KR101779582B1 - 방송 수신 장치 및 방송 수신 장치의 동작 방법 - Google Patents

방송 수신 장치 및 방송 수신 장치의 동작 방법 Download PDF

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Abstract

방송 수신 장치가 개시된다. 지상파 방송 수신부는 지상파 방송 서비스를 수신한다. 모바일 수신부는 모바일 통신을 위한 네트워크를 통해 전송되는 모바일 방송 서비스를 수신한다. 제어부는 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하도록 제어한다.

Description

방송 수신 장치 및 방송 수신 장치의 동작 방법{BROADCAST RECEIVING DEVICE AND METHOD FOR OPERATING THE SAME}
본 발명은 방송 수신 장치 및 방송 수신 장치의 동작 방법에 관한 것이다.
최근 휴대폰, 태블릿 피씨 등을 포함하는 모바일 기기들은 과거에 비하여 고화질 대화면의 디스플레이를 포함하고 있다. 따라서 모바일 기기가 이러한 디스플레이를 활용할 수 있도록 하는 영상 컨텐츠를 수신하고 재생하는 것이 중요해지고 있다.
또한 지상파 방송망을 통해 전송되는 방송 컨텐츠가 IP(Internet Protocol)를 이용하여 전송되는 됨에 따라 지상파 방송 컨텐츠의 호환성이 증가하고 있다. 이에 따라 IP를 이용하여 전송되는 모바일 방송 컨텐츠와의 호환성도 높아지고 있다.
다만, 모바일 방송 네트워크와 지상파 방송 네트워크는 전송 방법과 전송 특징이 상이하다. 따라서 모바일 방송 네트워크와 지상파 방송 네트워크를 모두 사용하여 효율적으로 방송을 수신할 수 있는 방송 수신 장치 및 방송 수신 장치의 동작 방법이 필요하다.
본 발명의 일 실시예는 모바일 방송 네트워크와 지상파 방송 네트워크를 모두 사용하여 방송을 수신할 수 있는 방송 수신 장치 및 방송 수신 장치의 동작 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
특히, 본 발명의 일 실시예는 모바일 통신을 위한 네트워크를 이용하는 모바일 방송 네트워크와 지상파 방송 네트워크를 모두 사용하여 방송을 수신할 수 있는 방송 수신 장치 및 방송 수신 장치의 동작 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치는 지상파 방송 서비스를 수신하는 지상파 방송 수신부; 모바일 통신을 위한 네트워크를 통해 전송되는 모바일 방송 서비스를 수신하는 모바일 수신부; 및 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하도록 제어하는 제어부를 포함한다.
상기 제어부는 상기 지상파 방송 서비스의 수신 여부에 기초하여 상기 지상파 방송 수신부를 선택적으로 턴 온할 수 있다.
이때 상기 제어부는 상기 지상파 방송 서비스에서 상기 모바일 방송 서비스로 전환된 경우, 소정의 기준 시간 뒤에 상기 지상파 방송 수신부를 턴 오프할 수 있다.
상기 제어부는 상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 모바일 방송 네트워크 커버리지에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하도록 제어할 수 있다.
이때, 상기 제어부는 상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스이고 상기 방송 수신 장치가 상기 방송 네트워크 커버리지 밖에 위치한 경우, 상기 지상파 방송 서비스를 수신하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부는 상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 모바일 방송 서비스의 수신에 대한 과금 여부에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부는 상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 상기 방송 수신 장치의 사양에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부는 상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 모바일 방송 신호의 강도와 지상파 방송 신호의 강도에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부는 상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스를 하나의 방송 서비스 리스트로 표시할 수 있다.
이때, 상기 제어부는 상기 방송 수신 장치가 모바일 방송 네트워크 커버리지를 벗어난 경우, 상기 방송 서비스 리스트에서 상기 모바일 방송 서비스를 상기 지상파 방송 서비스와 상이하게 표시할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치의 동작 방법은 방송 서비스 선택에 대한 사용자 입력을 수신하는 단계; 및 상기 사용자 입력에 기초하여 지상파 방송 서비스와 모바일 통신을 위한 네트워크를 통해 전송되는 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일 실시예는 모바일 방송 네트워크와 지상파 방송 네트워크를 모두 사용하여 방송을 수신할 수 있는 방송 수신 장치 및 방송 수신 장치의 동작 방법을 제공한다.
특히, 본 발명의 일 실시예는 모바일 통신을 위한 네트워크를 이용하는 모바일 방송 네트워크와 지상파 방송 네트워크를 모두 사용하여 방송을 수신할 수 있는 방송 수신 장치 및 방송 수신 장치의 동작 방법을 제공한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다. 도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈을 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 수신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 파싱 모듈을 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈을 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 15는 본 발명의 다른 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈을 나타낸 도면이다.
도 16은 시그날 스페이스 디버시티(Signal Space Diversity, SSD)를 고려하지 않은 경우에 있어, 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리버들의 조합들을 도시한 도면이다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 블락 타임 인터리버와 대각 타임 인터리버의 컬럼-와이즈 쓰기(column-wise writing) 동작을 도시한 도면이다.
도 18은 시그날 스페이스 디버시티(Signal Space Diversity, SSD)를 고려하지 않은 경우에 있어, 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리버들의 조합 중 제 1 시나리오(S1)를 도시한 도면이다.
도 19는 시그날 스페이스 디버시티(Signal Space Diversity, SSD)를 고려하지 않은 경우에 있어, 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리버들의 조합 중 제 2 시나리오(S2)를 도시한 도면이다.
도 20은 시그날 스페이스 디버시티(Signal Space Diversity, SSD)를 고려하지 않은 경우에 있어, 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리버들의 조합 중 제 3 시나리오(S3)를 도시한 도면이다.
도 21은 시그날 스페이스 디버시티(Signal Space Diversity, SSD)를 고려하지 않은 경우에 있어, 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리버들의 조합 중 제 4 시나리오(S4)를 도시한 도면이다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 random generator의 구조를 나타낸 도면이다.
도 23은 본 발명의 다른 실시예에 따른 random generator를 나타낸다.
도 24는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 random generator를 나타낸다.
도 25은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리퀀시 인터리빙 과정을 나타낸 도면이다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리퀀시 디인터리빙 과정을 나타낸 개념도이다.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리퀀시 디인터리빙 과정을 나타낸 도면이다.
도 28는 본 발명의 일 실시예에 따른 디인터리빙 메모리 인덱스 생성 과정을 나타낸 도면이다.
도 29은 본 발명의 다른 실시예에 따른 프리퀀시 인터리빙 과정을 나타낸 도면이다.
도 30은 본 발명의 일 실시예에 따른 수퍼 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 31은 본 발명의 일 실시예에 따른 preamble insertion 블록을 나타낸 도면이다.
도 32는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블의 구조를 나타낸 도면이다.
도 33은 본 발명의 일 실시예에 따른 Preamble detector를 나타낸 도면이다.
도 34는 본 발명의 일 실시예에 따른 Correlation detector를 나타낸 도면이다.
도 35는 본 발명의 일 실시예에 따른 scrambling sequence를 사용한 결과를 나타낸 그래프를 도시한 도면이다.
도 36은 본 발명의 다른 실시예에 따른 scrambling sequence를 사용한 결과를 나타낸 그래프를 도시한 도면이다.
도 37은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 scrambling sequence를 사용한 결과를 나타낸 그래프를 도시한 도면이다.
도 38은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 scrambling sequence 를 사용한 결과를 나타낸 그래프를 도시한 도면이다.
도 39는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 scrambling sequence 를 사용한 결과를 나타낸 그래프를 도시한 도면이다.
도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른 시그널링 정보의 인터리빙 과정을 나타낸 도면이다.
도 41은 본 발명의 다른 실시예에 따른 시그널링 정보의 인터리빙 과정을 나타낸 도면이다.
도 42는 본 발명의 일 실시예에 따른 signaling decoder를 나타낸 도면이다.
도 43은 본 발명의 일 실시예에 따른 signaling decoder의 성능을 나타낸 그래프이다.
도 44는 도 31에서 설명한 preamble insertion 블록(7500)의 다른 실시예를 나타낸다.
도 45는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블 내 시그널링 데이터의 구조를 나타낸 도면이다.
도 46은 preamble 을 통해 전송되는 signaling data 의 처리과정의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 47은 시간 영역에서 반복되는 preamble 구조의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 48은 Preamble detector의 상세 블록도 및 Preamble detector 내의 correlation detector의 상세 블록도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 49는 본 발명의 다른 실시예에 따른 Preamble detector를 나타낸 도면이다.
도 50은 Preamble detector의 상세 블록도 및 Preamble detector 내의 signaling decoder의 상세 블록도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 51은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 시스템의 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 52은 본 발명의 일 실시예에 따른 DP를 나타낸 도면이다.
도 53은 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 1 DP를 나타낸 도면이다.
도 54는 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 2 DP를 나타낸 도면이다.
도 55은 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 3 DP를 나타낸 도면이다.
도 56은 본 발명의 일 실시예에 따른 RB를 나타낸 도면이다.
도 57는 본 발명의 일 실시예에 따른 RB의 프레임 매핑 과정을 나타낸 도면이다.
도 58은 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 1 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 59는 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 2 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 60는 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 3 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 61은 본 발명의 다른 실시예에 따른 타입 1 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 62은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 타입 1 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 63은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 타입 1 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 64는 본 발명의 다른 실시예에 따른 타입 2 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 65은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 타입 2 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 66은 본 발명의 다른 실시예에 따른 타입 3 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 67는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 타입 3 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 68은 본 발명의 일 실시예에 따른 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 69는 본 발명의 일 실시예에 따른 DP 개수에 따른 PLS의 비트 수를 도시한 그래프이다.
도 70는 본 발명의 일 실시예에 따른 DP의 디매핑 과정을 나타낸 도면이다.
도 71은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 FEC 인코딩 모듈에서 PLS 데이터를 LDPC 인코딩하기 위해 적용될 수 있는 3가지 타입의 마더 코드(Mother Code)의 예시 구조를 나타낸 도면이다.
도 72는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 LDPC 인코딩을 위해 사용되는 마더 코드 타입의 선택 및 쇼트닝(shortening) 양을 결정하는 과정을 나타내는 플로우 차트이다.
도 73은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 어댑테이션 패리티(Adaptation Parity) 인코딩 과정을 나타내는 도면이다.
도 74는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 FEC 인코딩 모듈로 입력되는 PLS 데이터를 LDPC 인코딩하기 전, 입력되는 PLS 데이터를 분할하는 페이로드 스플리팅(Payload Splitting) 방식을 나타내는 도면이다.
도 75은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)에서 PLS 리피티션(repetition)이 수행되어 프레임이 출력되는 과정을 나타낸 도면이다.
도 76은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 프레임 스트럭쳐를 나타낸 도면이다.
도 77는 본 발명의 또다른 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법의 플로우 차트이다.
도 78은 본 발명의 또다른 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법의 플로우 차트이다.
도 79는 본 발명의 다른 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈 및 동기화 & 복조 모듈을 도시한 도면이다.
도 80은 본 발명의 일 실시예에 따른 SP 가 담긴 CP(CP bearing SP) 및 SP 가 담기지 않은 CP(CP not bearing SP) 의 정의를 도시한 도면이다.
도 81은 본 발명의 일 실시예에 따른 레퍼런스 인덱스 테이블을 도시한 도면이다.
도 82는 포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블을 구성하는 개념도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 83은 포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블의 생성 방법의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 84는 포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블을 구성하는 개념도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 85는 포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블의 생성 방법의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 86은 포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #3 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블의 생성 방법의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 87은 패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블을 구성하는 개념도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 88는 패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블의 생성 방법의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 89는 패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블을 구성하는 개념도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 90은 본 발명의 일 실시예에 따른 리셉션 모드(reception mode)와 관련된 정보를 도시한 테이블을 나타낸다.
도 91은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호의 대역폭을 나타낸 도면이다.
도 92는 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 파라미터들을 나타낸 테이블이다.
도 93은 본 발명의 일 실시예에 따른 eBW를 최적화하기 위한 전송 파라미터들을 나타낸 테이블이다.
도 94는 본 발명의 다른 실시예에 따른 eBW를 최적화하기 위한 전송 파라미터들을 나타낸 테이블이다.
도 95는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 eBW를 최적화하기 위한 전송 파라미터들을 나타낸 테이블이다.
도 96은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전송 파라미터들을 나타낸 테이블이다.
도 97은 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 신호의 PSD (Power Spectral Density)를 나타내는 그래프이다.
도 98은 본 발명의 다른 실시예에 따른 리셉션 모드와 관련된 정보를 도시한 테이블을 나타낸다.
도 99는 본 발명의 일 실시예에 따른 맥시멈 채널 추정 범위와 가드 인터벌간의 관계를 나타낸 도면이다.
도 100은 본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿 파라미터를 정의한 테이블을 나타낸 도면이다.
도 101은 본 발명의 다른 실시예에 따른 파일럿 파라미터를 정의한 테이블을 나타낸 도면이다.
도 102는 본 발명의 일 실시예에 따른 SISO 파일럿 패턴을 나타낸 도면이다.
도 103은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIXO-1 파일럿 패턴을 나타낸 도면이다.
도 104는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIXO-2 파일럿 패턴을 나타낸 도면이다.
도 105는 본 발명의 일 실시 예에 따른 MIMO 인코딩 블락 다이어그램을 나타낸다.
도 106은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO encoding 방법을 도시한 도면이다.
도 107은 본 발명의 일 실시예에 따른 Non-uniform QAM 에 따른 I 또는 Q 측의 PAM grid 를 도시한 도면이다.
도 108은 본 발명의 일 실시예에 따른 Non-uniform 64 QAM에 매핑된 symbols 에 PH-eSM PI 를 적용하는 경우에 있어서, MIMO encoding 의 input/output 다이어그램을 도시한 도면이다.
도 109는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO encoding 방법의 performance 를 비교한 그래프이다.
도 110은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO encoding 방법의 performance 를 비교한 그래프이다.
도 111은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO encoding 방법의 performance 를 비교한 그래프이다.
도 112는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO encoding 방법의 performance 를 비교한 그래프이다.
도 113은 본 발명에 따른 QAM-16 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 114는 본 발명에 따른 NUQ-64 for 5/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 115는 본 발명에 따른 NUQ-64 for 6/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 116은 본 발명에 따른 NUQ-64 for 7/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 117은 본 발명에 따른 NUQ-64 for 8/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 118은 본 발명에 따른 NUQ-64 for 9/15 and 10/15 code rates 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 119는 본 발명에 따른 NUQ-64 for 11/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 120은 본 발명에 따른 NUQ-64 for 12/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 121은 본 발명에 따른 NUQ-64 for 13/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 122는 본 발명의 다른 실시예에 따른 null packet deletion 블록을 나타낸 도면이다.
도 123은 본 발명의 다른 실시예에 따른 null packet insertion 블록을 나타낸 도면이다.
도 124는 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet spreading 방법을 나타낸 도면이다.
도 125는 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet offset 방법을 나타낸 도면이다
도 126은 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet spreading 방법의 순서도를 나타낸 도면이다.
도 127은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크로부터 방송 서비스를 수신하는 것을 보여준다.
도 128는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크로부터 동시에 서비스되는 방송 서비스를 수신하는 것을 보여준다.
도 129은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 방송 서비스를 수신하는 모바일 방송 네트워크와 지상파 방송 네트워크의 커버리지를 보여준다.
도 130는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 방송 서비스를 스캔하는 것을 보여주는 흐름도이다.
도 131는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 방송 서비스를 선택에 관한 사용자 입력을 수신하여 방송 서비스를 수신하는 것을 보여주는 흐름도이다.
도 132은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 방송 서비스를 수신하지 못 하는 경우 표시하는 사용자 그래픽 인터페이스를 보여준다.
도 133은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 방송 서비스를 전환하는 것을 보여주는 흐름도이다.
도 134은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 서비스 리스트를 표시하는 것을 보여준다.
도 135는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치의 구성을 보여준다.
도 136은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 수신 장치의 구성을 보여준다.
도 137은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 수신 장치의 구성을 보여준다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
본 발명은 차세대 방송 서비스를 위한 방송 신호를 송수신 할 수 있는 장치 및 방법을 제공하기 위한 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스 및 UHDTV 서비스등을 포함하는 개념이다. 본 발명은 상술한 차세대 방송 서비스를 위한 방송 신호를 비MIMO(non-MIMO, Multi Input Multi Output) 방식 또는 MIMO 방식으로 처리하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 비MIMO 방식은 MISO (Multi Input Single Output), SISO (Single Input Single Output) 방식 등을 포함할 수 있다.
이하에서, MISO 또는 MIMO의 다중 안테나는 설명의 편의를 위해 2개의 안테나를 예로서 설명할 수 있으나, 이러한 본 발명의 설명은 2개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 인풋 포맷팅(Input formatting) 모듈(1000), 코딩 앤 모듈레이션 (coding & modulation) 모듈(1100), 프레임 스트럭쳐 (frame structure) 모듈(1200), 웨이브폼 제너레이션(waveform generation) 모듈(1300) 및 시그널링 제너레이션 (signaling generation) 모듈(1400)을 포함할 수 있다. 이하 각 모듈의 동작을 중심으로 설명한다.
도 1 에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 입력 신호로서 MPEG-TS 스트림, IP 스트림 (v4/v6) 그리고 GS (Generic stream)를 입력받을 수 있다. 또한 입력 신호를 구성하는 각 스트림의 구성에 관한 부가 정보(management information)를 입력받고, 입력받은 부가 정보를 참조하여 최종적인 피지컬 레이어 신호(physical layer signal)를 생성할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈(1000)은 입력된 스트림들을 코딩 (coding) 및 모듈레이션(modulation)을 수행하기 위한 기준 또는 서비스 및 서비스 컴포넌트 기준에 따라 나누어 복수의 로지컬 (logical) DP들 (또는 DP들 또는 DP 데이터)를 생성할 수 있다. DP는 피지컬 레이어 단의 로지컬 채널로서, 서비스 데이터 또는 관련 메타 데이터를 운반할 수 있으며, 적어도 하나 이상의 서비스 또는 적어도 하나 이상의 서비스 콤포넌트를 운반할 수 있다. 또한 DP를 통해 전송되는 데이터를 DP 데이터 라 호칭할 수 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈(1000)은 생성된 각각의 DP를 코딩 및 모듈레이션 을 수행하기 위해 필요한 블록 단위로 나누고, 전송효율을 높이거나 스케쥴링을 하기 위해 필요한 일련의 과정들을 수행할 수 있다. 구체적인 내용은 후술한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)은 인풋 포맷팅 모듈(1000)으로부터 입력받은 각각의 DP에 대해서 FEC(forward error correction) 인코딩 을 수행하여 전송채널에서 발생할 수 있는 에러를 수신단에서 수정할 수 있도록 한다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)은 FEC 출력의 비트 데이터를 심볼 데이터로 전환하고, 인터리빙을 수행하여 채널에 의한 버스트 에러(burst error)를 수정 할 수 있다. 또한 도 1에 도시된 바와 같이 두 개 이상의 전송 안테나(Tx antenna)를 통해 전송하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)은 처리한 데이터를 각 안테나로 출력하기 위한 데이터 통로 (또는 안테나 통로) 나누어 출력할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)은 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)에서 출력된 데이터를 신호 프레임(또는 프레임)에 매핑할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)은 인풋 포맷팅 모듈(1000)에서 출력된 스케쥴링 정보를 이용하여 매핑을 수행할 수 있으며, 추가적인 다이버시티 게인(diversity gain)을 얻기 위하여 신호 프레임 내의 데이터에 대하여 인터리빙 을 수행할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)은 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)에서 출력된 신호 프레임들을 최종적으로 전송할 수 있는 형태의 신호로 변환시킬 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)은 수신기에서 전송 시스템의 신호 프레임을 획득할 수 있도록 하기 위하여 프리앰블 시그널(또는 프리앰블)을 삽입하고, 전송채널을 추정하여 왜곡을 보상할 수 있도록 레퍼런스 신호(reference signal)를 삽입할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)은 다중 경로 수신에 따른 채널 딜레이 스프레드(channel delay spread)에 의한 영향을 상쇄시키기 위해서 가드 인터벌(guard interval)을 두고 해당 구간에 특정 시퀀스를 삽입할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)은 부가적으로 출력 신호의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)와 같은 신호특성을 고려하여 효율적인 전송에 필요한 과정을 수행할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 시그널링 제너레이션 모듈(1400)은 입력된 부가정보및 인풋 포맷팅 모듈(1000), 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100) 및 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)에서 발생된 정보를 이용하여 최종적인 시그널링 정보(physical layer signaling 정보, 이하 PLS 정보라 호칭)을 생성한다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치는 시그널링 정보를 복호화하여 수신된 신호를 디코딩할 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스 및 UHDTV 서비스등을 제공할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 서로 다른 서비스를 위한 신호들을 시간 영역에서 멀티플렉싱하여 전송할 수 있다.
도 2 내지 도 4는 도 1에서 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈(1000)의 실시예를 나타낸 도면이다. 이하 각 도면에 대해 설명한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다. 도 2는 인풋 신호가 싱글 인풋 스트림인 경우의 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸다.
도 2에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈은 모드 어댑테이션 모듈(2000)과 스트림 어댑테이션 모듈(2100)을 포함할 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이 모드 어댑테이션 모듈(2000)은 인풋 인터페이스(input interface) 블록(2010), CRC-8 인코더(CRC-8 encoder) 블록(2020) 및 BB 헤더 인설션(header insertion) 블록(2030)을 포함할 수 있다. 이하 각 블록에 대해 간략히 설명한다.
인풋 인터페이스 블록(2010)은 입력된 싱글 인풋 스트림을 추후 FEC(BCH/LDPC)를 수행하기 위한 BB(baseband) 프레임 길이 단위로 나눠서 출력할 수 있다.
CRC-8 인코더 블록(2020)은 각 BB 프레임의 데이터에 대해서 CRC 인코딩을 수행하여 리던던시(redundancy) 데이터를 추가할 수 있다.
이후, BB 헤더 인설션 블록(2030)은 모드 어댑테이션 타입(Mode Adaptation Type (TS/GS/IP)), 유저 패킷 길이(User Packet Length), 데이터 필드 길이(Data Field Length), 유저 패킷 싱크 바이트(User Packet Sync Byte), 데이터 필드 내의 유저 패킷 싱크 바이트의 스타트 어드레스(Start Address), 하이 이피션시 모드 인디케이터(High Efficiency Mode Indicator), 인풋 스트림 싱크로나이제이션 필드(Input Stream Synchronization Field) 등 정보를 포함하는 헤더를 BB 프레임에 삽입할 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 스트림 어댑테이션 모듈(2100)은 패딩 인설션(Padding insertion) 블록(2110) 및 BB 스크램블러(BB scrambler) 블록(2120)을 포함할 수 있다. 이하 각 블록에 대해 간략히 설명한다.
패딩 인설션 블록(2110)은 모드 어댑테이션 모듈(2000)로부터 입력받은 데이터가 FEC 인코딩에 필요한 입력 데이터 길이보다 작은 경우, 패딩 비트를 삽입하여 필요한 입력 데이터 길이를 가지도록 출력할 수 있다.
BB 스크램블러 블록(2120)은 입력된 비트 스트림에 대해 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)을 이용하여 XOR을 수행하여 랜더마이즈 할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 인풋 포맷팅 모듈은 최종적으로 DP를 코딩 앤 모듈레이션 모듈로 출력할 수 있다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다. 도 3은 인풋 신호가 멀티플 인풋 스트림들인 경우의 인풋 포맷팅 모듈의 모드 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
멀티플 인풋 스트림들을 처리하기 위한 인풋 포맷팅 모듈의 모드 어댑테이션 모듈은 각 인풋 스트림을 독립적으로 처리할 수 있다.
도 3에 도시된 바와 같이, 멀티플 인풋 스트림들을 각각 처리 하기 위한 모드 어댑테이션 모듈(3000)은 인풋 인터페이스(input interface) 블록, 인풋 스트림 싱크로나이저(input stream synchronizer) 블록, 컴펀세이팅 딜레이(compensating delay) 블록, 널 패킷 딜리션(null packet deletion) 블록, CRC-8 인코더(CRC-8 encoder) 블록 및 BB 해더 인설션(BB header insertion) 블록을 포함할 수 있다. 이하 각 블록에 대해 간략히 설명한다.
인풋 인터페이스 블록, CRC-8 인코더 블록 및 BB 해더 인설션 블록의 동작들은 도 2에서 설명한 바와 같으므로 생략한다.
인풋 스트림 싱크로나이저 블록(3100)은 ISCR(Input Stream Clock Reference) 정보를 전송하여, 수신단에서 TS 혹은 GS 스트림을 복원하는데 필요한 타이밍 정보를 삽입할 수 있다.
컴펀세이팅 딜레이 블록(3200)은 인풋 스트림 싱크로나이저 블록에 의해 발생된 타이밍 정보와 함께 송신 장치의 데이터 프로세싱에 따른 DP들간 딜레이가 발생한 경우, 수신 장치에서 동기를 맞출 수 있도록 입력 데이터를 지연시켜서 출력할 수 있다.
널 패킷 딜리션 블록(3300)은 불필요하게 전송될 입력 널 패킷을 제거하고, 제거된 위치에 따라 제거된 널 패킷의 개수를 삽입하여 전송할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 4는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 인풋 포맷팅 모듈을 나타낸 도면이다.
구체적으로 도 4는 인풋 신호가 멀티플 인풋 스트림인 경우의 인풋 포맷팅 모듈의 스트림 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 멀티플 인풋 스트림인 경우의 인풋 포맷팅 모듈의 스트림 어댑테이션 모듈은 스케쥴러(scheduler)(4000), 1-프레임 딜레이(1-frame delay) 블록(4100), 인밴드 시그널링 또는 패딩 인설션(In-band signaling or padding insertion) 블록(4200), PLS 생성(PLS, physical layer signaling, generation) 블록(4300) 및 BB 스크램블러(BB scrambler) 블록(4400)을 포함할 수 있다. 이하 각 블록의 동작에 대해 설명한다.
스케쥴러 (4000)는 듀얼 극성(dual polarity)을 포함한 다중 안테나를 사용하는 MIMO 시스템을 위한 스케쥴링 을 수행할 수 있다. 또한 스케쥴러 (4000)는 도 1에서 설명한 코딩 앤 모듈레이션 모듈 내의 비트 투 셀 디먹스(bit to cell demux) 블록, 셀 인터리버(cell interleaver) 블록, 타임 인터리버(time interleaver) 블록등 각 안테나 경로를 위한 신호 처리 블록들에 사용될 파라미터들을 발생시킬 수 있다.
1-프레임 딜레이 블록(4100)은 DP 내에 삽입될 인밴드 시그널링등을 위해서 다음 프레임 에 대한 스케쥴링 정보가 현재 프레임에 전송될 수 있도록 입력 데이터를 하나의 신호 프레임만큼 지연시킬 수 있다.
인밴드 시그널링 또는 패딩 인설션 블록(4200)은 한 개의 신호 프레임만큼 지연된 데이터에 지연되지 않은 PLS-다이나믹 시그널링(dynamic signaling) 정보를 삽입할 수 있다. 이 경우, 인밴드 시그널링 또는 패딩 인설션 블록(4200)은 패딩을 위한 공간이 있는 경우에 패딩 비트를 삽입하거나, 인밴드 시그널링 정보를 패딩 공간에 삽입할 수 있다. 또한, 스케쥴러(4000)는 인밴드 시그널링과 별개로 현재 프레임에 대한 PLS-다이나믹 시그널링 정보를 출력할 수 있다. 따라서 후술할 셀 맵퍼는 스케쥴러 (4000)에서 출력한 스케쥴링 정보에 따라 입력 셀들을 매핑 할 수 있다.
PLS 생성 블록(4300)은 인밴드 시그널링을 제외하고 신호 프레임의 프리앰블 심볼(preamble symbol)이나 스프레딩 되어 데이터 심볼 등에 전송될 PLS 데이터 (또는 PLS)를 생성할 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS 데이터 는 시그널링 정보로 호칭할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 PLS 데이터는 PLS-프리 정보와 PLS-포스트 정보로 분리될 수 있다. PLS-프리 정보는 방송 신호 수신 장치가 PLS-포스트 정보를 디코딩하는데 필요한 파라미터들과 스태틱(static) PLS 시그널링 정보 를 포함할 수 있으며, PLS-포스트 정보는 방송 신호 수신 장치가 DP 를 디코딩하는데 필요한 파라미터를 포함할 수 있다. 상술한 DP를 디코딩하는데 필요한 파라미터는 다시 스태틱 PLS 시그널링 정보 및 다이나믹 PLS 시그널링 정보로 분리될 수 있다. 스태틱 PLS 시그널링 정보 는 수퍼 프레임에 포함된 모든 프레임에 공통적으로 적용될 수 있는 파라미터로 수퍼 프레임 단위로 변경될 수 있다. 다이나믹 PLS 시그널링 정보는 수퍼 프레임에 포함된 프레임마다 다르게 적용될 수 있는 파라미터로, 프레임 단위로 변경될 수 있다. 따라서 수신 장치는 PLS-프리 정보를 디코딩하여 PLS-포스트 정보를 획득하고, PLS-포스트 정보를 디코딩하여 원하는 DP를 디코딩할 수 있다.
BB 스크램블러 블록(4400)은 최종적으로 웨이브폼 제너레이션 블록 의 출력 신호의 PAPR 값이 낮아지도록 PRBS를 발생시켜서 입력 비트열과 XOR시켜서 출력할 수 있다. 도 4에 도시된 바와 같이 BB 스크램블러 블록(4400)의 스크램블링은 DP와 PLS 모두에 대해 적용될 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 4에 도시된 바와 같이, 스트림 어댑테이션 모듈은 최종적으로 각 data pipe를 코딩 앤 모듈레이션 모듈로 출력할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 5의 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 도 1에서 설명한 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)의 일 실시예에 해당한다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스 및 UHDTV 서비스등을 제공할 수 있다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치가 제공하고자 하는 서비스의 특성에 따라 QoS (quality of service)가 다르기 때문에 각 서비스에 대응하는 데이터가 처리되는 방식이 달라져야 한다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 입력된 DP들에 대하여 각각의 경로별로 SISO, MISO와 MIMO 방식을 독립적으로 적용하여 처리할 수 있다. 결과적으로 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치는 각 DP를 통해 전송하는 서비스나 서비스 콤포넌트 별로 QoS를 조절할 수 있다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 SISO 방식을 위한 제 1 블록(5000), MISO 방식을 위한 제 2 블록(5100), MIMO 방식을 위한 제 3 블록(5200) 및 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(5300)을 포함할 수 있다. 도 5에 도시된 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 일 실시예에 불과하며 설계자의 의도에 따라 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 제 1 블록(5000) 및 제 4 블록(5300)만을 포함할 수도 있고, 제 2 블록(5100) 및 제 4 블록(5300)만을 포함할 수도 있고, 제 3 블록(5200) 및 제 4 블록(5300)만을 포함할 수도 있다. 즉 설계자의 의도에 따라 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 각 DP를 동일하게 또는 다르게 처리하기 위한 블록들을 포함할 수 있다.
이하 각 블록에 대해 설명한다.
제 1 블록(5000)은 입력된 DP를 SISO 처리하기 위한 블록으로 FEC 인코더(FEC encoder) 블록(5010), 비트 인터리버(bit interleaver) 블록(5020), 비트 투 셀 디먹스(bit to cell demux) 블록(5030), 컨스텔레이션 맵퍼(constellation mapper) 블록(5040), 셀 인터리버(cell interleaver) 블록(5050) 및 타임 인터리버(time interleaver) 블록(5060)을 포함할 수 있다.
FEC 인코더 블록(5010)은 입력된 DP에 대하여 BCH 인코딩과 LDPC 인코딩을 수행하여 리던던시를 추가하고, 전송채널상의 오류를 수신단에서 정정하여 FEC 블록을 출력할 수 있다.
비트 인터리버 블록(5020)은 FEC 인코딩이 수행된 데이터의 비트열을 인터리빙 룰(rule)에 의해서 인터리빙하여 전송채널 중에 발생할 수 있는 버스트 에러 에 대해 강인성을 갖도록 처리할 수 있다. 따라서 QAM 심볼에 ?? 페이딩(deep fading) 혹은 이레이져(erasure)가 가해진 경우, 각 QAM 심볼에는 인터리빙된 비트들이 매핑되어 있으므로 전체 코드워드 비트들 중에서 연속된 비트들에 오류가 발생하는 것을 막을 수 있다.
비트 투 셀 디먹스 블록(5030)은 입력된 비트열의 순서와 컨스텔레이션 매핑 룰을 모두 고려하여 FEC 블록내 각 비트들이 적절한 강인성(robustness)를 갖고 전송될 수 있도록 입력 비트열의 순서를 결정하여 출력할 수 있다.
또한, 비트 인터리버 블 5020은 FEC 인코더 블 5010 과 컨스텔레이션 맵퍼 블록 5040 사이에 위치하며, 수신단의 LDPC 디코을 고려하여, FEC 인코더 블록 5010 에서 수행한 LDPC인코딩의 출력 비트를 컨스텔레이션 맵퍼 블록의 서로 다른 신뢰성(reliability) 및 최적의 값을 갖는 비트 포지션(bit position)과 연결시키는 역할을 수행할 수 있다. 따라서 비트 투 셀 디먹스 블록(5030)은 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해 대체 될 수 있다.
컨스텔레이션 맵퍼 블록(5040)은 입력된 비트 워드를 하나의 컨스텔레이션에 매핑할 수 있다. 이 경우 컨스텔레이션 맵퍼 블록은 추가적으로 로테이션 앤 Q-딜레이(rotation & Q-delay)를 수행할 수 있다. 즉, 컨스텔레이션 맵퍼 블록은 입력된 컨스텔레이션들을 로테이션 각도(rotation angle)에 따라 로테이션 시킨 후에 I(In-phase) 성분과 Q(Quadrature-phase) 성분으로 나눈 후에 Q 성분만을 임의의 값으로 딜레이시킬 수 있다. 이후 페어로 된 I 성분과 Q 성분을 이용해서 새로운 컨스텔레이션으로 재매핑할 수 있다. 또한 컨스텔레이션 맵퍼 블록(5040)은 최적의 컨스텔레이션 포인트들을 찾기 위하여 2차원 평면상의 컨스텔레이션 포인트들을 움직이는 동작을 수행할 수 있다. 이 과정을 통해 코딩 앤 모듈레이션 모듈(1100)의 용량(capacity)은 최적화 될 수 있다. 또한, 컨스텔레이션 맵퍼 블록(5040)은 IQ 밸런스드 컨스텔레이션 포인트들(IQ-balanced constellation points)과 로테이션 방식을 이용하여 상술한 동작을 수행할 수 있다. 또한, 컨스텔레이션 맵퍼 블록(5040)은 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해 대체될 수 있다.
셀 인터리버 블록(5050)은 한 개의 FEC 블록에 해당하는 셀들을 랜덤 하게 섞어서 출력하여, 각 FEC 블록에 해당하는 셀들이 각 FEC 블록마다 서로 다른 순서로 출력할 수 있다.
타임 인터리버 블록(5060)은 여러 개의 FEC 블록에 속하는 cell들을 서로 섞어서 출력할 수 있다. 따라서 각 FEC 블록의 셀들은 타임 인터리빙 뎁스(depth)만큼의 구간내에 분산되어 전송되므로 다이버시티 게인을 획득할 수 있다.
제 2 블록(5100)은 입력된 DP를 MISO 처리하기 위한 블록으로 도 5에 도시된 바와 같이 제 1 블록(5000)과 동일하게 FEC 인코더 블록, 비트 인터리버 블록, 비트 투 셀 디먹스 블록, 컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록 및 타임 인터리버 블록을 포함할 수 있으나, MISO 프로세싱(processing) 블록(5110)을 더 포함한다는 점에서 차이가 있다. 제 2 블록(5100)은 제 1 블록(5000)과 마찬가지로 입력부터 타임 인터리버까지 동일한 역할의 과정을 수행하므로, 동일한 블록들에 대한 설명은 생략한다.
MISO 프로세싱 블록(5110)은 입력된 일련의 셀들에 대해서 전송 다이버시티(transmit diversity)를 주는 MISO 인코딩 매트릭스 에 따라 인코딩을 수행하고, MISO 프로세싱된 데이터를 두 개의 경로들을 통해 출력할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 MISO 프로세싱은 OSTBC(orthogonal space time block coding)/OSFBC (orthogonal space frequency block coding, 일명 Alamouti coding)을 포함할 수 있다.
제 3 블록(5200)은 입력된 DP를 MIMO 처리하기 위한 블록으로 도 5에 도시된 바와 같이 제 2 블록(5100)과 동일하게 FEC 인코더 블록, 비트 인터리버 블록, 비트 투 셀 디먹스 블록, 컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록 및 타임 인터리버 블록을 포함할 수 있으나, MIMO 프로세싱 블록(5220)을 포함한다는 점에서 데이터 처리 과정의 차이가 있다.
즉, 제 3 블록(5200)의 경우, FEC 인코더 블록 및 비트 인터리버 블록은 제 1 및 2 블록(5000, 5100)과 구체적인 기능은 다르지만 기본적인 역할은 동일하다.
비트 투 셀 디먹스 블록(5210)은 MIMO 프로세싱의 입력 개수와 동일한 개수의 출력 비트열을 생성하여 MIMO 프로세싱을 위한 MIMO path를 통해 출력할 수 있다. 이 경우, 비트 투 셀 디먹스 블록(5210)은 LDPC와 MIMO 프로세싱의 특성을 고려하여 수신단의 디코딩 성능을 최적화하도록 설계될 수 있다.
컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록, 타임 인터리버 블록 역시 구체적인 기능은 다를 수 있지만 기본적인 역할은 제 1 및 2 블록(5000, 5100)에서 설명한 바와 동일하다. 또한 도 5에 도시된 바와 같이, 컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록, 타임 인터리버 블록들은 비트 투 셀 디먹스블록에서 출력된 출력 비트열을 처리하기 위하여, MIMO 프로세싱을 위한 MIMO 경로들의 개수만큼 존재할 수 있다. 이 경우, 컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록, 타임 인터리버 블록들은 각 경로를 통해 입력되는 데이터들에 대하여 각각 동일하게 동작하거나 혹은 독립적으로 동작할 수 있다.
MIMO 프로세싱 블록(5220)은 입력된 두 개의 입력 셀들에 대해서 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 MIMO 프로세싱을 수행하고 MIMO 프로세싱된 데이터를 두 개의 경로들을 통해 출력할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 인코딩 매트릭스는 SM 매트릭스(spatial multiplexing), 골든 코드(Golden code), 풀-레이트 풀 다이버시티 코드(Full-rate full diversity code), 리니어 디스펄션 코드(Linear dispersion code) 등을 포함할 수 있다.
제 4 블록(5300)은 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 블록으로, SISO 또는 MISO 프로세싱을 수행할 수 있다.
제 4 블록(5300)에 포함된 비트 인터리버 블록, 비트 투 셀 디먹스 블록, 컨스텔레이션 맵퍼 블록, 셀 인터리버 블록, 타임 인터리버 블록 및 MISO 프로세싱 블록 등은 상술한 제 2 블록(5100)에 포함된 블록들과 구체적인 기능은 다를 수 있지만 기본적인 역할은 동일하다.
제 4 블록(5300)에 포함된 FEC 인코더(Shortened/punctured FEC encoder) 블록(5310)은 입력 데이터의 길이가 FEC 인코딩을 수행하는데 필요한 길이보다 짧은 경우를 대비한 PLS 경로를 위한 FEC 인코딩 방식을 사용하여 PLS 데이터를 처리할 수 있다. 구체적으로, FEC 인코더 블록(5310)은 입력 비트열에 대해서 BCH 인코딩을 수행하고, 이후 노멀 LDPC 인코딩에 필요한 입력 비트열의 길이만큼 제로 패딩(zero padding)을 수행 하고, LDPC 인코딩을 한 후에 패딩된 제로들을 제거하여 이펙티브 코드 레이트(effective code rate)가 DP와 같거나 DP보다 낮도록 패리티 비트(parity bit)를 펑처링(puncturing)할 수 있다.
상술한 제 1 블록(5000) 내지 제 4 블록(5300)에 포함된 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 5에 도시된 바와 같이, 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 최종적으로 각 경로별로 처리된 DP, PLS-프리 정보, PLS-포스트 정보를 프레임 스트럭쳐 모듈로 출력할 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈을 나타낸 도면이다.
도 6에 도시된 프레임 스트럭쳐 모듈은 도 1에서 설명한 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)의 일 실시예에 해당한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 블록은 적어도 하나 이상의 셀 맵퍼(cell-mapper)(6000), 적어도 하나 이상의 딜레이 보상 (delay compensation) 모듈(6100) 및 적어도 하나 이상의 블록 인터리버(block interleaver)(6200)을 포함할 수 있다. 셀 맵퍼 (6000), 딜레이 보상 모듈(6100) 및 블록 인터리버 (6200)의 개수는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다. 이하 각 모듈의 동작을 중심으로 설명한다.
셀 맵퍼(6000)는 코딩 앤 모듈레이션 모듈로부터 출력된 SISO 또는 MISO 또는 MIMO 처리된 DP에 대응하는 셀들, DP간 공통으로 적용될 수 있는 커먼 데이터(common data)에 대응하는 셀들, PLS-프리/포스트 정보에 대응하는 셀들을 스케쥴링 정보에 따라 신호 프레임에 할당(또는 배치) 할 수 있다. 커먼 데이터는 전부 또는 일부의 DP들간에 공통으로 적용될 수 있는 시그널링 정보를 의미하며, 특정 DP를 통해 전송될 수 있다. 커먼 데이터를 전송하는 DP를 common DP라 호칭할 수 있으며 이는 설계자의 의도에 따라 변경가능하다.
본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치가 2개의 출력 안테나를 사용하고, 상술한 MISO 프로세싱에서 알라모우티 코딩(Alamouti coding)을 사용하는 경우, 알라모우티 인코딩에 의한 오소고널리티(orthogonality)를 유지하기 위해서 셀 맵퍼(6000)는 페어 와이즈 셀 매핑(pair-wise cell mapping)을 수행할 수 있다. 즉, 셀 맵퍼(6000)는 입력 셀들에 대해서 연속된 두 개의 셀들을 하나의 단위로 처리하여 신호 프레임에 매핑할 수 있다. 따라서 각 안테나의 출력 경로에 해당하는 입력 경로 내의 페어로 된 셀들은 신호 프레임 내 서로 인접한 위치에 할당될 수 있다.
딜레이 보상 블록(6100)은 다음 신호 프레임에 대한 입력 PLS 데이터 셀을 한 신호 프레임 만큼 딜레이하여 현재 신호 프레임에 해당하는 PLS 데이터를 획득할 수 있다. 이 경우, 현재 신호 프레임의 PLS 데이터 는 현재 신호 프레임내의 프리앰블 영역을 통해 전송될 수 있으며, 다음 신호 프레임에 대한 PLS 데이터는 현재 신호 프레임내의 프리앰블 영역 또는 현재 신호 프레임의 각 DP내의 인밴드 시그널링을 통해서 전송될 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
블록 인터리버(6200)는 신호 프레임의 단위가 되는 전송 블록내의 셀들을 인터리빙함으로써 추가적인 다이버시티 게인을 획득할 수 있다. 또한 블록 인터리버(6200)는 상술한 페어 와이즈 셀 매핑이 수행된 경우, 입력 셀들에 대해서 연속된 두 개의 셀들을 하나의 단위로 처리하여 인터리빙을 수행할 수 있다. 따라서 블록 인터리버(6200)에서 출력 되는 셀들은 동일한 두 개의 연속된 cell들이 될 수 있다.
페어 와이즈 매핑 및 페어 와이즈 인터리빙이 수행되는 경우, 적어도 하나 이상의 셀 맵퍼와 적어도 하나 이상의 블록 인터리버는 각각의 경로를 통해 입력되는 데이터에 대해서 동일하게 동작하거나 혹은 독립적으로 동작할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 6에 도시된 바와 같이, 프래임 스트럭쳐 모듈은 적어도 하나 이상의 신호 프레임을 웨이브폼 제너레이션 모듈로 출력할 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 7에 도시된 웨이브폼 제너레이션 모듈은 도 1에서 설명한 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)의 일 실시예에 해당한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈은 도 6에서 설명한 프레임 스트럭쳐 모듈에서 출력된 신호 프레임들을 입력받고 출력하기 위한 안테나의 개수만큼 신호 프레임들을 변조하여 전송할 수 있다.
구체적으로 도 7에 도시된 웨이브폼 제너레이션 모듈은 m 개의 Tx 안테나를 사용하는 송신 장치의 웨이브폼 제너레이션 모듈의 실시예로서, m개의 경로만큼 입력된 프레임을 변조하여 출력하기 위한 m개의 처리 블록들을 포함할 수 있다. m개의 처리 블록들은 모두 동일한 처리 과정을 수행할 수 있다. 이하에서는 m개의 처리 블록 중 첫번째 처리 블록(7000)의 동작을 중심으로 설명한다.
첫번째 처리 블록(7000)은 레퍼런스 시그널 인설션 앤 PAPR 리덕션(reference signal insertion & PAPR reduction) 블록(7100), 인버스 웨이브폼 트랜스폼 (Inverse waveform transform) 블록(7200), PAPR 리덕션 (PAPR reduction in time) 블록(7300), 가드 시퀀스 인설션 (Guard sequence insertion) 블록(7400), 프리앰블 인설션 (preamble insertion) 블록(7500), 웨이브폼 프로세싱 (waveform processing) 블록(7600), 타 시스템 인설션 (other system insertion) 블록(7700) 및 DAC (Digital Analog Conveter) 블록(7800)을 포함할 수 있다.
레퍼런스 시그널 인설션 앤 PAPR 리덕션 블록(7100)은 각 신호 블록마다 정해진 위치에 레퍼런스 신호들을 삽입하고,타임 도메인에서의 PAPR 값을 낮추기 위해서 PAPR 리덕션 스킴(reduction scheme)을 적용할 수 있다다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 OFDM 시스템인 경우, 레퍼런스 시그널 인설션 앤 PAPR 리덕션 블록(7100)은 액티브 서브 케리어들의 일부를 사용하지 않고 보존(reserve)하는 방법을 사용할 수 있다. 또한 레퍼런스 시그널 인설션 앤 PAPR 리덕션 블록(7100)은 방송 송수신 시스템에 따라 PAPR 리덕션 스킴을 추가 특징으로서 사용하지 않을 수도 있다.
인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록(7200)은 전송채널의 특성과 시스템 구조를 고려하여 전송효율 및 유연성(flexibility)이 향상되는 방식으로 입력 신호를 트팬스폼하여 출력할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 OFDM 시스템의 경우 인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록(7200)은 인버스 FFT 오퍼레이션(Inverse FFT operation)을 사용하여 주파수 영역의 신호를 시간 영역으로 변환하는 방식을 사용할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 싱글 캐리어 시스템인 경우, 인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록은 웨이브폼 제너레이션 모듈 내에서 사용되지 않을 수도 있다.
PAPR 리덕션 블록(7300)은 입력된 신호에 대해서 시간영역에서 PAPR를 낮추기 위한 방법을 적용할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 OFDM 시스템의 경우, PAPR 리덕션 블록(7300)은 간단하게 피크 앰플리튜드(peak amplitude)를 클리핑(clipping)하는 방법을 사용할 수도 있다. 또한 PAPR 리덕션 블록(7300)은 추가 특징으로 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템에 따라 사용되지 않을 수도 있다.
가드 시퀀스 인설션 블록(7400)은 전송채널의 딜레이 스프레드(delay spread)에 의한 영향을 최소화하기 위해서 인접한 신호 블록간에 가드 인터벌을 두고, 필요한 경우 특정 시퀀스를 삽입할 수 있다. 따라서 수신 장치는 동기화나 채널추정을 용이하게 수행할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 OFDM 시스템의 경우, 가드 시퀀스 인설션블록(7400)은 OFDM 심볼의 가드 인터벌 구간에 사이클릭 프레픽스(cyclic prefix)를 삽입할 수도 있다.
프리앰블 인설션 블록(7500)은 수신 장치가 타겟팅하는 시스템 신호를 빠르고 효율적으로 디텍팅할 수 있도록 송수신 장치간 약속된 노운 타입(known type)의 신호(프리앰블 또는 프리앰블 심볼)을 전송 신호에 삽입할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 OFDM 시스템의 경우, 프리앰블 인설션 블록(7500)은 여러 개의 OFDM 심볼들로 구성된 신호 프레임을 정의하고, 매 신호 프레임의 시작 부분에 프리앰블을 삽입할 수 있다. 따라서, 프리앰블은 기본 PSL 데이터를 운반할 수 있으며, 각 신호 프레임의 시작 부분에 위치할 수 있다.
웨이브폼 프로세싱 블록(7600)은 입력 베이스밴드 신호에 대해서 채널의 전송특성에 맞도록 웨이브폼 프로세싱 을 수행할 수 있다. 웨이브폼 프로세싱 블록(7600)은 일 실시예로서 전송신호의 아웃 오브 밴드 에미션(out-of-band emission)의 기준을 얻기 위해 SRRC 필터링(square-root-raised cosine filtering)을 수행하는 방식을 사용할 수도 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 멀티 캐리어 시스템인 경우, 웨이브폼 프로세싱 블록(7600)은 사용되지 않을 수도 있다.
타 시스템 인설션 블록(7700)은 동일한 RF 신호 대역폭 내에 서로 다른 두 개 이상의 방송 서비스를 제공하는 방송 송수신 시스템의 데이터를 함께 전송할 수 있도록 복수의 방송 송수신 시스템의 신호들을 시간 영역에서 멀티플렉싱할 수 있다. 이 경우 서로 다른 두 개 이상의 시스템이란 서로 다른 방송 서비스를 전송하는 시스템을 의미한다. 서로 다른 방송 서비스는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스 등을 의미할 수 있다. 또한 각 방송 서비스와 관련된 데이터는 서로 다른 프레임을 통해 전송될 수 있다.
DAC 블록(7800)은 입력 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하여 출력할 수 있다. DAC 블록(7800)에서 출력된 신호는 m 개의 출력 안테나를 통해 전송될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 안테나는 수직 (vertical) 또는 수평(horizontal) 극성(polarity)을 가질 수 있다.
또한 상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 수신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 수신 장치는 도 1에서 설명한 차세대 방송 서비스를 위한 송신 장치에 대응될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 서비스를 위한 수신 장치는 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 (synchronization & demodulation) 모듈(8000), 프레임 파싱 (frame parsing) 모듈(8100), 디매핑 앤 디코딩 (demapping & decoding) 모듈(8200), 아웃풋 프로세서 (output processor) (8300) 및 시그널링 디코딩 (signaling decoding) 모듈(8400)을 포함할 수 있다. 이하 각 모듈의 동작을 중심으로 설명한다.
싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈(8000)은 블록은 m개의 수신 안테나를 통해 입력 신호를 수신하고, 수신 장치에 대응하는 시스템에 대한 신호의 디텍팅 과 싱크로나이제이션(synchronization)을 수행하고, 송신단에서 수행한 방식의 역과정에 해당하는 디모듈레이션(demodulation)을 수행할 수 있다.
프레임 파싱 모듈(8100)은 입력된 신호 프레임을 파싱 하고 사용자가 선택한 서비스를 전송하는 데이터를 추출 할 수 있다. 프레임 파싱 모듈(8100)은 송신 장치에서 인터리빙을 수행한 경우, 이에 대한 역과정으로서 디인터리빙을 수행할 수 있다. 이 경우, 추출해야 할 신호 및 데이터의 위치는 시그널링 디코딩 모듈(8400)에서 출력된 데이터를 디코딩하여 송신 장치에서 수행한 스케쥴링 정보 등을 복원하여 획득할수 있다.
디매핑 앤 디코딩 모듈(8200)은 입력 신호를 비트 도메인의 데이터로 변환한 이후에 필요한 경우에 디인터리빙 과정을 수행할 수 있다. 디매핑 앤 디코딩 모듈(8200)은 전송 효율을 위해 적용된 매핑에 대해 디매핑을 수행하고, 전송채널 중에 발생된 에러에 대해서 디코딩을 통해 에러 정정을 수행할 수 있다. 이 경우, 디매핑 앤 디코딩 모듈(8200)은 시그널링 디코딩모듈(8400)에서 출력된 데이터를 디코딩하여 디매핑과 디코딩에 필요한 전송 파라미터들을 획득할 수 있다.
아웃풋 프로세서 (8300)는 송신 장치에서 전송효율을 높이기 위해 적용한 다양한 압축/신호처리 과정의 역과정을 수행할 수 있다. 이 경우, 아웃풋 프로세서 (8300)는 시그널링 디코딩 모듈(8400)에서 출력된 데이터로부터 필요한 제어 정보를 획득할 수 있다. 아웃풋 프로세서 (8300)의 최종 출력은 송신 장치에 입력된 신호에 해당하며, MPEG-TS, IP 스트림 (v4 or v6) 및 GS(generic stream)가 될 수 있다.
시그널링 디코딩 모듈(8400)은 디모듈레이팅된 신호로부터 PLS 정보을 획득할 수 있다. 상술한 바와 같이, 프레임 파싱 모듈(8100), 디매핑 앤 디코딩 모듈(8200) 및 아웃풋 프로세서 (8300)는 시그널링 디코딩 모듈(8400)에서 출력된 데이터를 이용하여 해당 모듈의 기능을 수행할 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 9에 도시된 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈은 도 8에서 설명한 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈의 일 실시예에 해당한다. 또한 도 9에 도시된 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈은 도 7에서 설명한 웨이브폼 제너레이션 모듈의 역동작을 수행할 수 있다.
도 9에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈은 m 개의 Rx 안테나를 사용하는 수신 장치의 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈의 실시예로서, m개의 경로만큼 입력된 신호를 복조하여 출력하기 위한 m개의 처리 블록들을 포함할 수 있다. m개의 처리 블록들은 모두 동일한 처리 과정을 수행할 수 있다. 이하에서는 m개의 처리 블록 중 첫번째 처리 블록(9000)의 동작을 중심으로 설명한다.
첫번째 처리 블록(9000)은 튜너 (tuner) (9100), ADC 블록(9200), 프리앰블 디텍터 (preamble dectector) (9300), 가드 시퀀스 디텍터 (guard sequence detector) (9400), 웨이브폼 트랜스폼 (waveform transmform) 블록(9500), 타임/프리퀀시 싱크 (Time/freq sync) 블록(9600), 레퍼런스 신호 디텍터 (Reference signal detector) (9700), 채널 이퀄라이저 (Channel equalizer) (9800) 및 인버스 웨이브폼 트랜스폼 (Inverse waveform transform) 블록(9900)을 포함할 수 있다.
튜너(9100)는 원하는 주파수 대역을 선택하고 수신한 신호의 크기를 보상하여 AD C 블록(9200)으로 출력할 수 있다.
ADC 블록(9200)은 튜너(9100)에서 출력된 신호를 디지털 신호로 변환할 수 있다.
프리앰블 디텍터 (9300)는 디지털 신호에 대해 수신 장치에 대응하는 시스템 의 신호인지 여부를 확인하기 위하여 프리앰블(또는 프리앰블 신호 또는 프리앰블 심볼)을 디텍팅 할 수 있다. 이 경우, 프리앰블 디텍터 (9300)는 프리엠블을 통해 수신되는 기본적인 전송 파라미터들을 복호할 수 있다.
가드 시퀀스 디텍터 (9400)는 디지털 신호 내의 가드 시퀀스를 디텍팅할 수 있다. 타임/프리퀀시 싱크 블록(9600)은 디텍팅된 가드 시쿼스를 이용하여 타임/프리퀀시 싱크로나이제이션(synchronization)을 수행할 수 있으며, 채널 이퀄라이저 (9800)는 디텍팅된 가드 시퀀스를 이용하여 수신/복원된 시퀀스를 통해서 채널을 추정할 수 있다.
웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)은 송신측에서 인버스 웨이브폼 트랜스폼이 수행되었을 경우 이에 대한 역변환 과정을 수행할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 멀티 캐리어 시스템인 경우, 웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)은 FFT 변환과정을 수행할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 싱글 캐리어 시스템인 경우, 수신된 시간영역의 신호가 주파수 영역에서 처리하기 위해서 사용되거나, 시간영역에서 모두 처리되는 경우, 웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)은 사용되지 않을 수 있다.
타임/프리퀀시 싱크 블록(9600)은 프리앰블 디텍터 (9300), 가드 시퀀스 디텍터 (9400), 레퍼런스 신호 디텍터 (9700)의 출력 데이터를 수신하고, 검출된 신호에 대해서 가드 시퀀스 디텍션 (guard sequence detection), 블록 윈도우 포지셔닝 (block window positioning)을 포함하는 시간 동기화 및 캐리어 주파수 동기화를 수행할 수 있다. 이때, 주파수 동기화를 위해서 타임/프리퀀시 싱크 블록(9600)은 웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)의 출력 신호를 피드백하여 사용할 수 있다.
