CN102668483B

CN102668483B - 用于非对称导频符号的iq不平衡估计

Info

Publication number: CN102668483B
Application number: CN201080058627.2A
Authority: CN
Inventors: L.威廉森; C.帕克; L.孙德斯特伦
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2009-12-21
Filing date: 2010-11-16
Publication date: 2015-07-22
Anticipated expiration: 2030-11-16
Also published as: EP2337294A1; BR112012015423B1; WO2011076488A1; EP2337294B1; BR112012015423A2; CN102668483A; ES2391368T3

Abstract

本发明涉及一种用于在包含非镜像的导频的正交频分复用（OFDM）系统中将接收的信号向下混频到基带信号的方法和接收器，其包括基于载波频率和载波频率偏移来确定向下混频频率，其中将载波频率偏移确定为使得在基带信号中获得镜像的导频。

Description

用于非对称导频符号的IQ不平衡估计

技术领域

本发明涉及一种用于采用正交频分复用（OFDM）的无线通信系统中对接收的信号进行向下混频以在基带信号中获得镜像导频符号（下文称为导频）的方法和接收器。

背景技术

正交频分复用（OFDM）已被采纳来作为若干宽带无线通信系统，如IEEE 802.16d/e无线城域网（WiMAX）和通用移动电信标准长期演进（UMTS LTE）的基本调制方案。

许多基于OFDM的无线通信系统要求接收器能够处理接收的OFDM信号使得实现较高的信噪比（SNR）。为了成功地实现这种高SNR，必须在不引入严重损害（impairment）或噪声的前提下执行该处理。再者，许多基于OFDM的系统采用复杂的传送方案，如多输入多输出（MIMO）方案，其进一步增加对接收器性能的需求。为了能够满足这些严格的要求，要求就硬件复杂度而言的高成本接收器设计和/或必须采纳能够处理缺陷的低成本接收器设计。

本领域中众所周知的缺陷是同相（I）和正交相（Q）（IQ不平衡）分量之间的不平衡。IQ不平衡是由不同程度影响接收器链中接收信号的I和Q分量的任何因素导致的。通信系统中存在若干不同可能的IQ不平衡源头。一种常见源头是理想情况下应该生成完美正交的两个LO分量的本地振荡器（LO），而另一种可能源头是接收器链的相应I和Q路径中一个或多个功能块（例如放大器、混频器、信道滤波器和模数转换器）之间的失配。

为了实现高SNR，同时允许低成本接收器设计，必须在OFDM接收器中对如IQ不平衡的缺陷进行补偿。IQ不平衡自我呈现为在正频率子载波与负频率子载波之间成对地出现干扰。补偿IQ不平衡的一种方式是测量或估计IQ不平衡并使用来自估计的结果以补偿接收的OFDM信号上的IQ不平衡。IQ不平衡估计可以例如基于接收的OFDM信号的信道信息和知识。能够经由信道估计来获得信道信息，信道估计是本领域技术人员众所周知的一种技术。但是，估计IQ不平衡精确地要求每个频率对的传送符号以及信道二者的知识。通常通过使用在估计中所使用的每个镜像频率对的子载波上分布的导频符号来获得传送符号的知识。

但是，导频符号分布取决于所采用的通信标准。在如UMTS LTE的通信标准中，在传送的信号中不将导频设在镜像频率对上。当试图估计IQ不平衡时，这是障碍，并且因此限制直接使用上述方法的可能性。

因此，存在对改进用于估计接收的OFDM信号的IQ不平衡的方法的需要。因此本发明的目的在于，在传送的信号不包含设在镜像频率对上的导频的情况中也允许进行有效率的IQ不平衡估计，并且因此单独地或以任何组合减轻、减缓或消除本领域中上文标识的缺陷和缺点的其中一个或多个。

发明内容

根据本发明，该目的通过用于在包含非镜像的导频的正交频分复用（OFDM）系统中将接收的信号向下混频到基带信号的方法来实现，该方法包括基于载波频率和载波频率偏移来确定向下混频频率，其中该载波频率偏移确定为使得基带信号中获得镜像的导频。一旦在基带信号中获得镜像的导频，则可以使用基于镜像的导频对的众所周知IQ不平衡估计方法来估计IQ不平衡。鉴于上文和下文的描述，本发明的目的在于提供一种即使传送的OFDM信号不包含镜像的导频仍在基带信号中实现镜像的导频的方法。

