CN101884202B - 使用彼此之间具有预定频移的两个导频符号的ofdm同步 - Google Patents

Abstract

实施例涉及第一和第二OFDM导频符号。第一和第二导频符号分别具有被允许的、被禁止的和活动的载波频率的第一和第二集合。通过将相应的第一集合进行预定频率的频移来形成载波频率的第二集合。一种接收方法，其在第一方向上，将第一接收的导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率平移，在与所述第一方向相反的第二方向上，将第二接收的导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率平移，以及通过以下方式来形成相关：将第一和第二导频符号的频率平移部分与所述导频符号中并未进行频率平移的部分的复共轭进行相乘，以及将乘法结果进行求和。

Description

使用彼此之间具有预定频移的两个导频符号的OFDM同步

技术领域

概括地说，本发明实施例涉及通信网络。更具体地，本发明实施例涉及正交频分多路复用同步。

背景技术

数字宽带广播网络使得终端用户能够接收包括视频、音频、数据等在内的数字内容。使用移动终端，用户可通过无线数字广播网络接收数字内容。可以在网络内的小区中传送数字内容。小区可以表示可由通信网络中的发射机覆盖的地理区域。网络可以具有多个小区，并且小区可以邻近于其它小区。

诸如移动终端的接收机设备可以在数据流或传输流中接收节目或服务。传输流携带节目或服务的各个元素，例如节目或服务的音频、视频和数据成分。典型地，通过在数据流中嵌入的节目特定信息(PSI)或服务信息(SI)，接收机设备定位数据流中的特定节目或服务的不同成分。然而，在诸如数字视频广播-手持(DVB-H)系统这样的某些无线通信系统中，PSI或SI信令可能不够。在这些系统中使用PSI或SI信令可导致次优的终端用户体验，因为在PSI和SI信息中携带的PSI和SI表格可能具有长的重复周期。此外，PSI或SI信令需要大量带宽，这样的成本很高，并且还降低了系统的效率。

发明内容

以下提供了简要内容，以便提供对本发明某些方面的基本理解。发明内容并非对本发明的详尽概括。这并不旨在标识本发明的关键或主要元素，也并非描述本发明的范围。以下发明内容仅以简单形式提供本发明的某些概念，作为下面具体实施方式的前序。

实施例涉及第一和第二OFDM导频符号。第一和第二导频符号可以分别具有关于被允许的、被禁止的和活动的载波频率的第一和第二集合。可通过将相应的第一集合进行预定频率(例如在相邻载波之间的频率差)的频移来形成载波频率的第二集合。实施例涉及：在第一方向上，将第一接收的导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率平移，在与所述第一方向相反的第二方向上，将第二接收的导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率平移，以及通过以下操作来形成相关：将第一和第二导频符号的频率平移部分与所述导频符号中并未进行频率平移的部分的复共扼相乘，以及将乘法结果进行求和。

附图说明

考虑附图，通过以下说明，可获得本发明及其优点的更完整理解，其中相同的标号指示相同的特征，并且其中：

图1示出了可在其中实现本发明的一个或多个示例性实施例的适当的数字宽带广播系统；

图2示出了根据本发明一方面的移动设备的示例；

图3示意性示出了分别可由根据本发明一方面的不同发射机覆盖的小区的示例；

图4示出了根据本发明一方面的用于信道搜索和服务发现的符号、同步符号的帧和超帧；

图5示出了信号中心频率可如何与信道中心频率一致，或者可如何相对于后者偏移；

图6是示出了由根据至少一个实施例的接收机所实现的步骤的流程图；

图7根据本发明的一方面示出了与信号带宽和信道栅格带宽相比的导频信号带宽的大小的示例；

图8根据本发明的一方面示出了用于导频符号的导频序列的稀疏导频分隔；

图9是示出了接收机所执行的步骤的流程图，用于在频域中实现相关以便检测正被使用的粗糙偏移；

图10是示出了根据用于在时域中实现服务发现相关的实施例的步骤的流程图；

图11根据本发明的一方面示出了导频/信令符号序列的示例；

图12是示出了由根据本发明至少一方面的发射机所实现的方法的步骤的流程图；

图13和图14示出了根据本发明一方面的在P1、P2和DATA符号之间的关系；

图15根据本发明的一方面示出了包括OFDM符号和信元的示例性帧和时隙结构；

图16示出了在一个导频符号内的相干带宽和差分调制；

图17根据本发明的一方面示出了在两个P1符号之间的差分调制；

图18示出了根据实施例具有1/1保护间隔的两个1k符号以及符号之间的差分调制；

图19根据一个或多个实施例示出了根据一个或多个导频符号计算所接收到的能量的总和；

图20示出了根据一个或多个实施例的发射机；

图21示出了根据一个或多个实施例的接收机；

图22是示出了可由根据一个或多个实施例的接收机实现的步骤的流程图；

图23是根据一个或多个实施例在导频序列及其频率偏移版本之间的自/互相关的示图；

图24是图23的示图的放大版本，其示出了频率偏移的低互相关范围；

图25是示出了根据至少一个实施例的第一导频符号信号的包络幅度的示图；

图26是图25的示图的放大版本；

图27示出了根据实施例的2k符号(P1)符号的示例；

图28根据实施例示出了具有两个连续OFDM符号(P1a和P1b)的同步符号P1，其中这两个连续OFDM符号(P1a和P1b)具有相同的FFT大小；

图29示出了根据实施例的P1的示例，其中将脉冲P1a和P1b分别细分成两个部分；

图30是根据实施例的接收机的相关器部分的示意图；

图31是根据实施例的接收机的相关器部分的示意图；以及

图32示出了根据实施例的检测序列的步骤。

具体实施方式

在各个实施例的以下描述中参照了附图，这些附图形成各个实施例的一部分，并通过可实现本发明的各个图示实施例来示出。可以理解，可利用其它实施例，并且可在不背离本发明的范围和精神的情况下进行结构上和功能上的修改。

本发明实施例涉及数字广播网络中的服务发现和信道搜索。从用户的角度来看，相对快速的服务发现是期望的。自然地，使用第一时间接收机设备，实现盲服务发现/信道搜索。此外，当终端被关闭并移动到不同位置时，同样实现新的盲搜索。通常，移动TV应用也不时地运行背景信道搜索，以便检测可能的新服务。盲服务发现应当仅占用几秒，从而不使得终端用户感到不适，并且能够实现频率重新扫描。

与常规数字视频广播服务发现有关的挑战包括以下内容。对于信号带宽、FFT大小、保护间隔、内部调制等，DVB-H标准提供了多种灵活性。对于DVB-H信号，操作者可以使用偏移，即，信号不处于信道的额定中心频率处，而是偏移一定量。不同的国家使用不同的信道栅格和信号带宽。在该标准中包括TPS(发射机参数信令)，以帮助接收机同步和信道搜索。不幸地是，接收机在其能够解码TPS信息之前需要知道若干参数。在能够解码TPS之前，需要知道信号带宽、频率偏移、FFT大小和保护间隔。UHF频带中的大部分信道不含DVB-H服务。利用试凑法(trial-and-errormethod)(尝试实现在所有模式情况下的锁定)来检测非DVB-H信道，并且这样消耗大量时间。检测非DVB-H服务的时间实际上主要设定了用于信道搜索的可实现速度，因为通常大部分信道是空的，或者含有非DVB-H服务。

用于盲服务发现的示例性计算如下：UHF中信道的数目35(信道21-55，470-750MHz)；频率偏移的数目7(-3/6，-2/6，-1/6，0，+1/6，+2/6，+3/6MHz)；信号带宽的数目3(6MHz，7MHz，8MHz。5MHz是仅用于USA接收机的个别情况)；FFT大小的数目3(2K，4K，8K)；保护间隔的数目4(1/32，1/16，1/8和1/4)；以及对于一个模式来说解码TPS的平均时间120ms(2K 50ms，4K 100ms，8K 200ms)。所述数目是示例性的。

在该例中，对于盲服务发现所得到的时间将是：35*7*3*3*4*120ms＝1058.4秒＝17.64分钟。

根据实施例，可使用各种方法来降低实现信道搜索/服务发现所采用的时间。各个方法的基本思想是：引入信号的一部分(例如，初始化/同步符号(一个或多个))，其具有已知的特征并在不同数字视频广播操作模式的情况下保持相同。因此，可以解码信号的已知部分，而不必采用试凑法。信号的已知部分含有用于信号的其余部分的参数；因此，在解码了已知部分之后，可解码信号的其余部分，而不必采用试凑法。信号的已知部分包括可用子载波及其调制的子集。选择预定子载波(子载波号)及其调制的组合，从而使得该组合对于每个偏移FFT大小对来说是唯一的(或者仅对于不同的FFT大小是唯一的)，并且该组合可用于将信号标识为数字视频广播的期望信号。此外，可以使用信号的已知部分来高效地检测含有数字视频广播服务的信道。如果从所检查的信号中没有找到固定的已知部分，那么可将该信号看作是非数字视频广播信号或空信道，并且接收机可以迅速继续下一信道/频率。这样，检测非数字视频广播和空信道变得相对快速。

图1示出了可在其中实现一个或多个示例性实施例的适当的数字宽带广播系统102。如这里所示的系统这样的系统可以利用数字宽带广播技术，例如，数字视频广播-手持(DVB-H)或下一代DVB-H网络。数字宽带广播系统102可利用的其它数字广播标准的示例包括：数字视频广播-地面(DVB-T)、综合服务数字广播-地面(ISDB-T)、高级电视系统委员会(ATSC)数字广播标准、数字多媒体广播-地面(DMB-T)、地面数字多媒体广播(T-DMB)、卫星数字多媒体广播(S-DMB)、仅前向链路(FLO)、数字音频广播(DAB)和数字无线电调幅联盟(DRM)。还可以使用现在已知的或未来开发的其它数字广播标准和技术。本发明的各方面也可应用于其它多载波数字广播系统(例如像T-DAB、T/S-DMB、ISDB-T和ATSC)、专用系统(例如高通MediaFLO/FLO)，以及非常规系统(例如3GPP MBMS(多媒体广播/多播服务)和3GPP2BCMCS(广播/多播服务))。

数字内容可由数字内容源104来创建和/或提供，并且可包括视频信号、音频信号、数据等。数字内容源104可向数字广播发射机103提供数字分组(例如因特网协议(IP)分组)形式的内容。有时候，将共享某个唯一IP地址或其它源标识符的一组相关IP分组描述为IP流。为了传输，数字广播发射机103可从多个数字内容源104接收、处理和转发多个数字内容数据流。在各个实施例中，数字内容数据流可以是IP流。然后，将经处理的数字内容传递至数字广播塔105(或其它物理传输组件)用于无线传输。最后，移动终端或设备112可选地能够接收和消费源自数字内容源104的数字内容。