레퍼런스 신호 디텍터 (9700)는 수신된 레퍼런스 신호를 검출할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치는 싱크로나이제이션을 수행하거나 채널 추정(channel estimation)을 수행할 수 있다.
채널 이퀄라이저 (9800)는 가드 시퀀스나 레퍼런스 신호로부터 각 전송 안테나로부터 각 수신 안테나까지의 전송채널을 추정하고, 추정된 채널을 이용하여 각 수신 데이터에 대한 채널 보상(equalization)을 수행할 수 있다.
인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록(9900)은 동기 및 채널추정/보상을 효율적으로 수행하기 위해서 웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)이 웨이브폼 트랜스폼을 수행한 경우, 다시 원래의 수신 데이터 도메인으로 복원해주는 역할을 수행할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이싱글 캐리어 시스템인 경우, 웨이브폼 트랜스폼 블록(9500)은 동기/채널추정/보상을 주파수 영역에서 수행하기 위해서 FFT를 수행할 수 있으며, 인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록(9900)은 채널보상이 완료된 신호에 대해 IFFT를 수행함으로서 전송된 데이터 심볼들을 복원할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 멀티 캐리어 시스템인 경우, 인버스 웨이브폼 트랜스폼 블록(9900)은 사용되지 않을 수도 있다.
또한 상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 파싱 모듈을 나타낸 도면이다.
도 10에 도시된 프레임 파싱 모듈은 도 8에서 설명한 프레임 파싱 모듈의 일 실시예에 해당한다. 또한 도 10에 도시된 프레임 파싱 모듈은 도 6에서 설명한 프레임 스트럭쳐 모듈의 역동작을 수행할 수 있다.
도 10에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 파싱 모듈은 적어도 하나 이상의 블록 인터리버(10000) 및 적어도 하나 이상의 셀 디맵퍼 (10100)를 포함할 수 있다.
block interleaver(10000)는 m 개 수신안테나의 각 data 경로로 입력되어 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈에서 처리된 데이터에 대하여, 각 신호 블록 단위로 데이터에 대한 디인터리빙을 수행할 수 있다. 이 경우, 도 8에서 설명한 바와 같이, 송신측에서 페어 와이즈 인터리빙이 수행된 경우, 블록 인터리버 (10000)는 각 입력 경로에 대해서 연속된 두 개의 데이터를 하나의 pair로 처리할 수 있다. 따라서 블록 인터리버 (10000)는 디인터리빙을 수행한 경우에도 연속된 두개의 출력 데이터를 출력할 수 있다. 또한 블록 인터리버(10000)는 송신단에서 수행한 인터리빙 과정의 역과정을 수행하여 원래의 데이터 순서대로 출력할 수 있다.
셀 디맵퍼 (10100)는 수신된 신호 프레임으로부터 커먼 데이터에 대응하는 셀들과 DP에 대응하는 셀들 및 PLS 정보에 대응하는 셀들을 추출할 수 있다. 필요한 경우, 셀 디맵퍼 (10100)는 여러 개의 부분으로 분산되어 전송된 데이터들을 머징(merging)하여 하나의 스트림으로 출력할 수 있다. 또한 도 6에서 설명한 바와 같이 송신단에서 두 개의 연속된 셀들의 입력 데이터가 하나의 페어로 처리되어 매핑된 경우, 셀 디맵퍼 (10100)는 이에 해당하는 역과정으로 연속된 두개의 입력 셀들을 하나의 단위로 처리하는 페어 와이즈 셀 디매핑을 수행할 수 있다.
또한, 셀 디맵퍼 (10100)는 현재 프레임을 통해 수신한 PLS 시그널링 정보에 대해서, 각각 PLS-프리 정보 및 PLS-포스트 정보로서 모두 추출하여 출력할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈을 나타낸 도면이다.
도 11에 도시된 디매핑 앤 디코딩 모듈은 도 8에서 설명한 디매핑 앤 디코딩 모듈의 일 실시예에 해당한다. 또한 도 11에 도시된 디매핑 앤 디코딩 모듈은 도 5에서 설명한 코딩 앤 모듈레이션 모듈의 역동작을 수행할 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치의 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 입력된 data pipe들에 대하여 각각의 경로별로 SISO, MISO와 MIMO 방식을 독립적으로 적용하여 처리할 수 있다. 따라서 도 11에 도시된 디매핑 앤 디코딩 모듈 역시 송신 장치에 대응하여 프레임 파서에서 출력된 데이터를 각각 SISO, MISO, MIMO 처리하기 위한 블록들을 포함할 수 잇다.
도 11에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈은 SISO 방식을 위한 제 1 블록(11000), MISO 방식을 위한 제 2 블록(11100), MIMO 방식을 위한 제 3 블록(11200) 및 PLS pre/post 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(11300)을 포함할 수 있다. 도 11에 도시된 디매핑 앤 디코딩 모듈은 일 실시예에 불과하며 설계자의 의도에 따라 디매핑 앤 디코딩 모듈은 제 1 블록(11000)및 제 4 블록(11300)만을 포함할 수도 있고, 제 2 블록(11100) 및 제 4 블록(11300)만을 포함할 수도 있고, 제 3 블록(11200) 및 제 4 블록(11300)만을 포함할 수도 있다. 즉 설계자의 의도에 따라 디매핑 앤 디코딩 모듈은 각 DP를 동일하게 또는 다르게 처리하기 위한 블록들을 포함할 수 있다.
이하 각 블록에 대해 설명한다.
제 1 블록(11000)은 입력된 DP를 SISO 처리하기 위한 블록으로 타임 디인터리버 (time de-ineterleaver) 블록(11010), 셀 디인터리버 (cell de-interleaver) 블록(11020), 컨스텔레이션 디맵퍼 (constellation demapper) 블록(11030), 셀 투 비트 먹스 (cell to bit mux) 블록(11040), 비트 디인터리버 (bit de-interleaver) 블록(11050) 및 FEC 디코더 (FEC decoder) 블록(11060)을 포함할 수 있다.
타임 인터리버 블록(11010)은 도 5에서 설명한 타임 인터리버 블록(5060)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 타임 인터리버 블록(11010)은 시간 영역에서 인터리빙된 입력 심볼을 원래의 위치로 디인터리빙 할 수 있다.
셀 디인터리버 블록(11020)은 도 5에서 설명한 셀 디인터리버 블록(5050)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 셀 디인터리버 블록(11020)은 하나의 FEC 블록내에서 스프레딩된 셀들의 위치를 원래의 위치로 디인터리빙 할 수 있다.
컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)은 도 5에서 설명한 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(5040)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)은 심볼 도메인의 입력 신호를 비트 도메인의 데이터로 디매핑할 수 있다. 또한, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)은 하드 디시젼(hard decision)을 수행하여 하드 디시젼 결과에 따라 비트 데이터를 출력할 수도 있고, 소프트 디시젼 (soft decision) 값이나 혹은 확률적인 값에 해당하는 각 비트의 LLR (Log-likelihood ratio) 값을 출력할 수 있다. 만약 송신단에서 추가적인 다이버시티 게인 얻기 위해 로테이트된 컨스텔레이션을 적용한 경우, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)은 이에 상응하는 2-D(2-Dimensional) LLR 디매핑을 수행할 수 있다. 이때 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)은 LLR을 계산할 때 송신 장치에서 I 또는 Q 성분에 대해서 수행된 딜레이 값을 보상할 수 있도록 계산을 수행할 수 있다.
셀 투 비트 먹스 블록(11040)은 도 5에서 설명한 비트 투 셀 디먹스 블록(5030)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 셀 투 비트 먹스 블록(11040)은 비트 투 셀 디먹스블록(5030)에서 매핑된 비트 데이터들을 원래의 비트 스트림 형태로 복원할 수 있다.
비트 디인터리버 블록(11050)은 도 5에서 설명한 비트 인터리버 블록(5020)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 비트 디인터리버 블록(11050)은 셀 투 비트 먹스 블록(11040)에서 출력된 비트 스트림을 원래의 순서대로 디인터리빙할 수 있다.
FEC 디코더 블록(11060)은 도 5에서 설명한 FEC 인코더 블록(5010)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, FEC 디코더 블록(11060)은 LDPC 디코딩과 BCH 디코딩을 수행하여 전송채널상 발생된 에러를 정정할 수 있다.
제 2 블록(11100)은 입력된 DP를 MISO 처리하기 위한 블록으로, 도 11에 도시된 바와 같이 제 1 블록(11000)과 동일하게 타임 디인터리버 블록, 셀 디인터리버 블록, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록, 셀 투 비트 먹스 블록, 비트 디인터리버 블록 및 FEC 디코더 블록을 포함할 수 있으나, MISO 디코딩 블록(11110)을 더 포함한다는 점에서 차이가 있다. 제 2 블록(11100)은 제 1 블록(11000)과 마찬가지로 타임 디인터리버부터 출력까지 동일한 역할의 과정을 수행하므로, 동일한 블록들에 대한 설명은 생략한다.
MISO 디코딩 블록(11110)은 도 5에서 설명한 MISO 프로세싱 블록(5110)의 역과정을 수행할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송수신 시스템이 STBC를 사용한 시스템인 경우, MISO 디코딩 블록(11110)은 알라모우티 디코딩을 수행할 수 있다.
제 3 블록(11200)은 입력된 DP를 MIMO 처리하기 위한 블록으로, 도 11에 도시된 바와 같이 제 2 블록(11100) 과 동일하게 타임 디인터리버 블록, 셀 디인터리버 블록, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록, 셀 투 비트 먹스 블록, 비트 디인터리버 블록 및 FEC 디코더 블록을 포함할 수 있으나, MIMO 디코딩 블록(11210)을 포함한다는 점에서 데이터 처리 과정의 차이가 있다. 제 3 블록(11200)에 포함된 타임 디인터리버, 셀 디인터리버, 컨스텔레이션 디맵퍼, 셀 투 비트 먹스, 비트 디인터리버 블록들의 동작은 제 1 내지 제 2 블록(11000-11100)에 포함된 해당 블록들의 동작과 구체적인 기능은 다를 수 있으나 기본적인 역할은 동일하다.
MIMO 디코딩 블록(11210)은 m개의 수신 안테나 입력 신호에 대해서 셀 디인터리버의 출력 데이터를 입력으로 받고, 도 5에서 설명한 MIMO 프로세싱 블록(5220)의 역과정으로서 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. MIMO 디코딩 블록(11210)은 최고의 복호화 성능을 얻기 위해서 맥시멈 라이클리후드 (Maximum likelihood) 디코딩을 수행하거나, 복잡도를 감소시킨 스피어 디코딩(Sphere decoding)을 수행할 수 있다. 또는 MIMO 디코딩 블록(11210)은 MMSE 디텍션을 수행하거나 이터러티브 디코딩(iterative decoding)을 함께 결합 수행하여 향상된 디코딩 성능을 확보할 수 있다.
제 4 블록(11300)은 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 블록으로, SISO 또는 MISO 디코딩을 수행할 수 있다. 제 4 블록(11300)은 도 5에서 설명한 제 4 블록(5300)의 역과정을 수행할 수 있다.
제 4 블록(11300)에 포함된 타임 디인터리버, 셀 디인터리버, 컨스텔레이션 디맵퍼, 셀 투 비트 먹스, 비트 디인터리버 블록들의 동작은 제 1 내지 제 3 블록(11000-11200)에 포함된 해당 블록들의 동작과 구체적인 기능은 다를 수 있으나 기본적인 역할은 동일하다.
제 4 블록(11300)에 포함된 FEC 디코더 (Shortened/Punctured FEC decoder) (11310)은 도 5에서 설명한 FEC 인코더 (Shortened/punctured FEC encoder) 블록(5310)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, FEC 디코더 (11310)는 PLS 데이터의 길이에 따라 쇼트닝/펑쳐링 (shortening/puncturing)되어 수신된 데이터에 대해서 디쇼트닝 (de-shortening) 및 디펑쳐링 (de-puncturing)을 수행한 후에 FEC 디코딩을 수행할 수 있다. 이 경우, DP에 사용된 FEC 디코더를 동일하게 PLS 데이터에도 사용할 수 있으므로, PLS 데이터만을 위한 별도의 FEC 디코딩 하드웨어가 필요하지 않으므로 시스템 설계가 용이하고 효율적인 코딩이 가능하다는 장점이 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
결과적으로 도 11에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈은 각 경로 별로 처리된 DP 및 PLS 정보를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다.
도 12내지 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 12에 도시된 아웃풋 프로세서는 도 8에서 설명한 아웃풋 프로세서의 일 실시예에 해당한다. 또한 도 12에 도시된 아웃풋 프로세서는 디매핑 앤 디코딩 모듈로부터 출력된 DP를 수신하여 싱글 아웃풋 스트림(single output stream)을 출력하기 위한 것으로, 도 2에서 설명한 인풋 포맷팅 모듈의 역동작을 수행할 수 있다.
도 12에 도시된 아웃풋 프로세서는 BB 스크램블러 (BB scrambler) 블록(12000), 패딩 리무벌 (Padding removal) 블록(12100), CRC-8 디코더 (CRC-8 decoder) 블록(12200) 및 BB 프레임 프로세서 (BB frame processor) 블록(12300)을 포함할 수 있다.
BB 스크램블러 블록(12000)은 입력된 비트 스트림에 대해서 송신단에서 사용한 것과 동일한 PRBS를 발생시켜서 비트열과 XOR하여 디스클램블링을 수행할 수 있다.
패딩 리무벌 블록(12100)은 송신단에서 필요에 따라 삽입된 패딩 비트들을 제거할 수 있다.
CRC-8 디코더 블록(12200)은 패딩 리무벌 블록(12100)으로부터 입력받은 비트 스트림에 대해서 CRC 디코딩을 수행하여 블록 에러를 체크할 수 있다.
BB 프레임 프로세서 블록(12300)은 BB 프레임 헤더에 전송된 정보를 디코딩하고 디코딩된 정보를 이용하여 MPEG-TS, IP 스트림(v4 or v6) 또는 GS(Generic Stream)를 복원할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 13에 도시된 아웃풋 프로세서는 도 8에서 설명한 아웃풋 프로세서의 일 실시예에 해당한다. 또한 도 13에 도시된 아웃풋 프로세서는 디매핑 앤 디코딩 모듈로부터 출력된 복수의 DP들을 수신하는 경우에 해당한다. 복수의 DP들에 대한 디코딩은 복수의 DP들에 공통으로 적용될 수 있는 커먼 데이터및 이와 연관된 DP를 머징(merging)하여 디코딩 하는 경우 또는 수신 장치가 여러 개의 서비스 혹은 서비스 컴포넌트 (SVC, scalable video service를 포함)를 동시에 디코딩하는 경우를 포함할 수 있다.
도 13에 도시된 아웃풋 프로세서는 도 12에서 설명한 아웃풋 프로세서의 경우와 마찬가지로 BB 디스크램블러 블록, 패딩 리무벌 블록, CRC-8 디코더 블록 및 BB 프레임 프로세서 블록을 포함할 수 있다, 각 블록들은 도 12에서 설명한 블록들의 동작과 구체적인 동작은 다를 수 있으나 기본적인 역할은 동일하다.
도 13에 도시된 아웃풋 프로세서에 포함된 디-지터 버퍼(De-jitter buffer) 블록(13000)은 복수의 DP들간의 싱크를 위해서 송신단에서 임의로 삽입된 딜레이를 복원된 TTO (time to output) 파라미터에 따라 보상할 수 있다.
또한 널 패킷 인설션 (Null packet insertion) 블록(13100)은 복원된 DNP (deleted null packet) 정보를 참고하여 스트림내 제거된 널 패킷 을 복원할 수 있으며, 커먼 데이터를 출력할 수 있다.
TS 클럭 리제너레이션 (TS clock regeneration) 블록(13200)은 ISCR(Input Stream Time Reference) 정보를 기준으로 출력 패킷의 상세한 시간동기를 복원할 수 있다.
TS 리콤바이닝 (TS recombining) 블록(13300)은 널 패킷 인설션 블록(13100)에서 출력된 커먼 데이터 및 이와 관련된 DP들을 재결합하여 원래의 MPEG-TS, IP 스트림 (v4 or v6) 혹은 GS (Generic Stream)로 복원하여 출력할 수 있다. TTO, DNP, ISCR 정보는 모두 BB 프레임 헤더를 통해 획득될 수 있다.
인밴드 시그널링 디코더 (In-band signaling decoder) 블록(13400)은 DP의 각 FEC 프레임내 패딩 비트 필드를 통해서 전송되는 인밴드 피지컬 시그널링 (in-band physical layer signaling) 정보를 복원하여 출력할 수 있다.
도 13에 도시된 아웃풋 프로세서는 PLS-프리 경로와 PLS-포스트 경로에 따라 입력되는 PLS-프리 정보 및 PLS-포스트 정보를 각각 BB 디스크램블링을 하고 디스크램블링된 데이터에 대해 디코딩을 수행하여 원래의 PLS 데이터를 복원할 수 있다. 복원된 PLS 데이터는 수신 장치 내의 시스템 콘트롤러에 전달되며, 시스템 콘트롤러 는 수신 장치의 싱크로나이제이션 앤 디모듈레이션 모듈, 프레임 파싱 모듈, 디매핑 앤 디코딩 모듈 및 아웃풋 프로세서 모듈에 필요한 파라미터들을 공급할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 14에 도시된 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 도 1 및 5에서 설명한 코딩 앤 모듈레이션 모듈의 다른 실시예에 해당한다.
도 14에 도시된 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 도 5에서 설명한 바와 같이, 각 DP를 통해 전송하는 서비스나 서비스 콤포넌트별로 QoS를 조절하기 위하여, SISO 방식을 위한 제 1 블록(14000), MISO 방식을 위한 제 2 블록(14100), MIMO 방식을 위한 제 3 블록(14200) 및 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(14300)을 포함할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 상술한 바와 같이 설계자의 의도에 따라 각 DP를 동일하게 또는 다르게 처리하기 위한 블록들을 포함할 수 있다. 도 14에 도시된 제 1 블록 내지 제 4 블록(14000-14300)은 도 5에서 설명한 제 1 블록 내지 제 4 블록(5000-5300)과 거의 동일한 블록들을 포함하고 있다.
하지만, 제 1 블록 내지 제 3 블록(14000-14200)에 포함된 컨스텔레이션 맵퍼 블록(14010)의 기능이 도 5의 제 1 블록 내지 제 3 블록(5000-5200)에 포함된 컨스텔레이션 맵퍼 블록(5040)의 기능과 다르다는 점, 제 1 블록 내지 제 4 블록(14000-14300)의 셀 인터리버 및 타임 인터리버 사이에 로테이션 앤 I/Q 인터리버 (rotation & I/Q interleaver) 블록(14020)이 포함되어 있다는 점 및 MIMO 방식을 위한 제 3 블록(14200)의 구성이 도 5에 도시된 MIMO 방식을 위한 제 3 블록(5200)의 구성이 다르다는 점에 있어서 차이가 있다. 이하에서는 도 5와 동일한 블록들에 대한 설명은 생략하고 상술한 차이점을 중심으로 설명한다.
도 14에 도시된 컨스텔레이션 맵퍼 블록(14010)은 입력된 비트 워드를 콤플렉스 심볼 (complex symbol)로 매핑할 수 있다. 다만, 도 5에 도시된 컨스텔레이션 맵퍼블록(5040)과는 달리 컨스텔레이션 로테이션을 수행하지 않을 수 있다. 도 14에 도시된 컨스텔레이션 맵퍼블록(14010)은 상술한 바와 같이 제 1 블록 내지 제 3 블록(14000-14200)에 공통적으로 적용될 수 있다.
로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)은 셀 인터리버에서 출력된 셀 인터리빙이 된 데이터의 각 컴플렉스 심볼의 I (In-phase) 성분과 Q(Quadrature-phase) 성분을 독립적으로 인터리빙 하여 심볼 단위로 출력할 수 있다. 로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)의 입력 데이 터 및 출력 심볼의 개수는 2개 이상이며 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다. 또한 로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)은 I 성분에 대해서는 인터리빙을 수행하지 않을 수도 있다.
로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)은 상술한 바와 같이 제 1 블록 내지 제 4 블록(14000-14300)에 공통적으로 적용될 수 있다. 이 경우, 로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)이 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(14300)에 적용되는지 여부는 상술한 프리앰블을 통해 시그널링 될 수 있다.
MIMO 방식을 위한 제 3 블록(14200)은 도 14에 도시된 바와 같이, Q-블록 인터리버 (Q-block interleaver) 블록(14210) 및 콤플렉스 심볼 제너레이터 (complex symbol generator) 블록(14220)을 포함할 수 있다.
Q-블록 인터리버 블록(14210)은 FEC 인코더로부터 입력받은 FEC 인코딩이 수행된 FEC 블록의 패리티 파트 에 대해 치환(permutation)을 수행할 수 있다. 이를 통해 LDPC H 매트릭스의 패리티 파트를 인포메이션 파트(information part)와 동일하게 순환 구조(cyclic structure)로 만들수 있다 Q-블록 인터리버 블록(14210)은 LDPC H 매트릭스의 Q 크기를 갖는 출력 비트 블록들의 순서를 치환(permutation)한 뒤, 행-열 블록 인터리빙 (row-column block interleaving)을 수행하여 최종 비트열을 생성하여 출력할 수 있다.
콤플렉스 심볼 제너레이터 블록(14220)은 Q-블록 인터리버 블록(14210)에서 출력된 비트 열들을 입력받고, 콤플렉스 심볼 로 매핑하여 출력할 수 있다. 이 경우, 콤플렉스 심볼 제너레이터 블록(14220)은 적어도 두개의 경로를 통해 심볼들을 출력할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
결과적으로 도 14에 도시된 바와 같이 본 발명의 다른 실시예에 따른 코딩 앤 모듈레이션 모듈은 각 경로별로 처리된 DP, PLS-프리 정보, PLS-포스트 정보를 프레임 스트럭쳐 모듈로 출력할 수 있다.
도 15는 본 발명의 다른 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈을 나타낸 도면이다.
도 15에 도시된 디매핑 앤 디코딩모듈은 도 8 및 도 11에서 설명한 디매핑 앤 디코딩모듈의 다른 실시예에 해당한다. 또한 도 15에 도시된 디매핑 앤 디코딩모듈은 도 14에서 설명한 코딩 앤 모듈레이션 모듈의 역동작을 수행할 수 있다.
도 15에 도시된 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈은 SISO 방식을 위한 제 1 블록(15000), MISO 방식을 위한 제 2 블록(15100), MIMO 방식을 위한 제 3 블록(15200) 및 PLS pre/post 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(15300)을 포함할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩모듈은 상술한 바와 같이 설계자의 의도에 따라 각 DP를 동일하게 또는 다르게 처리하기 위한 블록들을 포함할 수 있다. 도 15에 도시된 제 1 블록 내지 제 4 블록(15000-15300)은 도 11에서 설명한 제 1 블록 내지 제 4 블록(11000-11300)과 거의 동일한 블록들을 포함하고 있다.
하지만, 제 1 블록 내지 제 4 블록(15000-15300)의 타임 디인터리버 및 셀 디인터리버 사이에 I/Q 디인터리버 앤 디로테이션 (I/Q deinterleaver& derotation) 블록 (15010)이 포함되어 있다는 점, 제 1 블록 내지 제 3 블록(15000-15200)에 포함된 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(15020)의 기능이 도 11의 제 1 블록 내지 제 3 블록(11000-11200)에 포함된 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(11030)의 기능과 다르다는 점 및 MIMO 방식을 위한 제 3 블록(15200)의 구성이 도 11에 도시된 MIMO 방식을 위한 제 3 블록(11200)의 구성이 다르다는 점에 있어서 차이가 있다. 이하에서는 도 11과 동일한 블록들에 대한 설명은 생략하고 상술한 차이점을 중심으로 설명한다.
I/Q 디인터리버 앤 디로테이션 블록(15010)은 도 14에서 설명한 로테이션 앤 I/Q 인터리버 블록(14020)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, I/Q 디인터리버 앤 디로테이션 블록(15010)은 송신단에서 I/Q 인터리빙되어 전송된 I 및 Q 성분들에 대해 각각 디인터리빙을 수행할 수 있으며, 복원된 I/Q 성분들을 갖는 콤플렉스 심볼을 다시 디로테이션하여 출력할 수 있다.
I/Q 디인터리버 앤 디로테이션 블록(15010)은 상술한 바와 같이 제 1 블록 내지 제 4 블록(15000-15300)에 공통적으로 적용될 수 있다. 이 경우, I/Q 디인터리버 앤 디로테이션 블록(15010)이 PLS-프리/포스트 정보를 처리하기 위한 제 4 블록(15300)에 적용되는지 여부는 상술한 프리앰블을 통해 시그널링 될 수 있다.
컨스텔레이션 디맵퍼 블록(15020)은 도 14에서 설명한 컨스텔레이션 맵퍼 블록(14010)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 컨스텔레이션 디맵퍼 블록(15020)은 디로테이션을 수행하지 않고, 셀 디인터리빙된 데이터들에 대하여 디매핑을 수행할 수 있다.
MIMO 방식을 위한 제 3 블록(15200)은 도 15에 도시된 바와 같이, 콤플렉스 심볼 파싱 (complex symbol parsing) 블록(15210) 및 Q-블록 디인터리버 (Q-block deinterleaver) 블록(15220)을 포함할 수 있다.
콤플렉스 심볼 파싱 블록(15210)은 도 14에서 설명한 콤플렉스 심볼 제너레이터 블록(14220)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, 콤플렉스 데이터 심볼을 파싱하고, 비트 데이터로 디매핑하여 출력할 수 있다. 이 경우, 콤플렉스 심볼 파싱 블록(15210)은 적어도 두개의 경로를 통해 콤플렉스 데이터 심볼들을 입력받을 수 있다.
Q-블록 디인터리버 블록(15220)은 도 14에서 설명한 Q-블록 인터리버 블록(14210)의 역과정을 수행할 수 있다. 즉, Q-블록 디인터리버 블록(15220)은 행-열 디인터리빙 (row-column deinterleaving)에 의해서 Q 사이즈 블록들을 복원한 뒤, 치환(permutation)된 각 블럭들의 순서를 원래의 순서대로 복원한 후, 패리티 디인터리빙을 통해서 패리티 비트들의 위치를 원래대로 복원하여 출력할 수 있다.
상술한 블록들은 설계자의 의도에 따라 생략되거나, 비슷하거나 동일한 기능을 가진 다른 블록에 의해서 대체될 수 있다.
결과적으로 도 15에 도시된 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 디매핑 앤 디코딩 모듈은 각 경로 별로 처리된 DP 및 PLS 정보를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다.
도 16은 시그날 스페이스 디버시티(Signal Space Diversity, SSD)를 고려하지 않은 경우에 있어, 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리버들의 조합들을 도시한 도면이다.
SSD 를 고려하지 않은 경우에 있어, 인터리버들의 조합들은 도시된 4개의 시나리오로 나타내어질 수 있다(S1 ~ S4). 각각의 시나리오들은 전술한 셀 인터리버, 타임 인터리버 및/또는 블락 인터리버의 조합을 포함할 수 있다.
본 발명은, 도시된 인터리버의 조합들에 국한되지 않고, 인터리버들이 대체, 삭제, 추가된 다양한 추가 조합을 제안할 수 있다. 이러한 추가적 인터리버의 조합은 시스템 성능, 수신기 동작, 메모리의 복잡도, 강인성(robustness) 등을 전체적으로 고려하여 결정될 수 있다. 예를 들어 현재 제안된 4개의 시나리오에서 각각 셀 인터리버가 생략된 새로운 시나리오가 추가적으로 제안될 수 있다. 이 추가적 시나리오는 설명되지 않았지만, 본 발명의 범위 내이며, 그 시나리오의 동작은 각각의 구성 인터리버들의 동작을 합한 것과 같을 수 있다.
도 16에서, 대각 타임 인터리버(Diagonal Time interleaver) 및 블락 타임 인터리버(Block Time interleaver) 는 전술한 타임 인터리버에 대응하는 인터리버일 수 있다. 또한, 본 도면에서, 페어-와이즈 주파수 인터리버(Pair-wise Frequency interleaver)는 전술한 블락 인터리버에 대응하는 인터리버일 수 있다.
각각의 인터리버들은 기존에 사용되었던 셀 인터리버, 타임 인터리버 및/또는 블락 인터리버이거나, 본 발명이 새롭게 제안한 셀 인터리버, 타임 인터리버 및/또는 블락 인터리버일 수 있다. 전술한 4개의 시나리오들은 기존의 인터리버들과 새롭게 제안된 인터리버들의 조합을 포함할 수 있다. 음영처리가 된 인터리버들은 새롭게 제안된 인터리버이거나, 기존의 인터리버이되 다른 역할을 수행하는 인터리버를 의미할 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00001
상기 표는 전술한 4개의 시나리오에서 쓰일 수 있는 인터리버들을 정리한 것이다. 타입(Types) 항목은 각 인터리버들의 타입을 정의한다. 예를 들어, 셀 인터리버는 타입-A 와 타입-B 가 있을 수 있고, 블락 타임 인터리버 역시 타입-A 와 타입-B 가 있을 수 있다. 개발현황(Development Status)는 각 인터리버의 타입별 개발현황을 도시한 것이다. 예를 들어, 타입-A 의 셀 인터리버는 본 발명에 의해 새롭게 제안된 셀 인터리버이고(New), 타입-B 의 셀 인터리버는 기존에 사용되었던 셀 인터리버임을 의미할 수 있다(Conventional). 인터리빙 시드 베리에이션(Interleaving seed variation) 항목은 각 인터리버의 인터리빙 시드가 변화될 수 있는지 여부를 의미하며, YES 의 경우 변화할 수 있음을 의미한다. 싱글 메모리 디인터리빙(single memory deinterleaving) 항목은 각 인터리버에 상응하는 디인터리버가 싱글 메모리 디인터리빙을 제공하는지 여부를 나타내는 항목일 수 있다. YES 의 경우 싱글 메모리 디인터리빙이 제공됨을 의미한다.
타입-B 의 셀 인터리버는 기존 기술(T2, NGH)에서 사용되었던 주파수 인터리버(frequency interleaver)에 해당할 수 있고, 타입-A 의 블락 타임 인터리버는 DVB-T2, 타입-B 의 블락 타임인터리버는 DVB-NGH 에서 사용되었던 인터리버에 해당할 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00002
상기 표는 타입-A 셀 인터리버, 타입-B 셀 인터리버, 주파수 인터리버에 대해 설명한다. 전술한 바와 같이, 주파수 인터리버는 전술한 블락 인터리버에 대응될 수 있다.
셀 인터리버의 기본적인 동작은 전술한 바와 같다. 셀 인터리버는 하나의 FEC 블록에 해당하는 셀들을 인터리빙하여 출력할 수 있다. 이 때 각 FEC 블록에 해당하는 셀들은, 각 FEC 블록마다 서로 다른 순서로 출력될 수 있다. 셀 디-인터리버는 하나의 FEC 블록 내에서 인터리빙된 셀들의 위치를 원래의 위치로 디-인터리빙할 수 있다. 셀 인터리버 및 셀 디-인터리버는 전술한 바와 같이 생략되거나, 동일하거나 비슷한 기능을 가진 다른 블록/모듈에 의해서 대체될 수 있다.
타입-A 셀 인터리버는 본 발명이 새롭게 제안하는 인터리버로서, 각 FEC 블록에 대해 서로 다른 인터리빙 시드(interleaving seed)를 적용하여 인터리빙을 수행할 수 있다. 특히, 하나의 FEC 블록에 해당하는 셀들을 임의의 주기에 따라 인터리빙하여 출력할 수 있다. 타입-A 셀 디-인터리버는 싱글 메모리를 사용하여 디-인터리빙을 수행할 수 있다.
타입-B 셀 인터리버는 기존 기술(T2, NGH)에서 주파수 인터리버(frequency interleaver)로 사용되던 인터리버를 셀 인터리버로서 사용한 인터리버일 수 있다. 타입-B 셀 인터리버는 하나의 FEC 블록에 해당하는 셀들을 인터리빙하여 출력할 수 있다. 타입-B 셀 인터리버는 짝수(even) FEC 블록과 홀수(odd) FEC 블록에 대해 각기 다른 인터리빙 시드를 적용하여 인터리빙을 수행할 수 있다. 이에 따라, 타입-B 셀 인터리버는 타입-A 셀 인터리버와 비교할 때, 각 FEC 블록마다 서로 다른 인터리빙 시드를 적용하지는 못한다는 한계점을 가진다. 타입-B 셀 디-인터리버는 싱글 메모리를 사용하여 디-인터리빙을 수행할 수 있다.
일반적인 주파수 인터리버는 전술한 블락 인터리버에 대응될 수 있다. 블락 인터리버(주파수 인터리버)의 기본적인 동작은 전술한 바와 같다. 블락 인터리버는 전송 프레임의 단위가 되는 전송 블락 내의 셀들을 인터리빙하여 추가적인 디버시티 게인(diversity gain) 을 얻을 수 있다. 페어-와이즈 블락 인터리버는 연속으로 입력된 두 개의 셀들을 하나의 단위로 처리하여 인터리빙을 수행할 수 있다. 따라서, 페어-와이즈 블락 인터리버의 출력 셀들은 동일한 두개의 연속될 셀들일 수 있으며, 이 출력 셀들은 두 개의 안테나 패쓰(path)에 대해서 동일하게 동작하거나, 독립적으로 동작할 수 있다.
일반적인 블락 디-인터리버(주파수 디-인터리버)의 동작 역시, 전술한 블락 디-인터리버의 기본적인 동작과 같을 수 있다. 블락 디-인터리버는 블락 인터리버의 동작의 역과정을 수행하여 원래의 데이터 순서가 되도록 복원할 수 있다. 블락 디-인터리버는 각 전송 블락 단위로 데이터에 대한 디 인터리빙을 수행할 수 있다. 송신측에서 페어-와이즈 블락 인터리버가 사용된 경우, 블락 디-인터리버는 각 입력 패쓰(path)에 대해서 연속된 두개의 데이터를 하나의 페어(pair)로 묶어서 디 인터리빙을 수행할 수 있다. 페어로 묶여서 디인터리빙이 수행될 경우, 출력 데이터는 연속된 두개의 데이터일 수 있다. 블락 인터리버 및 블락 디-인터리버는 전술한 바와 같이 생략되거나, 동일하거나 비슷한 기능을 가진 다른 블록/모듈에 의해서 대체될 수 있다.
표에서 보여진 페어-와이즈 주파수 인터리버((Pair-wise) Frequency Interleaver) 는 본 발명이 제안하는 새로운 주파수 인터리버일 수 있다. 이 새로운 주파수 인터리버는 전술한 블락 인터리버의 기본적인 동작이 변형된 동작을 수행할 수 있다. 이 새로운 주파수 인터리버는 실시예에 따라 매 OFDM 심볼에 대해 서로 다른 인터리빙 시드를 적용하여 동작할 수 있다. 또 다른 실시예에 따라 OFDM 심볼을 페어(pair)로 묶어서 인터리빙이 수행될 수 있다. 이 경우 하나의 OFDM 심볼 페어마다 서로 다른 인터리빙 시드가 적용될 수 있다. 즉, 페어로 묶인 OFDM 심볼들 간에는 인터리빙 시드가 같을 수 있다. OFDM 심볼 페어는 연속된 두 개의 OFDM 심볼을 묶어서 생성될 수 있다. 실시예에 따라 OFDM 심볼이 아닌 OFDM 심볼의 두 개의 데이터 캐리어를 페어로 묶어서 인터리빙이 수행될 수도 있다.
새로운 주파수 인터리버는 두 개의 메모리를 사용하여 인터리빙을 수행할 수 있다. 이 경우, 짝수번째 페어는 제1메모리를 이용하여, 홀수번째 페어는 제2메모리를 이용하여 인터리빙될 수 있다. 페어-와이즈 주파수 디-인터리버는 싱글 메모리를 사용하여 디-인터리빙을 수행할 수 있다. 여기서 페어-와이즈 주파수 디-인터리버는 새로운 주파수 인터리버에 대응되는 새로운 주파수 디-인터리버를 의미할 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00003
상기 표는 타입-A 블락 타임 인터리버, 타입-B 블락 타임 인터리버, 타입-A 대각 타임 인터리버, 타입-B 대각 타임 인터리버에 대해 설명한다. 대각 타임 인터리버(Diagonal Time interleaver) 및 블락 타임 인터리버(Block Time interleaver) 는 전술한 타임 인터리버에 대응하는 인터리버일 수 있다.
일반적인 타임 인터리버는 복수개의 FEC 블록에 속하는 셀들을 서로 섞어서 출력하는 과정을 수행할 수 있다. 타임 인터리빙을 통해 각 FEC 블록 내의 셀들은 타임 인터리빙 뎁쓰(Time interleaving depth)만큼 분산되어 전송될 수 있다. 타임 인터리빙을 통해 디버시티 게인(diversity gain)을 얻을 수 있다. 일반적인 타임 디-인터리버는 타임 인터리버의 동작의 역과정을 수행할 수 있다. 타임 디-인터리버는 시간영역에서 인터리빙된 셀들을 원래의 위치로 디-인터리빙할 수 있다. 타임 인터리버 및 타임 디-인터리버는 전술한 바와 같이 생략되거나, 동일하거나 비슷한 기능을 가진 다른 블록/모듈에 의해서 대체될 수 있다.
표에 도시된 블락 타임 인터리버는 기존 기술(T2, NGH)에서 사용된 타임 인터리버와 유사한 동작을 수행할 수 있다. 이 중 타입-A 블락 타임 인터리버는 하나의 입력 FEC 블록에 대해 인터리빙 뎁쓰(interleaving depth)가 2 이상인 인터리버를 의미할 수 있다. 또한, 타입-B 블락 타임 인터리버는 하나의 입력 FEC 블록에 대해 인터리빙 뎁쓰(interleaving depth)가 1인 인터리버를 의미할 수 있다. 여기서 인터리빙 뎁쓰는 컬럼-와이즈 쓰기(column-wise writing)의 주기를 의미할 수 있다.
표에 도시된 대각 타임 인터리버는 본 발명이 새롭게 제안하는 타임 인터리버일 수 있다. 대각 타임 인터리버는, 전술한 블락 타임 인터리버와는 다르게 대각선으로 읽기(reading) 동작을 수행할 수 있다. 즉, 대각 타임 인터리버는 컬럼-와이즈 쓰기(column-wise writing) 동작을 수행하여 FEC 블락을 메모리에 저장하고, 다이고날-와이즈 읽기(diagonal-wise reading) 동작을 수행하여 메모리에 저장된 셀들을 읽을 수 있다. 여기서 사용되는 메모리는 실시예에 따라 2개 일 수 있다. 다이고날-와이즈 읽기 동작은, 메모리에 저장된 인터리빙 어레이에서 일정한 간격을 두고 대각선 방향으로 떨어져 있는 셀들을 읽어나가는 동작을 의미할 수 있다. 이러한 다이고날-와이즈 읽기 동작을 통해 인터리빙이 이루어질 수 있다. 대각 타임 인터리버는 트위스티드 로우-컬럼 블락 인터리버(twisted row-column block interleaver)라고 불릴 수도 있다.
이 중 타입-A 대각 타임 인터리버는 하나의 입력 FEC 블록에 대해 인터리빙 뎁쓰(interleaving depth)가 2 이상인 인터리버를 의미할 수 있다. 또한, 타입-B 대각 타임 인터리버는 하나의 입력 FEC 블록에 대해 인터리빙 뎁쓰(interleaving depth)가 1인 인터리버를 의미할 수 있다. 여기서 인터리빙 뎁쓰는 컬럼-와이즈 쓰기(column-wise writing)의 주기를 의미할 수 있다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 블락 타임 인터리버와 대각 타임 인터리버의 컬럼-와이즈 쓰기(column-wise writing) 동작을 도시한 도면이다.
타입-A 블락 타임 인터리버와 타입-A 대각 타임 인터리버의 컬럼-와이즈 쓰기 동작은, 도면에서 보는 바와 같이, 인터리빙 뎁쓰가 2 이상일 수 있다.
타입-B 블락 타임 인터리버와 타입-B 대각 타임 인터리버의 컬럼-와이즈 쓰기 동작은, 도면에서 보는 바와 같이, 인터리빙 뎁쓰가 1 일 수 있다.
여기서 인터리빙 뎁쓰는 컬럼-와이즈 쓰기(column-wise writing)의 주기를 의미할 수 있다.
도 18은 시그날 스페이스 디버시티(Signal Space Diversity, SSD)를 고려하지 않은 경우에 있어, 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리버들의 조합 중 제 1 시나리오(S1)를 도시한 도면이다.
도 18(a) 는 제 1 시나리오에 따른 인터리빙 구조를 도시한다. 제 1 시나리오의 인터리빙 구조는 타입-B 셀 인터리버, 타입-A 또는 타입-B 대각 타임인터리버, 및/또는 페어-와이즈 주파수 인터리버((Pair-wise) Frequency Interleaver)를 포함할 수 있다. 여기서, 페어-와이즈 주파수 인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버일 수 있다.
타입-B 셀 인터리버는 한 개의 FEC 블록에 해당하는 셀들을 랜덤하게 섞어서 출력할 수 있다. 이 때, 각 FEC 블록에 해당하는 셀들은 각 FEC 블록마다 서로 다른 순서로 출력될 수 있다. 타입-B 셀 인터리버는 전술한 바와 같이 홀수와 짝수 번째 입력 FEC 블록들에 대해 각각 서로 다른 인터리빙 시드를 사용하여 인터리빙을 수행할 수 있다. 이러한 셀 인터리빙은 데이터를 메모리에 쓰기(writing) 동작을 수행함과 동시에, 읽기(reading) 동작을 수행함으로서 실현이 가능할 수 있다.
타입-A, 타입-B 대각 타임 인터리버는 복수 개의 FEC 블록에 속하는 셀들에 컬럼-와이즈 쓰기(column-wise writing) 동작과 다이고날-와이즈 읽기(diagonal-wise reading) 동작을 수행할 수 있다. 이러한 대각 타임 인터리빙을 통해 각 FEC 블록 내에서 다른 위치에 놓인 셀들은 다이고날 인터리빙 뎁쓰(diagonal interleaving depth) 만큼의 구간 내에서 분산되어 전송됨으로써, 디버시티 게인(diversity gain)을 얻을 수 있다.
이 후, 대각 타임 인터리버의 출력은 전술한 셀 매퍼 등 다른 블락/모듈들을 통과하여 페어-와이즈 주파수 인터리버로 입력될 수 있다. 여기서, 페어-와이즈 주파수 인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버일 수 있다. 따라서 전술한 바와 같이 페어-와이즈 주파수 인터리버(새로운 주파수 인터리버)는 OFDM 심볼 내의 셀들을 인터리빙함으로써 추가적인 디버시티 게인을 제공할 수 있다.
도 18(b) 는 제 1 시나리오에 따른 디-인터리빙 구조를 도시한다. 제 1 시나리오의 디-인터리빙 구조는 페어-와이즈 주파수 디-인터리버((Pair-wise) Frequency de-interleaver), 타입-A 또는 타입-B 대각 타임 디-인터리버, 및/또는 타입-B 셀 디-인터리버를 포함할 수 있다. 여기서, 페어-와이즈 주파수 디-인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버에 상응하는 새로운 주파수 디-인터리버 일 수 있다.
페어-와이즈 주파수 디-인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버의 동작의 역과정을 수행하여 데이터에 대한 디-인터리빙을 수행할 수 있다.
이 후, 페어-와이즈 주파수 디-인터리버의 출력은 전술한 셀 디-매퍼 등 다른 블락/모듈들을 통과하여 타입-A, 타입-B 대각 타임 디-인터리버로 입력될 수 있다. 타입-A, 타입-B 대각 타임 디-인터리버는 송신단의 타입-A, 타입-B 대각 타임 인터리버의 동작의 역과정을 수행할 수 있다. 이 때, 타입-A, 타입-B 대각 타임 디-인터리버는 싱글 메모리를 사용하여 타임 디-인터리빙을 수행할 수 있다.
타입-B 셀 디-인터리버는 하나의 FEC 블록 내에서 인터리빙된 셀들의 위치를 원래의 위치로 디-인터리빙할 수 있다.
도 19는 시그날 스페이스 디버시티(Signal Space Diversity, SSD)를 고려하지 않은 경우에 있어, 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리버들의 조합 중 제 2 시나리오(S2)를 도시한 도면이다.
도 19(a) 는 제 2 시나리오에 따른 인터리빙 구조를 도시한다. 제 2 시나리오의 인터리빙 구조는 타입-A 셀 인터리버, 타입-A 또는 타입-B 블락 타임 인터리버, 및/또는 페어-와이즈 주파수 인터리버((Pair-wise) Frequency Interleaver)를 포함할 수 있다. 여기서, 페어-와이즈 주파수 인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버일 수 있다.
타입-A 셀 인터리버는 전술한 바와 같이 매 입력 FEC 블록들 마다 서로 다른 인터리빙 시드를 사용하여 인터리빙을 수행할 수 있다.
타입-A, 타입-B 블락 타임 인터리버는 전술한 바와 같이, 복수 개의 FEC 블록에 속하는 셀들을 컬럼-와이즈 쓰기(column-wise writing) 동작과 로우-와이즈 읽기(row-wise reading) 동작을 통해 인터리빙을 수행할 수 있다. 다른 위치에 놓인 셀들은 인터리빙 뎁쓰(interleaving depth) 만큼의 구간 내에서 분산되어 전송됨으로써, 디버시티 게인(diversity gain)을 얻을 수 있다.
이 후, 블락 타임 인터리버의 출력은 전술한 셀 매퍼 등 다른 블락/모듈들을 통과하여 페어-와이즈 주파수 인터리버로 입력될 수 있다. 여기서, 페어-와이즈 주파수 인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버일 수 있다. 따라서 전술한 바와 같이 페어-와이즈 주파수 인터리버(새로운 주파수 인터리버)는 OFDM 심볼 내의 셀들을 인터리빙함으로써 추가적인 디버시티 게인을 제공할 수 있다.
도 19(b) 는 제 2 시나리오에 따른 디-인터리빙 구조를 도시한다. 제 2 시나리오의 디-인터리빙 구조는 페어-와이즈 주파수 디-인터리버((Pair-wise) Frequency de-interleaver), 타입-A 또는 타입-B 블락 타임 디-인터리버, 및/또는 타입-A 셀 디-인터리버를 포함할 수 있다. 여기서, 페어-와이즈 주파수 디-인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버에 상응하는 새로운 주파수 디-인터리버 일 수 있다.
페어-와이즈 주파수 디-인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버의 동작의 역과정을 수행하여 데이터에 대한 디-인터리빙을 수행할 수 있다.
이 후, 페어-와이즈 주파수 디-인터리버의 출력은 전술한 셀 디-매퍼 등 다른 블락/모듈들을 통과하여 타입-A, 타입-B 블락 타임 디-인터리버로 입력될 수 있다. 타입-A, 타입-B 블락 타임 디-인터리버는 송신단의 타입-A, 타입-B 블락 타임 인터리버의 동작의 역과정을 수행할 수 있다. 이 때, 타입-A, 타입-B 블락 타임 디-인터리버는 싱글 메모리를 사용하여 타임 디-인터리빙을 수행할 수 있다.
타입-A 셀 디-인터리버는 하나의 FEC 블록 내에서 인터리빙된 셀들의 위치를 원래의 위치로 디-인터리빙할 수 있다.
도 20은 시그날 스페이스 디버시티(Signal Space Diversity, SSD)를 고려하지 않은 경우에 있어, 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리버들의 조합 중 제 3 시나리오(S3)를 도시한 도면이다.
도 20(a) 는 제 3 시나리오에 따른 인터리빙 구조를 도시한다. 제 3 시나리오의 인터리빙 구조는 타입-A 셀 인터리버, 타입-A 또는 타입-B 대각 타임 인터리버, 및/또는 페어-와이즈 주파수 인터리버((Pair-wise) Frequency Interleaver)를 포함할 수 있다. 여기서, 페어-와이즈 주파수 인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버일 수 있다.
타입-A 셀 인터리버, 타입-A, 타입-B 대각 타임 인터리버 및 페어-와이즈 주파수 인터리버의 동작은 전술한 바와 같을 수 있다.
도 20(b) 는 제 3 시나리오에 따른 디-인터리빙 구조를 도시한다. 제 3 시나리오의 디-인터리빙 구조는 페어-와이즈 주파수 디-인터리버((Pair-wise) Frequency de-interleaver), 타입-A 또는 타입-B 대각 타임 디-인터리버, 및/또는 타입-A 셀 디-인터리버를 포함할 수 있다. 여기서, 페어-와이즈 주파수 디-인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버에 상응하는 새로운 주파수 디-인터리버 일 수 있다.
페어-와이즈 주파수 디-인터리버, 타입-A 또는 타입-B 대각 타임 디-인터리버, 및 타입-A 셀 디-인터리버의 동작은 전술한 바와 같을 수 있다.
도 21은 시그날 스페이스 디버시티(Signal Space Diversity, SSD)를 고려하지 않은 경우에 있어, 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리버들의 조합 중 제 4 시나리오(S4)를 도시한 도면이다.
도 21(a) 는 제 4 시나리오에 따른 인터리빙 구조를 도시한다. 제 4 시나리오의 인터리빙 구조는 타입-A 또는 타입-B 대각 타임 인터리버, 및/또는 페어-와이즈 주파수 인터리버((Pair-wise) Frequency Interleaver)를 포함할 수 있다. 여기서, 페어-와이즈 주파수 인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버일 수 있다.
타입-A, 타입-B 대각 타임 인터리버 및 페어-와이즈 주파수 인터리버의 동작은 전술한 바와 같을 수 있다.
도 21(b) 는 제 4 시나리오에 따른 디-인터리빙 구조를 도시한다. 제 4 시나리오의 디-인터리빙 구조는 페어-와이즈 주파수 디-인터리버((Pair-wise) Frequency de-interleaver), 및/또는 타입-A 또는 타입-B 대각 타임 디-인터리버를 포함할 수 있다. 여기서, 페어-와이즈 주파수 디-인터리버는 전술한 새로운 주파수 인터리버에 상응하는 새로운 주파수 디-인터리버 일 수 있다.
페어-와이즈 주파수 디-인터리버, 및 타입-A 또는 타입-B 대각 타임 디-인터리버의 동작은 전술한 바와 같을 수 있다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 random generator의 구조를 나타낸 도면이다. 도 22에 도시된 random generator는 PP 방식을 이용하여 initial-offset value를 생성하는 경우를 나타낸다.
본 발명의 일 실시예에 따른 random generator는 register(32000) 및 XOR 연산기(32100)을 포함할 수 있다. 일반적으로 PP 방식은 random하게 1,…, 2n-1 값을 출력할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 random generator는 0을 포함한 2n 심볼 인덱스 출력을 하기 위하여 register reset 과정을 수행하고, register shifting 과정을 위한 register 초기값을 setting 할 수 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 따른 random generator는 PP 방식을 위한 primitive polynomial들마다 다른 register 및 XOR 구성을 포함할 수 있다.
이하의 표 4는 상술한 PP 방식을 위한 primitive polynomial들 및 register reset 과정 및 register shifting 과정을 위한 reset value 및 initial value를 나타낸다.
[표 4]
Figure 112016023439686-pct00004
Figure 112016023439686-pct00005
표 4는 nth primitive polynomial (n=9,…,15) 각각에 해당하는 register reset value 및 register initial value를 나타내고 있다. 표에 도시된 바와 같이 k=0인 경우, register reset value를 의미하며, k=1인 경우, register initial value를 의미한다. 또한,인 경우, shifted register values를 의미한다.
도 23은 본 발명의 다른 실시예에 따른 random generator를 나타낸다.
도 23은 상술한 표의 nth primitive polynomial의 n이 9부터 12인 경우의 random generator의 구성을 나타낸다.
도 24는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 random generator를 나타낸다.
도 24는 상술한 표의 nth primitive polynomial의 n이 13부터 15인 경우의 random generator의 구성을 나타낸다.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리퀀시 인터리빙 과정을 나타낸 도면이다.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치에 싱글 메모리가 적용된 경우, 전체 심볼 개수가 10이고, 한 개의 심볼을 구성하는 셀들의 개수가 10이며, p는 3인 경우의 프리퀀시 인터리빙 과정을 나타낸다.
(a)는 RPI 방식을 적용하여 출력되는 매심볼들의 출력값을 나타낸다. 특히 매 OFDM 심볼의 첫 메모리 인덱스 값, 즉, 0, 7, 4, 1, 8…등은 상술한 RPI의 random generator에서 생성된 initial-offset value로 설정될 수 있다. 인터리빙 메모리 인덱스에 표시된 숫자는 각 심볼에 포함된 셀들이 인터리빙되어 출력되는 순서를 나타낸다.
(b)는 생성된 인터리빙 메모리 인덱스를 이용하여 입력된 OFDM 심볼의 셀들을 심볼 단위로 인터리빙한 결과를 나타낸다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리퀀시 디인터리빙 과정을 나타낸 개념도이다.
도 26은 방송 신호 수신 장치에 싱글 메모리가 적용된 경우의 프리퀀시 디인터리빙 과정을 도시한 도면으로, 한 개의 심볼을 구성하는 셀들의 개수가 10인 경우의 실시예를 나타낸다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치 (또는 프레임 파싱 모듈 또는 블록 디인터리버)는 상술한 프리퀀시 인터리빙 방식에 따라 인터리빙된 심볼들을 입력 순서대로 쓰는 과정(writing)을 통해 디인터리빙 메모리 인덱스에 생성하고, 다시 읽는 과정(reading)을 통해 디인터리빙된 심볼들을 출력할 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 읽는 과정을 수행한 디인터리빙 메모리 인덱스에 쓰는 과정을 수행할 수 있다.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리퀀시 디인터리빙 과정을 나타낸 도면이다.
도 27은 전체 심볼 개수가 10이고, 한 개의 심볼을 구성하는 셀들의 개수가 10이며, p는 3인 경우의 디인터리빙 과정을 나타낸다.
도 27의 (a)는 본 발명의 일 실시예에 따라 싱글 메모리에 인풋 되는 심볼들을 도시한 도면이다. 즉, 도면에 도시된 single-memory input symbols는 매 입력 심볼에 따라 single-memory에 저장된 값들을 나타낸다. 이 경우, 매 입력 심볼 마다 싱글 메모리에 저장된 값들은 이전 심볼에 대해 디인터리빙(reading)을 수행하면서 현재 입력되는 심볼의 셀들을 순차적으로 쓴 값들의 결과를 나타낸다.
도 27의 (b)는 디인터리빙 메모리 인덱스를 생성하는 과정을 나타낸 도면이다.
디인터리빙 메모리 인덱스는 싱글 메모리에 저장된 값들을 디인터리빙하기 위해 사용되는 인덱스로서, 디인터리빙 메모리 인덱스에 표시된 숫자는 각 심볼에 포함된 셀들이 디인터리빙되어 출력되는 순서를 나타낸다.
이하에서는 상술한 프리퀀시 디인터리빙 과정을 도면에 도시된 심볼들 중 #0 및 1 입력 심볼들을 중심으로 설명한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 #0 입력 심볼을 싱글 메모리에 순차적으로 쓰는 과정을 수행한다. 이후 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 #0 입력 심볼을 디인터리빙하기 위하여 상술한 디인터리빙 메모리 인덱스를 0, 3, 6, 9..의 순으로 순차적으로 생성할 수 있다.
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 생성된 디인터리빙 메모리 인덱스에 따라 싱글 메모리에 쓰여진 (또는 저장된) #0 입력 심볼을 읽는 과정을 수행한다. 이미 읽힌 값들은 저장할 필요가 없기 때문에 새롭게 입력되는 #1 심볼을 다시 순차적으로 쓸 수 있다.
이후 #0 입력 심볼에 대해 읽는 과정과 #1 입력 심볼에 대해 쓰는 과정이 모두 완료되면, 쓰여진 #1 입력 심볼을 디인터리빙하기 위하여 디인터리빙 메모리 인덱스를 생성할 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 싱글 메모리를 사용하므로 방송 신호 송신 장치에서 적용한 매 심볼에 적용된 인터리빙 패턴을 사용하여 인터리빙을 수행할 수는 없다. 이후 입력되는 심볼들은 동일한 방식으로 디인터리빙 처리가 될 수 있다.
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 디인터리빙 메모리 인덱스 생성 과정을 나타낸 도면이다.
특히 도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치가 싱글 메모리를 사용하므로 방송 신호 송신 장치에서 적용한 매 심볼에 적용된 interleaving pattern을 사용하여 인터리빙을 수행할 수는 없는 경우의 새로운 인터리빙 패턴을 생성하는 방법을 도시하고 있다.
