JP4213734B2 - Ｏｆｄｍを用いた無線通信方法及びｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents

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Description

この発明は、直交周波数分割多重(orthogonal frequency division multiplexing:ＯＦＤＭ)を用いた無線通信方法及びＯＦＤＭ受信装置に関する。
マルチパス伝搬路において伝搬遅延時間が異なる信号が到来する環境下では、符号間干渉による波形歪みが通信品質を劣化させる大きな要因となる。直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ)方式は、伝搬遅延時間の異なる信号を受信した際に生じる波形歪みを軽減できる方式として知られている。
無線送信機では、ベースバンド帯の信号を高周波数帯の信号に周波数変換する際に、直交変調器を用いる。この直交変調器をアナログ回路で構成した場合、アナログ回路の不完全性により、ＩＱインバランスと呼ばれる、同相成分と直交成分との間の振幅誤差や位相誤差が生じる。直交変調器においてＩＱインバランスが生じた場合、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアのうち、中心周波数に対して互いに対称の位置にある２つのサブキャリア（サブキャリア対）の信号が相互に干渉し、受信品質を大きく劣化させる。
このようなＩＱインバランスによるサブキャリア対間の相互干渉を除去するために、サブキャリア対毎にＩＱインバランスによる相互干渉量の推定及び補償を行う方式が特許文献１により提案されている。この方式では、特殊な構成のチャネル推定用プリアンブル信号を送信し、受信側で当該プリアンブル信号を用いてＩＱインバランスによるサブキャリア間の相互干渉量を推定する。
特開２００１−１１９３６４号公報
このように特許文献１に記載された技術では、サブキャリア対毎に異なる特殊な構成のチャネル推定用プリアンブル信号を用いて、各サブキャリア対間のＩＱインバランスによる相互干渉量を推定するため、チャネル推定用プリアンブル信号のオーバヘッドが増加するという問題がある。
この発明は、特殊なプリアンブル信号を用いることなく、直交変調器のＩＱインバランスに起因するサブキャリア対間の相互干渉量の推定及び補償を可能とすることを目的とする。
本発明の一態様によると、中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信パイロット信号及び第２送信パイロット信号を有する第１ＯＦＤＭシンボルと、前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号を有する第２ＯＦＤＭシンボルを含み、前記第１送信パイロット信号と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第３送信パイロット信号と第２送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるＯＦＤＭ信号を生成するステップと；生成されたＯＦＤＭ信号を直交変調して送信するステップと；送信されたＯＦＤＭ信号を受信して受信ＯＦＤＭ信号を出力するステップと；前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１ＯＦＤＭシンボルの区間に前記第１サブキャリアに対応する第１受信パイロット信号を抽出するステップと；前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第２ＯＦＤＭシンボルの区間に前記第１サブキャリアに対応する第２受信パイロット信号を抽出するステップと；抽出された前記第１受信パイロット信号及び第２受信パイロット信号を用いて、前記第１サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第１の係数、及び前記第２サブキャリアによって前記第１サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第２の係数を推定するステップと；推定された第１の係数及び第２の係数から前記送信されたＯＦＤＭ信号の前記直交変調時に生じた振幅誤差及び位相誤差を一意に決定するＩＱインバランス特性を推定するステップと；推定されたＩＱインバランス特性に従って前記受信ＯＦＤＭ信号について前記振幅誤差及び位相誤差の影響を補償するステップと；前記補償が行われたＯＦＤＭ信号を復号するステップと；を具備する無線通信方法を提供する。
本発明の他の態様によると、中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信パイロット信号及び第２送信パイロット信号を有する第１ＯＦＤＭシンボルと、前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号を有する第２ＯＦＤＭシンボルを含み、前記第１送信パイロット信号と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第３送信パイロット信号と第２送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零である、直交変調が施されて送信されたＯＦＤＭ信号を受信して受信ＯＦＤＭ信号を出力する受信ユニットと；前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１送信パイロット信号に対応する第１受信パイロット信号、及び前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第３送信パイロット信号に対応する第２受信パイロット信号を用いて、前記第１サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第１の係数及び前記第２サブキャリアによって前記第１サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第２の係数を推定する第１の推定部と；推定された第１の係数及び第２の係数から前記送信されたＯＦＤＭ信号の前記直交変調時に生じた振幅誤差及び位相誤差の影響を一意に決定するＩＱインバランス特性を推定する第２の推定部と；推定されたＩＱインバランス特性に従って前記受信ＯＦＤＭ信号について前記振幅誤差及び位相誤差の影響を補償する補償部と；前記補償が行われたＯＦＤＭ信号を復号する復号部と；を具備するＯＦＤＭ受信装置を提供する。