如图2所示，移动设备112可包括处理器128，其连接至用户接口130、存储器134和/或其它存储设备，以及显示器136(其可用于向移动设备用户显示视频内容、服务指南信息等)。移动设备112还可以包括电池150、扬声器152和天线154。用户接口130可以进一步包括键板、触摸屏、语音接口、一个或多个箭头键、操纵杆、数据手套、鼠标、滚动球、触摸屏等。

由移动设备112内的处理器128和其它组件使用的计算机可执行指令和数据可以存储在计算机可读存储器134中。可通过只读存储器模块或随机访问存储器模块(视情况包括易失性和非易失性存储器这二者)的任意组合来实现存储器。软件140可存储在存储器134和/或存储设备内，以便向处理器128提供使得移动设备112能够实现各种功能的指令。可选地，某些或所有移动设备112计算机可执行指令可嵌入在硬件或固件(未示出)中。

移动设备112可被配置以便通过特定的DVB接收机141来接收、解码和处理基于例如数字视频广播(DVB)标准(例如DVB-H或DVB-T)的数字宽带广播传输。移动设备还可配备有用于数字宽带广播传输的其它类型的接收机。附加地，接收机设备112还可被配置以便通过FM/AM无线电接收机142、WLAN收发信机143和电信收发信机144来接收、解码和处理传输。在本发明的一方面，移动设备112可以接收无线电数据流(RDS)消息。

在DVB标准的示例中，一个DVB 10Mbit/s传输可具有200个50kbit/s音频节目信道，或者50个200kbit/s视频(TV)节目信道。移动设备112可被配置以便接收、解码和处理基于数字视频广播-手持(DVB-H)标准或其它DVB标准(例如DVB-MHP、DVB-卫星(DVB-S)或DVB-地面(DVB-T))的传输。类似地，可选地可以使用其它数字传输格式来递送关于补充服务的可用性的信息和内容，例如ATSC(高级电视系统委员会)、NTSC(国家电视系统委员会)、ISDB-T(综合服务数字广播-地面)、DAB(数字音频广播)、DMB(数字多媒体广播)、FLO(仅前向链路)或DIRECTV。此外，例如在DVB-H技术中，数字传输可以是时间分片的。时间分片可降低移动终端的平均功耗，并且能够实现平滑和无缝的切换。相比于使用常规流式传输机制来传输数据所需的比特率，时间分片需要使用更高的瞬时比特率在突发(burst)中发送数据。在这种情况下，移动设备112可以具有一个或多个缓冲存储器，用于在呈现之前存储经解码的时间分片的传输。

此外，电子服务指南(ESG)可用于提供与节目或服务有关的信息。通常，电子服务指南(ESG)使得终端能够传达什么服务对于终端用户可用以及可如何访问服务。ESG包括独立存在的多个ESG片段。常规地，ESG片段包括XML和/或二进制文档，但是最近它们含有大量项目阵列，例如像SDP(会话描述协议)描述、文本文件或图像。ESG片段描述了当前可用(或未来的)服务或广播节目的一个或几个方面。这些方面可以包括例如：自由文本描述、日程表、地理可用性、价格、购买方法、类别和补充信息(如预览图像或剪辑)。可根据许多不同协议通过各种类型的网络来传送包括ESG片段的音频、视频和其它类型的数据。例如，可通过通常称为“因特网”的网络集合，使用因特网协议集中的协议(例如因特网协议(IP)和用户数据报协议(UDP))来传送数据。通常，通过寻址到单个用户的因特网来传送数据。然而，其可寻址到一组用户，通常称为多播。在数据寻址到全部用户的情况下，这被称为广播。

广播数据的一种方式是使用IP数据广播(IPDC)网络。IPDC是数字广播和因特网协议的组合。通过这种基于IP的广播网络，一个或多个服务提供商可以提供不同类型的IP服务，包括在线报纸、无线电和电视。以音频、视频和/或其它类型数据的形式将这些IP服务组织到一个或多个媒体流中。为了确定何时和何地出现这些流，用户参照电子服务指南(ESG)。一种类型的DVB是数字视频广播-手持(DVB-H)。DVB-H被设计成向电池供电的终端设备递送10Mbps的数据。

DVB传输流经由第三方递送网络来向用户递送压缩的音频、视频和数据。运动图像专家组(MPEG)是一种将单个节目内的编码视频、音频和数据与其它节目多路复用成传输流(TS)的技术。TS是被分组化的数据流，其具有固定长度分组，包括报头。节目、音频和视频的各个元素分别被携带在具有唯一分组标识(PID)的分组内。为了使得接收机设备能够定位TS内特定节目的不同元素，提供了被嵌入到TS中的节目特定信息(PSI)。此外，附加服务信息(SI)(即，依附于MPEG私有部分语法的一组表格)被结合到TS中。这使得接收机设备能够正确处理TS内所含的数据。

如上所述，ESG片段可在网络(例如DVB-H)上由IPDC传输至目的地设备。DVB-H可以包括例如分离的音频、视频和数据流。然后，目的地设备必须再次确定ESG片段的顺序，并将它们装配成有用信息。

在典型通信系统中，小区可以限定可由发射机覆盖的地理区域。小区可以具有任意大小，并且可具有相邻小区。图3示意性示出了分别可由不同发射机覆盖的小区的示例。在该例中，小区1表示由用于通信网络的发射机覆盖的地理区域。小区2紧邻小区1，并表示可由不同发射机覆盖的第二地理区域。小区2例如可以是处在与小区1相同的网络中的不同小区。可选地，小区2可以处在与小区1不同的网络中。在该例中，小区1、3、4和5是小区2的相邻小区。

根据一个或多个实施例，至少在携带多媒体和用于服务的其它数据的数据帧的开始，使用符号来用信号通知在信道搜索和服务发现中所使用的数据。在其它实施例中，还可以将这些符号中的一个或多个符号插入到数据帧内。此外，可以在包括两个或更多个数据帧的超帧的开始处和/或其中插入这些符号中的一个或多个符号。

在一个实施例中，所述符号包括第一符号，其可用于标识该信号具有期望的类型。此外，可使用第一符号来检测相对于无线电信道中心频率的偏移。所述符号可以包括第二符号，其可以携带与后续数据符号中所使用的调制参数有关的数据。在另一实施例中，所述符号包括可用于信道估计的第三符号。

图4示出了根据本发明一方面的用于信道搜索和业务发现的符号、同步符号S1-S3以及数据D的帧和超帧。

在各个数字广播网络中，可相对于信道栅格来安置多载波信号，从而使得信号中心频率(SCF)与信道中心频率(CCF)一致，或者信号中心频率(SCF)可以相对于信道中心频率有所偏移。信号中心频率可能由于频谱使用原因(例如，来自相邻信道的干扰)而有所偏移。对于第一符号，并非使用所有的可用子载波。在各个实施例中，为第一符号选择的子载波可以被平均分隔开来，并且可以相对于信道中心频率或偏移的信号频率而被对称地安排位置。

图5示出了信号中心频率可如何与信道中心频率(CCF)一致，或者可如何相对于信道中心频率(CCF)而所有偏移。在图5中，SCF A与其对应的CSF一致，SCF B和SCF C相对于对应的CSF是偏移的。图5中的矩形示出了从可用子载波中为第一符号选择的子载波。对于SCF A、SCFB和SCF C来说，所选子载波以相应的SCF为中心。然而，对于SCF D的所选子载波却以CCF为中心，这与SCF形成对比。

对于用于信道搜索和服务发现的第一符号，可以这样选择子载波，即，使得它们可在不考虑偏移的情况下被找到。在第一符号中，可使用固定快速傅立叶变换(FFT)。可以从可用的FFT大小(其在目前的数字视频广播系统中包括2K、4K、8K，但是还可包括最低端的1K和最高端的16K)中选择固定FFT。在一个实施例中，使用最低可用的FFT。此外，第一符号可以使用固定保护间隔(GI)，所述固定保护间隔(GI)可从用于携带数据的符号的那些GI中进行选择。在一个实施例中，第一符号可以不具有保护间隔。

用于第一符号的子载波的数目可以小于可用子载波的一半。

当第一符号用于信道偏移信令时，可使用二进制相移键控(BPSK)或四相相移键控(QPSK)来调制载波。在一个实施例中，对于不同的信道偏移值，所选导频模式可以不同，并且可以选择导频模式和子载波调制，从而使得不同的导频模式彼此正交且彼此最大限度地不同，以便允许在检测中的稳健性。在一个实施例中，不同的导频模式可以仅用信号通知FFT大小，并且通过检测相对于额定中心频率的移位来发现频率偏移。

对于第二(以及第三，如果存在的话)符号，可以使用全信号带宽(基本上所有的可用载波)。在实施例中，第二(和第三)符号可以与第一符号使用相同的FFT大小和保护间隔。在某些实施例中，并非所有的可用子载波都用于第二(和第三)符号。在一个实施例中，第二和第三符号可以具有与导频子载波相同的子载波，并且在其它实施例中具有附加子载波用作导频。在一个实施例中，第二符号还携带信令数据，并且还可携带用于信令数据的前向纠错数据(FEC)。

根据实施例，引入了信号的一部分(例如，初始化/同步符号(一个或多个))，其具有已知特征，并且在不同数字视频广播操作模式下保持相同。信号的已知部分含有用于信号的其余部分的参数；因此，在解码了已知部分之后，可以解码信号的其余部分，而不必采用试凑法。此外，可以使用信号的已知部分来高效地检测含有数字视频广播服务的信道。如果从所检查的信号中没有找到固定的已知部分，那么可将该信号看作是非数字视频广播信号或空信道，并且接收机可快速继续下一信道/频率。

图6是示出了根据至少一个实施例由接收机实现的步骤的流程图。如在602所示，为了在信道上接收信号，根据信道栅格，将接收机中的频率合成器编制到信道的额定中心频率。如在604所示，尝试通过将接收信号与所存储的已知信号集合进行比较来确定：接收信号是否为期望类型，以及是否使用了偏移。如果发现匹配，则确定该信号是期望类型，并且可以确定用于该信号的偏移和FFT大小。如在606所示，针对是否检测到匹配来进行确定。如果未检测到匹配，那么遵循来自606的“否”分支，如在608所示，认为该信道含有非数字视频广播信号，或者接收信号不是期望类型，并且处理继续下一信道。

否则，如果检测到匹配，那么遵循来自606的“是”分支，如在610所示，使用所确定的频率偏移来重新编制频率合成器。如在612所示，对下一同步符号进行解调，以便检测用于数据符号的调制参数。最后，如在614所示，随后实现信道估计和校正以及数据解调。

在频率合成器的重新编制采用相对长时间的情况下，接收机可以等待初始化/同步符号的下一集合，并对来自该集合的调制参数进行解调。

图7根据本发明一方面示出了与信号带宽和信道栅格带宽相比的导频信号带宽的大小的示例。在实施例中，第一符号是用于粗糙的频率和定时同步的导频符号。该导频符号的带宽小于实际的数据符号，例如，在8MHz数据符号的情况下，该导频符号可以是7MHz宽。导频符号中心频率可与用于数据符号的频率相同，例如，在对于数据符号使用偏移的情况下，也可以对导频符号使用偏移。在导频符号具有较小带宽的情况下，在初始同步阶段期间，接收机的RF部分可以被编制到额定信道中心频率，并且仍然可以被设置成接收导频符号的整个带宽。在导频符号不具有较小带宽的情况下，接收机的RF信道选择滤波器将过滤出一部分导频符号。

