ES2589061T3 - Sincronización OFDM que utiliza dos símbolos piloto que tienen un desplazamiento de frecuencia predeterminado entre sí - Google Patents

Sincronización OFDM que utiliza dos símbolos piloto que tienen un desplazamiento de frecuencia predeterminado entre sí Download PDF

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ES2589061T3 ES08807238.4T ES08807238T ES2589061T3 ES 2589061 T3 ES2589061 T3 ES 2589061T3 ES 08807238 T ES08807238 T ES 08807238T ES 2589061 T3 ES2589061 T3 ES 2589061T3
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Jukka Allan Henriksson
Miika Tupala
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Abstract

Un metodo para detectar un simbolo de sincronizacion (P1), que comprende: recibir un primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales (P1a), teniendo el primer simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales una primera pluralidad de subportadoras activas; recibir un segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales (P1b), teniendo el segundo simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales una segunda pluralidad de subportadoras activas, en donde la segunda pluralidad de subportadoras activas esta desplazada en una frecuencia predeterminada con respecto a la primera pluralidad de subportadoras; una parte de traslacion de frecuencia (P1a2) del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales por un intervalo de portadora en una primera direccion; formar una correlacion multiplicando las muestras de la parte de traslacion de frecuencia del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales por muestras de un conjugado complejo de una parte (P1b1, P1b2) del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales sobre el que no se ha realizado la traslacion de frecuencia, y sumar los resultados de la multiplicacion; y detectar un comienzo del simbolo de sincronizacion (P1) basandose en el resultado de la correlacion.

Description

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DESCRIPCION
Sincronizacion OFDM que utiliza dos s^bolos piloto que tienen un desplazamiento de frecuencia predeterminado entre s^
Campo de la invencion
Las realizaciones se refieren, en general, a redes de comunicaciones. Mas espedficamente, las realizaciones se refieren a la sincronizacion mediante multiplexacion por division de frecuencias ortogonales.
Antecedentes de la invencion
Las redes de difusion digital de banda ancha permiten que los usuarios finales reciban contenido digital, incluyendo video, audio, datos, etcetera. Mediante el uso de un terminal movil, un usuario puede recibir contenido digital a traves de una red de difusion digital inalambrica. El contenido digital puede transmitirse en una celda dentro de una red. Una celda puede representar una zona geografica que puede cubrirse mediante un transmisor en una red de comunicacion. Una red puede tener multiples celdas y las celdas pueden ser adyacentes a otras celdas.
Un dispositivo receptor, tal como un terminal movil, puede recibir un programa o servicio en un flujo de datos o flujo de transporte. El flujo de transporte transporta los elementos individuales del programa o servicio, tales como componentes de audio, video y datos de un programa o servicio. Normalmente, el dispositivo receptor coloca los diferentes componentes de un programa o servicio particular en un flujo de datos a traves de la Informacion Especifica del Programa (PSI, por sus siglas en ingles Program Specific Information) o de la Informacion de Servicio (SI, por sus siglas en ingles Service Information) embebidos en el flujo de datos. Sin embargo, las senalizaciones PSI o SI pueden ser insuficientes en algunos sistemas de comunicaciones inalambricas, tales como los sistemas de radiodifusion de video digital para terminales portatiles (DVB-H por sus siglas en ingles Digital Video Broadcasting- Handheld). El uso de senalizacion PSI o SI en tales sistemas puede dar lugar a una experiencia inferior a la optima para el usuario final puesto que las tablas del PSI y del SI que llevan la informacion PSI y SI puede tener periodos largos de repeticion. Ademas, las senalizaciones PSI o SI requieren una gran cantidad de ancho de banda que es costoso y que tambien disminuye la eficiencia del sistema.
El documento US 2004/0141457 A1 divulga un metodo para determinar una senal de entrenamiento para facilitar la adquisicion del simbolo de sincronizacion, la estimation del desplazamiento de frecuencia y la estimation de canal en un sistema OFDM.
Breve sumario de la invencion
A continuation se presenta un sumario simplificado para proporcionar una comprension basica de algunos aspectos de la invencion. El sumario no es un resumen amplio de la invencion. Ni se concibe para identificar elementos clave o criticos de la invencion ni para delinear el alcance de la invencion. El siguiente sumario se limita a presentar algunos conceptos de la invencion de forma simplificada como preludio a la description mas detallada a continuacion.
El alcance de la invencion se define mediante las reivindicaciones independientes adjuntas.
Las realizaciones se refieren a los simbolos piloto OFDM primero y segundo. Los simbolos piloto primero y segundo tienen modulos primero y segundo, respectivamente, de permitido, prohibido y de frecuencias portadoras activas. Los segundos modulos de frecuencias portadoras se forman mediante desplazamiento de frecuencia de los primeros modulos respectivos por una frecuencia predeterminada, tal como la diferencia de frecuencia entre portadoras adyacentes. Una realization se refiere a la parte de traslacion de frecuencia de un primer simbolo piloto recibida por un intervalo de portadora en una primera direction, a la parte de traslacion de frecuencia de un segundo simbolo recibida por un intervalo de portadora en una segunda direccion que es opuesta a la primera direccion, y que forma una correlation multiplicando las partes de traslacion de frecuencia de los simbolos piloto primero y segundo por conjugados complejos de las partes de los simbolos piloto en las que no se ha realizado la traslacion de frecuencia, y sumando los resultados de la multiplication.
Breve descripcion de los dibujos
Puede adquirirse una comprension mas completa de la presente invencion y de las ventajas de la misma por referencia a la siguiente descripcion en consideration de los dibujos adjuntos, en los que numeros de referencia similares indican caracteristicas similares, y en los que:
La figura 1 ilustra un sistema de difusion digital de banda ancha adecuado en el que puede implementarse una o mas realizaciones ilustrativas de la invencion.
La figura 2 ilustra un ejemplo de un dispositivo movil de acuerdo con un aspecto de la presente invencion.
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La figura 3 ilustra esquematicamente un ejemplo de celdas, cada una de las cuales puede cubrirse mediante un receptor diferente de acuerdo con un aspecto de la presente invencion.
La figura 4 muestra una trama y una supertrama de s^bolos, s^bolos de sincronizacion usados para la busqueda de canales y el descubrimiento de servicios, y de datos.
La figura 5 muestra como una frecuencia central de la senal puede coincidir con, o estar desplazada con respecto a una frecuencia central del canal.
La figura 6 es un diagrama de flujo que muestra las etapas realizadas por un receptor.
La figura 7 muestra un ejemplo del tamano de un ancho de banda de una senal piloto en relacion con el ancho de banda de una senal y un ancho de banda de un barrido de canal.
La figura 8 ilustra la escasa separation piloto de una secuencia piloto de un simbolo piloto.
La figura 9 es un diagrama de flujo que muestra las etapas realizadas por un receptor para realizar la correlation en el dominio de la frecuencia para detectar el desplazamiento grueso que se utiliza.
La figura 10 es un diagrama de flujo que muestra las etapas para realizar una correlacion de descubrimiento de servicios en el dominio del tiempo.
La figura 11 muestra un ejemplo de un simbolo piloto/senalizacion.
La figura 12 es un diagrama de flujo que muestra las etapas de un metodo realizado por un transmisor.
Las figuras 13 y 14 representan las relaciones entre los simbolos P1, P2 y DATA.
La figura 15 muestra un modelo de trama y una estructura de intervalos que incluye simbolos OFDM y celdas.
La figura 16 ilustra el ancho de banda de coherencia y la modulation diferencial dentro de un simbolo piloto.
La figura 17 representa la modulacion diferencial entre dos simbolos P1.
La figura 18 muestra dos simbolos 1k con intervalo de guarda 1/1 y modulacion diferencial entre los simbolos.
La figura 19 muestra el calculo de las sumas de energia recibida de uno o mas simbolos piloto.
La figura 20 muestra un transmisor.
La figura 21 muestra un receptor.
La figura 22 es un diagrama de flujo que muestra las etapas que pueden realizarse por un receptor.
La figura 23 es un grafico de autocorrelaciones/correlaciones cruzadas entre secuencias piloto y sus versiones de desplazamientos de frecuencia.
La figura 24 es una version ampliada del grafico de la figura 23 que muestra el bajo intervalo de correlacion cruzada de desplazamientos de frecuencia.
La figura 25 es un grafico que muestra la envolvente de amplitud de una primera senal de simbolo piloto.
La figura 26 es una version ampliada del grafico de la figura 25.
La figura 27 muestra un ejemplo de un simbolo (P1) de simbolo 2k, de acuerdo con una realization.
La figura 28 muestra un simbolo P1 de sincronizacion que tiene dos simbolos OFDM consecutivos (P1a y P1b) que tienen el mismo tamano de FFT de acuerdo con una realizacion.
La figura 29 muestra un ejemplo de P1 en el que los impulsos P1a y P1b cada uno se han subdividido en dos partes de acuerdo con una realizacion.
La figura 30 es un diagrama esquematico de una portion de correlacion de un receptor de acuerdo con una realizacion.
La figura 31 es un diagrama esquematico de una porcion de correlacion de un receptor de acuerdo con una
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La figura 32 muestra las etapas de una secuencia de deteccion de acuerdo con una realizacion.
Descripcion detallada de la invencion
La siguiente descripcion y los dibujos ilustran realizaciones de la invencion que comprenden las caracteristicas de las reivindicaciones independientes, asi como otras realizaciones de metodos y aparatos relacionados que no comprenden todas las caracteristicas de las reivindicaciones independientes, pero son utiles para una mejor comprension de la invencion reivindicada.
Las realizaciones se refieren al descubrimiento de servicios y a la busqueda de canales en las redes de difusion digital. Desde el punto de vista del usuario es deseable un descubrimiento de servicios relativamente rapido. Naturalmente, la primera vez que se utiliza el dispositivo receptor, se realiza un descubrimiento ciego de servicios ciego/busqueda ciega de canales. Ademas, cuando un terminal se apaga y se traslada a una ubicacion diferente, tambien se realiza una nueva busqueda a ciegas. Por lo general, una aplicacion de TV movil tambien ejecuta de vez en cuando la busqueda de canales en segundo plano para detectar nuevos posibles servicios. El descubrimiento ciego de servicios solo debe llevar un par de segundos para no irritar al usuario final y para permitir re-exploraciones frecuentes.
Los desafios relacionados con el descubrimiento de servicios de difusion de video digital convencional son los siguientes. El DVB-H estandar ofrece una gran flexibilidad para los anchos de banda de la senal, tamanos de FFT, intervalos de guarda, modulaciones interiores y similares. Los operadores pueden utilizar desplazamientos para la senal de DVB-H, es decir, la senal no esta en la frecuencia central nominal de un canal, sino que esta desplazada una cierta cantidad. Diferentes paises utilizan diferentes barridos de canal y anchos de banda de la senal. En el estandar se incluye un TPS (transmisor de parametros de senalizacion) para ayudar a la sincronizacion del receptor y a la busqueda de canales. Desafortunadamente, el receptor debe conocer varios parametros antes de que pueda decodificar la informacion TPS. Deben conocerse el ancho de banda de la senal, el desplazamiento de frecuencia, el tamano de la FFT y el intervalo de guarda antes de que el TPS pueda decodificarse. La mayoria de los canales en la banda UHF no contienen servicio DVB-H. Los canales sin DVB-H se detectan con un metodo de ensayo y error (tratando de lograr el enganche con todos los modos) y eso consume mucho tiempo. El tiempo para detectar los servicios sin DVB-H en realidad establece principalmente la velocidad alcanzable para la busqueda de canales, porque normalmente la mayoria de los canales estan vacios o contienen servicios sin DVB-H.
Un ejemplo de calculo para el descubrimiento ciego de servicios es el siguiente: numero de canales en UHF 35, (Canales 21-55, 470-750 MHz); numero de desplazamientos de frecuencia 7 (-3/6, -2/6, -1/6, 0, +1/6, +2/6, +3/6 MHz); numero de anchos de banda de la senal 3 (6 MHz, 7 MHz, 8 MHz. Se separa 5 MHz solo en el caso de receptores estadounidenses); numero de tamanos de la FFT 3 (2K, 4K, 8K); numero de intervalos de guarda 4 (1/32, 1/16, 1/8 y 1/4); y tiempo medio para decodificar el TPS para un modo de 120 ms (2K 50 ms, 4K 100 ms, 8K 200 ms). Los numeros son a modo de ejemplo.
El tiempo resultante para el descubrimiento ciego de servicios seria en este ejemplo: 35*7*3*3*4*120 ms = 1.058,4 segundos = 17,64 minutos.
De acuerdo con las realizaciones, pueden utilizarse diversos metodos para reducir el tiempo que se tarda en realizar la busqueda de canales/descubrimiento de servicios. La idea basica de los diversos metodos es introducir una parte de una senal (por ejemplo, un simbolo o simbolos de inicializacion/sincronizacion) que tiene caracteristicas conocidas y sigue siendo la misma con diferentes modos de operacion de difusion de video digital. Por lo tanto, la parte conocida de la senal puede ser decodificada sin tener que recurrir a los metodos de ensayo y error. La parte conocida de la senal contiene los parametros para el resto de la senal; por lo tanto, el resto de la senal puede decodificarse sin metodos de ensayo y error despues de que se descodifique la parte conocida. La parte conocida de la senal comprende un subconjunto de subportadoras disponibles y su modulation. La combination de las subportadoras predefinidas (numeros de subportadora) y su modulacion se elige de manera que la combinacion sea unica para cada par de tamanos de desplazamiento de la FFT (o unica para los diferentes tamanos de la FFT solamente) y la combinacion puede usarse para identificar la senal como una senal deseada para la difusion de video digital. Ademas, los canales que contienen servicios de difusion de video digital pueden detectarse de manera eficiente utilizando la parte conocida de la senal. Si no se encuentra la parte conocida fija a partir de la senal examinada, entonces se considerara la senal como una senal sin difusion de video digital o como un canal vacio, y el receptor podra proceder rapidamente a un canal/frecuencia proximos. De este modo, la deteccion de canales sin difusion de video digital se hace relativamente rapida.