本発明によれば、ＯＦＤＭ無線通信システムにおいて周波数同期やタイミング同期に一般に用いられるパイロット信号に対して特定の条件を付与して送信を行う。これによりオーバヘッドの大きい特殊なプリアンブル信号を用いることなく、受信側において直交変調器のＩＱインバランスによる中心周波数に対して互いに対称の位置にあるサブキャリア対間の相互干渉量を推定でき、その推定結果に基づいてＩＱインバランスの補償を行うことができる。
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１に示されるように、本発明の第１の実施形態に従うＯＦＤＭ無線通信システムでは、送信アンテナ１０２を有するＯＦＤＭ送信装置１０１からＯＦＤＭ信号が送信される。送信されたＯＦＤＭ信号は、受信アンテナ１０４を有するＯＦＤＭ受信装置１０３によって受信される。ここでは、ＯＦＤＭ送信装置１０１とＯＦＤＭ受信装置１０３がそれぞれ一つのアンテナを有する場合について述べるが、ＯＦＤＭ送信装置が複数の送信アンテナを有し、ＯＦＤＭ受信装置が複数の受信アンテナを有していてもよい。
図２を用いて図１中に示すＯＦＤＭ送信装置１０１の構成について説明する。ＯＦＤＭ送信装置１０１は符号化器２０１、ディジタル変調器２０２、シリアル・パラレル変換器２０３、パイロット信号挿入部２０４、プリアンブル信号付加部２０５、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）ユニット２０６及び直交変調器を含む無線送信部２０７を有する。
入力された送信データＳ２０１は、符号器２０１によって符号化される。符号化されたデータＳ２０２は、ディジタル変調器２０２によって例えばＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、あるいは６４ＱＡＭなどのディジタル変調が施される。ディジタル変調器２０２から出力される変調データ信号Ｓ２０３は、シリアル・パラレル変換器２０３によって、データ信号を送信するためのサブキャリア（データサブキャリア）に割り当てられる。
データサブキャリアに割り当てられた変調データＳ２０４は、パイロット信号挿入部２０４に入力される。パイロット信号挿入部２０４は、データサブキャリアの間のサブキャリア（パイロットサブキャリア）によって送信されるパイロット信号と呼ばれる既知信号の挿入を行う。言い換えれば、パイロット信号挿入部２０４はパイロットサブキャリアにパイロット信号を割り当てる。ここで、「データ信号あるいはパイロット信号をサブキャリアに割り当てる」とは、データ信号あるいはパイロット信号に対して、それらが割り当てられるべきサブキャリアの時間軸上及び周波数軸上の位置を表すサブキャリアインデックスを付加することを意味する。なお、後述するＯＦＤＭ受信装置において受信されるＯＦＤＭ信号中のパイロット信号と区別するため、ＯＦＤＭ送信装置から送信されるパイロット信号を送信パイロット信号と呼ぶ。
パイロット信号挿入部２０４からの出力信号（パイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号とデータサブキャリアに割り当てられたデータ信号）Ｓ２０５は、プリアンブル信号付加部２０５に入力される。プリアンブル信号付加部２０５は、信号Ｓ２０５の前にチャネル推定用プリアンブルと呼ばれるチャネル推定のための既知信号を付加する。
プリアンブル信号付加部２０５から出力される信号Ｓ２０６は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット２０６に入力される。ＩＦＦＴユニット２０６による逆高速フーリエ変換の結果、信号Ｓ２０６は時間軸上のＯＦＤＭ信号Ｓ２０７に変換される。ＯＦＤＭ信号Ｓ２０７は、無線送信部２０７に入力される。無線送信部２０７は、ＯＦＤＭ信号Ｓ２０７をアナログ信号に変換し、さらに無線周波数帯の信号に周波数変換を行って、送信ＯＦＤＭ信号を生成する。送信ＯＦＤＭ信号は、送信アンテナ１０２により送信される。
図３は、無線送信部２０７の簡易モデルを示している。ＩＦＦＴユニット２０６から出力された信号Ｓ２０７の同相成分と直交成分は、ディジタル／アナログ変換器やフィルタで構成されるような出力ユニット３０１及び３０２を経て、直交変調器を構成する乗算器３０３及び３０４に出力される。乗算器３０３及び３０４は、理想的には-π/２の位相差を有する２つのローカル信号Ｓ３０３とＳ３０４を、それぞれ同相成分の信号Ｓ３０１と直交成分の信号Ｓ３０２に乗じる。ローカル信号Ｓ３０３は発振器３０５によって生成され、ローカル信号Ｓ３０４はローカル信号Ｓ３０３を位相シフタ３０６により-π/２だけ位相をシフトすることにより生成される。乗算器３０３及び３０４からの出力信号は、加算器３０７で互いに足し合わされた後、送信アンテナ１０２から送信される。
図３に示されるような無線送信部２０７をアナログ回路で構成した場合、ローカル信号Ｓ３０３とローカル信号Ｓ３０４との位相差を正確に−π／２にすることは難しい。すなわち、実際には図３中の位相シフタ３０６のブロック内に示されるφIQで示す位相誤差が上記の位相差に生じる。ローカル信号Ｓ３０３とローカル信号Ｓ３０４の振幅についても同様であり、出力ユニット３０１及び３０２の特性差により、ローカル信号Ｓ３０３とローカル信号Ｓ３０４との間に、図３中のgIQで示される振幅誤差が生じる。これらの位相誤差と振幅誤差は、合わせてＩＱインバランスと呼ばれている。
次に、図４を用いてＯＦＤＭ送信装置１０１において生成される送信ＯＦＤＭ信号のフレーム構成、特に送信パイロット信号の構成について詳しく説明する。
