 채널을 확립할 수 있다. 전용 제어 채널을 MT에 연결의 OVSF 코드를 알려줌으로써 확립된다. MT가 네트워크와 분리되기를 원한다면, 기존의 전용 업링크 제어 채널이나 RACH-i를 통해, AP에 단지 분리 요구를 보낸다. AP는 MT에 관한 분리를 개시할 수 있다.

연결 설정 및 해제( connection set up and release )

MT가 연결 설정을 개시하면, RACH-i나 기존의 전용 업링크 제어 채널을 통해 그러한 요구를 보내게 된다. 연결 설정 요구를 수신하게 되면, AP는 MT에 새로운 연결을 위한 OVSF 코드를 알리거나 그 시스템의 과부하(overload)로 인해 그러한 요구를 거절하게 된다. AP가 연결 설정을 개시하면, AP와 MT 사이의 전용 다운링크 제어 채널을 통해 또는 공통 DL 방송 채널(즉, CCCH-i)을 통해 그러한 요구를 MT에 통지하는 것을 보내게 된다. MT는 그러한 요구를 받아들이거나 거절할 수 있다.

MT나 AP가 설정 요구에 관한 제어 채널과 동일한 제어 채널을 통해 연결 해제할 수 있다. 이후 그 결과는 그러한 연결에 관한 모든 자원이 자유롭게 되는 것이다.

피어-투-피어 동작( peer - to - peer operation )

다음 논의는 도 28에 도시된 수퍼프레임 구조에 기초한다. 그 설계 목적은 새로운 OFDM 시스템들이 하드웨어가 피어-투-피어 통신을 위해 변경될 필요가 없는 것이다. 이는 피어-투-피어 통신이 소프트웨어 확장(extension)에 의해서만 인에이블된다는 것을 의미한다. 이는 다음에 설명된다.

피어-투-피어(p2p) 통신은 시스템의 특별한 서비스이다. MT가 그것을 사용하기를 원한다면, 그 서비스를 위한 AP로 등록할 필요가 있다. MT는 AP와 결합하기 위해 전술한 네트워크 결합 절차를 사용한 다음, p2p 서비스에 관해 등록하기 위해 전용 제어 채널이나 RACH-i를 사용한다. 이를 위해, MT는 그것의 p2p 서비스 등록 요구를 그것의 디바이스 ID와 p2p 그룹 ID와 함께 AP에 보낸다. AP는 MT가 p2p 그룹에 속하는지와 이러한 p2p 그룹을 위한 이용 가능한 충분한 자원이 존재하는지를 확인한다. 만약 그렇다면 AP는 등록된 p2p 서비스를 위한 다음 파라미터들을 MT에 알린다.

1. p2p 데이터 채널에 관한 프리앰블.

2. p2p 데이터 채널의 프리앰블과 동일할 수 있는 p2p ACK 채널에 관한 프리앰블.

3. p2p 데이터 채널에 관한 스프레딩 코드.

4. p2p 데이터 채널에 관한 스프레딩 코드와 동일할 수 있는 p2p ACK 채널에 관한 스프레딩 코드.

5. p2p 데이터 채널에 관한 스크램블링 코드.

6. p2p 데이터 채널에 관한 스크램블링 코드와 동일할 수 있는 p2p ACK 채널에 관한 스크램블링 코드.

7. p2p 데이터 채널에 관한 사용된 서브캐리어들.

8. p2p 데이터 채널에 관한 사용된 서브캐리어들과 동일할 수 있는 p2p ACK 채널에 관한 사용된 서브캐리어들.

9. p2p 서비스 만료 시간과 선택적으로 서비스 요금률(tariff rate).

p2p 서비스 등록 후, MT는 p2p 서비스를 사용할 준비가 된다. MT가 p2p 서비스를 사용하기를 원한다면, 데이터 채널 상에서 임의의 데이터가 수신되는지를 확인하기 위해 그것의 수신기를 청취 모드에 놓을 필요가 있다. 이는 p2p 데이터 채널에 관한 할당된 프리앰블, 스프레딩 코드들, 스크램블링 코드들 및 서브캐리어들을 그 특징으로 한다. p2p 서비스 패킷이 데이터 채널 상에서 수신된다면, MT는 그 패킷이 그것의 p2p 그룹 ID과 그것 자체의 MT ID를 목적지(destination) ID로서 담 고 있는지를 확인하게 된다. 만약 담고 있지 않다면, MT는 패킷을 무시하게 된다. 만약 담고 있다면, MT는 패킷을 처리하고, ACK 채널을 통해 ACK를 되돌려 보내며, 이는 p2p ACK 채널에 관한 할당된 프리앰블들, 스프레딩 코드들, 스크램블링 코드들, 및 서브캐리어들을 그 특징으로 한다.

