DE60301270T2

DE60301270T2 - Vorrichtung und verfahren zur schätzung einer mehrzahl von kanälen

Info

Publication number: DE60301270T2
Application number: DE60301270T
Authority: DE
Inventors: Gunther Auer
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2003-03-27
Filing date: 2003-03-27
Publication date: 2006-07-20
Anticipated expiration: 2023-03-28
Also published as: CN1663211A; WO2004086706A1; DE60301270D1; AU2003212381A1; CN100558095C; EP1488589A1; US20050147025A1; JP4099175B2; US7327812B2; EP1488589B1; JP2006514499A

Description

Die vorliegende Erfindung befindet sich auf dem Gebiet der Telekommunikation und insbesondere auf dem Gebiet der Kanalschätzung bei einem Mehrfacheingangs-Szenario, bei dem ein Empfänger Signale von mehr als einer Sendeantenne empfängt.
Der ständig ansteigende Bedarf an hohen Datenraten, die für heutige und zukünftige Mobilfunkanwendungen notwendig sind, erfordert Techniken für hohe Datenraten, die die verfügbare Bandbreite effizient ausnutzen, oder anders ausgedrückt, die erreichbare Kanalkapazität. Daher haben Mehrfach-Eingangs-Mehrfach-Ausgangs-Sendesysteme (MIMO-Systeme; MIMO = multiple input multiple output) in den letzten Jahren eine große Bedeutung erlangt. MIMO-Systeme verwenden eine Mehrzahl von Sendepunkten, wobei jeder der Sendepunkte eine Sende-Antenne aufweist, und eine Mehrzahl von Empfangspunkten, wobei jeder der Empfangspunkte eine Empfangsantenne aufweist, um Signale zu empfangen, die durch die mehreren Sendepunkte durch unterschiedliche Kommunikationskanäle gesendet werden. Bei MIMO-Techniken, bei denen die Signale, die von verschiedenen Senderantennen auftreffen, getrennt werden müssen, werden Raum-Zeit-Codes oder spezielle Multiplexverfahren verwendet.
Die Signale, die auf jede Empfangsantenne auftreffen, sind die Überlagerung der Signale aus N_T Antennen, wobei N_T eine Anzahl von Sendepunkten bezeichnet. Dies impliziert neue Herausforderungen für die Kanalschätzung. Kanalparameter, wie z. B. eine Kanalimpulsantwort oder eine Kanalübertragungsfunktion sind erforderlich für ein nachfolgendes Verarbeiten der empfangenen Daten. Während die Trennung der Signale, die verschiedenen Sendepunkten entsprechen, wobei jeder derselben eine Sendeantenne aufweist, eine herausfordernde Aufgabe ist, ist die Erweiterung von einem Empfänger mit einer Antenne zu einem System mit mehreren Empfangsan tennen kein Problem, so lange die Signale gegenseitig unkorreliert sind. Die Struktur der Kanalschätzeinheiten ist unabhängig von der Anzahl von Empfangsantennen N_R. Die Erweiterung von einem Mehrfach-Eingangs-Einfach-Ausgangs-Systems (MISO-System; MISO = multiple input single output) zu einem MIMO-System ist das Verwenden von N_R parallelen Kanalschätzeinheiten, eine für jeden Empfangspunkt (Empfangsantenne).
Die Verwendung von kohärenten Sendetechniken bei drahtlosen Systemen erfordert die Schätzung und Verfolgung des Mobilfunkkanals. Da die Signale, die von mehreren Sendeantennen übertragen werden, als gegenseitige Störung beobachtet werden, ist eine Kanalschätzung für MIMO-Systeme unterschiedlich von dem Einzelsendeantennen-Szenario. MIMO-Systeme können mit einem Mehrfachträger-Modulationsschema verwendet werden, um die Kommunikations-Fähigkeit und -Qualität von Mobilfunksystemen weiter zu verbessern. Ein bekannter Vertreter von Mehrfachträger-Modulationstechniken ist die Orthogonal-Frequenz-Multiplextechnik (OFDM-Technik; OFDM = orthogonal frequency division multiplexing). Ein Blockdiagramm eines OFDM-Systems ist in 7 gezeigt.
Eine Mehrfachträger-Modulation bei einem bestimmten Orthogonal-Frequenz-Multiplexen (OFDM) wurde erfolgreich an eine große Vielzahl von digitalen Kommunikationssystemen über die letzten Jahre angewendet. Insbesondere für das Übertragen von großen Datenraten bei einem Rundsende-Szenario (z. B. digitalem TV), wurde das überlegene Verhalten des OFDM bei der Übertragung über Dispersionskanäle ein bedeutender Vorteil. OFDM wurde für verschiedene digitale Rundsende-Standards ausgewählt, z. B. DAB oder DVB-T. Eine andere drahtlose Anwendung von OFDM ist bei drahtlosen lokalen Hochgeschwindigkeitsnetzen (WLAN; WLAN = wireless local area network).
OFDM wurde erstmals in den 1960ern vorgestellt. Eine effiziente Demodulation unter Verwendung der diskreten Fourier- Transformation (DFT) wurde vorgeschlagen von S. Weinstein und P. Ebert, „Data Transmission by Frequency Division Multiplexing Using the Discrete Fourier Transform", IEEE Transactions on Communication Technology, Band COM-19, Seiten 628–634, Oktober 1971. Durch Einfügen eines zyklischen Präfixes in das Schutzintervall (GI; GI = guard interval), das länger ist als die maximale Verzögerung des Kanals, kann eine Intersymbol-Interferenz (ISI) vollständig beseitigt werden und die Orthogonalität des empfangenen Signals wird bewahrt. Da zukünftige Mobilkommunikationssysteme Datenraten unterstützen sollten, die mehrere Male höher sind als gegenwärtige Systeme, bieten Mehrfachträgersysteme mit geeigneter Codierung und Verschachtelung sowohl eine effiziente Implementierung durch die Anwendung der schnellen Fourier-Transformation (FFT) als auch eine ausreichende Robustheit gegen Funkkanalbeeinträchtigungen.