该方法还可以包括鉴于非镜像的导频的频率位置来确定载波频率偏移，并基于载波频率和载波频率偏移来计算向下混频频率。

该方法还可以包括通过鉴于子载波间距应用与频率偏移对应的“仓”移位来补偿载波频率偏移的影响。

该方法还可以包括通过在执行频率误差估计之前应用频率偏移补偿来补偿载波频率偏移的影响。

该方法还可以包括基于接收的信号来执行频率误差估计，以及通过基于频率误差估计和基于载波频率偏移而应用频率误差补偿来补偿频率误差的影响和载波频率偏移的影响。

对接收的信号向下混频使得在基带信号中获得镜像的导频的方法可以与基于接收的信号执行IQ不平衡估计结合来执行。

该方法中的OFDM系统可以是IMT高级系统、UMTS LTE系统或WiMAX系统的其中之一。

本发明还涉及一种用于将包含非镜像导频的接收信号向下混频到基带信号的OFDM接收器单元，该OFDM接收器单元包括调适成基于载波频率和载波频率偏移来确定向下混频频率的确定单元，其中该确定单元调适成确定载波频率偏移，使得在基带信号中获得镜像的导频；以及调适成用所述向下混频频率来将所述接收信号向下混频的向下混频单元。

该OFDM接收器单元还可以包括偏移确定单元和计算单元，该偏移确定单元调适成鉴于非镜像的导频的频率位置来确定载波频率偏移，以及该计算单元调适成基于载波频率和载波频率偏移来计算向下混频频率。

该OFDM接收器单元还可以包括“仓”移位单元，该“仓”移位单元调适成鉴于子载波间距来应用与频率偏移对应的移位。

该OFDM接收器单元还可以包括偏移补偿单元，该偏移补偿单元调适成在频率误差估计之前补偿载波频率偏移的影响。

该OFDM接收器单元还可以包括误差估计单元和频率误差补偿单元，该误差估计单元调适成基于接收的信号来估计频率误差，以及该频率误差补偿单元调适成通过基于来自所述误差估计单元的频率误差估计和基于载波频率偏移而应用频率误差补偿来补偿频率误差的影响和载波频率偏移的影响。

该OFDM接收器单元，其中OFDM系统可以是IMT高级系统、UMTS LTE系统或WiMAX系统的其中之一。

附图说明

根据下文对本发明的一些实施例的详细描述将显见到本发明的另外目的、特征和优点，其中将参考附图更详细地描述本发明的一些实施例，在这些附图中：

图1示出其中能够执行向下混频以获得镜像导频的OFDM接收器的框图；以及

图2a和图2b示出具有镜像导频的OFDM信号的向下混频；以及

图3a和图3b示出具有非镜像导频的OFDM信号的向下混频；以及

图4a和图4b示出具有非镜像导频的OFDM信号的具有载波频率偏移的向下混频；以及

图5示出当具有含非镜像导频的OFDM信号时在基带中获得镜像导频的向下混频方法的流程图；以及

图6a和图6b示出对UMTS LTE系统中的OFDM帧结构应用本发明；以及

图7a和图7b示出用于补偿因载波频率偏移引起的误差的流程图和接收器链；以及

图8a和图8b示出用于补偿因载波频率偏移引起的误差的另一个流程图和接收器链；以及

图9a和图9b示出用于补偿因载波频率偏移引起的误差的再一个流程图和接收器链。

具体实施方式

下文将参考附图更充分地描述本发明的实施例，附图中示出了本发明的实施例。但是，本发明可以用许多不同的形式来实施，而不应解释为局限于本文阐述的实施例。更确切地，提供这些实施例以使本文公开将是透彻且完整的，并且将充分地将本发明的范围传达给本领域技术人员。在所有附图中，相似的引用标记指相似的元件。