MT는 그것이 보낼 자체 데이터를 가진다면, 송신 모드로 바뀐다. 이 경우, MT는 채널을 감지하고, p2p 데이터 채널을 획득하기 위해 종래의 또는 수정된 CSMA 프로토콜을 사용한다. 이후 그 채널 상에서 그것의 p2p 사용자 데이터를 보낸다. p2p 사용자 데이터가 보내진 후, MT는 수신 모드로 다시 바뀌고, ACK 채널을 청취한다. 타임아웃(timeout) 한계 내에서, 그것의 사용자 데이터 패킷에 관한 ACK가 수신된다면, 사용자 데이터는 성공적으로 송신된다. 그렇지 않으면, MT는 알로하(Aloha) 방식으로 송신을 반복할 필요가 있다. MT는 또한 더 이상 p2p 서비스를 필요로 하지 않으면 AP와의 p2p 서비스 등록을 해지(de-register)하거나, p2p 서비스 만료 시간에 도달하게 되면, p2p 서비스를 명백히 연장한다. 그렇지 않으면, AP는 등록 해지를 강요하게 된다.

도 29는 본 발명이 사용될 수 있는 통신 시스템의 간단한 블록도를 보여준다. 도 29는 특히 업링크 수신 유닛(4)과 다운링크 송신 유닛(7)을 가지는 액세스 포인트(AP)와, 업링크 송신 유닛(1)과 다운링크 수신 유닛(11)을 포함하는 2개의 단말기(MT1,MT2)를 보여준다. 예컨대, 그러한 통신 시스템은 원거리 통신 시스템일 수 있고, 이러한 원거리 통신 시스템에서는 액세스 포인트(AP)가 복수의 기지국 중 하나를 나타내고, 단말기(MT1,MT2)는 이동국 또는 다른 이동 디바이스를 나타낸다. 하지만, 통신 시스템은 또한 임의의 다른 타입의 것 및/또는 임의의 다른 목적을 위한 것일 수 있다.

요약( summary )

이러한 새로운 시스템 설계를 통해, 원칙적으로는 상이한 MT들로부터의 OFDM 심벌들이 동기화되어 AP에 도달해야 한다는 요구 조건이 제거되었다.

이는 각 서브캐리어를 따라 MT 특정 스크램블링 코드를 지닌 스크램블링과 OVSF 스프레딩을 결합함으로써 가능하게 된다. 하나의 단일 OFDM 서브캐리어를 고려하면, 새로운 시스템에서의 주파수 영역에서 업링크 스프레딩 및 스크램블링 동작이 W-CDMA 시스템에서의 시간 영역에서의 업링크 스프레딩과 스크램블링 동작과 등가이다. 그러므로, OFDM에 관한 업링크 타이밍 동기화 요구 조건이 W-CDMA에 관한 요구 조건으로 감소되고, 이는 원칙적으로 시간-비동기 업링크 송신을 허용한다. W-CDMA와 같이, MT 내의 채널화를 위한 OVSF 코드들이 사용되지만, 이제는 각 MT 대역폭 종류에 관해 사용된 서브캐리어들에 적용된다. 상이한 MT들이 스프레딩을 위해 동일한 OVSF 코드를 사용할 수 있는데, 이는 상이한 MT들을 다르게 하기 위한 표지(mark)로서 작용하는 긴 스크램블링 코드가 후속하기 때문이다. W-CDMA와는 다르게, 스크램블링 코드는 각 MT에 관해 오직 고유한 것이 아니지만, 각 서브캐리어에 관해서는 또한 고유한 것이다. 또한, MT와 서브캐리어 특정 스크램블링 코드들을 사용함으로써, ICI가 더 잘 방지될 수 있고, 이는 또한 클록 및/또는 주파수 오프셋, 및 도플러-시프트에 야기될 수 있다. ICI 추정에 관한 지원이 필요하 지 않다면, 하나의 단일 MT 특정 스크램블링 코드가 모든 서브캐리어에 관해 사용될 수 있다.

전술한 바와 같이, AP에서 상이한 MT들로부터의 OFDM 심벌들의 업링크 동기화는, 새로운 시스템 설계에 의해 더 이상 내재된 요구 조건이 되지 않는다. 하지만, 상이한 MT들로부터의 OFDM 심벌들이 너무 많이 동기화되지 않으면, 동시적 FFT는 가능하지 않고, 이는 수신기 복잡도를 상당히 증가시키게 된다. 그러므로, 상이한 MT들에 관한 타이밍 오프셋과 주파수/클록을 추정하고, 이들 추정한 것을 MT들에 피드백하여 그것들로 하여금 주파수/클록 및 타이밍을 조정하게 하기 위해 AP를 지원하도록 전용 수퍼프레임 구조가 임의로 제안된다. 그렇게 하는데 있어서, 상이한 MT들에 관한 OFDM 도착 시간들의 준-동기화가 얻어진다. 나머지 작은 오프셋들과 지터들은 허용할 수 있고, 역시 새로운 수신기 아키텍처에 의해 지원되는 오프셋 보상 기술들에 의해 더 감소될 수 있다.

본 발명에 따르면, 업링크 동기화 요구 조건을 감소시키기 위해 3가지 방법들이 적용될 수 있다: 즉,

1) OVSF 및 서브캐리어들을 따라 행해지는 스프레딩;

2) 수퍼프레임 구조(CCCH-i)에서 도시된 것과 같은 대역폭 적응 다운링크 공통/제어 채널을 통해 AP로부터 MT로의 업링크 동기 오프셋 피드백;

3) 수퍼프레임 구조에서의 특별한 다운링크 간격에 의해 도시된 것과 같은 업링크 송신을 시작하기 바로 전에, 각 MT에 의해 공통 다운링크 신호(DL SCH)로 재동기화하는 것.

