CN102347868B - 一种宽带ofdm系统中的相对时延测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了宽带OFDM系统中的相对时延测量方法，在进行发送通道相对时延测量时，通过发送频域序列的不同子载波区分不同发送通道，并设置发送通道的频域序列满足相应时域序列为周期序列，从而在发送通道发送时域序列时只需要发送其中一个周期数据，以尽量少地占用系统时间；根据接收的各个发送通道发送的一个周期的数据确定相应整个时域周期序列对应的频域序列，并利用该频域序列中每个发送通道所对应非零子载波的相位差，根据相对时延与相位成正比的关系计算相对时延，从而提高相对时延的测量精度。

Description

一种宽带OFDM系统中的相对时延测量方法

技术领域

本发明涉及时延测量技术，特别涉及一种宽带OFDM系统中的相对时延测量方法。

背景技术

现有的天线相对时延测量的背景技术中，一种是相关峰值检测法，主要采用发送序列与接收序列进行相关检测的方法求取其互相关峰值位置，获得一个采样间隔精度的时延数据，由升余弦滤波器插值算法适当提高通道时延测量精度，其中，在发送环回时延校准中，主要采用码分的方法区分各个发送通道；另一种是相位法，由群时延一定条件下引起相位随频率线性变化的原理利用两个窄带频率信号获取每个通道在两个频率点上的相位变化量，由两个通道在此两个频率点上的相位变化量的差值计算两个通道间的相对时延。

相关峰值检测法计算通道时延的算法中计算量较大，时延测量结果精度较低，同时在发送环回时延测量中采用码分法区分各个发送通道时也会引入误差；相位法技术通过两个发送通道在相同的两个频点上依次发送序列测量两个通道间的相对时延的方法，即通过两次占用系统时间来区分两个发送通道，当测量多个通道间的相对时延时的时间复杂度较大。

发明内容

本发明提供了一种宽带OFDM系统中发送通道和接收通道的相对时延测量方法，能够在占用较少系统时间的前提下提高时延测量的精度。

为实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：

一种宽带OFDM系统中发送通道相对时延的测量方法，包括：

a、确定所有发送通道上发送的用于时延测量的频域序列为：

其中，

，k₁和k₂分别为所述OFDM系统的可用子载波中编号最小和最大的子载波索引，2^H为所述OFDM系统一个OFDM符号长度，k为子载波的索引；

b、将步骤a确定的频域序列中的非零子载波分配给各个发送通道，确定每个发送通道的频域序列，其中，每个非零子载波仅分配给一个发送通道，每个发送通道至少被分配两个非零子载波，且接收频域序列中每个发送通道的相邻非零子载波上的相位变化量小于π；

c、根据步骤b确定的每个发送通道的频域序列，确定相应发送通道的时域周期序列，在每个发送通道的所述时域周期序列中选择一个周期的数据，并在该周期的数据前加上循环前缀后从相应发送通道进行发送；

d、在接收端接收各个发送通道发送的序列，对接收的序列进行2^m点的FFT变换，再将变换结果乘以2^H-m，得到频域序列Y(k)；

e、根据频域序列Y(k)，确定任一发送通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量，并根据所述相位角变化量与相对时延成正比的关系，计算相应发送通道i的相对时延。

较佳地，所述将确定的频域序列中的非零子载波分配给各个发送通道为：

将确定的频域序列中的非零子载波等间隔依次循环分配给各个发送通道；每个发送通道的频域序列为：

其中，i＝1，2，…，p·，c＝0，1，2，…，cn(i)，p为发送通道的总数，i为发送通道的索引，m满足条件n_t为所有发送通道中发送相对时延的绝对值最大值。

较佳地，对于任一发送通道i，所述在频域序列Y(k)中发送通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量为：在频域序列Y(k)中确定该发送通道i对应的任意两个相邻非零子载波，计算该两个相邻非零子载波的采样值的复数比值确定该复数比值对应的相位角

为所述相位角变化量Δθ；

所述计算相应发送通道i的相对时延为：利用

计算发送通道i的相对时延。

较佳地，对于任一发送通道i，所述在频域序列Y(k)中发送通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量为：在频域序列Y(k)中确定该发送通道i对应的所有非零子载波，计算其中每两个相邻非零子载波采样值的复数比值

再对所有复数比值对应的相位角

求均值将该均值作为所述相位角变化量Δθ；

所述计算相应发送通道i的相对时延为：利用

计算发送通道i的相对时延。

较佳地，所述将确定的频域序列中的非零子载波分配给各个发送通道为：

将确定的频域序列中连续num个非零子载波依次分配给各个发送通道，

；

每个发送通道的频域序列为：其中，i＝1，2，…，p.，a＝0，1，…，num-1，p为发送通道的总数，i为发送通道的索引，m满足条件

n_t为所有发送通道中发送相对时延的绝对值最大值。

较佳地，对于任一发送通道i，所述在频域序列Y(k)中发送通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量为：在频域序列Y(k)中确定该发送通道i对应的任意两个相邻非零子载波，计算该两个相邻非零子载波的采样值的复数比值

确定该复数比值对应的相位角

为所述相位角变化量Δθ；

所述计算相应发送通道i的相对时延为：利用

计算发送通道i的相对时延。

较佳地，对于任一发送通道i，所述在频域序列Y(k)中发送通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量为：在频域序列Y(k)中确定该发送通道i对应的所有非零子载波，计算其中每两个相邻非零子载波采样值的复数比值