ＯＦＤＭ送信装置１０１は、データ信号を送信する前にチャネル推定用プリアンブル信号bTx(k)を送信する。ここで、bTx(k)はｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブルの信号値を表す。チャネル推定用プリアンブル信号が送信された後、データ信号dTx(k,n)と同時に送信パイロット信号pTx(k,n)が送信される。ここで、dTx(k,n)及びpTx(k,n)は、それぞれｋ番目のサブキャリアにおいてｎシンボル目に送信されるデータ信号の値及び送信パイロット信号の値を表す。チャネル推定用プリアンブル信号bTx(k)及び送信パイロット信号pTx(k,n)は、ＯＦＤＭ受信装置１０３において既知の信号である。
ここで、＋７番目と−７番目のサブキャリアに割り当てられた、ｎ1シンボル目に（第１ＯＦＤＭシンボルによって）送信される送信パイロット信号｛pTx(+7,n1),pTx(-7,n1)｝、及び＋７番目と−７番目のサブキャリアに割り当てられた、ｎ2シンボル目に（第２ＯＦＤＭシンボルによって）送信される送信パイロット信号｛pTx(+7,n2),pTx(-7,n2)｝は、下式の条件を満足する。
Figure 0004213734
また、望ましくは｛pTx(+7,n1),pTx(-7,n1)｝及び｛pTx(+7,n2),pTx(-7,n2)｝は、下式に示す条件を満足する。
Figure 0004213734
送信パイロット信号が上式の条件を満足した場合、雑音環境下におけるＩＱインバランスの推定精度が改善され、その結果ＩＱインバランスの補償精度が向上するという利点がある。
ここでは式(1-1)を満足する送信パイロット信号が含まれるｎ1番目及びｎ2番目のシンボル（第１ＯＦＤＭシンボル及び第２ＯＦＤＭシンボル）を１シンボル目と２シンボル目とするが、これは一例であり、任意の２シンボル（例えば、３シンボル目と７シンボル目、チャネル推定用プリアンブルと４シンボル目等）に式(1-1)を満足する送信パイロット信号が含まれていてもよい。
式(1-1)及び(2-1)に示される二つの条件を同時に満足するpTx(+7,1)，pTx(-7,1)，pTx(+7,2)及びpTx(-7,2)の組み合わせは、例えば以下の式(3)(4)及び(5)が挙げられる。
Figure 0004213734
ここで、jは虚数単位を表す。
送信パイロット信号は式(3)(4)及び(5)の組み合わせに限定されず、式(1-1)と望ましくは式(2-1)を満足する任意のパイロット信号を用いることが可能である。
ここでは、送信パイロット信号に用いられるサブキャリア番号はｋ＝±７であるが、これに限られない。中心周波数である０番目のサブキャリアに対して対称の位置にあるサブキャリアのペア（つまり＋Ｋ番目のサブキャリアと−Ｋ番目のサブキャリア）が送信パイロット信号に用いられるならば、任意のサブキャリアを送信パイロット信号に用いることが可能である。この場合、式(1-1)及び式(2-1)はそれぞれ以下のように一般化される。
Figure 0004213734
すなわち、式(1-2)は送信パイロット信号pTx(+K,n1)と送信パイロット信号pTx(-K,n2)の複素共役pTx*(-K,n2)との積と、送信パイロット信号pTx(+K,n2)と送信パイロット信号pTx(-K,n1)の複素共役pTx*(-K,n1)との積との差が非零であることを表す。
一方、式(2-2)は送信パイロット信号pTx(+K,n1)と送信パイロット信号pTx(+K,n2)との積と、送信パイロット信号pTx(-K,n1)の複素共役pTx*(-K,n1)と送信パイロット信号pTx(-K,n2)の複素共役pTx*(-K,n2)との積との和が零であることを表す。
送信パイロット信号pTx(+7,1)，pTx(-7,1)，pTx(+7,2) 及びpTx(-7,2)、あるいはpTx(+K,n1)，pTx(-K,n1)，pTx(+K,n2) 及びpTx(-K,n2)を上記のように定めることにより、後述するように受信側においてＩＱインバランスによる振幅及び位相の変化と中心周波数に対して対称の位置にあるサブキャリア間の相互干渉量を推定し、それに基づいてＩＱインバランスの補償を容易に行うことができる。この場合、送信ＯＦＤＭ信号は特殊なプリアンブル信号を必要としない図４のフレーム構成をとることができ、プリアンブル信号によるオーバヘッドの増大を伴わないという利点がある。
次に、図５を用いて図１中のＯＦＤＭ受信装置１０３について説明する。ＯＦＤＭ受信装置１０３は無線受信部５０１、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）ユニット５０２、歪み係数推定部５０３、ＩＱインバランス特性推定部５０４、チャネル推定部５０５、チャネル等化部５０６、ＩＱインバランス補償部５０７及び復号部５０８を有する。無線受信部５０１では、受信アンテナ１０４により受信されたＯＦＤＭ信号Ｓ５０１をベースバンドの信号へと周波数変換を行った後、ディジタル信号Ｓ５０２に変換する。無線受信部５０１から出力されたディジタル信号Ｓ５０２は、ＦＦＴユニット５０２に入力され、ここで高速フーリエ変換が施されることによりサブキャリア毎の信号Ｓ５０３に分割される。ここで、あるシンボルにおけるサブキャリア毎の信号Ｓ５０３の中で、ｋ番目のサブキャリアに対応する信号をｓRx(k)とおく。また、簡単のため、フレーム内におけるチャネル応答及びＩＱインバランスの時間変動は無いものと仮定する。無線送信部２０７においてＩＱインバランスが生じた場合、ｓRx(k)は次式で表現できる。
Figure 0004213734
ここで、STx(k)はｋ番目のサブキャリアによって送信された信号、m(k)はｋ番目のサブキャリアにおいて付加される雑音信号、*は複素共役演算を表す。α(k)，β(k)は、共にチャネル応答特性と無線送信部２０７で生じるＩＱインバランス（振幅誤差と位相誤差）とで一意に与えられる係数（以後、歪み係数と呼ぶ）であり、それぞれ次式で表現できる。
Figure 0004213734
ここで、h(k)はｋ番目のサブキャリアに対応するチャネル応答であり、γIQはγIQ = gIQ exp(jφIQ)（gIQ:振幅誤差，φIQ:位相誤差）で与えられるＩＱインバランス特性である。