모든 3가지 방법들은 서로에 관해 독립적으로 적용될 수 있지만, 그 결과는 3가지 방법 모두가 결합되어 적용되는 경우 달성될 수 있다.

요약하면, 본 발명에 따른 통신 시스템의 새로운 설계로부터 생기는 주요 기술적 도전은 다음과 같다.

상이한 대역폭들의 MT들은 AP와 상이한 시각(예컨대, TDMA, FDMA, CSMA 기반의) 또는 동일한 시각(예컨대, CDMA 기반의)에 통신할 수 있다.

주어진 대역폭 종류의 MT는 여전히 상이한 비트 레이트의 다중 연결을 가질 수 있다(각 단말기 종류 내의 다중-레이트).

상이한 대역폭들의 MT들로부터의 채널 인코딩된 심벌들 사이의 업링크 동기화.

상이한 대역폭들의 모든 MT들에 관한 단일 FFT/IFFT 엔진을 지닌 공통 OFDM 변조 및 복조 아키텍처에 의한 AP의 낮은 복잡도 구현.

상이한 대역폭들의 모든 MT들에 관한 AP에서의 공통 RF 채널 선택 필터를 사용하여 RF 프론트-엔드의 낮은 복잡도 구현.

채널 등화를 위한 효율적인 지원

간섭 완화를 위한 효율적인 지원

전치 왜곡 또는 전치 등화를 위한 효율적인 지원

ICI(inter-carrier-interference), ISI(inter-symbol-interference), 및 도플러-시프트(Doppler-shift)에 대한 강건함(robustness)

타이밍, 주파수, 위상 및 클록 오프셋에 대해 감소된 민감도

효율적인 MAC

레거시 무선 시스템들과의 스펙트럼 공존

본 발명은 이동 전화기와 기지국 또는 IEEE802.11a 시스템을 포함하는 원거리 통신 네트워크와 같은 전술한 실시예 중 어느 것에도 제안되지 않는다는 점이 주목되어야 한다. 본 발명은 일반적으로 임의의 기존 또는 미래의 통신 시스템과 단말기들 및 임의의 종류의 콘텐츠를 송신하기 위한 통신 시스템들과 같은 액세스 포인트들에 적용 가능하다. 본 발명은 또한 임의의 특별한 주파수 범위 또는 변조 기술에 제한되지 않는다.

본 발명이 도면과 전술한 설명에서 상세히 설명되고 예시되었지만, 그러한 예시와 설명은 예시적이거나 전형적인 것으로 간주되고, 제한하는 것은 아니며, 본 발명은 개시된 실시예에 제한되지 않는다. 개시된 실시예들에 대한 다른 변형예들은 도면, 개시물 및 첨부된 청구항의 연구를 통해, 주장된 본 발명을 실시하는 당업자에 의해 이해되고 실행될 수 있다.

청구항에서, "포함하는"이라는 단어는 다른 요소나 단계를 배제하지 않고, "하나의"라는 부정 관사는 복수를 배제하지 않는다. 단일 요소나 다른 유닛은 청구항에서 인용된 몇몇 아이템들의 기능을 수행할 수 있다. 일정한 방법이 서로 상이한 종속항에서 인용되고 있다는 단순한 사실은, 이러한 방법의 결합이 유리하게 사용될 수 없다는 것을 암시하는 것은 아니다.

청구항들에서의 임의의 참조 부호(sign)는 그 범위를 제한하는 것으로 여겨져서는 안 된다.

전술한 바와 같이, 본 발명은 구현 복잡성 및 동기화 요구조건의 감소를 필요로 하는 통신 시스템에 이용 가능하다.

Claims (38)

1. 통신 시스템으로서,

   무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 업링크 송신 유닛(1)을 각각 가지는 복수의 단말기와, 적어도 2개의 단말기로부터 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 수신하기 위한 업링크 수신 유닛(4)을 가지는 액세스 포인트를 포함하고, 상기 OFDM 신호는 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplex) 변조되는, 통신 시스템에 있어서,

   상기 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은, 상기 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작고, 적어도 2개의 업링크 송신 유닛과 그것들의 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은 상이한 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
2. 제 1항에 있어서,

   상기 액세스 포인트는 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 다운링크 송신 유닛(7)을 가지고, 적어도 2개의 단말기 각각은 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 수신하기 위한 다운링크 수신 유닛(11)을 가지며, 상기 액세스 유닛의 다운링크 송신 유닛은 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 상기 적어도 2개의 다운링크 수신 유닛들에 동시에 송신하기 위해 적응되고, 상기 다운링크 수신 유닛들은 상기 다운링크 송신 유닛으로부터 동시에 보내진 무선 주파수 OFDM 신호를 수 신하도록 적응되며,

   상기 다운링크 송신 유닛의 대역폭은 상기 다운링크 수신 유닛들의 대역폭보다 크고, 다운링크 송신 유닛은 다운링크 송신 유닛의 대역폭 이하이고 다운링크 수신 유닛의 대역폭과 같은 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하도록 적응되며, 상기 다운링크 수신 유닛을 통해 무선 주파수 OFDM 신호들이 수신되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,