在实施例中，导频符号可以使用已知(固定)的FFT和保护间隔选择。此外，所使用的导频的数目可以不同于数据符号，即，可以无效(extinguish)一部分导频，例如可使用256个导频。可以利用已知序列来调制导频。

图8根据本发明的一方面示出了用于导频符号的导频序列的稀疏导频分隔。用于导频模式的调制序列“指纹(finger print)”可能是接收机已知的。除了调制之外，导频符号中的子载波还可具有不同的提升水平(boosting level)，如图8所示。

图9是示出了接收机所执行的步骤的流程图，用于在频域中实现相关以便检测正被使用的粗糙偏移。如在902所示，可以将接收机(频率合成器)的射频部分编制到信道的额定中心频率(根据信道栅格)。

如在904所示，使用预定的FFT大小来计算FFT。导频符号的宽度小于信道带宽。因此，即使在由于偏移而对频率合成器的初始设置错误时，FFT也能够捕获导频符号。

如在906所示，基于导频同步符号在频域中的偏移来检测频率偏移。如果发现频域中的非相关性，那么该信号不是数字视频广播信号，并且信道搜索可继续下一信道。

如在908所示，通过重新编制接收机的频率合成器来补偿偏移。如在910所示，对下一同步符号进行解调，以便检测用于数据符号的调制参数。如在912所示，实现基于信道估计符号的信道估计和校正，并且如在914所示，然后解调数据。在实施例中，接收机可以等待在同步符号的下一集合中的同步符号，从而使得将频率合成器重新编制到信号中心频率。

可以基于使用中的偏移来使用不同的导频序列(指纹)。例如，如果7个偏移是可能的(±3/6MHz，±2/6MHz，±1/6MHz，0)，则可以引入7个不同的导频序列。可利用若干方法来构成导频序列，这包括但不限于：伪随机序列、每秒换向(inverting every second)、提升中心载波，等等。根据实施例，接收机在时域中实现相关以便检测所使用的导频序列，并且因此检测所使用的偏移。可以根据针对实现时域相关的一个或多个实施例来使用指纹。但是，对于频域实施例，可以通过频域中的滑动相关器来检测偏移，即，可以使用单个指纹。此外，举例来说，如果将不同指纹用于不同的FFT大小，那么对于频域实施例来说，可以对像FFT大小这样的信息进行编码。然后，可以利用若干指纹来运行频域相关。在实施例中，如果在使用若干指纹，则可以将所接收的指纹同时与若干所存储的指纹进行比较。可以在信道带宽上步进式地在频域中平移所接收的导频序列，其中当导频序列一致时，产生高相关性信号。

图10是示出了根据实施例的步骤的流程图，用于在时域中实现服务发现相关。如在1002所示，将接收机(频率合成器)的射频部分编制到信道的额定中心频率(根据信道栅格)。

在一个实施例中，如在1004所示，在时域中实现所接收的导频序列与已知导频序列的相关，以便检测所使用的偏移。例如，如果使用了七个偏移，则定义七个不同的导频序列(指纹)。每个粗糙偏移对应于特定的导频序列指纹。基于该相关，可以检测所使用的指纹(即，所使用的偏移)。导频序列可以处在信道的额定中心频率(根据信道栅格)。在一个实施例中，定义导频符号的集合，从而使得其中的每个导频符号对应于一频率偏移FFT大小对，其中基于所检测到的相关性，可以检测偏移和FFT大小这二者。

如在1006所示，基于所标识的导频序列指纹来检测频率偏移。如果所有的导频序列均未示出相关性，那么该信号不是期望的数字视频广播信号，并且搜索可继续下一信道。

如在1008所示，通过重新编制接收机的频率合成器来补偿偏移。如在1010所示，对下一同步符号进行解调，以便检测用于数据符号的调制参数。如在1012所示，实现基于信道估计符号的信道估计和校正，并且如在1014所示，随后解调数据。在一个实施例中，接收机可以等待同步符号的下一集合，从而重新编制频率合成器。

在发现了偏移并重新编制了频率合成器之后，第二符号(即，在导频符号之后的符号)可以使用固定的FFT和保护间隔选择，但是将使用全信号带宽。然后，第二符号可以含有与用于后续数据符号的调制参数有关的特定信息。在另一实施例中，第二符号可以使用在第一符号中用信号通知的FFT。

可以在数据符号之前插入任选的第三符号，以便促进信道估计。

图11示出了根据本发明一方面的导频/信令符号序列的示例。可以在传输中足够频繁地(例如每50ms)重复导频符号1102以及信令符号1104和1106，以便按所期望的那么快地实现信号检测和同步。第一导频符号1102用于粗糙的频率和时间同步，并且此外，其还可以携带与用于随后的符号的FFT大小有关的信息。对于第一符号来说，FFT、保护间隔和调制是固定的。在一个实施例中，第二符号1104包括与第一符号相同的导频子载波，但是可附加地具有被用作导频子载波的更多子载波。第二信令符号还携带包括FFT大小、保护间隔和调制参数的信令数据。第三信令符号还包括用于信道估计和精密定时的更多导频。

因为所重复的信令符号携带了关于所选参数的信息，所以可以频繁地改变用于数据符号的调制参数(如星座图，QPSK与16QAM与64QAM)。

图12是根据本发明的至少一方面示出了由发射机实现的方法的步骤的流程图。如在1202所示，构成包括导频符号的符号序列，所述导频符号被配置以便将粗糙的频率和定时同步信息作为第一符号来传达，在所述第一符号之后是下一信令符号，所述下一信令符号被配置以便将调制参数作为第二符号来传达，在所述第二符号之后是多个数据符号。在一个实施例中，在第二信令符号之后可以是第三信令符号。然后，如在2004所示，在广播信道上利用可以比数据信号带宽更窄的导频信号带宽来传送符号序列，所述数据信号带宽可以进一步比广播信道的信道栅格带宽更窄。

图13和图14通过示例示出了P1、P2和DATA符号(即OFDM符号)之间的关系。从图13和图14可以看出如何针对P2和数据符号的持续时间来划分数据。数据分组可紧邻地位于最后的P2-n分组之后，并且都被携带在“DATA符号”内。

图15示出了根据本发明至少一个方面的示例性帧和时隙结构。在图15中，帧1502可以包括一个或多个时隙1504。例如，帧1502包括时隙11506至时隙41512。每个时隙1506-1512可包括若干OFDM(正交频分多路复用)符号，典型地从几个符号到几十个符号。向这些时隙分配服务，从而使得一个或多个时隙用于服务。例如，时隙11506可包括多个OFDM符号1514至1524。此外，每个OFDM符号可包括多个OFDM信元。例如，OFDM符号1514包括OFDM信元1526至1534。

实施例涉及在数字视频广播-地面下一代(DVB-T2)系统中的初始服务发现。DVB-T2系统可以包括前导，其用于对可用的T2信号的有效标识。前导不应当消耗太多容量，但是应当兼容于不同的快速傅立叶变换(FFT)大小(2k，4k，8k，16k和32k)。使开销最小化导致：针对每个FFT大小使用2k符号(P1)，并且通过按不同的伪随机二进制序列(PRBS)来调制载波，从而用信号通知这个符号内的实际FFT大小。为了找出随后的符号的FFT大小，接收机检测调制PRBS。该PRBS还指示整数频移(DVB-T2信号相比于额定中心频率可具有+/-1/6，+/-2/6，+/-3/6MHz的移位)。概括起见，在初始扫描中使用P1符号以便：(1)检测T2信号的存在；(2)估计频率偏移；以及(3)检测所使用的FFT大小。

在初始扫描之后，因为由P1携带的参数(即FFT大小和频率偏移)保持恒定，所以在正常数据接收或切换期间可以不使用P1符号。对于切换，这些参数在射频(RF)信道之间是相同的，或者在切换之前用信号传送这些参数(例如，在根据ETSI EN 300468数字视频广播(DVB)的节目特定信息/服务信息(PSI/SI)中；DVB系统中用于服务信息(SI)的规范)。然而，在正常数据接收期间，P1可用于例如检测帧开始，或者改进同步和信道估计算法。P2符号(一个或多个)是位于P1之后的信令和信道估计符号(一个或多个)。

对于P1的检测(以及因而对DVB-T2信号的检测)基于保护间隔相关(GIC)。在GIC中，将保护间隔与符号的尾端进行相关。GIC中的峰值指示潜在的DVB-T2信号，这可以根据P2符号来进行检验。第一问题在于：保护间隔应当长，以便提供稳健的检测(即，长保护间隔提供更高的信噪比)。然而，较长的保护间隔(并且因而较长的P1)降低了数据容量。

由于P1是待接收的第一符号，因此通常并没有关于信道条件的先验知识。因此，P1符号应当包括用于克服信道失真的特定手段。实际上，这将意味着使用例如额外的导频载波用于信道估计或子载波之间的差分调制。

由于较低的FFT大小，P1符号的载波间隔可能并没有随后的数据符号中那样密集(例如，2k用于P1，而32k用于数据)。为了P1中成功的PRBS检测，信道的相干带宽应当小于2k符号的子载波间隔。然而，网络可能被设计用于32k模式，并且长单频网络(SFN)延迟可能产生高得多的频率选择性。

在载波索引k处的复数值的接收信号可被表示为r_k＝h_ks_k+n_k，其中s_k是所传送的数据符号(例如使用四相相移键控(QPSK))，h_k是在载波索引k处的信道响应，并且n_k是噪声项。

在相干解调中，首先使用导频来估计h_k，然后例如通过将r_k除以所估计的h_k来均衡信道效应。

如果我们考虑DVB-T2和P1符号，则不存在任何导频来估计h_k。因此，通常使用非相干解调，而不进行信道估计。这可以通过使用差分调制(例如差分二进制相移键控(DBPSK))来实现，其中，将信息编码成两个相邻载波之间的相差。这两个相邻载波可被表示为r_k＝h_ks_k+n_k和r_k+1＝h_k+1s_k+1+n_k+1。可以根据这两个接收载波之间的相差r_k+1-r_k＝h_k+1s_k+1-h_ks_k+n来对所传送的符号进行解码。

图16示出了在一个导频(P1)OFDM符号内的相干带宽和差分调制。假设信道响应h_k和h_k+1的相位近似相同，如图16的上部分示图所示。然而，在高度频率选择性信道(例如图16的下部分示图)中，在相邻信道响应之间的相关性相对低。这使得使用载波之间的差分调制是不可行的。