再对所有复数比值对应的相位角

求均值

将该均值作为所述相位角变化量Δθ；

所述计算相应发送通道i的相对时延为：利用

计算发送通道i的相对时延。

一种宽带OFDM系统中接收通道相对时延的测量方法，包括：

a、确定一个发送通道上发送的用于时延测量的频域序列为：

其中，

，k₁和k₂分别为所述OFDM系统的可用子载波中编号最小和最大的子载波索引，2^H为所述OFDM系统一个OFDM符号长度，k为子载波的索引，m满足

和2^m＞2n_r，n_r为所有接收通道中接收相对时延的绝对值最大值；

b、根据所述频域序列确定所述发送通道的时域周期序列，在该时域周期序列中选择一个周期的数据，并在该周期的数据前加上循环前缀后从所述发送通道进行发送；

c、在每个接收通道上接收发送通道发送的时域序列，对任一接收通道i上的接收序列y_i(n)，对其进行2^m点的FFT变换，并将变换结果乘以2^H-m，得到该接收通道i的接收频域序列Y_i(k)；

d、根据任一接收通道的所述接收频域序列Y_i(k)，确定该接收通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量，并根据所述相位角变化量与相对时延成正比的关系，计算相应发送通道i的相对时延。

较佳地，对于任一接收通道i，所述确定该接收通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量为：在接收频域序列Y_i(k)中确定该接收通道i对应的任意两个相邻非零子载波，计算该两个相邻非零子载波的采样值的复数比值

确定该复数比值对应的相位角

为所述相位角变化量Δθ；

所述计算相应接收通道i的相对时延为：利用计算接收通道i的相对时延。

较佳地，对于任一接收通道i，所述确定该接收通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量为：在接收频域序列Y_i(k)中确定该接收通道i对应的所有非零子载波，计算其中每两个相邻非零子载波采样值的复数比值

再对所有复数比值对应的相位角

求均值将该均值作为所述相位角变化量Δθ；

所述计算相应发送通道i的相对时延为：利用

计算发送通道i的相对时延。

由上述技术方案可见，本发明中，在进行发送通道相对时延测量时，通过发送频域序列的不同子载波区分不同发送通道，并设置发送通道的频域序列满足相应时域序列为周期序列，从而在发送通道发送时域序列时只需要发送其中一个周期数据，以尽量少地占用系统时间；根据接收的各个发送通道发送的一个周期的数据确定相应整个时域周期序列对应的频域序列，并利用该频域序列中每个发送通道所对应非零子载波的相位差，根据相对时延与相位成正比的关系计算相对时延，从而提高相对时延的测量精度。

在进行接收通道相对时延测量时，设置发送通道的频域序列满足其相应时域序列为周期序列，从而在发送通道发送时域序列时只需要发送其中一个周期数据，以尽量少地占用系统时间；根据接收通道接收的一个周期的数据确定相应整个时域周期序列对应的频域序列，并利用该频域序列中的非零子载波的相位差，根据相对时延与相位成正比的关系计算相对时延，从而提高相对时延的测量精度。

附图说明

图1为实施例一中的发送通道相对时延测量的流程示意图；

图2为实施例二中的接收通道相对时延测量的流程示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术手段和优点更加清楚明白，以下结合附图对本发明做进一步详细说明。

本发明中，进行发送通道的相对时延测量时，在各个发送通道发送数据，由一个接收通道在设定的接收时刻接收所有发送通道发送的数据，每个发送通道的相对时延指相对于设定的接收时刻的相对时延；同时，多个发送通道发送的数据如果通过频分方式进行区分，则每个发送通道占用不同的子载波进行数据发送，那么一个发送通道占用的任意两个非零子载波间的相位角变化与该通道的相对时延成正比。基于此，可以在进行发送通道时延测量时，为不同的发送通道分配不同的子载波资源，并且为同一发送通道分配至少两个子载波，在接收端通过子载波区分不同的发送通道，并利用发送通道占用的非零子载波间的相位角变化，计算相应发送通道的相对时延。

进行接收通道的相对时延测量时，在一个发送通道上发送数据，由各个接收通道在各自设定的接收时刻接收发送通道发送的数据，每个接收通道的相对时延指相对于该通道设定的接收时刻的相对时延；同时，多个接收通道各自进行数据接收，对于每个接收通道，其接收的数据对应的不同非零子载波间的相位角变化与该接收通道的相对时延成正比。基于此，可以在进行接收通道时延测量时，由一个发送通道发送数据，利用任一接收通道接收的数据中不同非零子载波间的相位角变化，计算相应接收通道的相对时延。

另外，本发明中，发送通道即指发送天线，接收通道即指接收天线。

上述即为本发明中进行相对时延测量的基本原理和思路。接下来，通过具体实施例详细描述本发明的具体实现。

实施例一：

本实施例中，对发送通道进行相对时延的测量。如前所述，由多个发送通道同时发送信号，一个接收通道在设定的时刻进行信号接收。图1为本发明中发送通道相对时延测量的具体流程图，如图1所示，该方法包括：

步骤101，确定所有发送通道上发送的用于时延测量的频域序列。

本步骤需要确定用于时延测量的序列占用的频域资源。其中，从实现的角度考虑，为了尽可能少地占用系统的时域资源，减小发送序列长度，可以限制发送信号的频域序列X(k)在等间隔位置处的子载波上为非零值，其它子载波上均为零值，使得此频域序列相应的时域序列为周期序列。这样，在进行时域序列发送时，可以仅发送一个周期的数据，从而大大减少占用的系统时域资源。同时，考虑各个发送通道发送数据到达接收通道的时延影响，以及为抑制发送序列前的系统状态对接收数据的干扰，需要在确定发送的一个周期的数据前加上循环前缀。

接下来，推导本实施例中用于时延测量的频域序列。设X(k)k＝0，1，2，…，2^H-1.为宽带OFDM系统中共2^H个并行的子载波资源，发送时域序列的一个周期长度的二进制位数为m，即此时一个周期的长度为2^m，则该时域序列对应的频域序列需满足：

X(k)＝0 k≠l·2^H-m，l＝0，1，…，2^m-1.            (1)