   업링크 송신 유닛(1)과 다운링크 송신 유닛(7)은 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하기 위해 적응되고, 상기 무선 주파수 OFDM 신호들은 같은 채널 인코딩된 심벌 길이와, 상기 OFDM 신호들 사이의 같은 보호 간격(guard interval)을 가지는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,

   업링크 송신 유닛(1A) 및/또는 다운링크 송신 유닛(7A)은 프리앰블을 발생시켜 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들에 추가하기 위한 프리앰블 추가 수단(17,20;79,80)을 포함하고, 업링크 수신 유닛(4) 및/또는 다운링크 수신 유닛(11)은 수신된 무선 주파수 OFDM 신호들에서 프리앰블을 검출하고 평가하기 위한 프리앰블 평가 수단(43,47;113,116)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
5. 제 4항에 있어서,

   상기 프리앰블 추가 수단(17,20;79,80)은 골드 코드에 따른 프리앰블을 추가하기 위해 적응되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
6. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,

   복수의 단말기와 액세스 포인트는 입력 데이터 및 제어데이터와 통신하기 위한 수퍼프레임(superframe) 구조를 사용하기 위해 적응되고, 상기 수퍼프레임은

   - 다운링크 프리앰블과, 데이터 및 파일럿 톤(pilot tone)을 위한 다수의 다운링크 시간 슬롯들을 포함하는 다운링크 기간(DL 기간)과,

   - 데이터 및 파일럿 톤을 위한 다수의 업링크 시간 슬롯들을 포함하는 업링크 기간(UL 기간)으로서, 각 업링크 시간 슬롯 앞에는 후속하는 시간 슬롯을 위한 주파수/클록, 위상 및 타이밍 조정을 위한 다운링크 동기화 시퀀스, 단말기를 수신기 모드에서 송신기 모드로 바꾸고, 액세스 포인트를 송신기 모드로부터 수신기 모드로 바꾸기 위한 송신-수신 턴어라운드 간격(turnaround interval)이 오는, 업링크 기간(UL 기간)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
7. 제 6항에 있어서,

   다운링크 기간은 상이한 대역폭의 단말기를 위한 다수의 대역폭 종류 특정 공통 제어 채널을 포함하고, 상기 공통 제어 채널은

   - 현재의 다운링크 기간과 후속하는 업링크 기간의 지속 기간,

   - 현재의 다운링크 기간에서 데이터를 수신하고/수신하거나 후속하는 업링크 기간에서 데이터를 송신하도록 예상되는 대역폭 종류의 단말기를 식별하는 식별자,

   - 각각의 활동중인 단말기에 관해 갱신된 다운링크 연결 파라미터들,

   - 공통 제어 채널과 연관된 업링크 랜덤 액세스 채널의 파라미터들,

   - 갱신된 업링크 송신 전력,

   - 각각의 활동중인 단말기에 관해 갱신된 업링크 연결 파라미터들,

   - 액세스 포인트에 의해 보내진 공통 기준 신호로부터 수신된 업링크 채널 인코딩된 심벌들의 주파수, 위상 및 시작 시간 편차(deviation)에 대한 정보를 단말기로 송신하기 위해 액세스 포인트에 의해 사용되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
8. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,

   복수의 단말기와 액세스 포인트가 단말기들 사이의 직접적인 피어-투-피어(peer-to-peer) 통신을 가능하게 하고 수행하도록 적응되고,

   - 상기 단말기들은 액세스 유닛에 피어-투-피어 요구를 송신하고, 요구된 피어-투-피어 통신에 관해 부여된 자원들을 사용하여 데이터를 송신 또는 수신하기 위해 수신 모드나 송신 모드로 바꾸도록 적응되며,

   - 상기 액세스 유닛은 피어-투-피어 요구를 확인하고, 단말기에 부여된 자원들에 관한 파라미터 정보, 특히 프리앰블들, 스프레딩(spreading) 코드, 스크램블링 코드, 서브캐리어들, 만료 시간 및/또는 지속 기간의 송신을 포함하는 피어-투- 피어 요구시 단말기에 직접적인 피어-투-피어 통신을 위한 자원들을 부여하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 통신 시스템.
9. 각각 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 업링크 송신 유닛(1)과, 적어도 2개의 단말기로부터 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 수신하기 위한 업링크 수신 유닛(4)을 가지는 액세스 포인트를 가지고, 상기 OFDM 신호들은 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM) 변조되는, 제 1항에 따른 통신 시스템에서의 통신 방법에 있어서,

   상기 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은, 상기 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작고, 적어도 2개의 업링크 송신 유닛과 그것들의 송신된 무선 주파수 OFDM 신호들의 대역폭은 상이한 것을 특징으로 하는, 통신 방법.
10. 제 9항에 있어서,

    제 2항에 따른 통신 시스템에서 통신하기 위한 방법으로서,

    상기 액세스 포인트는 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호들을 송신하기 위한 다운링크 송신 유닛(7)을 가지고, 적어도 2개의 단말기 각각은 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 수신하기 위한 다운링크 수신 유닛(11)을 가지며, 상기 액세스 유닛의 다운링크 송신 유닛은 상기 무선 주파수 OFDM 신호들을 상기 적어도 2개의 다운링크 수신 유닛에 동시에 송신하도록 적응되고, 상기 다운링크 수신 유닛은 상 기 다운링크 송신 유닛으로부터 동시에 보내진 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하도록 적응되는, 통신 방법으로서,