(a)는 j 번째 입력 심볼의 디인터리빙 메모리 인덱스를 나타내며, (b)는 상술한 디인터리빙 메모리 인덱스의 생성과정을 수학식과 함께 나타낸 도면이다.
(b)에 도시된 바와 같이 각 입력 심볼의 RPI 변수를 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
#0 입력 심볼의 디인터리빙 메모리 인덱스 생성과정은 방송 신호 송신 장치에서와 동일하게 RPI의 변수로서 p=3, I0=0을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. #1 입력 심볼의 경우, RPI의 변수로서 p2=3x3, I0=1을 사용할 수 있으며, #2 입력 심볼의 경우, RPI의 변수로서 p3=3x3x3, I0=7을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 또한 #3 입력 심볼의 경우, RPI의 변수로서 p4=3x3x3x3, I0=4을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 매 싱글 메모리에 저장되는 심볼들을 디인터리빙 하기 위하여, RPI의 p 값과 이니셜 오프셋 값을 매 심볼마다 변경하여 효과적으로 디인터리빙을 수행할 수 있다. 또한, 매 심볼에 사용되는 p 값은 p의 지수승으로 쉽게 도출할 수 있으며, 이니셜 오프셋 값들은 모 인터리빙 시드를 이용하여 순차적으로 획득할 수 있다. 이하 이니셜 오프셋 값을 도출하는 방법을 설명한다.
#0 입력 심볼에서 사용되는 이니셜 오프셋 값은 I0=0으로 정의하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. #1 입력 심볼에서 사용되는 이니셜 오프셋 값은 I0=1이며, 이 값은 #0 입력 심볼에 대한 디인터리빙 메모리 인덱스 생성 과정에서 일곱 번째에 발생된 값과 동일하다. 즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 #0 입력 심볼에 대한 디인터리빙 메모리 인덱스를 생성하는 과정에서 상기 값을 저장하여 사용할 수 있다.
#2 입력 심볼에서 사용되는 이니셜 오프셋 값은 I0=7이고, 이 값은 #1 입력 심볼에 대한 디인터리빙 메모리 인덱스 생성과정에서 네 번째에 발생된 값과 동일하며, #3 입력 심볼에서 사용되는 이니셜 오프셋 값은 I0=4이고, 이 값은 #2 입력 심볼에 대한 디인터리빙 메모리 인덱스 생성 과정에서 첫 번째에 발생된 값과 동일하다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 각 심볼에 사용될 이니셜 오프셋 값에 해당하는 값을 이전 심볼의 디인터리빙 메모리 인덱스를 생성하는 과정에서 저장하고 사용할 수 있다.
결과적으로, 상술한 방법은 다음의 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00006
이 경우, 각 이니셜 오프셋 값에 해당 하는 값의 위치는 상술한 수학식으로부터 쉽게 유도될 수 있다.본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 인접한 두 개의 셀들을 하나의 셀로 인식하여 프리퀀시 인터리빙을 수행하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 이를 pair-wise quasi-random interleaing 또는 pair-wise interleaing이라 호칭할 수 있다. 이 경우, 2개의 인접한 셀들을 하나의 셀로 간주하여 인터리빙을 수행하므로 메모리 인덱스를 발생시키는 횟수가 반으로 줄어든다는 장점이 있다.
이하의 수학식은 pair-wise RPI를 나타낸다.
Figure 112016023439686-pct00007
이하의 수학식은 pair-wise deinterleaving 방법을 나타낸다.
Figure 112016023439686-pct00008
도 29는 본 발명의 다른 실시예에 따른 프리퀀시 인터리빙 과정을 나타낸다.
도 29는 상술한 프리퀀시 인터리버가 다수의 OFDM 심볼로 구성된 수퍼 프레임 간에 서로 다른 relative prime 값을 이용하여 frequency diversity 성능을 보다 향상 시키기 위한 인터리빙 방법을 나타낸다.
즉, 도 29에 도시된 바와 같이, change a relative prime value every frame/super frame so as to further improve a frequency Diversity performance, especially avoiding a repeated interleaving pattern.
본 발명의 일 실시 예에 따른 방송 신호 수신을 위한 장치는 디코딩된 DP 데이터 처리를 출력할 수 있다. 보다 상세하게, 본 발명의 일 실시 예에 따른 방송 신호 수신을 위한 장치는 헤더 컴프레션 모드에 따른 디코딩된 DP 데이터 내 각각의 데이터 패킷들 내 헤더 및 결합된 데이터 패킷들을 디컴프레스 할 수 있다. 도 16 내지 도 32에서 상세한 내용을 설명한다.
도 30은 본 발명의 일 실시예에 따른 수퍼 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 방송 서비스와 관련된 데이터를 운반하는 복수의 수퍼 프레임들을 연속적으로 전송할 수 있다.
도 30에 도시된 바와 같이 하나의 수퍼 프레임(17000) 내에는 서로 다른 타입의 프레임들(17100)과 FEF(Future Extension Frame)(17110)가 시간 단위에서 멀티플렉싱 되어 전송될 수 있다. 상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 동일한 RF channel 내에서 서로 다른 방송 서비스의 신호를 프레임 단위로 멀티플렉싱하여 전송할 수 있다. 서로 다른 방송 서비스는 각 방송 서비스의 특성 및 목적에 따라 다른 reception condition이나 different coverage가 요구될 수 있다. 따라서 신호 프레임들은 서로 다른 방송 서비스의 데이터를 전송하기 위한 타입으로 구별될 수 있으며, 각 신호 프레임에 포함된 데이터는 서로 다른 전송 파라미터에 의해 처리될 수 있다. 또한 각 신호 프레임들은 각 신호 프레임이 전송하는 방송 서비스에 따라 서로 다른 FFT size, guard interval을 가질 수 있다. 도 30에 도시된 FEF(17110)는 향후 새로운 방송 서비스 시스템을 위해 사용될 수 있는 프레임이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 서로 다른 타입의 신호 프레임들(17100)은 설계자의 의도에 따라 수퍼 프레임 내에 할당될 수 있다. 구체적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임들(17100)은 서로 다른 타입의 신호 프레임이 멀티플렉싱된 단위마다 반복적으로 수퍼 프레임 내에 할당 될 수도 있으며, 복수개의 같은 타입의 신호 프레임들이 연속적으로 할당된 이후에 다른 타입의 신호 프레임들이 연속적으로 할당되는 방식으로 수퍼 프레임 내에 할당될 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
또한 각 신호 프레임은 도 16에 도시된 바와 같이, 프리앰블(17200), edge data OFDM symbol(17210), 복수의 data OFDM symbols(17220)를 포함할 수 있다.
프리앰블(17200)은 신호 프레임과 관련된 시그널링 정보, 예를 들면 전송 파라미터 등을 전송할 수 있다. 즉, the preamble carries basic PLS data and is located in the beginning of a frame. 또한 프리앰블은 도 1에서 설명한 PLS data 등을 전송할 수 있다. 즉, preamble은 basic PLS data만을 전송하는 symbol 또는 도 1에서 설명한 PLS data를 모두 전송하는 symbols을 모두 포함하는 개념으로 사용될 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다. 본 발명에서는 프리앰블을 통해 전송될 시그널링 정보를 프리앰블 시그널링 정보라고 호칭할 수 있다.
edge data OFDM symbol(17210)은 프레임의 시작 또는 끝에 위치하는 OFDM symbol로서 data symbol의 모든 pilot carrier 위치에 pilot을 전송하기 위해 사용될 수 있다. edge data OFDM symbol(17210)의 위치는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
복수의 data OFDM symbols(17220)은 각 방송 서비스의 데이터를 전송할 수 있다.
도 30에 도시된 프리앰블(17200)은 각 신호 프레임의 시작을 나타내는 정보를 포함하고 있으므로, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 프리앰블(17200)을 디텍팅하여 해당 신호 프레임의 동기화를 수행할 수 있다. 또한 프리앰블(17200)은 주파수 동기를 위한 정보 및 신호 프레임을 디코딩하기 위한 기본적인 전송 파라미터들을 포함할 수 있다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 하나의 수퍼 프레임 내에서 멀티 플렉싱된 서로 다른 타입의 신호 프레임들을 수신하는 경우에도, 각 신호 프레임의 프리앰블을 디코딩하여, 신호 프레임을 구별하고, 필요한 방송 서비스를 획득할 수 있다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 시간 영역에서 프리앰블(17200)을 디텍팅하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송수신 시스템에 해당하는 신호가 존재하는지 여부를 확인할 수 있다. 이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 프리앰블(17200)으로부터 신호 프레임의 동기 화를 위한 정보를 획득하고, 주파수 오프셋 등을 보상할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 프리앰블(17200)을 통해 전송되는 시그널링 정보를 디코딩하여 신호 프레임을 디코딩하기 위한 기본 전송 파라미터 등을 획득할 수 있다. 이후 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 해당 신호 프레임을 통해 전송되는 방송 서비스 데이터를 획득하기 위한 시그널링 정보를 디코딩하여 원하는 방송 서비스 데이터를 획득할 수 있다.
도 31은 본 발명의 일 실시예에 따른 preamble insertion 블록을 나타낸 도면이다.
도 31은 도 7에서 설명한 preamble insertion 블록(7500)의 일 실시예를 나타내며, 도 30에서 설명한 프리앰블을 생성할 수 있다.
도 31에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 preamble insertion 블록은 signaling sequence selection 블록(18000), signaling sequence interleaving 블록(18100), mapping 블록(18200), scrambling 블록(18300), carrier allocation 블록(18400), carrier allocation table 블록(18500), IFFT 블록(18600), guard insertion 블록(18700) 및 멀티플렉싱 블록(18800)을 포함할 수 있다. 각 블록은 설계자의 의도에 따라 변경되거나 preamble insertion 블록에 포함되지 않을 수 있다. 이하 각 블록의 동작을 중심으로 설명한다.
signaling sequence selection 블록(18000)은 프리앰블을 통해 전송될 시그널링 정보를 입력 받고, 시그널링 정보에 적합한 시그널링 시퀀스를 선택할 수 있다.
signaling sequence interleaving 블록(18100)은 signaling sequence selection 블록(18000)에서 선택한 시그널링 시퀀스를 수신하여, 입력된 시그널링 정보와 시그널링 시퀀스를 인터리빙 할 수 있다.
mapping 블록(18200)은 인터리빙된 시그널링 정보와 시그널링 시퀀스를 modulation 방식을 이용하여 매핑할 수 있다.
scrambling 블록(18300)은 매핑된 데이터들을 스크램블링 시퀀스와 곱하여 출력할 수 있다.
carrier allocation 블록(18400)은 scrambling 블록(18300)에서 출력된 데이터를 carrier allocation table 블록(18500)에서 출력한 active carrier 위치 정보를 이용하여 해당 데이터를 정해진 carrier 위치에 배치할 수 있다.
IFFT 블록(18600)은 carrier allocation 블록(18400)에서 출력된 carrier에배치된 데이터들을 시간 도메인의 OFDM 신호로 변환할 수 있다.
guard insertion 블록(18700)은 변환된 OFDM 신호에 가드 인터벌을 삽입할 수 있다.
최종적으로, 멀티플렉싱 블록(18800)은 guard insertion 블록(18700)에서 출력된 신호를 도 7에서 설명한 Guard sequence insertion 블록(7400)에서 출력된 신호 c(t)와 멀티플렉싱하여 아웃풋 신호 p(t)를 출력할 수 있다. 아웃풋 신호 p(t)는 도 7에서 설명한 waveform processing 블록(7600)에 입력될 수 있다.
도 32는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블의 구조를 나타낸 도면이다.
도 32에 도시된 프리앰블은 도 17에서 설명한 preamble insertion 블록에 의해 생성될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블은 타임 도메인 상의 프리앰블 신호의 구조로서, scrambled cyclic prefix 파트(19000) 및 OFDM symbol(19100)을 포함할 수 있다.
도 32에 도시된 scrambled cyclic prefix 파트 (19000)은 OFDM symbol의 일부 혹은 전체를 scrambling하여 생성될 수 있으며 가드 인터벌로 사용될 수 있다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 주파수 동기화를 수행할 수 없어서 수신한 방송 신호 내에 주파수 offset이 존재하는 경우에도, cyclic prefix 형태의 가드 인터벌을 이용하여 guard interval correlation을 통해 프리앰블을 디택팅 할 수 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 따른 scrambled cyclic prefix 형태의 가드 인터벌은 OFDM symbol에 scrambling sequence(또는 sequence)를 곱해서 생성될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 scrambling sequence는 어떤 형태의 신호도 될 수 있으며 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
본 발명의 일 실시예에 따른 scrambled cyclic prefix 형태의 가드 인터벌의 생성 방법은 다음과 같은 장점을 가질 수 있다.
첫째로, Normal OFDM Symbol과의 구분을 통한 용이한 프리앰블 검출이 가능하다는 점이다. 상술한 바와 같이, scrambled cyclic prefix 형태의 가드 인터벌의 경우, 일반적인 Normal OFDM symbol과 달리 scrambling sequence에 의해 scramble되어 생성된다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치가 guard interval correlation을 수행하는 경우, normal OFDM symbol에 의한 correlation peak이 발생하지 않고 preamble에 의한 correlation peak만 발생하기 때문에 용이하게 프리앰블을 검출할 수 있다.
두 번째로, 본 발명의 일 실시예에 따른 scrambled cyclic prefix 형태의 가드 인터벌을 사용하는 경우, dangerous delay 문제를 예방할 수 있다. 예를 들어, OFDM symbol의 주기 Tu 만큼 시간이 지연된 다중 경로 간섭이 존재하는 경우에는 방송 신호 수신 장치가 guard interval correlation을 수행하는 경우, 항상 다중 경로에 의한 correlation 값이 존재하므로 프리앰블 검출 성능이 떨어질 수 있다. 하지만, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치가 guard interval correlation을 수행하는 경우, 상술한 바와 같이 scramble된 cyclic prefix에 의한 peak만 발생하기 때문에, 다중 경로에 의한 correlation 값에 영향을 받지 않고 프리앰블을 검출할 수 있다.
마지막으로, Continuous Wave(CW) Interference의 영향을 방지 할 수 있다는 점이다. 수신된 신호에 CW Interference가 포함되어 있는 경우, 방송 신호 수신 장치가 guard interval correlation을 수행할 때, CW에 의한 DC 성분이 항상 존재하기 때문에 방송 신호 수신 장치의 신호 검출 성능 및 동기 성능이 저하될 수 있다. 하지만, 본 발명의 일 실시예에 따른 scrambled cyclic prefix 형태의 가드 인터벌을 사용하는 경우, CW에 의한 DC 성분이 scrambling sequence에 의해 average out되기 때문에 CW에 의한 영향을 받지 않을 수 있다.
도 33은 본 발명의 일 실시예에 따른 Preamble detector를 나타낸 도면이다.
도 33은 도 9에서 설명한 synchronization & demodulation 모듈에 포함된 preamble detector(9300)의 일 실시예를 나타내며, 도 30에서 설명한 프리앰블을 디텍팅할 수 있다.
도 33에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 preamble detector는 correlation detector(20000), FFT 블록(20100), ICFO (Integer carrier frequency offset) estimator(20200), carrier allocation table 블록(20300), data extractor(20300) 및 signaling decoder(20500)을 포함할 수 있다. 각 블록은 설계자의 의도에 따라 변경되거나, preamble detector에 포함되지 않을 수 있다. 이하 각 블록의 동작을 중심으로 설명한다.
Correlation detector(20000)은 상술한 프리앰블을 검출하고 프레임 동기, OFDM symbol 동기, timing 정보 및 FCFO(Fractional frequency offset)를 estimation하여 출력할 수 있다. 구체적인 내용은 후술한다.
FFT 블록(20100)은 Correlation detector detector(20000)에서 출력된 timing 정보를 이용하여 프리앰블에 포함된 OFDM symbol 부분을 주파수 영역으로 변환할 수 있다.
ICFO estimator(20200)는 carrier allocation table 블록(20300)에서 출력된 active carrier들의 위치 정보를 입력 받고 ICFO 정보를 estimation하여 출력할 수 있다.
data extractor(20300)는 ICFO estimator(20200)로부터 출력된 ICFO 정보를 수신하여 active carrier들에 할당된 시그널링 정보를 추출할 수 있으며, signaling decoder(20500)는 추출된 시그널링 정보를 디코딩할 수 있다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 상술한 과정을 통해 프리앰블을 통해 전송되는 시그널링 정보를 획득할 수 있다.
도 34는 본 발명의 일 실시예에 따른 Correlation detector를 나타낸 도면이다.
도 34는 도 33에서 설명한 Correlation detector(20000)의 일 실시예를 나타낸다. 본 발명의 일 실시예에 따른 Correlation detector는 delay 블록(21000), conjugate 블록(21100), 곱셈기(21200), correlator 블록(21300), peak search 블록(21400) 및 FCFP estimator 블록(21500)을 포함할 수 있다. 이하 각 블록의 동작을 중심으로 설명한다.
Correlation detector는 delay 블록(21000)은 입력된 신호 r(t)를 프리앰블 내의 OFDM symbol의 duration Tu만큼 지연시킬 수 있다.
이후, conjugate 블록(21100)은 지연된 신호 r(t)에 대해 conjugating을 수행할 수 있다.
곱셈기(21200)은 conjugating이 수행된 r(t)와 r(t)를 곱하여 신호 m(t)를 출력할 수 있다.
이후 correlator 블록(21300)은 입력된 신호 m(t)와 scrambling sequence에 대해 correlation을 수행하여 descrambling된 신호 c(t)를 생성할 수 있다.
이후 peak search 블록(21400)은 correlator 블록(21300)에서 출력된 신호 c(t)의 peak를 검출할 수 있다. 이 경우, 프리앰블에 포함된 scrambled cyclic prefix는 scrambling sequence에 의해 descrambling되므로, scrambled cyclic prefix의 peak값이 발생할 수 있다. 하지만 scrambled cyclic prefix외의 다른 OFDM symbol이나 multipath에 의한 성분들은 scrambling sequence에 의해 scrambling되므로 peak값이 발생하지 않는다. 따라서 peak search 블록(21400)은 용이하게 신호 c(t)의 peak를 검출할 수 있다.
FCFP estimator 블록(21500)은 수신한 신호의 frame 동기 및 OFDM symbol 동기를 획득하고 peak 위치의 correlation 값으로부터 FCFO 정보를 estimation 하여 출력할 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 scrambling sequence는 어떤 형태의 신호도 될 수 있으며 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 35 내지 도 39는 본 발명의 일 실시예에 따른 scrambling sequence가 chirp-like sequence, Balanced m-sequence, Zadoff-Chu sequence, Binary chirp-like sequence 중 어느 하나인 경우 각 scrambling sequence를 사용한 결과를 나타낸 그래프를 도시한 도면들이다.
이하 각 도면을 설명한다.
도 35는 본 발명의 일 실시예에 따른 scrambling sequence를 사용한 결과를 나타낸 그래프를 도시한 도면이다.
도 35는 본 발명의 일 실시예에 따른 scrambling sequence가 chirp-like sequence인 경우의 사용 결과를 나타낸 그래프이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 chirp-like sequence는 다음의 수학식 4에 의해 계산될 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00009
수학식 4에 도시된 바와 같이, chirp-like sequence는 4개의 각각 서로 다른 주파수의 sinusoid를 한 주기씩 연결하여 생성될 수 있다.
도 35의 (a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 chirp-like sequence의 waveform을 나타낸 그래프이다. 도 35의 (a)의 그래프에 나타난 파형 중 첫 번째 파형(22000)은 chirp-like sequence의 실수부를 의미하며 두 번째 파형(22100)은 chirp-like sequence의 허수부를 의미한다. chirp-like sequence의 길이는 1024 sample이며 실수부와 허수부 sequence의 평균은 각각 0이다.
도 35 의 (b)는 chirp-like sequence를 사용한 경우, 도 33 내지 도 34에서 설명한 correlator 블록에서 출력된 신호 c(t)의 waveform을 나타낸 그래프이다.
chirp-like sequence는 주기가 서로 다른 신호들로 구성되어 있기 때문에, dangerous delay 문제가 발생하지 않는다. 또한 chirp-like sequence의 correlation 특성은 guard interval correlation과 유사하여 기존 방송 송수신 시스템의 프리앰블과 명확히 대비되기 때문에, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 프리앰블을 용이하게 검출할 수 있다. 또한, chirp-like sequence는 정확한 symbol timing 정보를 제공할 수 있으며, m-sequence 등의 delta-like correlation 특성을 나타내는 sequence에 비해 다중 경로 채널에서 잡음에 대한 내성이 강하다는 장점을 가지고 있다. Chirp-like sequence 를 사용하여 scrambling 을 했을 경우, 원 신호 대비 대역폭의 증가가 적다는 장점이 있다.
도 36은 본 발명의 다른 실시예에 따른 scrambling sequence를 사용한 결과를 나타낸 그래프를 도시한 도면이다.
도 36은 본 발명의 다른 실시예에 따른 scrambling sequence가 상술한 Balanced m-sequence인 경우의 사용 결과를 나타낸 그래프이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 Balanced m-sequence는 다음의 수학식 5에 의해 계산될 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00010
본 발명의 Balanced m-sequence는 1023 sample 길이를 갖는 m-sequence에 '+1' 값을 갖는 하나의 sample을 추가하여 생성되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 또한 본 발명의 Balanced m-sequence의 길이는 1024 sample이며 평균값은 '0'인 것을 일 실시예로 할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 36의 (a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 Balanced m-sequence의 waveform을 나타낸 그래프이며, 도 36의 (b)는 Balanced m-sequence를 사용한 경우, 도 33 내지 도 34에서 설명한 correlator 블록에서 출력된 신호 c(t)의 waveform을 나타낸 그래프이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 Balanced m-sequence를 사용하는 경우, preamble correlation 특성이 delta 함수처럼 나타나므로, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치는 수신한 신호에 대하여 용이하게 심벌 동기를 수행할 수 있다.
도 37은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 scrambling sequence를 사용한 결과를 나타낸 그래프를 도시한 도면이다.
도 37는 본 발명의 다른 실시예에 따른 scrambling sequence가 상술한 Zadoff-Chu sequence인 경우의 사용 결과를 나타낸 그래프이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 Zadoff-Chu sequence는 다음의 수학식 6에 의해 계산될 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00011
본 발명의 zadoff-chu sequence의 길이는 1023sample, u값은 23인 것을 일 실시예로 할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 37의 (a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 zadoff-chu sequence를 사용한 경우, 도 33 내지 도 34에서 설명한 correlator 블록에서 출력된 신호 c(t)의 waveform을 나타낸 그래프이다.
또한, 도 37의 (b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 zadoff-chu sequence의 In-phase waveform을 나타낸 그래프이며, 도 37의 (c)는 본 발명의 일 실시예에 따른 zadoff-chu sequence의 quadrature phase waveform을 나타낸 그래프이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 zadoff-chu sequence를 사용하는 경우, preamble correlation 특성이 delta 함수처럼 나타나므로, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치는 수신한 신호에 대하여 용이하게 심벌 동기를 수행할 수 있다, 또한, 수신한 신호의 envelope이 주파수 영역과 시간 영역에서 모두 일정하게 나타난다는 장점이 있다
도 38은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 scrambling sequence 를 사용한 결과를 나타낸 그래프를 도시한 도면이다. 본 도면은 Binary Chirp-like sequence 의 waveform 을 나타낸 그래프를 도시한 도면이다. Binary Chirp-like sequence 는, 본 발명의 scrambling sequence 로 사용될 수 있는 신호의 또 다른 실시예이다.
Figure 112016023439686-pct00012
Binary Chirp-like sequence 는 수학식 4와 같이 표현될 수 있다. 수학식 4의 신호는 Binary Chirp-like sequence 의 일 실시예이다.
Binary Chirp-like sequence 는 전술한 Chirp-like sequence를 구성하는 각 신호 값의 실수부와 허수부가 각각 '1'과 '-1'의 두 개의 값만 갖도록 quantization 이 수행된 sequence 이다. The binary chirp-like sequence according to another embodiment of the present invention can have the real-number part and imaginary part having only two signal values of '-0.707(-1 divided by square root of 2)' and '0.707'(1 divided by square root of 2). The quantized value of the real-number part and imaginary part of the bianry chirp-like sequence can be changed by the designer. 수학식 4에서, i[k]는 sequence 를 구성하는 각 신호의 실수부 값이며, q[k]는 sequence 를 구성하는 각 신호의 허수부 값이다.
Binary Chirp-like sequence 는 다음과 같은 장점이 있을 수 있다. 첫째, Binary Chirp-like sequence는 주기가 서로 다른 신호들로 구성되어 dangerous delay 문제가 발생하지 않는다. 둘째, Correlation 특성이 guard interval correlation과 유사하여 기존 방송 시스템과 대비하여 보다 정확한 symbol timing 정보를 제공하는 동시에, m-sequence 등의 delta-like correlation 특성을 나타내는 sequence에 비해 다중 경로 채널에서 잡음에 대한 내성이 강하다. 셋째, Binary Chirp-like sequence 로 scrambling 을 할 경우, 원 신호 대비 대역폭의 증가가 적다. 넷째, Binary Chirp-like sequence 는 binary level의 sequence이므로 복잡도가 낮은 수신 장치를 설계할 수 있다는 장점이 있다.
Binary Chirp-like sequence 의 waveform 을 나타낸 그래프를 도시한 도면에서, 실선으로 도시된 그래프는 실수부에 해당하는 파형을 의미하며, 점선으로 도시된 그래프는 허수부에 해당하는 파형을 의미한다. 전술한 Chirp-like sequence 와 달리, Binary Chirp-like sequence 의 실수부와 허수부의 waveform 은 모두 구형파(square wave)의 형태를 가진다.
도 39는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 scrambling sequence 를 사용한 결과를 나타낸 그래프를 도시한 도면이다. 본 도면은 Binary Chirp-like sequence 를 사용한 경우, 전술한 correlator 블록에서 출력된 신호 c(t) 의 파형을 도시한 그래프이다. 본 그래프에서, peak 는 cyclic prefix 에 의한 correlation peak 일 수 있다.
도 31에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 preamble insertion 블록에 포함된 signaling sequence interleaving 블록(18100)은 signaling sequence selection 블록(18000)에서 선택한 시그널링 시퀀스에 따라 입력된 시그널링 정보를 전송하는 시그널링 시퀀스들을 인터리빙 할 수 있다.
이하에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 signaling sequence interleaving 블록(18100)이 프리앰블의 주파수 영역의 구조에 있어서, 시그널링 정보를 인터리빙하는 방법을 설명한다.
도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른 시그널링 정보의 인터리빙 과정을 나타낸 도면이다.
도 30에서 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블은 1K symbol의 크기를 가질 수 있으며, 1K symbol을 구성하는 carrier들 중 384 active carrier들만이 사용될 수 있다. 이는 프리앰블의 크기나 사용되는 active carrier들의 개수는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다. 시그날링 데이터는 S1 및 S2로 지칭되는 2개의 시그널링 필드로 구성된 프리앰블을 통해 전송된다. 또한 도 40에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블을 통해 전송되는 시그널링 정보는 S1 의 bit 시퀀스들과 S2 의 bit 시퀀스들을 통해 전송될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 S1 의 bit 시퀀스들과 S2 의 bit 시퀀스들은 프리앰블에 포함된 각각 독립적인 시그널링 정보 (또는 signaling field)를 전송하기 위해 active carrier들에 할당될 수 있는 시그널링 시퀀스들이다.
구체적으로, S1은 3 bit의 시그널링 정보를 전송할 수 있으며, 동일한 64 bit sequence가 두 번 반복되는 구조로 구성될 수 있다. 또한, S1은 S2의 앞과 뒤에 배치될 수 있다. S2는 256 bit의 단일 sequence로서 4 bit의 시그널링 정보를 전송할 수 있다. 본 발명의 S1 및 S2의 bit sequence들은 0부터 시작하는 순차적인 숫자 값으로 표현되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 따라서 S1의 첫번째 bit sequence는 도 26에 도시된 바와 같이 S1(0)으로 표현될 수 있으며, S2의 첫번째 bit sequence는 S2(0)으로 표현될 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
S1은 도 30에서 설명한 수퍼 프레임 내에 포함된 각 신호 프레임을 식별하기 위한 정보, 예를 들면 SISO 처리된 신호 프레임, MISO 처리된 신호 프레임 또는 FEF 임을 나타내는 정보 등을 전송할 수 있다. 또한 S2는 현재 신호 프레임의 FFT size에 관한 정보 또는 하나의 수퍼 프레임 내에 멀티플렉싱된 프레임들이 동일한 타입인지 여부를 나타내는 정보 등을 전송할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 40에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 signaling sequence interleaving 블록(18100)은 S1과 S2들을 주파수 영역에서 기설정된 위치에 해당하는 active carrier들에 순차적으로 배치할 수 있다.
본 발명의 carrier는 384개이며, 0부터 시작하는 순차적인 숫자 값으로 표현되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 첫번째 carrier는 도 40에 도시된 바와 같이, a(0)으로 표현될 수 있다. 또한 도 40에 도시된 색처리 되지 않은 active carrier들은 384개의 active carrier들 중 S1 또는 S2가 배치(또는 할당)되지 않는 null carrier들이다.
도 40에 도시된 바와 같이, a(0)부터 a(63)의 active carrier들 중 null carrier들을 제외한 active carrier들에는 S1의 bit 시퀀스들이 배치될 수 있으며, a(64)부터 a(319)의 carrier들 중 null carrier들을 제외한 active carrier들에는 S2의 bit 시퀀스들이 배치될 수 있으며, a(320)부터 a(383)까지의 carrier들 중 null carrier들을 제외한 active carrier들에는 다시 S1 bit 시퀀스들이 배치될 수 있다.
도 40에 도시된 인터리빙 방법은 다중 경로 간섭에 의해 주파수 선택적 페이딩이 발생할 경우, 페이딩 구간이 특정 시그널링 정보가 할당된 영역에 집중되면 수신 장치가 페이딩의 영향을 받은 특정 시그널링 정보를 디코딩 하지 못할 확률이 발생할 수 있다.
도 41은 본 발명의 다른 실시예에 따른 시그널링 정보의 인터리빙 과정을 나타낸 도면이다.
도 41은 도 40에서 설명한 시그널링 정보의 인터리빙 과정의 다른 실시예로서, 도 40과 달리 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블을 통해 전송되는 시그널링 정보가 S1의 bit 시퀀스들, S2의 bit 시퀀스들 및 S3의 bit 시퀀스들을 통해 전송될 수 있다. The signalling data carried in the preamble is composed of 3 signalling fields, namely S1, S2 and S3.
도 40에서 설명한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 S1, S2 및 S3는 프리앰블에 포함된 각각 독립적인 시그널링 정보 (또는 signaling field)를 전송하기 위해 active carrier들에 할당될 수 있는 시그널링 시퀀스들이다.
구체적으로, S1, S2 및 S3는 각각 3bit의 시그널링 정보를 전송할 수 있으며, 각각 동일한 64 bit sequence가 두 번 반복되는 구조로 구성될 수 있다. 따라서 도 40의 실시예에 비해 2비트의 시그널링 정보를 더 전송할 수 있다.
또한, S1 및 S2는 도 40에서 설명한 시그널링 정보를 각각 전송할 수 있으며, S3는 guard interval length (또는 guard length)에 관한 시그널링 정보를 전송할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
또한 도 41에 도시된 바와 같이, S1, S2 및 S3의 bit sequence들은 0부터 시작하는 순차적인 숫자 값, 즉, S1(0)..등으로 표현될 수 있다. 또한, 도 41에 도시된 바와 같이, 본 발명의 carrier는 384개이며, 0부터 시작하는 순차적인 숫자 값, 즉, b(0)..등으로 표현되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 41에 도시된 바와 같이, S1, S2 및 S3는 주파수 영역에서 정해진 위치의 active carrier에 서로 번갈아 가며 순차적으로 배치될 수 있다.
구체적으로 b(0)부터 b(383)의 active carrier들 중 null carrier들을 제외한 active carrier들에는 S1, S2 및 S3의 bit 시퀀스들이 다음과 같은 수학식 5에 의해 순차적으로 배치될 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00013
도 41에 도시된 인터리빙 방법은 도 40에 도시된 인터리빙 방법보다, 더 큰 용량의 시그널링 정보를 전송할 수 있으며, 다중 경로 간섭에 의해 주파수 선택적 페이딩이 발생하더라도 페이딩 구간이 모든 시그널링 정보가 할당된 영역에 고르게 분산 될 수 있기 때문에, 수신 장치는 전체적인 시그널링 정보를 균일하게 디코딩할 수 있다.
도 42는 본 발명의 일 실시예에 따른 signaling decoder를 나타낸 도면이다.
도 42에 도시된 signaling decoder는 도 33에서 설명한 signaling decoder의 일 실시예로서, descrambler(27000), demapper(27100), signaling sequence deinterleaver(27200) 및 maximum likelihood detector(27300)을 포함할 수 있다.
이하 각 블록의 동작을 중심으로 설명한다.
descrambler(27000)는 data extractor에서 출력한 신호에 대해 descrambling을 수행할 수 있다. 이 경우, descrambler(27000)는 data extractor에서 출력한 신호와 scrambling sequence를 곱하여 descrambling을 수행할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 scrambling sequence는 도 21 내지 도 25에서 설명한 sequence 중 어느 하나에 해당할 수 있다.
이후, demapper(27100)는 descrambler(27000)에서 출력한 신호에 대해 demapping을 수행하여 soft value를 갖는 sequence들을 출력할 수 있다.
signaling sequence deinterleaver(27200)는 도 40 내지 도 41에서 설명한 인터리빙 방식의 역과정에 해당하는 deineterleaving을 수행하여 서로 균일하게 섞인 sequence들을 원래의 연속적인 sequence들로 순서를 재배치하여 출력할 수 있다.이후, maximum likelihood detector(27300)는 출력된 sequence들을 이용해서 전송된 preamble signaling 정보에 대해 디코딩을 수행할 수 있다.
도 43은 본 발명의 일 실시예에 따른 signaling decoder의 성능을 나타낸 그래프이다.
도 43은 동기가 완벽하고, 1 sample delay, 0dB, 270 degree single ghost가 존재하는 경우의 signaling decoder의 성능을 정확한 디코딩을 수행할 가능성 및 SNR 간의 관계로서 나타낸 그래프이다.
구체적으로, 제 1 내지 제 3 그래프들(28000)은 도 40에서 설명한 인터리빙 방식, 즉, S1, S2 및 S3 들을 순차적으로 active carrier들에 할당하여 전송한 경우, signaling decoder의 decoding 성능을 S1, S2 및 S3 마다 각각 나타낸 그래프들이다. 또한 제 4 내지 제 6 그래프들(28100)은 도 41에서 설명한 인터리빙 방식, 즉, S1, S2 및 S3 들을 주파수 영역에서 정해진 위치의 active carrier에 서로 번갈아 가며 순차적으로 배치하여 전송한 경우 signaling decoder의 decoding 성능을 S1, S2 및 S3 마다 각각 나타낸 그래프들이다. 도 43에 도시된 바와 같이, 도 40의 인터리빙 방식에 따라 처리된 신호를 디코딩하는 경우, 페이딩의 영향을 많이 받은 위치의 signaling decoding 성능과 페이딩의 영향을 받지 않은 부분의 signaling decoding 성능의 차이가 많이 나타남을 알 수 있다. 그러나 도 41의 인터리빙 방식에 따라 처리된 신호를 디코딩하는 경우, S1, S2 및 S3에 대한 signaling decoding 성능이 모두 균일한 것을 알 수 있다.
도 44은 본 발명의 다른 실시예에 따른 preamble insertion 블록을 나타낸 도면이다.
도 44는 도 31에서 설명한 preamble insertion 블록(7500)의 다른 실시예를 나타낸다.
도 44에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 preamble insertion 블록은 Reed Muller Encoder(29000), data formatter(29100), cyclic delay 블록(29200), interleaver(29300), DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying)/DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying) mapper(29400), scrambler(29500), carrier allocation 블록(29600), carrier allocation table 블록(29700), IFFT 블록(29800), scrambled guard insertion 블록(29900), preamble repeater(29910) 및 멀티플렉싱 블록(29920)을 포함할 수 있다. 각 블록은 설계자의 의도에 따라 변경되거나 preamble insertion 블록에 포함되지 않을 수 있다. 이하 각 블록의 동작을 중심으로 설명한다.
Reed Muller Encoder(29000)는 프리앰블을 통해 전송될 시그널링 정보를 입력 받고, 입력된 시그널링 정보에 대해 Reed Muller encoding을 수행할 수 있다. Reed Muller encoding을 수행하는 경우, 기존의 orthogonal sequence를 이용한 signaling 또는 도 31에서 설명한 sequence를 이용한 signaling 보다 성능이 향상될 수 있다.
data formatter(29100)는 Reed Muller encoding이 수행된 시그널링 정보의 bit들을 입력 받고, 입력된 비트들을 반복 및 배치하기 위한 formatting을 수행할 수 있다.
이후, DQPSK/DBPSK mapper(29400)는 formatting 된 시그널링 정보의 bit들을 DBPSK나 DQPSK로 mapping하여 mapping된 시그널링 정보를 출력할 수 있다.
DQPSK/DBPSK mapper(29400)가 formatting 된 시그널링 정보의 bit들을 DBPSK로 mapping 하는 경우, cyclic delay 블록(29200)의 동작은 생략될 수 있다. 또한 interleaver(29300)는 formatting된 시그널링 정보의 bit들을 입력 받고, 입력된 formatting된 시그널링 정보의 bit들에 대해 frequency interleaving을 수행하여 인터리빙된 데이터들을 출력할 수 있다. 이 경우, 설계자의 의도에 따라 interleaver(29300)의 동작은 생략될 수 있다.
DQPSK/DBPSK mapper(29400)가 formatting 된 시그널링 정보의 bit들을 DQPSK로 mapping 할 경우 data formatter(29100)는 도 44에 도시된 I 경로를 통해 formatting된 시그널링 정보의 bit들을 interleaver(29300)로 출력할 수 있다. 또한, cyclic delay 블록(29200)은 data formatter(29100)에서 출력된 formatting된 시그널링 정보의 bit들에 대해 cyclic delay를 수행한 뒤 도 44에 도시된 Q 경로를 통해 interleaver(29300)로 출력할 수 있다. cyclic Q-delay를 수행하는 경우, frequency selective fading channel에서의 성능이 향상된다는 장점이 있다.
interleaver(29300)는 I 경로 및 Q 경로를 통해 입력 받은 시그널링 정보 및 cyclic Q-delay된 시그널링 정보들에 대해frequency interleaving을 수행하여 인터리빙된 정보를 출력할 수 있다. 이 경우, 설계자의 의도에 따라 interleaver(29300)의 동작은 생략될 수 있다.
이하의 수학식 6 및 7은 DQPSK/DBPSK mapper(29400)가 입력된 시그널링 정보를 DQPSK로 mapping 하는 경우와 DBPSK로 mapping 하는 경우의 입력 정보 및 출력 정보의 관계 또는 mapping rule를 나타낸 수학식이다.
도 44에 도시된 바와 같이 설명의 편의를 위하여 본 발명에서는 DQPSK/DBPSK mapper(29400)의 입력 정보는 si[n] 및 sq[n]로 표현될 수 있으며, DQPSK/DBPSK mapper(29400)의 출력 정보를 mi[n] 및 mq[n]로 표현할 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00014
Figure 112016023439686-pct00015
scrambler(29500)는 DQPSK/DBPSK mapper(29400)에서 출력된 매핑된 시그널링 정보를 입력 받고. 입력된 시그널링 정보를 scrambling sequence와 곱하여 출력할 수 있다.
carrier allocation 블록(29600)은 carrier allocation table 블록(29700)에서 출력된 위치 정보를 이용하여 scrambler(29500)에서 처리된 시그널링 정보를 정해진 carrier 위치에 배치할 수 있다.
IFFT 블록(29800)은 carrier allocation 블록(29600)에서 출력된 carrier들을 시간 도메인의 OFDM 신호로 변환할 수 있다.
scrambled guard insertion 블록(29900)은 가드 인터벌을 삽입하여 프리앰블을 생성할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 가드 인터벌은 도 32에서 설명한 scrambled cyclic prefix 형태의 가드 인터벌이 될 수 있으며, 도 32에서 설명한 방식에 따라 생성될 수 있다.
preamble repeater(29910)는 프리앰블을 하나의 신호 프레임 내에 반복 배치할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블은 도 32에서 설명한 프리앰블의 구조를 가질 수 있으며, 설계자의 의도에 따라 하나의 신호 프레임을 통해 한번만 전송될 수도 있다.
preamble repeater(29910)이 하나의 신호 프레임 내에 프리앰블을 반복 배치하는 경우, 프리앰블의 전술한 OFDM symbol 영역과 Scrambled Cyclic Prefix 영역을 독립적으로 분리되어 반복 배치할 수 있다. 프리앰블이란 전술한 바와 같이 Scrambled Cyclic Prefix 영역 및 OFDM symbol 영역을 포함할 수 있다. 이 명세서에서, preamble repeater(29910)에 의해 반복 배치된 후의 프리앰블 역시 프리앰블이라 호칭될 수 있다. 반복된 프리앰블의 구조는 OFDM symbol 영역과 Scrambled Cyclic Prefix 영역이 순차적으로 번갈아 가며 반복되는 구조일 수 있다. 또한, 반복된 프리앰블의 구조는 OFDM symbol영역이 배치된 후, Scrambled Cyclic Prefix 영역이 두 번 이상 연속 배치된 후, 다시 OFDM symbol영역이 배치되는 구조일 수 있다. 또한, 반복된 프리앰블의 구조는 Scrambled Cyclic Prefix 영역이 배치된 후, OFDM symbol 영역이 두 번 이상 연속 배치된 후, 다시 Scrambled Cyclic Prefix 영역이 배치되는 구조일 수 있다. OFDM symbol 영역 및 Scrambled Cyclic Prefix 영역이 반복되는 횟수 및 배치되는 위치를 조절함으로써, 프리앰블의 검출성능의 수준이 조절될 수 있다.
동일한 프리앰블이 한 프레임 내에서 여러 번 반복 배치되는 경우, 방송 신호 수신 장치는 low SNR 상황에서도 안정적으로 프리앰블을 검출하여 시그널링 정보의 디코딩을 수행할 수 있다.
멀티플렉싱 블록(29920)은 preamble repeater(29910)에서 출력된 신호와 도 7에서 설명한 Guard sequence insertion 블록(7400)에서 출력된 신호 c(t)를 멀티플렉싱하여 아웃풋 신호 p(t)를 출력할 수 있다. 아웃풋 신호 p(t)는 도 7에서 설명한 waveform processing 블록(7600)에 입력될 수 있다.
도 45는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블 내 시그널링 데이터의 구조를 나타낸 도면이다.
구체적으로, 도 45는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블을 전송되는 시그널링데이터의 구조를 주파수 도메인에서 나타낸 도면이다.
도 45의 (a) 및 도 45의 (b)는 도 30에서 설명한 data formatter(29100)에서 Reed Muller Encoder(29000)에서 수행한 reed muller encoding의 코드 블록의 길이에 따라 데이터를 반복 또는 배치한 실시예를 나타낸 도면이다.
data formatter(29100)는 Reed Muller Encoder(29000)에서 출력된 시그널링 정보를 code block의 길이에 따라 active carrier의 개수에 맞도록 반복하거나 그대로 배치할 수 있다. 도 45의 (a) 및 도 45의 (b)는 active carrier의 개수가 384개인 경우의 실시예에 해당한다.
따라서 도 45의 (a)에 도시된 바와 같이, Reed Muller Encoder(29000)가 64bit block의 reed muller encoding를 수행한 경우, data formatter(29100)는 동일한 데이터를 6번 반복할 수 있다. 이 경우, reed muller encoding 에서 1st order reed muller code 를 이용한다면, signaling data 는 7 bit 일 수 있다.
또한 도 45의 (b)에 도시된 바와 같이, Reed Muller Encoder(29000)가 256bit block의 reed muller encoding을 수행한 경우, data formatter(29100)는 256bit의 code block 중 전반부의 128bit 혹은 후반부의 128bit을 반복하거나 짝수의 128 bit 혹은 홀수의 128bit을 반복하여 배치할 수 있다. 이 경우, reed muller encoding 에서 1st order reed muller code 를 이용한다면, signaling data 는 8 bit 일 수 있다.
도 44에서 상술한 바와 같이, data formatter(29100)에서 formatting된 시그널링정보는 cyclic delay 블록(29200) 및 interleaver(29300)에서 처리되거나 혹은 처리되지 않고 DQPSK/DBPSK mapper(29400)에서 mapping된 후, scrambler(29500)에서 scrambling되어 carrier allocation 블록(29600)로 입력될 수 있다.
도 45의 (c)는 carrier allocation 블록(29600)에서 시그널링 정보를active carrier들에 할당하는 방법의 일 실시예를 나타낸 도면이다. b(n)은 데이터가 할당되기 위한 carrier들로서, 본 발명은 carrier들의 개수가 384개인 것을 일 실시예로 할 수 있다. 또한 도 45의 (c)에 도시된 carrier들 중 색 처리된 carrier들은 active carrier들을 의미하며, 색처리 되지 않은 carrier들은 null carrier들을 의미한다. 도 45의 (c)에 도시된 active carrier들의 위치는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 46은 preamble 을 통해 전송되는 signaling data 의 처리과정의 일 실시예를 도시한 도면이다.
preamble 을 통해 전송되는 signaling data는 복수개의 signaling sequence 를 포함할 수 있다. 각각의 signaling sequence 는 7 bit 일 수 있다. signaling sequence 의 개수 및 크기는 설계자의 의도에 따라 변경될 수 있다.
본 도면의 (a) 는, preamble 을 통해 전송되는 signaling data 가 총 14bit 인 경우의 signaling data 의 처리과정의 일 실시예를 나타낸다. 이 경우, preamble 을 통해 전송되는 signaling data 는 두 개의 signaling sequence 를 포함할 수 있다. 각각의 signaling sequence 를 signaling 1, signaling 2 라 칭할 수 있다. signaling 1 및 signaling 2 는 전술한 S1, S2 와 동일한 signaling sequence 일 수 있다.
signaling 1 및 signaling 2 는 전술한 reed muller encoder 에 의해, 각각 64 bit 의 reed muller code 로 encoding 될 수 있다. 본 도면의 (a) 는 reed muller encoding 된 signaling sequence 블록(32010, 32040)을 도시하고 있다.
encoding 된 signaling 1 및 signaling 2 의 signaling sequence 블록(32010, 32040)은 전술한 data formatter 에 의해 각각 3번씩 반복될 수 있다. 본 도면의 (a)는 반복된 signaling 1 의 signaling sequence 블락(32010, 32020, 32030) 및 반복된 signaling 2 의 signaling sequence 블락(32040, 32050, 32060)을 도시하고 있다. reed muller encoding 된 signaling sequence 블록은 64 bit 이므로, 3번 반복된 signaling 1 및 signaling 2 의 signaling sequence 블락은 각각 192bit 이다.
총 6개의 블락(32010, 32020, 32030, 32040, 32050, 32060)으로 구성된 signaling 1과 signaling 2 는, 전술한 carrier allocation 블록에 의해 384 개의 carrier 들에 할당될 수 있다. 본 도면의 (a) 에서, b(0) 은 첫번째 carrier 이고, b(1), b(2) 등이 각각 carrier 일 수 있다. 본 발명은 b(0) 에서 b(383) 까지 총 384 개의 carrier 를 가지는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 또한, 도시된 carrier들 중 색 처리된 carrier들은 active carrier들을 의미하며, 색처리 되지 않은 carrier들은 null carrier들을 의미한다. active carrier 는 signaling data 가 allocated 된 carrier 를 의미하고, null carrier 는 signaling data 가 allocated 되지 않은 carrier 를 의미할 수 있다. signaling 1 과 signaling 2 의 data 들은 carrier 에 서로 번갈아 가며 배치될 수 있다. 예를 들어, b(0) 에 signaling 1 의 data 가 배치되고, b(7) 에 signaling 2 의 data 가 배치되고, b(24) 에 다시 signaling 1 의 data 가 배치될 수 있다. 도시된 active carrier 및 null carrier 들의 위치는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
본 도면에서 (b) 는, preamble 을 통해 전송되는 signaling data 가 총 21 bit 인 경우의 signaling data 의 처리과정의 일 실시예를 나타낸다. 이 경우, preamble 을 통해 전송되는 signaling data 는 3 개의 signaling sequence 를 포함할 수 있다. 각각의 signaling sequence 를 signaling 1, signaling 2 및 signaling 3 이라 칭할 수 있다. signaling 1, signaling 2 및 signaling 3 는 전술한 S1, S2, S3 와 동일한 signaling sequence 일 수 있다.
signaling 1, signaling 2 및 signaling 3 은 전술한 reed muller encoder 에 의해, 각각 64 bit 의 reed muller code 로 encoding 될 수 있다. 본 도면의 (b) 는 reed muller encoding 된 signaling sequence 블록(32070, 32090, 32110)을 도시하고 있다.
encoding 된 signaling 1, signaling 2 및 signaling 3 의 signaling sequence 블록(32070, 32090, 32110)은 전술한 data formatter 에 의해 각각 2번씩 반복될 수 있다. 본 도면의 (b)는 반복된 signaling 1 의 signaling sequence 블락(32070, 32080), 반복된 signaling 2 의 signaling sequence 블락(32090, 32100) 및 반복된 signaling 3 의 signaling sequence 블락(32110, 32120)을 도시하고 있다. reed muller encoding 된 signaling sequence 블록은 64 bit 이므로, 2번 반복된 signaling 1, signaling 2 및 signaling 3 의 signaling sequence 블락은 각각 128 bit 이다.
총 6개의 블락(32070, 32080, 32090, 32100, 32110, 32120)으로 구성된 signaling 1, signaling 2 및 signaling 3 은, 전술한 carrier allocation 블록에 의해 384 개의 carrier 들에 할당될 수 있다. 본 도면의 (b) 에서, b(0) 은 첫번째 carrier 이고, b(1), b(2) 등이 각각 carrier 일 수 있다. 본 발명은 b(0) 에서 b(383) 까지 총 384 개의 carrier 를 가지는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 또한, 도시된 carrier들 중 색 처리된 carrier들은 active carrier들을 의미하며, 색처리 되지 않은 carrier들은 null carrier들을 의미한다. active carrier 는 signaling data 가 allocated 된 carrier 를 의미하고, null carrier 는 signaling data 가 allocated 되지 않은 carrier 를 의미할 수 있다. In this specification, active carrier can also be referred to as a carrier. signaling 1, signaling 2 및 signaling 3 의 data 들은 carrier 에 서로 번갈아 가며 배치될 수 있다. 예를 들어, b(0) 에 signaling 1 의 data 가 배치되고, b(7) 에 signaling 2 의 data 가 배치되고, b(24) 에 signaling 3 의 data 가 배치되고, 다시 b(31) 에 signaling 1 의 data 가 배치될 수 있다. 도시된 active carrier 및 null carrier 들의 위치는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
본 도면의 (a), (b) 의 경우와 같이, FEC encoding된 signaling data block의 길이를 조절함으로써, signaling data capacity와 signaling data protection level간의 trade off가 가능할 수 있다. 즉, signaling data block 의 길이가 늘어나면 signaling data capacity 가 늘어나지만, 반대로 data formatter에서 반복횟수가 줄어들게 되고 signaling data protection level 이 낮아지게 된다. 이에 따라 본 발명의 실시자는 다양한 signaling capacity 를 선택할 수 있다.
도 47은 시간 영역에서 반복되는 preamble 구조의 일 실시예를 도시한 도면이다.
전술한대로, 전술한 preamble repeater 는 data 와 scrambled guard interval 를 번갈아 가며 반복할 수 있다. 이하 기본 preamble 이란, Scrambled Guard Interval 이후에 Data 영역이 오는 구조를 칭하는 것으로 한다.
본 도면의 (a) 는 preamble 의 길이가 4N인 case 로서, 기본 preamble이 두 번 반복된 구조의 일 실시예를 도시한 도면이다. 본 도면의 (a) 의 구조를 가지는 preamble 은, 기본 preamble 구조를 포함하고 있기 때문에 SNR(Signal to Noise Ratio)이 높은 환경에선 일반 수신 장치에 의해서도 검출될 수 있으며, SNR이 낮은 환경에선, 반복되는 구조를 이용하여 검출될 수 있다. (a) 의 구조는 signaling data 가 반복되는 구조이므로, 수신기에서의 decoding 성능을 높일 수 있다.
본 도면의 (b) 는 preamble의 길이가 5N인 경우의 preamble 구조의 일 실시예일 수 있다. (b)의 구조는, Data 부분이 먼저 오고, 그 후에 Guard Interval, Data, Guard Interval... 의 순서로 배치된 구조일 수 있다. 이 구조는 (a)의 구조에 비해 반복되는 data의 양이 많으므로(3N), 수신기에서의 preamble detection 성능과 decoding 성능을 높일 수 있다.
본 도면의 (c) 역시, preamble 의 길이가 5N인 경우의 preamble 구조의 일 실시예일 수 있다. (c)의 구조는 (b)의 구조와는 달리, Guard Interval 부분이 먼저 오고, 그 후에 Data, Guard Interval, Data... 의 순서로 배치된 구조일 수 있다. (c)의 구조는 (b)의 구조와 preamble 의 길이는 같지만, data가 반복되는 회수가 적어서(2N), (b)의 구조에 비해 수신기에서의 decoding 성능이 떨어질 수 있다. 단, (c)의 구조는 Scrambled Guard Interval 이 온 후에 Data 영역이 오는 구조이므로, 일반적인 frame 과 frame 의 시작이 동일하다는 장점이 있을 수 있다.
도 48은 Preamble detector의 상세 블록도 및 Preamble detector 내의 correlation detector의 상세 블록도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 도면은 전술한 preamble detector 의 구조의 일 실시예를 나타낸 도면으로서, 전술한 '시간 영역에서 반복되는 preamble 구조의 일 실시예를 도시한 도면'에서 (b) 의 preamble 구조를 위한 preamble detector의 구조일 수 있다.
본 실시예에 따른 Preamble detector 는 correlation detector(34010), FFT 블록(34020), ICFO Estimator(34030), Data Extractor(34040) 및/또는 Signaling Decoder(34050) 를 포함할 수 있다.
correlation detector(34010) 은 preamble을 검출하기 위한 동작을 할 수 있다. Correlation detector(34010)은 두 개의 branch 를 포함할 수 있다. 전술한 반복된 preamble 구조는 Scrambled Guard Interval 과 data 영역이 서로 번갈아가며 나타나는 구조일 수 있다. branch 1은 preamble 에서, scrambled guard interval이 data의 앞에 위치한 구간의 correlation을 구하는데 사용될 수 있다. branch 2는 preamble 에서, data가 scrambled guard interval 앞에 위치한 구간의 correlation을 구하는데 사용될 수 있다.
전술한 '시간 영역에서 반복되는 preamble 구조의 일 실시예를 도시한 도면'에서 (b) 의 preamble 구조는 Data 영역, Scramble Guard Interval 이 반복된 구조로서, scrambled guard interval이 data의 앞에 위치한 구간이 2번, data가 scrambled guard interval 앞에 위치한 구간이 2번 나타난다. 따라서, branch 1과 branch 2 에서 각각 2개의 correlation peak 가 발생할 수 있다. 각 branch 1 및 branch 2 에서는, 각 branch 별로 발생한 2개의 correlation peak들이 더해질 수 있다. 그 후, 각 branch 에서, correlator 는 더해진 correlation peak 를 scrambling sequence와 correlation 을 수행할 수 있다. correlation 이 수행된 branch 1과 branch 2의 peak들은 서로 더해질 수 있고, peak detector 는 더해진 branch 1과 branch 2 의 peak 들로부터 preamble의 위치를 검출하고, OFDM symbol timing sync와 fractional frequency offset sync를 맞추는 동작을 할 수 있다.
FFT 블록(34020), ICFO Estimator(34030), Data Extractor(34040) 및 Signaling Decoder(34050) 는 전술한 동명의 블록들과 동일하게 동작할 수 있다.
도 49는 본 발명의 다른 실시예에 따른 Preamble detector를 나타낸 도면이다.
도 49는 도 9 및 도 20에서 설명한 preamble detector(9300)의 다른 실시예를 나타내며, 도 44에서 설명한 preamble insertion 블록에 대응하는 동작을 수행할 수 있다.
도 49에 도시된 바와 같이 본 발명의 다른 실시예에 따른 preamble detector는 도 33에서 설명한 preamble detector와 동일하게 correlation detector, FFT 블록, ICFO estimator, carrier allocation table 블록, data extractor 및 signaling decoder(31100)를 포함할 수 있으나, preamble combiner(31000)을 포함하고 있다는 점이 다르다. 각 블록은 설계자의 의도에 따라 변경되거나, preamble detector에 포함되지 않을 수 있다.
