CN1984100B - 在正交频分复用基频接收器中等化信号的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种在正交频分复用基频接收器中等化信号的方法。其中该正交频分复用基频接收器包括用以估测输入信号的信道脉冲响应的信道估测与跟踪模块。首先，计算该信道脉冲响应的共轭复数。接着，将该输入信号乘上该信道脉冲响应的共轭复数，以产生一乘积信号。接着，将该乘积信号直接视为等化后信号，而省略一信道状态信息除该乘积信号的步骤，其中该信道状态信息为该信道脉冲响应的绝对值的平方。

Description

在正交频分复用基频接收器中等化信号的方法
技术领域
本发明涉及一种正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)基频接收器(baseband receiver)，特别是涉及一种正交频分复用基频接收器中的均衡器(equalizer)。
背景技术
图1为正交频分复用基频接收器100的部分区块图。正交频分复用基频接收器100包括快速富利叶转换(Fast Fourier Transformation，FFT)模块102，信道估测与跟踪模块104，均衡器106，倒数电路108，以及解映像器110。当正交频分复用基频接收器100接收一正交频分复用信号时，该正交频分复用信号经取样后会被送至该快速富利叶转换模块102以进行快速富利叶转换。尚未进行快速富利叶转换的信号Sk被称为时域信号(time domainsignal)，而在快速富利叶转换后的信号Yk被称为频域信号(frequency domainsignal)。一正交频分复用信号是经由共52个非零次载波(sub-carrier)所分别传输，因此信号Sk、Yk等的下标k表示传输信号的次载波的序号。例如，信号Sk表示正交频分复用信号S在第k个次载波上传输的部分信号。
由于信号Yk是经由多个次载波所传输，在传输途中易受多路径信道消减(multi-path fading channel)所引起不同程度的信道失真(channeldistortion)，因此信号Yk必须送至均衡器106以进行信道失真的补偿，否则信号Yk可能会发生信号间干扰(Inter Symbol Interference，ISI)而失真。信道估测与跟踪模块104估计信号Yk的信道脉冲响应(channel impulseresponse)Hk，该信道脉冲响应Hk表示信号Yk的信道失真程度。于是，均衡器106可依据信道估测与跟踪模块104估计的信道脉冲响应Hk等化信号Yk，以除去信道失真。
一般的均衡器106依据下式等化信号Yk：
X k = Y k × Conj ( H k ) | H k | 2 ;
其中，Yk为均衡器106的输入信号，Conj(Hk)为信道脉冲响应Hk的共轭复数，而|Hk|2为信道脉冲响应Hk的绝对值平方，称之为信道状态信息(ChannelState Information，CSI)。依据上式，均衡器106需要|Hk|2的倒数以推导出等化后信号Xk，因此需要该倒数电路108的存在。
由于实际上进行信号的除法处理有其困难存在，倒数电路108通常的做法为以一表格储存对应于各式各样信道状态信息|Hk|2的倒数值的指数(exponential)与尾数(mantissa)。当计算出信道状态信息(或|Hk|2值)时，倒数电路108首先在表格中寻找与该信道状态信息最近似的值，接着便可由表格中直接得出信道状态信息的近似值的倒数，或1/CSI。该信道状态信息的倒数近似值1/CSI接着被送至均衡器106，以供均衡器106产生等化后信号Xk。
然而，由于倒数电路108中仅能储存有限数目的储存值，因此信道状态信息的倒数近似值1/CSI并非非常精确。当均衡器106运用信道状态信息的倒数近似值1/CSI以等化信号Yk时，近似值1/CSI的误差会进一步引起等化后信号Xk的误差，因此造成等化后信号的失真。若欲藉增加倒数电路108中的表格储存值的数目而增进信道状态信息的倒数近似值1/CSI的精确度，倒数电路108将需要更大的内存空间以储存表格，而增加额外的硬件成本。因此，需要解决此问题的方法。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种在正交频分复用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing)基频接收器(baseband receiver)中等化信号的方法，以解决现有技术存在的问题。其中，该正交频分复用基频接收器包括用以估测输入信号的信道脉冲响应(impulse response)的信道估测与跟踪模块(channel estimation and tracking module)。首先，计算该信道脉冲响应的共轭复数(conjugate)。接着，将该输入信号乘上该信道脉冲响应的共轭复数，以产生一乘积信号。接着，将该乘积信号直接视为等化后信号，而省略一信道状态信息(channel state information)除该乘积信号的步骤，其中该信道状态信息为该信道脉冲响应的绝对值的平方。