频域序列X(k)为防止两端数据的干扰，两端的数据均为零值作为频率保护间隔，即对于常数0≤k₁＜k₂≤2^H-1，仅k₁≤k≤k₂上的子载波用于传递数据，也即k₁和k₂分别为OFDM系统的可用子载波中编号最小和最大的子载波索引，两端数据设为零值作为保护频带，此时

X(k)＝0 k＜k₁|k＞k₂.                               (2)

设

l_min＝int(k₁/2^H-m)+1                               (3)

l_max＝int(k₂/2^H-m)                                 (4)

综上，可以确定时域发送序列为一个周期长度2^m加上一个循环前缀时，可用的频域资源为k＝l·2^H-m(l_min≤l≤l_max)上的子载波，即此时发送频域序列需满足：

当频域序列为(5)所示时，对应的时域序列为周期序列，由于整个OFDM发送周期序列时其相应的接收序列理论上亦为周期序列，故可以只发送一个周期的序列加上一个循环前缀，然后根据接收的一个周期长度的序列进行周期拓展获取整个OFDM发送情况下相应的接收序列，采用此方法可以有效地减少系统占用的时域资源。

步骤102，将步骤101确定的频域序列中的非零子载波分配给各个发送通道，确定每个发送通道的频域序列。

在进行非零子载波分配时，将k＝l·2^H-m(l_min≤l≤l_max)上的非零子载波分配给各个发送通道，即采用频分的方法区分不同的发送通道。为保证准确计算发送通道的相对时延，进行非零子载波分配时需要满足如下条件：

(1)每个非零子载波仅分配给一个发送通道，从而实现通过频分区分不同的发送通道；

(2)每个发送通道至少被分配两个非零子载波，从而可以利用两个非零子载波间采样值间的相位变化量计算相对时延；

(3)同一发送通道上的相邻两个非零子载波上的相位变化量小于π，从而避免相位模糊，准确计算相对时延。

在满足上述条件的前提下，具体进行非零子载波资源分配的方式可以灵活选择。例如，可以将连续的几个非零子载波分配给一个发送通道，也可以将非零子载波等间隔依次循环分配给各个发送通道，后者的计算结果更能反映通道在整个频段上的平均时延，即群时延。当然，具体的分配方式不仅限于上述举例的两种，也可以采用其他满足前述3个条件的分配方式。

根据非零子载波的具体分配方式，可以确定每个发送通道的频域序列X_i(k)。以下以前述两个举例的分配方式为例，说明相应的发送通道频域序列。

一、将连续的几个非零子载波分配给一个发送通道

每个发送通道分配的非零子载波个数

(6)第i个发送通道的频域序列为：

其中，i＝1，2，…，p表示发送通道的索引，a＝0，1，…，num-1，p为发送通道的总数。

为满足前述条件(2)，第i个发送通道分配的非零子载波个数num需要满足num≥2，即l_max-l_min+1≥2p，l_max-l_min+1≥2p，于是得int(k₂/2^H-m)-int(k₁/2^H-m)≥2p

$\⇒k_2-k_1>2p\·2^{H-m}---\left(8\right)$

$\⇒2^m>\frac{2p\·2^H}{k_2-k_1}$

设接收通道接收序列的起始时刻确定后，p个发送天线的发送相对时延的绝对值最大为n_t，同一发送通道的相邻两个非零子载波间隔Δk＝2^H-m，相应该两个非零子载波上的最大相位变化量为为满足前述条件(3)，需要满足下式：

$2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\frac{2^{H-m}}{2^H}\&CenterDot;n_t<\mathrm{\&pi;}\&DoubleRightArrow;2^m>2n_t---\left(9\right)$

由上述可见，在本分配方式下，每个发送通道的频域序列如式(7)所示，并且要求m满足式(8)和(9)，并且对于确定的应用场景，n_t为已知。

二、将非零子载波等间隔依次循环分配给各个发送通道

每个发送通道分配的非零子载波个数为cn(i)+1，其中，cn(i)＝int{[l_max-(l_min+i-1)]/p}i＝1，2，…，p.(10)

第i个发送通道的频域序列为：

其中，i＝1，2，…，p表示发送通道的索引，p为发送通道的总数，c＝0，1，2，…，cn(i).，即令c取值满足l_min+i-1+c.p≤l_max。

为满足前述条件(2)，第i个发送通道分配的非零子载波个数cn(i)+1需要满足cn(i)+1≥2，即l_max-l_min+1≥2p，l_max-l_min+1≥2p，于是得

int(k₂/2^H-m)-int(k₁/2^H-m)≥2p

$\&DoubleRightArrow;k_2-k_1>2p\&CenterDot;2^{H-m}---\left(8\right)$

$\&DoubleRightArrow;2^m>\frac{2p\&CenterDot;2^H}{k_2-k_1}$

设接收通道接收序列的起始时刻确定后，p个发送天线的发送相对时延的绝对值最大为n_t，同一发送通道的相邻两个非零子载波间隔Δk＝p.2^H-m，相应的两个非零子载波上的最大相位变化量为

为满足前述条件(3)，需要满足下式：

$2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\frac{p\&CenterDot;2^{H-m}}{2^H}\&CenterDot;n_t<\mathrm{\&pi;}\&DoubleRightArrow;2^m>2{\mathrm{pn}}_t---\left(12\right)$