La figura 1 ilustra un sistema de difusion digital de banda ancha 102 adecuado en el que pueden implementarse una o mas realizaciones ilustrativas. Los sistemas como el que se ilustra en el presente documento pueden utilizar una tecnologia de difusion digital de banda ancha, por ejemplo, sistemas de radiodifusion de video digital para terminales portatiles (DVB-H) o redes DVB-H de proxima generation. Ejemplos de otros estandares de difusion digital que puede utilizar el sistema de difusion digital de banda ancha 102 incluyen la difusion de video digital terrestre (DVB-T
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por sus siglas en ingles Digital Video Broadcasting-Terrestrial), la radiodifusion digital terrestre de servicios integrados (ISDB-T por sus siglas en ingles Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial), la norma para difusion de datos del Comite de Sistemas de Television Avanzada (ATSC por sus siglas en ingles Advanced Television Systems Committee), la difusion terrestre digital multimedia (DMB-T por sus siglas en ingles Digital Multimedia Broadcast-Terrestrial), la radiodifusion multimedia digital terrestre (T-DMB por sus siglas en ingles Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting), la radiodifusion digital multimedia via satelite (S-DMB por sus siglas en ingles Satellite Digital Multimedia Broadcasting), el enlace directo unico (FLO por sus siglas en ingles Forward Link Only), la radiodifusion digital de audio (DAB por sus siglas en ingles digital audio broadcasting) y la radio digital mundial (DRM por sus siglas en ingles Digital Radio Mondiale). Tambien pueden utilizarse otras normas y tecnicas de radiodifusion digital, ya conocidas o desarrolladas mas adelante. Tambien pueden aplicarse aspectos de la invention a otros sistemas de difusion digital multiportadora tales como, por ejemplo, T-DAB, T/S-DMB, ISDB-T y ATSC, tecnologia privada tal como Qualcomm MediaFLO/FLO y sistemas no tradicionales tales como 3GPP MBMS- (por sus siglas en ingles Multimedia Broadcast/Multicast Services) y 3GPP2 BCMCS (por sus siglas en ingles Broadcast/Multicast Service).
El contenido digital puede crearse y/o proporcionarse por las fuentes de contenido digital 104 y puede incluir senales de video, senales de audio, datos, etcetera. Las fuentes de contenido digital 104 pueden proporcionar contenido al transmisor de difusion digital 103 en forma de paquetes digitales, por ejemplo, paquetes de Protocolo de Internet (IP, por sus siglas en ingles Internet Protocol). Un grupo de paquetes IP relacionados que comparten una unica direction IP determinada u otro identificador de fuente se describen a veces como un flujo IP. El transmisor de difusion digital 103 puede recibir, procesar y transmitir flujos de datos de contenido digital de difusion de fuentes de contenido digital 104. En varias realizaciones, los flujos de datos de contenido digital pueden ser flujos IP. El contenido digital procesado puede pasar posteriormente a la torre de difusion digital 105 (o a otro componente de transmision fisica) para la transmision inalambrica. Finalmente, los terminales o dispositivos moviles 112 pueden recibir y consumir de forma selectiva contenido digital procedente de las fuentes de contenido digital 104.
Como se muestra en la figura 2, el dispositivo movil 112 puede incluir un procesador 128 conectado a la interfaz del usuario 130, la memoria 134 y/u otros medios de almacenamiento, y la pantalla 136, que puede utilizarse para la visualization del contenido de video, de la information de guia de servicios y similares, por un usuario de dispositivos moviles. El dispositivo movil 112 tambien puede incluir la bateria 150, el altavoz 152 y antenas 154. La interfaz del usuario 130 puede incluir ademas un teclado, una pantalla tactil, interfaz de voz, una o mas teclas de direccion, una palanca de mando, un guante de datos, un raton, una bola, una pantalla tactil o similares.
En una memoria legible por ordenador 134 pueden almacenarse instrucciones y datos ejecutables por ordenador utilizados por el procesador 128 y otros componentes dentro del dispositivo movil 112. La memoria puede implementarse con cualquier combination de modulos de memoria de solo lectura o modulos de memoria de acceso aleatorio, incluyendo opcionalmente tanto memoria de acceso directo como memoria no volatil. El software 140 puede almacenarse dentro de la memoria 134 y/o almacenarse para proporcionar instrucciones al procesador 128 para permitir que el dispositivo movil 112 realice diversas funciones. Alternativamente, algunas o todas las instrucciones ejecutables por ordenador de los dispositivos moviles 112 pueden incorporarse en el hardware o en el firmware (no mostrado).
El dispositivo movil 112 puede estar configurado para recibir, decodificar y procesar transmisiones de difusion digital de banda ancha que se basan, por ejemplo, en la norma de difusion de video digital (DVB por sus siglas en ingles Digital Video Broadcasting), tales como DVB-H o DVB-T, a traves de un receptor DVB especifico 141. El dispositivo movil puede estar provisto tambien de otros tipos de receptores para las transmisiones de difusion digital de banda ancha. Ademas, el dispositivo movil 112 tambien puede estar configurado para recibir, decodificar y procesar transmisiones a traves de un receptor de radio FM/AM 142, de un transceptor WLAN 143 y de un transceptor de telecomunicaciones 144. En un aspecto de la invencion, el dispositivo movil 112 puede recibir mensajes de flujo de datos por radio (mensajes RDS, por sus siglas en ingles Radio data stream).
En un ejemplo de la norma DVB, una transmision DVB de 10 Mbit/s puede tener 200, 50 kbit/s canales de programas de audio o 50, 200 kbit/s canales de programas de video (TV). El dispositivo movil 112 puede estar configurado para recibir, decodificar y procesar una transmision basada en la norma de los sistemas de difusion de video digital para terminales portatiles (DVB-H) o en otras normas DVB, tales como DVB-MHP, DVB-Satelite (DVB- S) o DVB-Terrestre (DVB-T).Del mismo modo, pueden utilizarse otros formatos de transmision digital, alternativamente, para distribuir contenido e informacion de la disponibilidad de servicios complementarios, tales como ATSC (Comite de Sistemas de Television Avanzada), NTSC (Comite de Sistemas de Television Nacional, por sus siglas en ingles National Television System Committee), ISDB-T (radiodifusion digital terrestre de servicios integrados), DAB (radiodifusion digital de audio), DMB (radiodifusion digital multimedia), FLO (enlace directo unico) o DIRECTV. Ademas, la transmision digital puede segmentarse, como en la tecnologia DVB-H. La segmentation del tiempo puede reducir el consumo de energia medio de un terminal movil y puede permitir el traspaso suave y sin interrupciones. La segmentacion del tiempo implica el envio de datos en rafagas con una tasa instantanea de bits mas alta en comparacion con la tasa de bits necesaria si los datos se transmitieran mediante un mecanismo de emision tradicional. En este caso, el dispositivo movil 112 puede tener una o mas memorias intermedias para almacenar el tiempo de transmision segmentado decodificado antes de la presentation.
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Ademas, puede utilizarse una guia electronica de Servicios (ESG por sus siglas en ingles Electronic Service Guide) para proporcionar la informacion relacionada con el servicio o programa. En general, una guia electronica de servicios (ESG) permite a un terminal comunicar que servicios estan disponibles para los usuarios finales y como puede accederse a los servicios. La ESG incluye, de forma independiente, piezas existentes de fragmentos ESG. Tradicionalmente, los fragmentos ESG incluyen XML y/o documentos binarios, pero mas recientemente han abarcado una amplia selection de articulos, como por ejemplo, una description SDP (por sus siglas en ingles Session Description Protocol), un archivo de texto o una imagen. Los fragmentos ESG describen uno o varios aspectos del servicio o programa de emision actualmente disponible (o futuro). Tales aspectos pueden incluir, por ejemplo: descripcion de texto libre, horario, disponibilidad geografica, precio, metodo de compra, genero, e informacion complementaria tal como traileres o imagenes de avance. Audio, video y otros tipos de datos, incluyendo los fragmentos ESG pueden transmitirse a traves de una variedad de tipos de redes de acuerdo con muchos protocolos diferentes. Por ejemplo, los datos pueden transmitirse a traves de un conjunto de redes normalmente denominadas como “Internet" que usan protocolos de la sucesion de protocolos de Internet, tal como el protocolo de Internet (IP por sus siglas en ingles Internet Protocol) y el protocolo de datagramas de usuario (UDP por sus siglas en ingles User Datagram Protocol). A menudo, los datos se transmiten a traves de Internet dirigidos a un solo usuario. Sin embargo, pueden dirigirse a un grupo de usuarios, lo que comunmente se conoce como multidifusion. En el caso en el que los datos se dirigen a todos los usuarios que se llama la radiodifusion.
Una forma de radiodifusion de datos es utilizar una red de datos IP (IPDC por sus siglas en ingles IP datacasting). IPDC es una combination de difusion digital y protocolo de Internet. A traves de una red de radiodifusion de este tipo basada en IP, uno o mas proveedores de servicios pueden suministrar diferentes tipos de servicios IP, incluyendo periodicos, radio y television en linea. Estos servicios IP estan organizados en uno o mas flujos de medios en forma de audio, video y/u otros tipos de datos. Para determinar cuando y donde se producen estos flujos, los usuarios se refieren a una guia electronica de servicios (ESG). Un tipo de DVB es el sistema de radiodifusion de video digital para terminales portatiles (DVB-H). El DVB-H esta disenado para distribuir 10 Mbps de datos a un dispositivo terminal de baterias.
Los flujos de transporte DVB distribuyen audio, video y datos comprimidos a un usuario a traves de redes de distribution de terceros. La MPEG (por sus siglas en ingles Moving Picture Expert Group) es una tecnologia mediante la cual los videos, audios y datos codificados en un solo programa se multiplexan, con otros programas, en un flujo de transporte (TS por sus siglas en ingles transport stream).El TS es un flujo de datos empaquetado, con paquetes de longitud fija, que incluyen un encabezamiento. Los elementos individuales de un programa, de audio y de video, se encuentran cada uno dentro de paquetes que tienen una identification unica de paquete (PID por sus siglas en ingles unique packet identification). Para permitir que un dispositivo receptor localice los diferentes elementos de un programa en particular dentro del TS, se suministra informacion especifica del programa (PSI por sus siglas en ingles Program Especific Information), que se incrusta en el TS. Ademas, se incorpora en el TS, informacion adicional de servicio (SI), un conjunto de tablas que se adhieren a la section privada de sintaxis MPEG, se incorpora en el TS. Esto permite que un dispositivo receptor procese correctamente los datos contenidos dentro del TS.
Como se ha indicado anteriormente, los fragmentos de ESG pueden transportarse por el IPDC traves de una red a los dispositivos de destino, como por ejemplo, el DVB-H. El DVB-H puede incluir, por ejemplo, flujos de audio, video y datos por separado. El dispositivo de destino debe, entonces, determinar de nuevo el orden de los fragmentos ESG y montarlos en informacion util.
En un sistema de comunicacion tipico, una celda puede definir un area geografica que puede cubrirse mediante un transmisor. La celda puede ser de cualquier tamano y puede tener celdas vecinas. La figura 3 ilustra esquematicamente un ejemplo de celdas, cada una de las cuales puede cubrirse por un transmisor diferente. En este ejemplo, la celda 1 representa un area geografica que se cubre por un transmisor para una red de comunicacion. La celda 2 esta al lado de la celda 1 y representa una segunda area geografica que puede cubrirse por un transmisor diferente. La celda 2 puede ser, por ejemplo, una celda diferente dentro de la misma red de la celda 1. Alternativamente, la celda 2 puede estar en una red diferente de la de la celda 1. En este ejemplo, las celdas 1, 3, 4, y 5 son las celdas vecinas de la celda 2.
De acuerdo con una o mas realizaciones, los datos utilizados en las busquedas de canales y en el descubrimiento de servicios se senalizan mediante el uso de simbolos al menos al inicio de una trama de datos que transporta multimedia y otros datos para servicios. En otras realizaciones, uno o mas de estos simbolos tambien pueden insertarse dentro de las tramas de datos. Ademas, uno o mas de estos simbolos pueden insertarse al inicio de y/o dentro de una supertrama compuesta de dos o mas tramas de datos.
En una realization, los simbolos comprenden un primer simbolo que puede utilizarse para identificar que la senal es del tipo deseado. Ademas, el primer simbolo puede utilizarse para detectar un desplazamiento de la frecuencia central del canal de radio. Los simbolos pueden comprender un segundo simbolo que puede transportar los datos relativos a los parametros de modulation que se utilizan en los simbolos de datos posteriores. En otra realizacion, los simbolos comprenden un tercer simbolo que puede utilizarse para la estimation de canal.
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La figura 4 muestra una trama y una supertrama de s^bolos, srnbolos de sincronizacion, S1-S3, que se utilizan para las busquedas de canales y el descubrimiento de servicios, y los datos D.
En varias redes de difusion digital, una senal multiportadora puede posicionarse con respecto a un barrido de canal de modo que la frecuencia central de la senal (SCF por sus siglas en ingles signal center frequency) coincida con la frecuencia central del canal (CCF por sus siglas en ingles channel center frequency), o puede estar desplazada con respecto a la frecuencia central del canal. La frecuencia central de la senal puede desplazarse debido a razones de uso del espectro de frecuencia (por ejemplo, la interferencia de un canal vecino). Para el primer simbolo, no se utilizan todas las subportadoras disponibles. En varias realizaciones, las subportadoras que se seleccionan para el primer simbolo pueden separarse de forma uniforme y pueden situarse de forma simetrica con respecto a la frecuencia central del canal o a la frecuencia de la senal desplazada.
La figura 5 muestra como una frecuencia central de la senal puede coincidir con, o estar desplazada respecto a una frecuencia central del canal (CCF). En la figura 5, la SCF A y su correspondiente CCF coinciden, la SCF B y SCF C estan desplazadas con respecto a las CCF correspondientes. Los rectangulos de la figura 5 ilustran las subportadoras seleccionadas para el primer simbolo de las subportadoras disponibles. Para las SCF A, SCF B y SCF C, las subportadoras seleccionadas se centran alrededor de las respectivas SCF. Sin embargo, la subportadora seleccionada para la SCF D, se centra alrededor de la CCF, en oposicion a la SCF.
Para el primer simbolo utilizado para las busquedas de canales y el descubrimiento de servicios, las subportadoras pueden seleccionarse de modo que puedan encontrarse con independencia del desplazamiento. En el primer simbolo, puede utilizarse una transformada rapida de Fourier fija (FFT por sus siglas en ingles Fast Fourier Transform). La FFT fija puede seleccionarse de los tamanos de FFT disponibles que en los sistemas de difusion de video digital actuales incluyen 2K, 4K, 8K, pero tambien pueden incluir 1K en el extremo inferior y 16K en el extremo superior. En una realizacion, se utiliza la FFT mas baja disponible. Ademas, el primer simbolo puede utilizar un intervalo de guarda (GI) fijo que puede seleccionarse de los GI utilizados para los simbolos que transportan datos. En una realizacion, el primer simbolo puede no tener intervalo de guarda.
El numero de subportadoras para el primer simbolo puede ser menos de la mitad de las subportadoras disponibles.
Cuando se usa el primer simbolo para la senalizacion por canal desplazado, las portadoras pueden modularse usando modulation por desplazamiento de fase binaria (BPSK por sus siglas en ingles Binary Phase Shift Keying) o modulation por desplazamiento de fase cuaternaria (QPSK por sus siglas en ingles Quadrature Phase Shift Keying). El patron piloto seleccionado puede ser diferente para diferentes valores de desplazamiento de los canales y el patron piloto y la modulacion de la subportadora pueden seleccionarse en una realizacion, de manera que los diferentes patrones piloto son ortogonales entre si y difieren entre si permitiendo al maximo de este modo la robustez en la detection. En una realizacion, los diferentes patrones piloto pueden senalizar solamente el tamano de la FFT y el desplazamiento de frecuencia se encuentra detectando el cambio de la frecuencia central nominal.