本发明更提供一种正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)基频接收器(baseband receiver)。该正交频分复用基频接收器包括一信道估测与跟踪模块(channel estimation and tracking module)与一均衡器(equalizer)。该信道估测与跟踪模块用以估测输入信号的信道脉冲响应(impulse response)并计算该信道脉冲响应的共轭复数(conjugate)。该均衡器用以将该输入信号乘上该信道脉冲响应的共轭复数以产生一乘积信号，以及将该乘积信号直接输出为等化后信号，而省略一信道状态信息(channel state information)除该乘积信号的步骤，其中，该信道状态信息为该信道脉冲响应的绝对值的平方。
本发明还提供一种最大比例组合(Maximum Ratio Combining，MRC)-正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)基频接收器(baseband receiver)。其中，该最大比例组合正交频分复用基频接收器以不同位置的多个天线分别接收一正交频分复用信号以产生多个输入信号。该最大比例组合正交频分复用基频接收器包括一信道估测与跟踪模块(channelestimation and tracking module)以及一均衡器(equalizer)。该信道估测与跟踪模块用以估测该等输入信号的信道脉冲响应(impulse response)，并计算该等信道脉冲响应的共轭复数(conjugate)。该均衡器用以将该等输入信号分别乘上对应的该等信道脉冲响应的共轭复数以产生多个乘积信号，将该等乘积信号相加以产生一输出信号，以及将该输出信号直接输出为等化后信号，而省略一信道状态信息(channel state information)除该输出信号，其中该信道状态信息为该等信道脉冲响应的绝对值的平方和。
为了让本发明的上述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举数较佳实施例，并配合附图，作详细说明如下。
附图说明
图1为一般正交频分复用基频接收器的部分区块图；
图2为依据本发明的正交频分复用基频接收器的部分区块图；
图3a为当16-QAM为调制方法时图1的一般解映射器运用的星状对映图；
图3b为当16-QAM为调制方法时依据本发明的解映射器运用的星状对映图；以及
图4为依据本发明的最大比例组合正交频分复用基频接收器的部分区块图。
附图符号说明
102、202、402-快速富利叶转换模块
104、204、404-信道估测与跟踪模块
222、422-信道估测模块
224、424-最小均方跟踪模块
106、206、406-均衡器
108-倒数电路
110、210、410-解映射器
212、412-软解映射器
214、414-硬解映射器
具体实施方式
图2为依据本发明的正交频分复用基频接收器200的部分区块图。正交频分复用基频接收器200大致与正交频分复用基频接收器100相似，其包含快速富利叶转换(Fast Fourier Transformation，FFT)模块202，信道估测与跟踪模块(channel estimation and tracking module)204，均衡器(equalizer)206，以及解映像器(demapper)210。然而，图1中的倒数电路(reciprocal circuit)108并未出现在图2中的正交频分复用基频接收器200之中，且正交频分复用基频接收器200的部分模块需要进行修改，以便在没有倒数电路的情况下仍能正常运作。举例来说，均衡器206与解映射器210就已进行对应的修改。