由上述可见，在本分配方式下，每个发送通道的频域序列如式(11)所示，并且要求m满足式(8)和(12)，并且对于确定的应用场景，n_t为已知。

实际系统中为每个发送通道分配多个非零子载波可以提高其计算的时延的准确度，因此设计的发送序列相应的一个周期长度可适当大于其临界值，保证占用适当的系统时间资源的条件下增加频域上非零子载波的个数，从而提高计算结果的精度；同时，当发送序列时间长度为2^m时，此时在频域上此时间窗的频谱形成的每个非零子载波上的频谱宽度为整个OFDM符号发送时频谱宽度的2^H-m倍，即此时的窄带信号频带宽度变宽，由于发送通道在每个非零子载波位置处的窄带信号有效带宽内的通道特性变化，也将引起微小误差，因此此时也要求发送序列时间长度适当大一些，以防其相应的窄带信号带宽过大而引起误差，例如，在TD-LTE系统中，系统带宽30.72MHz，当整个2048点的OFDM符号发送时，频域上每个载波处的窄带信号的有效频带宽度大约为15KHz，当发送以256点为周期的周期序列的一个周期的数据时，由于时间变短，每个非零子载波处的窄带信号频带宽度变为120KHz，此时需保证120kHz带宽内通道特性基本不变。

步骤103，根据步骤102确定的每个发送通道的频域序列，确定相应发送通道的时域周期序列，在每个发送通道的时域周期序列中选择一个周期的数据，并在该周期的数据前加上循环前缀后从相应发送通道进行发送。

本步骤中，根据前述确定的各个发送通道的频域序列得到相应的时域序列。如前所述，通过使频域资源满足式(5)，从而使得相应时域序列为周期序列，为尽量减少占用系统的时域资源，可以仅发送一个周期的时域数据。

具体地，由前述确定的第i个发送通道的频域序列进行IFFT变换，即可以得到相应的时域序列x_i(n)。x_i(n)是以2^m为周期的周期序列，于是，只需发送x_i(n)中一个周期的数据即可，考虑到不同发送通道发送数据的到达时刻的不同，即不同发送通道具有相对时延，为提高时延计算精度，抑制符号间干扰，在一个周期发送数据前加上Prefix_cyclic个循环前缀。

仍以前述一、二两种非零子载波分配方式为例，当确定的第i个发送通道的频域序列如式(7)所示时，其相应的时域序列为：

x_i(n)＝IFFT[X_i(k)]

$=\frac{1}{2^H}\underset{a=0}{\overset{\mathrm{num}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\exp \{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2^H}\&CenterDot;[(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+a)\&CenterDot;2^{H-m}]\&CenterDot;n\}---\left(13\right)$

$=\frac{1}{2^H}\underset{a=0}{\overset{\mathrm{num}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\exp [j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2^m}\&CenterDot;(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+a)\&CenterDot;n]$

当确定的第i个发送通道的频域序列如式(11)所示时，其相应的时域

x_i(n)＝IFFT[X_i(k)]

序列为： $=\frac{1}{2^H}\underset{c=0}{\overset{\mathrm{cn}\left(i\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}\exp \{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2^H}\&CenterDot;[(l_{\min }+i-1+c\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]\&CenterDot;n\}---\left(14\right)$

$=\frac{1}{2^H}\underset{c=0}{\overset{\mathrm{cn}\left(i\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}\exp [j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2^m}\&CenterDot;(l_{\min }+i-1+c\&CenterDot;p)\&CenterDot;n]$

在上述两个周期时域序列中选择一个周期的数据，再在该数据前加上循环前缀，于是得到相应的第i个发送通道的时域序列分别为：

$x_i{\left(n\right)}^{\&prime;}=\frac{1}{2^H}\underset{a=0}{\overset{\mathrm{num}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\exp [j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2^m}\&CenterDot;(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+a)\&CenterDot;(n-\mathrm{Prefix}\_\mathrm{cyclic})]---\left(15\right)$

和

$x_i{\left(n\right)}^{\&prime;}=\frac{1}{2^H}\underset{c=0}{\overset{\mathrm{cn}\left(i\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}\exp [j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2^m}\&CenterDot;(l_{\min }+i-1+c\&CenterDot;p)\&CenterDot;(n-\mathrm{Prefix}\_\mathrm{cyclic})]---\left(16\right)$

循环前缀Prefix_cyclic的选取理论上至少大于各个发送通道发送相对时延的绝对值，并且应保证接收的2^m数据的位置均在每个发送通道的响应序列之内。

步骤104，在接收端接收各个发送通道发送的序列，对接收的序列进行2^m点的FFT变换，再将变换结果乘以2^H-m，得到频域序列Y(k)。

设τ时刻接收通道开始接收数据，不妨设接收到的2^m个点表示如下：

y(n)n＝0，1，…，2^m-1.                    (17)

如前所述，x_i(n)是以2^m为周期的周期序列，当其在整个OFDM发送时，获取的接收通道的接收序列也是以2^m为周期的周期序列，而上式中y(n)仅为其中的一个周期的数据，于是，将其周期拓展成2^H点序列

，然后再进行N＝2^H点的FFT变换，就可以求得周期序列

相应的频域序列Y(k)，化简后的表达式如下：

$Y\left(k\right)=\mathrm{FFT}{\left[\tilde{y}\left(n\right)\right]}_{N=2^H}$

$=\left\{\begin{array}{cc}\underset{n=0}{\overset{2^m-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}y\left(n\right)\&CenterDot;2^{H-m}\&CenterDot;\exp (-j\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;l\&CenterDot;n}{2^m})& k=l\&CenterDot;2^{H-m}\\ 0& k\&NotEqual;l{\&CenterDot;2}^{H-m}\end{array}\right.---\left(18\right)$

由上式可知，只需对接收序列y(n)作2^m点的FFT变换后乘上常数2^H-m，即得出周期序列

对应的频域序列Y(k)。

步骤105，根据频域序列Y(k)，确定任一发送通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量，并根据所述相位角变化量与相对时延成正比的关系，计算相应发送通道i的相对时延。

设各个发送通道的相对时延为n_i T_s，T_s为采样间隔，此时接收序列相应的频域序列Y(k)可以表示为：

$Y\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{p}{\mathrm{\&Sigma;}}}{H}_i\left(k\right)\&CenterDot;\exp (-j2\mathrm{\&pi;}\frac{k}{N}{n}_i)\&CenterDot;X_i\left(k\right),k=l\&CenterDot;2^{H-m}---\left(19\right)$