式(6)から、ＩＱインバランスが生じると、＋ｋ番目のサブキャリアで受信される信号は、−ｋ番目のサブキャリアで送信された信号からの干渉成分β(k)s* Tx(-k)を含んでいることがわかる。あるひとつのサブキャリアに対して、当該サブキャリアと中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある他のサブキャリアから与えられる上記の干渉は、受信品質を劣化させるため問題となる。第１の実施形態では、このようなＩＱインバランスによって生じる干渉成分β(k)s* Tx(-k)を以下のようにして除去することで受信品質を改善する。
ＦＦＴユニット５０２からの出力信号Ｓ５０３のうち、送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号は、歪み係数推定部５０３に入力される。ＦＦＴユニット５０２からの出力信号Ｓ５０３のうち、チャネル推定用プリアンブル信号に対応する信号は、チャネル推定部５０５に入力される。ＦＦＴユニット５０２からの出力信号Ｓ５０３のうち、データに対応する信号は、チャネル等化部５０６に入力される。
歪み係数推定部５０３は入力された１シンボル目の区間と２シンボル目の区間の受信パイロット信号から、受信パイロット信号に対応する±７番目のサブキャリアに関する歪み係数を推定する。歪み係数推定部５０３により推定された歪み係数を示す情報Ｓ５０４は、ＩＱインバランス特性推定部５０４に与えられる。ＩＱインバランス特性推定部５０４では、与えられた歪み係数からＩＱインバランス特性を推定し、当該特性を示す信号Ｓ５０５をチャネル推定部５０５とＩＱインバランス補償部５０７に与える。
チャネル推定部５０５は、チャネル推定用プリアンブル信号とＩＱインバランス特性Ｓ５０５を用いてチャネル応答の推定を行い、推定したチャネル応答を示す信号Ｓ５０６をチャネル等化部５０６に入力する。チャネル等化部５０６は、推定されたチャネル応答に従って、データ信号に対してチャネル歪みを除去するための等化を行い、等化後のデータ信号Ｓ５０７をＩＱインバランス補償部５０７に出力する。
ＩＱインバランス補償部５０７は、ＩＱインバランス特性Ｓ５０５を用いて、チャネル等化部５０６から入力されたデータ信号Ｓ５０７に対し、ＩＱインバランスの影響を補償する処理を行う。ＩＱインバランス補償部５０７は、ＩＱインバランスの影響が補償されたデータ信号Ｓ５０８を復号部５０８に出力する。復号部５０８は、補償後のデータ信号Ｓ５０８に復号を施すことにより、送信データの再生データＳ５０９を出力する。
以下、歪み係数推定部５０３、ＩＱインバランス特性推定部５０４、チャネル推定部５０５、チャネル等化部５０６及びＩＱインバランス補償部５０７の詳細な処理について説明する。
まず、歪み係数推定部５０３の処理について説明する。歪み係数推定部５０３は、初めにＦＦＴユニット５０２から１シンボル目の区間及び２シンボル目の区間の受信パイロット信号を受け取る。ｋ番目のサブキャリアにおけるｎシンボル目の区間の受信パイロット信号をpRx(k,n)とする。ｋ番目のサブキャリアのｎシンボル目に付加される雑音信号をm(k,n)とする。このとき、＋７番目のサブキャリアにおける１シンボル目の区間及び２シンボル目の区間の受信パイロット信号pRx(+7,1)及びpRx(+7,2)は、式(6)より次式で表現できる。
Figure 0004213734
すなわち、＋７番目のサブキャリアにおいては２つのシンボル区間にわたり受信パイロット信号pRx(+7,1)及びpRx(+7,2)が得られるため、式(11)及び(12)のようにα(+7)及びβ(+7)に関する連立方程式を立てることができる。
そこで、歪み係数推定部５０３は次に受信パイロット信号pRx(+7,1), pRx(+7,2)と既知の送信パイロット信号pTx(+7,1)，pTx(-7,1)，pTx(+7,2)及びpTx(-7,2)の値から、送信パイロット信号が割り当てられているｋ＝＋７番目のサブキャリアに関する歪み係数α(+7)，β(+7)を推定する。ここで、係数α(+7)はｋ＝＋７番目のサブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す。係数β(+7)はｋ＝−７番目のサブキャリアによってｋ＝＋７番目のサブキャリアに与えられる干渉成分を表す。歪み係数α(+7)，β(+7)の推定値をそれぞれαEst(+7)，βEst(+7)とすると、歪み係数推定部５０３は次式の計算によりαEst(+7)，βEst(+7)を算出する。
Figure 0004213734
送信パイロット信号pTx(+7,1)，pTx(-7,1)，pTx(+7,2)及びpTx(-7,2)は式(1-1)を満足するため、式(13-1)及び(14-1)の計算により歪み係数αEst(+7)及びβEst(+7)を算出することが可能である。また、熱雑音の項を無視した場合（m(k,n)=0）、式(11)及び(12)を式(13-1)に代入すると、歪み係数の推定値αEst(+7)は実際の歪み係数α(+7)と同一値となることがわかる。同様に、式(11)及び(12)を式(14-1)に代入すると、歪み係数の推定値βEst(+7)は実際の歪み係数β(+7)と同一値となることがわかる。
もし、送信パイロット信号pTx(+7,1)，pTx(-7,1)，pTx(+7,2)及びpTx(-7,2)がさらに式(2-1)を満足する場合は、式(2-1)を満足しない場合に比べ、熱雑音環境下における歪み係数αEst(+7)及びβEst(+7)の推定精度が改善される。歪み係数推定部５０３は、式(13-1)及び(14-1)の計算によって推定したαEst(+7)及びβEst(+7)を示す信号Ｓ５０４をＩＱインバランス特性推定部５０４に与える。
ここで、式(1-2)及び式(2-2)に対応させて式(13-1)及び(14-1)を一般化して表すと、以下のようになる。
Figure 0004213734
次に、ＩＱインバランス特性推定部５０４の処理について説明する。ＩＱインバランス特性推定部５０４は、歪み係数推定部５０３から受け取った歪み係数の推定値αEst(+7)及びβEst(+7)を用いてＩＱインバランス特性γIQを推定する。推定されたＩＱインバランス特性、すなわちＩＱインバランス特性γIQの推定値をγEstとすると、ＩＱインバランス特性推定部５０４は次式の計算によりγEstを算出する。