Para el segundo simbolo (y el tercero, si esta presente) puede utilizarse el ancho de banda total de la senal (sustancialmente todas las portadoras disponibles). En una realizacion, el segundo (y el tercer) simbolo puede utilizar el mismo tamano de FFT y el mismo intervalo de guarda que el primer simbolo. En algunas realizaciones, no se utilizan todas las subportadoras disponibles para el segundo (y el tercer) simbolo. En una realizacion, el segundo y el tercer simbolo pueden tener las mismas subportadoras que las subportadoras piloto y, una realizacion adicional, tiene subportadoras adicionales utilizadas como pilotos. En una realizacion, el segundo simbolo tambien transporta datos de senalizacion y, ademas, puede transportar datos de correction de errores hacia adelante (FEC por sus siglas en ingles forward error correction) para los datos de senalizacion.
De acuerdo con las realizaciones, se introduce una parte de una senal (por ejemplo el simbolo(s) de inicializacion/sincronizacion) que tiene caracteristicas conocidas y que permanece igual con diferentes modos de operation de difusion de video digital. La parte conocida de la senal contiene parametros para el resto de la senal; por lo tanto, el resto de la senal puede decodificarse sin metodos de ensayo y error despues de que se descodifique la parte conocida. Ademas, los canales que contienen los servicios de difusion de video digital pueden detectarse de manera eficiente utilizando la parte conocida de la senal. Si no se encuentra la parte conocida fija a partir de la senal examinada, entonces la senal se considerara una senal sin difusion de video digital o un canal vacio, y el receptor puede proceder rapidamente a un canal/frecuencia proximos.
La figura 6 es un diagrama de flujo que muestra las etapas realizadas por un receptor de acuerdo con al menos una realizacion. Se programa un sintetizador de frecuencia en el receptor para la frecuencia central nominal del canal, de acuerdo con el barrido de canal, como se muestra en 602 para recibir una senal en el canal. Se hace un intento para determinar si la senal recibida es de un tipo deseado y si esta en uso un desplazamiento mediante la comparacion de la senal recibida con un conjunto almacenado de senales conocidas, como se muestra en 604. Si se encuentra una coincidencia, se determina que la senal es del tipo deseado y se pueden determinar el tamano del desplazamiento y de la FFT de la senal. Se hace una determination con respecto a si se detecta una coincidencia, como se muestra en 606. Si no se detecta una coincidencia, entonces se sigue la rama "no" desde 606, se considera que el canal contiene una senal sin difusion de video digital o que la senal recibida no es del tipo deseado, y el
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proceso pasa al siguiente canal, como se muestra en 608.
De lo contrario, si se detecta una coincidencia, entonces se sigue la rama "si" desde 606, el desplazamiento de frecuencia determinado se utiliza para reprogramar el sintetizador de frecuencia, como se muestra en 610. El siguiente simbolo de sincronizacion se demodula para detectar parametros de modulacion de s^bolos de datos, como se muestra en 612. Por ultimo, a continuacion se realizan la estimacion de canal y la correccion y demodulacion de datos, como se muestra en 614.
En caso de que la reprogramacion del sintetizador de frecuencia lleve un tiempo relativamente largo, el receptor puede esperar al siguiente conjunto de simbolos de inicializacion/sincronizacion y demodular los parametros de modulacion de ese conjunto.
La figura 7 muestra un ejemplo de las dimensiones del ancho de banda de una senal piloto en relacion con el ancho de banda de una senal y el ancho de banda de un barrido de canal. En una realizacion, el primer simbolo es un simbolo piloto para la frecuencia gruesa y para la sincronizacion en tiempo real. El ancho de banda del simbolo piloto es menor que el simbolo de datos real, por ejemplo, en el caso de un simbolo de datos de 8 MHz, el simbolo piloto podria ser de 7 MHz de ancho. La frecuencia central del simbolo piloto puede ser la misma que la frecuencia de los simbolos de datos, es decir, en caso de que se use un desplazamiento para los simbolos de datos, el desplazamiento tambien puede utilizarse para el simbolo piloto. Con un ancho de banda del simbolo piloto menor, la parte RF del receptor puede programarse a la frecuencia central nominal del canal durante la fase de sincronizacion inicial y aun ajustarse para recibir el ancho de banda total del simbolo piloto. Sin un ancho de banda menor del simbolo piloto, el filtro de seleccion de canal RF del receptor filtraria parte del simbolo piloto.
En una realizacion, el simbolo piloto puede utilizar una FFT conocida (fija) y una seleccion de intervalo de guarda. Ademas, el numero de pilotos usado puede ser diferente que para simbolos de datos, es decir, parte de los pilotos puede extinguirse, por ejemplo, se podrian utilizar 256 pilotos. Los pilotos pueden modularse con una secuencia conocida.
La figura 8 ilustra la escasa separacion piloto de una secuencia piloto de un simbolo piloto. La secuencia de modulacion "huella digital" para el patron piloto puede conocerse mediante el receptor. Ademas de la modulacion, las subportadoras de los simbolos piloto tambien pueden tener diferentes niveles de impulso, como se ilustra en la figura 8.
La figura 9 es un diagrama de flujo que muestra las etapas realizadas por un receptor para realizar la correlacion en el dominio de frecuencia para detectar el desplazamiento grueso que se utiliza. Se programa una parte de radiofrecuencia del receptor (sintetizador de frecuencia) a la frecuencia central nominal (de acuerdo con el barrido de canal) del canal, como se muestra en 902.
Se calcula una FFT utilizando un tamano de FFT predeterminado como se muestra en 904. El ancho del simbolo piloto es menor que el ancho de banda del canal. Por lo tanto, la FFT es capaz de capturar el simbolo piloto incluso cuando un ajuste inicial del sintetizador de frecuencia este mal debido al desplazamiento.
El desplazamiento de frecuencia se detecta basandose en el desplazamiento del simbolo piloto de sincronizacion en el dominio de frecuencia, como se muestra en 906. Si no se encuentra correlacion en el dominio de frecuencia, entonces, la senal no es una senal de difusion de video digital y la busqueda de canales puede proceder al siguiente canal.
El desplazamiento se compensa mediante la reprogramacion del sintetizador de frecuencia del receptor, como se muestra en 908. El siguiente simbolo de sincronizacion se demodula para detectar parametros de modulacion de simbolos de datos, como se muestra en 910. Se llevan a cabo la estimacion del canal y la correccion basada en el simbolo de estimacion de canal, como se muestra en 912, y despues se demodulan los datos como se muestra en 914. En una realizacion, el receptor puede esperar a un simbolo de sincronizacion del siguiente conjunto de simbolos de sincronizacion permitiendo asi que el sintetizador de frecuencia se reprograme a la frecuencia central de la senal.
Pueden utilizarse diferentes secuencias piloto (huellas digitales) basadas en el desplazamiento en uso. Por ejemplo, si son posibles 7 desplazamientos (± 3/6 MHz, ± 2/6 MHz, ± 1/6 MHz, 0), pueden introducirse 7 secuencias piloto diferentes. Pueden utilizarse varios metodos para construir la secuencia piloto, incluyendo, pero no limitandose a: secuencia pseudoaleatoria, invirtiendo cada segundo, impulsando la portadora central y similares. De acuerdo con una realizacion, el receptor realiza una correlacion en el dominio del tiempo para detectar la secuencia piloto utilizada, y, por lo tanto, el desplazamiento utilizado. Las huellas digitales pueden utilizarse de acuerdo con una o mas realizaciones dirigidas a realizar una correlacion de dominio de tiempo. Pero, en las realizaciones de dominio de frecuencia, el desplazamiento puede detectarse mediante un correlador de deslizamiento en el dominio de frecuencia, es decir, se puede utilizar una unica huella digital. Ademas, por ejemplo, si se utilizan diferentes huellas digitales para diferentes tamanos de FFT, se podria codificar informacion como el tamano de la FFT de las realizaciones de dominio de frecuencia. A continuacion, se podria ejecutar una correlacion de dominio de frecuencia
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con varias huellas digitales. En una realizacion, si se usan varias huellas digitales, la huella digital recibida puede compararse simultaneamente a varias huellas digitales almacenadas. Una secuencia piloto recibida puede traducirse en etapas de dominio de frecuencia sobre el ancho de banda del canal, en el que se produce una senal de correlation alta cuando las secuencias piloto coinciden.
La figura 10 es un diagrama de flujo que muestra las etapas de acuerdo con una realizacion para realizar cabo una correlacion de descubrimiento de servicios en el dominio de tiempo. Se programa una parte de radiofrecuencia del receptor (sintetizador de frecuencia) a la frecuencia central nominal (de acuerdo con el barrido de canal) del canal, como se muestra en 1002.
En una realizacion, se realiza una correlacion de la secuencia piloto recibida, en el dominio de tiempo con secuencias piloto conocidas para detectar el desplazamiento utilizado, como se muestra en 1004. Por ejemplo, si hay siete desplazamientos en uso, se definen siete secuencias piloto diferentes (huellas digitales).Cada desplazamiento grueso corresponde a una secuencia piloto particular de la huella digital. Basandose en la correlacion, puede detectarse la huella digital utilizada, es decir, el desplazamiento utilizado. La secuencia piloto estara en la frecuencia central nominal del canal (de acuerdo con el barrido de canal). En una realizacion, se define un conjunto de simbolos piloto para que cada uno de ellos corresponda a una frecuencia de par de tamanos de desplazamiento de FFT, en el que pueden detectarse tanto el desplazamiento como el tamano sobre la base de la correlacion detectada.
El desplazamiento de frecuencia se detecta sobre la base de la secuencia piloto identificada de la huella digital, como se muestra en el 1006. Si ninguna de las secuencias piloto muestran correlacion, entonces, la senal no es una senal de difusion de video digital deseada y la busqueda puede proceder al siguiente canal.
El desplazamiento se compensa mediante la reprogramacion del sintetizador de frecuencia del receptor, como se muestra en 1008. El siguiente simbolo de sincronizacion se demodula para detectar parametros de modulation de simbolos de datos, como se muestra en 1010. Se realiza la estimation del canal y la correction basada en el simbolo de estimacion de canal, como muestra en 1012 y, a continuation se demodulan los datos, como se muestra en 1014. En una realizacion, el receptor puede esperar a un siguiente conjunto de simbolos de sincronizacion para permitir que el sintetizador de frecuencia se reprograme.
Despues de que se haya encontrado el desplazamiento y de que el sintetizador de frecuencia se reprograme, el segundo simbolo (es decir, el simbolo despues del simbolo piloto) puede utilizar la FFT fija y la selection del intervalo de guarda, pero utilizaria el ancho de banda total de la senal. El segundo simbolo puede entonces contener information especifica sobre los parametros de modulacion para los simbolos de datos posteriores. En otra realizacion, el segundo simbolo puede utilizar la FFT que se senala en el primer simbolo.
Podria insertarse un tercer simbolo opcional antes de los simbolos de datos para facilitar la estimacion de canal.
La figura 11 muestra un ejemplo de una secuencia de simbolos piloto/de senalizacion. El simbolo piloto 1102 y los simbolos de senalizacion 1104 y 1106 pueden repetirse en la transmision con la frecuencia suficiente, por ejemplo, cada 50 ms, para permitir la detection de la senal y la sincronizacion tan rapido como se desee. El primer simbolo piloto 1102 se utiliza para la frecuencia gruesa y para la sincronizacion de tiempo, y, ademas, tambien puede transportar informacion del tamano de la FFT para los siguientes simbolos. La FFT, el intervalo de guarda y la modulacion se fijan para el primer simbolo. En una realizacion, el segundo simbolo 1104 comprende la misma subportadora piloto que el primer simbolo, pero puede tener, ademas, mas subportadoras que se usan como subportadoras piloto. El segundo simbolo de senalizacion tambien transporta los datos de senalizacion que comprenden el tamano de la FFT, el intervalo de guarda y los parametros de modulacion. El tercer simbolo de senalizacion comprende aun mas pilotos que se utilizan para la estimacion de canal y la temporizacion fina.
El parametro de modulacion para simbolos de datos (como constelacion, QPSK vs. 16QAM vs. 64QAM) se puede variar con frecuencia porque los simbolos de senalizacion repetidos transportan informacion acerca de los parametros seleccionados.
La figura 12 es un diagrama de flujo que muestra las etapas de un metodo realizado por un transmisor. Se compone una secuencia de simbolos que incluye un simbolo piloto configurado para transmitir informacion de frecuencia gruesa y de sincronizacion en tiempo real como el primer simbolo seguido de un siguiente simbolo de senalizacion configurado para transmitir parametros de modulacion como el segundo simbolo, que es seguido por una pluralidad de simbolos de datos, como se muestra en 1202. En una realizacion, el segundo simbolo de senalizacion puede estar seguido por un tercer simbolo de senalizacion. La secuencia de simbolos se transmite a continuacion en un canal de difusion con un ancho de banda de la senal piloto que puede ser mas estrecho que un ancho de banda de la senal de datos, que ademas puede ser mas estrecho que un ancho de banda del barrido de canal del canal de difusion, como se muestra en 2004.
La figura 13 y la figura 14 representan la relation entre P1, P2 y los simbolos de datos (es decir, los simbolos OFDM) por ejemplo. En las figuras 13 y14, puede verse como los datos se han dividido por la duration de P2 y de
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los simbolos de datos. Los paquetes de datos pueden colocarse inmediatamente despues del ultimo paquete P2-n y ambos se transportan realizan dentro de los “simbolos de datos''.
La figura 15 muestra una trama y una estructura de intervalos a modo de ejemplo. En la figura 15, una trama 1502 puede consistir en uno o mas intervalos 1504. Por ejemplo, la trama 1502 incluye el intervalo 1 1506 al intervalo 4 1512. Cada intervalo 1506 -1512 puede incluir varios simbolos OFDM (multiplexacion por division de frecuencias ortogonales), normalmente de unos pocos simbolos hasta a algunas decenas de simbolos. Los servicios se distribuyen en estos intervalos de manera que se utilizan uno o mas intervalos para un servicio. Por ejemplo, el intervalo 1 1506 puede incluir un numero de simbolos OFDM 1514 a 1524. Ademas, cada simbolo OfDm puede incluir numerosas celdas OFDM. Por ejemplo, el simbolo OFDM 1514 incluye las celdas OFDM 1526 a 1534.