式中，H_i(k)为第i个发送通道本身的频率特性，其主要是幅度值，相位主要由时延引起的，N＝2^H。

由式(19)可见，在接收频域序列Y(k)中第i个发送通道占用的任意两个相邻非零子载波上采样值的比值等于

相应地，该比值对应的相位角Δθ也就是两个相邻非零子载波上的相位角变化量，其与相邻非零子载波对应的子载波间隔Δk、时延n_i还满足如下关系：

$\mathrm{\&Delta;\&theta;}=-2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\frac{\mathrm{\&Delta;k}}{2^H}\&CenterDot;n_i---\left(20\right)$

可见，时延和相位角变化成正比。因此，对于第i个发送通道，可以如下计算时延：

首先计算接收频域序列Y(k)中该通道占用的任意两个相邻非零子载波上采样值的比值，然后，计算该复数比值对应的相位角，也就是两个相邻非零子载波的相位角变化，再根据式(20)和两个相邻非零子载波间的子载波间隔计算相对时延n_i。

或者，优选地，为提高求取的相对时延的精度，可以利用接收频域序列Y(k)中第i个发送通道占用的所有非零子载波上的数据计算时延，具体地，首先在频域序列Y(k)中确定该发送通道i对应的所有非零子载波，计算其中每两个相邻非零子载波采样值的复数比值，然后，对所有复数比值对应的相位角求均值，也就是平均相位角变化量，再根据式(20)和两个相邻非零子载波间的子载波间隔计算相对时延n_i。

下面仍以前述一、二两种非零子载波分配方式为例，说明本步骤中计算相对时延的两种方法。

当第i个发送通道发送的频域序列如式(7)所示时，在接收频域序列Y(k)中该发送通道占用的相邻两个非零子载波的采样值比值可以表示为：对该复数比值求相位角

同时，该相邻两个非零子载波间的子载波间隔为Δk＝2^H-m，根据前述可得：

若仅采用两个相邻非零子载波的采样值计算相对时延，可以得到该发送通道的相对时延为

若采用所有非零子载波的采样值计算相对时延，可以得到该发送通道的相对时延为 $n_i=\frac{2^m}{-2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;(\mathrm{num}-1)}\underset{a=0}{\overset{\mathrm{num}-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{angle}\left\{\frac{Y[(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+(a+1))\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+a)\&CenterDot;2^{H-m}]}\right\}.$

当第i个发送通道发送的频域序列如式(11)所示时，在接收频域序列Y(k)中该发送通道占用的相邻两个非零子载波的采样值比值可以表示为：

对该复数比值求相位角

同时，该相邻两个非零子载波间的子载波间隔为Δk＝p.2^H-m，根据前述可得，

若仅采用两个相邻非零子载波的采样值计算相对时延，可以得到该发送通道的相对时延为

若采用所有非零子载波的采样值计算相对时延，可以得到该发送通道的相对时延为 $n_i=\frac{2^m}{-2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;p\&CenterDot;\mathrm{cn}\left(i\right)}\underset{c=0}{\overset{\mathrm{cn}\left(i\right)-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{angle}\left\{\frac{Y[((l_{\min }+i-1)+(c+1)\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[((l_{\min }+i-1)+c\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]}\right\}.$

至此，本发明中的发送通道时延测量方法流程结束。

实施例二：

本实施例中，对接收通道进行相对时延的测量。如前所述，由一个发送通道同时发送信号，多个接收通道在设定的时刻进行信号接收。图2为本发明中接收通道相对时延测量的具体流程图，如图2所示，该方法包括：

步骤201，确定一个发送通道上发送的用于时延测量的频域序列。

与发送通道时延测量中步骤101相类似地，为尽可能地减少系统占用的时域资源，减小发送序列长度，可以限制发送信号的频域序列X(k)在等间隔位置处的子载波上为非零值，其它子载波上均为零值，使得此频域序列相应的时域序列为周期序列。

具体确定的发送通道占用的频域资源与实施例一步骤101中确定的相同，即如式(5)所示。由于仅通过一个发送通道进行数据发送，因此式(5)即为该发送通道的频域序列。

同时，为实现相对时延的准确测量，还需要满足如下条件：

(1)发送通道的频域序列中至少包括两个非零子载波，从而可以利用接收频域序列中两个非零子载波间采样值间的相位变化量计算相对时延；

(2)同一接收通道上的相邻两个非零子载波上的相位变化量小于π，从而避免相位模糊，准确计算相对时延。

为满足上述条件(1)，每个接收通道的接收信号中包括的非零子载波int(k₂/2^H-m)-int(k₁/2^H-m)≥2个数l_max-l_min+1满足条件l_max-l_min+1≥2，即

$\&DoubleRightArrow;2^m>\frac{2^{H+1}}{k_2-k_1}$

设接收通道接收序列的起始时刻确定后，p个接收通道的接收相对时延的绝对值最大为n_r，每个接收通道的相邻两个非零子载波间隔Δk＝2^H-m，此时应保证通道时延引起的每个接收通道的相邻两个非零子载波上的相位变化量小于π，即下式应成立：

其中，对于确定的应用场景，n_r为已知。

$\&DoubleRightArrow;2^m>{2n}_r$

实际系统中这两个条件很容易满足，而且实际系统占用适当的时间资源使发送序列相应的一个周期的序列长度2^m足够长，减少其相应的频域序列中非零子载波间的频率间隔2^H-m，从而提高频域上可用的非零子载波的个数，由每个接收通道上的所有相邻的两个非零子载波上的信息计算其时延并取平均，最终提高计算每个接收通道的接收时延的准确度。