Ein anderer OFDM-basierter Ansatz, genannt Mehrfachträger-Code-Multiplexzugriff (MC-CDMA = multi-carrier code division multiplex access), war das Ausbreiten in der Frequenzrichtung wie zusätzlich zu der OFDM-Modulierung vorgeschlagen wurde, beschrieben in K. Fazel und L. Papke, „On the Performance of Convolutionally-Coded CDMA/OFDM for Mobile Communication Systems", in Proc. IEEE Int. Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications (PIMRC'93), Yokohama, Japan, Seiten 468–472, Sept. 1993. MC-CDMA wurde als ein vielversprechender Kandidat für die Abwärtsverbindung von Vierte-Generation-Systemen erachtet. Ferner wurde ein MC/CDMA-System mit einem variablen Ausbreitungsfaktor vorgeschlagen, wie beschrieben ist in H. Atarashi und M. Sawahashi, „Variable Spreading Factor Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing (VSF-OFCDM)", im 3. Internationalen Workshop zum Thema Multi-Carrier Spread-Spectrum & Related Topics (MC-SS 2001), Oberpfaffenhofen, Deutschland, September 2001.
Für OFDM-basierte MIMO-Systeme wird ein OFDM-Modulator an jedem Sendepunkt eingesetzt, während eine OFDM-Demodulation unabhängig für jeden Empfangspunkt ausgeführt wird. Für OFDM wird der Signalstrom in N_C parallele Teilströme unterteilt. Der i-te Teilstrom, üblicherweise bezeichnet als der i-te Teilträger des ersten Symbolblocks (OFDM-Symbol), wird durch X_l,i bezeichnet. Nach einer Seriell-zu-Parallel-Umwandlung (S/P), die durch einen S/P-Wandler 701 durchgeführt wird, wird eine inverse, diskrete – Fourier-Transformation (DFT) mit N_FFT Punkten durch einen IFFT-Transformator 703 an jedem Block durchgeführt, und nachfolgend wird das Schutzintervall (GI) mit N_GI Abtastwerten durch einen GI-Block 705 eingefügt, um ein Signal X_l,n nach der Parallel-zu-Seriell-Umwandlung (P/5-Umwandlung zu erhalten, die durch einen P/S-Wandler 703 ausgeführt wird. Nach einer Digital-zu-Analog-Umwandlung (D/A-Umwandlung) wird das Signal x(t) über einen Mobilfunkkanal mit einer Impulsantwort h(t,.τ) übertragen. Das empfangene Signal an der Empfangsantenne ν besteht aus überlagerten Signalen von N_T-Sendepunkten. Unter Annahme einer perfekten Synchronisation wird das empfan gene Signal, das auf die Empfangsantenne ν bei Abtastmomenten t = [n + lN_sym]T_spl auftrifft, erhalten.
wobei n(t) additives Gaussches Weißrauschen darstellt und Nsym = N_FFT + N_GI die Anzahl von Abtastwerten pro OFDM-Symbol darstellt. Der Stern-Operator bezeichnet eine Faltung. Das Signal Y_l,n, das durch den Empfänger empfangen wird, wird zuerst seriell-zu-parallel-gewandelt (S/P-gewandelt), durch einen S/P-Wandler 709, und das Schutzintervall wird durch einen GI-Block 711 entfernt. Die Informationen werden wiedergewonnen durch Ausführen einer diskreten Fourier-Transformation (DFT) an dem empfangenen Block von Signalabtastwerten (bei 7 wird ein FFT-Transformator 713 verwendet), um die Ausgabe der OFDM-Demodulation Y_l,I in dem Frequenzbereich zu erhalten. Das empfangene Signal an der Empfangsantenne ν nach einer OFDM-Demodulation ist gegeben durchgeführt
wobei X (μ) / l,i und H (μ,ν) / l,i das übertragene Informationssymbol und die Kanalübertragungsfunktion (CTF; CTF = channel transfer function) der Sendeantenne μ an einem jeweiligen Teilträger i des 1sten OFDM-Symbols bezeichnet. Der Ausdruck N_l,i bezeichnet ein zusätzliches Gaussches Weißrauschen (AWGN; AWGN = additive white Gaussian noise) mit einem Mittelwert Null und einer Varianz N₀.
Beim Senden eines OFDM-Signals über einen Mehrfachweg-Fadingkanal, weist das empfangene Signal unbekannte Amplituden- und Phasen-Abweichungen auf. Für eine kohärente Übertragung müssen diese Amplituden- und Phasen-Abweichungen durch einen Kanalschätzer geschätzt werden.
Im Nachfolgenden wird Bezug auf eine symbolunterstützte Pilot-Kanalschätzung (PACE; PACE = pilot symbol-aided channel estimation) genommen, wo ein Teilsatz der übertragenen Daten zum Übertragen bekannter Informationen reserviert wird, genannt „Pilotsymbole". Diese Piloten werden als Nebeninformationen für eine Kanalschätzung verwendet.
Um das Problem formell zu beschreiben, ist der empfangene Pilot des OFDM-Symbols lD_tan dem (iD_f)-ten Teilträger
wobei
und
das übertragene Pilotsymbol bzw. die Kanalübertragungsfunktion (CTF; CTF = channel transfer function) der Sendeantenne μ, an dem Teilträger i = i ~D_f des l = l ~D th / l OFDM-Symbols bezeichnen. Es sei angenommen, dass die CTF bei der l- und bei der i-Variable abweicht, d. h. bei Zeit und bei Frequenz. Der
Ausdruck bezeichnet additives Gaussches Weißrauschen. Ferner stellt 1 die Anzahl von OFDM-Symbolen pro Rahmen dar, N_C ist die Anzahl von Teilträgern pro OFDM-Signal, D_f und D_t bezeichnen die Pilotbeabstandung bei Frequenz und Zeit, und N_T ist die Anzahl von Sendeantennen. Das Ziel ist das Schätzen von H (μ) / l,i für alle {l, i, μ} innerhalb des Rahmens, in dem Y_l,i gemessen wird. Zusätzlich dazu sind die Symbole X (μ) / l,i an der Position (l,i) = (l ~D_t, i ~D_f) an dem Empfänger bekannt. Die Kanalschätzung umfasst nun verschiedene Aufgaben:

1. Die Trennung von N_T überlagerten Signalen,
2. Eine Interpolation in dem Fall, dass D_t oder D_f größer als Eins sind, und
3. Ein Mitteln über das Rauschen
mit Hilfe des Ausnutzens der Korrelation von

Um H (μ) / l,i zu schätzen, wenn
gegeben ist, bestehen N_C Gleichungen mit N_CN_T Unbekannten, wenn ein OFDM-Symbol betrachtet wird. Somit besteht im Allgemeinen keine einfache Lösung dieses linearen Gleichungssystems. Durch Umwandeln
in den Zeitbereich kann die Anzahl von Unbekannten reduziert werden, wodurch es möglich wird, das resultierende Gleichungssystem in dem Zeitbereich zu lösen. Dieser Ansatz hat den Vorteil, dass eine DFT-basierte Interpolation, die eine Standardtechnik ist, mit einer Schätzung und Trennung von N_T überlagerten Signalen zu einem Schritt kombiniert werden kann, was zu einer rechentechnisch effizienten Schätzung führt.