    상기 다운링크 송신 유닛의 대역폭은 상기 다운링크 수신 유닛의 대역폭보다 크고, 다운링크 송신 유닛은 다운링크 송신 유닛의 대역폭 이하이고 다운링크 수신 유닛의 대역폭과 같은 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하도록 적응되며, 상기 다운링크 수신 유닛에 의해 무선 주파수 OFDM 신호들이 수신되는 것을 특징으로 하는, 통신 방법.
11. 제 1항에 따른 통신 시스템에서 사용하기 위한 단말기로서,

    상기 통신 시스템은 업링크 수신 유닛(4)을 가지는 액세스 포인트에 의한 수신을 위해 무선 주파수에서 무선 주파수 OFDM 신호를 송신하기 위한 업링크 송신 유닛(1)을 포함하고, 상기 업링크 수신 유닛(4)은 적어도 2개의 단말기로부터 상기 무선 주파수 OFDM 신호를 동시에 수신하기 위한 것이며, 상기 OFDM 신호는 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM) 변조되는, 단말기에 있어서,

    상기 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호의 대역폭은 상기 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작은 것을 특징으로 하는, 단말기.
12. 제 11항에 있어서,

    상기 업링크 송신 유닛(1)은

    - 하나 이상의 단말기를 지닌 하나 이상의 연결에 관한 입력 데이터 신호를 서브캐리어 거리(f_Δ)만큼 이격된

    

    주파수 서브캐리어들을 가지는 기저대역 OFDM 신호로 변환하기 위한 업링크 OFDM 변조 수단(10,11,18,19,12)과,

    - 기저대역 OFDM 신호를 무선 주파수 OFDM 신호로 변환하고, 서브캐리어 거리(f_Δ)의

    

    배인 대역폭을 가지는 상기 무선 주파수 OFDM 신호를 송신하기 위한 업링크 RF 송신 수단(16)을 포함하고,

    상기 업링크 OFDM 변조 수단과 상기 업링크 RF 송신 수단은 서브캐리어 거리(f_Δ)의

    

    배인 대역폭을 가지는 것을 특징으로 하는, 단말기.
13. 제 12항에 있어서,

    상기 업링크 OFDM 변조 수단은

    - 하나 이상의 입력 데이터 신호로부터

    

    개의 OFDM 서브캐리어를 포함하는 주파수 영역 OFDM 소스 신호를 유도하기 위한 하나 이상의 업링크 코딩 수단(10,11,18),

    - 하나 이상의 연결의 주파수 영역 OFDM 소스 신호를 추가하기 위한 업링크 추가 수단(19), 및

    - 기저대역 OFDM 신호를 얻기 위해, 추가된 주파수 영역 OFDM 소스 신호들에 대해

    

    -포인트 역 고속 푸리에 변환 동작을 수행하기 위한 업링크 IFFT 수단(12)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 단말기.
14. 제 13항에 있어서,

    상기 업링크 코딩 수단은

    - 하나 이상의 입력 데이터 신호의 비트들을 복소 값(complex valued) 채널 인코딩된 심벌로 맵핑하기 위한 업링크 심벌 발생 수단(10)과,

    - 주파수 영역 OFDM 소스 신호들을 얻기 위해, 입력 데이터 신호들의 복소 값 채널 인코딩된 심벌을

    

    개의 OFDM 서브캐리어들로 맵핑하기 위한 업링크 서브캐리어 맵핑 수단(11) 및

    - 주파수 영역 OFDM 소스 신호들에 대해 OVSF 스프레딩 코드 및 스크램블링 코드를 적용하기 위한 업링크 OVSF 스프레딩 및 스크램블링 수단(18)

    을 포함하는 것을 특징으로 하는, 단말기.
15. 제 14항에 있어서,

    상기 복수의 단말기의 업링크 OVSF 스프레딩 및 스크램블링 수단(18)은 업링크 송신 유닛 내의 각 연결을 위해 상이한 OVSF 스프레딩 코드를 적용하고, 각 서브캐리어와 각 업링크 송신 유닛에 관해 상이한 스프램블링 코드를 적용하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 단말기.
16. 제 11항에 있어서,

    제 2항에 따른 통신 시스템에서 사용하기 위한 것으로,

    무선 주파수에서 적어도 2개의 단말기에 무선 주파수 OFDM 신호들을 동시에 송신하기 위한 다운링크 송신 유닛(7)을 가지는 액세스 포인트에 의해 송신된 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하기 위한 다운링크 수신 유닛(11)을 포함하는, 단말기로서,

    상기 다운링크 송신 유닛의 대역폭은 상기 다운링크 수신 유닛의 대역폭보다 크고, 다운링크 송신 유닛은 다운링크 송신 유닛의 대역폭 이하이고 다운링크 수신 유닛의 대역폭과 같은 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하도록 적응되며, 상기 다운링크 수신 유닛에 의해 무선 주파수 OFDM 신호들이 수신되는 것을 특징으로 하는, 단말기.
17. 제 16항에 있어서,