基本上，快速富利叶转换模块202与图1的快速富利叶转换模块102完全相同。当正交频分复用基频接收器200接收一正交频分复用信号时，正交频分复用信号首先被取样，然后送至快速富利叶转换模块202以进行快速富利叶转换。经转换后的信号Yk接着被送至均衡器206以补偿信道失真(channeldistortion)。
信道估测与跟踪模块204用来估测信号Yk的信道脉冲响应(channelimpulse response)Hk。信道估测与跟踪模块204包括信道估测模块(channelestimation module)222与信道跟踪模块(channel tracking module)224。信道估测模块222依据信号Yk的前置信号(preamble)估测信号Yk的信道脉冲响应Hk’。然而，由于信号Yk是持续不断在传输之中，因此信号Yk后续的部分信号的信道脉冲响应会与信号Yk的前置信号的信道脉冲响应Hk’有差异。因此信道跟踪模块224加入信道估测与跟踪模块204中，以依据一信道跟踪算法对信号Yk的信道脉冲响应进行校正。举例来说，该信道跟踪算法可为递归最小平方(Recursive Least Square，RLS)跟踪算法或最小均方(Least MeanSquare，LMS)跟踪算法。信道跟踪模块224自解映像器210接收信道脉冲响应的硬决策估测值Hk，HD以校正信道估测模块222所估测的信道脉冲响应Hk’，以产生校正后的信道脉冲响应Hk。均衡器206接着依据校正后的信道脉冲响应Hk等化信号Yk。此外，信道跟踪模块224并且计算信道脉冲响应Hk的共轭复数值以及信道状态信息值(Channel State Information，CSI)。信道状态信息值(|Hk|2或CSI)为信道脉冲响应Hk的绝对值平方。
均衡器206的功能与均衡器106的功能并不完全相同。由在正交频分复用基频接收器200不包含倒数电路，均衡器206将其输入信号Yk与信道脉冲响应Hk相乘，以产生一乘积信号Yk×Conj(Hk)，并直接将该乘积信号输出为等化后信号Xk’，而不如均衡器106般还需将乘积信号Yk×Conj(Hk)除上信道状态信息值(|Hk|2或CSI)后才得出等化后信号Xk。换言之，均衡器206依据下式等化其输入信号Yk：
X′k＝Yk×conj(Hk)；
其中，Xk’为均衡器206的等化后信号，Yk为均衡器206的输入信号，Hk为信道估测与跟踪模块204估测的信道脉冲响应，conj()为共轭复数函数，下标k则表示输入信号的正交频分复用次载波(subcarrier)的序号。因此，若信道状态信息值CSI大于1，则均衡器206的输出信号Xk’较一般均衡器106的输出信号Xk要大上信道状态信息值CSI的倍数。亦即，均衡器206的输出信号Xk’与均衡器106的输出信号Xk相差信道状态信息CSI的倍数。
解映像器210解调均衡器206的输出信号Xk’。由在正交频分复用信号在传输前会依据其数据内容先行转换为星状图(constellation)中的多个星状点(constellation point)之一，因此，正交频分复用基频接收器200必须以解映像器210将信号还原为数据内容，以利后续进一步处理。不同的调制方式对应于含有不同分布星状点的星状图。正交频分复用系统中一般调制方式包括了BPSK、QPSK、16-QAM及64QAM。解映像器210的功能将在后续段落中藉16-QAM的星状图作进一步解说。
图3a为当16-QAM为调制方法时图1的一般解映射器110运用的星状对映图300。16-QAM调制方式将正交频分复用信号的每4位数据区块在传送前先行转换为星状对映图300包含的16个星状点中其中之一所对映的信号。每一星状点为一向量，其有不同的振幅(星状点至原点的距离)与相角。当解映像器110解调等化后信号Xk时，解映像器110必须在星状图300中找到位置最接近信号Xk的星状点。举例来说，若信号Xk有一同相分量(in-phasecomponent)X与一正交分量(quadrature component)Y，则信号Xk可在星状图300中标示为P点，而由图中可见最接近P点的星状点为星状点O。找出最接近P点的星状点O的方法之一为在星状图300中绘出多个决策边界B1-B6以界定各星状点在星状图中所对映的范围。若表示信号Xk的点P落在表示星状点O的决策边界范围内(由B6及B1所界定)，则星状点O的向量X+Yi被视为信号Xk的真实值，而由星状点O对应的4位数据被解映像器110输出为解调信号Xk所得的数据。