Für eine Zeitbereichs-Kanalschätzung für MIMO-OFDM-Systeme werden die empfangenen Piloten von einem OFDM-Symbol
vorab mit der konjugierten Komplexe der übertragenen Pilotsequenz
für 1 ≤ i ~ ≤ N ' / P. multipliziert. Dann wird das Ergebnis in den Zeitbereich über eine N ' / P-Punkt IDFT übertragen. Nachfolgend werden die N_T überlagerten Signale durch eine Matrixumkehrung getrennt. Der Zeitbereich-Kanalschätzwert wird erhalten durch Filtern der Ausgabe der IDFT-Operation mit einem FIR-Filter (FIR = finite impulse response = finite Impulsantwort). Die DFT-basierte Interpo lation wird einfach durchgeführt durch Addieren von N_C-Q Nullen für die Kanalimpulsantwort-Schätzwerte (CIR-Schätzwerte; CIR = channel impulse response), d. h., um die Länge des Schätzwerts der Länge Q auf N_C Abtastwerte auszudehnen. Diese Technik wird Null-Auffüllung genannt. Ein N ' / P-Punkt DFT-transformiert den CIR-Schätzwert des Piloten in den Frequenzantwort-Schätzwert des gesamten OFDM-Symbols.
Schätzer, die auf einer diskreten Fourier-Transformation (DFT) basieren, haben den Vorteil, dass eine rechentechnisch effiziente Transformation in der Form der Fourier-Transformation existiert, und dass eine DFT-basierte Interpolation einfach ist.
Das Durchführen der Schätzung im Allgemeinen ist abhängig von der Auswahl der Pilotsymbole. Es ist wünschenswert, einen Satz von Pilotsequenzen auszuwählen, der das Kriterium des minimalen mittleren quadrierten Fehlers (MMSE; MMSE = minimum mean squared error) (der ein Maß des Verhaltens ist) sowie die rechentechnische Komplexität des Schätzers minimiert. Schätzer, die auf dem Kriterium der kleinsten Quadrate (LS; LS = least squares) und MMSE für OFDM-MIMO-Systeme basieren, wurden systematisch hergeleitet durch Y. Gong und K. Letaief in: „Low Rank Channel Estimation for Space-Time Coded Wideband OFDM Systems," in Proc. IEEE Vehicular Technology Conference (VTC'2001-Fall), Atlantic City, USA, Seiten 722–776, 2001.
I. Barhumi u. a. in: „Optimal training sequences for channel estimation in MIMO OFDM systems immobile wireless channels", Internationales Züricher Seminar über Broadband Communications (IZS02), Februar 2002, beschreiben ein Kanal-Schätzungs- und -Verfolgungs-Schema für MIMO-OFDM-Systeme basierend auf Pilottönen. Genauer gesagt beschreiben die Autoren ein Kanalschätzungsschema basierend auf Pilottönen, die orthogonal und phasenverschoben zueinander sind. Obwohl die Pilotsymbole, die in dem oben beschriebe nen Stand der Technik beschrieben sind, eine genaue Kanalschätzung ermöglichen, ist eine enorme rechentechnische Komplexität an dem Empfänger erforderlich, um Matrixumkehrungen auszuführen, die durch den Kanalschätzungs-Algorithmus benötigt werden. Aufgrund dieser hohen rechentechnischen Komplexität kann das Schätzungsschema, das in dem obigen Dokument gemäß dem Stand der Technik beschrieben ist, nicht kostengünstig implementiert werden, so dass der offenbarte Algorithmus nicht für mobile Empfänger in der Massenfertigung geeignet ist.
A. Chheda beschreibt in „On the forward link capacity of a wide band DS-CDMA System with transmit diversity", Proceedings of IEEE ICPWC'2000, 17.Dezember 2000, Seiten 417–421, die Verwendung von Walsh-Codes als Piloten für eine Kanalschätzung.
Y. Li u. a. („Simplified Channel Estimation for OFDM Systems with Multiple Transmit Antennas," IEEE Transactions on Wireless Communications, Band 1, Seiten 67–75, Jan. 2002), schlug ein Kanalschätzungsschema vor für OFDM mit mehreren Sendeantennen, das auf der DFT-Transformation basiert. Genauer gesagt offenbart Li ein Verfahren zum Erzeugen von Pilotsymbolen, die durch mehrere Sende- und Empfangs-Antennen übertragen werden sollen, und an dem Empfänger für eine Kanalschätzung genutzt werden sollen. Diese Pilotsymbole werden erzeugt durch Multiplizieren einer Trainingssequenz mit guten Zeitgebungs- und Frequenz-Synchronisierungs-Eigenschaften mit einer komplexen Sequenz, die eine zusätzliche Phasenverschiebung zwischen den Pilotsymbolen und zwischen den nachfolgenden Werten jedes Pilotsymbols einbringt. Um genauer zu sein, wird jeder Wert einer Trainingssequenz mit einem komplexen Faktor multipliziert, der eine Phasenverschiebung einbringt, wobei die Phasenverschiebung abhängig von einer Zahl ist, die dem Wert zugewiesen ist, der multipliziert wird, von einer Zahl, die dem entsprechenden Sendepunkt zugewiesen ist und von einer Gesamtanzahl von Sendepunkten. Die Pilotsymbole sind ortho gonal und phasenverschoben zueinander. Die Pilotsymbole werden moduliert durch ein OFDM-Schema und gesendet durch eine Mehrzahl von Kommunikationskanälen. An dem Empfänger, der einer einer Mehrzahl von Empfängern ist, umfasst ein Signal, das empfangen wird, eine Überlagerung der Mehrzahl von gesendeten Signalen durch die Mehrzahl von Kommunikationskanälen. Li u. a. präsentiert ferner eine Entwurfsregel für die Pilottöne basierend auf phasenverschobenen Sequenzen, die optimal im Sinn des mittleren quadrierten Fehlers (MSE; MSI = mean squared error) ist. Ferner kann eine Matrixumkehrung, die im Allgemeinen für den Schätzer benötigt wird, durch Auswählen orthogonaler Pilotsequenzen vermieden werden. Aufgrund einer Schwierigkeit zum Erhalten einer perfekten Orthogonalität zwischen Trainingssequenzen jedoch können Matrixumkehrungen notwendig sein.