Las realizaciones se refieren al descubrimiento inicial de servicio en un sistema de radiodifusion de video digital- terrestre de proxima generacion (DVB-T2). El sistema DVB-T2 puede incluir un preambulo, que esta concebido para la identificacion eficiente de senales T2 disponibles. El preambulo no debe consumir demasiada capacidad, pero debe de ser compatible con diferentes tamanos de la transformada rapida de Fourier (FFT) (2k, 4k, 8k, 16k y 32k). Minimizar la sobrecarga ha llevado a usar un simbolo de 2k (P1) para cada tamano de la FFT y para la senalizacion del tamano real de la FFT dentro de este simbolo mediante la modulation de las portadoras por diferentes secuencias binarias pseudoaleatorias (PRBS por sus siglas en ingles pseudo random binary sequences). Para averiguar el tamano de la FFT de los siguientes simbolos, el receptor detecta la modulacion de la PRBS. Esta PRBS tambien indica el desplazamiento de frecuencia entero (la senal DVB-T2 puede desplazarse por +/- 1/6, +/- 2/6, +/- 3/6 MHz en comparacion con la frecuencia central nominal). Para resumir, los simbolos P1 se utilizan en la exploration inicial para: (1) detectar la presencia de la senal T2; (2) estimar el desplazamiento de frecuencia; y (3) detectar el tamano de la FFT utilizado.
Despues de la exploracion inicial, el simbolo P1 no puede ser utilizado durante la reception de datos normal o durante el traspaso porque los parametros transportados por P1 (es decir, el tamano de la FFT y el desplazamiento de frecuencia) se mantienen constantes. Con respecto a los traspasos, estos parametros son los mismos entre los canales de frecuencia de radio (RF, por sus siglas en ingles radio frequency) o se senalizan antes de un traspaso (por ejemplo, en la Information Especifica de Programa/Informacion de Servicio (PSI/SI) de acuerdo con la norma ETSI EN 300 468 Digital Video Broadcasting (DVB); en la especificacion para la Informacion de Servicio (SI) en sistemas DVB). Sin embargo, puede utilizarse P1 durante la recepcion de datos normal, por ejemplo, para detectar el inicio de trama o para mejorar los algoritmos de sincronizacion y de estimation de canal. El simbolo(s) P2 es/son un simbolo(s) de senalizacion y de estimacion de canal que se situa(n) despues de P1.
La detection de P1, y, por lo tanto, la detection de la senal DVB-T2, se basan en una correlation del intervalo de guarda (GIC por sus siglas en ingles guard interval correlation). En GIC, el intervalo de guarda se correlaciona con el final del simbolo. Un pico en el GIC indica una senal DVB-T2 potencial, que puede verificarse desde el simbolo P2. El primer problema es que el intervalo de guarda debe ser largo con el fin de proporcionar una deteccion robusta (es decir, un intervalo de guarda largo proporciona una mayor relation senal/ruido). Un intervalo de guarda mas largo, y por lo tanto un P1 mas largo, sin embargo, disminuyen la capacidad de datos.
Puesto que P1 es el primer simbolo que se recibe, normalmente no hay conocimiento anterior de las condiciones del canal. Por lo tanto, el simbolo P1 debe incluir algunos medios para superar las distorsiones del canal. En la practica, esto significaria el uso de, por ejemplo, de portadoras piloto adicionales para la estimacion del canal o para la modulacion diferencial entre las subportadoras.
Debido al menor tamano de la FFT, la separation de portadoras del simbolo P1 puede no ser tan densa como en los siguientes simbolos de datos (por ejemplo, 2k para P1 y 32k para datos). Para una buena deteccion PRBS en P1, el ancho de banda de coherencia del canal debe ser menor que la separacion de subportadora de un simbolo de 2k. Sin embargo, la red podria estar disenada para el modo de 32k, y los largos retardos de la red de frecuencia unica (SFN por sus siglas en ingles Single Frequency Network) podrian producir una selectividad de frecuencia mucho mas alta.
El senal recibida de valor complejo en indice de portadora k puede expresarse como r k = h k s k + n k, donde sk es el simbolo de datos transmitido (por ejemplo, utilizando modulacion por desplazamiento de fase cuaternaria (QPSK)), h k es la respuesta de canal en el indice de portadora k, y n k es el termino de ruido.
En la demodulation coherente, se estima primero h k utilizado los pilotos, y despues se ecualiza el efecto del canal, por ejemplo, dividiendo r k por el valor h k estimado.
Si consideramos DVB-T2 y el simbolo P1, no hay pilotos para estimar h k. Por lo tanto, normalmente se utilizara una demodulacion no coherente, sin estimacion de canal. Esto puede hacerse usando una modulacion diferencial (por ejemplo una modulacion por desplazamiento de fase binaria diferencial (DBPSK por sus siglas en ingles Differential Binary Phase Shift Keying)) en la que se codifica la informacion para la diferencia de fase entre dos portadoras adyacentes. Estas dos portadoras adyacentes pueden expresarse como rk = hk sk + nk y rk+i = hk+i sk+i + nk+i. El simbolo transmitido puede decodificarse a partir de la diferencia de fase entre estas dos portadoras recibidas: rk+i -
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rk = hk+i Sk+i -hk sk +n.
La figura 16 ilustra el ancho de banda de coherencia y la modulacion diferencial dentro de un simbolo OFDM piloto (PI). Se asume que las fases de las respuestas de canal hk y hk+i son aproximadamente las mismas, como se muestra en el grafico superior de la figura 16. Sin embargo, en un canal de frecuencia altamente selectiva (por ejemplo, el grafico inferior de la figura 16), la correlacion entre las respuestas de canales adyacentes es relativamente baja. Esto hace que sea imposible usar modulacion diferencial entre portadoras.
El ancho de banda de coherencia (es decir, el ancho de banda en el que la respuesta de canal esta altamente correlacionada) se puede aproximar por Wcoh == 1/Td, donde Td es la dispersion del retardo del canal. El ancho de banda de coherencia del canal debe ser inferior a la separacion de portadoras con el fin de utilizar DBPSK entre portadoras. El tamano de la FFT de P1 es 2k y la separacion de portadoras en el canal de 8 MHz es 4,46 kHz. A partir de estas portadoras se utiliza una portadora cada 3 o cada 9. Por lo tanto, la separacion de portadoras real puede ser incluso de 40,1 kHz. Por otro lado, la dispersion del retardo en una red SFN grande puede ser de 448 |js (modo de 16k con intervalo de guarda %) que da lugar a un ancho de banda de coherencia de 2,2 kHz.
De acuerdo con un metodo relacionado, se utilizan dos simbolos P1, por ejemplo, un simbolo 1k con GI = 1/1. Ambos simbolos se utilizan por separado en GIC. Cuando GI = 1/1, toda la duracion del simbolo puede utilizarse en GIC.
De acuerdo con un metodo relacionado, se aplica la modulacion diferencial entre dos simbolos P1 como se muestra en la figura 17. Debido a que la modulacion diferencial se realiza ahora mediante subportadoras, no hay requisitos para el ancho de banda de coherencia. (Alternativamente, el primer simbolo P1 podria utilizarse para la estimacion de canal, lo que permitiria la demodulacion coherente para el segundo simbolo P1).
El intervalo de tiempo de dos simbolos P1 es relativamente corto de manera que el canal no cambia del primer al segundo simbolo. Por lo tanto, de acuerdo con una o mas realizaciones, la modulacion diferencial puede realizarse en el dominio del tiempo entre las portadoras que tienen el mismo numero de portadora.
Las realizaciones tambien soportan la recepcion movil. De acuerdo con las realizaciones, el tiempo de coherencia del canal es mayor que la duracion de los dos simbolos P1. Esto hace que la correlacion entre rk(1) y Rk(2) sea alta. El tiempo de coherencia del canal se puede aproximar mediante t coh == 1 /F d, donde F d es la dispersion Doppler del canal y viene dada por F d = v*F c/c, donde v es la velocidad del receptor, c es la velocidad de la luz (3 * 10 A 8 m/s), y F c es la frecuencia portadora. Si v = 120 km/h y F c = 666 MHz, entonces F d = 74Hz y t coh = 13,5 ms, que es significativamente mas largo que la duracion de un simbolo P1 (por ejemplo, 280 |js).
De acuerdo con una o mas realizaciones, el simbolo de sincronizacion de P1 puede mejorarse. Los simbolos P1 pueden tener un intervalo de guarda 1/1, lo que mejoraria la sincronizacion de simbolos y maximizaria la longitud de correlacion del intervalo de guarda con respecto al encabezado. Los simbolos P1 pueden utilizar una FFT de 1k, lo que reduciria el encabezamiento en comparacion con dos simbolos 2k.
La correlacion del intervalo de guarda (GIC) es un metodo basico para la sincronizacion de simbolos de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales (OFDM). Dado que el GI es una copia ciclica de la ultima parte del simbolo OFDM real, el receptor es capaz de encontrar el inicio de un simbolo OFDM mediante la deteccion de esta correlacion. En la practica, el receptor correlaciona de forma continua dos bloques de la senal recibida, que estan separados por N muestras (N es el tamano de la FFT y tambien el numero de muestras de datos). Se detecta un pico de correlacion en la posicion correcta.
La figura 18 muestra dos simbolos 1k con intervalo de guarda 1/1 y modulacion diferencial entre los simbolos. Como puede verse, el intervalo de guarda 1/1 significa que el GI y la parte de datos tienen la misma longitud y las muestras tambien son iguales. De manera equivalente, podria decirse que el simbolo 1/1 tiene dos simbolos iguales sin intervalo de guarda.
Debido a la modulacion diferencial, los simbolos consecutivos, P1 y P1', son diferentes, lo que significa que debe aplicarse un GIC normal dentro de cada simbolo P1. La longitud de correlacion, sin embargo, se duplica en comparacion con un simbolo de 2k y un GI % (1/4 * 2048 = 512) y las correlaciones de los dos simbolos pueden combinarse para mejoras adicionales. Tambien es deseable el simbolo 1k GI 1/1 puesto que la correlacion del intervalo de guarda no coincide ahora con los modos de datos (2k, 4k, etc.).
Otra realizacion acelera la exploracion inicial. Es deseable detectar rapidamente las senales sin T2 para que el receptor pueda sintonizar a la siguiente frecuencia. Esto puede hacerse detectando las portadoras de cero en el simbolo P1 mediante: (1) el calculo de tres sumas (vease la figura 19, que muestra el calculo de sumas de energia recibida de P1 de acuerdo con una o mas realizaciones) de la energia recibida de las portadoras que pertenecen a los subconjuntos r 3k , r 3K-1 , y r 3k+i , donde r es la k-esima portadora de simbolo(s) P1 y k = 1, 2, 3 ...; y (2) la deteccion de la existencia de senal T2 por comparacion de la energia recibida en los tres subconjuntos; y (3) el establecimiento de un umbral de energia (por ejemplo, 5 dB por debajo del mas fuerte); y (4) si solo una suma
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supera el umbral, se detecta una posible senal T2.
La figura 20 muestra un transmisor de acuerdo con una o mas realizaciones. El primer P1 se modula con BPSK de acuerdo con una secuencia de referencia, y el segundo P1 se modula como sigue: si PRBSk = 0 ^ bk,2 = bk,i, si PRBSk = 1 ^ bk,2 = -bk,i (o viceversa), donde PRBSk es el k-esimo elemento de la PRBS, y bk,m es el s^bolo transmitido en la k-esima portadora en mth en el simbolo P1. A continuacion, el transmisor combina la secuencia de referencia original y la secuencia modulada diferencialmente retrasada antes de la insercion de la transformada rapida de Fourier inversa (IFFT por sus siglas en ingles Inverse Fast Fourier Transform) y el intervalo de guarda. N se refiere al tamano de la FFT.
La figura 21 muestra un receptor de acuerdo con una o mas realizaciones. El receptor realiza la inversa de las operaciones del transmisor que se ha discutido anteriormente en relacion con la figura 20. Es decir, el receptor elimina el intervalo de guarda de los simbolos P1 (primer y segundo simbolo piloto), realiza una transformada rapida de Fourier en los simbolos P1 y a partir de entonces demodula de forma diferencial los simbolos P1 para obtener una estimacion de la secuencia binaria pseudoaleatoria transmitida. El receptor no tiene que conocer la secuencia de referencia.
La figura 22 es un diagrama de flujo que muestra las etapas que pueden realizarse por un receptor de acuerdo con una o mas realizaciones. En la exploracion inicial, el receptor puede sintonizarse a la frecuencia central nominal del canal, y puede comenzar a buscar el simbolo P1. El siguiente procedimiento puede repetirse a continuacion en los canales seleccionados (y en los anchos de banda)-pero no necesariamente con cada desplazamiento de frecuencia puesto que el simbolo P1 puede detectarse en la frecuencia central nominal, independientemente del desplazamiento utilizado.
La primera tarea despues de la seleccion de frecuencia central nominal y del ancho de banda es encontrar la existencia de una senal T2. Se puede encontrar el simbolo P1, por ejemplo, mediante la correlacion del intervalo de guarda, que es inmune al desplazamiento de frecuencia. El uso de la correlacion del intervalo de guarda tambien ayuda en la deteccion de la senal T2 ya que la falta de un simbolo 2k implica a un canal sin T2.
La correlacion del intervalo de guarda se concibe para situaciones en las que la dispersion del retardo del canal se mantiene dentro del intervalo de guarda, que puede no ser el caso con el simbolo P1 en la SFN a gran escala (por ejemplo, con modo de 32k).En este caso, los retardos mas largos que los intervalos de guarda-especialmente los retardos que son multiplos de la duracion util del simbolo-producen una correlacion falsa.
Cabe senalar, sin embargo, que la temporizacion de simbolos en presencia de una fuerte repeticion de SFN no es solo un problema especifico de P1 ya que el receptor de todos modos debe ser capaz de sincronizar a la ruta correcta. La diferencia es que la correlacion P1 tiene mayor nivel de ruido debido a la ventana GIC mas corta.
Las sincronizaciones aproximadas de frecuencia fraccional y de tiempo se obtienen a partir de la correlacion del intervalo de guarda. Estas son estimaciones gruesas que se utilizan para el propio simbolo P1, y pueden ser refinadas utilizando los simbolos siguientes. Se supone que estas estimaciones son lo suficientemente precisas para detectar uno de los cinco patrones de PRBS para encontrar el tamano de la FFT.
Para una exploracion inicial rapida, los canales que no contienen una senal T2 deben desecharse de forma relativamente rapida. La estructura de preambulo de acuerdo con las realizaciones soporta una deteccion por etapas en la que los canales sin T2 pueden desecharse de forma relativamente rapida, y la deteccion de una senal T2 puede confirmarse mediante la lectura de la senalizacion estatica L1.