Figure 0004213734
ここで、式(13-2)及び式(14-2)に対応させて、Ｋを用いて式(15-1)を一般化して表すと、以下のようになる。
Figure 0004213734
熱雑音の項を無視した場合（m(k,n)=0）、αEst(+7)＝α(+7)、βEst(+7)＝β(+7)が成立するため、下式で表すように式(15-1)のＩＱインバランス特性の推定値γEstは実際のＩＱインバランス特性γIQと同一値となることがわかる。
Figure 0004213734
ＩＱインバランス特性推定部５０４は、算出したＩＱインバランス特性γEstをチャネル推定部５０５とＩＱインバランス補償部５０７に与える（Ｓ５０５）。
次に、チャネル推定部５０５の処理について説明する。チャネル推定部５０５は、初めにＦＦＴユニット５０２から受信チャネル推定用プリアンブル信号を受け取る。ｋ番目のサブキャリアにおける受信チャネル推定用プリアンブル信号をbRx(k)とする。また、ｋ番目のサブキャリアにおける受信チャネル推定用プリアンブル信号に付加される雑音信号をmb(k)とする。このとき、ｋ番目のサブキャリアにおける受信チャネル推定用プリアンブル信号bRx(k)は、式(6)より次式で表現できる。
Figure 0004213734
チャネル推定部５０５は、さらに、ＩＱインバランス特性推定部５０４からＩＱインバランス特性の推定値γEstを受け取る。
チャネル推定部５０５は、次に受信チャネル推定用プリアンブル信号bRx(k)、既知の送信チャネル推定用プリアンブル信号bTx(k)及びＩＱインバランス特性の推定値γEstからチャネル応答特性h(k)を推定する。h(k)の推定値をhEst(k)とすると、チャネル推定部５０５は次式の計算によりhEst(k)を算出する。
Figure 0004213734
熱雑音の項を無視した場合（m(k,n)=0、mb(k)=0）、式(16-1)及び(17)を式(18)に代入すると、下式で表すようにチャネル応答特性の推定値hEst(k)は実際のチャネル応答特性h(k)と同一値となる。
Figure 0004213734
チャネル推定部５０５は、推定したチャネル応答特性hEst(k)をチャネル等化部５０６に与える（Ｓ５０６）。
次に、チャネル等化部５０６の処理について説明する。チャネル等化部５０６は、ＦＦＴユニット５０２から順次出力される受信データ信号を受け取る。ＦＦＴユニット５０２から入力されるｋ番目のサブキャリアにおけるｎシンボル目のデータ信号をdRx(k,n)とする。式(6)よりdRx(k,n)は次式で与えられる。
Figure 0004213734
ここで、m(k,n)はｋ番目のサブキャリアにおけるｎシンボル目のデータ信号に付加される雑音信号である。
チャネル等化部５０６は、チャネル応答特性の推定値hEst(k)がチャネル推定部５０５から入力されると、受信データ信号dRx(k,n)に対し、公知のチャネル等化法を適用することで、チャネルの影響を除去した受信データ信号dChEq(k,n)を得る。dChEq(k,n)は、例えば以下のチャネル等化法により求められる。
Figure 0004213734
熱雑音の項を無視した場合（m(k,n)=0、mb(k)=0）、式(19)及び(20)を式(21)に代入すると、下式で表すように送信データ信号の推定値受信データ信号dChEq(k,n)はチャネル応答特性h(k)の影響が除去されていることがわかる。
Figure 0004213734
チャネル等化部５０６は、チャネルの影響を除去した受信データ信号dChEq(k,n)をＩＱインバランス補償部５０７に与える（Ｓ５０７）。
次に、ＩＱインバランス補償部５０７の処理について説明する。まずＩＱインバランス補償部５０７は、チャネル等化部５０６から出力される受信データ信号dChEq(k,n) を受け取る。ＩＱインバランス補償部５０７は、ＩＱインバランス特性の推定値γEst（Ｓ５０５）がＩＱインバランス特性推定部５０４から入力されると、受信データ信号dChEq(k,n)に対して、ＩＱインバランスの影響を除去するための補償を行う。ＩＱインバランスの影響を補償した後の受信データ信号をdEst(k,n)とすると、ＩＱインバランス補償部５０７は、次式の計算により受信データ信号dEst(k,n)について補償を行う。
Figure 0004213734
熱雑音の項を無視した場合、式(16-1)及び式(22)を式(23)に代入すると、ＩＱインバランスの影響を補償した後の受信データ信号dEst(k,n)は次式で表現できる。
Figure 0004213734
上式より、ＩＱインバランスによって生じた中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にあるサブキャリア間の干渉を除去し、その結果、補償後の送信データ信号dEst(k,n)が実際の送信データ信号dTx(k,n)と同一値となり、正しく送信データ信号を復調できることがわかる。
以上説明したように、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置では、受信パイロット信号から送信パイロット信号が割り当てられたサブキャリアに関する歪み係数を推定し、推定した歪み係数から算出したＩＱインバランス特性を用いて、データ信号におけるＩＱインバランスの影響の補償を行う。これらの推定及び補償処理を行うことで、式(24)で示したように、ＩＱインバランスにより生じた中心周波数に対して対称の位置にあるサブキャリア間の干渉成分を除去でき、高い精度で送信データ信号を復調できる。また、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置では、推定した歪み係数から算出したＩＱインバランス特性を用いて、チャネル応答特性の推定を行う。そのため式(19)で示したように、チャネル応答特性をＩＱインバランスの影響を受けずに高い精度で推定することが可能であり、その結果受信データ信号に対して正しくチャネルの影響を除去することが可能となる。
（第２の実施形態）