相干带宽(即，在具有高度相关性的信道响应情况下的带宽)可以通过来近似，其中τ_d是信道的延迟扩展。信道的相干带宽应当低于载波间隔，以便使用载波之间的DBPSK。P1的FFT大小是2k，并且8MHz信道中的载波间隔是4.46kHz。从这些载波中使用每个第3或第9载波。因此，实际载波间隔甚至可以是40.1kHz。另一方面，在大型SFN网络中的延迟扩展可以是448μs(具有1/4保护间隔的16k模式)，得到2.2kHz的相干带宽。

根据本发明的一方面，使用两个P1符号，例如在GI＝1/1情况下的1k符号。在GIC中分开使用这两个符号。当GI＝1/1时，可在GIC中利用整个符号持续时间。

根据本发明的一方面，在两个P1符号之间应用差分调制，如图17所示。因为现在按逐子载波的方式进行差分调制，所以对相干带宽没有要求。(可选地，第一P1符号可以用于信道估计，这将允许对第二P1符号的相干解调。)

两个P1符号的时间间隔相对短，从而使得信道从第一符号到第二符号并不改变。因此，根据一个或多个实施例，可以在具有相同载波号的载波之间在时域中进行差分调制。

实施例还支持移动接收。根据实施例，信道的相干时间长于两个P1符号的持续时间。这使得r_k(1)和r_k(2)之间的相关性高。信道的相干时间可以通过

来近似，其中F_d是信道的多普勒扩展，并且其可通过给出，其中v是接收机的速度，c是光速(3*10^8m/s)，而F_c是载波频率。如果v＝120km/h且F_c＝666MHz，那么F_d＝74Hz且τ_coh＝13.5ms，这显著长于P1符号的持续时间(例如280μs)。

根据一个或多个实施例，可以改进P1的符号同步。P1符号可以具有1/1保护间隔，这将改进符号同步，并且就开销而言使得保护间隔相关长度最大化。P1符号可以使用1k FFT，相比于两个2k符号，这将减少开销。

保护间隔相关(GIC)是在正交频分多路复用(OFDM)符号中用于同步的基本方法。由于GI是实际OFDM符号的最后部分的循环副本，因此接收机能够通过检测该相关性来找到OFDM符号的开始。实际上，接收机连续地对接收信号的两个块进行相关，通过N个采样来分离这两个块(N是FFT大小，也是数据采样数)。在正确的位置处检测到相关峰值。

图18示出了具有1/1保护间隔的两个1k符号以及符号之间的差分调制。可以看出，1/1保护间隔意味着GI和数据部分具有相同的长度，并且采样也是相等的。等同地，1/1符号可被认为具有两个相等的符号而没有保护间隔。

因为差分调制，连续的符号(P1和P1’)是不同的，这意味着正常的GIC应当被应用于每个P1符号内。然而，相比于2k 1/4GI符号(1/4*2048＝512)，相关长度翻倍，并且可以组合来自这两个符号的相关，用于进一步的改进。由于保护间隔相关现在不匹配于数据模式(2k，4k等)，因此1k 1/1GI符号也是所期望的。

另一实施例加速了初始扫描。期望快速检测非T2信号，从而使得接收机可调谐至下一频率。这可以通过经由以下操作检测P1符号中的零载波来实现：(1)针对属于子集r_3k、r_3k-1和r_3k+1的载波，计算接收能量的三个总和(参见图19，其示出了根据一个或多个实施例从P1计算接收能量的总和)，其中r是P1符号(一个或多个)的第k个载波，并且k＝1，2，3...；以及(2)通过比较这三个子集上的接收能量，检测T2信号的存在；以及(3)设置能量门限(例如，在最强以下5dB)；以及(4)如果仅一个总和超过门限，则检测到可能的T2信号。

图20示出了根据一个或多个实施例的发射机。根据参考序列对第一P1进行BPSK调制，并且如下调制第二P1：如果PRBS_k＝0→b_k，2＝b_k，1；如果PRBS_k＝1→b_k，2＝-b_k，1(或者反之亦然)，其中PRBS_k是PRBS的第k个元素，并且b_k，m是在第m个P1符号处在第k个载波上传送的符号。接下来，在快速傅立叶反变换(IFFT)和保护间隔插入之前，发射机对原始参考序列和经延迟的差分调制序列进行组合。N指的是FFT大小。

图21示出了根据一个或多个实施例的接收机。接收机实现结合图20在上文所述的发射机操作的反向操作。即，接收机从P1符号(第一和第二导频符号)中去除保护间隔，在P1符号上进行快速傅立叶变换，并且随后对P1符号进行差分解调，以获得所传送的伪随机二进制序列的估计。接收机不必知道参考序列。

图22是根据一个或多个实施例示出了可由接收机实现的步骤的流程图。在初始扫描中，接收机可被调谐至信道的额定中心频率，并且其可以开始寻找P1符号。然后，可以在所选信道(和带宽)处重复以下过程-但不一定都具有频率偏移，这是因为可以在额定中心频率处检测P1符号，而与所使用的偏移无关。

在带宽和额定中心频率选择之后的第一任务是找到T2信号的存在。可以通过例如保护间隔相关来找到P1符号，这不受频率偏移的影响。由于2k符号的缺少意味着非T2信号，因此使用保护间隔相关还有助于T2信号检测。

保护间隔相关针对的是信道的延迟扩展处在保护间隔内的情形，这可能并不是在大规模SFN中具有P1符号(例如具有32k模式)的情况。在这种情况下，比保护间隔更长的延迟(特别是作为可用符号持续时间几倍的延迟)产生了错误相关。

然而，应当注意，因为接收机无论如何应当能够同步于正确路径，所以在强SFN回波存在时的符号定时不仅是特定于P1的问题。不同的地方在于：P1相关由于更短的GIC窗口而具有更大的噪声级。

根据保护间隔相关获得粗糙的时间和部分频率同步。这些是用于P1符号本身的粗糙估计，并且可以使用随后的符号来对它们进行改善。假设，这些估计足够精确以检测五个PRBS模式之一，从而找到FFT大小。

对于快速初始扫描，应当相对快速地丢弃不含T2信号的信道。根据实施例的前导结构支持步进式检测，其中，可相对快速地丢弃非T2信道，并且可通过读取L1静态信令来确认对T2信号的检测。

可以通过保护间隔相关来进行第一消除。P1信号可以在每帧(大约200ms)重复，并且其在SNR需求方面相当稳健，因此，测试两个连续的P1位置可能足够可靠以检测T2信号。这可以每RF信道占用大约500ms。然后，接收机可以判定是否已经找到可能的P1符号。如果在39个UHF信道上并且甚至在3个信道带宽的情况下实现了该操作，则用于该扫描的总时间大约为58秒。要注意，由于信道栅格不同，因此在相同时间尝试扫描不同带宽实际上并没有帮助。

一旦找到了可能的P1符号，接收机便可以实现粗糙同步和FFT。接下来，接收机可以使用稀疏载波栅格在T2信号与其它2k信号之间进行区分。因而，最有可能从首先接收的P1符号中检测到非T2信号。

对频率偏移的检测是基于找到移位的导频模式。可以通过以下方式来分开对频率偏移和FFT大小的检测：首先，使用在所假设的导频载波处的功率来找到正确的偏移，并且随后计算对于五个PRBS的相关性。另一方面，在找到频率偏移时，可能已经使用了PRBS。稀疏载波栅格降低了搜索算法的复杂度。

在检测到频率偏移之后，可调谐接收机来接收数据符号。另一任务是找出所使用的保护间隔，以便解码P2符号。由于P1符号没有携带GI的任何信令信息，因此，接收机可通过在该帧期间使用正常的OFDM符号来对此进行检测。无法解码在紧邻所检测到的P1之后的P2符号。但是，由于可以使用整个200ms帧持续时间，因此存在足够的时间来检测在下一帧之前的GI。这给信号获取时间增加了另外200ms，但是这很可能在FOUND(找到)T2信号的情况下发生，而不是在每个所测试的信道的情况下发生。由于并行多路复用的最大数目典型地在7到8的阶次，因此给扫描序列增加的总时间小于2s。

在帧持续时间可配置的情况下，可以通过识别下一P1符号来获得帧同步。然后，确认在P2符号中从L1静态信令检测到的参数。

在一个实施例中，第一P1用于信道估计，然后用于均衡第二P1。这重用了各个实施例的基础思想，但是实现不同。N指的是FFT大小。

根据DVB-T2标准，给出P1和P2符号，作为信令的初始扫描和传输的解决方案。根据实施例，在高度频率选择性信道中，两个P1符号之间的差分调制可具有优势。

如上所述，在初始扫描中使用P1符号以便：(1)检测T2信号的存在；(2)估计频率偏移；以及(3)检测所使用的FFT大小。估计频率偏移(以及在某种程度上检测T2信号的存在)的可能方法是使用频域“梳子(comb)”，即，使用OFDM符号中的可用子载波的子集。假设存在总共L个可用子载波(＝在扣除保护带情况下的FFT大小)。此外，假设针对这种导频/同步使用，每个第三子载波是可用的，因此将存在用于同步信号的

个活动子载波。在数学上，可以利用比特序列P(0)，P(1)，K，P(L′-1)来表示所述梳子。这里，比特P(k)说明，子载波号lowest+3*k是否含有二进制相移键控(BPSK)信号：“0”指示不含任何功率的子载波，并且“1”指示含有BPSK调制信号的子载波。该思想在于：当操作者使用信道频率偏移时，相应地移位梳子。因而，在实现了定时同步和部分频率同步之后，接收机可执行FFT，并且搜索整数频率偏移。这里，接收机可以使用在假定的导频载波(即，所述梳子)处的接收功率，并找到频率偏移，而无需解调伪随机二进制序列。然后，通过与被移位的梳子和所测量的子载波信号功率的相对良好匹配的存在，检测正确的整数频率偏移(＝子载波间隔的整数倍)。然后，通过对5个BPSK模式S_m(0)，S_m(1)，K，S_m(L′-1)(其中m＝1，2，3，4或5)的选择来指示(例如从5个选项中选择的)FFT大小。

频率偏移(在对其分数部分进行调整之后)实际上是向下标增加恒定偏移n。然后，求和

计算了在梳子及其移位版本之间的冲突数，并且S(0)＝N等于梳子中的子载波的数目N。为了起到作用的整数频率偏移的检测，相比于正确的匹配N，冲突计数S(n)，n≠0应当要小。

理想地，P1信号的结构应当是这样的，即其同样支持其它检测方法，从而向硬件设计者提供选项自由度。针对与检测P1信号的存在有关的问题的另一方法是基于时域相关。为了同样支持该备选方法，实际信号

应当具有良好的互相关特性-不仅对于m个不同值，而且对于(m，n)对的不同值，即，对于(FFT大小，频率偏移)组合的不同值。

信号集合所需的其它特性是合理的时域自相关特性和合理的峰值平均功率比(PAPR)特性。理想地，还应当可能在不借助于大查询表的情况下快速和高效地重新生成梳子和BPSK序列。

实施例针对的是：1)限于每个第三子载波的梳子；以及2)这样的梳子，即该梳子含有大约一半的其余子载波，从而使得活动子载波的数目N应当大约是L/6。在这些适当的假设下，长度为