然而，由于均衡器206输出的等化后信号Xk’与均衡器106输出的等化后信号Xk相差信道状态信息值CSI的倍数，因此正交频分复用基频接收器200的解映像器210需要作对应的修正才能正常运行。图3b为当16-QAM为调制方法时依据本发明的解映射器210运用的星状对映图300。若信号Xk有一同相分量X与一正交分量Y，则对应的信号Xk’有一等于X×CSI的同相分量X’与一等于Y×CSI的正交分量Y’。于是，信号Xk’可在星状图350中标示为P’点，其与图3a中信号Xk的对应点P的振幅相差CSI倍。此时若解映射器210要正确地将信号Xk’解调为4位数据，星状图350中每一星状点与原点的距离(即星状点在星状图350中的振幅)必须依据信道状态信息值CSI作调整，如图3b所示。这亦可藉依据信道状态信息值CSI调整星状图350中决策边界B1’-B6’的位置而达成。因此，解映射器210可依据决策边界B1’-B6’找出最接近P’点的星状点为星状点O’，而由星状点O’表示的4位数据被解映像器210输出为解调信号Xk’所得的数据。
图3a与图3b仅说明解对应器110与210解调信号过程的概念。实际上，解映像器210仅依据信号Xk’与信道状态信息值CSI计算一些函数值，以进行信号Xk’的解调。解映射器210包括软解映射器212与硬解映射器214。软解映射器212首先如前述般依据信道状态信息值CSI以调整决策边界B1’-B6’的位置，因而计算出一些表示决策边界B1’-B6’位置的边界值。软解映射器接着依据该等边界值与信号Xk’计算一些软决策值(soft decisionvalues)SDk，其中该等软决策值SDk表示点P’与决策边界B1’-B6’之间的距离。硬解调器214接着可以依据该等软决策值SDk的符号决定何者为对应信号Xk’的星状点O’，并得到星状点O’表示的4位数据作为解调输出。解调后的数据被送至解交错器(deinterleaver)以作进一步处理。由于星状点O’的向量被认为是信号Xk’的实际值，因此可以被用来进一步导出信道脉冲响应的硬决策估测值Hk，HD而所得的信道脉冲响应的硬决策估测值Hk，HD将被反馈至信道估测与跟踪模块204以供校正其输出的信道脉冲响应Hk之用。
图4为依据本发明的最大比例组合(Maximum Ratio Combining，MRC)正交频分复用基频接收器400的部分区块图。最大比例组合正交频分复用基频接收器400大致与正交频分复用基频接收器200相似。然而，最大比例组合正交频分复用基频接收器400以不同位置的多个天线分别接收一正交频分复用信号以产生多个输入信号。由于不同天线接收的正交频分复用信号是各自经由不同的路径所传输，因此各天线所接收信号的衰减程度是各自独立的。若各天线所接收的信号可组合承担一输入信号，则可有效地降低信号的失真程度。同样地，最大比例组合正交频分复用基频接收器400并不包含用以计算信道状态信息的倒述的倒数电路。
最大比例组合正交频分复用基频接收器400包含快速富利叶转换模块402，信道估测与跟踪模块404，均衡器406，以及解映像器410。虽然图4中仅有两个输入信号Sk 1与Sk 2，实际上最大比例组合正交频分复用基频接收器400可以接受任意数目的输入信号，而输入信号Sk 1与Sk 2仅是供举例说明之用。
正交频分复用信号Sk 1与Sk 2首先被送至快速富利叶转换模块402以进行快速富利叶转换，并产生两频域信号Yk 1与Yk 2。信道估测与跟踪模块404用来估测信号Yk 1与Yk 2的信道脉冲响应Hk 1与Hk 2。信道估测模块422依据信号Yk 1与Yk 2的前置信号(preamble)估测信号Yk 1与Yk 2的信道脉冲响应Hk 1’与Hk 2’。信道跟踪模块424则依据一信道跟踪算法对信号Yk 1与Yk 2的信道脉冲响应进行校正，其中该信道跟踪算法可为递归最小平方(Recursive Least Square，RLS)跟踪算法或最小均方(Least Mean Square，LMS)跟踪算法。信道跟踪模块424自解映像器410接收信道脉冲响应的硬决策估测值Hk，HD 1与Hk，HD 2以校正信道估测模块422所估测的信道脉冲响应Hk 1’与Hk 2’，以产生校正后的信道脉冲响应Hk 1与Hk 2。此外，信道跟踪模块424并且计算信道脉冲响应Hk 1与Hk 2的共轭复数值以及信道状态信息值CSI’。信道状态信息值CSI为信道脉冲响应Hk 1与Hk 2的绝对值平方和|Hk 1|2+|Hk 2|2。