本发明的实施例将使用通用OFDM接收器来举例说明，该通用OFDM接收器可以用于采用任何标准的OFDM系统中；IMT高级系统、UMTS LTE系统或WiMAX系统。在本申请中，将使用UMTS LTE标准来举例说明本发明的不同方面。

图1示出其中能够实现本发明实施例的OFDM接收器100的框图。OFDM接收器中的所有功能块对于本领域技术人员均是众所周知的，并且因此在下文中将仅予以简要论述而不涉及任何细节。还应该注意OFDM接收器中通常存在的一些功能块（如信道滤波器、自动增益控制放大器等）在图1中已被省略，因为它们对于本发明的描述是不必要的。还省略了对于本发明的描述不相关的数字域中的块。图1中未包括的功能性的示例是纠错解码中使用的软信息的计算和时间同步。

如图1中所示，天线101接收的OFDM信号将在放大器102中被放大，从而产生模拟射频（RF）信号。在混频器103中用等于载波频率111的向下混频频率将模拟RF信号向下混频到基带信号。由模数转换器（ADC）104将模拟基带信号从模拟基带信号转换到数字基带信号。由频率误差估计器106估计数字基带信号中的频率误差，并由频率误差补偿器105使用来自频率误差估计器106的结果来补偿数字基带信号中的频率误差。使用快速傅立叶变换107（FFT）将校正了频率误差的基带信号从时域变换到频域。由信道估计器109根据频域数字基带信号来估计信道特性，并由信道均衡器108使用来自信道估计器109的结果来将该信道特性均衡。然后将均衡的信号馈送到前向纠错（FEC）解码器110，从而产生数据流以用于进一步基带处理。

正如本领域中众所周知的，IQ不平衡估计和补偿可以在OFDM接收器链中的不同位置执行。在一个实施例中，可以在频率误差补偿105之后和FFT 107之前在时域中执行IQ不平衡估计和补偿，而在另一个实施例中，可以在信道均衡108之后和FEC 110之前执行IQ不平衡估计和补偿。但是，在优选实施例中，可以在频域中FFT 107之后以及信道均衡108和信道估计109之前执行IQ不平衡估计和补偿。正如背景技术部分中论述的，基于OFDM的系统中使用常规IQ不平衡估计技术的条件是向下混频的基带信号中存在镜像导频对。

图2a示出将具有镜像导频对的OFDM信号向下混频200到基带信号的原理。在混频器202中用向下混频频率将接收的OFDM信号201向下混频，该向下混频频率等于载波频率203（）。图2b中在频谱图204中示出用载波频率进行向下混频的结果。频谱图204示出OFDM信号的频谱以DC为中心，其中f = 0，以及箭头所示的导频信号206相对于DC对称地设置，因为附图中频率距离a和b是相等的。在OFDM接收器的非理想实现中，导频的位置可能因为载波频率与接收的OFDM信号之间的频率误差而稍微不同。如果将使用针对IQ不平衡的众所周知且有效率的技术，则如图2b中所示，在向下混频的基带信号中具有镜像的（对称）导频是先决条件。

但是，正如背景技术部分中提到的，在如UMTS LTE的一些通信标准中，导频未设在对称镜像频率对上，从而限制众所周知的IQ不平衡估计技术的直接使用。图3a示出将具有非镜像导频的OFDM信号向下混频300到基带信号的效果。以与图2a中的相同方式，在混频器301中用向下混频频率将接收的OFDM信号向下混频，该向下混频频率等于载波频率302（f _dm= f _c）。但是，用载波频率进行向下混频的结果与结合图2b所示的结果不同。从图3b中的频谱图305，能够显见到，具有非镜像导频的OFDM信号的频谱303仍以DC为中心，其中f=0，但是导频304相对于DC是非对称设置的，正如附图中频率距离a和b不相等所示。

根据本发明的方法使得对即使具有非镜像导频的OFDM系统信号采用众所周知的IQ不平衡估计技术成为可能。该方法基于通过确定向下混频频率使得在基带信号中获得镜像的导频，从而在包含非对称非镜像导频的OFDM系统中将接收的信号向下混频到基带信号。该向下混频频率基于载波频率和载波频率偏移，其中载波频率偏移确定为使得实现镜像的导频。