的较短梳子模式/序列是感兴趣的。

根据实施例，可以使用适当长度的二进制m序列来生成梳子，并使用相同m序列的所选循环移位(现在被解译为与0/1形成对比的+1/-1)来生成5个BPSK模式。

指定了六个比特模式，每个比特模式包括r个比特，并非全为零，随后其称为种子。然后，通过应用由级数为r的本原多项式所确定的递推公式，将这些种子扩展成长度为2^r-1的序列。要注意，应用相同的递推公式来形成6个序列中的每个序列。挑选序列之一来确定梳子，并且其它5个通过将“0”重新解译成+1以及将“1”重新解译成-1来确定BPSK模式。理想地，那么L′＝2^r-1。还可以使用不同的应用情况以及用于构成梳子的备选方法。

在DVB-T2的具体使用情况下，L＝1531个子载波，因此L′＝511＝2⁹-1，r＝9，并且可以使用本原反馈多项式1+x⁴+x⁹。这些种子的示例性集合包括用于梳子的100000000，以及用于5个BPSK模式的000110101，110001100，101111101，101101111，111100111(全被解译为+/-1s)。通过重复应用递推公式P(k)＝P(k-4)+P(k-9)(mod 2)以及S_m(k)＝S_m(k-4)*S_m(k-9)(其中k＝9，10，...，510)，将这些扩展成序列P和S_m，其中m＝1，2，3，4和5。

在选择种子时的设计准则在于：当所得到的序列是彼此的循环移位时，所采用的从一个序列到另一个序列的移位量应当要相对大。类似地，可以这样设计种子，即，其中一个种子不能够按照短(例如小于45个位置)的循环移位根据梳子序列和另一序列的逐比特XOR(异或)来产生。

如果可用载波L’的数目不具有2^r-1的形式，但是仍然相对地接近于这样的数，那么可以通过从m序列的尾端截断小的区段来缩短梳子和序列，或者，可以通过在相对短的时间循环地重复模式来扩展该模式。在以上示例中，可以通过循环地将梳子模式以及BPSK序列移位一个位置，将子载波的数目从1531减少到1507。为此，可以通过应用一次递推关系，将9比特种子扩展成10比特。此后，可省去第一比特，从而产生9比特种子。因而，代替以上建议，可以使用用于梳子的种子000000001，以及用于BPSK序列的种子001101010，100011000，011111010，011011110，111001111。然后，梳子将开始于8个零，即24个空子载波，并且将P1信号缩窄到1507个连续载波。观察到可用带宽所扮演的角色并不十分重要，因为在较窄的频带(例如5MHz)应用中，子载波之间的间隔也较窄，并且仍然存在空间用于大致上相同数目的子载波。

生成频域梳子的备选方法是使用本领域已知的二次剩余序列(＝QR序列)。所得到的梳子共享在移位版本与基于m序列的梳子之间的冲突统计。该备选方法具有以下优点：QR序列的长度是以4为模结果等于3的质数p。因而，当使用QR序列时，可用长度的集合更加灵活。这里，还可使用相同序列的循环移位版本来构成BPSK序列。然而，在运行中生成相对长的QR序列在计算上更加费力，并且在实践中可能必须使用相对大的查询表。

根据至少一个实施例，所提议的5个P1信号是

其中m＝1，2，3，4和5。这里，n指示频率偏移的整数部分。将其计数为子载波间隔的倍数，从而在所提议的使用情况下，n＝±37，±75，±112对应于±1/6，±1/3，±1/2MHz的频率偏移(要注意，较早地处理子载波间隔的分数，而不管它们是这里的舍入误差的结果还是接收机与发射机之间的时钟差的结果)。但是实际上，所提供的构造允许n的任意整数值，直到134。这里，P和S_m(其中m＝1，2，3，4和5)是上述长度为511的序列。这些信号占用了在1531个连续子载波范围内的256个子载波。

对于同样起作用的种子，存在各种其它的选项。例如，在不改变相关特性的情况下，可以循环地将6个m序列中的每个m序列移位相同的量。当频率偏移的整数部分n小于3*45＝135时，种子的示例值工作良好。在该范围内，在序列的偏移版本之间保持低的互相关性。计算机搜索揭示了具有同样良好性能的其它种子集合。并未完全排除低相关性的甚至略微更宽范围的可能性，但是已知的是，如果n可以像3*51＝153这样大，则利用该方法将无法获得低相关性范围，而不管如何仔细地选择种子。

按照3的倍数的间隔允许相对快速地检测频率偏移的整数部分，因为在真实的梳子和所测试的版本之间不存在冲突，除非所测试的和实际的整数偏移之间的差是3的倍数。如果满足该条件，那么冲突的数目是256，此时我们具有正确的偏移，并且冲突的数目在范围119...128内，否则，即接近于128的最优伪随机中间点。对于具有类似结构(＝限于每个第三子载波)和密度(＝总体来看，平均而言6个子载波中有一个是“活动的”)的随机生成的梳子，冲突的数目的期望范围(相对于期望值具有+/-2标准偏离)从104到144，所以，对m序列的使用通过在更窄范围内带来变化而对此有所改进。

m序列的基础代数结构帮助确保以该方式产生的几乎所有序列都具有合理良好的PAPR特性(例外的情况是：对于序列之一以及梳子使用了相同的种子)和合理良好的时域自相关性。对种子的仔细挑选进一步帮助确保在各个序列的偏移版本之间良好的互相关特性。事实上，非平凡(non-trivial)相关非常接近于零，这与达到32的+/-2SD级别的随机波动形成对比。

图23是根据一个或多个实施例在导频序列及其频率偏移版本之间的自/互相关的示图。

图24是图23的示图的放大版本，其示出了频率偏移的低互相关范围。

图25是根据至少一个实施例示出了第一P1信号的包络幅度的示图(在666MHz的中心频率以及4464Hz的载波间隔情况下计算的单个符号，在25MHz采样以产生这些图)。选择使得均方幅度等于一的标度。

图26是图25的示图的放大版本。图25和图26一起示出了该集合的合理PAPR特性。

在随后的BPSK和P1序列的讨论中，F＝GF(512)将指示具有512个元素的有限域，并且g将是满足等式1+g⁵+g⁹＝0的F的本原元素，因此，当指数i取得值i＝0，1，...，510时，幂gⁱ经过F的非零元素。我们还注意到，那么g^-1将是早先的反馈等式1+x⁴+x⁹＝0的根。令tr：F→GF(2)是迹函数。得到先前0/1值的m序列以及所有其循环移位为序列m_α(i)＝tr(αg^i-1)，其中i＝1，2，K，511并且α≠0。我们写成e(x)＝(-1)^tr(x)和ω＝e^2πj/511。因而，我们可以选择元素α∈F和β_j∈F，j＝1，2，3，4，5，从而得到零和一的梳子为P(i)＝tr(αg^i-1)＝(1-e(αg^i-1))/2，并且得到BPSK序列为S_j(i)＝e(β_jg^i-1)。因而，由公式P1_j(i)＝(1-e(αg^i-1))e(β_jg^i-1)/2给出P1序列。

我们具有恒等式e(x±y)＝e(x)·e(y)以及求和

(以下称为等式(1)或求和式(1))(其中，无论何时γ都为非零)，以及所谓的高斯求和

(以下称为等式(2)或求和式(2))，其在γ和k都为非零时具有复数绝对值

并且在γ和k中有一个为零但不是都为零时小于该值。

在此，我们记录所提议的梳子对应于选项α＝1。

让我们考虑在模式P(k)＝(1-e(αg^k))/2及其移位版本P(k+n)之间的冲突的数目，其中n指示移位量(至多

)。如果我们在511的周期下循环地继续该梳子的模式，那么可以计算冲突的数目。标记变量x＝g^k，并采用通常的约定：F^*是域F中的非零元素的集合。然后，“冲突以511为模”的数目是(因此，k+n通过以511为模来计算)

$\underset{k=1}{\overset{511}{\mathrm{\Σ}}}P\left(k\right)P(k+n)=\frac{1}{4}(\underset{x\∈F^{*}}{\mathrm{\Σ}}1-\underset{x\∈F^{*}}{\mathrm{\Σ}}e\left(\mathrm{\αx}\right)-\underset{x\∈F^{*}}{\mathrm{\Σ}}e\left(\mathrm{\α}{g}^{n}x\right)+\underset{x\∈F^{*}}{\mathrm{\Σ}}e\left(\mathrm{\α}(1+g^n)x\right)).$

这里，第一总和为511。因为t＜511，所以系数α，αgⁿ，α(1+gⁿ)是非零的，并且等式(1)告诉我们其余的总和都等于-1(针对求和式中缺少e(0)＝1项的事实而调整)。总之，我们得到被移位的梳子具有512/4＝128个冲突(在循环扩展梳子的情况下)。当我们考虑由于求和k+n溢出＞511而导致的尾端效应时，我们看到关于冲突数目的预期下降。在n＝1，2，3，4，6，7，8处，存在128个冲突，并且该数目随着n的增加而近似线性地下降。当n达到最大值37时，冲突数目为125。在偏移n＝36的情况下，达到最小值119个冲突。因此，在该梳子的情况下，两个偏移梳子之间的冲突数目将接近于128的理想中间点。

我们可以计算两个P1序列的互相关为(在f域中，根据Parseval定理，不管是在频域中还是在时域中进行都没有关系)：

$\⟨{P1}_j,{P1}_{j^{\′}}\⟩=\frac{1}{2}\underset{i=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}(1-e\left(\mathrm{\α}{g}^i\right))e\left(({\mathrm{\β}}_j-{\mathrm{\β}}_{j^{\′}})g^i\right)=\frac{1}{2}(\underset{x\∈F}{\mathrm{\Σ}}e\left(({\mathrm{\β}}_j-{\mathrm{\β}}_{j^{\′}})x\right)-\underset{x\∈F}{\mathrm{\Σ}}e\left((\mathrm{\α}+{\mathrm{\β}}_j-{\mathrm{\β}}_{j^{\′}})x\right))$

假设β_j-β_j′为非零(换句话说，两个序列不同)并且α+β_j-β_j′为非零(换句话说，两个序列并非逐比特互补)，那么求和式(1)告诉我们该互相关等于零。对此的实际测试为：对于要正交的该类型的两个序列，它们的初始区段互不相同，并且它们的初始区段的逐比特XOR与梳子P的初始区段不同。

如在对于冲突数目的计算中，我们首先在f域中循环地扩展序列，计算在这样的信号扩展对之间的互相关性，并且或多或少地忽略短“尾”(其是少数伪随机项的总和，并且不会有太大作用)。因此，在P1信号与另一P1信号(相对于前者偏移t个位置)之间的(f域)互相关为：

$\⟨{P1}_j,{P1}_{j^{\′}}\left(\mathrm{offset\; by\; n}\right)\⟩=\frac{1}{4}\underset{i=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}(1-e\left(\mathrm{\α}{g}^i\right))e\left({\mathrm{\β}}_j{g}^i\right)(1-e\left({\mathrm{\αg}}^{i+n}\right))e\left({\mathrm{\β}}_{j^{\′}}{g}^{i+n}\right)=$