La primera elimination puede hacerse mediante la correlacion del intervalo de guarda. La senal P1 puede repetirse cada trama (aproximadamente 200 ms) y es bastante robusta en terminos de requisitos de SNR de modo que el ensayo de dos posiciones P1 consecutivas puede ser lo suficientemente fiable para detectar la senal T2. Esto llevaria aproximadamente 500 ms por canal RF. Un receptor puede entonces decidir si se ha encontrado un posible simbolo P1. Si esto se hace durante los 39 canales UHF e incluso con 3 anchos de banda de canal, el tiempo total utilizado para la exploracion es aproximadamente 58 segundos. Tengase en cuenta que tratar de explorar diferentes anchos de banda al mismo tiempo, realmente no ayuda ya que los barridos de canal son diferentes.
Una vez que se ha encontrado un posible simbolo P1, el receptor puede realizar la sincronizacion gruesa y la FFT. A continuacion, el receptor puede utilizar el barrido de portadora escaso para diferenciar entre senales T2 y otras senales 2k. Por lo tanto, las senales sin T2 pueden detectarse mas probablemente a partir del primer simbolo P1 recibido.
La deteccion del desplazamiento de frecuencia se basa en encontrar el patron piloto desplazado. La deteccion del desplazamiento de frecuencia y del tamano de la FFT puede separarse utilizando primero la energia en las portadoras piloto asumidas para encontrar el desplazamiento correcto, y, despues de eso, calculando la correlacion con las cinco PRBS. Por otro lado, las PRBS podrian utilizarse ya a la hora de encontrar el desplazamiento de frecuencia. El barrido de portadora escaso disminuye la complejidad de los algoritmos de busqueda.
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Despues de que se ha detectado el desplazamiento de frecuencia, el receptor puede sintonizarse para recibir los slmbolos de datos. Otra tarea es averiguar el intervalo de guarda utilizado para decodificar el slmbolo P2. Como el slmbolo P1 no transporta ninguna informacion de senalizacion del GI, el receptor puede detectar esto mediante el uso de los slmbolos OFDM normales durante la trama. No se puede decodificar el slmbolo P2 inmediatamente despues del P1 detectado. Pero hay tiempo suficiente para detectar el GI antes de la siguiente trama ya que puede utilizarse toda la duracion de la trama de 200 ms. Esto anade otros 200 ms al tiempo de adquisicion de la senal, pero esto sucede mas probablemente solo con las senales T2 encontradas, no con todos los canales de la prueba. Como el numero maximo de multiplexaciones paralelas normalmente es del orden de 7 a 8, el tiempo total anadido a la secuencia de exploracion es menor que 2 s.
En caso de que la duracion de la trama sea configurable, la sincronizacion de trama se puede obtener mediante el reconocimiento del siguiente slmbolo P1. Se confirman entonces los parametros detectados a partir de la senalizacion estatica L1 en los slmbolos P2.
En una realizacion, el primer P1 se utiliza para una estimation de canal, que despues se utiliza para ecualizar el segundo P1. Esto reutiliza una idea subyacente de diversas realizaciones, aunque la implementation es diferente. N se refiere al tamano de la FFT.
De acuerdo con los estandares DVB-T2, los slmbolos P1 y P2 se presentan como una solution para la exploracion inicial y para la transmision de la senalizacion. De acuerdo con las realizaciones, la modulation diferencial entre dos slmbolos P1 puede tener ventajas en canales de alta frecuencia selectiva.
Como se ha analizado anteriormente, los slmbolos P1 se utilizan en la exploracion inicial para: (1) detectar la presencia de la senal T2; (2) estimar el desplazamiento de frecuencia; y (3) detectar el tamano de la FFT sutilizado. Un posible metodo de estimar el desplazamiento de frecuencia (y en cierta medida la detection de la presencia de senal T2) es el uso de un dominio de frecuencia 'peine', es decir, utilizar un subconjunto de las subportadoras disponibles en el slmbolo OFDM. Se supone que hay un total de L subportadoras disponibles (= tamano de la FFT con bandas de guarda deducidas). Ademas, se supone que cada tercera subportadora esta disponible para este uso piloto/sincronizacion, por lo que habra L = L L / 3 J + 1 subportadoras activas para la senal de sincronizacion. Matematicamente, el peine puede representarse con una secuencia de bits P (0), P (1), K, P (L’- 1). En este caso, el bit P (k) dice, si el numero de subportadoras mas bajo + 3 * k contiene una senal modulacion por desplazamiento de fase binaria (BPSK) o no: '0' indica una subportadora que no contiene energla, y '1' indica una subportadora que contiene una senal BPSK modulada. La idea es que cuando el operador utilice un canal de desplazamiento de frecuencia, el peine se desplace en consecuencia. Por lo tanto, despues de lograr la sincronizacion de temporizacion y la sincronizacion de frecuencia fraccional, el receptor puede llevar a cabo la FFT y la busqueda del desplazamiento de frecuencia entero. Aqul el receptor puede utilizar la energla recibida en las presuntas portadoras piloto (es decir, el peine) y encontrar el desplazamiento de frecuencia sin demodular la secuencia binaria pseudoaleatoria. El desplazamiento de frecuencia entero correcto (=un multiplo entero de la separation de subportadora), puede detectarse entonces por la presencia de una coincidencia relativamente buena con el peine desplazado y la medida de la energla de la senal subportadora. El tamano de la FFT (seleccionado de, por ejemplo, 5 opciones) se indica a continuation, por una selection de 5 patrones BPSK S m (0), S m (1), K S m (L- 1), para m = 1,2, 3, 4 o 5.
El desplazamiento de frecuencia (despues de ajustarlo por su parte fraccional) equivale a anadir un desplazamiento
L-l-n
S(n) = YP(k)P(k + n)
constante n para los subindices. La suma “ , calcula a continuacion el numero de colisiones entre
el peine y su version desplazada, y S (0) = N es iguala al numero N de subportadoras en el peine. Para detectar el desplazamiento de frecuencia entero para funcionar, los recuentos de colision S (n), n # 0 deben ser pequenos en comparacion con la coincidencia correcta N.
Idealmente, la estructura de las senales P1-debe ser tal que tambien soporte otros metodos de deteccion, dando de ese modo libertad de election a los disenadores de hardware. Otro enfoque para el problema de detectar la presencia de una senal P1 se basa en la correlacion de dominio de tiempo. Con el fin de apoyar tambien este
YP(k)Sm(k)^v(2nj\f + (« + lkW]t) .
*—J H
enfoque alternative, las senales reales — deben tener buenas propiedades de
correlacion cruzada - no solo para los distintos valores de m, sino para los valores distintos de los pares (m, n), es decir, para diferentes valores de las combinaciones (tamano de la FFT, desplazamiento de frecuencia).
Otras propiedades requeridas por el conjunto de senales son propiedades de autocorrelation de dominio de tiempo razonables y propiedades de relation potencia de cresta/potencia media (PAPR por sus siglas en ingles peak-to- average-power ratio) razonables. Idealmente, tambien debe ser posible regenerar rapida y eficientemente tanto el peine como las secuencias BPSK sin recurrir a grandes tablas de consulta.
Las realizaciones se refieren a: 1) peines limitados a cada tercio de la subportadora, y 2) peines que contienen aproximadamente la mitad de las subportadoras restantes, por lo que el numero de subportadoras activas N debe
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ser de aproximadamente L/6. Con estos supuestos, son de interes patrones de peine mas cortos/secuencias de longitud L' = LL& +1.
De acuerdo con las realizaciones, se utiliza una secuencia m binaria de una longitud adecuada para generar el peine, y se utilizan desplazamientos clclicos seleccionados de la misma secuencia m (ahora interpretado como +1/-1 en oposicion a 0/1) para generar 5 patrones BPSK.
Se especifican seis patrones de bits, cada uno consistiendo en r bits, no todos cero, que en lo sucesivo en el presente documento se denominan semillas. A continuacion las semillas se extienden en una secuencia de longitud 2 r-1 mediante la aplicacion de una formula de recurrencia determinada por un polinomio primitivo de grado r. Tengase en cuenta que se aplica la misma formula de recurrencia para formar cada una de las 6 secuencias. Una de las secuencias se selecciona para determinar el peine y las otras 5 determinan los patrones BPSK reinterpretando '0' como +1 y '1' como -1. Idealmente, entonces L '= 2 r -1. Tambien pueden utilizarse diferentes casos de uso y un metodo alternativo para construir el peine.
En el caso de uso especlfico de DVB-T2, L = 1531 subportadoras, por lo que L' = 511 = 2 9 -1, r = 9, y puede utilizarse el polinomio de respuesta primitivo 1 + x 4 + x 9.Un ejemplo de conjunto de semillas consiste en 100 000
000 para el peine, y 000 110 101, 110 001 100, 101 111 101, 101 101 111, 111 100 111 (todo interpretado como +/-
1 s) para los 5 patrones BPSK. Estos se extienden a secuencias de P y de S m para m = 1, 2, 3, 4 y 5 por aplicaciones repetidas de las formulas de recurrencia P (k) =P (k- 4)+ P (k- 9)(mod2) y S m (k) = S m k- 4)* S m k- 9), para k = 9, 10, ..., 510.
Un criterio de diseno en la selection de las semillas es que, mientras que las secuencias resultantes son desplazamientos clclicos de unas a otras, la cantidad de desplazamiento que se tarda en llegar de una a otra debe hacerse relativamente grande. Del mismo modo, las semillas pueden disenarse de manera que una de ellas no se pueda producir desde el XOR a nivel de bit de la secuencia de peine y de otra secuencia mediante un desplazamiento clclico corto (por ejemplo, menos de 45 posiciones).
Si el numero de portadoras disponibles L' no es de la forma 2 r -1, pero esta todavla relativamente cerca de tal numero, entonces el peine y las secuencias pueden acortarse truncando un pequeno segmento del extremo de cola de las secuencias m, o el patron puede extenderse mediante la repetition clclica del mismo durante un tiempo relativamente corto. En el ejemplo anterior, el numero de subportadoras puede reducirse de 1531 a 1507 mediante el desplazamiento clclico del patron de peine, as! como de las secuencias BPSK en una position. Para lograr esto, las semillas de 9 bits pueden extenderse a 10 bits mediante la aplicacion de la relation de recurrencia una vez. Despues de eso, el primer bit se puede dejar fuera produciendo de esta manera una semilla de 9 bits. Por lo tanto, en lugar de las sugerencias anteriores, se utilizan la semilla 000 000 001 para el peine, y las semillas 001 101 010 100 011 000, 011 111 010, 011 011 110, 111 001 111 para las secuencias BPSK. Entonces, el peine se iniciara con 8 ceros, es decir, 24 subportadoras vaclas, y la senal P1 se reducira a 1.507 portadoras consecutivas. Observese que el papel desempenado por el ancho de banda disponible es menos importante, ya que en una aplicacion de banda mas estrecha (por ejemplo, 5 MHz), la separation entre subportadoras es tambien mas estrecha y todavla hay espacio para aproximadamente el mismo numero de subportadoras.
Un metodo alternativo de generar un peine de dominio de frecuencia es usar las secuencias de residuos cuadraticos (= Secuencias QR), que son conocidas en la tecnica. El peine resultante comparte las estadlsticas de colision entre las versiones desplazadas con el peine basado en la secuencia m. Este metodo alternativo tiene la ventaja de que la longitud de una secuencia QR es un numero primo p congruente a 3 modulo 4. Por lo tanto, el conjunto de longitudes disponibles es mas flexible cuando se utilizan secuencias QR. Aqul pueden utilizarse tambien versiones desplazadas clclicamente de la misma secuencia para construir las secuencias BPSK. Sin embargo, generar una secuencia QR relativamente larga sobre la marcha es computacionalmente mas diflcil, y en la practica puede tener que utilizarse una tabla de consulta relativamente grande.
De acuerdo con al menos una realization, las 5 propuestas de senales P1 son
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P\m(t) = YP(k)Sm(k)exV(2xj\f + {n + lkW\t) , ..
, para m = 1,2, 3,4 y 5. Aqui n denota la parte entera del desplazamiento
de frecuencia. Se cuenta como un multiplo de la separacion de las subportadoras, por lo que en el caso de uso propuesto n = ± 37, ± 75, ± 112 corresponden a desplazamientos de frecuencia de ± 1/6, ± 1/3, ± ^ MHz (tengase en cuenta que las fracciones de separacion de las subportadoras se manejan antes con independencia de si son resultado de un error de redondeo o resultado de una discrepancia de reloj entre el receptor y el transmisor). Pero la construction presentada en realidad permite cualquier valor entero de n hasta 134. Aqul P y S m para m = 1,2, 3, 4 y 5, son las secuencias de longitud 511 que se han discutido anteriormente. Estas senales ocupan 256 subportadoras dentro de un intervalo de 1531 subportadoras consecutivas.
Hay varias otras opciones para las semillas que funcionan igual de bien. Por ejemplo, cada una de las 6 secuencias m puede desplazarse clclicamente la misma cantidad sin cambiar las propiedades de correlation. Los valores de ejemplo de semillas funcionan bien, cuando la parte entera n del desplazamiento de frecuencia es menor que 3 * 45
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= 135. Dentro de este intervalo, las correlaciones cruzadas entre las versiones de desplazamiento de las secuencias permanecen bajas. Un equipo de busqueda ha revelado otros conjuntos de semillas con un rendimiento igual de bueno. No se ha excluido completamente la posibilidad de un intervalo incluso ligeramente mas amplio de baja correlacion, pero se sabe que si n fuera tan grande como 3 * 51 = 153, no se podrla lograr un intervalo de correlacion tan bajo con este metodo, no importa como de cuidadosamente se seleccionen las semillas.
La separation en multiplos de 3 permite que la parte entera del desplazamiento de frecuencia se detecte de forma relativamente rapida ya que no hay colisiones entre el verdadero peine y la version de prueba, a menos que la diferencia entre el desplazamiento de prueba y el desplazamiento entero real sea un multiplo de 3. Si se cumple esta condition, entonces el numero de colisiones es de 256, cuando tenemos el desplazamiento correcto, y de lo contrario, el numero de colisiones esta en el intervalo de 119... 128, es decir, cerca del punto de transition optimo pseudoaleatorio de 128. Para un peine generado al azar con una estructura similar (= limitado a cada tres subportadoras) y una densidad similar (= en total una de cada 6 subportadoras de media es "activa"), el intervalo esperado (+/- 2 desviaciones estandar a partir del valor esperado) para el numero de colisiones es de 104 a 144, por lo que el uso de secuencias m lo mejora, llevando la variation en un intervalo mas estrecho.
La estructura algebraica subyacente de las secuencias m ayuda a asegurar que casi todas las secuencias producidas de esta manera tienen propiedades PAPR (la exception es el uso de la misma semilla para el peine y para una de las secuencias) y autocorrelaciones de dominio de tiempo razonablemente buenas. La election cuidadosa de las semillas ayuda ademas a asegurar buenas propiedades de correlacion cruzada entre la version de desplazamiento de las diversas secuencias. De hecho, las correlaciones no triviales estan muy cerca de cero en oposicion a las fluctuaciones al azar que varlan hasta +/- nivel 2SD de 32.