步骤202，根据步骤201确定的频域序列确定发送通道的时域周期序列，在该时域周期序列中选择一个周期的数据，并在该周期的数据前加上循环前缀后从该发送通道进行发送。

频域序列X(k)对应的时域序列为

$x\left(n\right)=\frac{1}{2^H}\underset{l=l_{\min }}{\overset{l_{\max }}{\mathrm{\&Sigma;}}}X(l\&CenterDot;2^{H-m})\&CenterDot;\exp [j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2^H}\&CenterDot;(l\&CenterDot;2^{H-m})\&CenterDot;n]$ (21)

$=\frac{1}{2^H}\underset{l=l_{\min }}{\overset{l_{\max }}{\mathrm{\&Sigma;}}}X(l\&CenterDot;2^{H-m})\exp [j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2^m}\&CenterDot;l\&CenterDot;n]$

此时，x(n)是以2^m为周期的周期序列，于是，只需发送x(n)中一个周期的数据即可，考虑到发送数据在不同接收通道中到达时刻的不同，在一个周期发送数据前加上Prefix_cyclic个循环前缀，于是，发送通道的发送序列设置如下：

$x\left(n\right)=\frac{1}{2^H}\underset{l=l_{\min }}{\overset{l_{\max }}{\mathrm{\&Sigma;}}}X(l\&CenterDot;2^{H-m})\&CenterDot;\exp [j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2^m}\&CenterDot;l\&CenterDot;(n-\mathrm{Prefix}\_\mathrm{cyclic})]---\left(22\right)$

其中，n＝0，1，…，(2^m+Prefix_cyclic-1).。

循环前缀Prefix_cyclic的选取理论上至少大于各个接收通道的接收相对时延绝对值，从而保证接收的2^m个数据的位置均在发送通道发送序列到达各个接收通道的响应序列之内。

步骤203，在每个接收通道上接收发送通道发送的时域序列，对任一接收通道i上的接收序列y_i(n)，对其进行2^m点的FFT变换，并将变换结果乘以2^H-m，得到该接收通道i的接收频域序列Y_i(k)。

设τ时刻各个接收通道开始接收数据，不妨设各个接收通道接收到的2^m个点表示如下：

y_i(n)n＝0，1，…，2^m-1.                (23)

实际上，x(n)是以2^m为周期的周期序列，当其整个OFDM发送时，获取的接收通道的接收序列也是以2^m为周期的周期序列，而上式中y_i(n)仅为其中的一个周期的数据，于是，将其周期拓展成2^H点序列

后进行N＝2^H点的FFT变换可以求得其相应的频域序列Y_i(k)，化简后的表达式如下：

$Y_i\left(k\right)=\mathrm{FFT}{\left[{\tilde{y}}_i\left(n\right)\right]}_{N=2^H}$

$=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{H-m}\&CenterDot;\underset{n=0}{\overset{2^m-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_i\left(n\right)\&CenterDot;\exp (-j\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;l\&CenterDot;n}{2^m})& k=l\&CenterDot;2^{H-m}\\ 0& k\&NotEqual;l{\&CenterDot;2}^{H-m}\end{array}\right.---\left(24\right)$

由上式可知，只需对接收序列y_i(n)作2^m点的FFT变换后乘上常数2^H-m即得出周期时域序列

对应的频域序列Y_i(k)。

步骤204，根据任一接收通道i的接收频域序列Y_i(k)，确定该接收通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量，并根据该相位角变化量与相对时延成正比的关系，计算相应接收通道i的相对时延。

设各个接收通道的接收相对时延为n_i T_s，T_s为采样间隔，此时各个接收通道相应的频域序列Y_i(k)可以表示为：

$Y_i\left(k\right)=H_i\left(k\right)\&CenterDot;\exp (-j2\mathrm{\&pi;}\frac{k}{N}{n}_i),k=l\&CenterDot;2^{H-m}---\left(25\right)$

式中，H_i(k)为第i个接收通道本身的频率特性，其主要是幅度值，相位主要由时延引起的，N＝2^H。

由式(25)可见，对于第i个接收通道，在接收频域序列Y_i(k)中任意两个相邻非零子载波上采样值的比值等于

相应地，该比值对应的相位角Δθ也就是两个相邻非零子载波上的相位角变化量，其与相邻非零子载波对应的子载波间隔Δk、时延n_i还满足如下关系：

$\mathrm{\&Delta;\&theta;}=-2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\frac{\mathrm{\&Delta;k}}{2^H}\&CenterDot;n_i---\left(26\right)$

可见，时延和相位角变化成正比。因此，对于第i个接收通道，可以如下计算时延：

首先，计算接收频域序列Y_i(k)中任意两个相邻非零子载波上采样值的复数比值然后，计算该复数比值对应的相位角

即两个相邻非零子载波的相位角变化量Δθ，最后，根据式(26)和相邻两个非零子载波间的相位间隔Δk＝2^H-m，计算相对时延为 $n_i=\mathrm{angle}\left\{\frac{Y_i[(l+1)\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y_i(l\&CenterDot;2^{H-m})}\right\}.\frac{2^m}{-2\mathrm{\&pi;}}{l}_{\min }\&le;l\&le;l_{\max }-1.$

或者，优选地，为提高求取的相对时延的精度，可以利用接收频域序列Y_i(k)中所有非零子载波上的数据计算时延。具体地，首先在接收频域序列Y_i(k)中确定该接收通道i对应的所有非零子载波，计算其中每两个相邻非零子载波采样值的复数比值

再对所有复数比值对应的相位角

求均值

即为相邻两个子载波的平均相位角变化量Δθ；最后，根据式(26)和相邻两个非零子载波间的相位间隔Δk＝2^H-m，计算相对时延为

至此，本实施例中的接收通道相对时延测量方法流程结束。

下面给出本发明中的相对时延测量方法的仿真结果。设共有p＝8个天线通道，宽带系统一个OFDM符号长度N＝2048＝2¹¹，即式(1)中H＝11；系统数据传输所用子载波为中间的1200个子载波，两端子载波上的值恒为零作为频率保护间隔，此时k₁＝424，k₂＝1623，即k＝424～1623上的子载波为系统传输数据的子载波；若设置发送序列一个周期的长度2^m＝64，即m＝5，此时l_min＝14，l_max＝50，设置循环前缀长度为Prefix_cyclic＝32。