$=\frac{1}{4}(\underset{x\∈F}{\mathrm{\Σ}}e\left(\right[{\mathrm{\β}}_j-g^n{\mathrm{\β}}_{j^{\′}}\left]x\right)-\underset{x\∈F}{\mathrm{\Σ}}e\left(\right[(\mathrm{\α}+{\mathrm{\β}}_j)-g^n{\mathrm{\β}}_{j^{\′}}\left]x\right)-\underset{x\∈F}{\mathrm{\Σ}}e\left(\right[{\mathrm{\β}}_j-g^n(\mathrm{\α}+{\mathrm{\β}}_{j^{\′}})\left]x\right)+\underset{x\∈F}{\mathrm{\Σ}}e\left(\right[(\mathrm{\α}+{\mathrm{\β}}_j)-g^n(\mathrm{\α}+{\mathrm{\β}}_{j^{\′}})\left]x\right))$

(以下称为等式(3))。

观察到，这里索引j和j’可以相等，即，我们还对在序列及其偏移版本之间的相关性感兴趣。根据等式(1)，我们看到该主项为零，除非在方括号中的系数之一为零。当n在零附近的范围内取值时，我们剩下的目标是按照以下方式选择系数β₁，K，β₅：系数本身的以g为基数的离散对数，以及求和α+β₁，K，α+β₅的以g为基数的离散对数，彼此间尽可能的远(循环地以511为模)。由于这里总共存在10个域元素，因此，在离散对数间的最小分隔不能够大于

在采样结构的选项α＝1＝g⁰的情况下，小启发式搜索给出了上述讨论中使用的集合：β₁＝g³³，α+β₁＝g¹⁸¹，β₂＝g¹³⁵，α+β₂＝g⁴⁹⁹，β₃＝g²⁴⁵，α+β₃＝g³⁹⁸，β₄＝g³⁴⁹，α+β₄＝g⁸⁵，β₅＝g⁴⁴⁵，α+β₅＝g²⁹⁶。这里，离散对数形成列表{33，135，245，349，445，181，499，398，85，296}-最初五个离散对数指定了元素β₁，K，β₅，而最后五个列出了元素α+β₁，K，α+β₅的离散对数。这里，45的最小循环分隔在499和33之间，如33-499+511＝45。也具有45的最小循环分隔的离散对数的另一序列是{33，135，233，339，447，181，499，388，286，80}。未知的是：是否存在导致甚至更大循环分隔的选项。由于3*45＝135(子载波分隔)大于112，因此这满足了我们的目的。

这些数目说明了图23中的间隙。在任一方向上直到44的偏移并不存在匹配，所以图28中近零区域的宽度为2*44+1＝89个载波。我们注意到，分隔45对应于在等式(3)中具有减号的项。与具有加号的项相对应的最小循环分隔为96，并且这发生在(445，349)对和(181，85)对之间。这说明了最靠近的旁瓣为何都是负的，而且还说明了在x轴上方的2*96+1＝193个载波的较宽间隙。

这里，我们示出了边界

如何意味着所提议的信号的自相关性至少对于特定的离散集合时间位移来说保持在低水平。所提议的P1信号的时域版本为其中为了方便，我们可以将频率偏移包括到f中，并且令Δf成为P1信号的两个可能载波之间的间隔(＝2k OFDM符号的子载波间隔的3倍)。假设我们具有小于保护间隔的时间误差Δt。那么时域相关器看出

$\⟨{P1}_j\left(t\right),{P1}_j(t+\mathrm{\Δt})\⟩=K^2\underset{\mathrm{period}}{\∫}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{P1}_j\left(k\right){P1}_j\left(k^{\′}\right)e^{2\mathrm{\πi}(f+k\·\mathrm{\Δf})t}{e}^{-2\mathrm{\πi}(f+k^{\′}\·\mathrm{\Δf})(t+\mathrm{\Δt})}\mathrm{dt}$

$=K^{\′}{e}^{-2\mathrm{\πif\Δt}}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{P1}_j{\left(k\right)}^2{e}^{2\mathrm{\πik}(\mathrm{\Δf}\·\mathrm{\Δt})}$

(以下称为等式(4))。

这里，系数K和K’用于归一化，并且含有功率提升以及来自DFT和积分的常数。该项的绝对值因而仅取决于求和(在于标度)。假设Δt具有这样的量级：对于某些整数n，乘积ΔfΔt＝n/511。也就是说，时间误差是子载波的公共周期的1/511的整数倍。因此我们可以写成e^{2πjk(Δf·Δt)}＝ω^nk。考虑到P1_j(k+1)＝(1-e(αg^k))/2仅取决于梳子的模式(并且根本不取决于BPSK调制)的事实，我们看到，在时间误差的这些值处，互相关等于

(以下称为等式(5))。

然后，等式(1)和(2)中的求和告诉我们(忘记乘数K”-其绝对值独立于n)：该求和在n＝0时(即，在不存在任何定时误差时)具有值256，并且在其它情况下具有绝对值

总的来说：利用我们的信号，存在着时间误差的相对密集的离散集合，这将导致自相关值大约在同步值以下10dB。虽然这并非决定性的，但是这高度地说明了我们所提议的信号的自相关特性是相对好的。

同样，求和式(1)和(2)是我们估计的中心。当我们比较两个不同的P1信号P1_j和P1_j’时，此时通往以上等式(4)和(5)的计算将得到：

$\⟨{P1}_j\left(t\right),{P1}_{j^{\′}}(t+n/(511\·\mathrm{\Δf}))\⟩=K^{\′\′}\underset{k=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}(1-e\left(\mathrm{\α}{g}^k\right))e\left(({\mathrm{\β}}_j-{\mathrm{\β}}_{j^{\′}})g^k\right){\mathrm{\ω}}^{\mathrm{nk}}.$

回想到我们有这样的假设β_j-β_j′≠α。如果这里n＝0，那么该求和通过等式(1)评估为0，否则我们在这里具有两个高斯求和，因此通过三角不等式，我们可以估计换句话说，在时间误差的该离散集合处，互相关性至少是在256*K”的完美匹配以下7db。

同样，求和式(2)允许我们在采样时刻Δt＝n/(511Δf)(对于所有而言n＝0，1，...，510)给出包络功率的相对精确的估计。我们得到

$\left|{P1}_j(n/(511\·\mathrm{\Δf}))\right|=\frac{1}{\sqrt{2048}}\left|\underset{k=0}{\overset{510}{\mathrm{\Σ}}}(1-e\left(\mathrm{\α}{g}^k\right))e\left({\mathrm{\β}}_j{g}^k\right){\mathrm{\ω}}^{\mathrm{kn}}\right|.$

由于α≠β_j，因此我们在n＝0处得到零，并且通过关于高斯求和的等式(2)的结果，按照绝对值符号的求和的上界为

因而，总的来说采样的包络功率最多为1。这里，总信号能量为256，所以平均功率为

因而，以这样的(Nyquist)采样速率，最大值与平均包络功率比最多为

存在一般的界限，其告诉我们在最坏的情况下，连续峰值平均包络功率比最多会是

(实际上很有可能好得相当多)。

如上所述，根据各个实施例，可以通过使用特定的同步信号或特别设计的符号来实现OFDM信号的相对快速的识别和同步。例如，在使用相对稀疏分配的载波(例如，每个第三位置被允许，如上所述)的特定结构的情况下，P1符号可以被定义为预定的例如2k OFDM符号。

该方法的潜在问题在于：在特定的多径条件下，同步符号的能量可以被显著降低，特别是在所选择的活动载波上。例如，如果存在具有0dB强度的两径信道，并且在OFDM符号长度(无保护间隔情况下的有用部分)的1/3的延迟的情况下，那么每个第三载波会被显著地删除。在特有的不合宜的相移情况下，这些删除可能发生在所选择的活动载波位置上。删除将是部分的，但是仍然会是潜在有害的。

另一潜在的问题是连续波干扰。同样，这对上述方法来说也将是难以处理的。

过去已经使用了用于同步符号的其它方法，例如，具有已知波形(如正弦曲线)的较长序列或伪随机码。这样的方法的主要缺点在于：它们通常使用相当长的时间周期，因此相对低效。数据容量被降低。此外，在移动信道中，短训练/同步周期是有益的。那么，在同步符号期间，信道可以保持大致恒定，这增加了同步检测性能。

实施例使用在频域中定义良好的相当短的符号(如在DVB情况下的2k或1k符号)，包括了在伪随机位置中稀疏分布的载波，且具有相对稳健的调制(如二进制相移键控(BPSK)或四相相移键控(QPSK))。此外，实施例可以使用两个连续的短OFDM符号，它们都携带稀疏的活动(“导频”)载波，且第二符号使得活动载波位置在频率上移位预定的量。出于实现的原因，在一个实施例中，该移位可以是OFDM符号的一个载波间隔。实施例采用了以下事实的优点：只有从规则结构(每个第二、每个第三，等等)中取得的载波位置是被允许的。活动载波被(伪)随机地分布在那些位置上。这导致了在时域中的规则结构(已知的快速傅立叶变换(FFT)采样特性)：如果每个第n载波位置被允许，则这些位置可以具有或者可以不具有活动载波(其它载波为零)，那么在时域中，OFDM符号将具有n个相同的连续部分。

图27示出了根据实施例的2k符号(P1)符号的示例，其具有长度T_u224μs，并且具有长度为T_g的保护间隔(其是有用符号长度T_u的1/4)。图27中未示出的Ts指的是OFDM符号长度＝Tu+Tg。从每个第三栅格取得载波位置，导致在有用信号部分中具有3的周期性。

图27中所示的周期性可用于高效地和可靠地检测信号。接收机可以采用在循环一与二之间的相关性，以便检测信号存在。要注意，在携带OFDM符号的正常数据中，这些相关性会是小的-接近于零。可以通过取得多个同时的相关性(例如，另外取得在循环一与循环三之间的相关性)来增加检测稳健性。为了附加的可靠性，还可以增加在循环2与循环3之间的相关性。

早先的解决方案倾向于依赖保护间隔相关(GIC)，因为在保护间隔(循环前缀)中的数据与有用符号的尾端(在以上示例中是循环3的尾端)的数据相同。但是，根据实施例，更多的信号能量在相关中是可用的，并且在对干扰和噪声给出了容限的信号的各个部分上，可以使用若干个同时的相关。此外，还可以实现在保护间隔与n个部分中的任何一个部分之间的相关。

在另一方面，可以在同步符号中包括对信息的特定携带。一种可能是在OFDM符号中使用已知的BPSK(或QPSK)序列。所述序列可以是含有几个序列的序列集合中的一个序列。对于第一和第二脉冲，这些序列可以是相同的或是不同的。在接收机中将这些序列与已知序列进行相关，以便确定所发送的是哪一个序列，并且因此可以携带若干比特的信息。例如，如果BPSK可能的序列组合的数目为8，那么可以携带3个比特。