应该注意此申请中论述的载波频率偏移跟作为载波频率与接收信号之间的失配的结果的频率误差不同。

图4a示出根据本发明用调整的向下混频频率将具有非镜像导频对的OFDM信号向下混频400的效果。在此情况中，在混频器401中用向下混频频率将接收的OFDM信号向下混频，该向下混频频率等于用载波频率偏移调整的载波频率402（f _dm= f _c+ f _偏移），该载波频率偏移根据接收的OFDM信号确定为使得实现镜像的导频。图4b中在频谱图404中示出向下混频的结果。从频谱图404，可以显见到，通过按载波频率偏移调整载波频率，实现了镜像的导频，如a与b之间相等距离所示。以此方式调整向下混频频率的效果是，OFDM信号的频谱405将偏移406，因此将不再是以DC为中心。与DC相关的偏移谱406将导致接收器中微小的失配，因为信道选择性滤波器（附图中未示出）匹配到以DC 405为中心的频谱。但是，在大多数情况中，失配将小于导频之间的距离的一半，其又通常仅将约为信号的总带宽的百分之一。较之谱405的谱偏移406下文将称为频谱偏移。

图5中的流程图中示出根据本发明的一实施例的用于将OFDM系统向下混频以获得镜像的导频对的方法的基本步骤。该方法包括如下步骤：接收OFDM系统信号501，确定载波频率偏移的大小使得能够获得镜像的导频，基于载波频率和所确定的载波频率偏移来计算向下混频频率，在混频器中应用计算的向下混频频率以将接收的OFDM系统信号向下混频。

图6a和图6b使用OFDM帧示出在采用UMTS LTE标准的系统中如何能够将向下混频方法应用于OFDM信号600的示例。该附图示出OFDM信号的子载波在时间（x轴）和频率（y轴）中的分布。每个单元（或正块）表示一个OFDM符号的子载波，其中黑色单元606对应于导频，灰色单元605对应于会布置镜像的导频的位置，以及白色单元604对应于数据符号。DC（其中f = 0）由强调箭头603指示。单元的每个列607表示OFDM符号，以及强调的水平线602与强调的垂直线601之间的子载波群指示资源块（RB）。在我们的示例中，RB对应于频率上的12个子载波和时间上的7个OFDM符号。

在图6a中所示的示例中，按对应于偶数个子载波（在此情况中等于6个子载波）的距离布置导频。子载波间距是15 kHz，这意味着在第一OFDM符号607内，以15 kHz传送一个导频，并且作为成为镜像导频的最接近的候选的导频按5 *(-15) = -75 kHz传送，因此不存在镜像的导频对。为了获得镜像的导频，将向下混频频率按载波频率偏移调整。在此示例中，载波频率偏移会设为-30 kHz，其对应于子载波间距的两倍。当应用向下混频时，使用确定的向下混频频率，结果将是如图6b中所示的OFDM帧中所示的频移。在图6b中，未示出灰色单元，而所有导频（黑色框）示出为实现了相对于DC 609的镜像的导频对。对应于两个子载波（等于-30 kHz）的载波频率偏移移位由表征在使用不含载波频率偏移的向下混频频率时向下混频之后的DC位置的虚线箭头608与在使用含载波频率偏移的向下混频频率时向下混频之后的DC位置所对应的DC箭头609之间的间距来示出。因此，通过应用含载波频率偏移的向下混频，即使使用具有非镜像的导频的通信标准，仍能够实现镜像的导频。

当按对应于偶数个子载波的距离布置导频，如图6a和6b中所示的示例中那样时，必须应用与子载波间距的多倍（n倍）的整数对应的载波频率偏移以实现镜像的导频对。但是，这将导致频谱移位（如结合图4a和图4b所论述的），从而导致频谱偏移。当在FFT中应用具有频谱偏移的向下混频信号时，效果将是OFDM符号内的不同的符号（子载波）将显示向上移位n个“仓”（bin）。