均衡器406的功能与均衡器206的功能并不完全相同。均衡器406首先将其输入信号Yk 1与Yk 2分别与其信道脉冲响应Hk 1与Hk 2的共轭复数相乘，以分别产生乘积信号Yk 1×Conj(Hk 1)与Yk 2×Conj(Hk 2)。由在正交频分复用基频接收器400不包含倒数电路，该等乘积信号被相加并直接将该乘积信号的和输出为等化后信号Xk”，而不如均衡器106般还需将乘积信号除上信道状态信息值(|Hk|2或CSI)后才得出等化后信号Xk。换言之，若均衡器406包含n个输入信号Yk 1至Yk n，均衡器406依据下式等化其多个输入信号Yk 1至Yk n：
X k = Y k 1 × conj ( H k 1 ) + Y k 2 × conj ( H k 2 ) + . . . + Y k i × conj ( H k i ) + . . . + Y k n × conj ( H k n ) ;
其中，Xk为该等化后信号，Yk i为均衡器的该等输入信号，Hk i为该信道估测与跟踪模块估测的该信道脉冲响应，conj()为共轭复数函数，下标k则表示输入信号的正交频分复用次载波(subcarrier)的序号，上标i为该等输入信号的序号，而n为该等输入信号的数目，例如在图4的例子中n为2。
解映像器410的功能大致与图2的解映射器210相类似。由于均衡器406输出的等化后信号Xk”与一般均衡器输出的等化后信号相差信道状态信息值CSI’的倍数，因此解映像器410需要作对应的修正才能正常运行。如图3b所示，解映像器410首先依据信道状态信息值CSI调整星状图350中每一星状点与原点的距离(即星状点在星状图350中的振幅)，才能正确地将信号Xk”解调为4位数据。必须，如图3b所示。接着，解映像器410找出最接近表示信号Xk”的P’点的星状点，即星状点O’，然后输出由星状点O’表示的4位数据为解调后信号。于是，输出信号Xk”被正确地解调，而解调后数据被送至解交错器以进行后续处理。
实际上，解映像器410仅依据信号Xk”与信道状态信息值CSI’计算一些函数值，以进行信号Xk”的解调。解映射器410包括软解映射器412与硬解映射器414。软解映射器412首先如前述般依据信道状态信息值CSI’以调整决策边界B1’-B6’的位置，因而计算出一些表示决策边界B1’-B6’位置的边界值。软解映射器接着依据该等边界值与信号Xk”计算一些软决策值(soft decision values)SDk，其中该等软决策值SDk表示点P’与决策边界B1’-B6’之间的距离。硬解调器414接着可以依据该等软决策值SDk的符号决定何者为对应信号Xk”的星状点O’，并得到星状点O’表示的4位数据作为解调输出。解调后的数据被送至解交错器(deinterleaver)以作进一步处理。由于星状点O’的向量被认为是信号Xk”的实际值，因此可以被用来进一步导出信道脉冲响应Hk 1与Hk 2的硬决策估测值Hk，HD 1与Hk，HD 2，而所得的信道脉冲响应的硬决策估测值Hk，HD 1与Hk，HD 2将被反馈至信道估测与跟踪模块404以供校正其输出的信道脉冲响应Hk 1与Hk 2之用。
本发明提供在正交频分复用基频接收器中不需倒数电路即能等化信号的方法。均衡器输出的等化后信号不事先被一信道状态信息所除。由于等化后信号不需乘上信道状态信息的倒数，信道状态信息的倒数的计算误差并不会影响到等化后信号而造成信号失真，从而提升了正交频分复用基频接收器的效能。此外，由在正交频分复用基频接收器不包含倒数电路，因此可节省实现正交频分复用基频接收器的硬件成本。
虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟习此项技术者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的申请专利范围所界定者为准。

Claims (14)

1.一种在正交频分复用基频接收器中等化信号的方法，其中，该正交频分复用基频接收器包括用以估测输入信号的信道脉冲响应的信道估测与跟踪模块，该方法包括下列步骤：
计算该信道脉冲响应的共轭复数；
将该输入信号乘上该信道脉冲响应的共轭复数，以产生一乘积信号；以及
将该乘积信号直接视为等化后信号，而省略一信道状态信息除该乘积信号的步骤，其中，该信道状态信息为该信道脉冲响应的绝对值的平方。
2.如权利要求1所述的在正交频分复用基频接收器中等化信号的方法，其中，该方法还包括下列步骤：
以该信道状态信息为倍数，调整一星状图中的多个星状对应点的振幅，其中，该星状图用以解调该等化后信号，而该振幅为所述多个星状对应点距星状图的原点的距离；
在该星状图的所述多个星状对应点中寻找最接近该等化后信号的坐落位置的第一星状点；以及