8 zeigt ein Kanalschätzungsschema gemäß dem Stand der Technik, erdacht von Li, wo der Fall von zwei Sendeantennen betrachtet wird.
Der Kanalschätzer gemäß dem Stand der Technik umfasst eine Mehrzahl von Multiplizierern, wobei 8 nur drei Multiplizierer zeigt, die dem k-ten Wert einer n-ten empfangenen Sequenz r[n,k] zugeordnet sind. Ein erster Multiplizierer 901, ein zweiter Multiplizierer 903 und ein dritter Multiplizierer 905, die parallel angeordnet sind, umfassen einen ersten und zweiten Eingang bzw. Ausgang. Der Ausgang des ersten Multiplizierers 901 ist mit einem ersten Block 709 einer inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) verbunden, der Ausgang des zweiten Multiplizierers 903 ist mit einem zweiten IFFT-Block 909 verbunden, und der Ausgang des dritten Multiplizierers 905 ist mit dem dritten IFFT-Block 911 verbunden. Es sollte hier erwähnt werden, dass insgesamt K Multiplizierer mit jedem IFFT-Block verbunden sind, wobei K eine Länge einer empfangenen Sequenz in dem Frequenzbereich bezeichnet, und eine Gesamtanzahl von 3K Eingangssignalen zu den drei IFFT-Blöcken geliefert wird. Jeder der IFFT-Blöcke 907, 909 und 911 ist wirksam, um einen inversen schnellen Fourier-Algorithmus jeweils angelegt an K Eingangswerte auszuführen. Ferner umfasst jeder der IFFT-Blöcke 907, 909 und 911 eine Anzahl von Ausgängen, wobei nur die ersten K₀ Ausgänge jedes IFFT-Blocks verwendet werden. Die jeweiligen verbleibenden Ausgänge sind z. B. mit Masse verbunden.
K₀ Ausgänge des ersten IFFT-Blocks 907 sind mit einem ersten Schätzblock 913 verbunden, und die ersten K₀-Ausgänge es dritten IFFT-Blocks 911 sind mit einem zweiten Schätzblock 915 verbunden. Die K₀ Ausgänge des zweiten IFFT-Blocks 909 sind mit dem ersten Schätzblock 913 bzw. mit dem zweiten Schätzblock 915 verbunden. Der erste Schätzblock 913 und der zweite Schätzblock 915 weisen K₀ Ausgänge auf, wobei jeder der Ausgänge mit einem entsprechenden Filter 917 einer Mehrzahl von Filtern verbunden ist, wobei jeder der Filter einen Ausgang aufweist. Die K₀ Ausgänge der Filter 917, die dem ersten Schätzblock 913 entsprechen, sind mit einem ersten Fourier-Transformations-Block (FFT-Block) 917 verbunden, und die K₀ Ausgänge des Filters 917, die dem zweiten Schätzblock 915 entsprechen, sind mit einem zweiten FFT-Block 921 verbunden. Der erste FFT-Block 919 und der zweite FFT-Block 921 weisen K Ausgänge auf, wobei K wie oben erwähnt die Anzahl von Teilträgern ist. Ferner, aufgrund des von Li beschriebenen vereinfachten Algorithmus, sind die Ausgänge der ersten Filter 917, die dem ersten Schätzblock 913 entsprechen, mit dem zweiten Schätzblock 915 verbunden, und die Ausgänge des Filters 917, die dem zweiten Schätzblock 915 entsprechen, sind ferner mit dem ersten Schätzblock 913 verbunden, so dass eine Mehrzahl von Rückkopplungsschleifen eingerichtet ist.
Wie oben erwähnt zeigt 8 ein Beispiel des Schätzers gemäß dem Stand der Technik für den Fall von zwei Sendeantennen, so dass das empfangene Signal r[n,k] eine Überlagerung von zwei gesendeten Signalen ist, die möglicherweise durch Kanalrauschen verfälscht sind. Das empfangene Signal wird in zwei empfangene Signale gespalten, durch eine Spalteinrichtung, die in 8 nicht gezeigt ist. Die Kopien der empfangenen Signale werden dann mit den komplex konjugierten Signalen multipliziert, die den entsprechenden Sendeantennen entsprechen. Ferner wird das Pilotsymbol, das durch die erste Sendeantenne gesendet wird, mit einer komplex konjugierten Version des Pilotsymbols multipliziert, das durch die zweite Antenne gesendet wird. Genauer gesagt werden die K Werte der ersten Kopie des empfangenen Signals mit K Werten der komplex konjugierten Version des Pilotsymbols multipliziert, das durch die erste Antenne gesendet wird. Die K Werte der zweiten Version des empfangenen Signals werden mit K Werten der komplex konjugierten Version des Pilotsymbols multipliziert, das durch die zweite Sendeantenne gesendet wird. Ferner werden die K Werte des Pilotsymbols, das durch die erste Antenne gesendet wird, mit K komplex konjugierten Werten des Pilotsymbols multipliziert, das durch die zweite Sendeantenne gesendet wird, um Zwischenwerte zu erhalten, die durch den nachfolgenden Kanalschätz-Algorithmus benötigt werden.
Wie oben erwähnt wurde, werden alle Multiplikationen parallel durchgeführt, so dass die K Ergebnisse von den Multiplizierern 901 zu dem ersten IFFT-Block 907 zugeführt werden. K Ergebnisse von den K Multiplizierern 903 werden zu dem zweiten IFFT-Block 909 zugeführt. K Ergebnisse von den K Multiplizierern 905 werden zu dem dritten IFFT-Block 911 zugeführt. Jeder entsprechende IFFT-Block ist wirksam, um eine inverse schnelle Fourier-Transformation auszuführen, um die Frequenzbereichs-Eingangssignale in Zeitbereichs-Ausgangssignale umzuwandeln.
Der erste und der zweite Schätzblock 913 und 915 sind wirksam, um einen Kanalschätz-Algorithmus basierend auf der Mehrzahl der Eingangssignale auszuführen. Genauer gesagt empfängt der erste Schätzblock 913 3K₀ Eingangssignale, um K₀ Ausgangssignale zu erzeugen, die der Kanalimpulsantwort des ersten Kanals von der ersten Sendeantenne zu der betrachteten Empfangsantenne entsprechen. Der zweite Schätz block 915 empfängt auf analoge Weise 3K₀ Eingangssignale, um K₀ Ausgangswerte zu erzeugen, die dem zweiten Kommunikationskanal von der zweiten Sendeantenne zu der Empfangsantenne entsprechen. Die entsprechenden K₀ Ausgangswerte werden dann durch Filter 917 gefiltert.