在本发明的一实施例中，这可以通过在结合图5描述的方法中应用“仓”移位701来补偿，如图7a中所示。在接收器链702中，在FFT 703之后，可以应用“仓”移位器704，“仓”移位器704将来自FFT 703的“仓”重新移位。在实际中，因为n是已知的，所以“仓”移位会导致FFT 703之后的“仓”的重新索引，这是个普通的操作。

在另一个示例中，可以按对应于奇数个子载波的距离来布置导频。这意味着为了在基带中获得镜像的导频，频率偏移必须是子载波间距的一半加上子载波间距的整数倍。因此，频谱偏移也是子载波间距的一半加上子载波间距的整数倍，当应用于FFT 703时，其将导致本领域中已知的泄漏（leakage）。因为在FFT 703之前执行频率误差估计和补偿，所以当执行估计和补偿时将捕获频谱偏移。

用于频率估计的算法在某个点可以是处于跟踪模式中，其中假定剩余频率误差较小。作为备选，频率误差估计算法可能基于与已知序列的互相关，在此情况中在某个时间内执行相干累积。在此情况中，频谱偏移可能对频率误差估计和校正有负面影响。解决此问题的一种方式会是在频率误差估计和补偿之前移除频谱偏移，如结合图8a和图8b所描述的。

在本发明的一实施例中，可以通过应用图8a中所示的频率偏移补偿801来补偿结合图5所描述的方法引入的频谱偏移。在接收器链802中，可以在ADC 803之后以及频率误差估计808和补偿805之前应用频率偏移补偿804，如图8b中所示。以此方式，可以补偿频谱偏移的全部或对应于一半子载波的小部分。频谱偏移的补偿是普通的，因为有关频谱偏移的大小的信息是已知的。用于执行这些种类校正的算法在本领域中也是众所周知的，因此将不进行详细地论述。

在本发明的又一实施例中，可以通过基于频率误差估计和载波频率偏移来应用频率误差补偿901以补偿结合图5描述的方法所引入的频谱偏移，如图9a中所示。在此实施例中，将载波频率偏移信息906提供到频率误差估计905和/或频率误差补偿904，并且以此方式，在补偿频率误差904时能够小心处理向下混频引起的频谱偏移。

在本发明的一实施例中，可以在接收OFDM信号期间改变在向下混频中应用的载波频率偏移。只要估计IQ不平衡，就应用载波频率偏移，但是当已估计IQ不平衡时，使用向下混频而无需载波频率偏移。这能够设想为IQ不平衡是非常静态属性的，这意味着只需最初估计它，并且可能较少需要重新估计。此实施例特别有用的情形是在向下混频过程中生成很大的DC分量时，这是接收器基于直接转换（也称为零差（homodyne）或零IF接收器）以及载波频率偏移等于子载波间距的一半加上整数个子载波间距时常见的问题。在此情况中，DC分量可能由于FFT中的泄漏而导致对最接近DC子载波的子载波的显著载波间干扰（ICI）。因此，应用载波频率偏移以执行IQ不平衡估计，并且一旦估计完成，就移除载波频率偏移以便减少DC泄漏的负面影响，这是优选方法。

在本发明的一实施例中，最初执行OFDM信号的接收而没有任何载波频率偏移。根据先前的实施例，当确定了导频的位置时，确定适合的载波频率偏移，并将其应用于向下混频。

本文所使用的术语仅出于描述具体实施例的目的，并无意作为本发明的限制。如本文所使用的，除非上下文另外明确指示，否则单数形式“一”、“一个”和“该”有意也包括复数形式。还将理解，术语“包括”和/或“包含”在本文中使用时指定所提出的特征、整体、步骤、操作、元件和/或组件的存在，但是不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元件、组件或它们的群的存在或附加。

除非另外定义，否则本文使用的所有术语（包括技术术语和科学术语）均具有与本发明所属领域中的普通技术人员所共识的含义相同的含义。还将理解，本文使用的术语应解释为具有与它们在本说明书的上下文中和相关领域中的含义一致的含义，并且除非本文中明确地如此定义，否则这些术语将不在理想化或过分正式意义上来解释的。