输出该第一星状点所表示的数据，以作为解调该等化后信号的结果。
3.如权利要求1所述的在正交频分复用基频接收器中等化信号的方法，其中，该方法还包括下列步骤：
以该信道状态信息为倍数，调整一星状图的多个决策边界的位置，其中，该星状图用以解调该等化后信号，而所述多个决策边界用以界定在该星状图中的多个星状对应点所对应的范围；
藉所述多个决策边界推导多个决策值；
依据所述多个决策值及该等化后信号，计算多个软决策估计值；
依据所述多个软决策估计值的正负号，在该星状图的所述多个星状对应点中寻找最接近该等化后信号的坐落位置的第一星状点；以及
输出该第一星状点所表示的数据，以作为解调该等化后信号的结果。
4.如权利要求1所述的在正交频分复用基频接收器中等化信号的方法，其中，该方法依据下式等化该输入信号：
Xk＝Yk×conj(Hk)；
其中，Xk为该等化后信号，Yk为该输入信号，Hk为该信道估测与跟踪模块估测的该信道脉冲响应，conj()为共轭复数函数，下标k则表示输入信号的正交频分复用次载波的序号。
5.如权利要求1所述的在正交频分复用基频接收器中等化信号的的方法，其中，该方法更包括下列步骤：
以该输入信号的前置信号估计该输入信号的该信道脉冲响应；以及
依据一信道跟踪算法，校正该输入信号的该信道脉冲响应估计值。
6.如权利要求5所述的在正交频分复用基频接收器中等化信号的的方法，其中，该信道跟踪算法为递归最小平方跟踪算法或最小均方跟踪算法。
7.如权利要求2所述的在正交频分复用基频接收器中等化信号的方法，其中，该方法更包括下列步骤：
依据该第一星状点，计算该信道脉冲响应的估计值；以及
将该信道脉冲响应的估计值反馈至该信道估测与跟踪模块，以校正该信道脉冲响应。
8.一种正交频分复用基频接收器，包括：
信道估测与跟踪模块，用以估测输入信号的信道脉冲响应，并计算该信道脉冲响应的共轭复数；以及
均衡器，耦接至该信道估测与跟踪模块，用以将该输入信号乘上该信道脉冲响应的共轭复数以产生一乘积信号，以及将该乘积信号直接输出为等化后信号，而省略一信道状态信息除该乘积信号的步骤，其中，该信道状态信息为该信道脉冲响应的绝对值的平方。
9.如权利要求8所述的正交频分复用基频接收器，其中，该正交频分复用基频接收器还包括一解映射器，耦接至该均衡器，用以藉该信道状态信息为倍数，调整一星状图中的多个星状对应点的振幅，其中，该星状图用以解调该等化后信号，而该振幅为所述多个星状对应点距星状图的原点的距离；并在该星状图的所述多个星状对应点中寻找最接近该等化后信号的坐落位置的第一星状点；以及输出该第一星状点所表示的数据，以作为解调该等化后信号的结果。
10.如权利要求8所述的正交频分复用基频接收器，其中，该正交频分复用基频接收器更包括用以解调该等化后信号的解映像器，而该解映射器包括：
软解映射器，耦接至该均衡器及该信道估测与跟踪模块，用以以该信道状态信息为倍数调整一星状图的多个决策边界的位置，藉所述多个决策边界推导多个决策值；并依据所述多个决策值及该等化后信号计算多个软决策估计值；以及
硬解映射器，耦接至该软解映射器，用以依据所述多个软决策估计值的正负号在该星状图的多个星状对应点中寻找最接近该等化后信号的坐落位置的第一星状点，以及输出该第一星状点所表示的数据以作为解调该等化后信号的结果；
其中，该星状图用以解调该等化后信号，而所述多个决策边界用以界定在该星状图中的所述多个星状对应点所对应的范围。
11.如权利要求8所述的正交频分复用基频接收器，其中，该均衡器依据下式等化该输入信号：
Xk＝Yk×conj(Hk)；
其中，Xk为该等化后信号，Yk为该输入信号，Hk为该信道估测与跟踪模块估测的该信道脉冲响应，conj()为共轭复数函数，下标k则表示输入信号的正交频分复用次载波的序号。
12.如权利要求8所述的正交频分复用基频接收器，其中，该信道估测与跟踪模块更包括：
信道估测模块，用以以该输入信号的前置信号估计该输入信号的该信道脉冲响应；以及
信道跟踪模块，耦接至该信道估测模块与该均衡器，用以依据一信道跟踪算法校正该输入信号的该信道脉冲响应估计值。
13.如权利要求12所述的正交频分复用基频接收器，其中该信道跟踪算法为递归最小平方跟踪算法或最小均方跟踪算法。
14.如权利要求9所述的正交频分复用基频接收器，其中，该解映射器依据该第一星状点计算该信道脉冲响应的估计值，并将该信道脉冲响应的估计值反馈至该信道估测与跟踪模块，以供其校正该信道脉冲响应。
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