    상기 다운링크 수신 유닛(11)은

    - 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하고, 수신된 무선 주파수 OFDM 신호를 기저대역 OFDM 신호로 변환하기 위한 다운링크 RF 수신 수단(110)과,

    -기저대역 OFDM 신호를 하나 이상의 연결의 하나 이상의 출력 데이터 신호로 복조하기 위한 다운링크 OFDM 복조 수단(115,122,120,121)을 포함하고,

    상기 다운링크 RF 수신 수단과 상기 다운링크 OFDM 복조 수단은 서브캐리어 거리(f_Δ)의

    

    배인 대역폭을 가지며,

    

    는

    

    이하인 것을 특징으로 하는, 단말기.
18. 제 17항에 있어서,

    상기 다운링크 OFDM 복조 수단은

    -

    

    개의 주파수 서브캐리어를 포함하는 주파수 영역 OFDM 신호를 얻기 위해, 기저대역 OFDM 신호에

    

    -포인트 고속 푸리에 변환 동작을 수행하기 위한 다운링크 FFT 수단(115)과,

    주파수 영역 OFDM 신호로부터 하나 이상의 출력 데이터 신호를 유도하기 위한 다운링크 디코딩 수단(122,120,121)을

    포함하는 것을 특징으로 하는, 단말기.
19. 제 18항에 있어서,

    상기 다운링크 디코딩 수단은

    -

    

    개의 주파수 서브캐리어에서 운반된 하나 이상의 연결의 OFDM 신호를 얻기 위해

    

    개의 주파수 서브캐리어를 디스프레딩하고 디스크램블링하기 위한 다운링크 OVSF 디스프레딩 및 디스크램블링 수단(122),

    - 상기 하나 이상의 연결의 주파수 영역 OFDM 신호의 디스프레딩되고 디스크램블링된

    

    개의 주파수 서브캐리어를 복소 값 채널 코딩된 심벌로 디맵핑(demapping)하기 위한 다운링크 서브캐리어 디맵핑 수단(120) 및

    - 상기 복소 값 채널 코딩된 심벌을 하나 이상의 출력 데이터 신호의 비트로 디맵핑하기 위한 하나 이상의 연결을 위한 하나 이상의 다운링크 채널 디코딩 및 디인터리빙(deinterleaving) 수단(121)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 단말기.
20. 제 15항 또는 제 19항에 있어서,

    업링크 OVSF 스프레딩 및 스크램블링 수단(122)은 OVSF 스프레딩 코드를 서브캐리어들을 거쳐 또는 서브캐리어들을 따라 적용하고, 뒤이어 주파수 영역 OFDM 소스 신호를 스크램블링하도록 적응되고, 다운링크 OVSF 디스프레딩 및 디스크램블링 수단은 서브캐리어마다 또는 모든 사용된 서브캐리어에 걸쳐

    

    개의 주파수 서브캐리어를 디스프레딩하고 디스크램블링하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 단말기.
21. 제 1항에 따른 통신 시스템에서 사용하기 위한 액세스 포인트로서,

    무선 주파수에서, 상기 무선 주파수 OFDM 신호를 송신하기 위한 업링크 송신 유닛(1)을 가지는 적어도 2개의 단말기로부터 무선 주파수 OFDM 신호를 동시에 수신하기 위한 업링크 수신 유닛(4)을 포함하고, 상기 OFDM 신호는 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM) 변조된, 액세스 포인트에 있어서,

    상기 업링크 송신 유닛과 송신된 무선 주파수 OFDM 신호의 대역폭은 상기 업링크 수신 유닛의 대역폭보다 작은 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
22. 제 1항에 있어서,

    상기 업링크 수신 유닛은

    - 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하고, 수신된 무선 주파수 OFDM 신호를 기저대역 OFDM 신호로 변환하기 위한 업링크 RF 수신 수단(40)과,

    - 하나 이상의 단말기와의 하나 이상의 연결의 하나 이상의 출력 데이터 신호로 상기 기저대역 OFDM 신호를 복조하기 위한 업링크 OFDM 복조 수단(45,46,51,52)을 포함하고,

    상기 업링크 RF 수신 수단과 상기 업링크 OFDM 복조 수단은 서브캐리어 거리(f_Δ)의

    

    배의 대역폭을 가지며,

    

    는 상기 복수의 단말기의

    

    이상인 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
23. 제 22항에 있어서,

    상기 업링크 OFDM 복조 수단은

    -

    

    개의 OFDM 서브캐리어를 포함하는 주파수 영역 OFDM 신호를 얻기 위해, 기저대역 OFDM 신호에

    

    -포인트 고속 푸리에 변환 동작을 수행하기 위한 업링크 FFT 수단(45)과,

    - 주파수 영역 OFDM 신호로부터 하나 이상의 출력 데이터 신호를 유도하기 위한 하나 이상의 업링크 복구(restoration) 수단(46,56,51,52)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
24. 제 23항에 있어서,

    상기 업링크 OFDM 복조 수단은 주파수 영역 OFDM 신호로부터 P개의 상이한 단말기로부터 송신된 P개의 출력 데이터 신호를 동시에 유도하기 위해, P개의 업링크 복구 수단(46s,56s,51s,52s,46t,56t,51t,52t)을 포함하고, P는 1보다 큰 정수이며, 상기 P개의 업링크 복구 수단의 대역폭은 상이하고, 복수의 단말기의 상이한 대역폭에 적응되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
25. 제 23항에 있어서,