이하에서는 도 33에서 설명한 preamble detector와 동일한 블록들에 대한 설명은 생략하고, preamble combiner(31000)의 동작 및 signaling decoder(31100)의 동작을 중심으로 설명한다.
preamble combiner(31000)는 n개의 delay 블록들(31010) 및 adder(31020)을 포함할 수 있다. preamble combiner(31000)는 도 44에서 설명한 preamble repeater(29910)에서 동일한 프리앰블을 하나의 신호 프레임 내에 반복 배치한 경우, 수신한 신호들을 combining하여 신호의 특성을 개선할 수 있다.
도 49에 도시된 바와 같이, n개의 delay 블록들(31010)은 반복된 프리앰블들을 combining하기 위하여 각 프리앰블에 대하여 p*n-1만큼의 delay를 수행할 수 있다. 이 경우 p는 preamble length를 의미하며, n은 반복된 회수를 의미한다.
이후 adder(31020)는 각 딜레이된 프리앰블을 combining할 수 있다.
signaling decoder(31100)는 도 42에서 설명한 preamble insertion 블록에 포함된 Reed Muller Encoder(29000), data formatter(29100), cyclic delay 블록(29200), interleaver(29300), DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying)/DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying) mapper(29400) 및 scrambler(29500)의 역과정을 수행할 수 있다.
도 49에 도시된 바와 같이 signaling decoder(31100)는 descrambler(31110), differential decoder(31120), deinterleaver(31130), cyclic delay 블록(31140), I/Q combiner(31150), data deformatter(31160) 및 Reed Muller decoder(31170)을 포함할 수 있다.
descrambler(31110)는 data extractor에서 출력한 신호에 대해 descrambling을 수행할 수 있다.
이후, differential decoder(31120)는 descrambling 신호를 입력 받고, descrambling 신호에 대해 DBPSK 또는 DQPSK demapping을 수행할 수 있다.
구체적으로, 송신단에서 DQPSK mapping 처리된 신호를 수신한 경우, differential decoder(31120)는 differential decoding한 신호에 대해 π/4만큼 phase rotation 처리를 수행할 수 있다. 따라서 differential decoding 신호는 In-phase와 Quadrature 성분으로 분리될 수 있다.
또한 deinterleaver(31130)는 송신단에서 interleaving이 수행되었다면 그에 대한 역과정으로서 differential decoder(31120)에서 출력된 신호에 대해 deinterleaving을 수행할 수 있다.
cyclic delay 블록(31140)은 송신단에서 cyclic delay가 수행되었다면 그에 대한 역과정을 수행할 수 있다.
이후, I/Q combiner(31150)는 deinterleaving된 신호 또는 delay된 신호의 I 성분과 Q 성분을 combining 할 수 있다.
만약, 송신단에서 DBPSK mapping 처리된 신호를 수신한 경우에는, I/Q combiner(31150)는 deinterleaving된 신호의 I 성분만을 출력할 수 있다.
이후, data deformatter(31160)는 I/Q combiner(31150)에서 출력된 신호들의 bit들을 combining하여 시그널링 정보를 출력할 수 있으며, Reed Muller decoder(31170)는 data deformatter(31160)에서 출력된 시그널링 정보를 디코딩할 수 있다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 상술한 과정을 통해 프리앰블을 통해 전송되는 시그널링 정보를 획득할 수 있다.
도 50은 Preamble detector의 상세 블록도 및 Preamble detector 내의 signaling decoder의 상세 블록도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 도면은 전술한 preamble detector 의 구조의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
본 실시예에 따른 Preamble detector 는 correlation detector(6010), FFT 블록(6020), ICFO Estimator(6030), Data Extractor(6040) 및/또는 Signaling Decoder(6050) 를 포함할 수 있다.
correlation detector(6010), FFT 블록(6020), ICFO Estimator(6030) 및 Data Extractor(6040) 는 전술한 동명의 블록과 동일한 동작을 수행할 수 있다.
Signaling Decoder(6050)은 preamble 을 decoding 하기 위한 동작을 수행할 수 있다. 본 실시예에 따른 Signaling Decoder(6050)은 Data average module(6051), Descrambler(6052), Differential Decoder(6053), Deinterleaver(6054), Cyclic Delay(6055), I/Q combiner(6056), Data Deformatter(6057) 및/또는 Reed Muller Decoder(6058) 를 포함할 수 있다.
Data average module(6051) 은, preamble 이 여러 번 반복된 구조를 가질 경우, 반복된 data block 들의 평균값을 산출하여 신호의 특성을 개선할 수 있다. 예를 들어 전술한 '시간 영역에서 반복되는 preamble 구조의 일 실시예를 도시한 도면' 의 (b) 와 같이 data block이 세 번 반복된 경우, Data average module(6051) 은 반복된 3개의 data block의 평균값을 산출하여 신호의 특성을 개선할 수 있다. Data average module(6051) 은, 평균화된 data 를 다음 모듈로 출력할 수 있다.
Descrambler(6052), Differential Decoder(6053), Deinterleaver(6054), Cyclic Delay(6055), I/Q combiner(6056), Data Deformatter(6057) 및 Reed Muller Decoder(6058) 는 전술한 동명의 블록과 동일한 동작을 수행할 수 있다.
도 51은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 시스템의 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
상술한 프레임 스트럭쳐 모듈에 포함된 셀 맵퍼는 입력된 SISO 또는 MISO 또는 MIMO 처리된 DP 데이터를 전송하는 셀들, 커먼 DP를 전송하는 셀들 및 PLS 데이터를 전송하는 셀들을 스케쥴링 정보에 따라 신호 프레임에 배치할 수 있다. 이후 생성된 신호 프레임들은 연속적으로 전송될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치 및 송신 방법은 동일한 RF channel 내에서 서로 다른 방송 송수신 시스템의 신호를 멀티플렉싱하여 전송할 수 있으며, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치 및 수신 방법은 이에 대응하여 신호들을 처리할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송수신 시스템은 flexible한 방송 송수신 시스템을 제공할 수 있다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 방송 서비스와 관련된 데이터를 운반하는 복수의 수퍼 프레임들을 연속적으로 전송할 수 있다.
도 51의 (a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 수퍼 프레임을 나타내며, 도 51의 (b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 수퍼 프레임의 구성을 나타낸다. 도 51의 (b)에 도시된 바와 같이, 수퍼 프레임은 복수개의 신호 프레임들과 NCF (Non-Compatible Frame)를 포함할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임은 상술한 프레임 스트럭쳐 모듈에서 생성된 피지컬 레이어 단의 TDM (Time Division Multiplexing) 신호 프레임이며, NCF는 향후 향후 새로운 방송 서비스 시스템을 위해 사용될 수 있는 프레임이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 하나의 RF에서 UHD, Mobile, MISO/MIMO 등의 다양한 서비스들을 동시에 제공하기 위하여, 각 서비스를 프레임 단위로 멀티플렉싱하여 전송할 수 있다. 서로 다른 방송 서비스는 각 방송 서비스의 특성 및 목적에 따라 다른 수신 환경, 전송 처리 사항 등이 요구될 수 있다.
따라서 서로 다른 서비스는 신호 프레임 단위로 전송될 수 있으며, 각 신호 프레임은 전송하는 서비스에 따라 서로 다른 프레임 타입으로 정의 될 수 있다. 또한, 각 신호 프레임에 포함된 데이터는 서로 다른 전송 파라미터에 의해 처리될 수 있으며, 각 신호 프레임들은 각 신호 프레임이 전송하는 방송 서비스에 따라 서로 다른 FFT 사이즈, 가드 인터벌을 가질 수 있다.
따라서 도 51의 (b)에 도시된 바와 같이, 각각 다른 서비스를 전송하는 서로 다른 타입의 신호 프레임들은 하나의 수퍼 프레임 내에서 TDM 방식으로 멀티플렉싱되어 전송 될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 타입은 FFT 모드, 가드 인터벌 모드 및 파일럿 패턴정보들의 조합으로 정의될 수 있으며, 프레임 타입에 관한 정보는 신호 프레임 내의 프리앰블 영역을 통해 전송될 수 있다. 구체적인 내용은 후술한다.
또한, 수퍼 프레임 내에 포함된 신호 프레임들의 컨피규레이션 정보는 상술한 PLS 를 통해 시그널링 될 수 있으며, 컨피규레이션 정보는 수퍼 프레임 단위로 변경될 수 있다.
도 51의 (c)는 각 신호 프레임의 구성을 나타낸 도면이다. 각 신호 프레임은 프리앰블, 헤드 및 테일 엣지 심볼들(Head/Tail Edge symbols, EH, ET), 적어도 하나 이상의 PLS 심볼들 및 복수개의 데이터 심볼들을 포함할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
프리앰블은 신호 프레임의 가장 앞에 위치하며, 방송 시스템과 각 신호 프레임의 타입을 식별하기 위한 기본 전송 파라미터 및 동기화를 위한 정보 등을 전송할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시에에 따른 방송 신호 수신 장치는 신호 프레임의 프리앰블을 가장 먼저 디텍팅하여, 해당 방송 시스템 및 프레임 타입을 식별하고, 수신기의 타입에 대응하는 방송 신호를 선택적으로 수신하여 디코딩을 할 수 있다.
헤드 및 테일 엣지 심볼들은 각 신호 프레임의 프리앰블 뒤 또는 신호 프레임의 가장 끝에 위치할 수 잇다. 본 발명에서는 엣지 심볼이 프리앰블 뒤에 위치하는 경우 헤드 엣지 심볼이라 호칭할 수 있으며, 엣지 심볼이 신호 프레임의 가장 끝에 위치하는 경우 테일 엣지 심볼이라고 호칭할 수 있다. 이는 엣지 심볼의 명칭, 위치 또는 개수는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다. 헤드 및 테일 엣지 심볼들은 프리앰블 설계의 자유도 및 서로 다른 프레임 타입의 신호 프레임들의 멀티플렉싱을 지원하기 위해 각 신호 프레임에 삽입될 수 있다. 엣지 심볼은 주파수 보간 (frequency-only interpolation) 및 데이터 심볼들간의 시간 보간(time interpolation)이 가능하도록 하기 위하여 데이터 심볼보다 많은 파일럿들을 포함할 수 있다. 따라서 엣지 심볼의 파일럿 패턴은 데이터 심볼의 파일럿 패턴보다 밀집도가 높다.
PLS 심볼은 상술한 PLS 데이터를 전송하기 위한 것으로, 추가적인 시스템 정보 (network topology/configuration, PAPR use 등)와 프레임 타입 ID/컨피규레이션 정보, 각 DP를 추출하고 디코딩하기 위해 필요한 정보들을 포함할 수 있다.
데이터 심볼은 DP 데이터를 전송하기 위한 것으로, 상술한 셀 맵퍼는 복수의 DP들을 데이터 심볼에 배치할 수 있다.
이하에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 DP를 설명한다.
도 52은 본 발명의 일 실시예에 따른 DP를 나타낸 도면이다.
상술한 바와 같이 신호 프레임의 데이터 심볼은 복수의 DP들을 포함할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 DP는 신호 프레임 내의 매핑 방식 (또는 배치 방식)에 따라 타입 1부터 타입 3까지로 구별 될 수 있다.
도 52의 (a)는 신호 프레임의 데이터 심볼에 매핑된 타입 1 DP들을 나타내며, (b)는 신호 프레임의 데이터 심볼에 매핑된 타입 2 DP들을 나타내고, (c)는 신호 프레임의 데이터 심볼에 매핑된 타입 3 DP들을 나타낸다. 각 도면은 신호 프레임의 데이터 심볼 영역만을 나타낸 것이며, 가로축은 시간, 세로축은 주파수 축을 의미한다. 이하 각 도면을 설명한다.
도 52의 (a)에 도시된 바와 같이, 타입 1 DP는 신호 프레임 내에 TDM 방식으로 매핑되는 DP를 의미한다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(또는 셀 맵퍼)은 타입 1 DP들을 신호 프레임에 매핑하는 경우, 해당 DP셀들을 주파수 축 방향으로 매핑 할 수 있다. 구체적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(또는 셀 맵퍼)은 DP0의 셀들을 주파수 축 방향으로 매핑하고, 하나의 OFDM 심볼이 다 채워지면 다시 다음 OFDM 심볼로 이동하여 주파수 축 방향으로 DP0의 셀들을 매핑할 수 있다. DP0의 셀들이 모두 매핑되면, DP1, DP2의 셀들 역시 동일한 방식으로 신호 프레임에 매핑될 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(또는 셀 맵퍼)은 각 DP들 사이에 임의의 간격을 두고 매핑을 할 수도 있다.
타입 1 DP는 DP의 셀들이 시간축에서 최대한 밀집되어 매핑되므로 다른 타입의 DP에 비해서 수신기의 동작 시간을 최소화할 수 있다는 장점이 있다. 따라서, 타입 1 DP는 배터리로 동작하는 핸드헬드 디바이스 또는 포터블 디바이스와 같이 파워 세이빙이 우선적으로 고려되어야 하는 방송 신호 수신 장치에 해당 서비스를 전송하기에 적합하다.
도 52의 (b)에 도시된 바와 같이, 타입 2 DP는 신호 프레임 내에 FDM (Frequency Division Multiplexing) 방식으로 매핑되는 DP를 의미한다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(또는 셀 맵퍼)은 타입 2 DP들을 신호 프레임에 매핑하는 경우, 해당 DP의 셀들을 시간 축 방향으로 매핑할 수 있다. 구체적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(또는 셀 맵퍼)은 DP0의 셀들을 하나의 OFDM 심볼의 첫번째 주파수에서 시간축으로 우선 매핑할 수 있다. 이후, DP0의 셀이 시간축 상 신호 프레임의 마지막 OFDM 심볼까지 매핑이 되면, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(또는 셀 맵퍼)은 다시 첫번째 OFDM 심볼의 두번째 주파수부터 DP 0의 셀들을 같은 방식으로 매핑할 수 있다.
타입 2 DP는 셀들이 시간적으로 최대한 넓게 분포되어 전송되므로, 다른 타입의 DP에 비해 타임 다이버시티를 획득하기에 적합하다. 하지만 타입 1 DP에 비해 해당 DP를 추출하기 위한 수신기 동작 시간이 길기 때문에 파워 세이빙을 획득하기 어렵다. 따라서 타입 2 DP는 전원공급이 안정적인 고정수신용 방송 신호 수신 장치에 해당 서비스를 전송하기에 적합하다.
타입 2 DP는 각 DP의 셀들이 특정 주파수 주변에 집중되어 매핑되는 특성을 가지므로, 주파수 선택 채널(frequency selective channel) 환경하의 수신기는 특정 DP를 수신하는데 문제가 있을 수 있다. 따라서 셀 매핑 이후, 심볼 단위로 프리퀀시 인터리빙을 적용하면, 프리퀀시 다이버시티(frequency diversity)를 추가적으로 획득할 수 있으므로 상술한 문제점을 해결 할 수 있다.
도 52의 (c)에 도시된 바와 같이, 타입 3 DP는 타입 1 DP 및 타입 2 DP가 절충된 형태로서, 신호 프레임 내에 TFDM (Time & Frequency Division Multiplexing) 방식으로 매핑되는 DP를 의미한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(또는 셀 맵퍼)은 타입 3 DP들을 신호 프레임에 매핑하는 경우, 해당 신호 프레임을 균등 분할하고, 각 분할된 영역을 슬롯(slot)이라 정의하고, 해당 슬롯 내에서만 시간축에 따라 해당 DP의 셀들을 시간 축 방향으로 매핑할 수 있다.
구체적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(또는 셀 맵퍼)은 DP0의 셀들을 첫번째 OFDM 심볼의 첫번째 주파수에서 시간축으로 우선 매핑할 수 있다. 이후, DP0의 셀이 시간축 상 슬롯의 마지막 OFDM 심볼까지 매핑이 되면, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(또는 셀 맵퍼)은 다시 첫번째 OFDM 심볼의 두번째 주파수부터 DP0의 셀들을 같은 방식으로 매핑할 수 있다.
이 경우, 신호 프레임을 분할하는 슬롯의 개수와 길이에 따라 타임 다이버시티와 파워 세이빙의 트레이드 오프가 가능하다. 예를 들어 신호 프레임을 적은 수의 슬롯들로 분할하면 슬롯의 길이가 길어지므로, 타입 2 DP와 같이 타임 다이버시티를 획득할 수 있다. 만약 신호 프레임을 많은 수의 슬롯들로 분할하면 슬롯의 길이가 짧아지므로 타입 1 DP와 같이 파워 세이빙 효과를 획득할 수 있다.
도 53은 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 1 DP를 나타낸 도면이다.
도 53은 상술한 슬롯의 개수에 따른 타입 1 DP을 신호 프레임에 매핑하는 실시예를 나타낸 도면이다. 구체적으로 도 18의 (a)는 슬롯의 개수가 1인 경우의 타입 1 DP들의 매핑 결과를 나타내며, 도 18의 (b)는 슬롯의 개수가 4인 경우의 타입 1 DP들의 매핑 결과를 나타낸다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치에서 신호 프레임 내에 매핑된 각 DP의 셀들을 추출하기 위해서는 각 DP의 타입 정보, 각 DP마다 DP의 첫번째 셀이 매핑되는 주소를 지시하는 DP 스타트 어드레스 (start address) 정보 및 해당 신호 프레임에 할당되는 각 DP들의 FEC 블록 개수 정보 등의 시그널링 정보가 필요하다.
따라서 도 53의 (a)에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 각 DP별로 DP의 첫번째 셀이 매핑되는 주소를 지시하는 DP 스타트 어드레스 정보(DP0_St, DP1_St, DP2_St, DP3_St, DP4_St)등을 포함하는 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
도 53의 (b)는 신호 프레임이 4개의 슬롯들로 분할된 경우의 타입 1 DP들을 매핑한 결과를 나타낸다. 각 슬롯에 매핑된 DP들의 셀들은 주파수 방향으로 매핑이 될 수 있다. 상술한 바와 같이 슬롯의 개수가 많아지면 하나의 DP에 해당하는 셀들은 일정 간격으로 분산되어 매팅되므로 타임 다이버시티를 획득할 수 있다. 하지만 하나의 신호 프레임에 매핑되는 하나의 DP의 셀들은 슬롯의 개수로 나누어 떨어지지 않으므로 각 슬롯마다 매핑된 하나의 DP 셀들의 개수는 다를 수 있다. 따라서 이를 고려하여 매핑 룰(rule)을 설정하면, 각 슬롯마다 각 DP의 첫번째 셀이 매핑되는 주소는 신호 프레임 내의 임의의 위치가 될 수 있다. 구체적인 매핑 방법은 후술한다. 또한, 신호 프레임이 복수개의 슬롯들로 분할된 경우, 방송 신호 수신 장치에서 해당 DP의 셀들을 획득하기 위해서는 슬롯의 개수를 지시하기 위한 정보가 필요하다. 본 발명에서는 슬롯의 개수를 지시하기 위한 정보를 N_Slot으로 표현할 수 있다. 따라서, 도 53의 (a)의 신호 프레임의 슬롯 개수는 N_Slot=1, 도 53의 (b)의 신호 프레임의 슬롯 개수는 N_Slot=4로 표현될 수 있다.
도 54는 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 2 DP를 나타낸 도면이다.
상술한 바와 같이 타입 2 DP 셀들은 시간축 방향으로 매핑되며, 해당 DP의 셀들이 시간축 상 신호 프레임의 마지막 OFDM 심볼까지 매핑이 되면, 해당 DP의 셀들은 다시 첫번째 OFDM 심볼의 두번째 주파수부터 같은 방식으로 매핑될 수 있다.
도 53에서 설명한 바와 같이, 타입 2 DP의 경우에도, 방송 신호 수신 장치에서 신호 프레임 내에 매핑된 각 DP의 셀들을 추출하기 위해서는 각 DP의 타입 정보, 각 DP마다 DP의 첫번째 셀이 매핑되는 주소를 지시하는 DP start address 정보 및 해당 신호 프레임에 할당되는 각 DP들의 FEC 블록 개수 정보가 필요하다.
따라서 도 54에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 각 DP별로 DP의 첫번째 셀이 매핑되는 주소를 지시하는 DP start address 정보(DP0_St, DP1_St, DP2_St, DP3_St, DP4_St)를 전송할 수 있다. 또한 도 54는 슬롯이 1개인 경우로서, 도 19의 신호 프레임의 슬롯 개수는 N_Slot=1로 표현될 수 있다.
도 55은 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 3 DP를 나타낸 도면이다.
상술한 바와 같이 타입 3 DP는 신호 프레임 내에 TFDM (Time & Frequency Division Multiplexing) 방식으로 매핑되는 DP로서, 타임 다이버시티를 필요한 만큼 제한하거나 부여하면서 파워 세이빙 효과를 획득해야 할 필요가 있는 경우 사용될 수 있다. 타입 3 DP들에 대해서는 타입 2 DP와 마찬가지로 OFDM 심볼 단위로 적용될 수 있는 프리퀀시 인터리빙을 적용하여 프리퀀시 다이버시티를 획득할 수 있다.
도 55의 (a)는 한 개의 DP를 한 개의 슬롯에 매핑하는 경우의 신호 프레임을 나타내며, 도 55의 (b)는 한 개의 DP를 적어도 하나 이상의 슬롯에 나누어 매핑하는 경우의 신호 프래임을 나타낸다. 도 55의 (a), (b) 모두 슬롯이 4개인 경우로서, 신호 프레임의 슬롯 개수는 N_Slot=4로 표현될 수 있다.
또한 도 53 및 54에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 각 DP별로 DP의 첫번째 셀이 매핑되는 주소를 지시하는 DP start address 정보(DP0_St, DP1_St, DP2_St, DP3_St, DP4_St)를 전송할 수 있다.
도 55의 (b)의 경우, 도 55의 (a)와는 다른 타임 다이버시티를 획득할 수 있으며, 이 경우, 추가적인 시그널링 정보가 필요할 수 있다.
도 53 내지 도 55에서 설명한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 각 DP별로 DP의 첫번째 셀이 매핑되는 주소를 지시하는 DP 스타트 어드레스 정보(DP0_St, DP1_St, DP2_St, DP3_St, DP4_St)등을 포함하는 시그널링 정보를 전송할 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 첫번째로 매핑되는 DP0에 대해서만 DP 스타트 어드레스 정보를 전송하고, 나머지 DP들에 대해서는 DP0의 스타트 어드레스 정보를 기준으로 오프셋 (OFFSET) 값을 전송할 수도 있다. 만약 각 DP들이 균등하게 매핑되는 경우, 각 DP가 매핑되는 간격은 동일하므로, 수신기는 기준이 되는 DP의 시작 위치에 대한 정보와 오프셋 값을 이용하여 각 DP의 시작 위치를 획득할 수 있다. 구체적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치가 DP0의 스타트 어드레스 정보에 일정한 크기의 오프셋 정보를 전송하는 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치는 DP0의 스타트 어드레스 정보에 상술한 오프셋 정보를 더하여 DP1의 시작 위치를 알 수 있다. 동일한 방식으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치는 DP0의 스타트 어드레스 정보에 상술한 오프셋 정보를 두번 더하여 DP2의 시작 위치를 알 수 있다. 만약 각 DP들이 균등하게 매핑되지 않았다면, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 DP0의 스타트 어드레스 정보와 DP0의 시작 위치를 기준으로 한 각 DP들의 간격을 나타내는 오프셋 값들(OFFSET 1, OFFSET 2..)을 전송할 수 있다. 이 경우, 각 오프셋 값의 크기는 같거나 다를 수 있다. 또한, 오프셋 값은 후술할 도 68의 PLS 시그널링 정보 또는 인밴드 시그널링 정보에 포함되어 전송될 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다.이하에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 RB(리소스 블록, Resource Block)을 이용한 DP 매핑 방법에 대해 설명한다.
RB는 DP를 매핑하기 위한 일정 단위의 블록으로서, 본 발명에서는 이를 데이터 매핑 유닛이라 호칭할 수 있다. RB 단위의 자원 할당(resource allocation)은 DP 스케쥴링 및 파워 세이브 컨트롤을 직관적이고 용이하게 처리할 수 있는 장점이 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 RB는 설계자의 의도에 따라 명칭이 변경될 수 있으며, RB의 크기는 비트 레이트 입자성(bit-rate granularity)이 문제되지 않는 범위 내에서 자유롭게 설정될 수 있다.
이하 본 발명에서는 각 RB의 크기를, OFDM 심볼 내에서 실제 데이터를 전송할 수 있는 액티브 케리어들의 개수 즉, Number Of Active carriers (이하, NoA라 호칭한다)의 정수배 또는 정수배로 나눈 값인 것을 일 실시예로 할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다. RB의 크기가 커지면 자원 할당이 간단해지는 장점이 있으나, RB 크기는 실질적으로 지원 가능한 비트 레이트의 최소 단위를 나타내므로 적절히 고려하여 결정되어야 한다.
도 56은 본 발명의 일 실시예에 따른 RB를 나타낸 도면이다.
도 56은 DP0의 FEC 블록이 10개인 경우, RB를 통해 신호 프레임에 매핑되는 실시예를 나타낸 도면이다. DP0의 전송 파라미터로서, LDPC 블록의 길이가 64K이고, QAM 모듈레이션 값이 256QAM인 경우로서, 신호 프레임의 FFT 모드가 32K, 스캐터드(scattered) 파일럿 패턴이 PP32-2(즉, 캐리어를 운반하는 파일럿의 간격이 Dx=32, 하나의 스캐터드 파일럿 시퀀스를 구성하는 심볼들의 개수가 Dy=2인 경우)인 경우를 예시로서 살펴본다. 이 경우, FEC 블록의 크기는 8100의 셀들에 해당하고, NoA는 27584으로 가정할 수 있다. 만약, RB의 크기가 NoA를 4로 나눈 값이라고 가정을 하면, RB의 크기는 6896개의 셀들에 해당하며, RB의 크기는 L_RB=NoA/4로 표현될 수 있다.
이 경우, FEC 블록들의 크기와 RB의 크기를 셀 단위로 비교하면, 10xFEC 블록의 크기= 11xRB의 크기 + 5144개의 셀들의 관계가 성립한다. 따라서 10개의 FEC 블록들을 RB단위로 하나의 신호 프레임에 매핑하기 위해서, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(또는 셀 맵퍼)은 10개의 FEC 블록들의 데이터를 11개의 RB들에 순서대로 매핑하여 현재 신호 프레임에 11개의 RB들을 매핑하고, 5144개의 셀들에 해당하는 나머지 부분을 다음 FEC 블록들과 함께 다음 신호 프레임에 매핑할 수 있다.
도 57은 본 발명의 일 실시예에 따른 RB의 프레임 매핑 과정을 나타낸 도면이다.
구체적으로 도 57은 연속적인 신호 프레임을 전송하는 경우를 나타낸 도면이다.
가변적인 비트 레이트를 지원하는 경우, 하나의 신호 프레임을 통해 전송될 수 있는 FEC 블록의 개수는 각 신호 프레임마다 다를 수 있다.
도 57의 (a)는 신호 프레임 N을 통해 전송되는 FEC 블록의 개수가 10인 경우, 신호 프레임 N+1을 통해 전송되는 FEC 블록의 개수가 9인 경우 및 신호 프레임 N+2를 통해 전송되는 FEC 블록의 개수가 11인 경우를 각각 나타낸 도면이다.
도 57의 (b)는 신호 프레임 N에 매핑될 RB가 11개인 경우, 신호 프레임 N+1에 매핑될 RB가 11개인 경우 및 신호 프레임 N+2에 매핑될 RB가 13개인 경우를 각각 나타낸 도면이다.
도 57의 (c)는 각 RB가 신호 프레임 N, 신호 프레임 N+1 및 신호 프레임 N+2에 매핑된 결과를 나타낸 도면이다.
도 57의 (a) 및 (b)에 도시된 바와 같이, 신호 프레임 N을 통해 전송되는 FEC 블록의 개수가 10인 경우, 10개의 FEC 블록들의 크기는 11개의 RB들의 크기에 5144개의 셀들을 합친 것과 동일하므로, 도 57의 (c)에 도시된 바와 같이 11개의 RB들은 신호 프레임 N에 매핑되어 전송될 수 있다.
또한 도 57의 (b)의 가운데 도면에 도시된 바와 같이, 나머지 5144개의 셀들은 신호 프레임 N+1에 매핑될 11개의 RB들 중 첫번째 RB의 시작 부분을 구성하게 된다. 따라서 5144개의 셀들 + 9 개의 FEC 블록들의 크기 = 11 RB들의 크기 + 2188개의 셀들의 관계가 성립되므로, 신호 프레임 N+1에는 11 RB들이 매핑되어 전송되고, 나머지 2188개의 셀들은 신호 프레임 N+2에 매핑될 13개의 RB들 중 첫번째 RB의 시작 부분을 구성하게 된다. 동일한 방식으로, 2188 개의 셀들 + 11 개의 FEC 블록들의 크기 = 13개의 RB들의 크기 + 1640개의 셀들의 관계가 성립되므로, 신호 프레임 N+2에는 13개의 RB들이 매핑되어 전송되고, 나머지 1640개의 셀들은 다음 신호 프레임에 매핑되어 전송된다. FEC 블록의 크기와 NoA는 동일하지 않으므로 더미 셀들을 삽입할 수 있으나, 도 57에 도시된 방법을 따르는 경우, 더미 셀들을 삽입할 필요가 없으므로, 실제적인 데이터를 보다 효율적으로 전송 할 수 있다. 또한 각 신호 프레임에 매핑될 RB들은 신호 프레임에 매핑되기 이전에 타임 인터리빙 또는 이와 유사한 처리 과정을 거칠 수 있으며 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.이하에서는 상술한 DP의 타입에 따라 RB 단위로 DP를 신호 프레임에 매핑하는 방법을 설명한다.
구체적으로 본 발명에서는 복수개의 DP들이 모든 신호 프레임 내에서 가용 가능한 RB들에 할당된 경우 및 일부 RB들에만 할당된 경우로 나누어 RB 매핑 방법을 설명한다. 본 발명에서는 DP의 개수는 3, 한 개의 신호 프레임 내의 RB의 개수는 80, RB의 크기는 NoA를 4로 나눈 경우를 일 실시예로 하며, 각각 다음과 같이 표현될 수 있다.
DP의 개수, N_DP = 3
한 개의 신호 프레임 내의 RB의 개수, N_RB = 80
RB의 크기, L_RB = NoA/4
또한, 본 발명에서는 복수 개의 DP(DP0, DP1, DP2)들이 한 개의 신호 프레임 내에서 가용 가능한 RB들에 할당된 경우로서, DP0는 31개의 RB, DP1은 15개의 RB, DP2는 34개의 RB를 채운 경우를 일 실시예로 하며, 다음과 같이 표현할 수 있다.
{DP0, DP1, DP2}={31,15,34}
또한, 본 발명에서는 복수 개의 DP(DP0, DP1, DP2)들이 한 개의 신호 프레임 내에서 일부 RB들에만 할당된 경우로서, DP0는 7개의 RB, DP1은 5개의 RB, DP2는 6개의 RB를 채운 경우를 일 실시예로 하며, 다음과 같이 표현할 수 있다.
{DP0, DP1, DP2}={7,5,6}
이하의 도 58 내지 도 60은 DP의 타입에 따른 RB 매핑을 나타낸다.
본 발명에서는 각 DP의 타입에 따른 따른 RB 매핑 룰을 설명하기 위해서 다음의 값들을 정의하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
L_Frame: 한 개의 신호 프레임 내의 OFDM 심볼들의 개수,
N_Slot: 한 개의 신호 프레임 내의 슬롯들의 개수,
L_Slot: 한 개의 슬롯 내의 OFDM 심볼들의 개수,
N_RB_Sym: 한 개의 OFDM 심볼 내의 RB들의 개수,
N_RB: 한 개의 신호 프레임 내의 RB들의 개수.
도 58은 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 1 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 58은 한 개의 신호 프레임을 나타내며, 가로축은 시간축을 의미하며, 세로축은 주파수 축을 의미한다. 시간축 상 신호 프레임의 가장 처음에 위치한 색처리된 블록은 프리앰블 및 시그널링을 위한 영역이다. 상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 복수개의 DP들은 신호 프레임의 데이터 심볼 영역에 RB 단위로 매핑될 수 있다.
도 58에 도시된 신호 프레임은 20개의 OFMD 심볼들로 구성되어 있고(L_Frame=20), 4개의 슬롯들을 포함하고 있다(N_Slot=4). 또한 한 개의 슬롯은 5개의 OFDM 심볼들을 포함하며(L_Slot=5), 한 개의 OFDM 심볼은 4개의 RB로 균등하게 분할된다(N_RB_Sym=4). 따라서 한 개의 신호 프레임 내의 전체 RB들의 개수는 L_Frame*N_RB_Sym으로 80에 해당한다.
도 58에 신호 프레임 내에 표시된 각 숫자는 신호 프레임 내에서 RB가 할당되는 순서를 의미한다. 타입 1 DP는 주파수 축 방향으로 순차적으로 매핑되므로, RB들의 할당 순서 역시 주파수 축으로 연속적으로 증가함을 알 수 있다. RB들이 할당되는 순서가 결정되면, 각 DP들은 시간 순서대로 최종 할당된 RB들에 매핑될 수 있다. RB들이 해당 신호 프레임 내에 실제로 매핑되는 자리의 주소(RB mapping address)를 j라 하면, j는 0부터 N_RB-1까지의 값을 가질 수 있다. 이 경우, RB 입력 순서(RB input order)를 i라고 정의하면 도 23에 도시된 바와 같이 i는 0,1,2,...,N_RB-1까지의 값을 가질 수 있다. N_Slot=1인 경우, RB 매핑 어드레스와 RB 입력 순서는 동일하므로(j=i), 입력되는 RB를 순서대로 j의 오름차순으로 매핑 할 수 있다. N_Slot > 1 인 경우는, 해당 신호 프레임에 매핑해야 할 RB들을 N_Slot의 개수대로 분할하여 매핑할 수 있다. 이 경우, 도 58 하단에 도시된 수학식으로 표현된 매핑 룰에 따라 RB를 매핑할 수 있다.
도 59는 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 2 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 59에 도시된 신호 프레임은 도 58과 마찬가지로, 20개의 OFMD 심볼들로 구성되어 있고(L_Frame=20), 4개의 슬롯들을 포함하고 있다(N_Slot=4). 또한 한 개의 슬롯은 5개의 OFDM 심볼들을 포함하며(L_Slot=5), 한 개의 OFDM 심볼은 4개의 RB로 균등하게 분할된다(N_RB_Sym=4). 따라서 한 개의 신호 프레임 내의 전체 RB들의 개수는 L_Frame*N_RB_Sym으로 80에 해당한다.
도 58에서 설명한 바와 같이, RB들이 해당 신호 프레임 내에 실제로 매핑되는 자리의 주소(RB mapping address)를 j라 하면, j는 0부터 N_RB-1까지의 값을 가질 수 있다. 타입 2 DP는 시간 축 방향으로 순차적으로 매핑되므로, RB들의 할당 순서 역시 시간 축 방향으로 연속적으로 증가함을 알 수 있다. RB들이 할당되는 순서가 결정되면, 각 DP들은 시간 순서대로 최종 할당된 RB들에 매핑될 수 있다.
RB 입력 순서 i는 도 58에서 설명한 바와 같이, N_Slot=1인 경우는 j=i 에 해당되어 입력되는 RB를 순서대로 j의 오름차순으로 매핑 할 수 있다. N_Slot > 1 인 경우는, 해당 신호 프레임에 매핑 할 RB들을 N_Slot의 개수대로 분할하여 매핑 할 수 있다. 이 경우, 도 59 하단에 도시된 수학식으로 표현된 매핑 룰에 따라 RB를 매핑할 수 있다.
도 58 및 도 59에 도시된 매핑 룰을 표현하는 수학식은 DP의 타입에 따라 차이가 없으나, 타입 1 DP는 주파수축 방향으로 매핑이 되고, 타입 2 DP는 시간축 방향으로 매핑이 되므로, 매핑 방향의 차이에 따라 서로 다른 특성의 RB 매핑 결과를 나타나게 된다.
도 60는 본 발명의 일 실시예에 따른 타입 3 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 60에 도시된 신호 프레임은 도 58 및 도 59와 마찬가지로, 20개의 OFMD 심볼들로 구성되어 있고(L_Frame=20), 4개의 슬롯들을 포함하고 있다(N_Slot=4). 또한 한 개의 슬롯은 5개의 OFDM 심볼들을 포함하며(L_Slot=5), 한 개의 OFDM 심볼은 4개의 RB로 균등하게 분할된다(N_RB_Sym=4). 따라서 한 개의 신호 프레임 내의 전체 RB들의 개수는 L_Frame*N_RB_Sym으로 80에 해당한다.
타입 3 DP의 RB 매핑 어드레스는 도 60의 하단에 도시된 수학식에 따라 도출될 수 있다. 즉, N_Slot=1인 경우, 타입 3 DP의 RB 매핑 어드레스는 타입 2 DP의 RB 매핑 어드레스와 동일하다. 타입 2 DP와 타입 3 DP는 시간축 방향으로 순차적으로 매핑된다는 점에서는 동일하나, 타임 2 DP의 경우 해당 신호 프레임의 첫번째 주파수 끝까지 매핑된 이후에 다시 첫번째 OFDM 심볼의 두번째 주파수부터 순차적으로 매핑이 되고, 타입 3 DP의 경우, 해당 슬롯의 첫번째 주파수 끝까지 매핑이 되면, 다시 해당 슬롯의 첫번째 OFDM 심볼의 두번째 주파수부터 시간축 방향으로 순차적으로 매핑이 된다는 차이점이 있다. 이와 같은 차이점 때문에 타입 3 DP를 사용하는 경우, L_Slot에 의해서 타임 다이버시티를 제한하고, L_Slot 단위로 파워 세이빙을 획득할 수 있다.
도 61은 본 발명의 다른 실시예에 따른 타입 1 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 61의 (a)는 타입 1 DP0, 1, 2가 한 개의 신호 프레임 내에서 가용 가능한 RB들에 할당된 경우의 RB 매핑 순서를 나타내며, 도 61의 (b)는 타입 1 DP0, 1, 2가 한 개의 신호 프레임 내에서 분할되어 각 슬롯에 포함된 RB들에 할당된 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다. 신호 프레임 내에 표시된 번호는 각 RB가 할당되는 순서를 나타내며, RB들이 할당되는 순서가 결정되면, 각 DP들은 시간 순서대로 최종 할당된 RB들에 매핑될 수 있다.
도 61의 (a)는 N_Slot=1이고, {DP0, DP1, DP2}={31,15,34}인 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다.
구체적으로, DP0은 주파수 축 방향으로 각 RB의 순서에 따라 RB에 매핑이 되며, 하나의 OFDM 심볼에 전부 매핑이 되면, 시간축상 다음에 위치하는 OFDM 심볼들에 주파수 축 방향으로 순차적으로 매핑될 수 있다. 따라서 DP0이 0부터 30까지의 RB들에 매핑이 되면, DP1은 연속적으로 31부터 45까지의 RB들에 매핑이 될 수 있으며, DP2는 46부터 79까지의 RB들에 매핑될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치에서 해당 DP가 매핑된 RB들을 추출하기 위해서는 각 DP의 타입 정보(DP_Type), 균등 분할된 슬롯의 개수 (N_Slot)가 필요하며, 각 DP별 DP 스타트 어드레스 (start address) 정보 (DP_RB_St), 해당 신호 프레임에 매핑될 각 DP별 FEC 블록의 개수 정보(DP_N_Block), 및 첫 번째 RB내에 매핑된 FEC 블록의 스타트 어드레스 (start address) 정보(DP_FEC_St)등을 포함하는 시그널링 정보가 필요하다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 상술한 시그널링 정보를 함께 전송할 수 있다.
도 61의 (b)는 N_Slot=4이고, {DP0, DP1, DP2}={31,15,34}인 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다.
구체적으로, 도 61의 (b)는 DP0, DP1, DP2를 각각 분할(partition)한 후, N_Slot=1인 경우와 동일한 방법으로 각 슬롯마다 순차적으로 DP를 RB 단위로 매핑한 결과를 나타낸다. 도 61의 하단은 각 DP들의 RB들을 분할하기 위한 룰(rule)을 표현하는 수학식을 도시하고 있다. 도면에 도시된 수학식에서 각 파라미터 s, N_RB_DP, N_RB_DP(s)는 다음과 같이 정의될 수 있다.
s: 슬롯 인덱스(Slot index), s=0,1,2,..., N_Slot-1,
N_RB_DP: 한 개의 신호 프레임에 매핑될 DP의 RB들의 개수,
N_RB_DP(s): 슬롯 인덱스 s의 슬롯 내에 매핑될 DP의 RB들의 개수.
본 발명의 일 실시예에 따른 DP 0의 N_RB_DP=31이므로, 도 61에 도시된 수학식에 따르면 첫번째 슬롯 내에 매핑될 DP 0의 RB들의 개수는 N_RB_DP(0)=8, 두번째 슬롯 내에 매핑될 DP 0의 RB들의 개수는 N_RB_DP(1)=8, 세번째 슬롯 내에 매핑될 DP 0의 RB들의 개수는 N_RB_DP(2)=8 및 네번째 슬롯 내에 매핑될 DP 0의 RB들의 개수는 N_RB_DP(3)=7이 될 수 있다. 본 발명에서는 각 슬롯마다 분할되는 DP 0의 개수를 {8,8,8,7}로 표현할 수 있다.
동일한 방식으로 DP 1은 {4,4,4,3}으로, DP 2는 {9,9,8,8}로 각각 분할될 수 있다.
각 슬롯별로 분할된 DP들을 해당 슬롯 내에서 순차적으로 매핑될 수 있으며, 매핑 방식은 상술한 N_Slot=1인 경우와 동일하다. 이 경우, 모든 슬롯을 균등하게 채우기 위해서 해당 DP 마다 다른 DP의 RB가 적게 할당된 슬롯 중에서 슬롯 인덱스, s가 적은 슬롯부터 순차적으로 DP가 매핑될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 DP1의 경우를 살펴보자. DP 0의 RB들은 s=0,1,2,3의 순으로 {8,8,8,7}로 분할되어 각 슬롯에 매핑되므로, 슬롯 인덱스 s=3 인 슬롯에 DP 0의 RB가 가장 적게 매핑되었음을 알 수 있다. 따라서 DP 1의 RB들은 s=3,0,1,2의 순으로 {4,4,4,3}으로 분할되어 각 슬롯에 매핑될 수 있다. 동일한 방식으로, DP 0 및 DP 1의 RB들은 슬롯 인덱스 s=2 및 3인 슬롯에 가장 적게 할당 되었으나, s=3인 경우가 더 적으므로 DP 2의 RB들은 s=2,3,0,1순으로 {9,9,8,8}으로 분할되어 각 슬롯에 매핑될 수 있다.
도 62은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 타입 1 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 62은 상술한 타입 1 DP의 RB 매핑 어드레스를 그대로 적용한 경우의 실시예를 나타낸다. 도 62의 하단에는 상술한 RB 매핑 어드레스를 표현하는 수학식이 도시되어 있다. 도61에서 설명한 매핑 방법과 과정은 다르지만, 매핑 결과는 동일하므로 동일한 특성을 갖는 매핑이 가능하다. 도 62의 매핑 방식에 따르면 하나의 수학식으로도 N_Slot의 값에 관계없이 RB 매핑을 수행할 수 있다는 장점이 있다.
도 63은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 타입 1 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 63의 (a)는 타입 1 DP 0, 1, 2가 한 개의 신호 프레임 내에서 일부 RB들에만 할당된 경우의 RB 매핑 순서를 나타내며, 도 63의 (b)는 타입 1 DP 0, 1, 2가 한 개의 신호 프레임 내에서 분할되어 각 슬롯에 포함된 일부 RB들에만 할당된 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다. 신호 프레임 내에 표시된 번호는 각 RB가 할당되는 순서를 나타내며, RB들이 할당되는 순서가 결정되면, 각 DP들은 시간 순서대로 최종 할당된 RB들에 매핑될 수 있다.
도 63의 (a)는 N_Slot=1이고, {DP0, DP1, DP2}={7,5,6}인 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다.
구체적으로, DP0은 주파수 축 방향으로 각 RB의 순서에 따라 RB에 매핑이 되며, 하나의 OFDM 심볼에 전부 매핑이 되면, 시간축상 다음에 위치하는 OFDM 심볼들에 주파수 축 방향으로 순차적으로 매핑될 수 있다. 따라서 DP0이 0부터 6까지의 RB들에 매핑이 되면, DP1은 연속적으로 7부터 11까지의 RB들에 매핑이 될 수 있으며, DP2는 12부터 17까지의 RB들에 매핑될 수 있다.
도 63의 (b)는 N_Slot=4이고, {DP0, DP1, DP2}={7,5,6}인 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다.
도 63의 (b)는 도 26에서 설명한 각 DP들의 RB들을 분할하기 위한 룰에 따라 각 DP들의 RB들을 분할하여 매핑한 신호 프레임의 실시예들을 나타낸다. 구체적인 과정은 상술한 바와 동일하므로 생략한다.
도 64는 본 발명의 다른 실시예에 따른 타입 2 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 64의 (a)는 타입 1 DP 0, 1, 2가 한 개의 신호 프레임 내에서 가용 가능한 RB들에 할당된 경우의 RB 매핑 순서를 나타내며, 도 64의 (b)는 타입 1 DP 0, 1, 2가 한 개의 신호 프레임 내에서 분할되어 각 슬롯에 포함된 RB들에 할당된 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다. 신호 프레임 내에 표시된 번호는 각 RB가 할당되는 순서를 나타내며, RB들이 할당되는 순서가 결정되면, 각 DP들은 시간 순서대로 최종 할당된 RB들에 매핑될 수 있다.
도 64의 (a)는 N_Slot=1이고, {DP0, DP1, DP2}={31,15,34}인 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다.
타입 2 DP의 RB들은 해당 신호 프레임의 첫번째 주파수 끝까지 매핑된 이후에 다시 첫번째 OFDM 심볼의 두번째 주파수부터 순차적으로 매핑이 되므로 타임 다이버시티를 획득할 수 있다는 장점이 있다. 따라서 DP0이 시간축 상으로 0부터 19까지의 RB에 매핑이 된 뒤, 두번째 주파수의 20부터 30까지의 RB에 매핑이 되면 DP1은 동일한 방식으로 31부터 45까지의 RB들에 매핑이 될 수 있으며, DP2는 46부터 79까지의 RB들에 매핑될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치에서 해당 DP가 매핑된 RB들을 추출하기 위해서는 각 DP의 타입 정보(DP_Type), 균등 분할된 슬롯의 개수 (N_Slot)가 필요하며, 각 DP별 DP start address 정보 (DP_RB_St), 해당 신호 프레임에 매핑될 각 DP별 FEC 블록의 개수 정보(DP_N_Block), 및 첫 번째 RB내에 매핑된 FEC 블록의 start address 정보(DP_FEC_St)등을 포함하는 시그널링 정보가 필요하다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 상술한 시그널링 정보를 함께 전송할 수 있다.
도 64의 (b)는 N_Slot=4이고, {DP0, DP1, DP2}={31,15,34}인 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다.
도 64의 (b)의 첫번째 신호 프레임은 도 26에서 설명한 각 DP들의 RB들을 분할하기 위한 룰에 따라 RB 매핑을 수행한 결과를 나타내며, 도 29의 (b)의 두번째 신호 프레임은 상술한 타입 2 DP의 RB 매핑 어드레스를 그대로 적용한 경우의 RB 매핑을 수행한 결과를 나타낸다. 각 룰과 어드레스를 적용하는 경우, 매핑 방법과 과정은 다르지만, 매핑 결과는 동일하므로 동일한 특성을 갖는 매핑이 가능하다. 이 경우, 하나의 수학식으로도 N_Slot의 값에 관계없이 RB 매핑을 수행할 수 있다는 장점이 있다.
도 65은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 타입 2 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 65의 (a)는 타입 2 DP 0, 1, 2가 한 개의 신호 프레임 내에서 일부 RB들에만 할당된 경우의 RB 매핑 순서를 나타내며, 도 65의 (b)는 타입 2 DP 0, 1, 2가 한 개의 신호 프레임 내에서 분할되어 각 슬롯에 포함된 일부 RB들에만 할당된 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다. 신호 프레임 내에 표시된 번호는 각 RB가 할당되는 순서를 나타내며, RB들이 할당되는 순서가 결정되면, 각 DP들은 시간 순서대로 최종 할당된 RB들에 매핑될 수 있다.
도 65의 (a)는 N_Slot=1이고, {DP0, DP1, DP2}={7,5,6}인 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다.
구체적으로, DP0은 시간 축 방향으로 각 RB의 순서에 따라 RB에 매핑이 될 수 있다. 따라서 DP0이 0부터 6까지의 RB들에 매핑이 되면, DP1은 연속적으로 7부터 11까지의 RB들에 매핑이 될 수 있으며, DP2는 12부터 17까지의 RB들에 매핑될 수 있다.
도 65의 (b)는 N_Slot=4이고, {DP0, DP1, DP2}={7,5,6}인 경우의 RB mapping 순서를 나타낸다.
도 65의 (b)는 도 26에서 설명한 각 DP들의 RB들을 분할하기 위한 룰에 따라 각 DP들의 RB들을 분할하여 매핑한 신호 프레임의 실시예들을 나타낸다. 구체적인 과정은 상술한 바와 동일하므로 생략한다.
도 66은 본 발명의 다른 실시예에 따른 타입 3 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 66의 (a)는 타입 3 DP0, 1, 2가 한 개의 신호 프레임 내에서 분할되어 각 슬롯에 포함된 RB들에 할당된 경우의 RB 매핑 순서를 나타내며, 도 66의 (b)는 타입 1 DP 0, 1, 2가 한 개의 신호 프레임 내에서 분할되어 각 슬롯에 포함된 일부 RB들에 할당된 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다. 신호 프레임 내에 표시된 번호는 각 RB가 할당되는 순서를 나타내며, RB들이 할당되는 순서가 결정되면, 각 DP들은 시간 순서대로 최종 할당된 RB들에 매핑될 수 있다.
도 66의 (a)는 N_Slot=4이고, {DP0, DP1, DP2}={31,15,34}인 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다.
도 66의 (a)의 첫번째 신호 프레임은 상술한 타입 3 DP의 RB 매핑 어드레스를 그대로 적용한 경우의 실시예를 나타낸다. 도 66의 (a)의 두번째 신호 프레임은 해당 DP의 RB의 개수가 해당 슬롯을 초과한 경우, 슬롯 할당 순서를 변경하여 타임 다이버시티를 획득할 수 있는 경우의 실시예를 나타낸다. 구체적으로 도 66의 (a)의 두번째 신호 프레임은 도 66의 (a)의 첫번째 신호 프레임의 첫번째 슬롯에 할당된 DP0의 RB 개수가 초과된 경우, 나머지 DP0의 RB들을 세번째 슬롯에 할당한 경우의 실시예에 해당한다.
도 66의 (b)는 N_Slot=4이고, {DP0, DP1, DP2}={7,5,6}인 경우의 RB 매핑 순서를 나타낸다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치에서 해당 DP가 매핑된 RB들을 추출하기 위해서는 각 DP의 타입 정보(DP_Type), 균등 분할된 슬롯의 개수 (N_Slot)가 필요하며, 각 DP별 DP start address 정보 (DP_RB_St), 해당 신호 프레임에 매핑될 각 DP별 FEC 블록의 개수 정보(DP_N_Block), 및 첫 번째 RB내에 매핑된 FEC 블록의 start address 정보(DP_FEC_St)등을 포함하는 시그널링 정보가 필요하다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 상술한 시그널링 정보를 함께 전송할 수 있다.
도 67은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 타입 3 DP의 RB 매핑을 나타낸 도면이다.
도 67은 N_Slot=1이고, {DP0, DP1, DP2}={7,5,6}인 경우의 RB 매핑을 나타낸 도면이다. 도 32에 도시된 바와 같이, 각 DP의 RB들은 신호 프레임 내의 임의의 블록 단위로 매핑될 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치에서 해당 DP가 매핑된 RB들을 추출하기 위해서는 상술한 시그널링 정보 외에 추가적인 시그널링 정보가 필요하다.
따라서 본 발명에서는 각 DP의 DP end address 정보(DP_RB_Ed 정보)를 추가적으로 전송하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 DP의 RB들을 임의 블록 단위로 매핑하고, 상술한 시그널링 정보를 전송할 수 있으며, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 상술한 시그널링 정보에 포함된 DP_RB_St 정보 및 DP_RB_Ed 정보를 이용하여, 임의의 블록 단위로 매핑된 해당 DP의 RB들을 디텍팅하여 디코딩을 수행할 수 있다. 이러한 방식을 이용하는 경우, 자유로운 RB 매핑이 가능하므로, 각 DP 별로 서로 다른 특성을 갖는 RB 매핑을 수행할 수 있다는 장점이 있다.
구체적으로, 도 67에 도시된 바와 같이, DP0의 RB들은 타입 2 DP와 같이 타임 다이버시티를 획득하기 위하여 시간축 방향으로 해당 블록 내에 매핑될 수 있으며, DP1의 RB들은 타입 1 DP와 같이 파워 세이빙 효과를 획득하기 위하여 주파수축 방향으로 해당 블록 내에 매핑될 수 있다. 또한 DP2의 RB들은 타입 3 DP와 같이 타입 다이버시티와 파워 세이빙을 고려하여 해당 블록 내에 매핑될 수 있다.
또한, DP1의 경우와 같이, RB들이 해당 블록 내에 전부 매핑되지 않는 경우라도, 상술한 DP_FEC_St 정보, DP_N_Block 정보, DP_RB_St 정보 및 DP_RB_Ed 정보 등의 시그널링 정보의 정보를 이용하면 방송 신호 수신 장치는 획득하고자 하는 RB들의 위치를 정확히 파악할 수 있으므로 효율적인 방송 신호 송수신이 가능하다.
도 68은 본 발명의 일 실시예에 따른 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 68은 상술한 DP 타입에 따른 RB 매핑과 관련된 시그널링 정보를 나타낸 도면으로, PLS를 통한 시그널링(이하 PLS 시그널링이라 호칭한다) 또는 인밴드 시그널링을 통해 전송될 수 있다.
구체적으로, 도 68의 (a)는 PLS를 통해 전송되는 경우의 시그널링 정보를 나타내며, 도 68의 (b)는 인밴드 시그널링을 통해 전송되는 경우의 시그널링 정보를 나타낸다.
도 68에 도시된 바와 같이, DP 타입에 따른 RB 매핑과 관련된 시그널링 정보는 N_Slot 정보, DP_Type 정보, DP_N_Block 정보, DP_RB_St 정보, DP_FEC_St 정보 및 DP_N_Block 정보를 포함할 수 있다.
PLS를 통해 전송되는 시그널링 정보와 인밴드 시그널링을 통해 전송되는 시그널링 정보는 동일하다. 하지만 PLS는 서비스 획득을 위하여 해당 신호 프레임에 포함된 모든 DP들의 정보를 포함하고 있으므로, N_Slot 정보 및 DP_Type 정보를 제외한 나머지 시그널링 정보는 각 DP에 관한 정보를 정의하기 위한 DP 루프 내에서 정의될 수 있다. 반면, 인밴드 시그널링은 해당 DP를 획득하기 위하여 사용되므로 각 DP를 통해 전송되어, 각 DP에 관한 정보를 정의하기 위한 DP 루프가 필요하지 않다는 차이가 있다. 이하 각 시그널링 정보를 간략히 설명한다.
N_Slot 정보: 한 개의 신호 프레임 내의 분할된 슬롯의 개수를 지시하기 위한 정보로서 2비트의 크기를 가질 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 슬롯의 개수는 1,2,4,8이 될 수 있다.
DP_Type 정보: DP의 타입을 지시하기 위한 정보로서, DP의 타입은 상술한 타입 1, 타입 2 및 타입 3 중 어느 하나가 될 수 있으며 설계자의 의도에 따라 타입의 확장이 가능하다. 3비트의 크기를 가질 수 있다.
DP_N_Block_Max 정보: 해당 DP의 FEC 블록의 최대값 또는 그에 준하는 값을 지시하는 정보로서 10비트의 크기를 가질 수 있다.
DP_RB_St 정보: 해당 DP의 첫 번째 RB 어드레스(address)를 지시하는 정보로서, RB의 어드레스는 각 RB 단위로 표현될 수 있다. 8비트의 크기를 가질 수 있다.
DP_FEC_St 정보: 신호 프레임에 매핑될 해당 DP의 FEC 블록의 첫번째 어드레스를 지시하는 정보로서, FEC 블록의 어드레스는 셀(cell)단위로 표현될 수 있다. 13비트의 크기를 가질 수 있다.
DP_N_Block 정보: 신호 프레임에 매핑될 해당 DP의 FEC 블록의 개수 또는 이에 준하는 값을 지시하는 정보로서, 10비트의 크기를 가질 수 있다.