前文描述了本发明的原理、优选实施例和操作模式。但是，本发明应该被视为说明性的而非限制性的，且不应视为限于上文论述的具体实施例。能够按与明确描述的那些组合不同的其它组合来组合本发明的各种实施例的不同特征。因此应该认识到，在不背离所附权利要求书定义的本发明范围的前提下本领域技术人员可以在这些实施例中进行多种变化。

Claims

1.一种用于在包含非镜像的导频的正交频分复用（OFDM）系统中将接收信号向下混频到基带信号的方法，包括：

- 基于载波频率和载波频率偏移来确定向下混频频率，其中所述载波频率偏移确定为使得在所述基带信号中获得镜像的导频。

2.根据权利要求1所述的方法，其中确定所述向下混频频率包括：

- 鉴于所述非镜像的导频的频率位置来确定所述载波频率偏移；以及

- 基于所述载波频率和所述载波频率偏移来计算所述向下混频频率。

3.根据权利要求1-2中任一项所述的方法，还包括：

-通过鉴于子载波间距应用与所述频率偏移对应的“仓”移位来补偿所述载波频率偏移的影响。

4.根据权利要求1-2中任一项所述的方法，还包括：

- 通过在执行频率误差估计之前应用频率偏移补偿来补偿所述载波频率偏移的影响。

5.根据权利要求1-2中任一项所述的方法，还包括：

- 基于所述接收信号来执行频率误差估计；以及

- 通过基于所述频率误差估计和基于所述载波频率偏移而应用频率误差补偿来补偿所述频率误差的影响和所述载波频率偏移的影响。

6.根据权利要求1-2中任一项所述的方法，其中对所述接收信号向下混频使得在所述基带信号中获得镜像的导频，是与基于所述接收信号执行IQ不平衡估计结合来执行的。

7.根据权利要求3所述的方法，其中对所述接收信号向下混频使得在所述基带信号中获得镜像的导频，是与基于所述接收信号执行IQ不平衡估计结合来执行的。

8.根据权利要求4所述的方法，其中对所述接收信号向下混频使得在所述基带信号中获得镜像的导频，是与基于所述接收信号执行IQ不平衡估计结合来执行的。

9.根据权利要求5所述的方法，其中对所述接收信号向下混频使得在所述基带信号中获得镜像的导频，是与基于所述接收信号执行IQ不平衡估计结合来执行的。

10.根据权利要求1所述的方法，其中所述OFDM系统是IMT高级系统、UMTS LTE系统或WiMAX系统的其中之一。

11.一种用于将包含非镜像的导频的接收信号向下混频到基带信号的正交频分复用（OFDM）接收器单元，包括：

- 确定单元，调适成基于载波频率和载波频率偏移来确定向下混频频率，其中所述确定单元调适成将所述载波频率偏移确定为使得在所述基带信号中获得镜像的导频；以及

- 向下混频单元，调适成用所述向下混频频率将所述接收信号向下混频。

12.根据权利要求11所述的OFDM接收器单元，其中所述确定单元包括：

- 偏移确定单元，调适成鉴于所述非镜像的导频的频率位置来确定所述载波频率偏移；以及

- 计算单元，调适成基于所述载波频率和所述载波频率偏移来计算所述向下混频频率。

13.根据权利要求11-12中任一项所述的OFDM接收器单元，还包括：

- “仓”移位单元，调适成鉴于子载波间距来应用与所述频率偏移对应的“仓”移位。

14.根据权利要求11-12中任一项所述的OFDM接收器单元，还包括：

- 偏移补偿单元，调适成在频率误差补偿之前补偿所述载波频率偏移的影响。

15.根据权利要求11-12中任一项所述的OFDM接收器单元，还包括：

- 误差估计单元，调适成基于所述接收信号来估计频率误差；以及

- 频率误差补偿单元，调适成通过基于来自所述误差估计单元的频率误差估计和基于所述载波频率偏移而应用频率误差补偿来补偿所述频率误差的影响和所述载波频率偏移的影响。

16.根据权利要求11所述的OFDM接收器单元，其中所述OFDM系统是IMT高级系统、UMTS LTE系统或WiMAX系统的其中之一。