Wie oben angegeben, werden die entsprechenden Ausgangssignale von den Filtern zurück zu dem ersten und zweiten Kanalschätzblock 913 und 915 zugeführt, da die Kanalschätzblöcke 913 und 915 wirksam sind, um die Kanalimpulsantwort der entsprechenden Kommunikationskanäle zu schätzen, basierend auf vorangehend berechneten Werten und auf aktuellen Werten, die von den IFFT-Blöcken erhalten werden. Jeder Schätzblock wendet einen Schätz-Algorithmus an, wo Matrixmal-Vektor-Multiplikationen anstelle von Matrixumkehrungen durchgeführt werden, um gewünschte Kanalimpulsantworten zu berechnen. Nach einem Filtern und Null-Ausfüllen zu einer Länge, die durch die nachfolgende schnelle Fourier-Transformation benötigt wird, wird eine Kanalübertragungsfunktion des ersten und des zweiten Kommunikationskanals erhalten.
Wie oben angegeben ist, vermeidet Li die Matrixumkehrungen durch Einbringen eines iterativen Schemas, wo Matrix-mal-Vektor-Multiplikationen auftreten, und durch Ausnutzen der Orthogonalität der Pilotsymbole. Um jedoch zwei Kanalimpulsantworten zu berechnen, die den zwei Kommunikationskanälen entsprechen, werden drei inverse schnelle Fourier-Transformationen, eine Spalteinrichtung und 3K Multiplizierer benötigt. Ferner weist der Kanalschätzungs-Algorithmus, der durch Li angewendet wird, trotzdem eine hohe Komplexität aufgrund der erforderlichen Matrix-mal-Vektor-Multiplikationen auf. Somit erhöht sich mit einer ansteigenden Anzahl von Sendeantennen die Komplexität des komplizierten Schätzungsschemas, das von Li vorgeschlagen wird, rapide, aufgrund der hohen Anzahl von komplexwertigen Multiplikationen. Zusätzlich dazu ist die Multiplikation der zwei Pilotsymbole gefolgt durch eine inverse Fourier- Transformation notwendig, um eine Mehrzahl von Zwischenwerten zu liefern, die für eine Kanalschätzung erforderlich sind. Somit können die Schätzblöcke 913 und 915 nicht unabhängig arbeiten, so dass zusätzliche Zeitgebungs- und Steuer-Operationen notwendig sind.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Konzept für eine Kanalschätzung mit reduzierter Komplexität zu schaffen.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Vorrichtung zum Schätzen einer Mehrzahl von Kanälen gemäß Anspruch 1 oder eine Vorrichtung zum Schaffen einer Mehrzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen gemäß Anspruch 24 oder eine Vorrichtung zum Schaffen einer Anzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen gemäß Anspruch 25 oder ein Verfahren zum Schätzen einer Mehrzahl von Kanälen gemäß Anspruch 26 oder ein Verfahren zum Schaffen einer Mehrzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen gemäß Anspruch 27 oder ein Verfahren zum Schaffen einer Anzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen gemäß Anspruch 28 oder ein Verfahren zum Schaffen einer Anzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen gemäß Anspruch 29 oder ein Computerprogramm gemäß Anspruch 30.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass eine Kanalschätzung basierend auf zueinander orthogonalen und phasenverschobenen Pilotsymbolen effizient ausgeführt werden kann durch Übersetzen der Phasenverschiebungen in Verzögerungen, wobei ein Eingangssignal, das eine Überlagerung einer Mehrzahl von Signalen umfasst, basierend auf den Pilotsequenzen, die durch eine Mehrzahl von Kommunikationskanälen übertragen werden, in ein transformiertes Signal transformiert wird, so dass die Phasenverschiebungen zwischen der Mehrzahl von Pilotsymbolen in Verzögerungen übersetzt werden. Somit kann ein Satz von diskreten Werten der transformierten Signale in eine Mehrzahl von Gruppen unterteilt werden, wobei jede Gruppe eine Verzögerung im Hinblick auf die vorangehenden Gruppen aufweist, wobei jede Gruppe Kanalinformationen eines Kanals darstellt. Genauer gesagt hat sich herausgestellt, dass ein einzelner Transformator zum Transformieren der Phasenverschiebungen in Verzögerungen angewendet werden kann, da die verzögerten Gruppen tatsächlich Kanalinformationen umfassen, d. h. eine Kanalimpulsantwort eines Kommunikationskanals, wenn eine Phasenverschiebung-zu-Verzögerung-Transformation ausgeführt wird. Daher, durch Ausnutzen der einzelnen Verzögerungen, um die Gruppen auszuwählen, können die Kanalinformationen direkt von den ausgewählten Gruppen unter Verwendung von einem einzelnen Transformator erhalten werden.
Der Einfachheit halber wird nachfolgend nur ein Empfangspunkt, der die Mehrzahl von Empfangspunkten darstellt, erörtert. Es sollte jedoch hier betont werden, dass die nachfolgende Erörterung und Ergebnisse an eine Mehrzahl von Empfangspunkten auf einfache Weise angewendet werden können. Ferner wird nachfolgend ein OFDM-Sendesystem betrachtet. Die vorliegende Erfindung kann jedoch ebenfalls an eine Kanalschätzung bei Einzelträger-Modulationssystemen oder bei Mehrfachkanal-Modulationstechniken angewendet werden, die sich von OFDM unterscheiden. Zu diesem Zweck wird vorzugsweise ein Schutzintervall verwendet, so dass verhindert wird, dass das gesendete Einzelträgersymbol durch das empfangene Signal von einer Intersymbol-Interferenz beeinträchtigt wird.