図７は、本発明の第２の実施形態におけるＯＦＤＭ送信装置が送信するＯＦＤＭ信号のフレーム構成を示している。第２の実施形態において、パイロット信号の送信に用いられるサブキャリアはｋ＝±７，ｋ＝±２１であるが、これに限られず中心周波数（０番目のサブキャリア）周波数に対して対称の位置関係にあるサブキャリアのペア（＋Ｋ番目と−Ｋ番目のサブキャリア）がパイロット信号に用いられるならば、任意のサブキャリアをパイロット信号の送信に用いることが可能である。また、第２の実施形態において、パイロット信号の送信に用いられるサブキャリア数は４であるが、これに限られず任意の偶数の数のサブキャリアを用いることが可能である。
第２の実施形態においてｎ1シンボル目の区間の送信パイロット信号｛pTx(+k,n1)，pTx(-k,n1)｝と、ｎ2シンボル目の区間のパイロット信号｛pTx(+k,n2)，pTx(-k,n2)｝は下式の条件を満足する。
Figure 0004213734
また、望ましくは｛pTx(+k,n1)，pTx(-k,n1)｝及び｛pTx(+k,n2)，pTx(-k,n2)｝は下式の条件を満足する。
Figure 0004213734
第２の実施形態では、式(25)を満足するシンボル番号の組み合わせ｛n1, n2｝は｛1, 2｝とする。つまり、１シンボル目の区間のパイロット信号｛pTx(+k,n1)，pTx(-k,n1)｝及び２シンボル目の区間のパイロット信号｛pTx(+k,n2)，pTx(-k,n2)｝は、式(25)を満足する。第2の実施形態では、式(25)を満足するパイロット信号が含まれるシンボルは１シンボル目と２シンボル目であるが、これに限定されず、任意の２シンボル（例えば３シンボル目と７シンボル目、チャネル推定用プリアンブルと４シンボル目等）に式(25)を満足するパイロット信号が含まれていてもよい。
次に、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置について説明する。第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置は、基本的に第１の実施形態で示した図５と同様であり、歪み係数推定部５０３及び補償ウエイト算出部５０４の動作だけが第１の実施形態と異なる。以下、第２の実施形態における歪み係数推定部５０３及び補償ウエイト算出部５０４の動作について説明する。
まず、歪み係数推定部５０３の処理について説明する。歪み係数推定部５０３は、初めにＦＦＴユニット５０２から１シンボル目の区間及び２シンボル目の区間の受信パイロット信号を受け取る。このとき、ｋ＝±７，ｋ＝±２１番目のサブキャリアにおける１シンボル目の区間及び２シンボル目の区間の受信パイロット信号pRx(+k,1)及びpRx(+k,2)は、次式で表現できる。
Figure 0004213734
次に、歪み係数推定部５０３は受信パイロット信号pRx(+k,1), pRx(+k,2)と既知の送信パイロット信号pＴx(+k,1), pＴx(+k,2)の値から、送信パイロット信号が割り当てられているｋ＝±７，ｋ＝±２１番目のサブキャリアに関する歪み係数α(+k)，β(+k)を推定する。歪み係数α(+k)，β(+k)の推定値をそれぞれαEst(+k)，βEst(+k)とすると、歪み係数推定部５０３は次式の計算によりαEst(+k)，βEst(+k)を算出する。
Figure 0004213734
送信パイロット信号pＴx(+k,1), pＴx(+k,2)は式(25)を満足するため、式(29)及び(30)の計算により歪み係数αEst(+k)及びβEst(+k)を算出することが可能である。また、熱雑音の項を無視した場合（m(k,n)=0）、式(27)及び(28)を式(29)に代入すると、歪み係数の推定値αEst(+k)は実際の歪み係数α(+k)と同一値となることがわかる。同様に、式(27)及び(28)を式(30)に代入すると、歪み係数の推定値βEst(+k)は実際の歪み係数β(+k)と同一値となることがわかる。
もし、送信パイロット信号pＴx(+k,1), pＴx(+k,2)がさらに式(26)を満足する場合は、式(26)を満足しない場合に比べ、熱雑音環境下における歪み係数αEst(+k)及びβEst(+k)の推定精度が改善される。歪み係数推定部５０３は、式(29)及び(30)の計算によって推定したｋ＝±７，ｋ＝±２１番目のサブキャリアに関する歪み係数αEst(+k),βEst(+k)を示す信号Ｓ５０４をＩＱインバランス特性推定部５０４に与える。
次に、ＩＱインバランス特性推定部５０４の処理について説明する。ＩＱインバランス特性推定部５０４は、歪み係数推定部５０３から受け取ったｋ＝±７，ｋ＝±２１番目のサブキャリアに関する歪み係数αEst(+k),βEst(+k)を用いてＩＱインバランス特性γIQを推定する。ｋ＝±７，ｋ＝±２１番目のサブキャリアに関する歪み係数αEst(+k),βEst(+k)を用いて推定したＩＱインバランス特性をγEst(+k)とすると、ＩＱインバランス特性推定部５０４は次式の計算によりγEst(+k)を算出する。
Figure 0004213734
次に、ＩＱインバランス特性推定部５０４は、ｋ＝±７，ｋ＝±２１番目のサブキャリアに関して推定したＩＱインバランス特性γEst(+k)を次式のように平均化することで、最終的なＩＱインバランス特性の推定値γEstを得る。
Figure 0004213734
熱雑音の項を無視した場合（m(k,n)=0）、αEst(+k)＝α(+k)、βEst(+k)＝β(+k)が成立するため、下式で表すように式(32)のＩＱインバランス特性の推定値γEstは実際のＩＱインバランス特性γIQと同一値となることがわかる。
Figure 0004213734
第２の実施形態では、上式で示すようにパイロット信号が送信されているすべてのサブキャリア（ｋ＝±７，ｋ＝±２１番目のサブキャリア）に関して推定したＩＱインバランス特性γEst(+k)を平均化することで最終的なＩＱインバランス特性γEstを推定しているが、これに限定されず、次式の例のようにパイロット信号が送信されている一部のサブキャリアに関して推定したＩＱインバランス特性γEst(+k)を平均化することで最終的なＩＱインバランス特性γEstを推定することも可能である。
Figure 0004213734