设置各个发送通道的发送相对时延(T_s)如下：

1.6285  2.0165  0.7391  2.2504  1.0977  3.3567  0.4367  3.8997

采用本发明中的发送通道相对时延测量方法计算得出的各个发送通道的发送相对时延结果如下：

1.6347  2.0232  0.7430  2.2376  1.1036  3.3670  0.4302  3.8998

测量误差为

-0.0062  -0.0067  -0.0039  0.0128  -0.0060  -0.0103  0.0066  -0.0001

设置各个接收通道的接收相对时延(T_s)如下：

2.3783  0.3231  1.8387  2.2504  0.3426  1.0497  1.7920  3.4092

采用本发明中的接收通道相对时延测量方法计算得出的各个接收通道的接收相对时延结果如下：

2.3730  0.3425  1.8395  2.2482  0.3574  1.0476  1.7697  3.3994

测量误差为

0.0053  -0.0194  -0.0008  0.0022  -0.0148  0.0021  0.0223  0.0097

由以上的仿真结果可以看出，本发明中的相对时延测量方法计算得出的发送/接收相对时延误差小于1/50T_s，精度远远高于相关峰值检测法。同时，利用一次数据发送，即可以计算得到所有发送通道的相对时延，并且通过对发送序列的合理设置，大大降低了发送数据占用的系统时域资源，降低了时间复杂度。可见本发明的方法，能够在占用很少的系统时间的条件下仍具有很高的精确度。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。

Claims (9)

1.一种宽带OFDM系统中发送通道相对时延的测量方法，其特征在于，该方法包括：

a、确定所有发送通道上发送的用于时延测量的频域序列为：

其中，

k₁和k₂分别为所述OFDM系统的可用子载波中编号最小和最大的子载波索引，2^H为所述OFDM系统一个OFDM符号长度，k为子载波的索引，l为区间[l_min，l_max]内的非负正整数，m为时域序列的一个周期长度的二进制位数；

b、将步骤a确定的频域序列中的非零子载波分配给各个发送通道，确定每个发送通道的频域序列，其中，每个非零子载波仅分配给一个发送通道，每个发送通道至少被分配两个非零子载波，且接收频域序列中每个发送通道的相邻非零子载波上的相位变化量小于π；

c、根据步骤b确定的每个发送通道的频域序列，通过IFFT变换确定相应发送通道的时域周期序列，在每个发送通道的所述时域周期序列中选择一个周期的数据，并在该周期的数据前加上Prefix_cyclic个循环前缀后从相应发送通道进行发送；其中，在选取Prefix_cyclic个循环前缀时，Prefix_cyclic大于各个发送通道发送相对时延的绝对值，并且应保证接收的2m数据的位置均在每个发送通道的响应序列之内；

d、在接收端接收各个发送通道发送的序列，对接收的序列进行2^m点的FFT变换，再将变换结果乘以2^H-m，得到频域序列Y(k)；

e、对于任一发送通道i，在频域序列Y(k)中确定该发送通道i对应的任意两个相邻非零子载波，计算该两个相邻非零子载波的采样值的复数比值，确定该复数比值对应的相位角为相位角变化量Δθ，利用

计算相应发送通道i的相对时延n_i；或者，对于任一发送通道i，在频域序列Y(k)中确定该发送通道i对应的所有非零子载波，计算其中每两个相邻非零子载波采样值的复数比值，再对所有复数比值对应的相位角求均值，将该均值作为所述相位角变化量Δθ，利用

计算相应发送通道i的相对时延n_i；其中，Δk为所述两个相邻非零子载波对应的子载波间隔。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将确定的频域序列中的非零子载波分配给各个发送通道为：

将确定的频域序列中的非零子载波等间隔依次循环分配给各个发送通道；

每个发送通道的频域序列为：

其中，i＝1,2,…,p.，c＝0,1,2,…,cn(i)，cn(i)＝int{[l_max-(l_min+i-1)]p}i＝1,2,…,p，p为发送通道的总数，i为发送通道的索引，m满足条件

n_t为所有发送通道中发送相对时延的绝对值最大值。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，对于任一发送通道i，所述在频域序列Y(k)中发送通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量Δθ为：在频域序列Y(k)中确定该发送通道i对应的任意两个相邻非零子载波，计算该两个相邻非零子载波的采样值的复数比值 $\frac{Y[((l_{\min }+i-1)+(c+1)\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[((l_{\min }+i-1)+c\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]},$ 确定该复数比值对应的相位角 $\mathrm{angle}\left\{\frac{Y[((l_{\min }+i-1)+(c+1)\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[((l_{\min }+i-1)+c\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]}\right\}$ 为所述相位角变化量Δθ；

所述计算相应发送通道i的相对时延n_i为：利用计算发送通道i的相对时延n_i。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，对于任一发送通道i，所述在频域序列Y(k)中发送通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量Δθ为：在频域序列Y(k)中确定该发送通道i对应的所有非零子载波，计算其中每两个相邻非零子载波采样值的复数比值 $\frac{Y[((l_{\min }+i-1)+(c+1)\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[((l_{\min }+i-1)+c\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]},$ 再对所有复数比值对应的相位角 $\mathrm{angle}\left\{\frac{Y[((l_{\min }+i-1)+(c+1)\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[((l_{\min }+i-1)+c\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]}\right\}$ 求均值 $\frac{1}{\mathrm{cn}\left(i\right)}\underset{c=0}{\overset{\mathrm{cn}\left(i\right)-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{angle}\left\{\frac{Y[((l_{\min }+i-1)+(c+1)\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[((l_{\min }+i-1)+c\&CenterDot;p)\&CenterDot;2^{H-m}]}\right\},$ 将该均值作为所述相位角变化量Δθ；