修改在于：可以将符号1中的序列用作参考。所以，在第一导频符号(P1a)中的序列对于接收机来说是提前知道的。那么，第二导频符号可以具有(比如说)m个可能的序列。将符号P1a中的序列用作对符号P1b的大致信道估计。接收机基于其从第一符号得到的相位信息来判定在P1b中所发送的是哪个序列。同样，传送ld(m)(即，log₂(m))个比特。

进一步的修改在于：可以使用差分调制来对序列P1b中的信息进行编码，从而通过与P1a中的序列中的对应载波位置上的相位值相比的相位差来给出序列P1b中的编码值。典型地，在差分二进制相移键控(DBPSK)中，该相位差为0或180度。也可以使用差分四相相移键控(DQPSK)。

根据实施例，接收机可以利用从稀疏子采样得到的周期性。接收机可以在所接收到的脉冲的若干(例如两个或更多个)子部分中进行频率平移，如在下文较为详细讨论的。

根据实施例，发射机可以在发射信号中包括同步信号。一个有益的实现形式是：同步信号具有使用固定大小的FFT(例如在DVB-T2/H2中为1k)的确定形式。携带了在同步符号(也可能存在某些其它的同步信号)之后的OFDM符号的数据可以采用不同的形式，其具有不同的FFT大小、符号长度、保护间隔(GI)、调制等。稍后将描述同步符号的这一优选结构。其次，接收机可以按照各种方式来使用同步符号的特性。还将描述一些新式的接收机算法。

同步符号P1的稳健性可通过将其分成两个部分P1a和P1b来增加，其中，这两个部分是具有相对小的保护间隔(GI)(如1/16)或者甚至没有任何GI的1k FFT符号。短的保护间隔是足够的，因为在任意情况下，检测都必须基于P1的稳健性，并且我们无法用足够长的GI来避免符号间干扰(ISI)。但是，P1中的载波提升对此进行了抵消。提升源自于以下事实：使用了仅相对少数目的活动载波。在一个实施例中，适当的值可以是：平均来说，使用每个第6载波。对于1k FFT，这将意味着在128个伪随机定位的活动载波的阶次上。可以从允许每个第n载波位置的栅格中取得这些活动载波，其中n是相对小的数(例如2，3，4，5等)。其余的载波可以具有零值。

图28根据实施例示出了具有两个连续OFDM符号(P1a和P1b)的同步符号P1，其中所述两个连续OFDM符号(P1a和P1b)具有相同的FFT大小。在图28中，活动载波位置通过宽实线绘出。如图28所示，相对于P1a中的活动载波位置，将P1b中的活动载波位置在频率上进行移位。图28中的窄实水平线代表FFT符号的被允许的载波位置，并且虚水平线代表被禁止的载波位置。

将第二部分(P1b)的活动载波的位置在频率上移位特定的量，在一个实施例中，是相比于第一部分P1a移位一个载波位置。这将给出以下好处：当来自P1a(由于多径传播)的溢出信号可能落到P1b中未使用的载波位置时，不会有从P1a到P1b的干扰。在图28中标记了载波位置1-5。载波位置1，3，5...被称为奇数编号的载波位置，并且载波位置2，4，6...被称为偶数编号的载波位置。

现在将提供使用DVB-T2/H2的示例的几个实施例。在第一示例中，出于稳健性原因，P1a的结构可以是：1k FFT，GI长度Tg＝1/16*Tu(对应于64个采样)。用于128个载波的基本栅格为1/2，非均匀伪随机模式，活动载波将具有伪随机BPSK编码平均1/6(例如仅使用偶数载波)。P1b可以在别的情况中类似，但是位置被移位1(即，仅使用奇数载波位置)。BPSK序列可以与P1a中的相同或者不同。各个不相关的BPSK序列可以用于指示例如稍后到来的数据符号的FFT大小或某些其它的可用参数。

此外，在另一方面，可以选择P1a和P1b中的BPSK序列，从而使得在第一符号P1a中的序列将保持相同(并且对于接收机是已知的)。可以将额外的信息编码到对于第二符号P1b的BPSK序列的选择中。然后，第一符号中的活动载波充当用于第二符号的导频值。由于假设符号长度相对于信道变化来说是短的，因此可以假设信道在第二符号的时间上保持大致不变。此外，当频率移位是一个载波间隔(或者某个其它的小数目)时，信道相位可以从P1a到P1b(在对应位置上)改变相对小的量。所以对于BPSK信号来说，相位信息将足够靠近从而进行相当可靠的检测(因为这是基于在128个载波上的相关)。

在第二DVB-T2/H2示例中，当由于活动载波提升(平均功率可以与在实际的数据符号中的相同)而使得同步符号P1稳健时，可以省略保护间隔。因此，可以使用以下结构：P1a：1k FFT，0GI，128个活动载波，伪随机定位，仅使用偶数载波位置，由随机序列调制的BPSK。P1b：与P1a相同，但是，将活动载波位置在频率上向上或向下移位一个载波频率间隔，即，仅使用奇数载波位置(如果P1a使用偶数载波位置的话)。可以将数据符号的FFT大小信息编码到对于BPSK序列的选择中。可能存在例如5或6个不同的序列，它们应当彼此最大地有所不同。可以使用正常编码推理(最大化序列之间的汉明距离)来实现对这些序列的定义。

在第三DVB-T2/H2示例中，脉冲结构与第二示例中的相同，但是在两个部分P1a和P1b中使用短的保护间隔(如1/16)。

现在将讨论根据实施例的接收机算法。如上所述，P1的脉冲结构有助于各个检测算法。可以从这样的脉冲结构中提取至少以下信息：DVB-T2/H2(或任何其它定义的系统)信号的存在。由于信号具有时域(在n的周期性下)和频域(由于已知的BPSK序列)中的唯一特征，因此能够可靠地检测导频符号，且具有相对低的错误检测概率。

可获得对信号的粗糙定时。P1的相关特性给出了用于正确定时的良好候选项。多个相关和/或在相关中利用大部分信号能量使这变得可靠。

可获得对多径信道延迟分布情况的估计。时间相关特性还给出了多径信道的大致结构。特别对于SFN网络来说，这可以用于估计在多径分布情况中延迟极限的差(在定位FFT窗口位置用于检测有用数据时是有益的)。

可获得对信号的频率偏移的估计。这基于第一符号P1a和/或第二符号P1b上的FFT。举例来说，将载波上的接收功率与已知的活动载波位置进行相关，可以对偏移进行求解。

可以传送被编码到对BPSK序列的选择中的少量信息(如上所述的两个方法)。例如，可以用信号通知在帧中的有用数据符号的FFT大小。

对于检测，可以使用半符号相关，并且优选地，同时用于P1a和P1b。

可以通过在P1a和/或P1b上采用1k FFT(P1b可用于额外的稳健性)来对载波偏移进行求解。与已知的候选BPSK模式的相关可以对有用数据的FFT大小进行求解。

对于SFN，例如，1k符号长度的1/2的延迟值可以造成对符号P1a的部分消除。然而，在这种情况下，符号P1b不会受影响(延迟的分量建设性地增加)。从原理上看，对于每个1k载波(对于连续正弦曲线)，1符号长度的延迟值可以造成空值，不过这在延迟的干扰将落在有用符号周期的外部时会是有害的。所以，结果是延迟值不会造成明显的问题。

现在将讨论示例性接收机算法的各个方面。对于上述第二和第三示例的特定情况，值得注意的是：P1b是P1a的变换版本。因此，如果接收机使得脉冲P1b在频率上平移已知的量，那么P1a和P1b会是相同的。这将意味着：在P1b的频率平移版本(甚至包括保护间隔)和P1a上具有相关性。这可能有益地抵消了某些干扰，如在一个频率上的CW干扰。频率平移将意味着：可以实际上将这样的干扰分成频率不同的两个部分。然后，这些信号的相关性将接近于零，并且能够在没有来自干扰的显著影响下可靠地检测P1。

示例性的可能的接收机算法的另一方面工作在如上的示例2和示例3的情况下，其中，P1a和P1b中的BPSK(或QPSK)序列相同。

图29示出了根据实施例的P1的示例，其中，符号P1a和P1b分别被细分成两个部分。假设被允许的载波位置取自每个第二的栅格(例如，对于P1a的偶数载波编号和对于P1b的奇数编号)，符号的有用部分包括两个相同的部分(即，P1a1和P1a2，并且对应地，P2a1和P2a2)。现在，接收机可以取得P1a和P1b的混合部分的相关性(参见图30)。出于相关的目的，横跨由P1的总长度所覆盖的时间间隔的操作可得到以下布置：属于包括保护间隔GI1和P1a1的第一周期的采样(对于第三示例，这将意味着64+512＝576个采样)将保持它们实际的样子；属于第二周期(P1a2)的采样将被进行频率平移，即，将每个采样与exp(j2πl/N)相乘，其中N是FFT大小(在该例中为1024)，并且i是采样的索引(576...1087)，这将实现一个载波间隔的期望频率移位。通过将属于包括保护间隔GI2和P1b1的第二脉冲的第一部分的采样与exp(-j2πl/N)相乘(其中i的游程从0到575)，使得这些采样在频率上平移到相反方向。属于P1b2的采样保持它们实际的样子。

现在，通过将对应于P1b部分的经修改的采样的复共轭与对应于P1a部分的经修改的采样相乘来形成相关。将逐对的相乘结果相加在一起，并且获得相关结果。当计算周期(在该例中是2174个采样长)落在所接收的P1上时，结果将被最大化。

图30是根据实施例的接收机的相关器部分的示意图。标记为GI1-P1b2的框代表OFDM信号帧的所接收的P1符号。将数据馈送到缓冲存储器中，并且在每个到来的采样时间处进行逐对的乘法和加法。图30中的“*”代表复共轭。表达式“Exp(jωt)”和“Exp(-jωt)”分别表示在频率上向上和向下平移。

图31是根据实施例的接收机的相关器部分的示意图。该布置导致窄相关峰。逐对相关部分不同于图30的实施例中的部分。但是，工作原理和操作大致相同。在图31的布置中的相关中不使用保护间隔。同样，表达式“Exp(jωt)”和“Exp(-jωt)”分别表示在频率上向上和向下平移。

在图31的布置中，在相关中不使用保护间隔，这使得缓冲存储器略短。显著地，被逐对相关的符号部分一方面是P1a1与P1b2，另一方面是P1a2与P1b1。可以示出，这将导致比图30的布置更窄的相关峰。图31的实施例的缺点在于：没有使用保护间隔的能量。因此，有益的是使得GI显著短于符号长度，或者甚至使用零GI。

图30和图31的实施例产生以下结果：对P1a和P1b的修改(平移)是对称的(频率上移和下移)，这可能有助于在处理中删除小的相等误差；修改发生在(大约)符号长度间隔的一半处，这有助于“扰乱”可能的连续波(CW)、多径，以及相关中的其它干扰；整个脉冲能量被利用-还有图30的实施例中的保护间隔；以及相关峰会相当的窄(仅大约一半的宽度，如果P1a和P1b会按照以下方式相关的话：频率平移仅发生在P1b(或P1a)中)。