상술한 시그널링 정보는 신호 프레임의 길이, 타임 인터리빙의 크기, RB의 크기 등을 고려하여 설계자의 의도에 따라 명칭, 크기 등이 변경될 수 있다.
상술한 바와 같이, PLS 시그널링과 인밴드 시그널링은 각 용도에 따른 차이가 있으므로 보다 효율적인 전송을 위해서 PLS 시그널링 및 인밴드 시그널링 각각에 대하여 다음과 같은 방법으로 시그널링 정보를 생략할 수도 있다.
첫째, PLS의 경우, 해당 신호 프레임에 포함된모든 DP의 정보를 포함하고 있다. 따라서, 각 DP들이DP0, DP1, DP2,... 식으로 순차적으로 해당 신호 프레임 내에 빠짐없이 매핑되는 경우, 방송 신호 수신 장치는 일정한 계산을 수행하여 DP_RB_St 정보를 획득할 수 있다. 이 경우, DP_RB_St 정보를 생략할 수 있다.
둘째, 인밴드 시그널링의 경우, 방송 신호 수신 장치는 해당 DP의 DP_N_Block 정보를 이용하여, 다음 신호 프레임의 신호 프레임의 DP_FEC_St 정보를 획득할 수 있다. 따라서 DP_FEC_St 정보를 생략할 수 있다.
셋째, 인밴드 시그널링의 경우, 해당 DP의 매핑에 영향을 주는 N_Slot 정보, DP_Type 정보, DP_N_Block_Max 정보의 변경이 있다면, 해당 정보의 변경 여부를 지시하는 1 bit 신호를 이용하거나, 이를 전송할 수 있다. 이 경우, 추가적인 N_Slot 정보, DP_Type 정보, DP_N_Block_Max 정보를 생략할 수 있다.
즉, PLS에서는 DP_RB_St 정보를 생략할 수 있으며, 인밴드 시그널링에서는 DP_RB_St 정보 및 DP_N_Block 정보를 제외한 나머지 시그널링 정보를 생략할 수도 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 69는 본 발명의 일 실시예에 따른 DP 개수에 따른 PLS의 비트 수를 도시한 그래프이다.
구체적으로, 도 69는 DP 개수가 증가함에 따라 DP 타입에 따른 RB 매핑과 관련된 시그널링 정보가 PLS를 통해 전송되는 경우의 PLS 시그널링의 비트수의 증가도를 도시한 그래프이다.
점선은 관련 모든 시그널링 정보를 전송하는 경우이고 (Default signaling), 실선은 상술한 일정 시그널링 정보를 생략하고 전송하는 경우 (Efficient signaling)를 의미한다. DP 개수가 증가함에 따라서 일정 시그널링 정보를 생략하고 전송하는 경우, 절약되는 비트의 개수가 선형적으로 증가함을 확인할 수 있다.
도 70는 본 발명의 일 실시예에 따른 DP의 디매핑 과정을 나타낸 도면이다.
도 70의 상단에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 연속된 신호 프레임들(35000, 35100)을 전송할 수 있다. 각 신호 프레임의 구성은 상술한 바와 동일하다.
상술한 바와 같이, 방송 신호 송신 장치에서 RB를 기본단위로 각 타입에 따른 DP들을 해당 신호 프레임에 매핑하여 전송하는 경우, 방송 신호 수신 장치는 상술한 DP 타입에 따른 RB 매핑과 관련된 시그널링 정보를 이용하여, 해당 DP를 획득할 수 있다.
상술한 바와 같이, DP 타입에 따른 RB 매핑과 관련된 시그널링 정보는 신호 프레임 내의 PLS(35010)를 통해 전송될 수도 있으며, 인밴드 시그널링(35020)을 통해 전송될 수도 있다. 도 70의 (a)는 PLS(35010)을 통해 전송되는 DP 타입에 따른 RB 매핑과 관련된 시그널링 정보를 나타내며, 도 35의 (b)는 인밴드 시그널링(35020)을 통해 전송되는 DP 타입에 따른 RB 매핑과 관련된 시그널링 정보를 나타낸다. 상술한 바와 같이 인밴드 시그널링(35020)은 해당 DP에 포함된 데이터와 같이 코딩, 모듈레이션, 타임인터리빙 등의 처리가 되므로 신호 프레임내의 데이터 심볼의 일부 영역에 포함되는 것으로 표시될 수 있다. 각 시그널링 정보에 대한 설명은 상술한 바와 동일하므로 생략한다.
도 70에 도시된 바와 같이 방송 신호 수신 장치는 PLS(35010)에 포함된 DP 타입에 따른 RB 매핑과 관련된 시그널링 정보를 획득하여 해당 신호 프레임(35000)에 매핑된 DP들을 디매핑하여 획득할 수 있다. 또한, 방송 신호 수신 장치는 인밴드 시그널링(35020)을 통해 전송되는 DP 타입에 따른 RB 매핑과 관련된 시그널링 정보를 획득하여 다음 신호 프레임(35100)에 포함된 DP들을 디매핑할 수 있다.
PLS protection&structure(repetition)
도 71은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 FEC 인코딩 모듈에서 PLS 데이터를 LDPC 인코딩하기 위해 적용될 수 있는 3가지 타입의 마더 코드(Mother Code)의 예시 구조를 나타낸 도면이다.
상술한 PLS 생성 모듈(4300)로부터 출력된 PLS-프리 데이터와 PLS-포스트 데이터는 각각 독립적으로 BB 스크램블러 모듈(4400)에 입력된다. 이하 설명에서는 PLS-프리 데이터와 PLS-포스트 데이터는 PLS 데이터로 통칭될 수 있다. BB 스크램블러 모듈(4400)은 입력된 PLS 데이터를 랜더마이즈하기 위해 초기화(initialization)할 수 있다. BB 스크램블러 모듈(4400)은 프레임에 배치되어 전송될 PLS 데이터를 프레임 별로 초기화할 수 있다.
BB 스크램블러 모듈(4400)은 프레임에 배치되어 전송될 PLS가 복수개의 프레임 정보를 포함하는 경우에는 전송되는 PLS 데이터에 대해 각 프레임 별로 초기화할 수 있다. 예로, 후술할 PLS 리피티션 방식의 프레임 구조를 갖는 경우를 들 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 PLS 리피티션은 현재 프레임에 현재 프레임에 관한 PLS 데이터와 다음 프레임에 관한 PLS 데이터가 함께 전송되는 프레임 배치 방식을 의미한다. PLS 리피티션 방식이 적용되는 경우, BB 스크램블러 모듈(4400)은 현재 프레임에 관한 PLS 데이터와 다음 프레임에 관한 PLS 데이터를 각각 독립적으로 초기화할 수 있다. PLS 리피티션 방식에 대한 구체적인 내용은 후술한다.
BB 스크램블러 모듈(4400)은 프레임 별로 초기화된 PLS-프리 데이터와 PLS-포스트 데이터를 랜더마이즈 할 수 있다.
랜더마이즈된 PLS-프리 데이터와 PLS-포스트 데이터는 코딩 앤 모듈레이션 모듈(5300)로 입력된다. 랜더마이즈된 PLS-프리 데이터와 랜더마이즈된 PLS-포스트 데이터는 코딩 앤 모듈레이션(5300)에 포함된 각 FEC 인코딩 모듈(5310)들로 각각 입력될 수 있다. 각각의 FEC 인코딩 모듈(5310)들은 입력된 PLS-프리 데이터와 PLS-포스트 데이터를 BCH 인코딩과 LDPC 인코딩 할 수 있다. 따라서, FEC 인코딩 모듈은 FEC 인코딩 모듈로 입력된 랜더마이즈된 PLS-프리 데이터와 랜더마이즈된 PLS-포스트 데이터를 각각 LDPC 인코딩할 수 있다..
FEC 인코딩 모듈(5310)로 입력된 랜더마이즈된 PLS 데이터는 BCH 인코딩에 의한 BCH 패리티가 추가된 후, BCH 인코딩된 데이터에 LDPC 인코딩이 수행될 수 있다. LDPC 인코딩은 BCH 패리티가 포함된 입력 데이터의 크기(이하, LDPC 인코딩 모듈로 입력되는 입력 데이터의 크기를 N_BCH로 호칭한다.)에 따라 서로 다른 정보 영역의 크기(이하, 정보 영역의 크기는 K_ldpc로 호칭한다.)를 갖는 마더 코드 타입들 중 하나를 기반으로 LDPC 인코딩될 수 있다. FEC 인코딩 모듈(5310)은 LDPC 마더 코드의 정보 영역의 데이터 중 K_ldpc와 N_BCH 차의 크기(36010)만큼의 데이터를 0 또는 1로 쇼트닝하고, 패리티 영역에 포함된 데이터 중 일부 데이터를 펑쳐링하여 쇼튼드/펑쳐드(shortend/puncturd) LDPC 코드를 출력할 수 있다. LDPC 인코더 모듈은 입력되는 PLS 데이터 또는 BCH 인코딩된 PLS 데이터를 쇼튼드/펑쳐드(shortend/puncturd) LDPC 코드 기반으로 LDPC 인코딩하여 출력할 수 있다.
여기서 BCH 인코딩은 설계자의 의도에 따라 생략될 수 있다. BCH 인코딩이 생략되는 경우, FEC 인코딩 모듈(5310)은 FEC 인코딩 모듈(5310)로 입력되는 PLS 데이터에 대해 인코딩을 수행하여 LDPC 마더 코드를 생성할 수 있다. FEC 인코딩 모듈은 생성된 LDPC 마더 코드의 정보 영역의 데이터 중 K_ldpc와 PLS 데이터의 크기의 차(36010)만큼의 데이터를 0 또는 1로 쇼트닝하고, 패리티 영역에 포함된 데이터 중 일부 데이터를 펑쳐링하여 쇼튼드/펑쳐드(shortend/puncturd) LDPC 코드를 출력할 수 있다. FEC 인코더 모듈은 입력되는 PLS 데이터를 쇼튼드/펑쳐드(shortend/puncturd) LDPC 코드 기반으로 LDPC 인코딩하여 출력할 수 있다.
도 71(a)는 마더 코드 타입1의 예시 구조이다. 여기서 마더 코드 타입1의 코드레이트는 1/6이다. 도 71(b)는 마더 코드 타입2의 예시 구조이다. 여기서 마더 코드 타입2의 코드레이트는 1/4이다. 도 71(c)는 마더 코드 타입3의 예시 구조이다. 여기서 마더 코드 타입3의 코드레이트는 1/3이다.
도면에 도시된 바와 같이, 각각의 마더 코드는 정보 영역(information portion)과 패리티 영역(parity portion)을 포함할 수 있다. 본 발명의 실시예에서는 마더 코드의 정보 영역(3600)에 해당하는 데이터의 크기를 K_ldpc로 정의할 수 있다. 마더 코드 타입1, 마더 코드 타입2, 마더 코드 타입3의 K_ldpc는 각각 k_ldpc1, k_ldpc2, k_ldpc3로 지칭될 수 있다.
이하, 도 71(a) 도면에 도심된 마더 코드 타입1을 기반으로 FEC 인코딩 모듈에서 수행되는 LDPC 인코딩 과정을 설명한다. 이하 명세서에서 설명하는 인코딩은 LDPC 인코딩을 의미할 수 있다.
BCH 인코딩이 적용되는 경우, 마더 코드의 정보 영역은 FEC 인코딩 모듈의 LDPC 인코딩 모듈로 입력되는 BCH 패리티 비트를 포함하는 BCH 인코딩된 PLS 데이터를 포함할 수 있다.
BCH 인코딩이 적용되지 않는 경우, 마더 코드의 정보 영역은 FEC 인코딩 모듈의 LDPC 인코딩모듈로 입력되는 PLS 데이터를 포함할 수 있다.
FEC 인코딩 모듈에 입력되는 PLS 데이터의 크기는 전송하려는 부가 정보(management information)의 크기와 전송 파라미터의 데이터의 크기에 따라서 달라질 수 있다. FEC 인코딩 모듈은 BCH 인코딩된 PLS 데이터에 0 비트(bit)들을 삽입할 수 있다. BCH 인코딩이 수행되지 않는 경우, FEC 인코딩 모듈은 PLS 데이터에 0 비트들을 삽입할 수 있다.
본 발명은 또 다른 실시예에 따라 상술한 LDPC 인코딩을 위해 사용되는 3가지 타입의 전용 마더 코드(dedicated mother code)를 제공할 수 있다. FEC 인코딩 모듈은 PLS 데이터의 크기에 따른 마더 코드를 선택할 수 있는데, FEC 인코딩 모듈이 PLS 데이터의 크기에 따라 선택한 마더 코드를 전용 마더 코드라고 호칭할 수 있다. FEC 인코딩 모듈은 선택된 전용 마더 코드에 기반하여 LDPC 인코딩을 수행할 수 있다.
본 발명의 실시예에서는 마더 코드 타입1의 K_ldpc1의 크기(36000)는 마더 코드 타입2의 K_ldpc2의 크기의 1/2, 마더 코드 타입3의 K_ldpc3의 크기의 1/4로 가정할 수 있다. 설계자의 의도에 따라 각 마더 코드 타입 간의 K_ldpc 크기 관계는 변경될 수 있다. 설계자는 K_ldpc의 크기가 작은 마더 코드일수록 코드 레이트(code rate)는 낮은 값을 갖도록 설계할 수 있다. 다양한 크기를 갖는 PLS 데이터들의 일정 수준의 신호 보호(signaling protection level)가 가능하도록 하기 위해서는 PLS 데이터의 크기가 작을수록 쇼트닝과 펑쳐링 후의 유효 코드 레이트(effective code rate)를 낮춰야 한다. 유효 코드 레이트를 낮추기 위해 K_ldpc의 크기가 작은 마더 코드의 패리티 비율을 증가시킬 수 있다.
PLS 데이터의 크기가 커서 FEC 인코딩 모듈에서 복수의 마더 코드 타입 중 하나를 기반으로 인코딩 수행이 불가능한 경우, 복수의 PLS 데이터로 나누어 인코딩이 수행될 수 있다. 여기서, 복수로 나누어진 PLS 데이터 각각은 프래그멘티드 PLS 데이터(fragmented PLS data)로 호칭될 수 있다. 상술한 FEC 인코딩 모듈에서 PLS 데이터를 인코딩하는 과정은 PLS 데이터의 크기가 커서 FEC 인코딩 모듈에서 복수의 마더 코드 타입 중 하나를 기반으로 인코딩 수행이 불가능한 경우, 프래그멘티드 PLS 데이터 각각을 인코딩하는 과정으로 대체될 수 있다.
FEC 인코딩 모듈에서 마더 코드 타입1을 인코딩을 수행하는 경우, 매우 낮은 SNR(Signal to Noise Ratio) 환경에서의 신호 보호 수준을 보장하기 위해, 페이로드 스플리팅(payload splitting) 방식이 수행될 수 있다. 마더 코드 타입1의 패리티의 길이는 페이로드 스플리팅 방식을 수행하기 위한 영역(36020)의 추가로 증가될 수 있다. 구체적인 마더 코드 선택 방법과 페이로드 스플리팅 방식은 후술한다.
FEC 인코딩 모듈에서 다양한 크기를 갖는 PLS 데이터를 K_ldpc의 크기가 큰 하나의 마더 코드 타입을 기반으로 인코딩하는 경우, 코딩 게인이 급격히 감소할 수 있다. 예를 들면, 상술한 FEC 인코딩 모듈이 쇼트닝 데이터 영역(예를 들어, K_ldpc - N_BCH)을 결정하는 방법에 의해 쇼트닝하는 경우, K_ldpc가 일정하기 때문에 작은 크기의 PLS 데이터를 쇼트닝할 때는 큰 크기의 PLS 데이터를 쇼트닝할 때보다 상대적으로 쇼트닝을 더 많이 하게 된다.
상술한 문제점을 해결하기 위해, 본 발명의 실시예에 따른 FEC 인코딩 모듈은 복수의 마더 코드 타입 중에서 최적의 코딩 게인을 얻을 수 있는 마더 코드 타입을 PLS 데이터의 크기에 따라 다르게 적용할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 FEC 인코딩 모듈은 최적의 코딩 게인을 획득하기 위해 FEC 인코딩 모듈이 쇼트닝할 수 있는 영역의 크기를 제한할 수 있다. FEC 인코딩 모듈이 각 마더 코드의 K_ldpc(36000) 중 일정 비율까지만 쇼트닝할 수 있도록 쇼트닝 영역의 크기(36010)를 제한함으로써 각 PLS 데이터의 전용 마더 코드(dedicated code)의 코딩 게인이 유지될 수 있다. 본 실시예는 쇼트닝이 K_ldpc 크기의 최대 50%까지 수행될 수 있는 예를 예시한다. 따라서 상술한 FEC 인코딩 모듈이 쇼트닝 데이터 영역을 K_ldpc와 N_BCH의 차로 결정이 된 경우, 만약 K_ldpc와 N_BCH의 차가 K_ldpc의 1/2보다 크다면 FEC 인코딩 모듈은 FEC 인코딩 모듈이 쇼트닝 할 수 있는 데이터 영역의 크기는 K_ldpc-N_BCH가 아니라 K_ldpc*1/2로 결정할 수 있다.
도 71(b)와 도 71(c)에 도시된 마더 코드 타입2와 마더 코드 타입3을 기반으로 FEC 인코딩 모듈에서 수행되는 LDPC 인코딩 과정은 상술한 도 71(a)에 도시된 마더 코드 타입1을 기반으로 FEC 인코딩 모듈에서 수행되는 LDPC 인코딩 과정과 동일하게 수행될 수 있다.
FEC 인코딩 모듈은 다양한 크기의 PLS 데이터를 하나의 마더 코드를 기반으로 인코딩하여 최적의 코딩 게인을 획득하는 방법으로, 익스텐디드 LDPC 코드(extended LDPC code)를 기반으로 인코딩하는 방법이 수행될 수 있다.
그러나 익스텐디드 LDPC 코드를 기반으로 인코딩을 수행하는 경우 획득할 수 있는 코딩 게인은 상술한 PLS 데이터 크기 별로 최적화된 전용 마더 코드를 기반으로 인코딩한 경우의 코딩 게인과 비교하여 약 0.5dB 정도 낮다. 따라서 본 발명의 실시예에 따른 FEC 인코딩 모듈이 PLS 데이터를 PLS 데이터의 크기에 따라 마더 코드 타입 구조를 선택하여 인코딩하는 것이 보다 중복(redundancy)데이터가 감소되는 효과가 있으며, 동일한 수신 성능을 보장하는 PLS 신호 보호 설계에 유리할 수 있다.
도 72는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 LDPC 인코딩을 위해 사용되는 마더 코드 타입의 선택 및 쇼트닝(shortening) 양을 결정하는 과정을 나타내는 플로우 차트이다.
이하, FEC 인코딩 모듈이 LDPC 인코딩 대상이 될 PLS 데이터의 크기(Payload Size)에 따른 마더 코드 타입의 선택 및 쇼트닝 양을 결정하는 과정을 설명한다. 이하, 설명의 내용은 FEC 인코딩 모듈에서 수행되는 것을 전제한다.
LDPC 인코딩 방식이 노멀 방식(normal mode)인지 페이로드 스플리팅 방식(payload splitting mode)인지 확인한다.(S37000) 만일, 페이로드 스플리팅 방식인 경우, PLS 데이터의 크기와 관계없이 마더 코드1이 선택될 수 있고 마더 코드 타입1의 K_ldpc의 크기(k_ldpc1)를 기반으로 쇼트닝 양(size)가 결정된다.(S37060) 페이로드 스플리팅 방식의 구체적인 내용은 후술한다.
노멀 방식인 경우, FEC 인코딩 모듈은 PLS 데이터의 크기에 따라 마더 코드 타입을 선택하는 과정을 진행한다. 이하 노멀 방식인 경우, FEC 인코딩 모듈이 마더 코드 타입을 선택하는 과정을 설명한다.
num_ldpc는 상술한 하나의 PLS 데이터에 포함될 수 있는 프래그멘티드 PLS 데이터의 개수를 의미한다. isize_ldpc는 FEC 인코딩 모듈에 입력되는 프레그멘티드 PLS 데이터의 크기를 의미한다. num_ldpc3은 인코딩되기 위해 입력된 PLS 데이터의 크기(payload size)를 k_ldpc3으로 나눈 값의 올림값으로 결정될 수 있다. isize_ldpc3의 값은 PLS 데이터의 크기(payload size)를 결정된 num_ldpc3으로 나눈 값의 올림값으로 결정될 수 있다.(S37010) isize_ldpc3의 값이 k_ldpc2를 초과하고 k_ldpc3 이하의 범위에 해당하는지 판단한다.(S37020) isize_ldpc3의 값이 k_ldpc2를 초과하고 k_ldpc3 이하의 범위에 해당되면, 마더 코드 타입은 마더 코드 타입3으로 결정된다. 이 때, 쇼트닝양은 k_ldpc3과 isize_ldpc3의 차이값에 기반하여 결정될 수 있다.(S37021)
isize_ldpc3의 값이 k_ldpc2를 초과하고 k_ldpc3 이하의 범위에 해당되지 않으면, PLS 데이터의 크기(도면에서 payload size로 표기)를 k_ldpc2으로 나눈 값의 올림값을 num_ldpc2로 결정한다. isize_ldpc2의 값은 PLS 데이터의 크기(payload size)를 결정된 num_ldpc2으로 나눈 값의 올림값으로 결정할 수 있다.(S37030) isize_ldpc2의 값이 k_ldpc1를 초과하고 k_ldpc2 이하의 범위에 해당하는지 판단한다.(S37040) isize_ldpc2의 값이 k_ldpc1를 초과하고 k_ldpc2 이하의 범위에 해당되면, 마더 코드 타입은 마더 코드 타입2로 결정된다. 이 때, 쇼트닝양은 k_ldpc2와 isize_ldpc2의 차이값에 기반하여 결정될 수 있다.(S37041)
isize_ldpc2의 값이 k_ldpc1를 초과하고 k_ldpc2 이하의 범위에 해당되지 않으면, PLS 데이터의 크기(payload size)를 k_ldpc1으로 나눈 값의 올림값을 num_ldpc1로 결정한다. isize_ldpc1의 값은 PLS 데이터의 크기(payload size)를 결정된 num_ldpc1으로 나눈 값의 올림값으로 결정될 수 있다.(S37050) 이 때, 마더 코드의 타입은 마더 코드 타입1로 결정되며, 쇼트닝양은 k_ldpc1와 isize_ldpc1의 차이값에 기반하여 결정될 수 있다.(S37060)
상술한 내용에 따른 num_ldpc 및 isize_ldpc는 PLS 데이터의 크기에 따라 다른 값을 가질 수 있다. 그러나 마더 코드 타입에 따른 k_ldpc1, k_ldpc2, k_ldpc3은 PLS 데이터의 크기의 영향을 받지 않고 일정한 값을 갖는다.
도 73은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 어댑테이션 패리티(Adaptation Parity) 인코딩 과정을 나타내는 도면이다.
도 73(a)는 LDPC 인코딩을 위해 FEC 인코딩 모듈로 입력되는 PLS 데이터의 예를 도시한 도면이다.
도 73(b)는 LDPC 인코딩 후 쇼트닝과 펑쳐링이 수행되기 전의 LDPC 코드 구조의 예를 도시한 도면이다.
도 73(c)는 FEC 인코딩 모듈에서 출력되는 LDPC 인코딩 후 쇼트닝과 펑쳐링(38010)이 수행된 LDPC 코드(이하, 쇼튼드/펑쳐드 LDPC 코드라고 호칭한다.) 구조의 예를 도시한 도면이다.
도 73(d)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 FEC 인코딩 모듈이 LDPC 인코딩 후 쇼트닝과 펑쳐링이 수행된 LDPC 코드에 어댑테이션 패리티(38011)를 추가하여 출력하는 코드 구조의 예를 도시한 도면이다. 여기서 FEC 인코딩 모듈이 쇼튼드/펑쳐드 LDPC 코드에 어댑테이션 패리티(38011)를 추가한 코드를 출력하는 방식을 어댑테이션 패리티 방식이라고 한다.
FEC 인코딩 모듈은 신호 보호 수준을 유지하기 위해서 PLS 데이터를 LDPC 인코딩한 후에 쇼트닝하고, 패리티 비트(parity bits)의 일부를 펑쳐링(38010)하여 쇼튼드/펑쳐드 LDPC 코드를 출력할 수 있다. 수신환경이 열악한 경우, 방송 시스템이 일정하게 지원하는 강건성(robustness), 즉, 일정한 타겟 TOV(target Threshold Of Visibility)보다 신호 보호 수준을 강화할 필요성이 있다. 본 발명의 실시예에서는, 신호 보호 수준을 강화하기 위해 쇼튼드/펑쳐드 LDPC 코드에 적응 패리티 비트(adaptation parity bits)(38011)를 추가하여 LDPC 코드를 출력할 수 있다. 적응 패리티 비트는 LDPC 인코딩 후, 펑쳐링된 패리티 비트(38010) 중 일부 패리티 비트(38011)로 결정될 수 있다.
본 도 73(c)는 기본 타겟 TOV는 유효 코드 레이트가 1/3 수준인 경우를 도시한 도면이다. 본 발명의 실시에 따른 FEC 인코딩 모듈이 적응 패리티 비트(adaptation parity bits)(38011)를 추가하면 실제 펑쳐링되는 패리티 비트가 감소하는 효과를 획득할 수 있다. FEC 인코딩 모듈은 적응 패리티 비트를 추가하는 방식을 통해, 본 도73(d)에 도시된 바와 같이 유효 코드 레이트를 1/4 수준으로 조절할 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 LDPC 인코딩에 적용되는 마더 코드는 적응 패리티 비트(38011)를 획득하기 위해 일정량의 패리티 비트를 추가로 포함할 수 있다. 따라서 어댑테이션 패리티 인코딩에 적용되는 마더 코드의 코드 레이트는 본래 마더 코드의 코드 레이트보다 낮게 설계될 수 있다.
FEC 인코딩 모듈은 펑쳐링되는 패리티 비트 양을 임의로 감소시켜 LDPC 코드에 포함된 추가 패리티(38011)를 출력할 수 있다. 출력된 LDPC 코드에 포함된 추가 패리티(38011)를 시간적으로 앞선 프레임(frame)에 포함시켜 전송단을 통해 전송함으로써 다이버시티 게인(diversity gain)을 획득할 수 있다. 본 도면에서 마더 코드 내의 정보 영역의 마지막이 쇼트닝되고 마더 코드 내의 패리티 영역의 마지막이 펑쳐링되는 것으로 도시한 것은 하나의 실시예에 불과하며, 설계자의 의도에 따라 마더 코드 내의 쇼트닝과 펑쳐링 영역은 변경될 수 있다.
도 74는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 FEC 인코딩 모듈로 입력되는 PLS 데이터를 LDPC 인코딩하기 전, 입력되는 PLS 데이터를 분할하는 페이로드 스플리팅(Payload Splitting) 방식을 나타내는 도면이다. 이하, 설명에서 FEC 인코딩 모듈로 입력되는 PLS 데이터는 페이로드로 호칭될 수 있다.
도 74(a)는 LDPC 인코딩을 위해 FEC 인코딩 모듈로 입력되는 PLS 데이터의 예를 도시한 도면이다.
도 74(b)는 페이로드 스플리팅이 수행된 페이로드 각각을 LDPC 인코딩한 LDPC 코드 구조의 예를 도시한 도면이다. 도 74(b)가 도시하고 있는 LDPC 코드의 구조는 쇼트닝/펑쳐링이 수행되기 전의 구조이다.
도 74(c)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 FEC 인코딩 모듈이 출력하는 쇼튼드/펑쳐트 LDPC 구조의 예를 도시한 도면이다. 이 도면의 쇼튼드/펑쳐트 LDPC 구조는 FEC 인코딩 모듈에서 스플리팅 방식이 적용된 경우 출력되는 쇼튼드/펑쳐드 LDPC 코드 구조의 예시 도면이다.
페이로드 스플리팅은 시그널링에 대한 일정한 타겟 TOV보다 강화된 강건성을 획득하기 위해 FEC 인코딩 모듈에서 수행된다.
도 74(b)에 도시된 바와 같이, 페이로드 스플리팅 방식은 FEC 인코딩 모듈에서 LDPC 인코딩 전 PLS 데이터를 분할하고, 분할된 각각의 PLS 데이터를 LDPC 인코딩하는 방식이다.
도 74(c)에 도시된 바와 같이, 페이로드 스플리팅 방식은 FEC 인코딩 모듈이 제공하는 마더 코드 타입 중에서 코드 레이트가 가장 낮은 마더 코드 타입(본 실시예에서는 마더 코드 타입1)로만 입력 PLS 데이터들을 인코딩하고 쇼트닝/펑쳐링할 수 있다.
앞선 설명에서 FEC 인코딩 모듈에서 PLS 데이터의 크기를 기반으로 3가지 마더 코드 타입 중 어느 하나의 마더 코드 타입을 선택하고, 선택된 마더 코드 타입을 기반으로 PLS 데이터를 LDPC 인코딩하여 신호 보호 수준을 조절하는 방법을 상술하였다. 그러나 FEC 인코딩 모듈이 제공하는 마더 코드 타입 중에서 가장 높은 코드 레이트를 갖는 마더 코드 타입(본 실시예에서는 마더 코드 타입3)을 선택한 경우, 신호 보호 수준이 제한될 수 있다. 이러한 경우, FEC 인코딩 모듈은 PLS 데이터에 페이로드 스플리팅 방식을 적용하여 모든 PLS 데이터를 코드 레이트가 FEC 인코딩 모듈이 제공하는 마더 코드 타입 중에서 가장 낮은 마더 코드로만 LDPC 인코딩하여 신호 보호 수준을 낮게 조절할 수 있다. 페이로드 스플리팅 인코딩 방식을 사용하는 경우, FEC 인코딩 모듈은 펑쳐링하는 데이터의 크기를 쇼트닝 후 강화된 타겟 TOV에 따라서 조절할 수 있다.
앞서 상술한 본 발명의 실시예에 따른 FEC 인코딩 모듈이 LDPC 인코딩할 때, 페이로드 스플리팅 방식을 적용하지 않은 경우, 쇼튼드/펑쳐드 LDPC 코드의 유효 코드레이트는 1/3 수준이었다. 그러나 도 74(c)에 도시된, FEC 인코딩 모듈에서 페이로드 스플리팅 방식이 적용되어 출력된 LDPC 코드의 유효 코드 레이트는 11/60 수준이다. 따라서 페이로드 스플리팅 방식이 적용되어 출력된 LDPC 코드의 유효 코드 레이트가 감소하는 효과를 획득할 수 있다.
본 도면 도 74(b)에서 LDPC 코드 내의 정보 영역의 마지막이 쇼트닝되고 LDPC 코드 내의 패리티 영역의 마지막이 펑쳐링되는 것으로 나타낸 것은 하나의 실시예로써, 설계자의 의도에 따라 LDPC 코드 내의 쇼트닝/펑쳐링 영역이 변경될 수 있다.
도 75은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)에서 PLS 리피티션(repetition)이 수행되어 프레임이 출력되는 과정을 나타낸 도면이다.
본 발명의 또 다른 실시예에 다른 프레임 스트럭쳐 모듈에서 수행되는 PLS 리피티션 방식은 하나의 프레임에 2이상의 프레임의 정보를 포함하는 2이상의 PLS 데이터가 포함되는 프레임 스트럭쳐 방식이다.
이하, 본 발명의 일실시예에 따른 PLS 리피티션을 설명한다.
도 75(a)는 FEC 인코딩 모듈에서 인코딩된 복수의 PLS 데이터의 구조의 예를 도시한 도면이다.
도 75(b)는 프레임 스트럭쳐 모듈에서 복수의 인코딩된 PLS 데이터가 PLS 리피티션 방식에 의해 하나의 프레임에 포함되는 프레임 구조의 예를 도시한 도면이다.
본 도 75(c)는 현재 프레임이 현재 프레임의 PLS 데이터와 다음 프레임의 PLS 데이터를 포함하는 구조의 예를 도시한 도면이다.
각 프레임에 대해 더 자세히 설명하면, n번째 프레임(현재 프레임)이 n번째 프레임의 PLS 데이터(PLS n)와 n+1번째 프레임(다음 프레임)의 PLS 데이터(40000)를 포함하는 구조의 예와 n+1번째 프레임(현재 frame)이 n+1번째 프레임의 PLS 데이터(PLS n+1)와 n+2번째 프레임(다음 프레임)의 PLS 데이터를 포함하는 구조의 예를 도시한 도면이다. 이하 각 도면에 대해서 상술한다.
(a)는 n번째 프레임을 위한 PLS n 과 n+1번째 프레임을 위한 PLS n+1, 그리고 n+2번째 프레임을 위한 PLS n+2가 인코딩된 구조를 나타낸 것이다. 본 발명의 또다른 실시예에 따른 FEC 인코딩 모듈은 스태틱 PLS 시그널링 데이터와 다이나믹 PLS 시그널링 데이터를 함께 인코딩하여 LDPC 코드로 출력할 수 있다. n 번째 프레임의 피지컬 시그널링 데이터를 포함하는 PLS n은 스태틱 PLS 시그널링 데이터(stat으로 표시), 다이나믹 PLS 시그널링 데이터(dyn으로 표시), 패리티 데이터(parity로 표시)를 포함할 수 있다. 마찬가지로, n+1번째, n+2번째 프레임의 피지컬 시그널링 데이터를 포함하는 PLS n+1, PLS n+2도 각각 스태틱 PLS 시그널링 데이터 (stat으로 표시), 다이나믹 PLS 시그널링 데이터(dyn으로 표시), 패리티 데이터(parity로 표시)을 포함할 수 있다. 도면에서 I는 스태틱 PLS 시그널링 데이터와 다이나믹 PLS 시그널링 데이터를 포함하고, P는 패리티 데이터를 포함한다.
도 75(b) 는 도 75(a) 에서 예시한 데이터들을 프레임에 배치하기 위해 분할하는 PLS 포매팅(formatting)의 예를 예시한 도면이다.
송신기에 의해 전송되는 PLS 데이터가 프레임마다 변하는지 여부에 따라 구분하여 프레임마다 변하지 않는 중복되는 PLS데이터를 제외하고 전송하면 수신기에서는 PLS 디코딩(decoding) 성능을 높일 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈은 PLS 리피티션 방식으로 PLS n과 PLS n+1을 n번째 프레임에 매핑하는 경우, PLS n의 스태틱 PLS 시그널링 데이터와 중복되는 PLS n+1의 스태틱 PLS 시그널링 데이터는 제외하고 PLS n+1의 다이나믹 PLS 시그널링 데이터와 PLS n+1의 패리티 데이터를 포함하도록 PLS n+1을 분할할 수 있다. 이렇게 프레임 스트럭쳐 모듈이 다음 프레임의 PLS 데이터를 현재 프레임에 전송하기 위해 분할하는 방식을 PLS 포매팅(formatting)이라고 호칭할 수 있다.
여기서, 프레임 스트럭쳐 모듈이 n번째 프레임에 매핑하기 위한 PLS n+1을 분할할 때, PLS n+1의 패리티 데이터는 도 75(a)에 도시된 패리티 데이터(P로 표시) 중에서 일부로 결정될 수 있으며, 양이 scalable하게 변할 수 있다. 프레임 스트럭쳐 모듈에서 PLS 포매팅을 수행하여 결정한 현재 프레임에 전송되는 다음 프레임의 PLS 데이터의 패리티 비트를 스케일러블 패리티(scalable parity)라고 할 수 있다.
도 75(c) 는 도 75(b)에서 분할한 데이터를 n번째 프레임과 n+1 번째 프레임에 배치하는 예를 나타낸다.
각 프레임은 프리엠블과 PLS-pre, PLS, 서비스 데이터(Data n으로 표시)를 포함할 수 있다. 이하에서는 도 75(c)에 도시된 각 프레임의 상세한 구조를 설명한다. 도 75(c)에 도시된 n번째 프레임은 프리엠블, PLS-프리, 인코딩된 PLS n과 인코딩된 PLS n+1의 일부(40000), 서비스 데이터(Data n으로 표시)를 포함할 수 있다. 마찬가지로, n+1번째 프레임은 프리엠블, PLS-프리, 인코딩된 PLS n+1(40010)과 인코딩된 PLS n+2의 일부, 서비스 데이터(Data n+1로 표시)를 포함할 수 있다. 이하, 본 발명의 일실시예에서 설명하는 프리엠블은 PLS-pre를 포함할 수 있다.
도 75(c)에 도시된 n번째 프레임과 n+1번째 프레임이 각각 포함하는 PLS n+1은 차이가 있다. n번째 프레임에 포함되는 PLS n+1(40000)은 PLS 포매팅 방식에 의해 분할되어 스태틱 PLS 시그널링 데이터를 포함하지 않지만, PLS n+1(40010)은 스태틱 PLS 시그널링 데이터를 포함한다.
프레임 스트럭쳐 모듈은 스케일러블 패리티를 결정할 때, 수신기가 n+1번째 프레임을 수신하기 전에 n번째 프레임에 포함된 PLS n+1을 디코딩할 수 있을 정도의 n번째 프레임에 포함된 PLS n+1(40000)의 강건성 유지와 n번째 프레임에 포함된 PLS n+1(40000)과 n+1번째 프레임에 포함된 PLS n+1(40010)을 n+1번째 프레임에서 디코딩할 때 획득될 수 있는 다이버시티 게인을 고려할 수 있다.
n번째 프레임에 포함되는 PLS n+1(40000)의 패리티 비트가 증가하면, n+1 프레임을 수신하기 전에 n번째 프레임에 포함된 PLS n+1(40000)을 디코딩한 데이터를 기반으로 n+1 프레임에 포함된 데이터(Data n+1)를 빠르게 디코딩할 수 있는 장점이 있다. 반면, PLS n+1(40000)에 포함되는 스케일러블 패리티가 증가하여 데이터 전송이 비효율적일 수 있다. 또한 n+1 프레임에 포함되는 PLS n+1(40010)의 디코딩을 위한 다이버시티 게인을 얻기 위해 n 프레임으로 전송되는 PLS n+1(40000)의 스케일러블 패리티를 적게 전송하면 n 프레임에 포함되는 PLS n+1(40000)을 n+1 프레임이 수신되기 전에 미리 디코딩하여 n+1번째 프레임에 포함된 서비스 데이터(Dana n+1)을 빠르게 디코딩하는 효과가 감소할 수 있다.
수신기에서 향상된 다이버시티 게인을 획득하기 위한 관점에서, 본발명의 일실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈은 PLS 포매팅 수행 과정에서 n번째 프레임에 포함된 PLS n+1(40000)의 패리티와 n+1 프레임에 포함된 PLS n+1(40010)의 패리티가 가능한 서로 다른 패리티 구성을 가질 수 있도록 결정할 수 있다.
예를 들어, PLS n+1 의 패리티(P)가 5개의 비트(bit)로 구성되는 경우, 프레임 스트럭쳐 모듈은 n번째 프레임이 포함할 수 있는 PLS n+1의 스케일러블 패리티는 두번째, 네번째 비트로 결정하고 n+1번째 프레임이 포함할 수 있는 PLS n+1의 스케일러블 패리티는 첫번째, 세번째, 다섯번째 비트로 결정할 수 있다. 이렇게 프레임 스트럭쳐 모듈이 스케일러블 패리티가 중복되지 않는 서로 다른 패리티가 되도록 결정하면 다이버시티 게인뿐만 아니라 코딩 게인까지 획득할 수 있다. 상술한 본발명의 또다른 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈이 수행할 수 있는 PLS 포매팅하는 경우, 수신단에서의 다이버시티 게인은 LDPC 디코딩 전에, 반복 전송된 정보들을 소프트 컴바이닝(soft combining)하여 극대화될 수 있다.
도면의 프레임 구조를 도시한 예는 본 발명의 실시예 중 하나이며, 설계자의 의도에 따라 변형할 수 있다. n번째 프레임에서 PLS n과 PLS n+1(40000)의 순서는 하나의 예이며, 설계자의 의도에 따라 PLS n+1(40000)이 PLS n보다 선행하여 위치할 수 있다. 이는 n+1번째 프레임에서도 마찬가지로 적용될 수 있다.
도 76은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 프레임 스트럭쳐를 나타낸 도면이다.
(a) 도면에 도시된 각 신호 프레임(41010, 41020)은 프리앰블(P), 헤드 및 테일 엣지 심볼들(Head/Tail Edge symbols, EH, ET), 적어도 하나 이상의 PLS 심볼들(PLS) 및 복수개의 데이터 심볼들(도면에 각각 DATA Frame N, DATA Frame N +1로 표기)을 포함할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다. (a), (b)도면에 도시된 각 신호 프레임에 표기된 T_Sync는 수신기가 프리엠블로부터 획득한 정보를 기반으로 PLS 디코딩이 가능한 안정화된 동기화를 획득하기까지 필요한 시간이다. 이하, 설명하는 실시예에서는 T_Sync 시간을 확보하기 위한 방안으로 프레임 스트럭쳐 모듈이 PLS 오프셋 영역을 할당하는 방법을 개시한다.
프리앰블은 신호 프레임의 가장 앞에 위치하며, 방송 시스템과 각 신호 프레임의 타입을 식별하기 위한 기본 전송 파라미터 및 동기화를 위한 정보 및 프레임에 포함된 신호의 변조, 코딩에 관한 정보 등을 전송할 수 있다. 기본 전송 파라미터에는 FFT 크기, 가드 인터벌 정보, 파일럿 패턴 정보 등이 포함될 수 있다. 동기화를 위한 정보에는 캐리어와 위상, 심볼 타이밍, 프레임에 관한 정보가 포함될 수 있다. 따라서 본 발명의 또다른 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 신호 프레임의 프리앰블을 가장 먼저 디텍팅하여, 해당 방송 시스템 및 프레임 타입을 식별하고, 수신기의 타입에 대응하는 방송 신호를 선택적으로 수신하여 디코딩을 할 수 있다.
또한 수신기는 디텍팅 및 디코딩된 프리엠블의 정보를 통해 시스템 정보를 획득하고, 동기화 과정을 추가로 수행하여 PLS 디코딩을 위한 정보를 획득할 수 있다. 수신기가 프리앰블의 디코딩을 통해 획득된 정보를 기반으로 PLS 디코딩을 할 수 있다.
상술한 프리앰블의 기능의 수행을 위해 프리앰블은 서비스 데이터보다 수 dB 이상 강건하게 전송될 수 있다. 또한 프리앰블의 디텍팅 및 디코딩은 동기화 과정 수행에 선행되어야 한다.
도 76(a) 도면은 PLS 심볼이 프리엠블 심볼 또는 엣지 심볼(EH)에 뒤이어 매핑된 신호 프레임의 구조를나타낸다. 수신기에서 T_Sync만큼 시간이 흐른 후에 동기화가 완료되기 때문에 수신기가 PLS 심볼을 수신하여도 디코딩할 수 없다. 이 경우, 수신기가 수신한 PLS 데이터를 디코딩하기까지 적어도 하나 이상의 신호 프레임이 수신되는 시간이 지연될 수 있다. 신호 프레임의 PLS 심볼이 수신되기 전까지 동기화가 완료되지 않는 경우를 대비해 버퍼를 사용할 수도 있으나, 다수의 버퍼가 필요하다는 단점이 있다.
도 76(b) 도면에 도시된 각 신호 프레임(41030, 41040) 또한 도 76(a) 도면에 도시된 각 신호 프레임이 포함하는 심볼들(P, EH, ET, PLS, DATA Frame N)을 포함할 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈은 빠른 서비스 획득 및 데이터 디코딩을 위해서 각 신호 프레임(41030, 41040)에 헤드 엣지 심볼(EH)과 적어도 하나 이상의 PLS 심볼들(PLS) 사이에 PLS 오프셋 영역(41031, 41042)을 설정할 수 있다. 프레임 스트럭쳐 모듈에서 신호 프레임에 PLS 오프셋 영역(41031, 41042)이 설정된 경우, 프리앰블은 PLS 오프셋 정보(PLS_offset)을 포함할 수 있다. 본 발명의 실시예 따른 PLS_offset의 값은 PLS 오프셋 영역을 설정하는데 사용된 OFDM 심볼들의 길이로 정의할 수 있다.
신호 프레임에 설정된 PLS 오프셋 영역으로 인해, 수신기는 프리앰블의 디텍팅 및 디코딩이 수행되는 시간인 T_Sync를 확보할 수 있다.
이하, PLS_offset의 값을 결정하는 예를 설명한다.
신호 프레임 내의 하나의 OFDM 심볼의 길이를 T_Symbol이라고 정의한다. 신호 프레임이 엣지 심볼(EH)을 포함하지 않는 경우, PLS 오프셋을 포함하는 OFDM 심볼들의 길이(PLS_offset의 값)는 T_Sync/T_Symbol의 천장값(또는 올림값)보다 같거나 큰 값으로 결정될 수 있다.
신호 프레임이 엣지 심볼(EH)을 포함하는 경우, PLS_offset을 포함하는 OFDM 심볼들의 길이는 (T_Sync/T_Symbol의 천장값(또는 올림값))-1 보다 같거나 큰 값으로 결정될 수 있다.
따라서 수신기는 프리엠블을 디텍팅 및 디코딩하여 획득한 PLS_offset의 값을 포함하는 데이터를 기반으로 수신한 신호 프레임의 구조를 알 수 있다. PLS_offset의 값이 0인 경우, 본 발명의 실시예에 따른 신호 프레임의 구조는 프리엠블 심볼에 뒤이어 연속적으로 PLS 심볼이 매핑된 구조임을 알 수 있다. 또는 PLS_offset의 값이 0이고 신호 프레임이 엣지 심볼을 포함하는 경우, 수신기는 신호 프레임의 구조는 프리엠블 심볼에 뒤이어 연속적으로 엣지 심볼과 PLS 심볼이 매핑된 구조임을 알 수 있다.
프레임 스트럭쳐 모듈은 PLS 오프셋 영역(41030)을 데이터 심볼들(DATA Frame N) 또는 PLS 심볼들(PLS)에 매핑되도록 설정할 수 있다. 따라서, (b)에 도시된 바와 같이, 프레임 스트럭쳐 모듈은 PLS 오프셋 영역에 이전 프레임(Frame N-1)의 데이터가 매핑된 데이터 심볼을 할당할 수 있다. 또 도면에 도시되지는 않았지만, 프레임 스트럭쳐 모듈은 PLS 오프셋 영역에 다음 프레임의 PLS 데이터가 매핑된 PLS 심볼을 할당할 수 있다.
프레임 스트럭쳐 모듈은 프리엠블의 시그널링 비트 감소를 위해 PLS_offset에 대해 적어도 하나 이상의 양자화 단계를 수행할 수 있다.
이하, 프레임 스트럭쳐 모듈이 프리엠블 내부에 PLS_offset 2 비트를 할당하여 시그널링하는 예를 설명한다.
PLS_offset 값이 "00"인 경우, PLS 오프셋 영역의 길이는 0이다. 이는 신호프레임에 프리엠블 바로 다음, 또는 엣지 심볼이 존재하는 경우, 엣지 심볼 바로 다음에 PLS 데이터가 매핑되는 것을 의미한다.
PLS_offset 값이 "01"인 경우, PLS 오프셋 영역의 길이는 1/4*L_Frame이다. 여기서 L_Frame은 하나의 프레임에 포함될 수 있는 OFDM 심볼의 개수를 의미한다.
PLS_offset 값이 "10"인 경우, PLS 오프셋 영역의 길이는 2/4*L_Frame이다.
PLS_offset 값이 "11"인 경우, PLS 오프셋 영역의 길이는 3/4*L_Frame이다.
상술한 프레임 스트럭쳐 모듈이 PLS_offset의 값과 PLS 오프셋 영역의 길이를 결정하는 방법은 하나의 실시예에 불과하며, 설계자의 의도에 따라 용어나 값은 변경될 수 있다.
앞서 상술한 바와 같이, 도면은 프리엠블의 디텍팅 및 디코딩 후 동기화가 완료되는데 복수개의 OFDM 심볼(PLS_offset)이 소요된 경우의 프레임 구조를 나타낸다. 수신기는 프리엠블의 디텍팅 및 디코딩 후, 컨티뉴얼 파일럿과 가드 인터벌 등의 정보를 기반으로 복수개의 OFDM 심볼(PLS_offset)이 수신되는 시간동안 정수 주파수 오프셋, 부분 주파수 오프셋 및 샘플링 주파수 오프셋을 보정할 수 있다.
이하, 본발명의 실시예에 따른 프레임 스트럭쳐 모듈이 신호 프레임에 PLS 오프셋 영역을 할당하여 T_Sync를 확보하는 경우, 획득할 수 있는 효과를 설명한다.
신호 프레임이 PLS 오프셋 영역을 포함하는 경우, 수신기에서 소요되는 수신 채널 스캔 시간과 서비스 데이터 획득 시간이 감소될 수 있다.
보다 구체적으로, 수신기가 디텍팅 및 디코딩한 프리엠블과 동일 프레임 내의 PLS 정보를 동일 프레임을 수신하는 시간 내에 디코딩할 수 있으므로 채널 스캔 시간이 감소될 수 있다. 향후 방송 시스템에서는 다양한 시스템이 하나의 피지컬 프레임에 TDM 방식으로 전송될 수 있어 채널 스캔의 복잡도가 더 증가함에 따라, 본 발명의 실시예에 따른 신호 프레임에 PLS 오프셋 영역이 할당되는 신호 프레임 구조의 적용은 채널 스캔 시간의 감소 정도가 더 클 수 있다.
또한, 신호 프레임에 PLS 오프셋 영역이 할당되는 신호 프레임 구조 (b)의 경우, 신호 프레임에 PLS 오프셋 영역이 할당되지 않은 신호 프레임 구조 (a)와 비교하여 수신기는 신호 프레임의 길이와 PLS_offset 영역의 길이의 차이에 해당하는 서비스 데이터 획득 시간 이득을 기대할 수 있다.
상술한 PLS 오프셋 영역 할당 효과는 수신기가 수신된 프리엠블 심볼과 동일한 프레임 내의 PLS 데이터를 디코딩할 수 없는 경우에 획득될 수 있다. 프레임 스트럭쳐 모듈이 프리엠블과 엣지 심볼을 PLS 오프셋 영역 할당없이도 디코딩이 가능한 설계를 할 수 있는 경우에는 PLS_offset의 값이 0으로 설정될 수 있다.
도 77는 본 발명의 또다른 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법의 플로우 차트이다.
본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 적어도 하나 이상의 방송 서비스 컴포넌트를 전송하는 서비스 데이터를 인코딩할 수 있다.(S42000) 적어도 하나 이상의 방송 서비스 컴포넌트는 고정 수신기를 위한 방송 서비스 컴포넌트 중 어느 하나에 해당할 수 있으며, 각 방송 서비스 컴포넌트는 프레임 단위로 구별되어 전송될 수 있다. 구체적인 인코딩 방법은 상술한 바와 같다.
이후, 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 피지컬 시그널링 데이터를 쇼트닝 방식과 펑쳐링 방식을 기반으로 LDPC 코드로 인코딩할 수 있다. 여기서 피지컬 시그널링 데이터는 피지컬 시그널링 데이터의 크기를 기반으로 결정된 코드 레이트 값을 기반으로 인코딩된다. (S42010) 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치에서 구체적인 코드레이트 값의 결정 방법 및 피지컬 시그널링 데이터를 인코딩하는 방법은 도 36 내지 도 39에서 상술한 바와 같이 LDPC 인코더 모듈이 입력되는 PLS 데이터 또는 BCH 인코딩된 PLS 데이터를 쇼튼드/펑쳐드(shortend/puncturd) LDPC 코드 기반으로 LDPC 인코딩하여 출력할 수 있다. LDPC 인코딩은 BCH 패리티가 포함된 입력 피지컬 시그널링 데이터의 크기에 따라 서로 다른 코드 레이트를 갖는 마더 코드 타입들 중 하나를 기반으로 LDPC 인코딩될 수 있다.
이후, 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 인코딩된 서비스 데이터를 성상도에 매핑할 수 있다.(S42020) 구체적인 매핑 방법은 도 16 내지 도 35에서 상술한 바와 같다.
이후, 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 프리엠블 데이터, 피지컬 시그널링 데이터및 매핑된 서비스 데이터를 포함하는 적어도 하나의 시그널 프레임을 생성한다.(S42030) 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치에서 시그널 프레임을 생성하는 구체적인 방법은 도 75 내지 도 76에서 상술한 바와 같이 하나의 프레임에 2이상의 프레임의 정보를 포함하는 2이상의 피지컬 시그널링 데이터가 포함되는 PLS 리피티션 방식을 사용할 수 있다. 또한 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 신호 프레임에 매핑되는 현재 프레임에 대한 피지컬 시그널링 데이터의 앞 단에 오프셋 영역을 설정하고, 오프셋 영역에 이전 프레임의 서비스 데이터나 다음 프레임의 피지컬 시그널링 데이터를 매핑할 수 있다.
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 생성된 적어도 하나 이상의 신호 프레임을 OFDM 방식으로 변조할 수 있다.(S42040)
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 생성된 적어도 하나 이상의 변조된 신호 프레임을 포함하는 적어도 하나 이상의 방송 신호를 전송할 수 있다.(S42050)
도 78은 본 발명의 또다른 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법의 플로우 차트이다.
도 78은 도 77에서 설명한 방송 신호 송신 방법의 역과정에 해당한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 적어도 하나 이상의 방송 신호를 수신할 수있다.(S43000) 이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 수신된 적어도 하나 이상의 방송 신호를 OFDM 방식으로 복조할 수 있다.(S43010)
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 적어도 하나의 시그널 프레임을 복조된 방송 신호로부터 분리할 수 있다. 여기서, 방송 신호로부터 분리된 적어도 하나의 시그널 프레임은 프리엠블 데이터, 피지컬 시그널링 데이터 및 서비스 데이터를 포함할 수 있다.(S43020) 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치에서 시그널 프레임을 생성하는 구체적인 방법은 도 75 내지 도 76에서 상술한 바와 같이 하나의 프레임에 2이상의 프레임의 정보를 포함하는 2이상의 피지컬 시그널링 데이터가 포함되는 PLS 리피티션 방식을 사용할 수 있다. 또한 본 발명의 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 신호 프레임에 매핑되는 현재 프레임에 대한 피지컬 시그널링 데이터의 앞 단에 오프셋 영역을 설정하고, 오프셋 영역에 이전 프레임의 서비스 데이터나 다음 프레임의 피지컬 시그널링 데이터를 매핑할 수 있다.이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 LDPC 방식을 기반으로 피지컬 시그널링 데이터를 디코딩할 수 있다. 여기서 피지컬 시그널링 데이터는 피지컬 시그널링 데이터의 크기를 기반으로 결정된 코드 레이트 값을 기반으로 인코딩된 쇼튼드/펑쳐드 LDPC 코드이다.(S43030) 구체적인 코드 레이트 값의 결정 방법 및 디코딩 방법은 도 71 내지 도 74에서 상술한 바와 같이 LDPC 디코더 모듈이 입력되는 PLS 데이터 또는 BCH 인코딩된 PLS 데이터를 쇼튼드/펑쳐드(shortend/puncturd) LDPC 코드 기반으로 LDPC 디코딩하여 출력할 수 있다. LDPC 디코딩은 BCH 패리티가 포함된 피지컬 시그널링 데이터의 크기에 따라 서로 다른 코드 레이트를 기반으로 LDPC 디코딩될 수 있다.
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 적어도 하나의 시그널 프레임에 포함된 서비스 데이터를 디매핑할 수 있다.(S43040)
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 적어도 하나 이상의 방송 서비스 컴포넌트를 전송하는 서비스 데이터를 디코딩할 수 있다.(S43050)
도 79는 본 발명의 다른 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈 및 동기화 & 복조 모듈을 도시한 도면이다.
도 79(a) 는 다른 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈이다. 다른 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈은 전술한 웨이브폼 제너레이션 모듈에 대응될 수 있다. 다른 실시예에 따른 웨이브폼 제너레이션 모듈은 새로운 리퍼런스 시그널 삽입 & PAPR 리덕션(reference signal insertion & PAPR reduction) 블록을 포함할 수 있다. 새로운 리퍼런스 시그널 삽입 & PAPR 리덕션 블록은 전술한 리퍼런스 시그널 삽입 & PAPR 리덕션 블록에 대응될 수 있다.
본 발명은, 매 시그날 블록(signal block)마다 정해진 위치에 삽입되는 CP (continuous pilot) 패턴의 생성 방법을 제안할 수 있다. 또한, 본 발명은 적은 메모리 (ROM)을 이용하여 CP 를 운영하는 CP 운영 방법을 제안할 수 있다. 본 발명에 따른 새로운 리퍼런스 시그널 삽입 & PAPR 리덕션 블록은, 본 발명이 제안하는 CP 패턴의 생성방법 및 운영 방법에 따라 동작할 수 있다.