    상기 업링크 OFDM 복조 수단은 주파수 영역 OFDM 신호로부터 출력 데이터 신호를 유도하기 위해 업링크 복구 수단(46,51,52)을 포함하고, 상기 업링크 복구 수단의 대역폭은 상기 데이터 신호가 송신된 단말기의 대역폭에 적응 가능한 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
26. 제 23항에 있어서,

    상기 업링크 복구 수단은

    - 주파수 영역 OFDM 신호의 수신된

    

    개의 OFDM 서브캐리어로부터

    

    개의 보내진 OFDM 서브캐리어를 재구성하기 위한 업링크 재구성 수단(46)으로서,

    

    개의 주파수 서브캐리어는 동시에 수신된 무선 주파수 OFDM 신호를 나타내는, 업링크 재구성 수단(46),

    - 재구성된

    

    개의 주파수 서브캐리어에서 운반된 하나 이상의 연결의 OFDM 신호를 얻기 위해, 재구성된

    

    개의 주파수 서브캐리어를 디스프레딩하고 디스크램블링하기 위한 업링크 OVSF 디스프레딩 및 디스크램블링 수단(56),

    - 하나 이상의 연결의 주파수 영역 OFDM 신호의 디스프레딩되고 디스크램블링된

    

    개의 주파수 서브캐리어를 복소 값 채널 코딩된 심벌로 디맵핑하기 위한 업링크 서브캐리어 디맵핑 수단(51) 및

    - 상기 복소 값 채널 코딩된 심벌을 출력 데이터 신호의 비트로 디맵핑하기 위한 하나 이상의 연결을 위한 하나 이상의 업링크 채널 디코딩 및 디인터리빙 수단(52)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
27. 제 26항에 있어서,

    상기 업링크 재구성 수단(46)은 본질적으로 주파수 영역

    

    포인트 OFDM 신호의

    

    /2개의 처음 서브캐리어와

    

    /2개의 마지막 서브캐리어를 선택함으로써, 주파수 영역 OFDM 신호의

    

    개의 주파수 서브캐리어로부터

    

    개의 주파수 서브캐리어를 재구성하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
28. 제 21항에 있어서,

    업링크 수신 유닛(4A)은

    - 제 1 통신 시스템의 단말기로부터 수신된 주파수 영역 OFDM 신호로부터 제 1 데이터 신호를 유도하기 위한 제 1 업링크 디코딩 수단(43,47 내지 52,56)과,

    - 상기 제 1 통신 시스템과는 상이한 제 2 통신 시스템의 단말기로부터 수신된 주파수 영역 OFDM 신호로부터 제 2 데이터 신호를 유도하기 위한 제 2 업링크 디코딩 수단(53,54)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
29. 제 21항에 있어서,

    제 2항에 따른 통신 시스템에서 사용하기 위한 것으로,

    무선 주파수에서, 무선 주파수 OFDM 신호를 상기 무선 주파수 OFDM 신호를 수신하기 위한 다운링크 수신 유닛(11)을 가지는 적어도 2개의 단말기에 동시에 송신하기 위한 다운링크 송신 유닛(7)을 포함하는, 액세스 포인트로서,

    상기 다운링크 송신 유닛의 대역폭은 상기 다운링크 수신 유닛의 대역폭보다 크고, 상기 다운링크 송신 유닛은, 상기 다운링크 송신 유닛의 대역폭 이하이고, 상기 다운링크 수신 유닛의 대역폭과 같은 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호들을 발생시키고 송신하도록 적응되며, 상기 다운링크 수신 유닛에 의해 무선 주파수 OFDM 신호가 수신되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
30. 제 29항에 있어서,

    상기 다운링크 송신 유닛(7)은

    - 단말기와의 하나 이상의 연결을 위해 하나 이상의 입력 데이터 신호를 서브캐리어 거리(f_Δ)로 이격된

    

    개의 주파수 서브캐리어를 가지는 기저대역 OFDM 신호로, 입력 데이터 신호의 변조를 위한 상기

    

    개의 주파수 서브캐리어의

    

    를 사용하여, 변환하기 위한 다운링크 OFDM 변조 수단(70,71,82,83,73,74)으로서,

    

    는

    

    이하인, 다운링크 OFDM 변조 수단(70,71,82,83,73,74)과,

    - 기저대역 OFDM 신호를 무선 주파수 OFDM 신호로 변환하고, 상기 서브캐리 어 거리(f_Δ)의

    

    배인 대역폭을 가지는 상기 무선 주파수 OFDM 신호를 송신하기 위한 다운링크 RF 송신 수단(78)을 포함하고,

    상기 다운링크 OFDM 변조 수단과 상기 다운링크 RF 송신 수단은 상기 서브캐리어 거리(f_Δ)의

    

    배인 대역폭을 가지는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
31. 제 30항에 있어서,

    상기 다운링크 OFDM 변조 수단은

    - 하나 이상의 입력 데이터 신호로부터 하나 이상의 주파수 영역 OFDM 소스 신호를 유도하기 위한 하나 이상의 다운링크 코딩 수단(70,71,82)으로서, 상기 주파수 영역 OFDM 소스 신호는