La figura 23 es un grafico de autocorrelaciones/correlaciones cruzadas entre secuencias piloto y sus versiones de desplazamientos de frecuencia de acuerdo con una o mas realizaciones.
La figura 24 es una version ampliada del grafico de la figura 23 que muestra el bajo intervalo de correlacion cruzada de desplazamientos de frecuencia.
La figura 25 es un grafico que muestra la envolvente de amplitud de una primera senal P1 (un solo slmbolo computado con una frecuencia central de 666 MHz, y separacion de portadoras de 4464 Hz, muestreada a 25 MHz para producir esas figuras) de acuerdo con al menos una realization. Se elige la escala de manera que la amplitud cuadratica media sea igual a uno.
La figura 26 es una version ampliada del grafico de la figura 25. Juntas, las figuras 25 y 26 muestran las propiedades PAPR razonables del conjunto.
En el analisis de las secuencias BPSK y P1 que sigue, F = GF (512) denotara el campo finito de 512 elementos, y g sera un elemento primitivo de F que satisface la ecuacion 1 + g5 + g9 = 0, por lo que la potencia g ' va a traves de los elementos no nulos de F, cuando el exponente i toma los valores i = 0, 1,..., 510. Se senala ademas que g-1 sera entonces una ralz de la ecuacion de respuesta anterior 1 + x4 + x9 = 0. Se permite que tr: F ^ GF (2) sea la funcion de rastreo. El valor anterior 0/1 de la secuencia m y todos sus desplazamientos clclicos se consiguen como las secuencias ma (i) = tr (a gi-1), para i = 1,2, K, 511 y a^ 0. Se escribe e ( x ) = (- 1)tr ( x ) , y w = e2n/511. Por lo tanto, pueden seleccionarse los elementos ae F y $ eF , j = 1,2,3,4,5 de manera que el peine de ceros y unos se consigue como P ( i ) = tr (agi- 1 ) = (1 -e (a gi-1 )) l 2, y que las secuencias BPSK se consiguen como Sj ( i ) = e ( j-1 ). Por tanto, las secuencias P1 se dan por la formula
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s(r) = Ye(yx) = o
Tenemos la identidad e (x ± y) = e (x) e (y) y las sumas “ (en lo sucesivo en el presente
documento, denominadas ecuacion (1) o suma (1)), siempre que y no sea cero,
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y las llamadas sumas de Gauss /=0 (en lo sucesivo en el presente documento, denominadas
ecuacion (2) o suma (2)) que tienen valor absoluto complejo de yfsYZ cuando tanto y como k son distintos de cero, y menor de ese valor cuando uno pero no ambos de ellos es cero.
En este punto se deja constancia de que el peine propuesto corresponde a la eleccion a = 1.
Si consideremos el numero de colisiones entre el patron P (k) = (1 -e (a g k)) l 2 y su version desplazada P (k + n),
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donde n indica la cantidad desplazada (como maximo L112/3J = 37). Si tuvieramos que seguir el patron de este peine clclicamente con un perlodo de 511, entonces el numero de colisiones puede calcularse. Indicar la variable x = g k y adoptar la convention habitual de que F * es el conjunto de elementos distintos de cero en el campo F. Entonces, el numero de 'colisiones modulo 511' es (si k + n se calcula como modulo 511)
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En este caso, la primera suma es 511. Debido a que t <511, los coeficientes a, agn, a (1 + gn) son distintos de cero, y la ecuacion (1) nos dice que las sumas restantes son todos iguales a -1 (ajustando por el hecho de que el termino e (0) = 1 no se encuentra en las sumas). En conjunto se consigue que el peine desplazado tenga una colision de 512/4 = 128 con el peine extendido clclicamente. Cuando se toman en cuenta los efectos de la cola debido a la suma de desbordamiento k + n > 511, se ve una calda prevista del numero de colisiones. Con n = 1 2, 3, 4, 6, 7, 8 hay 128 colisiones, y este numero se reduce aproximadamente de forma lineal a medida que n aumenta. Cuando n alcanza el valor maximo de 37, el numero de colisiones es 125. Se alcanza el valor mas bajo de 119 colisiones con el desplazamiento n = 36. Por lo tanto, con este peine el numero de colisiones entre dos peines desplazados estara cerca del punto medio ideal de 128.
Puede calcularse la correlation cruzada entre dos secuencias P1 (en el dominio f, segun el teorema de Parseval no importa si esto se hace en el dominio de frecuencia o en el de tiempo) como
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por lo que la suma (1) nos dice que esta correlacion cruzada es igual a cero, siempre que fi j -fi j' sea distinto de cero (en otras palabras, las dos secuencias, son diferentes) y que a + fi j-fi j ' es distinto de cero (en otras palabras, las dos secuencias no son complementos entre si a nivel de bits). Una prueba practica de esto es que para que dos secuencias de este tipo sean ortogonales, sus segmentos iniciales son diferentes unos de otros, y que el XOR a nivel de bits de sus segmentos iniciales difiere del segmento inicial del peine P.
Como en el calculo del numero de colisiones, en el que primero se extienda la secuencia clclicamente en el dominio f, calcular la correlacion cruzada entre un par de senales tan extendidas, y mas o menos ignorar la corta "cola", que es la suma un punado de terminos pseudoaleatorios y no va a aportar mucho. Por lo tanto, la correlacion cruzada (dominio f) entre una senal P1 y otra senal P1 desplazada por t posiciones de la primera, es
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(en lo sucesivo en el presente documento, denominada ecuacion (3)).
Observese que aqul los Indices j y j' pueden ser iguales, es decir, tambien se tiene interes en la correlacion entre una secuencia y su version desplazada. A partir de la ecuacion (1), se ve que este termino principal es cero, a menos que uno de los coeficientes entre corchetes sea cero. A medida que n toma valores en un intervalo de aproximadamente cero, se mantiene el objetivo de seleccionar los coeficientes B 1 , K, B 5 de tal manera que los logaritmos discretos de base g de los coeficientes en si mismos, y tambien de las sumas a + fi 1 , K, a + fi 5 esten tan lejos entre si como sea posible (en funcion del ciclo de modulo 511). Como hay 10 elementos de campo en total, la separation minima entre los logaritmos discretos no puede ser mayor que L511/10J = 51. Con la election a = 1 = g 0 de la construction de muestra, una pequena busqueda heurlstica dio el conjunto utilizado en la discusion anterior: fii = g33 , a + fii = g181 , fi2 = g135 , a + p2 = g499 , fiz = g245 , a + fiz = g398 , fi4 = g349, a + fi4 = g85, fi5 = g445, a + fi5 = g296. Aqul los logaritmos discretos forman una lista {33, 135, 245, 349, 445, 181, 499, 398, 85, 296}-los primeros cinco logaritmos discretos especifican los elementos fi1 , K, fi5 , y los ultimos cinco logaritmos discretos de la lista de los elementos a + fi1 , K, a + fi5 . La menor separacion clclica de 45 esta aqul entre 499 y 33, puesto que 33-499 + 511 = 45. Otra secuencia de logaritmos discretos que tambien tiene la menor separacion clclica de 45 es {33, 135, 233, 339, 447, 181, 499, 388, 286, 80}. No se sabe, si hay opciones que conducen a una separacion clclica aun mayor. Puesto que 3 * 45 = 135 (separaciones de subportadora) es mayor que 112, esto basta para nuestros propositos.
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Estos numeros explican las brechas de la figura 23. No hay coincidencias con los desplazamientos hasta 44 en cualquiera de las dos direcciones, por lo que la anchura de la zona cercana a cero de la figura 28 es de 2 * 44 + 1 = 89 portadoras. Se observa que la separation 45 corresponde a los terminos con un signo menos en la ecuacion (3). La menor separacion clclica que corresponde a un termino con un signo mas es 96 y se produce entre los pares (445, 349) y (181, 85). Esto explica por que los lobulos laterales mas cercanos son todos negativos, y tambien explica la brecha mas amplia de 2 * 96 + 1 = 193 portadoras por encima del eje x.
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Aqul se muestra como el ,=o significa que la autocorrelacion de las senales propuestas se
mantiene en un nivel bajo, al menos durante un cierto conjunto discreto de desplazamientos de tiempo. La version
Plj (t) = P\j{k)e2xi(f+khf)‘
de dominio de tiempo de la serial P1 propuesta es * ? donde por conveniencia puede
incluirse el desplazamiento de frecuencia en f, y dejar que Af sea la separacion entre dos posibles portadoras de la senal P1 (= 3 veces la separacion de la subportadora del slmbolo OFDM de 2k). Suponiendo que existe un error de tiempo Af que es menor que el intervalo de guarda. Entonces, el dominio de tiempo correlador atiende a
(P\j{t),P\j(t + At)) =K2 J Y,YJPlj(k^plAk"
periodo k k'
= K' e~2*ifN Y, Kj (*)
k
(en lo sucesivo en el presente documento, denominada ecuacion (4)).
Aqul, los coeficientes K y K1 estan para normalizar y contener el poder impulsor, asl como las constantes procedentes de DFT y la integration. Por lo tanto, el valor absoluto de este termino depende (hasta la escala) solo de la suma. Suponiendo que At tiene una magnitud tal que el producto Af At = n/511, para algun entero n. Es decir, el error de tiempo es un multiplo entero de 1/511 del periodo comun de las subportadoras. De esta manera se puede escribir e2njk(Af •At) = wnk. Teniendo en cuenta el hecho de que P 1 j ( k + 1) = (1- e ( ag k ))/2 solo depende del patron del peine (y en absoluto de la modulation BPSK), se ve que en estos valores del error de tiempo, la correlation cruzada es igual a
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(en lo sucesivo en el presente documento, denominada ecuacion (5)).
A continuation, la suma de las ecuaciones (1) y (2), nos dice que (olvidando el multiplicador K "- su valor absoluto es independiente de n) esta suma tiene el valor 256, cuando n = 0 (es decir, cuando no hay error de temporizacion) y de otra manera tiene un valor absoluto V512 = 22,6. Resumiendo: con nuestras senales hay un conjunto discreto relativamente denso de los errores de tiempo que conducen a valores de autocorrelacion aproximadamente 10 dB por debajo del valor sincronizado. Si bien esto no es concluyente, es altamente sugerente de que las propiedades de autocorrelacion de las senales propuestas son relativamente buenas.
De nuevo, la suma de (1) y (2) son centrales en nuestra estimation. Cuando se comparan dos senales P1 diferentes P1, P1 j y P1 j', el calculo que conducen a las ecuaciones (4) y (5) anteriores esta vez producira
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(p\j{t),P\r(t + »/(511 • A/))} = ^'£(l-e(ag*)M(/?,
k=0
Recuerdese que trabajamos bajo el supuesto de que Aj -fy ± a. Si aqul n = 0, entonces esta suma evalua a 0 mediante la formula (1), y de otra manera se tienen dos sumas de Gauss sumas, de forma que por la desigualdad
triangular podemos estimar + w/(511 ■ 4/*)))| - ^ V512 En otras pa|abras, en este conjunto discreto
de errores de tiempo, las correlaciones cruzadas son al menos 7 dB por debajo de la coincidencia perfecta de 256*K".
Una vez mas la suma (2) nos permite dar una estimacion relativamente fina de la envolvente de potencia en los instantes de muestreo At = n/(511 Af ) para todo n = 0,1,..., 510. Tenemos
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510 k=0
Como a ± fi j se obtiene cero en n = 0, y por el resultado de la ecuacion (2) sobre las sumas de Gauss, la suma en valor absoluto senala el llmite superior por 2 V512.
Por lo tanto, en total, la envolvente de potencia de la muestra es, como maximo, 1. Aqul, la energla total de la senal es de 256, por lo que la potencia media es V (256/2048)= 1/V8. Por lo tanto en esta relacion de muestreo (Nyquist) la relacion de la envolvente de potencia maxima con la envolvente de potencia media es como maximo V8.
Hay un llmite general obligado nos dice que la relacion envolvente de potencia de pico a potencia media es entonces como maximo (2 ln (511) + 1,132 + 4/511) V8 en el peor de los casos (y en la practica es mas probable que sea un poco mejor).
Como se ha discutido anteriormente, el reconocimiento relativamente rapido y la sincronizacion de las senales OFDM se pueden lograr usando de senales de sincronizacion especiales o slmbolos disenados especlficamente, de acuerdo con diversas realizaciones. Por ejemplo, el slmbolo P1 puede definirse para ser predeterminado, por ejemplo, slmbolo OFDM 2k predeterminado, con una estructura especial que utiliza portadoras asignadas relativamente escasas (por ejemplo, se asigna una cada tres posiciones, como se ha discutido anteriormente).
Un problema potencial con este enfoque es que, en ciertas condiciones de trayectos multiples, la energla del slmbolo de sincronizacion puede reducirse de manera significativa, especlficamente en las portadoras activas seleccionadas. Por ejemplo, si hay un canal de dos trayectos con fuerza de 0 dB, y con un retardo que es un tercio de la longitud del slmbolo OFDM (parte util sin intervalo de guarda), entonces una de cada tres portadoras se cancelara de manera significativa. Con un ajuste de fase adecuado, desafortunado, estas cancelaciones pueden producirse en las posiciones de las portadoras activas seleccionadas. La cancelacion sera parcial, pero aun podrla ser potencialmente danina.
Otro problema potencial es una interferencia de onda continua. Esto tambien podrla ser diflcil de manejar con el enfoque establecido anteriormente.
En el pasados han utilizado otros enfoques para los slmbolos de sincronizacion, como que tiene una secuencia mas larga que las formas de onda conocidas (como sinusoides) o codigos pseudoaleatorios. El principal inconveniente de tales enfoques es que normalmente usan perlodos de tiempo bastante largos y, por lo tanto, son relativamente ineficaces. La capacidad de datos se reduce. Ademas, en los canales moviles es beneficioso un perlodo de entrenamiento/tiempo de sincronizacion corto. De esta manera, el canal puede permanecer mas o menos constante durante el slmbolo de sincronizacion, lo que aumenta el rendimiento de la deteccion de sincronizacion.
Las realizaciones utilizan slmbolos bastante cortos (como slmbolos 2k o 1k en el caso de DVB), bien definidos en el dominio de frecuencia, que incluyen portadoras distribuidas de forma escasa en posiciones pseudoaleatorias, con una modulacion relativamente robusta (como modulation por desplazamiento de fase binaria (BPSK) o en modulation por desplazamiento de fase cuaternaria (QPSK)). Ademas, las realizaciones pueden utilizar dos slmbolos OFDM consecutivos cortos, ambos transportando portadoras activas escasas ("piloto"), con el segundo slmbolo que tiene las posiciones de portadoras activas desplazadas en una cantidad predeterminada en la frecuencia. Por razones de implementation, el desplazamiento puede, en una realization, ser un intervalo de portadora del slmbolo OFDM. Una forma de realizacion se aprovecha del hecho de que solo estan permitidas las posiciones de portadoras que se toman de una estructura regular (cada segundo, cada tercio o similares). Las portadoras activas se han distribuido de forma (pseudo)aleatoria en esas posiciones. Esto conduce a una estructura regular en el dominio de tiempo (conocida como propiedad de muestreo de la transformada rapida de Fourier (FFT)): si se permite una position de portadora cada n, estas posiciones pueden o no tener una portadora activa, (otras portadoras ser cero), entonces el slmbolo OFDM tendra n partes consecutivas identicas en el dominio de tiempo.