도 79(b) 는 다른 실시예에 따른 동기화 & 복조 모듈이다. 다른 실시예에 따른 동기화 & 복조 모듈은 전술한 동기화 & 복조 모듈에 대응될 수 있다. 다른 실시예에 따른 동기화 & 복조 모듈은 새로운 리퍼런스 시그날 디텍터(Reference signal detector)를 포함할 수 있다. 새로운 리퍼런스 시그날 디텍터는 전술한 리퍼런스 시그날 디텍터에 대응될 수 있다.
본 발명에 따른 새로운 리퍼런스 시그날 디텍터는, 본 발명이 제안하는 CP 생성 방법 및 운영 방법에 따른 CP 를 이용하여, 수신부의 동작을 수행할 수 있다. 여기서, CP 는 수신부의 동기화(synchronization) 에 이용될 수 있다. 새로운 리퍼런스 시그날 디텍터는 수신된 리퍼런스 시그날을 검출하여, 수신기가 동기화를 수행하거나, 채널 추정(channel estimation)을 수행하는 데 도움을 줄 수 있도록 동작될 수 있다. 여기서 동기화는, 코스 오토 프리퀀시 컨트롤(coarse auto frequency control(AFC)), 파인 AFC(fine AFC) 및/또는 CPE (common phase error correction) 를 통하여 수행될 수 있다.
송신측에서, OFDM 심볼의 다양한 셀들은 레퍼런스 정보(reference information)을 통해 변조될 수 있다. 이 때 레퍼런스 정보는 파일럿(pilot) 이라 불릴 수 있다. 파일럿에는 SP(scattered pilot), CP(continual pilot), 엣지 파일럿(edge pilot), FSS (Frame signaling symbol) 파일럿 및/또는 FES(Frame edge symbol) 파일럿 등이 있을 수 있다. 각각의 파일럿들은, 파일럿 타입이나 패턴에 따라, 특정 부스티드 파워 레벨(boosted power level)에서 전송될 수 있다.
CP 는 전술한 파일럿 중 하나일 수 있다. CP 는 적은 양으로서 OFDM 심볼 내에 랜덤하게 분포되어 운영될 수 있다. 이 경우, CP 의 위치 정보를 메모리에 저장하는 인덱스 테이블(index table) 방법이 효율적일 수 있다. 여기서 인덱스 테이블은 레퍼런스 인덱스 테이블, CP 셋(CP set), CP 그룹(CP group) 등으로 불릴 수 있다. CP 셋은 FFT 사이즈와 SP 패턴에 따라 결정될 수 있다.
CP 들은 각 프레임에 삽입될 수 있다. 구체적으로, CP 들은 각 프레임의 심볼들에 삽입될 수 있다. CP 들은, CP 패턴을 가지고 삽입되는데, 삽입과정은 인덱스 테이블에 따라 수행될 수 있다. 그러나 SP (Scattered Pilot) 패턴이 다양해지고, NOC(Number of active carrier) 모드가 증가함에 따라, 인덱스 테이블의 크기가 증가되는 문제점이 있을 수 있다.
본 발명은 이러한 문제점을 해결하기 위하여, 상대적으로 적은 메모리를 이용하여 CP를 운영하는 방법을 제안할 수 있다. 본 발명은 패턴 반전(pattern reversal) 방법 및 포지션 멀티플렉싱(position multiplexing) 방법을 제안할 수 있다. 이 방법들에 따를 경우, 수신기에 요구되는 메모리 스토리지양이 감소할 수 있다.
CP 패턴의 디자인 컨셉은 다음과 같을 수 있다. 먼저, 각 OFDM 심볼 내의 NOA(Number of active data carrier)를 일정하게(constant) 유지한다. 이 때, 일정하게 유지되는 NOA 는 주어진 NOC(또는 FFT 모드) 및 SP 패턴에 따른 것일 수 있다.
여기서, CP 패턴을 NOC 와 SP 패턴에 따라 변경시켜가며, 다음 두가지 조건을 맞출 수 있다. 두가지 조건이란, 시그날링 정보(signaling information) 을 줄이는 것과, 타임 인터리버와 캐리어 매핑(carrier mapping)간의 인터랙션(interaction) 을 단순화 시키는 것을 말할 수 있다.
이 후, SP-베어링 캐리어(SP-bearing carrier) 와 논 SP-베어링 캐리어(non SP-bearing carrier) 에 위치할 CP 가 공평하게(fairly) 선택될 수 있다. 이 선택과정은 주파수 셀렉티브 채널(frequency selective channel) 을 위함일 수 있다. 이 선택과정은 CP 가 스펙트럼에 걸쳐 러프하게 균등한 분포(roughly even distribution) 를 가지고, 랜덤하게 분포(random position distribution) 를 가지도록 수행될 수 있다. CP 들의 위치들은 NOC 가 증가함에 따라 같이 증가할 수 있다. 이는 CP 들의 전체 오버헤드(overhead) 를 보존하기 위함일 수 있다.
패턴 반전 방법에 대하여 간략히 설명한다. NOC 또는 SP 패턴에서 사용될 수 있는 CP 패턴은 인덱스 테이블에 기반하여 생성될 수 있다. 먼저 가장 작은 값을 가지는 NOC 를 기준으로, CP 의 위치 값을 인덱스 테이블화 할 수 있다. 이 인덱스 테이블을 레퍼런스 인덱스 테이블이라 할 수 있다. 이 때, CP 의 위치 값은 CP 를 랜덤하게 위치시키는 위치 값일 수 있다. 이후, 더 큰 값을 가지는 NOC 에 대해서는, 인덱스 테이블의 분포 패턴을 반전시킴으로써 인덱스 테이블을 확장하여 사용할 수 있다. 이 확장은 기존 기술에 따른 단순한 반복에 의한 것이 아닐 수 있다. 이 때, 실시예에 따라 인덱스 테이블의 분포 패턴을 반전시키기 전에 사이클릭 쉬프팅(cyclic shifting) 이 수행될 수도 있다. 패턴 반전 방법에 의하면, 적은 메모리로도 CP 의 운영이 가능할 수 있다. 패턴 반전 방법은 NOC, SP 모드에 적용 가능할 수 있다. 또한, 패턴 반전 방법에 의하면, 스펙트럼 상의 CP 의 위치가 균등(even) 하면서 랜덤하게 분포될 수 있다. 패턴 반전 방법에 대한 자세한 내용은 후술한다.
포지션 멀티플렉싱 방법에 대하여 간략히 설명한다. 패턴 반전 방법과 마찬가지로, NOC 또는 SP 패턴에서 사용될 수 있는 CP 패턴은 인덱스 테이블에 기반하여 생성될 수 있다. 먼저, CP 들을 랜덤하게 위치시키는 위치 값을 인덱스 테이블화 할 수 있다. 이 인덱스 테이블을 레퍼런스 인덱스 테이블이라 할 수 있다. 이 때, 인덱스 테이블은 모든 NOC 모드들에 이용/적용이 가능할 수 있도록 충분히 크게 설계될 수 있다. 이 후, 임의의 NOC에 대하여, CP 의 위치가 스펙트럼상에서 균등(even)하면서 랜덤하게 분포되도록, 인덱스 테이블이 다양한 방법으로 멀티플렉싱될 수 있다. 포지션 멀티플렉싱 방법에 대한 자세한 내용은 후술한다.
도 80은 본 발명의 일 실시예에 따른 SP 가 담긴 CP(CP bearing SP) 및 SP 가 담기지 않은 CP(CP not bearing SP) 의 정의를 도시한 도면이다.
전술한 패턴 반전 방법과 포지션 멀티플렉싱 방법에 대한 기술에 앞서, 랜덤 CP 포지션 발생기(random CP position generator) 에 대해 설명한다. 패턴 반전 방법과 포지션 멀티플렉싱 방법의 경우 랜덤 CP 포지션 발생기가 필요할 수 있다.
랜덤 CP 포지션 발생기에 있어, 몇 가지 가정(assumption)이 필요할 수 있다. 먼저, CP 위치들은 주어진 NOC 에서, PN 제네레이터에 의하여 랜덤하게 선택된다고 가정할 수 있다. 즉, CP 위치들은 PRBS 발생기를 이용하여 랜덤하게 발생되어 레퍼런스 인덱스 테이블에 주어진다고 가정할 수 있다. 각 OFDM 심볼에서의 NOA 는 일정(constant)하게 유지된다고 가정할 수 있다. 이는 SP 가 담긴 CP(CP bearing SP) 및 SP 가 담기지 않은 CP(CP not bearing SP) 를 적절하게 선택함으로서 이뤄질 수 있다.
도 80에서, 색칠한 부분이 없는 CP 는 SP 가 담기지 않은 CP 를 도식화 한 것이고, 색칠한 부분을 가진 CP 는 SP 가 담긴 CP 를 도식화 한 것일 수 있다.
도 81은 본 발명의 일 실시예에 따른 레퍼런스 인덱스 테이블을 도시한 도면이다.
도시된 레퍼런스 인덱스 테이블은 전술한 가정들을 이용하여 발생된 레퍼런스 인덱스 테이블의 예시일 수 있다. 이 예시에서, 8K FFT 모드 (NOC: 6817), SP 모드 (Dx:3, Dy:4) 를 고려하였다. 왼쪽의 인덱스 테이블 (a) 를 도식화하면, 오른쪽 (b) 와 같이 나타내어질 수 있다.
도 82는 포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블을 구성하는 개념도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 을 설명한다.
레퍼런스 인덱스 테이블을 구성할 경우, 인덱스 테이블은 일정 크기의 서브 인덱스 테이블(sub index table)로 나뉘어질 수 있다. 각 서브 인덱스 테이블에 대해, 서로 다른 PN 발생기(또는 서로 다른 시드(seed))가 사용되어 CP 위치가 생성될 수 있다. 본 도면은 8, 16, 32 K FFT 모드를 고려한 경우에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블을 도시한 것일 수 있다. 즉, 8K FFT 모드의 경우 하나의 서브 인덱스 테이블을 가지며, 이는 PN1 에 의해 생성될 수 있다. 16 K FFT 모드의 경우 두 개의 서브 인덱스 테이블을 가지며, 이는 각각 PN1, PN2 에 의해 생성될 수 있다. 생성된 CP 위치들은 전술한 가정에 기반하여 생성된 것일 수 있다.
예를 들어, 16K FFT 모드를 지원시에는 PN1과 PN2 발생기를 통해 얻어지는 CP 위치정보를 순차적으로 나열함으로써 전체적인 CP 위치를 분포시킬 수 있다. 또한, 32K FFT 모드를 지원시에는 PN3과 PN4 발생기를 통해 얻어지는 CP 위치 정보를 추가적으로 나열시킴으로써 전체적인 CP 위치를 분포시킬 수 있다.
이를 통해, CP 를 스펙트럼 상에서 균등(even)하고 랜덤하게 분포시킬 수 있게 된다. 또한, CP 위치간에 코릴레이션 특성(correlation property) 가 제공될 수 있다.
도 83은 포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블의 생성 방법의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 실시예는 Dx=3, Dy=4 를 가지는 SP 패턴을 고려하여 CP 위치 정보를 발생시킨 실시예일 수 있다. 또한 본 실시예는, 8K/16K/32K FFT 모드 (NOC: 6817/13633/27265) 에서의 실시예일 수 있다.
CP 위치 값은 8K FFT 모드를 기본으로 하여 서브 인덱스 테이블에 저장될 수 있다. 16 K FFT 모드 이상의 FFT 모드를 지원할 경우, 추가적으로 서브 인덱스 테이블들이 기본으로 저장된 서브 인덱스 테이블에 추가되어 확장될 수 있다. 추가되는 서브 인덱스 테이블의 값들은, 기본으로 저장된 서브 인덱스 테이블의 값에, 일정한 양이 더해지거나 쉬프팅(shifting)된 값들일 수 있다.
서브 인덱스 테이블 PN1, PN2, PN3 의 마지막에 주어지는 CP 위치 값은, 해당 서브 인덱스 테이블이 확장될 때 필요한 값을 의미할 수 있다. 즉, 마지막에 주어지는 CP 위치 값은, 멀티플렉싱을 위한 값일 수 있다. 마지막에 주어지는 CP 위치 값은, 본 도면에 타원으로 표시되어 있다. 마지막에 주어지는 CP 위치 값 v 는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00016
v 는
Figure 112016023439686-pct00017
의 정수배(i) 로 표현될 수 있다. 8K FFT 모드가 적용될 경우, 서브 인덱스 테이블 PN1 의 마지막 위치 값은 적용되지 않을 수 있다. 16K FFT 모드가 적용될 경우, 서브 인덱스 테이블 PN1 의 마지막 위치 값은 적용되는 반면에, 서브 인덱스 테이블 PN2의 마지막 위치 값은 적용되지 않을 수 있다. 마찬가지로, 32K FFT 모드가 적용될 경우, 서브 인덱스 테이블 PN1, PN2, PN3 의 마지막 위치 값들이 모두 적용될 수 있다.
포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 에 있어서, 전술한 멀티플렉싱 룰은 다음과 같이 표현될 수 있다. 이는 주어진 레퍼런스 인덱스 테이블로부터 각 FFT 모드에 사용될 CP 위치를 발생시키기 위한 수식일 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00018
상기 수학식은 주어진 레퍼런스 인덱스 테이블에 기반하여, 각 FFT 모드에 사용될 CP 위치값들을 생성하기 위한 수학식일 수 있다. 여기서,
Figure 112016023439686-pct00019
는 각각 8K, 16K, 32K FFT 모드에 있어서의 CP 패턴을 의미할 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00020
는 각각의 서브 인덱스 테이블의 이름일 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00021
는 각각 PN1, PN2, PN3, PN4 서브 인덱스 테이블들의 사이즈를 의미할 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00022
는 각각, 추가된 CP 위치들을 균등하게 분포시키기 위한 쉬프팅 밸류(shifting value)들을 의미할 수 있다.
CP_8K(k) 및 CP_16K(k) 에서, k 값은 SPN1-1, SPN12-1 까지로 한정되고 있다. 여기서 -1 이 붙는 이유는, 전술한 바와 같이, 마지막에 주어지는 CP 위치 값 v 는 제외되기 때문일 수 있다.
도 84는 포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블을 구성하는 개념도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 를 설명한다.
포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 는 FFT 모드에 따른 CP 패턴을 지원하는 방식으로 수행될 수 있다. 이 방법은, PN1, PN2, PN3, PN4 등을 멀티플렉싱하여 각 FFT 모드에 맞는 CP 를 지원하는 방식으로 수행될 수 있다. 여기서, PN1 ~ PN4 는 서브 인덱스 테이블로서, 서로 다른 PN 생성기에 의해 생성된 CP 위치들로 구성될 수 있다. PN1 ~ PN4 는 CP 위치 값들이 랜덤하며 균등하게 분포된 시퀀스(sequence)라고 가정할 수 있다. 레퍼런스 인덱스 테이블의 생성은, 전술한 포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 과 유사할 수 있으나, 구체적인 멀티플렉싱 방식은 다를 수 있다.
하나의 파일럿 덴시티 블록(pilot density block) 은 Nblk 로 표현될 수 있다. 동일한 대역폭(bandwidth) 내에서, FFT 모드에 따라 할당된 Nblk 개수가 다를 수 있다. 즉, 8K FFT 모드의 경우, 1개, 16K FFT 모드의 경우, 2개, 32K FFT 모드의 경우, 4개의 Nblk 가 할당되어 있을 수 있다. 각 FFT 모드에 따라, 할당된 영역에 PN1 ~ PN4 들이 멀티플렝싱되어, CP 패턴이 생성될 수 있다.
각 PN1 ~ PN4 는 랜덤하고 균등(even)한 CP 분포를 가지도록 생성되었을 수 있다. 따라서, 임의의 특정 채널에 의한 영향이 완화될 수 있다. 특히 PN1 의 경우, 8K, 16K, 32K 의 피지컬 스펙트럼(physical spectrum)에서 동일한 포지션에 위치하도록 설계될 수 있다. 이 경우, 간단한 PN1을 이용하여 동기를 위한 수신 알고리즘을 구현할 수 있다.
또한, 각 PN1 ~ PN4 는 상호 크로스 코릴레이션(cross correlation) 특성 및 오토 코릴레이션(auto correlation) 특성이 우수하도록 설계되었을 수 있다. 16K FFT 모드에서 추가적으로 위치가 결정되는 PN2는, 8K FFT 모드에서 정해진 PN1의 위치에 대해서, 오토 코릴레이션 특성 및 균등 분포(even distribution) 특성이 우수하도록 위치가 결정될 수 있다. 마찬가지로 32K FFT 모드에서 추가적으로 위치가 결정되는 PN3, PN4의 경우, 16K FFT 모드에서 정해진 PN1, PN2 의 위치를 기반으로 오토 코릴레이션 특성 및 균등 분포 특성이 최적화되도록 위치가 결정될 수 있다.
스펙트럼의 양쪽 엣지(edge) 의 일정부분은 CP 가 배치되지 않을 수 있다. 따라서, ICFO (integral frequency offset)이 발생하였을 때, CP의 일부분이 소실되는 것을 다소 완화시킬 수 있다.
도 85는 포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블의 생성 방법의 일 실시예를 도시한 도면이다.
먼저, FFT 모드에 따라, 8K FFT 모드의 경우 PN1 , 16K FFT 모드의 경우 PN1 및 PN2, 32K FFT 모드의 경우 PN1, PN2, PN3, PN4 가 생성될 수 있다. 이 생성 과정은 정해진 멀티플렉싱 룰에 의해 수행될 수 있다.
본 도면은, 8K FFT 모드를 기준으로 하였을 때, 하나의 파일럿 덴시티 블록(Nblk) 로 표현될 수 있는 영역에 16K FFT 모드의 경우 2개, 32K FFT 모드의 경우 4 개의 파일럿 덴시티 블록(Nblk) 들이 포함될 수 있음이 도시되어 있다. 각 FFT 모드에 따라, 생성된 PN 들이 멀티플렉싱되어 CP 패턴이 생성될 수 있다.
8K FFT 모드의 경우, PN1 을 그대로 이용하여 CP 패턴을 생성할 수 있다. 즉, PN1 이 8K FFT 모드에 있어서의 CP 패턴일 수 있다.
16K FFT 모드의 경우, 1번째 파일럿 덴시티 블록(1st Nblk)에 PN1 이, 2번째 파일럿 덴시티 블록(2nd Nblk)에 PN2 가 조합되어 CP 패턴이 생성될 수 있다.
32K FFT 모드의 경우, 마찬가지로, 1번째 파일럿 덴시티 블록(1st Nblk)에 PN1 이, 2번째 파일럿 덴시티 블록(2nd Nblk)에 PN2 가, 3번째 파일럿 덴시티 블록(3rd Nblk)에 PN3 이, 4번째 파일럿 덴시티 블록(4th Nblk)에 PN4 가 조합되어 CP 패턴이 생성될 수 있다. 본 실시예는 PN1 ~ PN4 가 순서대로 배치되어 있으나, 실시예에 따라 PN2 가 3번째 파일럿 덴시티 블록(3rd Nblk)에 배치될 수도 있다. 이는 16K FFT 모드와 비교했을 때, 스펙트럼의 유사한 위치에 CP 가 삽입되도록 하기 위함일 수 있다.
포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 에 있어서, 전술한 멀티플렉싱 룰은 다음과 같이 표현될 수 있다. 이는 주어진 레퍼런스 인덱스 테이블로부터 각 FFT 모드에 사용될 CP 위치를 발생시키기 위한 수식일 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00023
상기 수학식은 주어진 레퍼런스 인덱스 테이블에 기반하여, 각 FFT 모드에 사용될 CP 위치값들을 생성하기 위한 수학식일 수 있다. 여기서,
Figure 112016023439686-pct00024
는 각각 8K, 16K, 32K FFT 모드에 있어서의 CP 패턴을 의미할 수 있다. PN1 ~ PN4 는 각 시퀀스들일 수 있다. 이 시퀀스들은 4개의 수도 랜덤 시퀀스(Pseudo random sequences)일 수 있다. ceil(X) 는 X 의 CEIL 함수로서, X 보다 크거나 같은 정수 중에서 최소값을 출력하는 함수일 수 있다. mod(X,N) 은 모듈로 함수로서, X 를 N 으로 나눈 나머지를 출력할 수 있다.
16K FFT 모드와 32K FFT 모드를 위하여, PN1 ~ PN4 시퀀스들은 각 FFT 모드에 따라 정해진 오프셋 위치에 멀티플렉싱될 수 있다. 상기 수학식에서 오프셋의 값은, 기본 Nblk의 정해진 정수배의 값의 모듈로 연산 값으로 표현될 수 있다. 이 오프셋 값은 임의의 다른 값을 가질 수 있다.
도 86은 포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #3 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블의 생성 방법의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 실시예에서, PN1 ~ PN4 는 CP 위치 값들이 랜덤하며 균등하게 분포된 시퀀스(sequence)라고 가정할 수 있다. 또한, 전술한 바와 같이, PN1 ~ PN4 는 8K, 16K, 32K에 대해 코릴레이션(correlation) 및 균등 분포(even distribution) 의 특성을 만족하도록 최적화(optimization) 되었을 수 있다.
본 실시예는, 채널 추정(channel estimation)을 위한 스캐터드 파일럿(scattered pilot) 패턴에 관한 것일 수 있다. 본 실시예는 프리퀀시 디렉션(frequency direction)으로의 거리 Dx 가 8, 타임 디렉션(time direction)으로의 거리 Dy 가 2 인 경우에 관한 것일 수 있다. 본 실시예는 다른 패턴에 대해서도 적용가능할 수 있다.
먼저, 전술한 바와 같이, FFT 모드에 따라, 8K FFT 모드의 경우 PN1 , 16K FFT 모드의 경우 PN1 및 PN2, 32K FFT 모드의 경우 PN1, PN2, PN3, PN4 가 생성될 수 있다. 이 생성 과정은 정해진 멀티플렉싱 룰에 의해 수행될 수 있다.
또한, 전술한 바와 같이, 본 도면은, 8K FFT 모드를 기준으로 하였을 때, 하나의 파일럿 덴시티 블록(Nblk) 로 표현될 수 있는 영역에 16K FFT 모드의 경우 2개, 32K FFT 모드의 경우 4 개의 파일럿 덴시티 블록(Nblk) 들이 포함될 수 있음이 도시되어 있다.
각 FFT 모드에 따라, 생성된 PN 들이 멀티플렉싱되어 CP 패턴이 생성될 수 있다. 이 때, 각 FFT 모드에서, CP 들은 SP (scattered pilot) 과 겹치도록 위치되거나(SP bearing), SP 와 겹치지 않도록 위치될 수 있다(non SP bearing). 본 실시예에서는, SP 와 겹치거나 또는 겹치지 않는 위치에 CP 가 위치되기 위한 멀티플렉싱 룰이 적용될 수 있다. 이는 주파수 영역에서 동일한 위치에 파일럿이 위치되도록 하기 위함일 수 있다.
SP 베어링의 경우, SP 의 오프셋 패턴에 대해, 랜덤하고 균등하게 분포되도록 PN1 ~ PN4 가 위치될 수 있다. 여기서, PN1 ~ PN4 는 SP 베어링 셋(SP bearing set) 을 이루는 시퀀스들일 수 있다. 여기서, PN1 ~ PN4 는, FFT 모드 별로, 멀티플렉싱 룰에 따라 위치될 수 있다. 즉, 16K FFT 모드의 경우에, PN1 에 추가되는 PN2는, PN1 이 위치하는 SP 의 오프셋 패턴을 제외한 나머지 위치에 위치될 수 있다. 나머지 위치에 위치되도록 PN2 에 대한 위치 오프셋이 설정되거나, 관계식을 통해 정해진 패턴 위치에 위치되도록 설정될 수 있다. 마찬가지로, 32K FFT 모드의 경우, PN3 및 PN4 는 PN1 및 PN2 가 위치하는 SP 의 오프셋 패턴을 제외한 나머지 위치에 위치되도록 설정될 수 있다.
논 SP 베어링의 경우, PN1 ~ PN4 가 관계식에 따라 위치될 수 있다. 여기서, PN1 ~ PN4 는 논 SP 베어링 셋(non SP bearing set) 을 이루는 시퀀스들일 수 있다.
포지션 멀티플렉싱 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #3 에 있어서, 전술한 멀티플렉싱 룰은 다음과 같이 표현될 수 있다. 이는 주어진 레퍼런스 인덱스 테이블로부터 각 FFT 모드에 사용될 CP 위치를 발생시키기 위한 수식일 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00025
Figure 112016023439686-pct00026
Figure 112016023439686-pct00027
상기 수학식은 주어진 레퍼런스 인덱스 테이블에 기반하여, 각 FFT 모드에 사용될 CP 위치값들을 생성하기 위한 수학식일 수 있다. 여기서,
Figure 112016023439686-pct00028
는 각각 8K, 16K, 32K FFT 모드에 있어서의 CP 패턴을 의미할 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00029
는 각각 8K, 16K, 32K FFT 모드에 있어서의 SP 베어링 CP 패턴을 의미할 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00030
는 각각 8K, 16K, 32K FFT 모드에 있어서의 논 SP 베어링 CP 패턴을 의미할 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00031
,
Figure 112016023439686-pct00032
,
Figure 112016023439686-pct00033
and
Figure 112016023439686-pct00034
는 각각 SP 베어링 파일럿(pilot) 을 위한 시퀀스들일 수 있다. 이 시퀀스들은 4개의 수도 랜덤 시퀀스(Pseudo random sequences)일 수 있다. 이 시퀀스들은 SP 베어링 셋에 포함될 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00035
,
Figure 112016023439686-pct00036
,
Figure 112016023439686-pct00037
and
Figure 112016023439686-pct00038
는 각각 논 SP 베어링 파일럿(pilot) 을 위한 시퀀스들일 수 있다. 이 시퀀스들은 4개의 수도 랜덤 시퀀스(Pseudo random sequences)일 수 있다. 이 시퀀스들은 논 SP 베어링 셋에 포함될 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00039
,
Figure 112016023439686-pct00040
,
Figure 112016023439686-pct00041
,
Figure 112016023439686-pct00042
,
Figure 112016023439686-pct00043
and
Figure 112016023439686-pct00044
는 CP 포지션 오프셋들일 수 있다.
각각의 SP 베어링 CP 패턴은, 수학식 14 와 같이,
Figure 112016023439686-pct00045
,
Figure 112016023439686-pct00046
,
Figure 112016023439686-pct00047
and
Figure 112016023439686-pct00048
을 이용하여 생성될 수 있다. 또한, 각각의 논 SP 베어링 CP 패턴은, 수학식 15 와 같이,
Figure 112016023439686-pct00049
,
Figure 112016023439686-pct00050
,
Figure 112016023439686-pct00051
and
Figure 112016023439686-pct00052
을 이용하여 생성될 수 있다. 수학식 6 에서 보는 바와 같이, 각 FFT 모드의 CP 패턴은 SP 베어링 CP 패턴과, 논 SP 베어링 CP 패턴의 집합으로 이루어질 수 있다. 즉, 논 SP 베어링 CP 인덱스 테이블에 SP 베어링 CP 인덱스 테이블이 추가되어 레퍼런스 인덱스 테이블이 생성될 수 있다. 결과적으로 논 SP 베어링 CP 인덱스 테이블 및 SP 베어링 CP 인덱스 테이블에 따라 CP 삽입이 수행될 수 있다. 여기서, 논 SP 베어링 CP 위치값들은 커먼 CP 셋(common CP set) 이라 불릴 수 있다. 또한, SP 베어링 CP 위치 값들은 추가 CP 셋(additional CP set) 이라 불릴 수 있다.
각 CP 포지션 오프셋들은, 전술한 바와 같이, 멀티플렉싱을 위해 기 설정된 값일 수 있다. 각 CP 포지션 오프셋들은 FFT 모드에 관계없이 동일한 주파수에 할당되거나, 혹은 CP 의 특성을 보정하는데 이용될 수 있다.
도 87은 패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블을 구성하는 개념도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 을 설명한다.
전술한 바와 같이, 레퍼런스 인덱스 테이블을 생성할 때, 테이블을 일정한 크기의 서브 인덱스 테이블로 나눌 수 있다. 이 서브 인덱스 테이블들은 각각 서로 다른 PN 발생기(또는 서로 다른 시드(seed)) 를 이용하여 생성된 CP 위치들을 포함할 수 있다.
패턴 반전 방법에서, 8K, 16K, 32K FFT 모드에서 필요한 2 개의 서브 인덱스 테이블들은, 2개의 서로 다른 PN 발생기에 의해 생성될 수 있다. 그리고, 32K FFT 모드의 경우에 추가로 필요한 2 개의 서브 인덱스 테이블들은, 기 생성된 2 개의 서브 인덱스 테이블을 반전시켜 생성될 수 있다.
즉, 16K FFT 모드를 지원하는 경우, PN1 과 PN2 에 의한 CP 위치 정보들을 순차적으로 나열함으로써, 전체적인 CP 위치 분포를 얻을 수 있다. 그러나, 32K FFT 모드를 지원하는 경우에는, PN1 과 PN2 에 의한 CP 위치 정보들을 반전시킴으로써 전체적인 CP 위치 분포를 얻을 수 있다.
이에 따라, 결과적으로 32K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블은 16K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블을 포함할 수 있다. 또한, 16K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블은 8K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블을 포함할 수 있다. 실시예에 따라, 32K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블을 저장하고, 이로부터 8K, 16K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블을 선택/추출하여 8K, 16K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블이 생성될 수도 있다.
전술한 패턴 반전 방법을 통할 경우, CP 의 위치가 전체 스펙트럼 상에서 균등(even) 하고 랜덤하게 분포될 수 있다. 또한, 전술한 포지션 멀티플렉싱 방법과 비교했을 때, 필요한 레퍼런스 인덱스 테이블의 크기를 줄일 수 있다는 장점이 있다. 또한, 수신기에 요구되는 메모리 스토리지양이 감소할 수 있다.
도 88는 패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블의 생성 방법의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 실시예는 Dx=3, Dy=4 를 가지는 SP 패턴을 고려하여 CP 위치 정보를 발생시킨 실시예일 수 있다. 또한 본 실시예는, 8K/16K/32K FFT 모드 (NOC: 6817/13633/27265) 에서의 실시예일 수 있다.
CP 위치 값은 8K FFT 모드를 기본으로 하여 서브 인덱스 테이블에 저장될 수 있다. 16 K FFT 모드 이상의 FFT 모드를 지원할 경우, 추가적으로 서브 인덱스 테이블들이 기본으로 저장된 서브 인덱스 테이블에 추가되어 확장될 수 있다. 추가되는 서브 인덱스 테이블의 값들은, 기본으로 저장된 서브 인덱스 테이블의 값에, 일정한 양이 더해지거나 쉬프팅(shifting)된 값들일 수 있다.
반면, 32K FFT 모드의 인덱스 테이블은, 전술한 바와 같이 PN1, PN2 의 서브 인덱스 테이블의 패턴을 반전시켜 얻은 서브 인덱스 테이블을 이용해 생성될 수 있다.
서브 인덱스 테이블 PN1, PN2 의 마지막에 주어지는 CP 위치 값은, 해당 서브 인덱스 테이블이 확장될 때 필요한 값을 의미할 수 있다. 즉, 마지막에 주어지는 CP 위치 값은, 멀티플렉싱을 위한 값일 수 있다. 마지막에 주어지는 CP 위치 값은, 본 도면에 타원으로 표시되어 있다. 마지막에 주어지는 CP 위치 값 v 는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00053
v 는
Figure 112016023439686-pct00054
의 정수배(i) 로 표현될 수 있다. 8K FFT 모드가 적용될 경우, 서브 인덱스 테이블 PN1 의 마지막 위치 값은 적용되지 않을 수 있다. 16K FFT 모드가 적용될 경우, 서브 인덱스 테이블 PN1 의 마지막 위치 값은 적용되는 반면에, 서브 인덱스 테이블 PN2의 마지막 위치 값은 적용되지 않을 수 있다.
반면, 32K FFT 모드를 위한 인덱스 테이블은, 16K FFT 모드를 위한 인덱스 테이블과 16K FFT 모드를 위한 인덱스 테이블을 반전시킨 인덱스 테이블을 이용하여 생성될 수 있다. 따라서 서브 인덱스 테이블 PN1 의 마지막 위치 값은 총 두번 사용될 수 있으며, 서브 인덱스 테이블 PN2 의 마지막 위치 값은 한번만 사용될 수 있다.
서브 인덱스 테이블의 확장에 있어, 전술한 v 에 의한 확장은 실시예에 따라 필요할 수도, 필요하지 않을 수도 있다. 즉, v 없이 확장/반전 하는 실시예도 있을 수 있다.
패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #1 에 있어서, 전술한 멀티플렉싱 룰은 다음과 같이 표현될 수 있다. 이는 주어진 레퍼런스 인덱스 테이블로부터 각 FFT 모드에 사용될 CP 위치를 발생시키기 위한 수식일 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00055
상기 수학식에 의해, 각 FFT 모드에서의 CP 패턴이 생성될 수 있다. 여기서, 다른 기호들은 전술한 것과 같을 수 있다. 여기서,
Figure 112016023439686-pct00056
(베타)는 8K FFT 모드의 NOA 와 가장 근접한 정수를 의미할 수 있다. 즉, NOA 가 6817 일 경우,
Figure 112016023439686-pct00057
는 6816 일 수 있다.
CP_8K(k), CP_16K(k), CP_32K(k) 에서, k 의 범위는 SPN1-1, SPN12-1, SPN121-1, SPN1212-1 등으로 제한되어 있을 수 있다. 여기서 -1 이 붙는 이유는, 전술한 바와 같이, 마지막에 주어지는 CP 위치 값 v 는 각 경우에 따라 제외될 수도 있기 때문이다.
수식 중에서, 박스 내부의
Figure 112016023439686-pct00058
는 패턴 반전(pattern reversal) 을 수식으로 표현한 부분일 수 있다.
도 89는 패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 에 있어서, 레퍼런스 인덱스 테이블을 구성하는 개념도의 일 실시예를 도시한 도면이다.
패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 를 설명한다.
전술한 바와 같이, 레퍼런스 인덱스 테이블을 생성할 때, 테이블을 일정한 크기의 서브 인덱스 테이블로 나눌 수 있다. 이 서브 인덱스 테이블들은 각각 서로 다른 PN 발생기(또는 서로 다른 시드(seed)) 를 이용하여 생성된 CP 위치들을 포함할 수 있다.
8K, 16K, 32K FFT 모드에서 필요한 2 개의 서브 인덱스 테이블들은, 2개의 서로 다른 PN 발생기에 의해 생성될 수 있다. 이는 전술한 바와 같을 수 있다. 32K FFT 모드의 경우, 추가로 필요한 2 개의 서브 인덱스 테이블들은 기 생성된 2 개의 서브 인덱스 테이블들을 이용하여 생성될 수 있다. 그러나, 패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 의 경우 전술한 바와 달리, 기 생성된 2 개의 서브 인덱스 테이블들을 단순히 반전시키는 것이 아니라, 패턴들을 사이클릭 쉬프트시킨 후 반전시켜 필요한 2 개의 서브 인덱스 테이블들이 생성될 수 있다. 실시예에 따라 반전시키는 동작이 먼저 수행된 후, 사이클릭 쉬프팅이 수행될 수 있다. 또한 실시예에 따라 사이클릭 쉬프팅이 아닌 단순한 쉬프팅이 수행될 수도 있다.
이에 따라, 결과적으로 32K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블은 16K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블을 포함할 수 있다. 또한, 16K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블은 8K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블을 포함할 수 있다. 실시예에 따라, 32K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블을 저장하고, 이로부터 8K, 16K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블을 선택/추출하여 8K, 16K FFT 모드에서의 CP 인덱스 테이블이 생성될 수도 있다.
전술한 바와 같이, 16K FFT 모드를 지원하는 경우, PN1 과 PN2 에 의한 CP 위치 정보들을 순차적으로 나열함으로써, 전체적인 CP 위치 분포를 얻을 수 있다. 그러나, 32K FFT 모드를 지원하는 경우에 패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 에 의하면, PN1 과 PN2 에 의한 CP 위치 정보들을 사이클릭 쉬프팅시킨 후, 다시 반전시킴으로써 전체적인 CP 위치 분포를 얻을 수 있다.
패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 에 따를 경우, CP 의 위치가 전체 스펙트럼 상에서 균등(even) 하고 랜덤하게 분포될 수 있다. 또한, 전술한 포지션 멀티플렉싱 방법과 비교했을 때, 필요한 레퍼런스 인덱스 테이블의 크기를 줄일 수 있다는 장점이 있다. 또한, 수신기에 요구되는 메모리 스토리지양이 감소할 수 있다.
패턴 반전 방법을 이용한 CP 패턴 생성 방법 #2 에 있어서, 전술한 멀티플렉싱 룰은 다음과 같이 표현될 수 있다. 이는 주어진 레퍼런스 인덱스 테이블로부터 각 FFT 모드에 사용될 CP 위치를 발생시키기 위한 수식일 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00059
상기 수학식에 의해, 각 FFT 모드에서의 CP 패턴이 생성될 수 있다. 여기서, 다른 기호들은 전술한 것과 같을 수 있다. 여기서,
Figure 112016023439686-pct00060
(베타)는 8K FFT 모드의 NOA 와 가장 근접한 정수를 의미할 수 있다. 즉, NOA 가 6817 일 경우,
Figure 112016023439686-pct00061
는 6816 일 수 있다. 또한,
Figure 112016023439686-pct00062
는 사이클릭 쉬프팅 값일 수 있다.
CP_8K(k), CP_16K(k), CP_32K(k) 에서, k 의 범위는 SPN1-1, SPN12-1, SPN121-1, SPN1212-1 등으로 제한되어 있을 수 있다. 여기서 -1 이 붙는 이유는, 전술한 바와 같이, 마지막에 주어지는 CP 위치 값 v 는 각 경우에 따라 제외될 수도 있기 때문이다.
수식 중에서, 박스 내부의
Figure 112016023439686-pct00063
는 패턴 반전(pattern reversal) 및 사이클릭 쉬프팅을 수식으로 표현한 부분일 수 있다.
전술한 CP 패턴 생성 방법 외에도 다른 방법에 의해 CP 패턴이 생성될 수 있다. 실시예에 따라, 특정 FFT 사이즈의 CP 셋(CP 패턴)은 다른 FFT 사이즈의 CP 셋을 기반으로 유기적, 종속적으로 생성될 수 있다. 이 때, CP 셋의 전부 혹은 일부가 생성의 기반이 될 수 있다. 예를 들어, 16K FFT 모드에서의 CP 셋은, 32K FFT 모드에서의 CP 셋에서 CP 위치 값이 선별/추출되어 생성될 수 있다. 마찬가지로, 8K FFT 모드에서의 CP 셋은, 32K FFT 모드에서의 CP 셋에서 CP 위치 값이 선별/추출되어 생성될 수 있다.
실시예에 따라, CP 셋은 SP 베어링 CP 위치들 및/또는 논 SP 베어링 CP 위치들을 포함할 수 있다. 여기서, 논 SP 베어링 CP 위치들은 커먼 CP 셋(Common CP set) 이라고 불릴 수 있다. 여기서, SP 베어링 CP 위치들은 추가 CP 셋(Additional CP set)이라 불릴 수 있다. 즉, CP 셋은 커먼 CP 셋 및/또는 추가 CP 셋을 포함할 수 있다. 커먼 CP 셋 만 포함하는 경우를 노말 CP 모드(Normal CP mode), 추가 CP 셋까지 포함하는 경우를 확장 CP 모드(Extended CP mode) 라 부를 수 있다.
커먼 CP 셋은 FFT 사이즈에 따라 다른 값을 가질 수 있다. 실시예에 따라, 커먼 CP 셋은 전술한 패턴반전 방법 또는 포지션 멀티플렉싱 방법에 의해 생성될 수 있다.
추가 CP 셋은 SISO/MIMO 등의 전송 방식에 따라 달라질 수 있다. 더 강인함(robustness)가 요구되는 상황에 있어서(예를 들어 모바일 수신), 또는 다른 이유에 의하여, CP 위치 값들이 추가 CP 셋에 의하여 더 추가될 수 있다.
결과적으로, 이러한 CP 셋(레퍼런스 인덱스 테이블)에 따라 CP 삽입이 수행될 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치 또는 상술한 웨이브폼 트랜스폼 블록(7200)은 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)에서 출력된 신호 프레임에 대해 파일럿들을 삽입하고, 전송 파라미터들을 이용하여 방송 신호들을 OFDM 변조할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 파라미터들은 OFDM 파라미터로 호칭할 수도 있다.
본 발명에서는 차세대 방송 송수신 시스템을 위한 전송 대역 내 스펙트럼 마스크 기준을 만족시키면서 전송 효율을 극대화하고 다양한 수신 시나리오에 적용할 수 있는 전송 파라미터들을 제안한다.
도 90은 본 발명의 일 실시예에 따른 리셉션 모드(reception mode)와 관련된 정보를 도시한 테이블을 나타낸다.
도 90의 테이블은 차세대 방송 송수신 시스템의 리셉션 모드에 따른 네트워크 컨피규레이션(configuration)을 포함한다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 리셉션 모드는 픽스드 루프탑(Fixed Rooftop), 핸드헬드 포터블 (Handheld portable) 환경 및 핸드헬드 모바일 (Handheld mobile) 환경으로 구별될 수 있으며, 각 환경에 따른 대표 채널을 결정할 수 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 상술한 리셉션 모드에 따라 전송 모드를 결정할 수 있다. 즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 방송 서비스의 특성 즉, 리셉션 모드에 따라 방송 서비스 데이터를 비MIMO 방식 (MISO 및 SISO 방식) 또는 MIMO 방식으로 처리하여 전송 할 수 있다. 따라서 각 전송 모드에 따른 방송 신호는 해당 처리 방식에 대응하는 전송 채널을 통해 송수신 될 수 있다.
이 경우, 각 전송 모드에 따른 방송 신호는 신호 프레임 단위로 구별되어 전송 되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 또한 각 신호 프레임은 복수의 OFDM 심볼들을 포함할 수 있으며, 각 OFDM 심볼들은 상술한 프리앰블 (또는 프리앰블 심볼들) 및 방송 신호에 대응하는 데이터를 전송하는 복수의 데이터 심볼들로 구성될 수 있다.
도 90의 테이블의 왼쪽 열은 상술한 세 가지 리셉션 모드들을 나타낸다.
픽스드 루프탑 환경의 경우, 방송 신호 수신 장치는 지상 10m이상의 높이에 해당하는 루프 탑 안테나(rooftop antenna)를 통해 방송 신호를 수신할 수 있다. 따라서 직접적인 경로(direct path)가 확보되기 때문에 라이시안 채널 (Rician channel)을 대표적으로 사용하며, 도플러 (Doppler)의 영향이 적고, 지향성 안테나(directional antenna) 사용에 따라 채널의 딜레이 스프레드(delay spread)의 범위가 제한될 수 있다.
핸드헬드 포터블 환경 및 핸드헬드 모바일 환경의 경우, 방송 신호 수신 장치는 지상 1.5m 이하의 높이에 해당하는 전방향성 안테나(omi-directional antenna)를 통해 방송 신호를 수신할 수 있다. 이 경우, 반사파에 의한 전송 채널 환경으로서 레일레이 채널(Rayleigh channel)을 대표적으로 사용하며, 지향성 안테나보다 긴 채널의 딜레이 스프레드의 범위를 확보할 수 있다.
또한 핸드헬드 포터블 환경의 경우, 옥내/옥외의 수신환경으로서 보행 수준의 이동성을 고려하여 낮은 수준의 도플러 환경을 지원할 수 있다. 도 90의 도시된 바와 같이 핸드헬드 포터블 환경의 경우, 픽스드 환경과 보행자 (pedestrian) 환경으로 구별될 수 있다.
반면 핸드헬드 모바일 환경의 경우, 수신자의 보행 수준뿐 만 아니라 자동차, 기차 등의 차량 이동 속도까지 고려해야 하므로 높은 도플러 환경을 지원할 수 있다.
도 90의 테이블의 오른쪽은 각 리셉션 모드에 따른 네트워크 컨피규레이션을 나타낸다.
네트워크 컨피규레이션은 네트워크 구조를 의미하며, 본 발명의 일 실시예에 따른 네트워크 컨피규레이션은 네트워크 내 주파수 운용에 따라 복수개의 주파수로 구성되는 MFN (Multi Frequency Network)과 하나의 주파수로 구성되는 SFN (Single Frequency Network) 으로 구별될 수 있다.
MFN은 넓은 지역에서 많은 주파수를 사용하여 방송 신호를 전송하는 네트워크 구조로서, 동일 지역에 위치한 복수 개의 전송 타워(transmission tower)들, 또는 방송 신호 송신기들은 각각 서로 다른 주파수를 통해 방송 신호를 전송할 수 있다. 이 경우, 네트워크 내의 지형, 지물 등에 의해 발생하는 자연적인 에코 (natural echo)에 의한 딜레이 스프레드가 형성 될 수 있다. 또한 방송 신호 수신기는 하나의 전파만을 수신하게 되므로, 수신 품질은 수신한 전파의 크기에 따라 결정될 수 있다.
SFN은 동일한 지역에 위치한 복수 개의 방송 신호 송신기들이 동일한 주파수를 통해 동일한 방송 신호를 전송하는 네트워크 구조를 의미한다. 이 경우, 추가적인 인위적 에코 (man-made echo)에 의해 전송 채널의 맥시멈 딜레이 스프레드(maximum delay spread)가 길어지는 현상이 발생할 수 있다. 또한 수신할 전파와 방해하는 주파수의 전파 간의 상호 비율, 지연 시간 등에 의해 수신 품질이 영향을 받을 수 있다.
전송 파라미터들을 결정함에 있어서 가드 인터벌의 값은 인접심볼간섭(Inter Symbol Interference)를 최소화 하기 위해 전송 채널의 맥시멈 딜레이 스프레드를 고려하여 결정된다. 가드 인터벌은 전송되는 방송신호에 부가적으로 삽입되는 리던던트 데이터 (redundant data)이므로, 전체 전송전력 효율을 고려하여 SNR 손실을 최소화하도록 전체 심볼 듀레이션(symbol duration)을 설계해야 한다.
도 91은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호의 대역폭을 나타낸 도면이다.
도 91에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호의 대역폭은 웨이브폼 트랜스폼 대역폭 (waveform transform bandwidth)과 동일하며, 웨이브폼 트랜스폼 대역폭은 채널 대역폭 (channel bandwidth)와 스펙트럼 마스크를 포함할 수 있으며, 채널 대역폭은 신호 대역폭 (signal bandwidth)을 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 전송 파라미터는 차세대 방송 송수신 시스템 에서 할당된 해당 채널 대역폭 내에서 인접채널의 간섭을 최소화하기 위해 요구되는 스펙트럼 마스크를 만족시키면서 해당 방송 신호의 대역폭 내에서 전송 효율을 최대화하기 위하여 설계되어야 한다. 또한, 상술한 웨이브폼 제너레이션 모듈(1300)이 입력 신호를 변환하기 위하여 다수의 반송파를 사용할 수 있으므로, 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 파라미터는 웨이브폼 트랜스폼 대역폭(waveform transform bandwidth)내 변환에 사용된 부 반송파의 개수에 따라 각 부 반송파의 간격을 조정하고, 시간 영역에서의 전체심볼의 길이를 결정하여 차세대 방송 송수신 시스템의 수신 시나리오에 적합한 전송 모드를 분류하여 이를 기반으로 설계될 수 있다.
도 92는 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 파라미터들을 나타낸 테이블이다.
도 92의 (A)는 상술한 리셉션 모드 및 네트워크 컨피규레이션에 따른 전송 파라미터로서 가드 인터벌의 값들을 나타낸 테이블이며, 도 92의 (B)는 상술한 리셉션 모드 및 네트워크 컨피규레이션에 따른 전송 파라미터로서 차량 속도 (Vehicle speed)의 값들을 나타낸 테이블이다.
상술한 바와 같이 가드 인터벌은 수신 시나리오에 따라 네트워크 컨피규레이션 및 수신 안테나의 환경에 기반한 맥시멈 딜레이 스프레드를 고려하여 설계될 수 있다.전송 파라미터로서의 차량 속도는 수신 시나리오의 구분에 따라 네트워크 컨피규레이션 및 수신 안테나의 환경을 반영하여 설계, 결정될 수 있다.
본 발명에서는 차세대 방송 송수신 시스템의 설계 최적화를 위해 가드 인터벌 (또는 엘레멘터리 가드 인터벌)과 차량 속도를 설정하고 옵티마이제이션 스케일링 팩터 또는 최적화 스케일링 팩터(optimization scaling factor)를 이용하여 전송 파라미터의 최적화하는 방법을 제안한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임에 포함된 심볼(또는 OFDM 심볼)은 특정 듀레이션 동안 전송될 수 있다. 또한 각 심볼들은 액티브 심볼 듀레이션 길이에 해당하는 유즈풀 영역(useful part) 및 가드 인터벌에 대응하는 가드 인터벌 영역을 포함할 수 있다. 이 경우 가드 인터벌 영역은 유즈풀 영역의 앞에 위치할 수 있다
(A)에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 가드 인터벌은 상술한 리셉션 모드 별로 NG_a1,NG_a2, …, NG_b1,NG_b2, …, NG_c1,NG_c2, …, NG_d1,NG_d2, …, NG_e1,NG_e2, …, NG_f1,NG_f2, …, NG_g1,NG_g2, …, NG_h1,NG_h2, … 로 설정될 수 있다.
(A)에 도시된 가드 인터벌 (a) 및 (b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 송수신 시스템에 적용될 수 있는 가드 인터벌의 실시예를 의미한다. 구체적으로 가드 인터벌 (a)는 25us, 가드 인터벌 (b)는 30us을 elementary guard interval로 설정한 경우의 실시예를 나타내며, 네트워크 구조에 따른 최적화 및 전송 신호의 전송 효율 및 SNR손실을 최적화하기 위한 옵티마이제이션 스케일링 팩터를 Lalpha1, Lalpha2, Lbeta1, Lbeta2 로 설정한 실시예를 나타낸다.
(B)에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 차량 속도는 상술한 리셉션 모드 별로, quasi static, <Vp_a1 km/h, <Vp_b1 km/h, Vm_a1 km/h ~ Vm_a2 km/h, Vm_b1 km/h ~ Vm_b2 km/h로 설정될 수 있다.
또한, (B)에 도시된 차량 속도 (a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 차세대 방송 송수신 시스템에 적용될 수 있는 차량 속도의 실시예로서 각 수신 시나리오에 따라 quasi-static, 3km/h, 3km/h~200km/h를 엘레먼터리 차량 속도(elementary vehicle speed)로 설정하고, 네트워크 구조에 따른 최적화 및 전송 신호의 전송 효율 및 시변채널 추정에 최적화하기 위한 옵티마이제이션 스케일링 팩터, Valpha1, Valpha2, Vbeta1, Vbeta1를 설정한 실시예를 나타낸다.
이하의 수학식은 본 발명에서 최적화된 전송 신호의 이펙티브 신호 대역폭 (effective signal bandwidth, 이하 eBW라고 호칭한다)을 결정하기 위한 수학식이다.
Figure 112016023439686-pct00064
상기 수학식 20에 도시된
Figure 112016023439686-pct00065
는 웨이브폼 스케일링 팩터를 의미하며,
Figure 112016023439686-pct00066
본 는 파일럿 덴시티 스케일링 팩터(pilot density scaling factor)를 의미하고,
Figure 112016023439686-pct00067
는 이펙티브 신호 대역폭 스케일링 팩터를 의미하며,
Figure 112016023439686-pct00068
는 부가적인 대역폭 팩터(additional bandwidth factor)를 의미한다. 또한 Fs는 샘플링 주파수를 의미한다.
본 발명에서는 채널 대역폭에 따른 스펙트럼 마스크에 최적화된 eBW을 결정하기 위하여 상술한 팩터들을 옵티마이제이션 파라미터들 (또는 최적화 파라미터들)로 사용한다. 특히 본 발명의 수학식에 따르면, 웨이브폼 트랜스폼 대역폭 (샘플링 주파수)을 조정하여 전송 파라미터들의 전송 효율을 극대화시킬 수 있다. 이하 수학식에 도시된 각 팩터들을 구체적으로 설명한다.
웨이브폼 스케일링 팩터는 웨이브폼 변환에 사용되는 반송파의 대역폭에 따른 스케일링 값으로서, 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 스케일링 팩터는 OFDM의 경우 NFFT(nonequispaced fast Fourier transform)의 길이에 비례하는 임의의 값으로 설정될 수 있다.
파일럿 덴시티 스케일링 팩터는 레퍼런스 시그널 인설션 앤 PAPR 리덕션 블록(7100)에서 삽입된 레퍼런스 신호의 정해진 위치에 따라 설정되는 값으로 레퍼런스 신호의 덴시티에 따라 설정되는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
이펙티브 신호 대역폭 스케일링 팩터는 전송 채널 대역폭 내의 스펙트럼 마스크의 규정을 만족시키면서 전송 신호의 대역폭을 최대화시킬 수 있는 임의의 값으로 설정되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 이를 통해 최적화된 eBW를 설계할 수 있다.
부가적인 대역폭 팩터는 전송 신호 대역폭에서 필요한 부가적인 정보 및 구조를 조정하기 위해 임의의 값으로 설정되는 것을 일 실시예로 할 수 있다.. 또한, 부가적인 대역폭 팩터는 레퍼런스 신호를 삽입하여 스펙트럼의 엣지(edge) 채널추정 성능을 개선하는데 사용될 수 있다.
NoC(Number of Carrier)는 신호 대역폭을 통해 전송되는 캐리어의 총 수로서, 수학식의 중괄호에 포함된 수식으로 표현될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 웨이브폼 트랜스폼 대역폭을 변형에 사용되는 부반송파의 개수에 따라 추가적으로 eBW를 최적화할 수 있는 전송 파라미터로 사용할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 상술한 이펙티브 신호 대역폭 스케일링 팩터를 eBW를 최적화할 수 있는 전송 파라미터로 사용할 수 있다.
이펙티브 신호 대역폭 스케일링 팩터는 기설정된 레퍼런스 신호의 파일럿 덴시티 단위로 확장하여 스펙트럼 마스크에 대해 최적화된 최대값으로 설정될 수 있다. 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 파일럿 덴시티 단위에 따라 발생가능한 모호한 부분들을 웨이브폼 트랜스폼 대역폭, 즉, 샘플링 주파수를 조정함으로서, 스펙트럼 마스크에 이펙티브 신호 대역폭 스케일링 팩터를 결정할 수 있다.
도 93은 본 발명의 일 실시예에 따른 eBW를 최적화하기 위한 전송 파라미터들을 나타낸 테이블이다.
도 93에 도시된 전송 파라미터들은 6MHz 채널 대역폭에 대해 FCC (Federal Communications Commission) 스펙트럼 마스크를 준수하는 동시에, OFDM 방식을 적용한 차세대 방송 시스템의 eBW를 최적화하기 위한 전송 파라미터들이다.
(A)는 상술한 본 발명의 일 실시예에 따른 가드 인터벌 (a) 및 차량 속도 (a)에 대해 설정되는 전송 파라미터들(예시 (A))을 나타낸 테이블이며, (B)는 상술한 본 발명의 일 실시예에 따른 가드 인터벌 (b) 및 차량 속도 (b)에 대해 설정되는 전송 파라미터들(예시 (B))을 나타낸 테이블이다.
(A')는 상술한 (A)에 따라 설정된 FFT 및 GI 모드의 결합을 위한 GI 듀레이션의 실시예를 나타는 테이블이며, (B')는 상술한 (B)에 따라 설정된 FFT (NFFT) 및 GI 모드의 결합을 위한 GI 듀레이션의 실시예를 나타내는 테이블이다.
(A) 및 (B)에 도시된 전송 파라미터들은 8K, 16K 및 32K의 3가지 FFT 모드에 대해 설정되었으나, FFT 모드가 1K/2K/4K/64K인 경우에도 적용 가능하다. 또한, (A) 및 (B)는 각 FFT 모드에 따라 적용할 수 있는 옵티마이제이션 스케일링 팩터들의 실시예들을 도시하고 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 (A) 및 (B)에 기재된 전송 파라미터들, 수신 시나리오 및 네트워크 컨피규레이션을 고려하여 레퍼런스 신호를 시간 및 주파수 영역에 삽입할 수 있으며, 레퍼런스 신호는 동기 및 채널 추정을 위한 부가적인 정보로 활용될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 가드 인터벌에 대한 채널추정범위의 비율을 고려하여 레퍼런스 시그널의 덴시티(Npilotdensity)와 최적화된 eBW를 설정할 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 스케일링 팩터는 각 FFT 모드에 따라 FFT 사이즈에 비례하여 결정될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 웨이브폼 트랜스폼으로 IFFT에서 가드 밴드로 사용되는 널 캐리어를 제외한 나머지 총 캐리어들의 개수가 결정되면, 웨이브폼 트랜스폼 대역폭 즉, 샘플링 주파수를 조정하여 스펙트럼 마스크를 초과하지 않는 최대 신호 대역폭을 결정할 수 있다. 샘플링 주파수는 최적화된 신호 대역폭을 결정하고, OFDM 심볼 듀레이션과 서브 캐리어 스페이싱 (subcarrier spacing)을 결정하기 위해 사용될 수 있다. 따라서 샘플링 주파수는 앞서 설명한 가드 인터벌 및 차량 속도의 전송 채널 및 수신 시나리오뿐 만 아니라, 전송 신호의 효율 및 SNR 손실 등을 모두 고려하여 결정될 수 있다. 도 93에서, (A)는 Fs의 값이 221/32MHz인 실시예를 나타내며, (B)는 Fs의 값이 (1753/256)MHz인 실시예를 나타낸다.