图32示出了根据实施例的检测序列的步骤。在根据上述第三示例的处理信号的环境中提供图32。

如在3202所示，在对应于符号P1a的长度的周期上采取相关。通过以下方式来校正在延迟为Ts(＝P1a的长度)情况下所取得的采样：将这些采样与复数系数exp(-jωt)相乘，其中ω是OFDM符号载波之间的频率差(＝1/Tu)。

如在3204所示，将以上相关结果与近来的相关结果的滑动平均值进行比较。

当以上比较结果超过所设置的门限值时，作出关于P1存在的判定，并且遵循从3206的“是”分支。否则，如在3216所示，结束对于相关周期的处理。

如在3208所示，接收机确定相关性的本地最大位置，并且基于本地最大位置来确定P1符号的开始。

如在3210所示，接收机在信号的P1a部分上采用1k FFT。

如在3212所示，接收机在频域中对BPSK序列的各个位置进行相关。相关最大值给出了在FFT域中的频率分割(frequency grid)的位置，其可用于解出在接收机载波频率和额定频率之间的差(载波偏移)。使得相关性最大化的序列指示了实际数据符号的FFT大小。

如在3214所示，为了检测随后的符号而校正可能的频率偏移，并且如在3214所示，然后结束对相关周期的处理。

根据实施例，由于P1a和P1b这两个部分会被同时删除的可能性不大，因此增加了相对于多径衰落的容限。当接收机中的检测是基于使用P1a和P1b这二者的相关结果时，至少一个结果将显著大于仅与噪声或随机数据进行相关。

此外，由于对载波位置的稀疏使用所导致的P1的周期性，接收机可以使得其关于P1信号的存在的判定基于在信号的周期性部分上的相关性。该周期性增加了所使用的信号功率(因为实际上，在检测中可以使用整个信号能量)，并且还增加了变化(多样化)，因为可以使用时域中的信号的不同部分，给出各种相关结果。这些相关结果在干扰(或不期望的信号)内容方面有所不同，并且可用于作出更多可靠的判定。

本发明的一个或多个方面可以体现在可由一个或多个计算机或其它设备执行的计算机可执行指令中，例如在一个或多个程序模块中。通常，程序模块包括例程、程序、对象、组件、数据结构等，当由计算机或其它设备中的处理器执行时，它们执行特定的任务或实现特定的抽象数据类型。计算机可执行指令可存储在计算机可读介质上，例如硬盘、光盘、可移动存储介质、固态存储器、RAM等。如本领域技术人员可理解的，在各个实施例中，程序模块的功能性可根据期望而被组合或分布。此外，功能性可以整体地或部分地体现在固件或硬件等同物中，例如集成电路、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)等。

实施例包括这里明显公开的任何新颖性特征或特征组合或其任意概括。虽然参照特定示例(其包括执行本发明的目前优选模式)描述了实施例，但是本领域技术人员将理解存在对上述系统和技术的各种变形和置换。因而，应当按照所附权利要求中所阐述的广泛地解释本发明的精神和范围。

Claims (25)

1.一种通信方法，其包括：

传送具有快速傅立叶变换大小和多个载波频率的第一正交频分多路复用导频符号，所述多个载波频率包括第一多个被允许的载波频率和第一多个被禁止的载波频率，其中，所述第一多个被允许的载波频率包括第一多个活动载波频率；以及

传送具有所述快速傅立叶变换大小和所述多个载波频率的第二正交频分多路复用导频符号，其中，所述多个载波频率包括第二多个被允许的载波频率和第二多个被禁止的载波频率，其中，所述第二多个被允许的载波频率包括第二多个活动载波频率，其中，所述第二多个被允许的载波频率相对于所述第一多个被允许的载波频率被移位预定频率，所述第二多个被禁止的载波频率相对于所述第一多个被禁止的载波频率被移位所述预定频率，并且所述第二多个活动载波频率相对于所述第一多个活动载波频率被移位所述预定频率。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述预定频率是相邻载波频率之间的频率差的倍数。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述快速傅立叶变换大小是1024个采样。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述第一和第二正交频分多路复用导频符号具有保护间隔持续时间，所述保护间隔持续时间是有用符号周期的持续时间的一部分。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一和第二正交频分多路复用导频符号不具有保护间隔。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一多个被允许的载波频率占用的载波位置是偶数编号的位置或奇数编号的位置，并且如果所述第一多个被允许的载波频率占用偶数编号的位置，那么所述第一多个被禁止的载波频率占用奇数编号的位置，以及如果所述第一多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第一多个被禁止的载波频率占用偶数编号的位置。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，如果所述第一多个被允许的载波频率占用偶数编号的位置，那么所述第二多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，并且如果所述第一多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第二多个被允许的载波频率占用偶数编号的位置。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，如果所述第二多个被允许的载波频率占用偶数编号的位置，那么所述第二多个被禁止的载波频率占用奇数编号的位置；以及如果所述第二多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第二多个被禁止的载波频率占用偶数编号的位置。

9.一种通信装置，其包括：

用于传送具有快速傅立叶变换大小和多个载波频率的第一正交频分多路复用导频符号的部件，所述多个载波频率包括第一多个被允许的载波频率和第一多个被禁止的载波频率，其中，所述第一多个被允许的载波频率包括第一多个活动载波频率；以及

用于传送具有所述快速傅立叶变换大小和所述多个载波频率的第二正交频分多路复用导频符号的部件，其中，所述多个载波频率包括第二多个被允许的载波频率和第二多个被禁止的载波频率，其中，所述第二多个被允许的载波频率包括第二多个活动载波频率，其中，所述第二多个被允许的载波频率相对于所述第一多个被允许的载波频率被移位预定频率，所述第二多个被禁止的载波频率相对于所述第一多个被禁止的载波频率被移位所述预定频率，并且所述第二多个活动载波频率相对于所述第一多个活动载波频率被移位所述预定频率。

10.根据权利要求9所述的装置，其中，所述预定频率是相邻载波频率之间的频率差的倍数。

11.根据权利要求9所述的装置，其中，所述快速傅立叶变换大小是1024个采样。

12.根据权利要求11所述的装置，其中，所述第一和第二正交频分多路复用导频符号具有保护间隔持续时间，所述保护间隔持续时间是有用符号周期的持续时间的一部分。

13.根据权利要求9所述的装置，其中，所述第一多个被允许的载波频率占用的载波位置是偶数编号的位置或奇数编号的位置，并且如果所述第一多个被允许的载波频率占用偶数编号的位置，那么所述第一多个被禁止的载波频率占用奇数编号的位置，以及如果所述第一多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第一多个被禁止的载波频率占用偶数编号的位置。

14.根据权利要求13所述的装置，其中，如果所述第一多个被允许的载波频率占用偶数编号的位置，那么所述第二多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，并且如果所述第一多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第二多个被允许的载波频率占用偶数编号的位置。

15.根据权利要求14所述的装置，其中，如果所述第二多个被允许的载波频率占用偶数编号的位置，那么所述第二多个被禁止的载波频率占用奇数编号的位置；以及如果所述第二多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第二多个被禁止的载波频率占用偶数编号的位置。

16.一种通信方法，其包括：

接收第一正交频分多路复用导频符号；

接收第二正交频分多路复用导频符号；

在第一方向上，将所述第一正交频分多路复用导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率平移；

在与所述第一方向相反的第二方向上，将所述第二正交频分多路复用导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率平移；以及

通过以下方式来形成相关：将所述第一正交频分多路复用导频符号的频率平移部分与所述第二正交频分多路复用导频符号中并未进行频率平移的一部分的复共轭进行相乘，将所述第二正交频分多路复用导频符号的频率平移部分与所述第一正交频分多路复用导频符号中并未进行频率平移的一部分的复共轭进行相乘，以及将乘法结果进行求和。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，将所述第一正交频分多路复用导频符号的一部分进行频率平移是通过以下方式实现的：使得被平移的所述部分的每个采样与exp(-j2πi/N)相乘，其中N是所述第一正交频分多路复用导频符号的快速傅立叶变换大小，并且i是所述采样的索引。

18.根据权利要求17所述的方法，其中，将所述第一正交频分多路复用导频符号的一部分进行频率平移是进一步通过以下方式实现的：使得所述第一正交频分多路复用导频符号的保护间隔的每个采样与exp(-j2πi/N)相乘。

19.根据权利要求16所述的方法，其中，将所述第二正交频分多路复用导频符号的一部分进行频率平移是通过以下方式实现的：使得被平移的所述部分的每个采样与exp(j2πi/N)相乘，其中N是所述第二正交频分多路复用导频符号的快速傅立叶变换大小，并且i是所述采样的索引。

20.根据权利要求19所述的方法，其中，将所述第二正交频分多路复用导频符号的一部分进行频率平移是进一步通过以下方式实现的：使得所述第二正交频分多路复用导频符号的保护间隔的每个采样与exp(j2πi/N)相乘。

21.一种通信装置，其包括：

用于接收第一正交频分多路复用导频符号的部件；

用于接收第二正交频分多路复用导频符号的部件；

用于在第一方向上将所述第一正交频分多路复用导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率平移的部件；

用于在与所述第一方向相反的第二方向上将所述第二正交频分多路复用导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率平移的部件；以及

用于通过以下方式来形成相关的部件：将所述第一正交频分多路复用导频符号的频率平移部分与所述第二正交频分多路复用导频符号中并未进行频率平移的一部分的复共轭进行相乘，将所述第二正交频分多路复用导频符号的频率平移部分与所述第一正交频分多路复用导频符号中并未进行频率平移的一部分的复共轭进行相乘，以及将乘法结果进行求和。

22.根据权利要求21所述的装置，其中，将所述第一正交频分多路复用导频符号的一部分进行频率平移是通过以下方式实现的：使得被平移的所述部分的每个采样与exp(-j2πi/N)相乘，其中N是所述第一正交频分多路复用导频符号的快速傅立叶变换大小，并且i是所述采样的索引。

23.根据权利要求22所述的装置，其中，将所述第一正交频分多路复用导频符号的一部分进行频率平移是进一步通过以下方式实现的：使得所述第一正交频分多路复用导频符号的保护间隔的每个采样与exp(-j2πi/N)相乘。

24.根据权利要求21所述的装置，其中，将所述第二正交频分多路复用导频符号的一部分进行频率平移是通过以下方式实现的：使得被平移的所述部分的每个采样与exp(j2πi/N)相乘，其中N是所述第二正交频分多路复用导频符号的快速傅立叶变换大小，并且i是所述采样的索引。

25.根据权利要求24所述的装置，其中，将所述第二正交频分多路复用导频符号的一部分进行频率平移是进一步通过以下方式实现的：使得所述第二正交频分多路复用导频符号的保护间隔的每个采样与exp(j2πi/N)相乘。

Images