所述计算相应发送通道i的相对时延n_i为：利用

计算发送通道i的相对时延n_i。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将确定的频域序列中的非零子载波分配给各个发送通道为：

将确定的频域序列中连续num个非零子载波依次分配给各个发送通道，

；

每个发送通道的频域序列为：

其中，i＝1,2,…,p.，a＝0,1,…,num-1，p为发送通道的总数，i为发送通道的索引，m满足条件

和2^m＞2n_t，n_t为所有发送通道中发送相对时延的绝对值最大值。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，对于任一发送通道i，所述在频域序列Y(k)中发送通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量Δθ为：在频域序列Y(k)中确定该发送通道i对应的任意两个相邻非零子载波，计算该两个相邻非零子载波的采样值的复数比值 $\frac{Y[(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+(a+1))\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+a)\&CenterDot;2^{H-m}]},$ 确定该复数比值对应的相位角 $\mathrm{angle}\left\{\frac{Y[(l_{\min }+i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+(a+1))\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[(l_{\min }+i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+a)\&CenterDot;2^{H-m}]}\right\}$ 为所述相位角变化量Δθ；

所述计算相应发送通道i的相对时延n_i为：利用计算发送通道i的相对时延n_i。

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，对于任一发送通道i，所述在频域序列Y(k)中发送通道i对应的不同非零子载波间的相位角变化量Δθ为：在频域序列Y(k)中确定该发送通道i对应的所有非零子载波，计算其中每两个相邻非零子载波采样值的复数比值 $\frac{Y[(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+(a+1))\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+a)\&CenterDot;2^{H-m}]},$ 再对所有复数比值对应的相位角 $\frac{Y[(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+(a+1))\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+a)\&CenterDot;2^{H-m}]}$ 求均值 $\frac{1}{(\mathrm{num}-1)}\underset{a=0}{\overset{\mathrm{num}-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{angle}\left\{\frac{Y[(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+(a+1))\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y[(l_{\min }+(i-1)\&CenterDot;\mathrm{num}+a)\&CenterDot;2^{H-m}]}\right\},$ 将该均值作为所述相位角变化量Δθ；

所述计算相应发送通道i的相对时延n_i为：利用

计算发送通道i的相对时延n_i。

8.一种宽带OFDM系统中接收通道相对时延的测量方法，其特征在于，该方法包括：

a、确定一个发送通道上发送的用于时延测量的频域序列为：其中，

k₁和k₂分别为所述OFDM系统的可用子载波中编号最小和最大的子载波索引，2^H为所述OFDM系统一个OFDM符号长度，k为子载波的索引，m满足

和2^m＞2n_r，n_r为所有接收通道中接收相对时延的绝对值最大值，l为区间[l_min，l_max]内的非负正整数，m为时域序列的一个周期长度的二进制位数；

b、根据所述频域序列确定所述发送通道的时域周期序列，在该时域周期序列中选择一个周期的数据，并在该周期的数据前加上Prefix_cyclic个循环前缀后从所述发送通道进行发送；其中，在选取Prefix_cyclic个循环前缀时，Prefix_cyclic大于各个发送通道发送相对时延的绝对值，并且应保证接收的2m数据的位置均在每个发送通道的响应序列之内；

c、在每个接收通道上接收发送通道发送的时域序列，对任一接收通道i上的接收序列y_i(n)，对其进行2^m点的FFT变换，并将变换结果乘以2^H-m，得到该接收通道i的接收频域序列Y_i(k)；

d、在任一接收通道i的所述接收频域序列Y_i(k)中确定该接收通道i对应的任意两个相邻非零子载波，计算该两个相邻非零子载波的采样值的复数比值

确定该复数比值对应的相位角为所述相位角变化量Δθ，并利用

计算所述接收通道i的相对时延n_i。

9.一种宽带OFDM系统中接收通道相对时延的测量方法，其特征在于，该方法包括：

a、确定一个发送通道上发送的用于时延测量的频域序列为：

其中，

k₁和k₂分别为所述OFDM系统的可用子载波中编号最小和最大的子载波索引，2^H为所述OFDM系统一个OFDM符号长度，k为子载波的索引，m满足

和2^m＞2n_r，n_r为所有接收通道中接收相对时延的绝对值最大值，m为时域序列的一个周期长度的二进制位数；

b、根据所述频域序列确定所述发送通道的时域周期序列，在该时域周期序列中选择一个周期的数据，并在该周期的数据前加上Prefix_cyclic个循环前缀后从所述发送通道进行发送；其中，在选取Prefix_cyclic个循环前缀时，Prefix_cyclic大于各个发送通道发送相对时延的绝对值，并且应保证接收的2^m数据的位置均在每个发送通道的响应序列之内；

c、在每个接收通道上接收发送通道发送的时域序列，对任一接收通道i上的接收序列y_i(n)，对其进行2^m点的FFT变换，并将变换结果乘以2^H-m，得到该接收通道i的接收频域序列Y_i(k)；

d、在任一接收通道i的所述接收频域序列Y_i(k)中确定该接收通道i对应的所有非零子载波，计算其中每两个相邻非零子载波采样值的复数比值

再对所有复数比值对应的相位角

求均值 $\frac{1}{(l_{\max }-l_{\min })}\underset{{l=l}_{\min }}{\overset{l_{\max }-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{angle}\left\{\frac{Y_i[(l+1)\&CenterDot;2^{H-m}]}{Y_i(l\&CenterDot;2^{H-m})}\right\},$ 将该均值作为所述相位角变化量Δθ，并利用计算发送通道i的相对时延n_i。

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