도 93(A) 및 도 93(B)에 도시된 fc는 RF 신호의 중심 주파수 (central frequency)를 의미하며, Tu는 액티브 심볼 듀레이션을 의미한다.
도 94는 본 발명의 다른 실시예에 따른 eBW를 최적화하기 위한 전송 파라미터들을 나타낸 테이블이다.
도 94(A)는 도 93의 (A)와 동일한 전송 파라미터들(예시 (A))을 나타낸 테이블이다.
도 94(B)는 도 93의 (B)의 테이블의 다른 실시예로서, 가드 인터벌 (b) 및 차량 속도 (b)에 대해 설정되는 전송 파라미터들(예시 (B-1))을 나타낸 테이블이다.
또한 도 94(A')는 (A)에 따라 설정된 FFT 및 GI 모드의 결합을 위한 GI 듀레이션의 실시예를 나타내는테이블이며 및 도 94(B')는 상술한 (B)에 따라 설정된 FFT 및 GI 모드의 결합을 위한 GI 듀레이션의 실시예를 나타내는 테이블이다.
도 94에 도시된 각 전송 파라미터들의 기능 및 값은 도 94의 (B)의 가운데 열의 Tu 값이 도 93의 (B)와 달리 2392.6으로 변경되었다는 점을 제외하고는 도 93와 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
도 95는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 eBW를 최적화하기 위한 전송 파라미터들을 나타낸 테이블이다.
도 95(A)는 도 94에 설명한 (B)의 다른 실시예를 나타내는 테이블이다. 구체적으로 도 95(A)는 Fs의 값이 219/32 MHz인 경우의 전송 파라미터들(예시 (B-2))를 나타내는 테이블이다.
도 95(B)는 상술한 도 95(A)에 따라 설정된 FFT 및 GI 모드의 결합을 위한 GI 듀레이션의 실시예를 나타내는 테이블이다.
도 95(A)에 나타난 전송 파라미터들은 도 94의 (B)에 도시된 전송 파라미터들과 비교할 때, fc, Tu 값은 증가했으나, eBW 값은 감소했다는 점에서 차이가 있다. 이 경우, eBW 값은 채널 대역폭에 대하여 인수로 설정이 가능한 값이 되는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
도 96은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전송 파라미터들을 나타낸 테이블이다.
도 96의 (A)는 스케일링 팩터와 상술한 각 실시예의 5, 7, 8MHz의 채널 대역폭에 해당하는 Fs값의 설정을 6MHz의 Fs값을 기준으로 하여 계산한 스케일링 팩터의 곱으로 환상하여 도출한 결과를 나타낸다. 스케일링 팩터는 채널 대역폭의 비율에 해당한다.
도 96의 (B)는 도 93 내지 도 95에서 설명한 eBW를 최적화하기 위한 전송 파라미터들을 나타낸 테이블을 나타낸다.
구체적으로 도 96(B)의 상단에 위치한 테이블은 도 93 및 도 94에서 설명한 예시 (A)의 5, 6, 7, 8MHz의 채널 대역폭에 해당하는 전송 파라미터들을 나타낸다.
도 96(B)의 가운데에 위치한 테이블은 도 94에서 설명한 예시 (B-1)의 5, 6, 7, 8MHz의 채널 대역폭에 해당하는 전송 파라미터들을 나타낸다.
도 96(B)의 하단에 위치한 테이블은 도 95에서 설명한 예시 (B-2)의 5, 6, 7, 8MHz의 채널 대역폭에 해당하는 전송 파라미터들을 나타낸다.
도 96(A)의 두번째 행은 도 96(B)의 상단에 위치한 테이블에서 각 채널 대역폭에 해당하는 Fs값의 설정을 6MHz의 Fs값을 기준으로 하여 계산한 스케일링 팩터의 곱으로 환상하여 도출한 결과를 나타낸다.
도 96(A)의 세번째 행은 도 96(B)의 가운데에 위치한 테이블에서 각 채널 대역폭에 해당하는 Fs값의 설정을 6MHz의 Fs값을 기준으로 하여 계산한 스케일링 팩터의 곱으로 환상하여 도출한 결과를 나타내며, 도 96(A)의 세번째 행은 도 96(B)의 하단에 위치한 테이블에서 각 채널 대역폭에 해당하는 Fs값의 설정을 6MHz의 Fs값을 기준으로 하여 계산한 스케일링 팩터의 곱으로 환상하여 도출한 결과를 나타낸다.
도 97은 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 신호의 PSD (Power Spectral Density)를 나타내는 그래프이다.
도 97은 채널 대역폭이 6MHz인 경우, 상술한 전송 파라미터를 사용하여 도출된 전송 신호의 PSD를 나타낸다.
도 97(A)의 왼쪽 그래프는 도 93 내지 도 94에서 설명한 예시 (A)의 FCC 스펙트럼 마스크에 대해 최적화된 전송 신호의 PSD를 나타내며, 도 97(A)의 오른쪽 그래프는 왼쪽 그래프의 일부를 확대한 결과를 나타낸다.
도 97(B)의 왼쪽 그래프는 도 93에서 설명한 예시 (B)의 FCC 스펙트럼 마스크에 대해 최적화된 전송 신호의 PSD를 나타내며, 도 97(B)의 오른쪽 그래프는 왼쪽 그래프의 일부를 확대한 결과를 나타낸다.
(A) 및 (B) 의 오른쪽 그래프에 도시된 바와 같이, 각 그래프는 FCC 스펙트럼 마스크의 규정을 지시하는 선 및 8K, 16K 및 32K 각각에 해당하는 전송 파라미터들을 사용하여 도출된 전송 신호의 PSD를 나타내는 선들을 나타내고 있다.
도 97에 도시된 바와 같이 전송 신호의 효율을 최적화하기 위해서는 타겟 스펙트럼 마스크의 브레이크 포인트 (breakpoint)에서 각 전송 신호의 PSD는 스펙트럼 마스크의 한계점 (threshold)를 넘지 않아야 한다. 또한 대역 외 방출 (out of band emission) 전송 신호의 PSD는 베이스밴드 필터에 의해 대역제한이 될 수도 있다.
도 98은 본 발명의 다른 실시예에 따른 리셉션 모드와 관련된 정보를 도시한 테이블을 나타낸다.
도 98는 도 90에서 설명한 리셉션 모드와 관련된 정보를 도시한 테이블의 다른 실시예에 해당하며, 각 리셉션 모드에 해당하는 네트워크 컨피규레이션, FFT 값(NFFT), 가드 인터벌 및 차량 속도를 모두 나타낸 테이블이다. 가드 인터벌 및 차량 속도 값은 도 92에서 설명한 바와 같다.
픽스드 루프탑 환경의 경우 준정적의 시변 전송 채널 환경이므로 도플러 영향이 적으므로 16K, 32K 등의 큰 사이즈의 FFT를 이용할 수 있다. 또한, 네트워크 컨피규레이션에 적합한 가드 인터벌 및 레퍼런스 신호 등의 리던던시 (redundancy)비율에 대하여 데이터의 효율을 높이는 전송을 할 수 있다.
핸드헬드 포터블 환경의 경우, 옥내/옥외의 수신환경으로서 보행 수준의 이동성이 고려되므로 낮은 수준의 도플러 환경을 지원하며, 높은 주파수 민감도를 지원할 수 있는 8K, 16K, 32K 등의 FFT를 이용할 수 있다.
핸드헬드 모바일 환경의 경우, 수신자의 보행 수준뿐 만 아니라 자동차, 기차 등의 차량 이동 속도까지 고려해야 하므로 높은 도플러 환경을 지원하며, 상대적으로 낮은 주파수 민감도를 지원할 수 있는 4K, 8K, 16K 등의 FFT를 이용할 수 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 따른 가드 인터벌은 각 리셉션 별 네트워크 컨피규레이션을 고려하여 동일 수준의 커버리지(coverage)를 지원할 수 있도록 설정될 수 있다.
이하에서는 상술한 전송 파라미터들의 실시예들을 기반으로 하여 전송 채널 추정을 위한 레퍼런스 신호로서의 파일럿 패턴 및 파일럿 모드를 제안한다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치 또는 상술한 웨이브폼 트랜스폼 블록(7200)은 프레임 스트럭쳐 모듈(1200)에서 출력된 신호 프레임에 대해 파일럿들을 삽입하고, 전송 파라미터들을 이용하여 방송 신호들을 OFDM 변조할 수 있다. OFDM 심볼내의 다양한 셀들은 레퍼런스 정보, 즉, 파일럿들을 이용하여 변조될 수 있다. 이 경우, 파일럿은 방송 신호 수신기에서 이미 알고 있는 정보들을 전송하기 위해 사용될 수 있으며, 각 파일럿은 파일럿 패턴에 따라 특정된 파워 레벨에서 전송될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿들은 프레임 동기화, 주파수 및 시간 동기화, 채널 추정 등을 위해 사용될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿 모드는 상술한 수신 환경에 따라 전송 파라미터들의 오버헤드를 줄이고 최적화된 방송 신호를 전송하기 위해 설정되는 파일럿을 지시하기 위한 정보이다. 이하에서 설명하는 파일럿 패턴 및 파일럿 모드는 상술한 리셉션 모드 및 네트워크 컨피규레이션에 대해 동일하게 적용될 수 있다. 또한 본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿 패턴 및 파일럿 모드는 신호 프레임 내의 데이터 심볼들에 대해 적용될 수 있다.
도 99는 본 발명의 일 실시예에 따른 맥시멈 채널 추정 범위와 가드 인터벌간의 관계를 나타낸 도면이다.
상술한 바와 같이 수학식 20은 전송 신호의 이펙티브 신호 대역폭을 결정하기 위한 것으로, 최적화 파라미터로서 파일럿 덴시티 스케일릭 팩터를 사용할 수 있다.
이 경우, 수학식 20은 SISO 채널 추정을 위한 파일럿 신호의 시간, 주파수의 배치 및 데이터 효율과 관련된 파일럿 덴시티, Dx, Dy의 값을 최적화하여 결정할 수 있다.
파일럿 덴시티는 시간 및 주파수 영역의 파일럿간 거리의 곱에 해당하며, 심볼 내 파일럿이 차지하는 파일럿 오버헤드는 파일럿 덴시티의 역수에 해당한다.
Dx는 주파수 영역에서 파일럿 간의 거리를 의미하며, Dy는 시간영역에서 파일럿 간의 거리를 의미한다. Dy는 맥시멈 톨러러블 도플러 스피드(maximum tolerable doppler speed)를 결정하는데 사용될 수 있다. 따라서 Dy는 수신 시나리오의 분류에 따라 결정된 차량 속도를 반영하여 최적화된 값으로 결정 될 수 있다.
상술한 바와 같이 파일럿 덴시티는 파일럿 오버헤드를 결정하는데 사용되므로, Dx, Dy의 값은 전송 채널의 상태와 함께 전송 효율을 고려하여 설정될 수 있다.
도 99에 도시된 맥시멈 채널 추정 범위 (maximum channel estimation range TChEst)는 상술한 전송 파라미터 Tu를 Dx로 나눈 값에 의해 결정될 수 있다.
맥시멈 채널 추정 범위 내에는 일정 길이를 갖는 가드 인터벌과, 프리 에코 영역 (Pre-echo region) 및 포스트 에코 영역 (Post-echo region)이 포함될 수 있다.
주어진 가드 인터벌과 맥시멈 채널 추정 범위의 비율은 가드 인터벌을 추정할 수 있는 채널 추정 범위의 여백(margin)을 의미한다. 채널 추정 범위의 여백 값이 가드 인터벌의 길이를 초과하는 경우, 초과하는 값들은 각각 프리 에코 영역 및 포스트 에코 영역에 할당될 수 있다. 프리 에코 영역 및 포스트 에코 영역은 가드 인터벌의 길이를 벗어난 채널 임펄스 응답 (channel impulse response)을 추정하기 위해 사용될 수 있으며, 동기화 과정에서 발생할 수 있는 타이밍 에러를 추정하거나 보상을 위해 사용되는 영역으로 사용될 수 있다. 하지만 여백의 크기가 커지면 파일럿 오버헤드를 증가시켜 전송 효율을 감소시킬 수 있다.
도 100 및 도 101은 상술한 가드 인터벌 (A), (B) 및 차량 속도에 따른 파일럿 파라미터를 정의한 테이블을 나타낸다. 이하 각 도면을 설명한다.
도 100은 본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿 파라미터를 정의한 테이블을 나타낸 도면이다.
도 100은 상술한 가드 인터벌 (A) 및 차량 속도에 따른 파일럿 파라미터를 나타낸 도면으로, 도 100(A)는 SISO 및 MIXO 전송 채널에 사용되는 파일럿 패턴을 나타내는 테이블이며, 도 100(B)는 SISO 및 MIXO 전송 채널에 사용되는 파일럿 패턴의 컨피규레이션, 도 100(C)는 MIXO 전송 채널에 사용되는 파일럿 패턴의 컨피규레이션을 나타내는 테이블이다.
구체적으로 도 100(A)는 각각의 파일럿 덴시티 값에 대하여 결정된 파일럿 패턴 및 각 파일럿 패턴마다 SISO 및 MIXO 전송 채널 각각에 대해 정의된 Dx 및 Dy 값을 나타낸다. 본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿 패턴은 PP5-4와 같이 표시될 수 있으며, 첫번째 숫자는 Dx의 값을 의미하며 두번째 숫자는 Dy 값을 의미한다. 동일한 파일럿 덴시티에서 Dx의 값이 작아지면 보다 긴 딜레이 스프레드에 대해 지원이 가능하며, Dy의 값이 작아지면 보다 빠른 도플러 환경에 적응적으로 대응할 수 있다.
도 100(B) 및 도 100(C)은 가드 인터벌의 듀레이션과 FFT 값에 따른 파일럿 패턴 컨피규레이션을 나타내는 테이블이다. 구체적으로 (B) 및 (C)에 도시된 테이블들의 첫번째 행에 도시된 숫자들은 가드 인터벌의 듀레이션을 나타내며, 첫번째 열은 도 93 내지 도 96에서 설명한 FFT 값(NFFT)를 나타낸다. 다만 (B)와 (C)는 MIXO 경우의 파일럿 패턴의 컨피규레이션을 나타낸다는 점에서는 동일하나, (B)는 파일럿 오버헤드가 더 큰 버전(MIXO-1)의 파일럿 패턴을 나타내며, (C)는 이동성이 더 적은 버전(MIXO-2)의 파일럿 패턴을 나타낸다는 점에서 차이가 있다.
상술한 (B) 및 (C)에 도시된 가드 인터벌의 듀레이션은 도 99에서 설명한 가드 인터벌의 길이와 동일한 개념으로, 맥시멈 딜레이 스프레드를 고려하여 25us, 50us, 100us, 200us, 400us의 값을 가지는 것을 일 실시예로 할 수 있으며, FFT 사이즈는 상술한 8K, 16K 및 32K가 되는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
또한, (A)에 도시된 바와 같이, Dx는 가드 인터벌의 듀레이션 및 FFT 사이즈를 고려하여 5,10,20,40,80,160의 값을 가질 수 있다. 이 경우, 기본 값인 엘레먼터리 Dx 값인 5는 각 전송 모드에 따라 변동 가능한 값으로 정의가 될 수 있으며, 상술한 채널 추정 범위의 여백 값(margin)을 20% 정도 고려하여 설정되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 또한, 본 발명의 채널 추정 범위의 여백 값은 도 92의 (A) 및 (B)에 도시된 바와 같이 MFN에서는 Lalpha1, SFN에서는 Lalpha2 의 값을 이용하여 조절되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. Dy의 값은 수신 시나리오와 수신 시나이로에 따른 전송 모드에 따라 설정되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 따라서 Dy 값은 SISO 또는 MIXO 전송 채널 여부에 따라 서로 다른 값으로 설정될 수 있다. 도면에 도시된 바와 같이 Dy는 SISO 전송 채널의 경우 2,4,8의 값으로 설정되는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
MIXO 전송 채널의 경우 파일럿 오버헤드가 더 큰 버전 (MIXO-1)과 이동성이 더 적은 버전(MIXO-2)으로 구별되므로 Dy 값은 각 버전에 따라 다르게 설정되는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
파일럿 오버헤드가 더 큰 버전 (MIXO-1)은 파일럿 오버헤드를 늘려 SISO 전송 채널과 동일한 네트워크 컨피규레이션에서 동일한 맥시멈 딜레이 스프레드 및 맥시멈 모바일 속도를 지원하기 위한 것이며, 이 경우 Dy의 값은 SISO 전송 채널과 동일하게 2,4,8의 값으로 설정될 수 있다. 즉, MIXO-1 전송 채널은 상술한 핸드헬드 포터블 환경이나, 핸드헬드 모바일 환경에서 적용될 수 있다.
이동성이 더 적은 버전(MIXO-2)은 모바일의 속도 지원에서 다소 손해가 있더라도, SISO 전송 채널과 동일한 커버리지(coverage)와 캐패시티(capacity)를 보장하기 위한 것으로, 이 경우, Dy의 값은 4,8,16의 값으로 설정될 수 있다.
도 101은 본 발명의 다른 실시예에 따른 파일럿 파라미터를 정의한 테이블을 나타낸 도면이다.
도 101은 상술한 가드 인터벌 (B) 및 차량 속도에 따른 파일럿 파라미터를 나타낸 도면으로, 도 101(A)는 SISO 및 MIXO 전송 채널에 사용되는 파일럿 패턴을 나타내는 테이블이며, 도 101(B)는 SISO 및 MIXO 전송 채널에 사용되는 파일럿 패턴의 컨피규레이션, 도 101(C)는 MIXO 전송 채널에 사용되는 파일럿 패턴의 컨피규레이션을 나타내는 테이블이다.
도 101에 도시된 파일럿 파라미터들의 기능 및 내용은 도 100과 동일하므로 구체적인 내용은 생략한다.
MIXO(MISO, MIMO)전송 채널 추정을 위한 파일럿의 구조 및 위치는 상술한 파일럿 패턴을 통해 설정할 수 있다. 본 발명에서는 전송 채널을 분리하기 위한 파일럿 인코딩 방식으로 널링 인코딩(Nulling encoding) 및 하다마드 인코딩 (Hardarmard encoding) 방식을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
다음의 수학식은 널링 인코딩 방식을 표현하는 수학식이다.
Figure 112016023439686-pct00069
널링 인코딩 방식은 각 채널을 추정하는데 상호 채널 간섭이 없으므로 채널 추정시 오류를 최소화할 수 있고, 심볼 타이밍 동기화 이용시 독립된 채널을 추정하는데 용이하다는 장점이 있다. 하지만 채널 추정 이득을 가져오기 위해 파일럿의 게인을 증폭시켜야 하므로 시변채널에 따른 파일럿에 의한 인접 데이터의 ICI(Inter Channel Interference) 영향이 상대적으로 크며, 파일럿 배치에 따라 각 채널에 할당되는 파일럿의 위치가 동일하지 않은 경우 이펙티브 데이터의 SNR이 각 심볼당 변화할 수 있다는 단점이 있을 수 있다. 상술한 본 발명의 일 실시예에 따른 MIXO-1 파일럿 패턴은 널링 인코딩 방식의 경우에도 유리하게 사용될 수 있다. 구체적인 내용은 후술한다.
다음의 수학식은 널링 인코딩 방식을 표현하는 수학식이다.
Figure 112016023439686-pct00070
하다마드 인코딩의 경우 간단한 선형 계산을 통해 채널 추정이 가능하며 널링 인코딩 방식에 비해 노이즈 에버리지(noise average)효과에 따른 게인을 획득할 수 있다는 장점이 있다. 하지만, 독립 채널을 구하는 과정에서 상호 채널 추정의 오류가 다른 채널에 영향을 미칠 수 있으며, 파일럿을 이용한 심볼 타이밍 동기화 에 모호성(ambiguity)이 발생할 수 있다는 단점이 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 MIXO 파일럿 인코딩 방식으로서 상술한 두 가지의 인코딩 방식을 기설정된 모드에 따라 수신 시나리오 및 전송 채널의 상태에 따라 설정할 수 있다. 이에 대응하여 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치는 기설정된 모드를 통해 채널 추정을 수행할 수 있다.
도 102는 본 발명의 일 실시예에 따른 SISO 파일럿 패턴을 나타낸 도면이다.
도 102에 도시된 파일럿 패턴은 도 101에서 설명한 파일럿 덴시티가 32인 경우의 SISO 파일럿의 패턴을 나타낸다.
상술한 바와 같이 파일럿은 신호 프레임의 데이터 심볼 영역에 삽입될 수 있다. 도면에 도시된 파일럿 패턴의 가로축은 주파수 축을 나타내며, 세로축은 시간 축을 나타낸다. 또한, 파일럿 패턴의 양 끝에 연속적으로 배치된 파일럿들은 채널 추정시 발생하는 스펙트럼 엣지에서 왜곡을 보상하기 위해 삽입된 레퍼런스 신호들이다.
구체적으로 도 102(A)는 파일럿 패턴이 PP4-8인 경우를 나타내며, 도 102(B)는 파일럿 패턴이 PP8-4인 경우를 나타내고, 도 102(C)는 파일럿 패턴이 PP16-2인 경우를 나타낸다. 즉, 도 102(A)에 도시된 바와 같이 파일럿은 주파수 축에서 4의 캐리어 단위로 주기적으로 입력될 수 있으며, 각 파일럿은 시간 축에서 8개의 심볼 단위로 입력될 수 있다. 도 102(B) 및 도 102(C) 역시 동일한 방식으로 입력된 파일럿의 패턴을 나타낸다.
도 101에서 설명한 다른 파일럿 덴시티에 대한 파일럿 패턴은 본 도면의 Dx, Dy의 값들을 조절하여 나타낼 수 있다.
도 103은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIXO-1 파일럿 패턴을 나타낸 도면이다.
도 103에 도시된 파일럿 패턴은 도 101에서 설명한 파일럿 덴시티가 32인 경우의 MIXO-1 파일럿의 패턴을 나타내는 것으로서 전송 안테나가 두 개인 경우의 파일럿 패턴을 나타낸다.
상술한 바와 같이, 도면에 도시된 파일럿 패턴의 가로축은 주파수 축을 나타내며, 세로축은 시간 축을 나타낸다. 또한, 파일럿 패턴의 양 끝에 연속적으로 배치된 파일럿들은 채널 추정시 발생하는 스펙트럼 엣지에서 왜곡을 보상하기 위해 삽입된 레퍼런스 신호들이다.
구체적으로 (A)는 파일럿 패턴이 PP4-8인 경우를 나타내며, (B)는 파일럿 패턴이 PP8-4인 경우를 나타내고, (C)는 파일럿 패턴이 PP16-2인 경우를 나타낸다.
본 발명에서는 각 MIXO 전송 채널들을 구별하기 위하여, 각 전송 채널로 전송되는 파일럿들을 주파수 도메인에서 인접하도록 배치하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 이 경우 하나의 OFDM 심볼 내에서 두 전송 채널에 할당된 파일럿들의 개수는 동일하다.
도면에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 MIXO-1 파일럿 패턴은 동기를 추정하기 위한 레퍼런스 신호가 배치되는 경우에도, 채널 추정을 위한 파일럿 다음에는 데이터 신호를 배치하여 동일한 캐리어에서 신호간 상관성을 낮춰 동기 추정 성능에 영향이 없다는 장점이 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 MIXO-1 파일럿 패턴의 경우, 방송 신호 송신 장치가 상술한 널링 인코딩 방식으로 파일럿 인코딩을 수행하는 경우에도 각 전송 안테나에 동일한 전송 전력을 갖는 방송 신호 송출이 가능하므로, 전송 신호의 변형 (variation)을 보상하기 위한 별도의 장치 또는 모듈 없이 방송 신호를 전송할 수 있다는 장점이 있다. 즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 MIXO-1 파일럿 패턴을 사용하는 경우, 파일럿 인코딩 방식에 영향을 받지 않고, 파일럿 인코딩 방식에 따라 파일럿의 파워를 조정하여 방송 신호 수신 장치에서의 채널 추정 성능을 극대화 시킬 수 있다.
도 101에서 설명한 다른 파일럿 덴시티에 대한 파일럿 패턴은 본 도면의 Dx, Dy의 값들을 조절하여 나타낼 수 있다.
도 104는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIXO-2 파일럿 패턴을 나타낸 도면이다.
도 104에 도시된 파일럿 패턴은 도 101에서 설명한 파일럿 덴시티가 32인 경우의 MIXO-2 파일럿의 패턴을 나타내는 것으로서 전송 안테나가 두 개인 경우의 파일럿 패턴을 나타낸다.
상술한 바와 같이, 도면에 도시된 파일럿 패턴의 가로축은 주파수 축을 나타내며, 세로축은 시간 축을 나타낸다. 또한, 파일럿 패턴의 양 끝에 연속적으로 배치된 파일럿들은 채널 추정시 발생하는 스펙트럼 엣지에서 왜곡을 보상하기 위해 삽입된 레퍼런스 신호들이다.
구체적으로 (A)는 파일럿 패턴이 PP4-16인 경우를 나타내며, (B)는 파일럿 패턴이 PP8-8인 경우를 나타내고, (C)는 파일럿 패턴이 PP16-4인 경우를 나타낸다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 MIXO-2 파일럿 패턴은 SISO 전송 채널과 동일한 캐패시티, 파일럿 오버헤드 및 커버리지를 지원하는 대신 지원하는 이동성을 절반으로 낮추는 구조이다.
UHDTV 서비스를 지원해야 하는 수신 시나리오에서는 전송 채널이 준정적이므로 이동성이 크게 문제되지 않으므로, 본 발명의 일 실시예에 따른 MIXO-2 파일럿 패턴은 UHDTV 서비스를 지원해야 하는 수신 시나리오에서 데이터 전송 효율을 최대화하기 위해 사용될 수 있다.
도 101에서 설명한 다른 파일럿 덴시티에 대한 파일럿 패턴은 본 도면의 Dx, Dy의 값들을 조절하여 나타낼 수 있다.
도 105는 본 발명의 일 실시 예에 따른 MIMO 인코딩 블락 다이어그램을 나타낸다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 MIMO 인코딩 스킴은 방송 신호 전송을 위해 최적화되어 있다. MIMO 기술은 용량 증가를 얻을 수 있는 유망한 방법이지만, 채널 특성에 따라 달라진다. 특히 방송에서, 채널의 강한 LOS 컴포넌트 또는 다른 신호 전파 특성으로 인한 두개의 안테나 사이의 수신된 시그널 파워의 차이는 MIMO로부터 용량 이득을 획득하는 것을 어렵게 할 수 있다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 MIMO 인코딩 스킴은 프리-코딩에 기반한 로테이션 및 MIMO 출력 신호들 중 하나의 상 랜덤화를 이용하여 이러한 문제를 극복할 수 있다. MIMO 인코딩은 송신기 및 수신기 모두에 적어도 1개의 안테나를 필요로 하는 2x2 MIMO 시스템을 위해 구성될 수 있다.
MIMO 프로세싱은 향상된 프로파일 프래임을 위해 요구될 수 있는데, 이는 향상된 프로파일 프래임 내 모든 DP들이 MIMO 인코더(또는 MIMO 인코딩 모듈)에 의해 처리됨을 의미한다. MIMO 프로세싱은 DP 레벨에 적용될 수 있다. 컨스텔레이션 매퍼 출력 NUQ의 쌍들(e1,i and e2,i)은 MIMO 인코더의 입력으로 공급될 수 있다. MIMO 인코더 출력(g1,i and g2,i) 쌍은 동일한 캐리어 K 및 전송 안테나들 각각의 OFDM 심볼 1에 의해 전송될 수 있다.
도시된 다이어그램은 MIMO 인코딩 블락을 나타낸다. 이때, i는 동일한 XFECBLOCK의 셀 쌍의 인덱스이고, Ncell은 하나의 XFECBLOCK 당 셀들의 숫자이다.
도 106은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO encoding 방법을 도시한 도면이다.
MIMO를 이용하면, 방송/통신 전송시스템이 보다 많은 데이터를 전송할 수 있다. 그러나, 채널 환경에 따라 MIMO의 channel capacity가 달라질 수 있다. 또한, Tx/Rx 안테나간 power 차이가 많이 나는 경우, 혹은 channel간의 correlation 특성이 높은 경우 MIMO의 성능이 떨어질 수 있다.
가령, Dual polar MIMO가 사용되는 경우, Vertical / Horizontal Polarity의 전파 propagation 특성 차에 따라, 두 성분이 서로 다른 Power ratio로 수신기에 도달될 수 있다. 즉, Dual polar MIMO가 사용되는 경우, Vertical / Horizontal 안테나 간에 Power imbalance 문제가 생길 수 있다. 여기서, Dual polar MIMO 란, Antenna의 Vertical / Horizontal Polarity를 이용하는 MIMO 를 의미할 수 있다.
또한, Tx/Rx안테나 간에 LOS환경 등으로 인해 channel 성분 간 correlation이 높아질 수 있다.
본 발명은 전술한 MIMO 사용시 발생 가능한 문제점들 즉, correlated channel 환경, Power imbalanced channel 환경에 적합한 MIMO Encoding / Decoding 기술을 제안한다. 여기서, correlated channel 환경은, MIMO가 사용되는 경우에 있어서, 채널 capacity를 떨어트리고 시스템의 동작을 방해하는 환경일 수 있다.
특히 본 발명은 MIMO encoding 방식에 있어서, 기존의 PH-eSM method 외에, PH-eSM PI 방식과 FRFD (Full-rate Full-diversity) PH-eSM PI 방식을 제안한다. 제안된 방식들은 Power imbalanced channel 환경과 수신기의 복잡도를 고려한 MIMO encoding 방식들일 수 있다. These two MIMO encoding schemes have no restriction on the antenna polarity configuration.
The PH-eSM PI method can provide capacity increase with relatively small complexity increase at the receiver side. PH-eSM PI 방식은 full-rate spatial multiplexing (FR-SM), FR-SM method, FR-SM encoding process 등으로 불릴 수 있다. In case of PH-eSM PI method, rotation angle is optimized to overcome power imbalance with complexity of O(M2). PH-eSM PI 방식의 경우, Tx antenna 간의 spatial power imbalance 에 효과적으로 대처할 수 있다.
The FRFD PH-eSM PI method can provide capacity increase and additional diversity gain with a relatively great complexity increase at the receiver side. FRFD PH-eSM PI 방식은 full-rate full-diversity spatial multiplexing (FRFD-SM), FRFD-SM method, FRFD-SM encoding process 등으로 불릴 수 있다. In case of FRFD PH-eSM PI method, additional Frequency diversity gain is achieved by adding complexity of O(M4). FRFD PH-eSM PI 방식의 경우, PH-eSM PI 방식과 달리, Tx antenna간 power imbalance뿐만 아니라 carrier간 power imbalance에도 효과적으로 대처할 수 있다.
또한, PH-eSM PI 방식과 FRFD PH-eSM PI 방식은, 각각 Non-uniform QAM 에 매핑된 symbols 에 적용되는 MIMO encoding 방식일 수 있다. 여기서, Non-uniform QAM 에 매핑되었다는 것은 Non-uniform QAM 을 이용하여 constellation mapping 이 수행되어졌다는 것을 의미할 수 있다. Non-uniform QAM 은 NU QAM, NUQ 등으로 불릴 수 있다. PH-eSM PI method and FRFD PH-eSM PI method can also be applied to symbols mapped onto either QAM(uniform QAM) or Non-uniform constellation. Non-uniform QAM에 매핑된 symbols 에 적용되는 MIMO encoding 은 QAM(uniform QAM)에 매핑된 symbols 에 적용되는 MIMO encoding과 비교하였을 때, power imbalanced 상황에서 code rate 별로 BER 성능 등이 더 우수할 수 있다. However, with certain code rate and bit per channel use, applying MIMO encoding to symbols mapped onto QAM performs better.
또한, PH-eSM 방식 역시, Non-uniform QAM 에 매핑된 symbols 에 적용될 수 있다. 이에 본 발명은, Non-uniform QAM 에 매핑된 symbols 에 적용되는 PH-eSM 방식에 대해서 추가적으로 제안한다.
이하, constellation mapping 에 대해서 설명한다.
In constellation mapper, each cell word (c0,l, c1,l, …, c■mod-1,l) from the Bit Interleaver in the base and the handheld profiles, or cell word (di,0,l, d i,1,l, …, d i,■mod-1,l, where i=1, 2) from the Cell-word Demultiplexer in the advanced profile can be modulated using either QPSK, QAM-16, non-uniform QAM (NUQ-64, NUQ-256, NUQ-1024) or non-uniform constellation (NUC-16, NUC-64, NUC-256, NUC-1024) to give a power-normalized constellation point, el.
This constellation mapping is applied only for DPs. The constellation mapping for PLS1 and PLS2 can be different.
QAM-16 and NUQs are square shaped, while NUCs have arbitrary shape. When each constellation is rotated by any multiple of 90 degrees, the rotated constellation overlaps with its original one. This "rotation-sense" symmetric property makes the capacities and the average powers of the real and imaginary components equal to each other. Both NUQs and NUCs are defined specifically for each code rate and the particular one used is signaled by the parameter DP_MOD in PLS2. The constellation shapes for each code rate mapped onto the complex plane will be described below.이하, PH-eSM 방식 및 PH-eSM PI 방식에 대하여 설명한다. PH-eSM 방식 및 PH-eSM PI 방식에 사용되는 MIMO encoding 수식은 다음과 같다.
Figure 112016023439686-pct00071
즉, 위 수식은
Figure 112016023439686-pct00072
와 같이 나타낼 수도 있다. 여기서 S1, S2 는 pair of imput symbols 를 의미할 수 있다. 여기서 P는 MIMO encoding matrix 를 의미할 수 있다. 여기서, X1, X2 는 MIMO encoding 을 마친 paired MIMO encoder outputs 를 의미할 수 있다.
위 수식에서,
Figure 112016023439686-pct00073
는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00074
다른 실시예에 따르면, PH-eSM 방식 및 PH-eSM PI 방식에 사용되는 MIMO encoding 수식은 다음과 같이 쓸 수도 있다.
Figure 112016023439686-pct00075
The PH-eSM PI method can include two steps. The first step can be multiplying the rotation matrix with the pair of the input symbols for the two TX antenna paths, and the second step can be applying complex phase rotation to the symbols for TX antenna 2.
두개의 송신 Symbol (예를 들어 QAM symbol) S1, S2를 이용하여, 송신될 신호 X1, X2 가 만들어 질 수 있다. OFDM을 이용한 송수신 시스템의 경우 X1(f1), X2(f2)는 같은 Frequency carrier f1에 실려 전송될 수 있다. X1은 Tx antenna 1으로 X2는 Tx antenna 2로 전송될 수 있다. 이에 따라 두 Tx antenna간에 Power imbalance가 존재하게 되는 경우에도, 손실을 최소화한 효율적인 전송이 가능하다.
이 때 PH-eSM 방식이 QAM symbol에 매핑된 symbols 에 적용되는 경우, a값은 QAM order에 따라 다음과 같이 정해질 수 있다. 이는 PH-eSM 이 uniform QAM 과 조합된 경우의 a 값일 수 있다. 이하 a 는 MIMO encoding parameter 라고 불릴 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00076
이 때 PH-eSM PI 방식이 QAM symbol에 매핑된 symbols 에 적용되는 경우, a값은 QAM order에 따라 다음과 같이 정해질 수 있다. 이는 PH-eSM PI 가 QAM(uniform QAM)에 매핑된 symbols 에 적용된 경우의 a 값일 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00077
이 때 a 값은, X1, X2 가 fully correlated channel을 통과하여 수신되어 decoding 되는 경우에 있어서, Euclidean distance와 Hamming distance를 고려하였을 때, 방송/통신 시스템이 좋은 BER성능을 얻을 수 있게 하는 값일 수 있다. 또한, a 값은 X1, X2가 수신단에서 각각 독립적으로 Decoding 되는 경우에 있어서(즉, X1만으로 S1, S2를 decoding 해내는 경우, 혹은 X2만으로 S1, S2를 Decoding 해내는 경우에 있어서), Euclidean distance와 Hamming distance를 고려하였을 때, 좋은 BER성능을 얻을 수 있게 하는 값일 수 있다.
PH-eSM PI 는 PH-eSM 에 비하여, a 값이 power imbalanced 상황에 optimized 되어 있다는 점이 차이점일 수 있다. 즉, PH-eSM PI 는 rotation angle 값이 power imbalanced 상황에 optimized 되어 있다. 특히, PH-eSM PI 는 PH-eSM 에 비하여, non-uniform QAM에 매핑된 symbols 에 적용하는 데에 있어, a 값이 최적화 되어 있을 수 있다.
전술한 a 값은 예시일 뿐이며, 실시예에 따라 변할 수 있다.
PH-eSM 방식 및 PH-eSM PI 방식에 사용되는 수신기는 전술한 MIMO encoding 수식을 이용하여 신호를 decoding 할 수 있다. 이 때, 수신기는 ML, Sub-ML(Sphere) Decoding 등을 이용하여 신호를 Decoding 할 수 있다.
이하, FRFD PH-eSM PI 방식에 대하여 설명한다. FRFD PH-eSM PI 방식에 사용되는 MIMO encoding 수식은 다음과 같다.
Figure 112016023439686-pct00078
X1, X2 의 2 antenna 를 사용함으로써, spatial diversity 를 얻을 수 있다. 또한, f1, f2 의 2가지 frequency 를 사용함으로써, frequency diversity 를 얻을 수 있다.
본 발명에 따른 다른 실시예에 따르면, FRFD PH-eSM PI 방식에 사용되는 MIMO encoding 수식은 다음과 같이 쓸수도 있다.
Figure 112016023439686-pct00079
The FRFD PH-eSM PI method can take two pairs of NUQ symbols(or Uniform QAM symbols or NUC symbols) as input to provide two pairs of MIMO output symbols.
FRFD PH-eSM PI 방식은, PH-eSM PI 방식에 비하여 수신기에 보다 많은 Decoding 복잡도를 요구하나, 보다 더 좋은 성능을 보일 수 있다. FRFD PH-eSM PI 방식에 의하면, 송신기는 네 개의 송신 Symbol S1, S2, S3, S4를 이용하여 송신될 신호 X1(f1), X2(f1), X1(f2), X2(f2)를 만들어낸다. 이 때 a 값은 전술한 PH-eSM PI 방식에 사용된 a 값과 같은 값을 사용할 수있다. 이는 FRFD PH-eSM 이 QAM(uniform QAM)에 매핑된 symbols 에 적용되는 경우에 있어서의 a 값일 수 있다.
FRFD PH-eSM PI 의 MIMO encoding 수식은, 전술한 PH-eSM PI 의 MIMO encoding 수식과 달리 Frequency carrier f1, f2를 사용할 수 있다. 이에 따라 FRFD PH-eSM PI 방식은 Tx antenna간 power imbalance뿐만 아니라 carrier간 power imbalance에도 효과적으로 대처할 수 있다.
MIMO encoding 과 관련하여, frequency diversity 를 추가적으로 얻기위한 구조로 Golden code 등이 있을 수 있다. 본 발명에 따른 FRFD PH-eSM PI method 는 Golden code 에 비하여 복잡도는 낮으면서 frequency diversity는 얻을 수 있는 장점이 있다.
도 107은 본 발명의 일 실시예에 따른 Non-uniform QAM 에 따른 I 또는 Q 측의 PAM grid 를 도시한 도면이다.
전술한 PH-eSM PI와 FRFD PH-eSM PI는 Non-uniform QAM에 매핑된 symbols 에 적용될 수 있다. Non-uniform QAM은 QAM(uniform QAM) 과 달리, PAM grid의 값을 SNR별로 조정하여 보다 많은 capacity를 얻어내는 modulation방식일 수 있다. 이 Non-uniform QAM에 매핑된 symbols에 MIMO를 적용하여 보다 많은 gain을 얻어낼 수 있다. 이 경우, PH-eSM PI 와 FRFD PH-eSM PI 의 Encoding 수식은 변하지 않으나, PH-eSM PI와 FRFD PH-eSM PI가 Non-uniform QAM에 매핑된 symbols 에 적용될 경우, 새로운 'a' 값이 필요할 수 있다. 이 새로운 'a' 값은 다음과 같은 수식을 통하여 찾을 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00080
이 새로운 'a' 값은 PH-eSM PI 와 FRFD PH-eSM PI 가 Non-uniform QAM에 매핑된 symbols에 적용되는 경우의 a 값일 수 있다.
본 도면에서와 같이, Non-uniform QAM에 사용된 I 혹은 Q측의 PAM grid를 정의하고, 이 grid의 제일 큰 값 Pm과 두 번째 큰 값 Pm-1을 이용하여 새로운 'a'를 얻을 수 있다. Tx 안테나에서 전송되는 신호는, 이 새로운 'a' 값을 이용하여, 단독으로 decoding되기에 적합해 질 수 있다.
새로운 'a' 값을 만들기 위한 수식에서, b 는 Sub-constellation Separation Factor 이다. b 값을 조정하여 MIMO encoding된 신호에 존재하게 되는 Sub-constellation간의 간격을 조정할 수 있다. Non-uniform QAM 의 경우 constellation 간의 거리(혹은 sub-constellation 간의 거리)가 달라지기 때문에 b 라는 변수가 필요할 수 있다. b 값의 예로,
Figure 112016023439686-pct00081
를 들 수 있다. 이 값은 constellation 상의 가장 power 가 큰 point와 그 인접 point를 기준으로 Hamming distance와 Euclidean distance를 조정한 값일 수 있다.
다만, Non-uniform QAM의 경우 SNR(혹은 FEC의 Code-rate)별로 최적화된 grid값을 사용하므로 Sub-constellation Separation factor 'b'역시 SNR(혹은 FEC의 Code-rate)별로 최적화된 값을 사용할 수 있다. 즉, MIMO encoding 후 전송되는 constellation의 capacity를, 'b'값과 SNR(혹은 FEC의 Code-rate)에 따라 분석하여, 특정 SNR(Target SNR)에서 최대의 capacity를 제공하는 'b'를 찾을 수 있다.
예를 들어, NU-16 QAM + NU-16 QAM MIMO 이고, P={1, 3.7} 일 경우, 새로운 'a' 값은
Figure 112016023439686-pct00082
와 같이 계산되어질 수 있다. 이 때 b 값은
Figure 112016023439686-pct00083
로 두었다.
예를 들어, NU-64 QAM + NU-64 QAM MIMO 이고, P={1, 3.27, 5.93, 10.27} 일 경우, 새로운 'a' 값은
Figure 112016023439686-pct00084
와 같이 계산되어질 수 있다. 이 때 b 값은
Figure 112016023439686-pct00085
로 두었다.
예를 들어, NU-256 QAM + NU-256 QAM MIMO 이고, P={1, 1.02528, 3.01031, 3.2249, 5.2505, 6.05413, 8.48014, 11.385} 일 경우, 새로운 'a' 값은
Figure 112016023439686-pct00086
와 같이 계산되어질 수 있다. 이 때 b 값은
Figure 112016023439686-pct00087
로 두었다.
전술한 바와 같이, PH-eSM PI 및 FRFD PH-eSM PI는 Non-uniform QAM에 매핑된 symbols 에 적용될 수 있다. 이와 같은 방식으로 PH-eSM 또한 Non-uniform QAM에 매핑된 symbols 에 적용될 수 있다. 이 경우 PH-eSM 방식에 맞도록 'a'값을 정할 수 있다. 'a' 값을 정하는 수식은 다음과 같을 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00088
이 새로운 'a' 값은 PH-eSM 이 Non-uniform QAM 에 매핑된 symbols 에 적용되는 경우의 a 값일 수 있다.
b 는 전술한 것과 같이, Sub-constellation Separation Factor 이다. 전술한 바와 같이, 'b' 값은 encoding된 constellation의 capacity 분석을 통해, 각 SNR(혹은 FEC의 Code-rate)에 맞는 최적화 된 값일 수 있다.
예를 들어, NU-16 QAM + NU-16 QAM MIMO 이고, P={1, 3.7} 일 경우, 새로운 'a' 값은
Figure 112016023439686-pct00089
와 같이 계산되어질 수 있다. 이 때 b 값은
Figure 112016023439686-pct00090
로 두었다.
예를 들어, NU-64 QAM + NU-64 QAM MIMO 이고, P={1, 3.27, 5.93, 10.27} 일 경우, 새로운 'a' 값은
Figure 112016023439686-pct00091
와 같이 계산되어질 수 있다. 이 때 b 값은
Figure 112016023439686-pct00092
로 두었다.
예를 들어, NU-256 QAM + NU-256 QAM MIMO 이고, P={1, 1.02528, 3.01031, 3.2249, 5.2505, 6.05413, 8.48014, 11.385} 일 경우, 새로운 'a' 값은
Figure 112016023439686-pct00093
와 같이 계산되어질 수 있다. 이 때 b 값은
Figure 112016023439686-pct00094
로 두었다.
이하, SNR(혹은 FEC의 Code-rate)별로 최적화된 NU-QAM에 매핑된 symbols 에 적용되는 MIMO Encoding 방식(PH-eSM PI와 FRFD PH-eSM PI)에 있어서, NU-QAM과 MIMO encoding parameter 'a'를 결정하는 방법에 대해 설명한다.
SNR(혹은 FEC code-rate)별로, NU-QAM 에 매핑된 symbols 에 PH-eSM PI와 FRFD PH-eSM PI를 적용하기 위해서는 다음과 같은 두가지 요소를 고려해야 한다. 첫번째로, Shaping gain을 얻기 위하여 SNR별로 최적화된 NU-QAM 을 찾아야 한다. 두번째로, SNR별로 최적화된 각 NU-QAM 에서 MIMO encoding parameter 'a' 값을 결정해야 한다.
MIMO Encoding 방식(PH-eSM PI와 FRFD PH-eSM PI)에 있어서, capacity analysis를 통해 각 SNR별로 적합한 NU-QAM 과 MIMO encoding parameter를 다음과 같이 결정할 수 있다. 여기서 capacity 라 함은 BICM capacity 를 의미할 수 있다. 각 SNR별로 적합한 NU-QAM 과 MIMO encoding parameter를 찾는 과정은, correlated channel 과 power imbalanced channel 을 고려하며 진행될 수 있다.
만약, MIMO channel에서의 capacity analysis에 대한 연산량이 수용 가능하다면, SNR에 따른 분석을 통해, Target SNR에서 최대의 capacity를 제공하는 최적화된 MIMO용 NU-QAM 을 찾을 수 있다.
만약 연산량이 수용 가능하지 않다면, SISO 에 최적화된 NU-QAM 들을 이용하여 MIMO 용 NU-QAM 이 결정될 수 있다. 먼저, 각 SNR(혹은 FEC code-rate)별로 SISO에 최적화된 NU-QAM 들에 대하여, Non-power imbalanced MIMO channel 환경에서 BER 성능 비교가 행해질 수 있다. BER 성능비교를 통해 SISO에 최적화된 NU-QAM 들(FEC code rate 5/15, 6/15, .... 13/15) 중, MIMO용 NU-QAM 이 결정될 수 있다. 예를 들면, 12bpcu (NU-64QAM + NU-64QAM)의 code-rate 5/15에서의 MIMO용 constellation은, SISO code-rate 5/15에 해당하는 NU-64QAM으로 결정되어질 수 있다. 또한, 예를 들어, MIMO FEC code rate 6/15의 성상도의 경우, SISO FEC code rate 5/15에 해당하는 성상도를 가질 수 있다. 즉, SISO FEC code rate 5/15에 해당하는 성상도가 MIMO FEC code rate 6/15 에 적합한 성상도 일 수 있다.
일단, NU-QAM 이 결정되면, 이를 기반으로 power imbalanced MIMO channel에서 capacity analysis를 통해 SNR별로 최적화된 MIMO encoding paramter 'a' 가 결정될 수 있다. 예를 들어, 12bpcu, 5/15 code rate 환경에서 a 값은 0.1571 일 수 있다.
이하, a 값에 따른 MIMO encoding 의 성능을 측정하기 위한 내용이 기술된다. 성능 측정을 위해 BICM capacity 를 측정할 수 있다. 이 작업을 통해, BICM capacity를 최대화할 수 있는 a 값을 찾는 것이 목표이다.
BICM capacity 는 다음과 같은 수식으로 표현될 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00095
Figure 112016023439686-pct00096
Figure 112016023439686-pct00097
여기서, p(bi=0) = p(bi=1) = 0.5 일 수 있다. 또한, p(S=Mj)=1/M2, p(φ)=1/π 일 수 있다. 여기서, S∈{constellation set} 이고, M 은 constellation size 를 의미할 수 있다.
여기서 Y 는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00098
즉, Y = HPIX + n 으로 표현될 수 있다. 여기서 n 은 AWGN 일 수 있다. X는 전술한 바와 같이 X=PS 와 같이 표현될 수 있다. BICM capacity는 AWGN 과 individually identically distributed (IID) input을 가정할 수 있다. 또한,
Figure 112016023439686-pct00099
는 uniform random variable,
Figure 112016023439686-pct00100
를 의미할 수 있다. MIMO 사용시 발생 가능한 correlated channel 환경 및 Power imbalanced channel 환경을 고려하기 위하여 위의 수식과 같은 HPI를 가정하였다. 이 때, Alpha 값은 power imbalance(PI) factor로써 PI의 정도에 따라, PI 9dB : 0.354817, PI 6dB : 0.501187, PI 3dB : 0.70711 등의 값을 가질 수 있다. 여기서, Mj∈{constellation set| bi = j} 일 수 있다.
이 수식을 통해 a 값에 따른 BICM capacity 를 측정하여 최적의 a 값이 결정될 수 있다.
즉 정리하자면 MIMO encoding parameter 를 찾는 방법은 다음과 같이 2 steps 을 포함할 수 있다.
Step 1. SISO FEC code rate 의 constellation 을 대상으로 BER 성능 비교를 통해, 찾고자 하는 MIMO FEC code-rate의 최적의 성능을 가지는 NU-QAM 을 선정한다.
Step 2. Step 1을 통해 구한 NU-QAM을 가지고, 전술한 BICM capacity analysis를 통해 최적의 성능을 가지는 인코딩 파라미터 'a'를 찾는다.
code rate 별, constellation 에 따른 a 값은 다음 표와 같이 정해질 수 있다. 이는 본 발명에 따른 a 값의 일 실시예일 뿐이다.
Figure 112016023439686-pct00101
The PH-eSM PI method can be applied for 8 bpcu and 12 bpcu with 16K and 64K FECBLOCK. PH-eSM PI method can use the MIMO encoding parameters defined in the above table for each combination of a value of bits per channel use and code rate of an FECBLOCK. Detailed constellations corresponding to the illustrated MIMO parameter table are described below.
위 표는 각 code rate 별로 최적화된 constellation 및 MIMO encoding parameter 'a' 값을 도시한 것이다. 예를 들어, MIMO encoding에 있어 12 bpcu 이고 code rate 가 6/15 의 경우, SISO encoding 에 있어 code rate 가 5/15 인 경우에 쓰였던 NUQ-64 의 constellation 을 이용할 수 있다. 즉, MIMO encoding 의 12bpcu, code rate 6/15 의 경우에는, SISO encoding 의 code rate 5/15 일 때의 constellation 이 최적값일 수 있다. 이 때, 'a' 값은 0.1396 일 수 있다.
Figure 112016023439686-pct00102
For the 10 bpcu MIMO case, PH-eSM PI method can use the MIMO encoding parameters defined in the above table. These parameters are especially useful when there is a power imbalance between horizontal and vertical transmission (e.g. 6 dB in current U.S. Elliptical pole network). The QAM-16 can be used for the TX antenna of which the transmission power is deliberately attenuated. Detailed constellations corresponding to the illustrated MIMO parameter table are described below.
The FRFD PH-eSM PI method can use the MIMO encoding parameters of the PH-eSM PI method defined in the above tables for each combination of a value of bit per channel use and code rate of an FECBLOCK.
위 표의 'a' 값들은, 전술한 방식에 의해 Euclidean distance 와 Hamming distance 를 고려하여 결정된 값으로서, 각 code rate 및 constellation 에 있어 최적의 'a' 값이다. 따라서 우수한 BER 성능을 얻을 수 있다.
도 108은 본 발명의 일 실시예에 따른 Non-uniform 64 QAM에 매핑된 symbols 에 PH-eSM PI 를 적용하는 경우에 있어서, MIMO encoding 의 input/output 다이어그램을 도시한 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 FRFD PH-eSM PI를 Non-uniform QAM에 매핑된 symbols 에 적용하는 경우에 있어서도, 본 도면과 유사한 input/output 다이어그램을 얻을 수 있다. 전술한 새로운 'a' 값과 MIMO encoding 수식의 encoding matrix를 이용하면, MIMO encoder 의 입력, 출력으로서 본 도면과 같은 constellation을 얻을 수 있다.
본 도면의 MIMO encoder output에는, sub-constellation 들이 위치할 수 있다. 이때 sub-constellation간의 간격은 전술한 Sub-constellation Separation factor 'b' 에 의해 정해질 수 있다. MIMO encoding 된 constellation 들은 non-uniform property 를 유지하고 있을 수 있다.
도 109는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO encoding 방법의 performance 를 비교한 그래프이다.
본 그래프는 8bpcu / Out Door 환경에서, MIMO encoding 방식에 따른 capacity 를 비교한 그래프이다. 본 발명의 PH-eSM PI 및 FRFD PH-eSM PI 는, 기존의 다른 방식의 MIMO encoding(GC 등) 에 비해 capacity 측면에서 보다 좋은 성능을 보이는 것을 확인할 수 있다. 이는 동일한 환경에서 다른 MIMO 기술에 비해 보다 효율적인 전송을 할 수 있음을 의미한다.
도 110은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO encoding 방법의 performance 를 비교한 그래프이다.
본 그래프는 8bpcu / Out Door / HPI9 환경에서, MIMO encoding 방식에 따른 capacity 를 비교한 그래프이다. 본 발명의 PH-eSM PI 및 FRFD PH-eSM PI 는, 기존의 다른 방식의 MIMO encoding(SM, GC, PH-eSM 등) 에 비해 capacity 측면에서 보다 좋은 성능을 보이는 것을 확인할 수 있다. 이는 동일한 환경에서 다른 MIMO 기술에 비해 보다 효율적인 전송을 할 수 있음을 의미한다.
도 111은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO encoding 방법의 performance 를 비교한 그래프이다.
본 그래프는 8bpcu / Out Door / random BI, TI 환경에서, MIMO encoding 방식에 따른 BER 을 비교한 그래프이다. 본 발명의 PH-eSM PI 및 FRFD PH-eSM PI 는, 기존의 다른 방식의 MIMO encoding(GC 등) 에 비해 BER 성능이 더 좋은 것을 확인할 수 있다. 이는 동일한 환경에서 다른 MIMO 기술에 비해 보다 효율적인 전송을 할 수 있음을 의미한다.
도 112는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO encoding 방법의 performance 를 비교한 그래프이다.
본 그래프는 8bpcu / Out Door / HPI 9 / random BI, TI 환경에서, MIMO encoding 방식에 따른 BER 을 비교한 그래프이다. 본 발명의 PH-eSM PI 및 FRFD PH-eSM PI 는, 기존의 다른 방식의 MIMO encoding(SM, GC, PH-eSM 등) 에 비해 BER 성능이 더 좋은 것을 확인할 수 있다. 이는 동일한 환경에서 다른 MIMO 기술에 비해 보다 효율적인 전송을 할 수 있음을 의미한다.
도 113은 본 발명에 따른 QAM-16 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 도면은 전술한 QAM-16 의 constellation shape을 complex plane 에 도시한 것일 수 있다. 본 도면은 모든 code rates 에 대한 QAM 16 의 constellation shape 일 수 있다.
도 114는 본 발명에 따른 NUQ-64 for 5/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 도면은 전술한 NUQ-64 for 5/15 code rate 의 constellation shape을 complex plane 에 도시한 것일 수 있다.
도 115는 본 발명에 따른 NUQ-64 for 6/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 도면은 전술한 NUQ-64 for 6/15 code rate 의 constellation shape을 complex plane 에 도시한 것일 수 있다.