    

    개의 OFDM 서브캐리어를 포함하고, 상기 서브캐리어 거리(f_Δ)의

    

    배는 입력 데이터 신호가 송신되는 단말기의 대역폭인, 하나 이상의 다운링크 코딩 수단(70,71,82),

    - 하나 이상의 연결의 주파수 영역 OFDM 소스 신호들을 추가하기 위한 제 1 다운링크 추가 수단(83),

    - 추가된 주파수 영역 OFDM 소스 신호들의

    

    개의 주파수 서브캐리어 로부터

    

    개의 주파수 서브캐리어를 얻기 위한 다운링크 구성 수단(73), 및

    - 기저대역 OFDM 신호를 얻기 위해, 추가된 주파수 영역 OFDM 소스 신호들의

    

    개의 주파수 서브캐리어에 대해

    

    -포인트 역 고속 푸리에 변환 동작을 수행하기 위한 다운링크 IFFT 수단(74)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
32. 제 31항에 있어서,

    상기 다운링크 코딩 수단은

    - 하나 이상의 입력 데이터 신호의 비트를 복소 값 채널 인코딩된 심벌로 맵핑하기 위한 다운링크 심벌 발생 수단(70)과,

    - 주파수 영역 OFDM 소스 신호를 얻기 위해,

    

    개의 OFDM 서브캐리어로 입력 데이터 신호의 복소 값 채널 인코딩된 심벌을 맵핑하기 위한 다운링크 서브캐리어 맵핑 수단(71) 및

    - 주파수 영역 OFDM 소스 신호들에 대해 OVSF 스프레딩 코드 및 스크램블링 코드을 적용하기 위한 다운링크 OVSF 스프레딩 및 스크램블링 수단(83)을

    포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
33. 제 31항 또는 제 32항에 있어서,

    상기 다운링크 OFDM 변조 수단은

    - 각각 하나 이상의 상기 다운링크 코딩 수단, 하나의 제 1 다운링크 추가 수단 및 하나의 다운링크 구성 수단을 포함하고, 상이한 단말기의 상이한 대역폭을 위해 적응되는, 하나 이상의 MT 다운링크 코딩 수단(70s,71s,82s,70t,71t,82t)과,

    - 상기 MT 다운링크 코딩 수단에 의해 제공된 주파수 서브캐리어 신호를 추가하기 위한 제 2 다운링크 추가 수단(84)을

    포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
34. 제 31항에 있어서,

    상기 다운링크 구성 수단(73)은 본질적으로

    

    /2개의 처음 서브캐리어를 주파수 영역

    

    개의 OFDM 신호의

    

    /2개의 처음 서브캐리어로 맵핑하고,

    

    /2개의 마지막 서브캐리어를

    

    /2개의 마지막 서브캐리어로 맵핑하고, 나머지

    

    -

    

    개의 사용되지 않은 서브캐리어를 0으로 설정함으로써, 기저대역 OFDM 신호를 얻기 위해 적응되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
35. 제 26항 또는 제 32항에 있어서,

    상기 업링크 OVSF 디스프레딩 및 디스크램블링 수단(56)은 모든 사용된 서브캐리어에 걸쳐 또는 서브캐리어마다

    

    개의 주파수 서브캐리어를 디스크램블링하고 디스프레딩하도록 적응되고, 다운링크 OVSF 스프레딩 및 스크램블링 수단(82)은 서브캐리어들을 따라 또는 서브캐리어들에 걸쳐 OVSF 스프레딩 코드를 적용하고, 뒤이어 주파수 영역 OFDM 소스 신호들의 스크램블링을 위해 적응되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
36. 제 21항 또는 제 29항에 있어서,

    상기 액세스 포인트의 업링크 수신 유닛(4)과 다운링크 송신 유닛(7)은 각각 상이한 대역폭을 가지는 무선 주파수 OFDM 신호를 수신 및 송신하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
37. 제 29항에 있어서,

    다운링크 송신 유닛(7B)은

    - 제 1 통신 시스템의 단말기로의 송신을 위해 데이터 신호로부터 제 1 주파수 영역 OFDM 소스 신호를 유도하기 위한 제 1 다운링크 코딩 수단(70,71,82)과,

    - 상기 제 1 통신 시스템과는 상이한 제 2 통신 시스템의 단말기로의 송신을 위해 데이터 신호로부터 제 2 주파수 영역 OFDM 소스 신호를 유도하기 위한 제 2 다운링크 코딩 수단(81)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.
38. 제 21항 또는 제 29항에 있어서,

    상기 다운링크 송신 유닛(7)은 다운링크 수신 유닛(11)에 의한 수신 및 평가를 위해, 표시기(indicator) 신호를 송신하기 위한, 특히 복수의 레거시(legacy) OFDM 통신 시스템에서 제 2 통신 시스템의 존재 또는 부재를 표시하는, DC 서브캐리어에 가까운 주파수를 가지는 연속적인 코사인 파형을 송신하기 위한 표시기 송신 수단(78)을 포함하고, 상기 다운링크 수신 수단(11)은 상기 표시기 신호를 수신하고 평가하기 위한 표시기 수신 수단(110)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 액세스 포인트.

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