Bezug nehmend wiederum auf den Fall von zwei Sendepunkten leitet eine erfinderische Vorrichtung zum Schätzen einer Mehrzahl von Kanälen von einer Mehrzahl von einzelnen Sendepunkten zu einem Empfangspunkt ein Eingangssignal von einem Signal her, das an der Antenne des Empfangspunkts empfangen wird. Das Eingangssignal umfasst eine Überlagerung eines ersten Signals, basierend auf einer ersten Pilotsequenz, die von einem ersten Sendepunkt gesendet werden kann, und eines zweiten Signals, basierend auf einer zweiten Pilotsequenz, die von einem zweiten Sendepunkt gesendet werden kann. Die erste Pilotsequenz und die zweite Pilotsequenz sind orthogonal zueinander innerhalb eines vorbestimmten Orthogonalitätsbereichs. Wenn die erste Pilotsequenz und die zweite Pilotsequenz genau orthogonal zueinander sind, dann ist ein inneres Produkt dieser zwei Sequenzen gleich 0. Da jedoch eine perfekte Orthogonalität schwierig zu erreichen ist, ist es zulässig, dass ein absoluter Wert eines inneren Produkts der ersten Pilotsequenz und der zweiten Pilotsequenz größer als oder gleich 0 ist, aber vorzugsweise kleiner als 0,2. Somit wird der vorbestimmte Orthogonalitätsbereich definiert durch ein Intervall mit einem ersten Wert gleich 0 und dem letzten Wert gleich 0,2.
Wenn die erste und die zweite Pilotsequenz eine zusätzliche Phasenverschiebung zueinander aufweisen, dann übersetzt ein Transformator zum Transformieren des Eingangssignals in ein transformiertes Signal die Phasenverschiebungen in eine Verzögerung, so dass eine erste Gruppe eines Satzes von diskreten Werten des transformierten Signals Kanalinformationen eines ersten Kanals von dem ersten Sendepunkt zu dem Empfangspunkt umfasst, und eine zweite Gruppe des Satzes von diskreten Werten Kanalinformationen eines zweiten Kanals von dem zweiten Sendepunkt zu dem Empfangspunkt umfasst. Somit, wie oben angegeben ist, werden die ersten Kanalinformationen extrahiert einfach durch Auswählen der ersten Gruppe aus dem Satz von diskreten Werten, und die zweiten Kanalinformationen werden extrahiert durch Auswählen der zweiten Gruppe aus dem Satz von diskreten Werten. Um ausgewählte Gruppen zu erhalten, weist die erfinderische Vorrichtung ferner einen Selektor auf zum Auswählen der ersten und der zweiten Gruppe basierend auf der Verzögerung zwischen der ersten und der zweiten Gruppe. Basierend auf den ausgewählten Gruppen können die Kanalinformationen durch eine Einrichtung zum Bestimmen von Kanalinformationen bestimmt werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Eingangssignal durch den Transformator transformiert, um die Phasenver schiebung in eine Verzögerung zu übersetzen. Vorzugsweise ist der Transformator wirksam, um eine Fourier-Transformation auszuführen, da eine Phasenverschiebung in dem Frequenzbereich in eine Verzögerung in dem Zeitbereich übersetzt wird, z. B. durch eine inverse diskrete Fourier-Transformation, und umgekehrt. Somit wird das resultierende Zeitbereichssignal nach der inversen Fourier-Transformation verzögert, wenn die Pilotsequenzen in dem Frequenzbereich phasenverschoben sind. Ferner ist durch Zuweisen einer bestimmten Phasenverschiebung zu jeder Pilotsequenz die entsprechende Verzögerung in dem Zeitbereich abhängig von der Sendeantenne. Vorausgesetzt, dass N ' / P ≥ N_TQ wobei N ' / P eine Anzahl von diskreten Werten des Eingangssignals bezeichnet, und durch Verwenden entsprechender Sätze der phasenverschobenen Sequenzen, können die N_T überlagerten Signale einfach getrennt werden durch Ausführen einer inversen diskreten Fourier-Transformation.
Während der obige Schätzer auch offenbart von Li u. a. Vorab-Multiplikationen und eine Mehrzahl von IDFT-Operationen erfordert, ist nur eine IDFT-Operation erforderlich, um N_T überlagert Signale durch das erfinderische Schätzungsschema zu trennen. Der verbleibende Teil des Empfängers wird nicht durch diese Modifikation beeinträchtigt. Obwohl bestimmte phasenverschobene Sequenzen perfekt geeignet sind in dem Zeitbereich für eine OFDM-Kanalschätzung, können auch andere orthogonale Sequenzen, wie z. B. Sequenzen, hergeleitet von Hadamard-Matritzen, ebenfalls als die vorgeschlagene, vereinfachte Empfängerstruktur angewendet werden, wobei einige Modifikationen zu einer geringen zusätzlichen Verarbeitung in dem Zeitbereich führen, was später beschrieben wird.
Im Allgemeinen ist eine bedeutende Verbesserung der vorgeschlagenen Empfängerstruktur im Vergleich zu der Empfängerstruktur gemäß dem Stand der Technik die Vereinfachung des Schätzer-Front-Ends. Diese Vereinfachung hat keine negativen Auswirkungen auf das Verhalten des Kanalschätzers.
Ferner, wenn die phasenverschobenen Pilotsequenzen entsprechend entworfen sind, dann kann das Kanalschätzungsschema weiter vereinfacht werden, da phasenverschobene Pilotsequenzen perfekt zu einer Fourier-Transformation passen, im Hinblick auf ein Trennen der N_T überlagerten Signale, ohne eine wesentliche weitere Verarbeitung.
Zusätzlich dazu hat eine ansteigende Anzahl von Sendepunkten nur eine geringe Auswirkung auf eine Komplexität des erfinderischen Kanalschätzungsschemas, da unabhängig von der Anzahl von Sendepunkten nur ein Transformator erforderlich ist, um das Eingangssignal in das transformierte Signal zu transformieren, so dass die Phasenverschiebungen in Verzögerungen übersetzt werden. Dementsprechend wird nur ein Selektor angewendet, um die ausgewählten Gruppen auszuwählen. Dies ist eine bedeutende Komplexitätsreduzierung im Vergleich zum Stand der Technik, der oben erörtert wurde, da die Komplexität des Kanalschätzungsschemas sich gemäß dem Stand der Technik schnell erhöht mit einer sich erhöhenden Anzahl von Sendepunkten, aufgrund der erforderlichen Mehrzahl von IDFT-Transformataoren, um die Mehrzahl von (vormultiplizierten) Kopien des empfangenen Signals zu transformieren, und um eine weitere Mehrzahl von Zwischenwerten zu erhalten, die durch die Mehrzahl von Kanalschätzungsblöcken benötigt werden.