La figura 27 muestra un ejemplo de un slmbolo 2k slmbolo (P1), de acuerdo con una realizacion, con longitud Tu 224 |js y con un intervalo de guarda de longitud Tg, que es % de la longitud de slmbolo util Tu, Ts, que no se muestra en la figura 27se refiere a la longitud del slmbolo OFDM = Tu + Tg. Las posiciones de portadoras se toman de un barrido de uno de cada tres que conduce a una periodicidad de 3 en la parte de senal util.
La periodicidad mostrada en la figura 27 puede utilizarse para detectar la senal de forma eficiente y fiable. El receptor puede tener una correlation entre el ciclo uno y dos para detectar la existencia de la senal. Tengase en cuenta que en los datos normales que transportan slmbolos OFDM estas correlaciones serlan pequenas-cercanas a cero. La deteccion de la robustez puede aumentarse tomando correlaciones multiples simultaneas, por ejemplo, tomar, ademas, la correlacion entre el ciclo uno y el ciclo tres. Tambien es posible anadir una correlacion entre el ciclo 2 y ciclo 3 para una fiabilidad adicional.
lpl'(",(511'A/»l'7ST
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Las soluciones anteriores tienden a depender de la correlacion del intervalo de guarda (GIC) puesto que los datos en el intervalo de guarda (prefijo dclico) son los mismos que los datos al final del simbolo util (final del ciclo 3 en el ejemplo anterior). De acuerdo con las realizaciones, sin embargo, hay mas energia de senal disponible en la correlacion, y es posible utilizar varias correlaciones simultaneas a traves de varias partes de la senal que da tolerancia hacia la interferencia y el ruido. Ademas, tambien puede realizarse una correlacion entre el intervalo de guarda y cualquiera de las secciones n.
En un aspecto adicional, pueden incluirse algun transporte de informacion en el simbolo de sincronizacion. Una posibilidad es usar una secuencia BPSK (o QPSK) conocida en los simbolos OFDM. La secuencia puede ser una de un conjunto de pocas secuencias. Estas secuencias pueden ser las mismas o diferentes para el primer y el segundo pulso. Estas secuencias se correlacionan en el receptor frente a secuencias conocidas para determinar cual de ellas se envia y, por lo tanto, pueden transportarse unos pocos bits de informacion. Por ejemplo, si el numero de combinaciones posibles de la secuencia BPSK es de 8, entonces pueden transportarse 3 bits.
Una modificacion es que la secuencia en el simbolo uno puede utilizarse como referencia. Por lo tanto el receptor conoce con antelacion la secuencia en el primer simbolo piloto (P1a). El segundo simbolo piloto podria entonces tener, por ejemplo, m posibles secuencias. La secuencia en el simbolo P1a se utiliza como una estimacion de canal en bruto para el simbolo P1b. El receptor decide que secuencia se envia en P1b basandose en la informacion de fase que tiene desde el primer simbolo. De nuevo, se transmiten ld (m) (es decir, log 2 (m)) bits.
Una modificacion adicional es que la informacion en la secuencia P1b puede codificarse usando la modulacion diferencial de manera que el valor codificado en la secuencia en P1b se da mediante la diferencia de fase en comparacion con el valor de fase en la posicion de la portadora correspondiente en la secuencia en P1a. Normalmente esta diferencia de fase es 0 o 180 grados en modulacion por desplazamiento de fase binaria (DBPSK). Tambien puede utilizarse modulacion por desplazamiento de fase cuaternaria (DQPSK).
De acuerdo con las realizaciones, un receptor puede tomar ventaja de la periodicidad que resulta del escaso submuestreo. El receptor puede realizar traslaciones de frecuencia en varias (es decir, dos o mas) de las subsecciones de pulsos recibidos, como se discute en mas detalle a continuacion.
De acuerdo con las realizaciones, un transmisor puede incluir senales de sincronizacion en la senal transmitida. Una implementacion beneficiosa es que la senal de sincronizacion tiene una forma determinada que utiliza un tamano fijo de FFT (por ejemplo 1k en DVB-T2/H2). Los datos que transportan los simbolos OFDM seguidos de los simbolos de sincronizacion (tambien puede haber algunas otras senales de sincronizacion) podrian ser de forma diferente teniendo diferentes tamanos de FFT, longitud de simbolo, intervalos de guarda (Gl), modulacion, etc. Esta estructura preferida del simbolo de sincronizacion se describira mas adelante. En segundo lugar, el receptor podria utilizar las propiedades del simbolo de sincronizacion de varias maneras. Tambien se describiran algunos algoritmos del receptor innovadores.
La robustez del simbolo de sincronizacion P1 puede incrementarse dividiendolo en dos partes, P1a y P1b, donde ambas partes son simbolos FFT 1k con intervalos de guarda (Gl) relativamente pequenos (como 1/16) o incluso sin ningun Gl. Los intervalos de guarda cortos son suficientes, ya que, en cualquier caso, la deteccion debe basarse en la robustez de P1, y no se puede tener Gl con una longitud suficiente para evitar la interferencia entre simbolos (ISI por sus siglas en ingles Intersymbol interference). Pero el impulso de portadoras en P1 contrarresta esto. El impulso resulta del hecho de que solo se utiliza un numero relativamente bajo de portadoras activas. En una realizacion, un valor adecuado podria ser que, en media, se utilice una de cada 6 portadoras. Para FFT 1k, esto significaria del orden de 128 portadoras activas situadas de forma pseudoaleatoria. Estas portadoras activas pueden tomarse de un barrido en el que se permite cualquier posicion n de portadoras, donde n es un numero relativamente pequeno, tal como, 2, 3, 4, 5 o similares. El resto de las portadoras puede tener un valor de cero.
La figura 28 muestra un simbolo de sincronizacion P1 que tiene dos simbolos OFDM consecutivos (P1a y P1b) que tienen el mismo tamano de la FFT de acuerdo con una realizacion. En la figura 28, las posiciones de las portadoras activas se representan mediante lineas continuas anchas. Como se muestra en la figura 28, las posiciones de las portadoras activas en P1b se desplazan en frecuencia con respecto a las posiciones de las portadoras activas en P1a. En la figura 28, las lineas continuas horizontales estrechas representan posiciones permitidas de las portadoras del simbolo FFT, y las lineas de trazos horizontales representan posiciones prohibidas de portadoras.
La posicion de las portadoras activas de la segunda parte (P1b) se desplazaria una cierta cantidad en frecuencia, en una realizacion, por una posicion de portadora en comparacion con la primera parte P1a. Esto daria la ventaja de no tener interferencias de P1a a P1b ya que el desbordamiento (debido a la propagacion por trayectos multiples) de P1a caeria sobre las posiciones de portadoras no utilizadas en P1b. En la figura 28, las posiciones de portadoras 1-5 estan etiquetadas. Las posiciones de portadoras 1, 3, 5,... se refieren a posiciones de portadoras numeradas impares y las posiciones de portadoras 2, 4, 6,... se refieren a posiciones de portadoras numeradas pares.
Se proporcionaran ahora unas pocas realizaciones que utilizan ejemplos para DVB-T2/H2. En un primer ejemplo, por razones de robustez, la estructura de P1a podria ser: FFT 1k, longitud Gl Tv = 1/16 * Tu (corresponde a 64
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muestras). El barrido basico para 128 portadoras es 1/2, patron pseudoaleatorio no uniforme, las portadoras activas tendrian una codificacion media BPSK pseudoaleatoria 1/6 (por ejemplo, solo portadoras pares utilizadas). De otra manera, P1b podria ser similar, pero las posiciones desplazadas por uno, es dedr, solo posiciones de portadoras impares utilizadas). La secuencia BPSK podria ser la misma que, o diferente, que en P1a. Se pueden utilizar varias secuencias BPSK no correlacionadas para indicar, por ejemplo, el tamano de FFT de los proximos simbolos de datos o algunos otros parametros utiles.
Ademas, en otro aspecto, las secuencias BPSK en P1a y P1b podrian seleccionarse de manera que la secuencia en el primer simbolo P1a seguiria siendo la misma (y seria conocida por el receptor). La informacion adicional puede codificarse en la seleccion de la secuencia BPSK del segundo simbolo P1b. Las portadoras activas en el primer simbolo pueden servir entonces como valores piloto para el segundo simbolo. Como se supone que la longitud del simbolo es corta en relacion con las variaciones del canal, puede suponerse que el canal permanece mas o menos sin cambios durante el tiempo del segundo simbolo. Ademas, como el desplazamiento de frecuencia es un intervalo de portadora (o algun otro numero pequeno), la fase de canal puede cambiar por una cantidad relativamente pequena de P1a a P1b (en las posiciones correspondientes). Asi que para las senales BPSK, la informacion de fase estaria lo suficientemente cerca para una deteccion bastante fiable (ya que esto se basa en correlaciones de mas de 128 portadoras).
En un segundo ejemplo de DVB-T2/H2, como el simbolo de sincronizacion P1 es robusto debido al impulso de la portadora activa (la potencia media puede ser la misma que en los simbolos de datos reales), pueden omitirse los intervalos de guarda. Por lo que seria posible usar la siguiente estructura: P1a: FFT 1k, GI 0, 128 portadoras activas, posicionadas de forma pseudoaleatoria, utilizando solo posiciones de portadoras pares, BPSK modulada mediante una secuencia aleatoria. P1b: igual que P1a pero con posiciones de portadoras activas desplazadas hacia arriba o hacia abajo en frecuencia por un intervalo de frecuencia de una portadora, es decir, utilizando unicamente posiciones de portadoras impares, si el P1a utiliza posiciones de portadoras pares. La informacion del tamano de FFT de los simbolos de datos puede codificarse en la seleccion de las secuencias BPSK. Puede haber, por ejemplo, 5 o 6 secuencias diferentes que deben diferir de forma maxima entre si. La definicion de estas secuencias podria suceder utilizando el razonamiento de codificacion normal-maximizar la distancia de Hamming entre las secuencias.
En un tercer ejemplo deDVB-T2/H2, la estructura de pulsos es la misma que en el segundo ejemplo, pero se utilizan intervalos de guarda cortos (aproximadamente 1/16) en las dos partes P1a y P1b.
Se discutiran ahora los algoritmos del receptor de acuerdo con las realizaciones. La estructura de pulso de P1, como se ha descrito anteriormente, se presta a diferentes algoritmos de deteccion. Por lo menos la siguiente informacion puede extraerse de tal estructura de pulsos: la existencia de senal DVB-T27H2 (o cualquier otro sistema definido).Como la senal tiene caracteristicas unicas en el dominio de tiempo (periodicidad de n) y en el dominio de frecuencia (debido a la secuencia BPSK conocida), el simbolo piloto puede detectarse de forma fiable con una probabilidad relativamente baja de deteccion falsa.
Puede obtenerse la temporizacion gruesa de la senal. Las propiedades de correlacion de P1 dan un buen candidato para la correcta temporizacion. Las correlaciones multiples y/o la utilizacion de la mayor parte de la energia de la senal en correlacion hacen que esta sea fiable.
Puede obtenerse una estimacion del perfil de retardo del canal de trayectos multiples. Las propiedades de correlacion de tiempo tambien dan la estructura en bruto del canal de trayectos multiples. Espedficamente para redes SFN, esto podria utilizarse para estimar la diferencia de los extremos de retardo en el perfil de trayectos multiples (util en localizar la posicion de la ventana FFT para detectar los datos utiles).
Puede obtenerse una estimacion del desplazamiento de frecuencia de la senal. Esto se basa en la FFT del primer simbolo P1a y/o del segundo simbolo P1b. El desplazamiento puede resolverse, correlacionando, por ejemplo, las potencias recibidas en las portadoras con posiciones de portadoras activas conocidas.
Pueden transmitirse pequenas cantidades de informacion codificada en la seleccion de secuencias BPSK (dos metodos como se ha descrito anteriormente). Por ejemplo, podria senalarse el tamano de FFT de los simbolos de datos utiles en la trama.
Para la deteccion, puede utilizarse medio simbolo de correlacion y, preferentemente, de forma simultanea para P1a y P1b.
El desplazamiento de portadoras puede resolverse tomando FFT 1k sobre P1a y/o P1b (P1b podria utilizarse para una robustez extra). La correlacion con los patrones candidatos BPSK conocidos resolveria el tamano de FFT de los datos utiles.
Para SFN, un valor de retardo de 1/2 de la longitud del simbolo 1k podria crear, por ejemplo, la eliminacion parcial del simbolo P1a. Sin embargo, en ese caso el simbolo P1b no se veria afectado (el componente retardado se adiciona de forma constructiva). En principio, el valor de retardo de una longitud de simbolo 1 podria crear vados
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para cada portadora 1k (para sinusoides continuos), pero entonces seria inofensivo ya que interferencia retardada estaria fuera del periodo de s^bolo util. As^ que, en consecuencia, los valores de retardo no crean problemas notables.
Se analizaran a continuacion aspectos de un ejemplo de algoritmo de receptor. Para el caso especial de los ejemplos segundo y tercero anteriores, vale la pena senalar que P1b es una version transformada de P1a. Por lo que si el receptor trasladara el pulso P1b por la cantidad conocida en frecuencia, entonces P1a y P1b serian iguales. Eso significaria que las correlaciones podrian asumirse por P1a y la version trasladada de la frecuencia P1b (incluso con el intervalo de guarda incluido). Eso podria ser beneficioso para contrarrestar algunas interferencias como una interferencia CW en una frecuencia. La traslacion de frecuencia significaria que tal interferencia practicamente se divide en dos partes que se diferencian en la frecuencia. La correlacion de tales senales seria entonces aproximadamente de cero y P1 podria detectarse con fiabilidad sin influencia significativa de la interferencia.
Otro aspecto de un ejemplo posible de algoritmo de receptor funciona en casos como los ejemplos 2 y 3 en los que las secuencias BPSK (o QPSK) en P1a y P1b son las mismas.