なお、上式のように平均化を行う場合は、ｋ＝＋７，ｋ＝２１番目のサブキャリアについてのみ式(29),(30)及び(31)の算出を行えばよく、ｋ＝＋７，ｋ＝−２１番目のサブキャリアについて式(29),(30)及び(31)の算出を行わなくてもよい。
また、第２の実施形態では式(32)で示すように、パイロット信号が送信されている複数のサブキャリアに関して推定したＩＱインバランス特性γEst(+k)を同じ重みで平均化しているが、これに限定されず、次式の例のように各サブキャリアについて推定されたγEst(+k)毎に異なる重みρ(k)を乗じて平均化してもよい。
Figure 0004213734
ＩＱインバランス特性推定部５０４は、算出したＩＱインバランス特性γEstをチャネル推定部５０５とＩＱインバランス補償部５０７に与える（Ｓ５０５）。
第２の実施形態では、式(32)で示したように、パイロット信号が送信されている複数のサブキャリアに関して推定したＩＱインバランス特性γEst(+k)を平均化することで最終的なＩＱインバランス特性γEstを算出している。そのため第１の実施形態に比べ、熱雑音環境下におけるＩＱインバランス特性の推定精度が向上し、その結果、チャネル推定部５０５におけるチャネル応答特性の精度やＩＱインバランス補償部５０７における補償精度を改善できる。
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
第１及び第２の実施形態に従うＯＦＤＭ通信システムの概要図 第１及び第２の実施形態に従うＯＦＤＭ信号送信装置のブロック構成図 図２中の無線送信部の簡易モデルを示した図 第１の実施形態に従って送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図 第１及び２の実施形態に従うＯＦＤＭ信号受信装置のブロック構成図 第２の実施形態に従って送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図
符号の説明
１０１・・・ＯＦＤＭ送信装置
１０２・・・送信アンテナ
１０３・・・ＯＦＤＭ受信装置
１０４・・・受信アンテナ
２０１・・・符号化部
２０２・・・ディジタル変調部
２０３・・・シリアル・パラレル変換器
２０４・・・パイロット信号挿入部
２０５・・・プリアンブル信号付加部
２０６・・・ＩＦＦＴユニット
２０７・・・無線送信部
５０１・・・無線受信部
５０２・・・ＦＦＴユニット
５０３・・・歪み係数推定部
５０４・・・ＩＱインバランス特性推定部
５０５・・・チャネル推定部
５０６・・・チャネル等化部
５０７・・・ＩＱインバランス補償部
５０８・・・復号部

Claims (10)

  1. 中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信パイロット信号及び第２送信パイロット信号を有する第１ＯＦＤＭシンボルと、前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた、送信側及び受信側で既知の第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号を有する第２ＯＦＤＭシンボルを含み、前記第１送信パイロット信号と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第３送信パイロット信号と第２送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるＯＦＤＭ信号を生成するステップと；
    生成されたＯＦＤＭ信号を直交変調して送信するステップと；
    送信されたＯＦＤＭ信号を受信して受信ＯＦＤＭ信号を出力するステップと；
    前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１ＯＦＤＭシンボルの区間に前記第１サブキャリアに対応する第１受信パイロット信号を抽出するステップと；
    前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第２ＯＦＤＭシンボルの区間に前記第１サブキャリアに対応する第２受信パイロット信号を抽出するステップと；
    少なくとも前記第１受信パイロット信号及び第２受信パイロット信号を用いて、前記第１サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第１の係数、及び前記第２サブキャリアによって前記第１サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第２の係数を推定するステップと；
    推定された第１の係数及び第２の係数から前記送信されたＯＦＤＭ信号の前記直交変調時に生じた振幅誤差及び位相誤差を一意に決定するＩＱインバランス特性を推定するステップと；
    推定されたＩＱインバランス特性に従って前記受信ＯＦＤＭ信号について前記振幅誤差及び位相誤差の影響を補償するステップと；
    前記補償が行われたＯＦＤＭ信号を復号するステップと；を具備する無線通信方法。
  2. 中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信パイロット信号及び第２送信パイロット信号を有する第１ＯＦＤＭシンボルと、前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号を有する第２ＯＦＤＭシンボルを含み、前記第１送信パイロット信号と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第３送信パイロット信号と第２送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零である、直交変調が施されて送信されたＯＦＤＭ信号を受信して受信ＯＦＤＭ信号を出力する受信ユニットと；