Ferner weist die erfinderische Vorrichtung keine Spalteinrichtung auf, da nur ein Eingangssignal direkt transformiert wird, was zu einer weiteren Komplexitätsreduzierung führt. Ferner, da nur ein Transformator verwendet wird, ist eine optionale Vorverarbeitung des Eingangssignals vor einer Transformation (Fenstern, Null-Ausfüllen, etc.) einfacher.
Ferner müssen aufgrund des erfinderischen Kanalschätzungsschemas bedeutend weniger Multiplikationen oder überhaupt keine Multiplikationen durchgeführt werden, was zu einer weiteren bedeutenden Komplexitätsreduzierung führt, wenn das Eingangssignal nicht vorab multipliziert wird durch eine Mehrzahl von komplex konjugierten Pilotsequenzen. Wenn die Pilotsequenzen vor-multipliziert werden durch eine Verwürfelungssequenz, um bessere Sendecharakteristika des zu sendenden Signals zu erreichen, dann müssen nur die Werte eines Eingangssignals vor-multipliziert werden zum Beseitigen des Einflusses der Verwürfelungssequenz. Wenn keine Vor-Multiplizierung durchgeführt wird, dann sind keine Multiplikationen vor dem Transformieren notwendig. Im Gegensatz dazu benötigt das Kanalschätzungsschema gemäß dem Stand der Technik immer eine Mehrzahl von Multiplikationen, wie oben beschrieben ist.
Ferner wird das erfinderische Kanalschätzungsschema vereinfacht, da das transformierte Signal eigentlich die Kanalinformationen enthält. Daher sind keine Matrixumkehrungen oder Matrix-mal-Vektor-Multiplikationen notwendig, was die Komplexität weiter reduziert.
Weiterhin kann das erfinderische Kanalschätzungsschema an beliebige orthogonale Sequenzen mit unterschiedlichen Phasenverschiebungen zueinander angewendet werden, vorausgesetzt, dass diese Phasenverschiebungen an dem Sendepunkt bekannt sind. Da diese unterschiedlichen Phasenverschiebungen in den Verzögerungen transformiert werden, kann der erfinderische Selektor immer geeignete Gruppen aus einer Mehrzahl von verzögerten diskreten Werten auswählen, sogar wenn die diskreten Werte, die zu einer bestimmten Gruppe gehören, einander nicht folgen.
Ferner kann das Verhalten des vorgeschlagenen Kanalschätzungsschemas ferner verbessert werden durch Liefern einer Mehrzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Um einen i-ten Wert einer Pilotsequenz zu berechnen, der durch einen Sendepunkt aus einer Anzahl von Sendepunkten gesendet werden soll, weist die erfindungsgemäße. Vorrichtung zum Liefern einer Mehrzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen eine Einrichtung auf zum Berechnen einer Pilotsequenz, die wirksam ist, um vorbestimmte Phasenverschiebungen zwischen aufeinanderfolgenden Werten der Pilotsequenz, die übertragen werden soll, und vorbestimmte Phasenverschiebungen zwischen den Pilotsequenzen zu erzeugen.
Genauer gesagt werden die Phasenverschiebungen zwischen aufeinanderfolgenden Werten der Pilotsequenz, die übertragen werden soll, derart erzeugt, dass die Phasenverschiebung zwischen aufeinanderfolgenden Werten der Pilotsequenz negativ im mathematischen Sinn ist. Ferner hängt die Phasenverschiebung zwischen den aufeinanderfolgenden Werten von einer Zahl ab, die dem entsprechenden Wert in der Pilotsequenz zugeordnet ist.
Zusätzlich dazu, um Phasenverschiebungen zwischen der Mehrzahl von Pilotsequenzen zu erzeugen, hängen die Phasenverschiebungen zwischen aufeinanderfolgenden Werten in einer bestimmten Pilotsequenz ebenfalls von einer Zahl ab, die einem Sendepunkt zugeordnet ist, wobei die Zahl durch eine Gesamtanzahl von Sendepunkten geteilt wird. Ferner werden die erzeugten Pilotsequenzen vorzugsweise durch die selbe Verwürfelungssequenz verwürfelt, wobei die Länge der Verwürfelungssequenz gleich der Länge der Pilotsequenzen ist, wobei jeder Wert der Pilotsequenz, die erzeugt werden soll, mit einem entsprechenden Wert der Verwürfelungssequenz multipliziert wird. Somit umfassen alle Pilotsequenzen die selbe möglicherweise komplexwertige Verwürfelungssequenz, die eine zusätzliche Phasenverschiebung und Amplituden-Modulation einbringt. Daher kann an dem Empfangspunkt die zusätzliche Phasenverschiebung, die durch die Verwürfelungssequenz eingebracht wird, durch Anwenden eines einzelnen Multiplizierers beseitigt werden, einfach durch Multiplizieren des Eingangssignals mit einer komplex konjugierten Version der Verwürfelungssequenz. Ferner ist die erfinderische Phasenverschiebung zwischen jedem nachfolgenden Wert jeder Pilotsequenz geeignet für eine inverse diskrete Fourier-Transformation, um die Phasenverschiebungen in Verzögerungen zu übersetzen, da die erfinderische Phasenverschiebung zwischen aufeinanderfolgenden Werten jeder Pilotsequenz, die gesendet werden soll, in einem mathematischen Sinn negativ ist und somit ein perfektes Gegenstück der IDFT ist (Übersetzen von Phasenverschiebungen in Verzögerungen), da die IDFT eine Phasenverschiebung in einem positiven mathematischen Sinn einbringt. Somit kann eine vereinfachte DFT basierend auf einem Kanalschätzschema ausgeführt werden.