La figura 29 muestra un ejemplo de P1 en el que los simbolos P1a y P1b cada uno se ha subdividido en dos partes de acuerdo con una realizacion. Suponiendo que las posiciones de portadoras permitidas se toman de un barrido de cada segundo (por ejemplo, los numeros pares de portadoras para P1a y los numeros impares para P1b), la parte util de los simbolos incluyen dos partes identicas (es decir P1a1 y P1a2 y correspondientemente P2a1 y P2a2). El receptor podria ahora tener correlaciones mezclando partes de Pla y P1b (vease la figura 30). A los efectos de correlacion, las operaciones que se extienden sobre el intervalo de tiempo cubierto por la longitud total de P1 pueden hacerse las siguientes disposiciones: las muestras que pertenecen al primer periodo incluyendo el intervalo de guarda GI1 y P1a1 (para el tercer ejemplo, esto significaria 64 + 512 = 576 muestras) se quedan como estan; las muestras que pertenecen al segundo periodo (PIa2) se trasladaran de frecuencia, es decir, cada muestra se multiplica por exp (j2n1/N), donde N es el tamano de FFT (1024 en este ejemplo) e i es el indice de la muestra (576...1087), esto hara que el desplazamiento de frecuencia deseado por un intervalo de portadora. Las muestras que pertenecen a la primera parte del segundo pulso incluyendo el intervalo de guarda GI2 y P1b1 se trasladan en frecuencia a la direccion opuesta multiplicando estas muestras por exp (-j2n1/N), donde i va de 0 a 575. Las muestras que pertenecen a P1b2 permanecen como estan.
La correlacion se forma ahora multiplicando las muestras modificadas correspondientes a la parte P1a con el conjugado complejo de las muestras modificadas correspondientes a la parte P1b. Los resultados de la multiplicacion por pares se suman y se logra el resultado de la correlacion. El resultado se maximiza cuando el periodo de calculo (en este ejemplo un longitud de 2174 muestras) cae en el P1 recibido.
La figura 30 es un diagrama esquematico de una porcion de correlacion de un receptor de acuerdo con una realizacion. Los bloques marcados GI1-P1b2 representan el simbolo P1 recibido de la trama de la senal OFDM. Los datos se introducen en una memoria intermedia y las multiplicaciones por pares y las sumas tienen lugar en cada tiempo de muestreo entrante. El *'s de la figura 30 representa el conjugado complejo. La expresion 'Exp (jwt)' y 'Exp (-jwt)' se refieren a la traslacion en frecuencia hacia arriba y hacia abajo, respectivamente.
La figura 31 es un diagrama esquematico de una porcion de correlacion de un receptor de acuerdo con una realizacion. Esta disposition lleva a un pico de correlacion estrecho. Las partes de correlacion por pares son diferentes a las de la realizacion de la figura 30. Pero, el principio de funcionamiento y las operaciones son mas o menos iguales. Los intervalos de guarda no se utilizan en correlacion en la disposicion de la figura 31. Una vez mas, 'Exp (jwt)' y 'Exp (-jwt)' refieren a la traslacion en frecuencia hacia arriba y hacia abajo, respectivamente.
En la disposicion de la figura 31, no se utilizan los intervalos de guarda en la correlacion, lo que hace que la memoria intermedia sea ligeramente mas corta. De manera significativa, las partes del simbolo que se correlacionan por pares son, por un lado, P1a1 vs. P1b2 y, por otro lado, P1a2 vs. P1b1. Puede mostrarse que esto dara lugar a un pico de correlacion mas estrecho que la disposicion de la figura 30. El inconveniente a la realizacion de la figura 31 es que la energia del intervalo de guarda no se utiliza. Por lo que seria beneficioso hacer los GI significativamente mas cortos que la longitud del simbolo, o incluso usar GI de cero.
Las realizaciones de las figuras 30 y 31 producen los siguientes resultados: las modificaciones (traslaciones) en P1a y P1b son simetricas (desplazamientos de frecuencia hacia arriba y hacia abajo), que pueden ayudar a cancelar pequenos errores identicos en los procesos; las modificaciones tiene lugar en (aproximadamente) la mitad del intervalo de longitud del simbolo, que ayuda a "encriptar" posibles ondas continuas (CW por sus siglas en ingles continuous waves), de trayectos multiples, y otras interferencias en la correlacion; toda se utiliza toda la energia de pulso-tambien el intervalo de guarda en la realizacion de la figura 30; y el pico de correlacion sera bastante estrecho (solo aproximadamente la mitad de la anchura si P1a y P1b se correlacionan en la forma en la que tiene lugar la traslacion de frecuencia en P1b (o P1a) solamente).
La figura 32 muestra las etapas de una secuencia de detection de acuerdo con una realizacion. La figura 32 se presenta en el contexto de procesamiento de una senal de acuerdo con el tercer ejemplo que se ha expuesto
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anteriormente.
Se asume una correlacion durante un periodo que corresponde a la longitud de s^bolo P1a, como se muestra en 3202. Las muestras que se toman con un retardo de Ts (= longitud de P1a) se corrigen multiplicandolas con un coeficiente complejo exp (-jwt) donde w es la diferencia de frecuencia entre las portadoras de s^bolos OFDM (= 1/Tu).
El resultado de correlacion anterior se compara con un promedio de deslizamiento de los ultimos resultados de la correlacion, como se muestra en 3204.
Cuando el resultado de la comparacion anterior es superior a un valor umbral establecido, se toma una decision que P1 esta presente, y se sigue la rama "si" de 3206. De lo contrario, se realiza el procesamiento para el periodo de correlacion, como se muestra en 3216.
El receptor determina una posicion de maximo local de la correlacion y determina el comienzo del simbolo P1 basandose en la posicion de maximo local, como se muestra en 3208.
El receptor toma FFT 1k sobre la parte P1a de la senal, como se muestra en 3210.
El receptor correlaciona varias posiciones de las secuencias BPSK en el dominio de frecuencia, como se muestra en 3212. La correlacion maxima da la posicion de la cuadricula de frecuencia en el dominio de FFT que se puede utilizar para resolver la diferencia entre la frecuencia portadora del receptor y la frecuencia nominal (desplazamiento de portadora). La secuencia que maximiza la correlacion indica el tamano de FFT de los simbolos de datos reales.
Un posible desplazamiento de frecuencia se corrige para detectar los simbolos siguientes, como se muestra en 3214, y a continuation se realiza el procesamiento para el periodo de correlacion, como se muestra en 3214.
De acuerdo con las realizaciones, la tolerancia contra el desvanecimiento de trayectos multiples se incrementa, ya que seria muy poco probable que las dos partes, P1a y P1b se anularan al mismo tiempo. Cuando la detection en el receptor se basa en los resultados de correlacion utilizando tanto P1a y P1b, al menos un resultado sera significativamente mayor que simplemente la correlacion con el ruido o con datos aleatorios.
Ademas, debido a la periodicidad de P1 causada por el escaso uso de posiciones de portadoras, el receptor puede basar su decision en cuanto a la existencia de una senal P1 en las correlaciones de las partes periodicas de las senales. Esta periodicidad aumenta la potencia de la senal utilizada (ya que se puede utilizar practicamente toda la energia de la senal en la deteccion) y tambien aumenta la variedad (diversidad) ya que se pueden utilizar diferentes partes de la senal en el dominio del tiempo para dar una variedad de resultados de correlacion. Estos resultados de la correlacion se diferencian en el contenido de la interferencia (o en las senales no deseadas) y pueden usarse para tomar decisiones mas fiables.
Pueden representarse uno o mas aspectos de la invention en las instrucciones ejecutables por ordenador, tales como en uno o mas modulos de programa, ejecutados por uno o mas ordenadores u otros dispositivos. Generalmente, los modulos de programa incluyen rutinas, programas, objetos, componentes, estructuras de datos, etc., que realizan tareas particulares o implementan tipos de datos abstractos particulares cuando son ejecutados por un procesador en un ordenador u otro dispositivo. Las instrucciones ejecutables por ordenador se pueden almacenar en un medio legible por ordenador tal como un disco duro, disco optico, medios de almacenamiento extraibles, memoria de estado solido, la memoria RAM, etc. Como apreciara un experto en la materia, la funcionalidad de los modulos de programa puede combinarse o distribuirse segun se desee en diversas realizaciones. Ademas, la funcionalidad puede representarse en su totalidad o en parte en el firmware o en el hardware equivalentes tales como circuitos integrados, matrices de puertas programables in situ (FPGA por sus siglas en ingles field programable gate arrays), circuitos integrados de aplicacion especifica (ASIC por sus siglas en ingles application specific integrated circuits) y similares.

Claims (14)

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    REIVINDICACIONES
    1. Un metodo para detectar un simbolo de sincronizacion (P1), que comprende:
    recibir un primer s^bolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales (P1a), teniendo el primer simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales una primera pluralidad de subportadoras activas;
    recibir un segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales (P1b), teniendo el segundo simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales una segunda pluralidad de subportadoras activas, en donde la segunda pluralidad de subportadoras activas esta desplazada en una frecuencia predeterminada con respecto a la primera pluralidad de subportadoras;
    una parte de traslacion de frecuencia (P1a2) del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales por un intervalo de portadora en una primera direction;
    formar una correlation multiplicando las muestras de la parte de traslacion de frecuencia del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales por muestras de un conjugado complejo de una parte (P1 b1, P1 b2) del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales sobre el que no se ha realizado la traslacion de frecuencia, y sumar los resultados de la multiplication; y detectar un comienzo del simbolo de sincronizacion (P1) basandose en el resultado de la correlacion.
  2. 2. El metodo de la reivindicacion 1, en el que la parte de traslacion de frecuencia del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales se realiza multiplicando cada muestra de la parte que se traslada por exp [j2ni / N], donde N es un tamano de la transformada rapida de Fourier del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales e i es un indice de la muestra.
  3. 3. El metodo de la reivindicacion 1, que comprende ademas la parte de traslacion de frecuencia (P1 b1, P1b2) del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales mediante un intervalo de portadora en una segunda direccion que es opuesta a la primera direccion.
  4. 4. El metodo de la reivindicacion 3, en el que la parte de traslacion de frecuencia del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales se realiza multiplicando cada muestra de la parte que se traslada por exp [-j2ni/N], donde N es un tamano de la transformada rapida de Fourier del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales e i es un indice de la muestra.
  5. 5. El metodo de la reivindicacion 4, en el que la parte de traslacion de frecuencia del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales se realiza adicionalmente multiplicando cada muestra del intervalo de guarda del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales por exp [- j2ni/N]
  6. 6. Aparato para detectar un simbolo de sincronizacion (P1), que comprende un procesador (128) y una memoria (134) que contiene instrucciones ejecutables que, al ejecutarse, hacen que el aparato realice al menos:
    recibir un primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales (P1a), teniendo el primer simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales una primera pluralidad de subportadoras activas;
    recibir un segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales (P1b), teniendo el segundo simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales una segunda pluralidad de subportadoras activas, en donde la segunda pluralidad de subportadoras activas esta desplazada en una frecuencia predeterminada con respecto a la primera pluralidad de subportadoras;
    una parte de traslacion de frecuencia (P1a2) del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales por un intervalo de portadora en una primera direccion;
    formar una correlacion multiplicando las muestras de la parte de traslacion de frecuencia del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales por muestras de un conjugado complejo de una parte (P1 b1, P1 b2) del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales sobre el que no se ha realizado la traslacion de frecuencia, y sumar los resultados de la multiplicacion; y detectar un comienzo del simbolo de sincronizacion (P1), basandose en el resultado de la correlacion.
  7. 7. El aparato de la reivindicacion 6, en el que la parte de traslacion de frecuencia del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales se realiza multiplicando cada muestra de la parte que se traslada por exp [j2ni/N], donde N es un tamano de una transformada rapida de Fourier del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales e i es un indice de la muestra.
  8. 8. El aparato de la reivindicacion 6, que comprende ademas la parte de traslacion de frecuencia (P1b1, P1b2) del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales por un intervalo de portadora en una segunda direccion que es opuesta a la primera direccion.
  9. 9. El aparato de la reivindicacion 8, en el que la parte de traslacion de frecuencia del segundo simbolo piloto de
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    40
    45
    50
    multiplexacion por division de frecuencias ortogonales se realiza multiplicando cada muestra de la parte que se traslada por exp [-j2ni/N], donde N es un tamano de la transformada rapida de Fourier del segundo s^bolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales e i es un indice de la muestra.
  10. 10. El aparato de la reivindicacion 9, en el que la parte de traslacion de frecuencia del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales se realiza adicionalmente multiplicando cada muestra del intervalo de guarda del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales por exp [- j2ni/N]
  11. 11. Un metodo para detectar un simbolo de sincronizacion (P1), que comprende:
    recibir un primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales (P1a), teniendo el primer simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales una primera pluralidad de subportadoras activas;
    recibir un segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales (P1b), teniendo el segundo simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales una segunda pluralidad de subportadoras activas, en donde la segunda pluralidad de subportadoras activas esta desplazada en una frecuencia predeterminada con respecto a la primera pluralidad de subportadoras;
    una parte de traslacion de frecuencia (P1b1, P2b2) del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales por un intervalo de portadora en una primera direction;
    formar una correlation multiplicando las muestras de una parte del primer simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales sobre la que no se ha realizado la traslacion de frecuencias (P1a1) por muestras de un conjugado complejo de la parte de traslacion de frecuencia (P1b1, P1b2) del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales, y sumando los resultados de la multiplication; y detectar un comienzo del simbolo de sincronizacion (P1), basandose en el resultado de la correlacion.
  12. 12. El metodo de la reivindicacion 11, en el que la parte de traslacion de frecuencia del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales se realiza multiplicando cada muestra de la parte que se traslada por exp [-j2ni/N], donde N es un tamano de la transformada rapida de Fourier del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales e i es un indice de la muestra.
  13. 13. El metodo de la reivindicacion 11, que comprende ademas la parte de traslacion de frecuencia (P1a2) del primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales mediante un intervalo de portadora en una segunda direccion que es opuesta a la primera direccion.
  14. 14. Aparato para detectar un simbolo de sincronizacion (P1), que comprende un procesador (128) y una memoria (134) que contiene instrucciones ejecutables que, al ejecutarse, hacen que el aparato realice al menos:
    recibir un primer simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales (P1a), teniendo el primer simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales una primera pluralidad de subportadoras activas;
    recibir un segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales (P1b), teniendo el segundo simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales una segunda pluralidad de subportadoras activas, en donde la segunda pluralidad de subportadoras activas esta desplazada en una frecuencia predeterminada con respecto a la primera pluralidad de subportadoras;
    una parte de traslacion de frecuencia (P1b1, P2b2) del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales por un intervalo de portadora en una primera direccion;
    formar una correlacion multiplicando las muestras de una parte del primer simbolo de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales sobre la que no se ha realizado la traslacion de frecuencias (P1a1) por muestras de un conjugado complejo de la parte de traslacion de frecuencia (P1b1, P1b2) del segundo simbolo piloto de multiplexacion por division de frecuencias ortogonales, y sumando los resultados de la multiplicacion; y detectar un comienzo del simbolo de sincronizacion (P1), basandose en el resultado de la correlacion.
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