    少なくとも前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１送信パイロット信号に対応する第１受信パイロット信号及び前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第３送信パイロット信号に対応する第２受信パイロット信号を用いて、前記第１サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第１の係数、及び前記第２サブキャリアによって前記第１サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第２の係数を推定する第１の推定部と；
    推定された第１の係数及び第２の係数から前記送信されたＯＦＤＭ信号の前記直交変調時に生じた振幅誤差及び位相誤差の影響を一意に決定するＩＱインバランス特性を推定する第２の推定部と；
    推定されたＩＱインバランス特性に従って前記受信ＯＦＤＭ信号について前記振幅誤差及び位相誤差の影響を補償する補償部と；
    前記補償が行われたＯＦＤＭ信号を復号する復号部と；を具備するＯＦＤＭ受信装置。
  3. 前記送信されたＯＦＤＭ信号は、前記第１送信パイロット信号と前記第３送信パイロット信号との積と、前記第２送信パイロット信号の複素共役と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積との和が零である請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
  4. 前記第１の推定部は、次式により前記第１の係数を推定する請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
    Figure 0004213734
     ただし、pTx(+K,n1)，pTx(-K,n1)，pTx(+K,n2)及びpTx(-K,n2)は前記第１送信パイロット信号、第２送信パイロット信号、第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号をそれぞれ表し、ｐRx(+K,n1)及びｐRx(+K,n2)は前記第１受信パイロット信号及び第２受信パイロット信号をそれぞれ表し、＊は複素共役演算を表す。
  5. 前記第１の推定部は、次式により前記第２の係数を推定する請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
    Figure 0004213734
     ただし、pTx(+K,n1)，pTx(-K,n1)，pTx(+K,n2)及びpTx(-K,n2)は前記第１送信パイロット信号、第２送信パイロット信号、第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号をそれぞれ表し、ｐRx(+K,n1)及びｐRx(+K,n2)は前記第１受信パイロット信号及び第２受信パイロット信号をそれぞれ表し、＊は複素共役演算を表す。
  6. 前記振幅誤差をgIQ、前記位相誤差をφIQとしたとき、前記ＩＱインバランス特性はγIQ = gIQ exp(jφIQ)で与えられる請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
  7. 前記第２の推定部は、次式により前記ＩＱインバランス特性を推定する請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
    Figure 0004213734
     ただし、αEst(+K)及びβEst(-K)は、前記第１の係数及び第２の係数をそれぞれ表す。
  8. 前記第２の推定部は、次式の値を平均化することにより前記ＩＱインバランス特性を推定する請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
    Figure 0004213734
     ただし、αEst(+K)及びβEst(-K)は前記第１の係数及び第２の係数を表し、＊は複素共役演算を表す。
  9. 前記送信されたＯＦＤＭ信号は、第３サブキャリア及び第４サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信情報信号及び第２送信情報信号を有する第４ＯＦＤＭシンボルを含み、
    前記受信ＯＦＤＭ信号中の、前記第１送信情報信号に対応する第１受信情報信号、前記受信ＯＦＤＭ信号中の、前記第２送信情報信号に対応する第２受信情報信号について次式により前記補償を行うことを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
    Figure 0004213734
     ただし、dChEq(k)は第１受信情報信号、dChEq(-k)は第２受信情報信号、γEstは前記ＩＱインバランス特性、＊は複素共役演算をそれぞれ表す。
  10. 前記送信されたＯＦＤＭ信号は、さらに中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第３サブキャリア及び第４サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信プリアンブル信号及び第２送信プリアンブル信号を有する第３ＯＦＤＭシンボルを含み、
    前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１送信プリアンブル信号に対応する第１受信プリアンブル信号、前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第２送信プリアンブル信号に対応する第２受信プリアンブル信号及び前記推定されたＩＱインバランス特性から、第３サブキャリアに対応するチャネル応答特性を次式により推定するチャネル推定部をさらに含むことを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
    Figure 0004213734
     ただし、bRx(k)は第１受信プリアンブル信号、bRx(-k)は第２受信プリアンブル信号、γEstは前記推定されたＩＱインバランス特性、＊は複素共役演算をそれぞれ表す。
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