도 116은 본 발명에 따른 NUQ-64 for 7/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 도면은 전술한 NUQ-64 for 7/15 code rate 의 constellation shape을 complex plane 에 도시한 것일 수 있다.
도 117은 본 발명에 따른 NUQ-64 for 8/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 도면은 전술한 NUQ-64 for 8/15 code rate 의 constellation shape을 complex plane 에 도시한 것일 수 있다.
도 118은 본 발명에 따른 NUQ-64 for 9/15 and 10/15 code rates 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 도면은 전술한 NUQ-64 for 9/15 and 10/15 code rates 의 constellation shape을 complex plane 에 도시한 것일 수 있다.
도 119는 본 발명에 따른 NUQ-64 for 11/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 도면은 전술한 NUQ-64 for 11/15 code rate 의 constellation shape을 complex plane 에 도시한 것일 수 있다.
도 120은 본 발명에 따른 NUQ-64 for 12/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 도면은 전술한 NUQ-64 for 12/15 code rate 의 constellation shape을 complex plane 에 도시한 것일 수 있다.
도 121은 본 발명에 따른 NUQ-64 for 13/15 code rate 의 일 실시예를 도시한 도면이다.
본 도면은 전술한 NUQ-64 for 13/15 code rate 의 constellation shape을 complex plane 에 도시한 것일 수 있다.
도 122는 본 발명의 다른 실시예에 따른 null packet deletion 블록을 나타낸 도면이다.
도 122의 상단은 도 3에서 설명한 본 발명의 인풋 포맷팅 모듈의 모드 어댑테이션 모듈의 다른 실시예를 나타내며, 도 122의 하단은 모드 어댑테이션 모듈에 포함되는 null packet deletion 블록(16000)에 포함된 구체적인 블록들을 나타낸 도면이다.
상술한 바와 같이 multiple input streams을 처리하기 위한 인풋 포맷팅 모듈의 모드 어댑테이션 모듈은 각 인풋 스트림을 독립적으로 처리할 수 있다.
도 122에 도시된 바와 같이, multiple input streams을 각각 처리 하기 위한 모드 어댑테이션 모듈은 pre-processing 블록 (Splitter), input interface 블록, input stream synchronizer 블록, compensating delay 블록, header compression 블록, null data reuse 블록, null packet deletion 블록, 및 BB header insertion 블록을 포함할 수 있다. input interface 블록, input stream synchronizer 블록, compensating delay 블록 및 BB header insertion 블록의 동작은 도 3에서 설명한 바와 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
The pre-processing block may split the input TS, IP, GS streams into multiple service or service component (audio, video, etc.) streams. 또한 헤더 컴프레션 블록은 Header compression mode에 따라 입력된 신호의 헤더를 압축할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 입력 null packet을 제거하고, 제거된 위치에 따라 제거된 null packet의 개수를 삽입하여 전송할 수 있다. Some TS input streams or split TS streams may have a large number of null-packets present in order to accommodate VBR (variable bit-rate) services in a CBR TS stream. In this case, in order to avoid unnecessary transmission overhead, null-packets can be identified and not transmitted. In the receiver, removed null-packets can be re-inserted in the exact place where they were originally by reference to a deleted DNP field that is inserted in the transmission, thus guaranteeing constant bit-rate and avoiding the need for time-stamp (PCR) updating.
도 122의 하단에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 PCR packet check 블록 (16100), PCR region check 블록 (16200), null packet detection 블록 (16300) 및 null packet spreading 블록 (16400)을 포함할 수 있다. 이하 각 블록의 동작을 설명한다.
PCR packet check 블록 (16100)은 입력된 TS packet들이 decoding timing을 맞추기 위한 PCR을 포함 하고 있는지 여부를 체크할 수 있다. 본 발명에서는 PCR을 포함하고 있는 TS packet을 PCR packet이라 호칭할 수 있다.
체크 결과, PCR의 위치가 확인 되면, PCR의 위치를 변화시키지 않는 범위 내에서 널 패킷들의 위치를 변화시킬 수 있다.
PCR region check 블록 (16200)은 PCR packet을 포함하고 있는 TS packet을 check 하고 같은 주기 안에 들어오는 범위(PCR region)내에 null packet이 있는지 여부를 check할 수 있다. 본 발명에서는 PCR을 포함하고 있는지를 확인하기 위한 구간을 null packet position reconfigurable region이라고 호칭할 수 있다.
null packet detection 블록 (16300)은 입력된 TS packet들 사이에 포함된 Null packets들을 확인할 수 있다.
null packet spreading 블록 (16400)은 PCR region check 블록 (16200)에서 출력된 PCR region 정보 내의 Null packet을 spreading할 수 있다.
본 발명에서는 Null packet의 위치를 변경하는 방법으로 Null packets을 모으는 방식과 Null packets을 분산시키는 방식을 제안한다.
도 123은 본 발명의 다른 실시예에 따른 null packet insertion 블록을 나타낸 도면이다.
도 123의 상단은 도 13에서 설명한 본 발명의 아웃풋 프로세서의 다른 실시예를 나타내며, 도 123의 하단은 아웃풋 프로세서에 포함되는 null packet insertion 블록 (17000)에 포함된 구체적인 블록들을 나타낸 도면이다.
도 123에 도시된 아웃풋 프로세서는 도 122에서 설명한 모드 어댑테이션 모듈의 역과정을 수행할 수 있다.
도 123에 도시된 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 아웃풋 프로세서는 BB frame header parser 블록, null packet insertion 블록, null data regenerator 블록, header de-compression 블록, de-jitter buffer 블록, TS clock refeneration 블록 및 TS recombining 블록을 포함할 수 있다. 각 블록의 구체적인 동작은 도 16의 블록들의 역과정에 해당하므로 구체적인 설명은 생략한다.
도 123의 하단에 도시된 null packet insertion 블록(17000)은 상술한 null packet deletion 블록(16000)의 역과정을 수행할 수 있다.
도 123에 도시된 바와 같이, null packet insertion 블록(17000)은 DNP check 블록(17100), null packet insertion 블록(17200) 및 null packet generator 블록 (17300)을 포함할 수 있다.
DNP check 블록(17100)은 DNP를 체크하여 삭제된 null packets의 개수를 획득할 수 있다. null packet insertion 블록(17200)은 DNP check 블록(17100)에서 출력된 null packets의 개수에 대한 정보를 획득하여 삭제되었던 null packets을 삽입할 수 있다. 이 경우, 삽입되는 null packets은 Null packet generator 블록(17300)에서 미리 생성될 수 있다.
도 124는 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet spreading 방법을 나타낸 도면이다.
(a)는 null packet spreading 방법이 적용되기 이전의 TS packets을 나타내며, (b)는 null packet spreading 방법이 적용된 이후의 TS packets을 나타낸다.
(c)는 null packet spreading 방법에 따른 DNP1 과 DNP2를 나타내는 수학식을 나타낸다.
(a)에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 입력된 TS packet들이 decoding timing을 맞추기 위한 PCR을 포함 하고 있는지 여부를 체크할 수 있다. 즉, null packet position reconfigurable region이 획득 되면 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 해당 구간에 포함된 Null packet 의 총 개수(NNP) 및 전송할 data packet의 총 개수(NTSP)를 count할 수 있다. (a)에 도시된 바와 같이 총 data packet의 개수는 8이며, null packet의 총 개수는 958에 해당한다. AVRnP는 해당 구간내에 data packet 사이에 스프레딩될 수 있는 null packet의 평균 개수를 의미한다. 도면에 도시된 바와 같이 해당 구간의 AVRnPs 는 119.75이다.
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 출력된 PCR region 정보 내의 Null packet을 spreading할 수 있다. 즉, null packet이 삭제되면, 각 널 패킷이 삭제된 위치에 해당 널 패킷의 개수를 지시하는 DNP가 삽입되는데, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치는 DNP1 과 DNP2을 계산하여 null packet spreading을 수행할 수 있다. (b)는 DNP1 및 DNP2 에 따라 스프레딩된 null packet을 나타낸다. DNP1은 (c)에 도시된 수학식에 따라 1부터 NTSP -1 개의 TS packet에 대응하여 삽입된 DNP 값들 및 전송할 data packet의 총 개수(NTSP)를 이용하여 계산될 수 있다. DNP1은 상술한 null packet 의 평균 값의 정수값을 가질 수 있다.
또한 DNP2는 (c)에 도시된 수학식에 따라 DNP1 에서 처리 하지 못한 나머지 값을 포함하여 계산될 수 있다. DNP2는 DNP1 보다 크거나 같은 값을 가질 수 있으며 마지막 TS packet 앞 또는 null packet position reconfigurable region의 마지막에 삽입될 수 있다.
도 124에 나타난 Null packet spreading 방법은 TS packet splitting 에 의해 생성된 Null packets들에 대하여 Maximum DNP 값이 300을 초과하는 경우, 상술한 문제점을 해결하는데 보다 효과적일 수 있다.
도 125는 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet offset 방법을 나타낸 도면이다
만약 Null packet의 개수가 너무 많은 경우에는 도 124에서 설명한 Null packet spreading 방법을 적용하여도 Maximum DNP 값을 초과하는 경우가 발생할 수 있다.
즉, (a)에 도시된 바와 같이 입력 TS 스트림이 splitting되는 경우, 복수의 널 패킷들이 생성될 수 있다. 특히 Big TS 스트림과 같이 복수 개의 TS stream들이 합쳐져 있거나, 하나의 TS 스트림이 Component level로 splitting 되거나, UD 서비스와 같이 big TS 에서 Video 패킷, Audio 패킷으로 splitting 될 경우, Null packets이 주기적으로 삽입될 수 있다. TS input streams or split TS streams having consecutive TS packets and deleted null packets may be mapped into a payload of BB frame. The BB frame includes a BB frame header and the payload.
이 경우, 상술한 바와 같이 (b)에 도시된 바와 같이 널 패킷의 개수가 많아지면, DNP의 값이 290 이상인 경우가 발생할 수 있다.
따라서, (c)에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 BB frame의 payload에 삽입될 TS packet들을 결정하고, 가장 기본이 되는 DNP 값을 DNP offset 값으로 결정할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 DNP-offset is the minimum number of DNPs belonging to the same BBF. DNP-offset can be transmitted through the BB frame header. 이를 통해 TS packet 앞에 삽입되는 DNP 개수를 줄이고 효율적인 TS packet 전송을 구현할 수 있으며, 더 많은 널 패킷들을 제거할 수 있다.
따라서 (c)에 도시된 바와 같이, DNP-offset의 값은 115가 되며, 첫번째 DNP는 0, 두번째 DNP는 기존의 값 290에서 115를 뺀 175의 값을 가진다. 이러한 방식은 나머지 DNP에 대해서도 순차적으로 동일하게 적용될 수 있다.
도 126은 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet spreading 방법의 순서도를 나타낸 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 입력 되는 TS packet을 분석하기 위해 파싱을 수행할 수 있다(S20000). 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 상술한 null packet position reconfigurable region 단위로 TS packet을 파싱할 수도 있다.
이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 해당 null packet position reconfigurable region 내에 PCR 정보를 가지고 있는지 여부를 확인할 수 있다(S20100). 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 입력되는 TS packet의 header내 Adaptation field 의 PCR flag 를 check 하여 PCR 정보를 가지고 있는지 확인할 수 있다.
확인 결과, PCR 값을 가지고 있으면, 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 null packet spreading을 위하여 카운터 및 관련 값들을 초기화하고 (S20200), 입력되는 Data TS packet과 Null packet의 개수를 계산할 수 있다(S20300). 이후, 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 PCR packet이 있는지 여부를 판단할 수 있다(S20400). 확인 결과 PCR 값이 없는 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 계속 Null packet 과 Data TS packet의 개수를 계산할 수 있다(S20200).
확인 결과 PCR 값이 있는 경우에는 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 null packet spreading을 수행할 수 있다(S20500). 이 경우, 본 발명의 일 실시예에 따른 null packet deletion 블록 (16000)은 상술한 DNP 1 및 DNP 2 값을 계산할 수 있으며, 해당 값이 maximum DNP 값을 초과하는 경우에는, 상술한 null packet offset 방법을 사용할 수 도 있다.
도 127 내지 도 128를 통하여 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치에게 방송 서비스를 제공하는 서비스 제공자가 방송 서비스를 제공하는 것을 설명하도록 한다.
도 127은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크로부터 방송 서비스를 수신하는 것을 보여준다.
도 128는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 지상파 방송 네트워크와 모바일 네트워크로부터 동시에 서비스되는 방송 서비스를 수신하는 것을 보여준다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 네트워크 또는 모바일 방송 네트워크를 사용하여 방송 컨텐츠를 수신할 수 있다. 이때 도 127의 실시예에서와 같이 지상파 방송 네트워크의 서비스 제공자(200)와 모바일 방송 네트워크의 서비스 제공자(300)는 독립적으로 각각 방송 서비스를 제공할 수 있다.
또한 도 128의 실시예에서와 같이 지상파 방송 네트워크의 서비스 제공자(200)와 모바일 방송 네트워크의 서비스 제공자(300)는 동일한 방송 서비스를 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크를 통해 동시에 전송할 수 있다.
도 127의 실시예와 같은 환경에서 방송 수신 장치(100)가 지상파 방송 네트워크를 통해서 전송되는 지상파 방송 서비스의 수신과 모바일 방송 네트워크를 통해 전송되는 모바일 방송 서비스의 수신을 독립적으로 제공하는 것이 효율적이다. 다만 도 128의 실시예에와 같은 환경의 경우, 방송 수신 장치(100)가 하나의 사용자 인터페이스(User Interface)를 통해 지상파 방송 컨텐츠의 수신과 모바일 방송 컨텐츠의 수신을 통합하여 제공하는 것이 효율적이다. 또한 지상파 방송 컨텐츠와 모바일 방송 컨텐츠가 독립적으로 전송되는 환경에서도 방송 수신 장치(100)가 하나의 사용자 인터페이스를 통하여 지상파 방송 컨텐츠의 수신과 모바일 방송 컨텐츠의 수신을 제공하는 것은 사용자 편의를 증대할 수 있다.
따라서 도 129 내지 도 136을 통해 하나의 사용자 인터페이스를 통하여 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 방송 수신 장치(100)를 설명하도록 한다.
도 129은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 방송 서비스를 수신하는 모바일 방송 네트워크와 지상파 방송 네트워크의 커버리지를 보여준다.
본 발명의 일 실시예에 따라 모바일 방송 서비스 수신에 사용되는 모바일 방송 전송 규격은 기존 지상파 방송의 전송 방식을 변형한 DMB(Digital Multimedia Broadcasting), DVB-H(Digital Video Broadcasting-Handheld, ATSC-M/H(Advanced Television Systems Committee - Mobile/Handheld)중 어느 하나일 수 있다. 다만 기존 지상파 방송의 전송 방식을 변형한 모바일 방송 전송 규격은 대역폭의 한계로 인하여 고화질의 컨텐츠를 전송할 수 없다는 문제가 있다. 이를 해결하기 위해 구체적인 실시예에서 모바일 방송 서비스는 모바일 통신망을 통해 전송될 수 있다. 특히 모바일 방송 서비스는 eMBMS(evolved Multimedia Broadcast and Mulicast Service)규격을 통해 전송될 수 있다. eMBMS는 기존 모바일 통신을 이용한 전송과 달리 모바일 통신 기지국을 통해 방송 서비스를 특정 지역의 다수 사용자들에게 동시에 전송(multicast)할 수 있다는 장점을 가진다. 또한 eMBMS는 LTE(Long Term Evolution) 및 LTE-A(Long Term Evolution-Advanced)를 이용하여 고화질 방송 컨텐츠의 전송을 가능하게 한다. 다만 eMBMS는 모바일 통신 기지국을 사용하여 방송 컨텐츠를 전송하므로 도 129에서 볼 수 있는 것과 같이 지상파 방송 네트워크의 커버리지에 비하여 제한적이다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치(100)는 제한적인 모바일 방송 네트워크의 커버리지를 고려하여 동작할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치(100)의 동작에 대해서는 도 130 내지 도 136을 통하여 구체적으로 설명하도록 한다.
도 130는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 방송 서비스를 스캔하는 것을 보여주는 흐름도이다.
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 모바일 방송을 수신할 수 있는 모바일 수신부를 턴 온한다(S101). 방송 수신 장치(100)는 모바일 수신부를 통하여 모바일 방송 서비스를 수신할 수 있다. 특히 모바일 방송 서비스가 eMBMS와 같이 모바일 통신망을 통하여 전송되는 경우, 방송 수신 장치(100)는 모바일 수신부를 통하여 모바일 통신 데이터와 함께 모바일 방송 서비스를 수신할 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 네트워크에 접속(attach)하여 시스템 정보를 획득한다(S103). 구체적으로 모바일 방송 서비스가 eMBMS를 통하여 전송되고 방송 수신 장치(100)가 모바일 통신 기능을 수행할 수 있는 경우 방송 수신 장치(100)는 E-UTRAN(Evolved UMTS Terrestrial)에 접속한다. 구체적인 실시예에서 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 모두 수신할 수 있는 휴대 전화와 같은 모바일 통신 장치일 수 있다. 이때 방송 수신 장치(100)인 모바일 통신 장치는 모바일 통신망과의 접속을 지속적으로 유지해야 한다. 따라서 모바일 방송 서비스가 모바일 통신망을 통해 전송되는 경우, 앞서 설명한 모바일 수신부 턴 온 단계와 네트워크 접속 및 시스템 정보 획득 단계는 방송 서비스를 스캔하는 과정에서 생략될 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 모바일 방송 네트워크 커버리지 안에 방송 수신 장치(100)가 위치하는지 판단한다(S105). 구체적으로 모바일 방송 서비스가 eMBMS 규격을 통해 전송 되는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 수신 장치(100)가 위치한 모바일 통신 셀(cell)이 eMBMS를 서비스하고 있는 영역 내인지 시스템 정보 블락(System Information Block, SIB)에 기초하여 판단할 수 있다.
모바일 방송 네트워크 커버리지 안에 방송 수신 장치(100)가 위치하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 모바일 방송 서비스 리스트를 저장한다(S107). 이때 모바일 방송 서비스가 DMB, DVB-H 및 ATSC-M/H 중 어느 하나의 규격을 통해 전송 되는 경우, 방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 서비스가 전송되는 주파수 대역을 탐색하는 별도의 스캔 동작을 수행하여야 한다. 다만 모바일 방송 서비스가 eMBMS와 같이 모바일 통신망을 통해 전송되는 경우, 방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 서비스가 전송되는 주파수 대역을 탐색하는 별도의 스캔 동작을 수행하지 않고 모바일 방송 서비스 리스트를 수신하여 저장할 수 있다. 이때 방송 수신 장치(100)는 접속 정보를 포함하는 모바일 방송 서비스 리스트로서 저장할 수 있다. 이때 접속 정보는 모바일 방송 서비스를 구별하도록 하는 세션 정보일 수 있다.
모바일 방송 네트워크 커버리지 안에 방송 수신 장치(100)가 위치하지 않는 경우, 방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 수신이 불가하므로 모바일 방송 서비스 리스트를 저장할 수 없다.
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 지상파 방송 수신부를 턴 온한다(S109). 구체적인 실시예에서 방송 수신 장치(100)는 앞서 설명한 바와 같이 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 모두 수신할 수 있는 모바일 통신 장치일 수 있다. 이때 방송 수신 장치(100)인 모바일 통신 장치는 항상 모바일 통신망과의 접속을 유지해야 하므로 모방일 방송 수신부는 항상 턴 온된 상태일 수 있다. 이와달리 지상파 방송 서비스를 소비하지 않는 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 수신부를 턴 온할 필요가 없다. 따라서 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 수신부를 선택적으로 턴 온할 수 있다. 이를 통해 방송 수신 장치(100)는 전력 소모를 줄일 수 있다. 이에 대해서는 도 132을 통해 구체적으로 설명하도록 한다.
방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 수신부를 통하여 지상파 방송 서비스를 스캔한다(S111). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 서비스가 전송되는 주파수 대역을 탐색하여 지상파 방송 서비스를 스캔할 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 지상파 방송 서비스 리스트를 저장한다(S113). 구체적으로 방송 수신 장치(100) 지상파 방송 서비스 스캔 결과에 기초하여 지상 방송 서비스 리스트를 저장할 수 있다.
도 131는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 방송 서비스를 선택에 관한 사용자 입력을 수신하여 방송 서비스를 수신하는 것을 보여주는 흐름도이다.
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 방송 서비스 선택에 관한 사용자 입력을 수신한다(S301). 구체적으로 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치(100)는 사용자가 방송 서비스 리스트에서 방송 서비스를 선택하는 사용자 입력을 수신할 수 있다. 이때 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 리스트에서 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 함께 보여줄 수 있다. 구체적인 실시예에서 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 동일한 컨텐츠를 전송하는 동일한 방송 서비스가 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 서비스와 지상파 방송 서비스를 하나의 방송 서비스로 표시할 수 있다. 예컨대 동일한 방송 서비스인 모바일 방송 서비스와 지상파 방송 서비스의 서비스 이름이 동일한 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 리스트에 방송 서비스 이름 하나만 표시할 수 있다. 동일한 방송 서비스인 모바일 방송 서비스와 지상파 방송 서비스의 서비스 이름이 동일하지 않은 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스 중 어느 하나의 서비스 이름만을 방송 서비스 리스트에 표시할 수 있다. 이때 동일한 모바일 방송 서비스와 지상파 방송의 서비스에서 전송되는 방송 컨텐츠의 내용은 동일하더라도 방송 컨텐츠의 코덱, 해상도 등의 형식(format)은 상이할 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 사용자 입력에 기초하여 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신한다. 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 다음과 같은 동작을 수행한다.
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 선택된 방송 서비스에 기초하여 방송 네트워크를 선택한다(S303). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 선택에 기초하여 지상파 방송 네트워크 또는 모바일 방송 네트워크 중 어느 하나를 선택할 수 있다. 이를 통해 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신할 수 있다. 구체적인 실시예에서 선택된 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크에 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 구체적인 실시예에서 선택된 방송 서비스가 모바일 방송 네트워크에 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 이때 방송 수신 장치(100) 방송 서비스 리스트를 저장하는 서비스 맵 데이터베이스로부터 서비스 정보를 획득하여 전환될 방송 서비스가 어느 방송 네트워크에 존재하는지 판단할 수 있다. 구체적인 실시예에서 선택된 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 수신에 대한 과금 여부에 기초하여 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 예컨대 모바일 방송 서비스를 수신함에 따라 데이터 사용료가 과금되는 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 또한 선택된 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 수신 장치의 사양(capability)에 기초하여 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 모바일 방송 서비스와 지상파 방송 서비스에서 전송되는 컨텐츠의 해상도가 다른 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 수신 장치(100)가 지원하는 해상도에 가까운 방송 서비스가 전달되는 네트워크를 선택할 수 있다. 또한 선택된 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 사용자의 사용 패턴에 기초하여 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 예컨대 방송 수신 장치(100)는 사용자가 이전 시청한 서비스가 속한 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 또한 선택된 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 네트워크의 커버리지에 기초하여 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 예컨대 방송 수신 장치(100)가 모바일 방송 네트워크의 커버리지를 벗어난 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 또한 선택된 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 신호의 강도에 기초하여 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 예컨대 방송 수신 장치(100)가 모바일 방송 신호의 강도가 지상파 방송 신호의 강도 보다 약한 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 네트워크를 선택할 수 있다.
이때 선택된 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 것은 어느 하나의 모바일 방송 서비스와 어느 하나의 지상파 방송 서비스가 동일한 방송 서비스임을 나타낸다. 동일한 방송 서비스란 동일한 방송 컨텐츠가 전송되는 서비스를 나타낸다. 구체적인 실시예에서 동일한 모바일 방송 서비스와 지상파 방송의 서비스에서 전송되는 방송 컨텐츠의 내용은 동일하더라도 방송 컨텐츠의 코덱, 해상도 등의 형식(format)은 상이할 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 동일 방송 서비스인지여부를 방송 서비스명에 기초하여 판단할 수 있다. 또 다른 구체적인 실시예에서 방송 수신 장치(100)는 동일 방송 서비스인지여부를 지상파 방송 서비스의 방송 식별자(broadcast_id), 서비스 식별자(service_id) 및 IP 주소와 포트 번호 중 적어도 어느 하나에 기초하여 판단할 수 있다.
선택한 방송 네트워크가 지상파 방송 네트워크인 경우, 방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 지상파 방송 수신부를 턴 온 한다(S305, S307).
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 선택된 방송 서비스에 대한 정보를 획득한다(S309). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 리스트가 저장된 서비스 맵(map) 데이터베이스로부터 선택된 방송 서비스에 대한 정보를 획득할 수 있다. 구체적인 실시예에서 방송 서비스에 대한 정보는 주파수 정보 등의 튜닝 정보를 포함할 수 있다. 구체적인 실시예에서 선택된 방송 서비스에 대한 정보가 존재하지 않는 경우 도 130에서 설명한 방송 서비스 스캔을 수행할 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 수신부를 통하여 지상파 방송 서비스를 수신한다(S311). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 서비스 정보에 기초하여 지상파 방송 서비스를 수신할 수 있다. 구체적인 실시예에서 방송 수신 장치(100)는 서비스 정보의 튜닝 정보에 기초하여 튜닝할 수 있다. 이를 통해 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 서비스를 수신할 수 있다.
선택한 방송 네트워크가 모바일 방송 네트워크인 경우, 방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 모바일 방송 네트워크 커버리지 안에 방송 수신 장치(100)가 위치하는지 판단한다(S305, S313). 모바일 통신 망을 통하여 모바일 방송 서비스가 전송되고 방송 수신 장치(100)가 모바일 통신 장치인 경우, 방송 수신 장치(100)는 모바일 네트워크와의 접속을 위해 모바일 수신부의 턴 온 상태를 유지하므로 별도의 모바일 수신부 턴 온 동작을 필요로 하지 않을 수 있다. 또한 앞서 설명한바와 같이 모바일 방송 서비스가 eMBMS 규격을 통해 전송 되는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 수신 장치(100)가 위치한 모바일 통신 셀(cell)이 eMBMS를 서비스하고 있는 영역 내인지 시스템 정보 블락(System Information Block, SIB)에 기초하여 판단할 수 있다.
모바일 방송 네트워크 커버리지 안에 방송 수신 장치(100)가 위치하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 선택된 방송 서비스에 대한 정보를 획득한다(S315). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 리스트가 저장된 서비스 맵 데이터베이스로부터 선택된 방송 서비스에 대한 정보를 획득할 수 있다. 구체적인 실시예에서 방송 서비스에 대한 정보는 방송 서비스의 접속 정보를 포함할 수 있다. 이때 접속 정보는 모바일 방송 서비스를 구별하는 세션 정보일 수 있다. 구체적인 실시예에서 선택된 방송 서비스에 대한 정보가 존재하지 않는 경우 도 130에서 설명한 방송 서비스 스캔을 수행할 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 모바일 수신부를 통하여 모바일 방송 서비스를 수신한다(S317). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 서비스 정보에 기초하여 모바일 방송 서비스를 수신할 수 있다. 구체적인 실시예에서 방송 수신 장치(100)는 서비스 정보의 접속 정보에 기초하여 모바일 방송 서비스에 접속할 수 있다. 이를 통해 방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 서비스를 수신할 수 있다.
모바일 방송 네트워크 커버리지 안에 방송 수신 장치(100)가 위치하지 않는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스를 수신 불가능한 것으로 판단한다(S319). 이때 방송 서비스 장치는 도 132과 같이 방송 수신 장치(100)가 방송 서비스를 수신하지 못 함을 나타내는 사용자 그래픽 인터페이스를 표시할 수 있다. 이때 동일한 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크에도 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 네트워크를 선택하여 수신할 수 있다. 또 다른 구체적인 실시예에서 수신 불가능한 방송 서비스의 대체 방송 서비스로 지정된 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크에 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100) 지상파 방송 네트워크의 지상파 방송 서비스를 수신할 수 있다. 이때 대체 방송 서비스는 특정 방송 서비스를 수신 불가능할 때 대신하여 수신할 것으로 지정된 방송 서비스이다. 앞서 설명한 것과 같이 모바일 방송 네트워크의 커버리가 지상파 방송 네트워크의 커버리지 보다 제한적일 수 있다. 따라서 모바일 방송 서비스를 대체할 서비스로 지상파 방송 서비스가 지정될 수 있다. 이러한 대체 서비스는 방송 서비스의 시그널링 정보를 통해 지정될 수 있다. 또 다른 구체적인 실시예에서 방송 수신 장치(100)가 사용자 입력에 기초하여 대체 방송 서비스를 지정할 수 있다.
도 133은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치가 방송 서비스를 전환하는 것을 보여주는 흐름도이다.
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 방송 서비스 전환에 대한 사용자 입력을 수신한다(S501). 구체적으로 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치(100)는 사용자가 방송 서비스 리스트에서 방송 서비스를 전환하는 사용자 입력을 수신할 수 있다. 이때 방송 수신 장치(100)는 앞서 설명한 바와 같이 방송 서비스 리스트에서 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 함께 보여줄 수 있다. 구체적인 실시예에서 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 동일한 컨텐츠를 전송하는 동일한 방송 서비스가 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 서비스와 지상파 방송 서비스를 하나의 방송 서비스로 표시할 수 있다. 예컨대 동일한 방송 서비스인 모바일 방송 서비스와 지상파 방송 서비스의 서비스 이름이 동일한 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 리스트에 방송 서비스 이름 하나만 표시할 수 있다. 동일한 방송 서비스인 모바일 방송 서비스와 지상파 방송 서비스의 서비스 이름이 동일하지 않은 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스 중 어느 하나의 서비스 이름만을 방송 서비스 리스트에 표시할 수 있다.
또한 구체적인 실시예에서 방송 수신 장치(100)가 모바일 방송 네트워크 커버리지를 벗어난 경우, 방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 서비스 네트워크의 방송 서비스를 비활성화여 표시할 수 있다. 구체적으로 방송 수신 장치(100)가 모바일 방송 네트워크 커버리지를 벗어난 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 리스트에서 모바일 방송 서비스 네트워크의 방송 서비스에 대한 선택이 불가능하도록 표시할 수 있다. 예컨대 방송 수신 장치(100)는 업/다운 키 또는 숫자 키를 이용한 모바일 방송 서비스 네트워크의 방송 서비스 선택이 불가능하도록 할 수 있다. 또 다른 구체적인 실시예에서 방송 수신 장치(100)가 모바일 방송 네트워크 커버리지를 벗어난 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 리스트에서 모바일 방송 네트워크의 방송 서비스들을 지상파 방송 네트워크의 방송 서비스들과 상이하게 표시할 수 있다. 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 리스트에서 모바일 방송 네트워크의 방송 서비스들을 지상파 방송 네트워크의 방송 서비스들과 방송 서비스를 나타내는 색상, 이미지 및 폰트 중 적어도 어느 하나를 상이하게 표시할 수 있다. 예컨대 도 134의 실시예와 같이 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 리스트에서 현재 수신 불가능한 모바일 방송 네트워크의 방송 서비스들의 글자 폰트를 현재 수신이 가능한 지상파 방송 네트워크의 서비스들을 표시 하는 글자 폰트 보다 흐리게 표시할 수 있다.
구체적인 실시예에서 서비스 전환에 대한 사용자 입력을 수신하는 단계는 현재 수신 하고 있는 방송 서비스가 수신 불가능이거나 방송 신호의 강도가 소정의 기준 값보다 약한 경우, 방송 수신 장치(100)가 현재 수신하고 있는 방송 서비스의 대체 방송 서비스로 전환되는 단계로 치환될 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 서비스 전환에 대한 사용자에 입력에 기초하여 방송 네트워크를 선택한다(S503). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 서비스 전환에 대한 사용자에 입력에 기초하여 지상파 방송 네트워크 또는 모바일 방송 네트워크 중 어느 하나를 선택할 수 있다. 구체적인 실시예에서 전환될 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크에 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 구체적인 실시예에서 전환될 방송 서비스가 모바일 방송 네트워크에 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 이때 방송 수신 장치(100) 방송 서비스 리스트를 저장하는 서비스 맵 데이터베이스로부터 서비스 정보를 획득하여 전환될 방송 서비스가 어느 방송 네트워크에 존재하는지 판단할 수 있다. 구체적인 실시예에서 전환될 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 수신에 대한 과금 여부에 기초하여 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 예컨대 모바일 방송 서비스를 수신함에 따라 데이터 사용료가 과금되는 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 또한 전환될 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 수신 장치의 사양(capability)에 기초하여 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 모바일 방송 서비스와 지상파 방송 서비스에서 전송되는 컨텐츠의 해상도가 다른 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 수신 장치(100)가 지원하는 해상도에 가까운 방송 서비스가 전달되는 네트워크를 선택할 수 있다. 또한 전환될 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 사용자의 사용 패턴에 기초하여 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 예컨대 방송 수신 장치(100)는 사용자가 이전 시청한 서비스가 속한 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 또한 전환될 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 네트워크의 커버리지에 기초하여 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 예컨대 방송 수신 장치(100)가 모바일 방송 네트워크의 커버리지를 벗어난 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 또한 전환될 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 신호의 강도에 기초하여 방송 네트워크를 선택할 수 있다. 예컨대 방송 수신 장치(100)가 모바일 방송 신호의 강도가 지상파 방송 신호의 강도 보다 약한 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 네트워크를 선택할 수 있다.
앞서 설명한 바와 같이 선택된 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크와 모바일 방송 네트워크에 모두 존재하는 것은 어느 하나의 모바일 방송 서비스와 어느 하나의 지상파 방송 서비스가 동일한 방송 서비스임을 나타낸다. 동일한 방송 서비스란 동일한 방송 컨텐츠가 전송되는 서비스를 나타낸다. 이때 방송 수신 장치(100)는 동일 방송 서비스인지여부를 방송 서비스명에 기초하여 판단할 수 있다. 또 다른 구체적인 실시예에서 방송 수신 장치(100)는 동일 방송 서비스인지여부를 지상파 방송 서비스의 방송 식별자(broadcast_id), 서비스 식별자(service_id) 및 IP 주소와 포트 번호 중 적어도 어느 하나에 기초하여 판단할 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 선택한 방송 네트워크가 지상파 방송 네트워크가 이전 방송 서비스의 방송 네트워크와 다른지 판단한다(S505).
선택한 방송 네트워크가 이전 방송 서비스의 방송 네트워크와 동일한 경우, 방송 수신 장치(100)는 도 131에서 설명한 것과 같이 같이 방송 서비스를 수신한다.
선택한 방송 네트워크가 이전 방송 서비스의 방송 네트워크와 다르고 선택된 방송 네트워크가 모바일 방송 네트워크인 경우, 방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 지상파 방송 수신부 턴 오프 타이머를 시작한다(S509). 앞서 설명한 바와 같이 지상파 방송 서비스를 수신하지 않을 경우, 지상파 방송 수신부를 턴 오프하는 것이 효율적이다. 다만, 모바일 방송 네트워크의 방송 서비스로 전환하여 지상파 방송 수신부를 턴 오프하고 얼마 뒤에 다시 지상파 방송 네트워크의 방송 서비스로 전환하게 되면 방송 수신 장치(100)는 지상파 수신부를 턴 온해야 한다. 이러한 경우 지상파 방송 수신부 턴 온 동작으로 인하여 방송 서비스 전환 시간이 지연될 수 있다. 또한 방송 수신 장치(100)는 불필요하게 지상파 방송 수신부를 턴 오프한 것이 된다. 따라서 지상파 방송 네트워크의 방송 서비스에서 모바일 방송 네트워크의 방송 서비스로 전환하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 소정의 기준 시간 이후에 지상파 방송 수신부를 턴 오프할 수 있다. 소정의 기준 시간을 측정하기 위해 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 수신부 턴 오프 타이머를 시작한다.
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 모바일 방송 네트워크 커버리지 안에 방송 수신 장치(100)가 위치하는지 판단한다(S511). 앞서 설명한바와 같이 모바일 방송 서비스가 eMBMS 규격을 통해 전송 되는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 수신 장치(100)가 위치한 모바일 통신 셀(cell)이 eMBMS를 서비스하고 있는 영역 내인지 시스템 정보 블락(System Information Block, SIB)에 기초하여 판단할 수 있다.
모바일 방송 네트워크 커버리지 안에 방송 수신 장치(100)가 위치하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 전환될 방송 서비스에 대한 정보를 획득한다(S513). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 리스트가 저장된 서비스 맵 데이터베이스로부터 선택된 방송 서비스에 대한 정보를 획득할 수 있다. 구체적인 실시예에서 방송 서비스에 대한 정보는 방송 서비스의 접속 정보를 포함할 수 있다. 이때 접속 정보는 모바일 서비스를 구별하게 하는 세션 정보일 수 있다. 구체적인 실시예에서 선택된 방송 서비스에 대한 정보가 존재하지 않는 경우 도 130에서 설명한 방송 서비스 스캔을 수행할 수 있다.
모바일 방송 네트워크 커버리지 안에 방송 수신 장치(100)가 위치하지 않는 경우, 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스를 수신 불가능한 것으로 판단한다(S515). 이때 방송 서비스 장치는 도 132과 같이 방송 수신 장치(100)가 방송 서비스를 수신하지 못 함을 나타내는 사용자 그래픽 인터페이스를 표시할 수 있다. 이때 동일한 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크에도 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 네트워크를 선택하여 수신할 수 있다. 또 다른 구체적인 실시예에서 수신 불가능한 방송 서비스의 대체 방송 서비스로 지정된 방송 서비스가 지상파 방송 네트워크에 존재하는 경우, 방송 수신 장치(100) 지상파 방송 네트워크의 지상파 방송 서비스를 수신할 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 서비스를 수신한다(S517). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 서비스 정보에 기초하여 모바일 방송 서비스를 수신할 수 있다. 구체적인 실시예에서 방송 수신 장치(100)는 서비스 정보의 세션 정보에 기초하여 모바일 방송 서비스에 접속할 수 있다. 이를 통해 방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 서비스를 수신할 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 수신부 턴 오프 타이머가 만료되었다면, 지상파 방송 수신부를 턴 오프한다(S519, S521). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 모바일 방송 서비스를 수신하면서 주기적으로 지상파 방송 수신부 턴 오프 타이머가 만료되었는지 판단할 수 있다. 이때 방송 수신 장치(100)가 방송 서비스 전환에 대한 사용자 입력을 수신하여 방송 네트워크를 선택하는 단계로 돌아간다.
선택한 방송 네트워크가 이전 방송 서비스의 방송 네트워크와 다르고 선택된 방송 네트워크가 지상파 방송 네트워크인 경우, 방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 지상파 방송 수신부가 턴 오프 되었는지 판단한다(S507, S523). 지상파 방송 수신부 턴 오프 타이머가 만료되기 전에 다시 지상파 방송 네트워크로 전환된 경우 지상파 방송 수신부가 턴 오프 되지 않는다. 따라서 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 수신부가 턴 오프 되었는지 판단할 필요가 있다.
지상파 방송 수신부가 턴 오프 된 경우, 방송 수신 장치는 제어부를 통하여 지상파 방송 수신부를 턴 온한다(S525).
방송 수신 장치(100)는 제어부를 통하여 전환될 방송 서비스에 대한 정보를 획득한다(S527). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 방송 서비스 리스트가 저장된 서비스 맵 데이터베이스로부터 선택된 방송 서비스에 대한 정보를 획득할 수 있다. 구체적인 실시예에서 방송 서비스에 대한 정보는 주파수 정보 등의 튜닝 정보를 포함할 수 있다. 구체적인 실시예에서 선택된 방송 서비스에 대한 정보가 존재하지 않는 경우 도 130에서 설명한 방송 서비스 스캔을 수행할 수 있다.
방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 수신부를 통하여 지상파 방송 서비스를 수신한다(S529). 구체적으로 방송 수신 장치(100)는 서비스 정보에 기초하여 지상파 방송 서비스를 수신할 수 있다. 구체적인 실시예에서 방송 수신 장치(100)는 서비스 정보의 튜닝 정보에 기초하여 튜닝할 수 있다. 이를 통해 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 서비스를 수신할 수 있다.
도 130 내지 도 134을 통해 방송 수신 장치(100)가 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 동작을 설명하였다. 도 135 내지 도 137을 통해 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 방송 수신 장치(100)을 구성을 설명하도록 한다.
도 135는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 장치의 구성을 보여준다.
도 135의 실시예에서 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 수신부(101), 모바일 수신부(103), 제어부(105), 서비스 맵 데이터베이스(107) 및 서비스 가이드 데이터베이스(109)를 포함한다.
지상파 방송 수신부(101)는 지상파 방송을 수신한다.
모바일 수신부(103)는 모바일 방송을 비롯한 모바일 데이터를 수신한다.
제어부(105)는 방송 수신 장치(100)의 동작을 제어한다. 구체적으로 지상파 방송 수신부(101), 모바일 수신부(103), 서비스 맵 데이터베이스(107) 및 서비스 가이드 데이터베이스(109)를 제어할 수 있다.
서비스 맵 데이터베이스(107)는 방송 서비스 리스트를 저장한다. 이때 각각의 방송 서비스에 대한 서비스 정보를 포함할 수 있다. 특히 방송 서비스가 지상파 방송 서비스인 경우 지상파 서비스 각각에 대한 튜닝 정보를 포함할 수 있다. 특히 방송 서비스가 모바일 방송 서비스인 경우 모바일 서비스 각각에 대한 접속 정보를 포함할 수 있다. 이때 접속 정보는 모바일 서비스를 구별하게 하는 세션 정보일 수 있다.
서비스 가이드 데이터베이스(109)는 방송 서비스의 프로그램 정보를 포함하는 서비스 가이드를 저장한다.
도 136은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 수신 장치의 구성을 보여준다.
도 136의 실시예에서 방송 수신 장치(100)는 도 135의 실시예와 같이 지상파 방송 수신부(101), 모바일 수신부(103), 제어부(105), 서비스 맵 데이터베이스(107) 및 서비스 가이드 데이터베이스(109)를 포함한다.
지상파 방송 수신부(101)는 지상파 방송 안테나(501), 지상파 방송 수신 모듈(503), 지상파 방송 디코더(505) 및 지상파 방송 스택(stack)(507)을 포함한다.
지상파 방송 안테나(501)는 지상파 방송 신호를 수신한다.
지상파 방송 수신 모듈(503)은 수신한 지상파 방송 신호를 디모듈레이팅(demodulate)하여 지상파 방송 스트림을 추출한다.
지상파 방송 디코더(505)는 지상파 방송 스트림을 디코딩한다.
지상파 방송 프로토콜 스택(stack)(507)은 디코딩된 지상파 방송 스트림을 임시로 저장한다.
모바일 수신부(103)는 모바일 안테나(531), 모바일 수신 모듈(533), 모바일 방송 디코더(535) 및 모바일 방송 스택(stack)(537)을 포함한다.
모바일 안테나(531)는 방송 서비스를 포함하는 모바일 통신 신호를 수신한다.
모바일 수신 모듈(503)은 수신한 모바일 신호를 디모듈레이팅(demodulate)하여 모바일 방송 스트림을 추출한다.
모바일 방송 디코더(505)는 모바일 방송 스트림을 디코딩한다.
모바일 방송 프로토콜 스택(stack)(507)은 디코딩된 모바일 방송 스트림을 임시로 저장한다.
제어부(105)는 A/V 프로세서(547), 지상파 방송 서비스 시그널링 채널 프로세싱 버퍼(buffer) 및 파서(parser)(509), 지상파 방송 서비스 가이드 프로세서(513), 모바일 방송 서비스 시그널링 채널 프로세싱 버퍼(buffer) 및 파서(parser)(543), 모바일 방송 서비스 가이드 프로세서(539)를 포함한다.
A/V 프로세서(547)는 오디오 또는 비디오를 처리한다.
지상파 방송 서비스 시그널링 채널 프로세싱 버퍼(buffer) 및 파서(parser)(509)는 지상파 방송 서비스를 시그널링하는 데이터를 파싱하고 버퍼링한다.
지상파 방송 서비스 가이드 프로세서(513)는 지상파 방송 서비스의 프로그램을 안내하는 지상파 방송 서비스 가이드 데이터를 처리한다.
모바일 방송 서비스 시그널링 채널 프로세싱 버퍼(buffer) 및 파서(parser)(543)는 지상파 방송 서비스를 시그널링하는 데이터를 파싱하고 버퍼링한다.
모바일 방송 서비스 가이드 프로세서(539)는 모바일 방송 서비스의 프로그램을 안내하는 모바일 방송 서비스 가이드 데이터를 처리한다.
서비스 맵 데이터베이스(107)는 지상파 방송 서비스 맵 데이터 베이스(511)및 모바일 방송 서비스 맵 데이터베이스(545)를 포함한다.
지상파 방송 서비스 맵 데이터 베이스(511)는 지상파 방송 서비스들에 대한 정보를 포함하는 지상파 방송 서비스 리스트를 저장한다.
모바일 방송 서비스 맵 데이터베이스(545) 모바일 방송 서비스들에 대한 정보를 포함하는 모바일 방송 서비스 리스트를 저장한다.
서비스 가이드 데이터베이스(109) 지상파 방송 서비스 가이드 데이터 베이스(515) 및 모바일 방송 서비스 가이드 데이터베이스(541)를 포함한다.
지상파 방송 서비스 가이드 데이터 베이스(515)는 지상파 방송 서비스의 프로그램에 대한 정보를 포함하는 지상파 방송 프로그램 가이드를 저장한다.
모바일 방송 서비스 가이드 데이터베이스(541)는 모바일 방송 서비스의 프로그램에 대한 정보를 포함하는 모바일 방송 서비스 가이드를 저장한다.
지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스가 다른 방송 스트림 형식(format)인 경우, 도 136의 실시예에서 같이 방송 수신 장치(100)는 별도로 구성된 프로토콜 스택을 통해 방송 스트림을 처리하여야 한다. 또한 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스가 다른 방송 스트림 형식(format)인 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 시그널링하는 시그널링 데이터와 서비스 가이드 데이터를 별도로 처리해야 한다. 다만 오디오 및 비디오 데이터가 동일한 형식인 경우, 도 136의 실시예에서와 같이 방송 수신 장치(100)는 동일한 A/V 프로세서를 통하여 오디오 및 비디오 데이터를 처리할 수 있다. 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 스트림 형식인 경우, 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 수신부(101)와 모바일 수신부(103)를 제외한 나머지 구성을 통합하여 사용할 수 있다. 이에 대해서는 도 137을 통하여 설명하도록 한다.
도 137은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 수신 장치의 구성을 보여준다.
도 137의 실시예에서 방송 수신 장치(100)는 도 136의 실시예와 같이 지상파 방송 수신부(101), 모바일 수신부(103), 제어부(105), 서비스 맵 데이터베이스(107) 및 서비스 가이드 데이터베이스(109)를 포함한다.
지상파 방송 수신부(101)는 지상파 방송 수신 모듈(707) 및 지상파 방송 디코더(709)을 포함하고, 안테나(701), 수신 모듈 제어부(703), 데이터 패스(path) 제어부(705) 및 공통 프로토콜 스택(713)을 모바일 수신부(103)와 공유한다.
모바일 방송 수신부(103)는 모바일 수신 모듈(709) 및 모바일 방송 디코더(711)을 포함하고, 안테나(701), 수신 모듈 제어부(703), 데이터 패스(path) 제어부(705) 및 공통 프로토콜 스택(713)을 모바일 수신부(103)와 공유한다.
지상파 방송 수신 모듈(707), 지상파 방송 디코더(709), 모바일 수신 모듈(709) 및 모바일 방송 디코더(711)는 도 136의 실시예에 대한 설명에서 기재한 바와 같이 동작한다.
안테나(701)는 지상파 방송 서비스 주파수 밴드와 모바일 방송 서비스 주파수 밴드를 모두 처리할 수 있다. 이를 위해 안테나(701)는 배열된 안테나의 위상을 제어하여 원하는 방향으로 특정 신호를 송수신하는 스마트 안테나일 수 있다.
수신 모듈 제어부(703)는 지상파 방송 수신 모듈(707)과 모바일 수신 모듈(707)을 제어한다. 구체적으로 안테나(701)에서 수신된 신호를 적절히 분배하고, 원하는 방송 서비스만을 수신할 수 있도록 지상파 방송 수신 모듈(707)과 모바일 수신 모듈(707)을 제어한다.
데이터 패스(path) 제어부(705)는 수신된 방송 스트림의 데이터 패스를 제어한다. 구체적으로 데이터 패스 제어부(705)는 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 비스간의 전환시 방송 스트림의 데이터 패스를 제어한다.
공통 프로토콜 스택(713)은 디코딩된 방송 스트림을 임시로 저장한다. 이때 지상파 방송 스트림의 형식과 모바일 방송 스트림의 형식이 동일하므로 공통 프로토콜 스택(713)은 모바일 방송 스트림과 지상파 방송 스트림을 통합하여 저장할 수 있다.
제어부(105)는 A/V 프로세서(723), 지상파 방송 서비스 시그널링 채널 프로세싱 버퍼(buffer) 및 파서(parser)(719), 지상파 방송 서비스 가이드 프로세서(725), 모바일 방송 서비스 시그널링 채널 프로세싱 버퍼(buffer) 및 파서(parser)(717), 모바일 방송 서비스 가이드 프로세서(727), 통합 시그널링 채널 프로세서(719) 및 통합 서비스가이드 프로세서(729)를 포함한다.
A/V 프로세서(723), 지상파 방송 서비스 시그널링 채널 프로세싱 버퍼(buffer) 및 파서(parser)(719), 지상파 방송 서비스 가이드 프로세서(725), 모바일 방송 서비스 시그널링 채널 프로세싱 버퍼(buffer) 및 파서(parser)(717), 모바일 방송 서비스 가이드 프로세서(727)는 도 136의 실시예에 대한 설명에서 기재한 바와 같이 동작한다.
통합 시그널링 채널 프로세서(719)는 지상파 방송 서비스를 시그널링하는 데이터와 모바일 방송 서비스를 시그널링하는 데이터를 통합하여 서비스 맵 데이터 베이스(107)에 저장한다.
통합 서비스가이드 프로세서(729) 지상파 방송 서비스의 프로그램을 안내하는 지상파 방송 서비스 가이드 데이터와 모바일 방송 서비스의 프로그램을 안내하는 모바일 방송 서비스 가이드 데이터를 통합하여 서비스 가이드 데이터베이스(109)에 저장한다.
서비스 맵 데이터 베이스(107)는 지상파 방송 서비스들에 대한 정보와 모바일 방송 서비스들에 대한 정보를 모두 포함하는 방송 서비스 리스트를 저장한다.
서비스 가이드 데이터베이스(109)는 지상파 방송 서비스의 프로그램에 대한 정보 모바일 방송 서비스의 프로그램에 대한 정보를 모두 포함하는 서비스 가이드를 저장한다.
지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 스트림 형식인 경우, 도 137의 실시예에서와 같이 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 수신부(101)와 모바일 수신부(103)를 제외한 나머지 구성을 통합할 수 있다. 이를 통해 방송 수신 장치(100)는 사용자에게 모바일 방송 서비스와 지상파 방송 서비스가 통합된 사용자 인터페이스를 효율적으로 제공할 수 있다. 특히 방송 수신 장치(100)는 도 130 내지 도 134에서 설명한 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 모두 포함하는 방송 서비스 리스트를 효율적으로 제공할 수 있다. 또한 방송 수신 장치(100)는 지상파 방송 서비스의 프로그램과 모바일 방송 서비스의 프로그램을 모두 포함하는 방송 서비스 가이드를 효율적으로 제공할 수 있다.
이상에서 실시예들에 설명된 특징, 구조, 효과 등은 본 발명의 적어도 하나의 실시예에 포함되며, 반드시 하나의 실시예에만 한정되는 것은 아니다. 나아가, 각 실시예에서 예시된 특징, 구조, 효과 등은 실시예들이 속하는 분야의 통상의 지식을 가지는 자에 의해 다른 실시예들에 대해서도 조합 또는 변형되어 실시 가능하다. 따라서 이러한 조합과 변형에 관계된 내용들은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
이상에서 실시예를 중심으로 설명하였으나 이는 단지 예시일 뿐 본 발명을 한정하는 것이 아니며, 본 발명이 속하는 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 본 실시예의 본질적인 특성을 벗어나지 않는 범위에서 이상에 예시되지 않은 여러 가지의 변형과 응용이 가능함을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 실시예에 구체적으로 나타난 각 구성 요소는 변형하여 실시할 수 있는 것이다. 그리고 이러한 변형과 응용에 관계된 차이점들은 첨부된 청구 범위에서 규정하는 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (20)

  1. 지상파 방송 서비스를 수신하는 지상파 방송 수신부;
    모바일 통신을 위한 모바일 방송 네트워크를 통해 전송되는 모바일 방송 서비스를 수신하는 모바일 수신부; 및
    상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하도록 제어하는 제어부를 포함하는 방송 수신 장치로서,
    상기 제어부는,
    상기 모바일 수신부를 턴온하여 상기 방송 수신 장치가 상기 모바일 방송 네트워크 커버리지 안에 위치하는 경우 모바일 방송 서비스 리스트를 수신 및 저장하고,
    상기 지상파 방송 수신부를 턴온하여 상기 지상파 방송 서비스를 스캔 및 지상파 방송 서비스 리스트를 저장하고,
    선택된 방송 서비스가 상기 지상파 방송 서비스로부터 상기 모바일 방송 서비스로 전환되는 경우, 상기 지상파 방송 수신부의 턴 오프 타이머를 시작하고, 상기 턴 오프 타이머가 소정의 기준 시간 뒤에 종료되면 상기 지상파 방송 수신부를 턴오프함으로써, 상기 소정의 기준 시간 동안에는 상기 모바일 수신부 및 상기 지상파 방송 수신부를 모두 턴 온 상태로 유지하는,
    방송 수신 장치.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 상기 모바일 방송 네트워크 커버리지에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하도록 제어하는
    방송 수신 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스이고 상기 방송 수신 장치가 상기 모바일 방송 네트워크 커버리지 밖에 위치한 경우, 상기 지상파 방송 서비스를 수신하도록 제어하는
    방송 수신 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 모바일 방송 서비스의 수신에 대한 과금 여부에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하도록 제어하는
    방송 수신 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 상기 방송 수신 장치의 사양에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하도록 제어하는
    방송 수신 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 모바일 방송 신호의 강도와 지상파 방송 신호의 강도에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하도록 제어하는
    방송 수신 장치.
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 방송 수신 장치의 동작 방법에 있어서,
    모바일 수신부를 턴온하여 상기 방송 수신 장치가 모바일 방송 네트워크 커버리지 안에 위치하는 경우 모바일 방송 서비스 리스트를 수신 및 저장하는 단계;
    지상파 방송 수신부를 턴온하여 지상파 방송 서비스를 스캔 및 지상파 방송 서비스 리스트를 저장하는 단계;
    방송 서비스 선택에 대한 사용자 입력을 수신하는 단계; 및
    상기 사용자 입력에 기초하여 지상파 방송 서비스와 모바일 통신을 위한 네트워크를 통해 전송되는 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 단계를 포함하고,
    선택된 방송 서비스가 상기 지상파 방송 서비스로부터 상기 모바일 방송 서비스로 전환되는 경우, 상기 지상파 방송 수신부의 턴 오프 타이머를 시작하고, 상기 턴 오프 타이머가 소정의 기준 시간 뒤에 종료되면 상기 지상파 방송 수신부를 턴오프함으로써, 상기 소정의 기준 시간 동안에는 상기 모바일 수신부 및 상기 지상파 방송 수신부를 모두 턴 온 상태로 유지하는 단계를 더 포함하는,
    동작 방법.
  12. 삭제
  13. 삭제
  14. 제11항에 있어서,
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 단계는
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 상기 모바일 방송 네트워크 커버리지에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 단계를 포함하는
    동작 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 모바일 방송 네트워크 커버리지에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 단계는
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스이고 상기 방송 수신 장치가 상기 모바일 방송 네트워크 커버리지 밖에 위치한 경우, 상기 지상파 방송 서비스를 수신하는 단계를 포함하는
    동작 방법.
  16. 제11항에 있어서,
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 단계는
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 모바일 방송 서비스의 수신에 대한 과금 여부에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 단계를 포함하는
    동작 방법.
  17. 제11항에 있어서,
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 단계는
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 상기 방송 수신 장치의 사양에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 단계를 포함하는
    동작 방법.
  18. 제11항에 있어서,
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 단계는
    상기 지상파 방송 서비스와 상기 모바일 방송 서비스가 동일한 방송 컨텐츠를 전송하는 동일한 서비스인 경우, 모바일 방송 신호의 강도와 지상파 방송 신호의 강도에 기초하여 상기 지상파 방송 서비스와 모바일 방송 서비스를 선택적으로 수신하는 단계를 포함하는
    동작 방법.
  19. 삭제
  20. 삭제
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