Ferner, um das Kanalschätzschema zu vereinfachen, das an dem Empfangspunkt verwendet wird, können geeignete orthogonale Sequenzen als Pilotsequenzen (Pilotsymbole) verwendet werden. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weist eine Vorrichtung zum Schaffen einer Anzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen, die für eine Kanalschätzung verwendet werden sollen, eine Einrichtung zum Erzeugen einer Hadamard-Matrix mit einer Anzahl von Spalten auf, wobei jede Spalte orthogonal zu den anderen Spalten ist, wobei die Anzahl von Spalten der Anzahl von unterschiedlichen Pilotsymbolen entspricht. Basierend auf den Spalten der Hadamard-Matrix können die unterschiedlichen Pilotsequenzen z. B. berechnet werden durch eine zyklische Erweiterung jeder Spalte der Hadamard-Matrix, wobei jede Pilotsequenz von einer anderen Spalte der Hadamard-Matrix hergeleitet wird. Da die erzeugten Pilotsequenzen eine vorbestimmte Phasenverschiebung zueinander aufweisen, werden diese Phasenverschiebungen in Verzögerung an dem Empfänger übersetzt, z. B. durch Anwenden einer inversen diskreten Fourier-Transformation, um diskrete Werte zu erhalten und um Gruppen auszuwählen, die Kanalinformationen aus den verzögerten diskreten Werten enthalten. Ferner ist dieser Lösungsansatz geeignet für Mehrfachträger-Code-Multiplexzugriff-Sendesysteme (MC-CDMA; multi-carrier code division multiplex access transmission systems), wo eine Ausbreitung in der Frequenzrichtung zusätzlich zu der OFDM-Modulation eingebracht wird. Um ein Ausbreiten in der Frequenzrichtung einzubringen, können orthogonale Signale basierend auf Spalten einer Hadamard-Matrix angewendet werden, was ein Kanalschätzungsverfahren vereinfacht, da die selbe Sequenz zum Ausbreiten in der Frequenzrichtung und für eine Kanalschätzung mit reduzierter Komplexität angewendet werden kann. Der erfinderische Lösungsansatz ist ferner geeignet für eine Kanalschätzung bei Mehrfachzugriff-Sendesystemen, wie z. B. FDMA (frequency division multiple access = Frequenzvielfach-Zugriffsverfahren) oder TDMA (time division multiple access = Zeitvielfach-Zugriffsverfahren).
Weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden detailliert Bezug nehmend auf die nachfolgenden Figuren beschrieben, in denen:
1 ein Blockdiagramm einer erfinderischen Vorrichtung zum Schätzen einer Mehrzahl von Kanälen zeigt;
2 eine bevorzugte Transformation eines Eingangssignals in eine Mehrzahl von verzögerten Gruppen demonstriert;
3 ein Blockdiagramm einer weiteren erfinderischen Vorrichtung zeigt zum Schaffen einer Mehrzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen;
4 ein Blockdiagramm einer erfinderischen Vorrichtung zeigt zum Schaffen einer Anzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen;
5 ein Blockdiagramm einer weiteren erfinderischen Vorrichtung zeigt zum Liefern einer Anzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen;
6 eine Pilot-Gitterstruktur zeigt;
7 ein OFDM-Modulations- und -Demodulations-Schema demonstriert; und
8 ein Blockdiagramm von Kanalschätzungsschemata gemäß dem Stand der Technik zeigt.
Die Vorrichtung, die in 1 gezeigt ist, weist einen Multiplizierer 101 auf, der zwei Eingänge und einen Ausgang aufweist. Der Ausgang des Multiplizierers 101 ist mit einem Transformator 103 verbunden, der eine Mehrzahl von Ausgängen zum Liefern eines transformierten Signals aufweist. Die Mehrzahl von Ausgängen des Transformators 103 ist mit einem Selektor 105 verbunden, der einen Steuereingang 104 aufweist, der Verzögerungsinformationen für eine ordnungsgemäße Gruppenauswahl liefert. Der Selektor 105 weist eine Mehrzahl von Ausgängen auf, wobei eine Anzahl von Ausgängen gleich einer Anzahl von Eingängen des Selektors 105 ist und somit gleich einer Anzahl von Ausgängen des Transformators 103. Die Mehrzahl von Ausgängen des Selektors 105 ist mit einer Einrichtung 107 verbunden zum Bestimmen von Kanalinformationen, wobei die Einrichtung 107 eine Mehrzahl von Ausgängen aufweist.
Die Vorrichtung, die in 1 gezeigt ist, demonstriert das erfindungsgemäße Niedrigkomplexitäts-Kanalschätzschema basierend auf Pilotsignalen, die orthogonal zueinander innerhalb des vorbestimmten Orthogonalitätsbereichs sind und eine Phasenverschiebung zueinander aufweisen. Wenn die Pilotsequenzen, die aus Pilotsymbolen bestehen, wobei jede der Pilotsequenzen einem einer Mehrzahl von Sendepunkten entspricht, durch die selbe komplexe Amplitudensequenz verwürfelt werden, dann umfassen die Pilotsequenzen eine komplexe Amplitudensequenz und Phaseninformationen. Die Sendepunkte senden dann Signale basierend auf den Pilotsequenzen durch eine Mehrzahl von Kommunikationskanälen, wobei vor dem Senden die Pilotsequenzen z. B. unter Verwendung eines OFDM-Modulationsschemas moduliert werden. Ein Signal, das an einem Empfangspunkt empfangen wird (nicht gezeigt in 1) umfasst eine Überlagerung der Mehrzahl von gesendeten Signalen und möglicherweise eine Mehrzahl von überlagerten Verzerrungssignalen, die Kanalrauschen darstellen. Nach einer Demodulation, die durch Anwenden eines OFDM-Demodulationsschemas durchgeführt wird, wird ein empfangenes Signal, das in 1 gezeigt ist, erhalten. Der Multiplizierer 101 ist somit wirksam, um das empfangene Signal mit einer komplex konjugierten Version der Amplitudensequenz (Verwürfelungssequenz) zu multiplizieren, um die Amplituden-Informationen und Phasenverschiebung zu beseitigen, die in jede der Pilotsequenzen durch Verwürfelung eingebracht werden. Das empfangene Signal ist ein Satz aus aufeinanderfolgenden diskreten empfangenen Signalwerten und der Multiplizierer 101 ist wirksam, um eine einzelne komplexe Multiplikation für jeden Wert des Satzes von aufeinanderfolgenden, diskreten empfangenen Signalwerten und einem entsprechenden Wert eines Satzes von aufeinanderfolgenden diskreten komplex konjugierten Amplitudensignalwerten auszuführen, so dass nach einer Anzahl von einzelnen komplexen Multiplikationen ein Satz von aufeinanderfolgenden diskreten Eingangswerten eines Eingangssignals erhalten wird.
Das Eingangssignal umfasst eine Überlagerung von Signalen basierend auf einer Mehrzahl von Pilotsequenzen, z. B. basierend auf einer ersten, einer zweiten und einer dritten Pilotsequenz, die von einem ersten, einem zweiten und einem dritten Sendepunkt gesendet werden. Somit enthält das Eingangssignal Phasenverschiebungen der Pilotsequenzen, wobei die Phasenverschiebungen nicht durch weitere Vor-Multiplikationen entfernt werden. Statt dessen wird das Eingangssignal zu dem Transformator 103 geliefert, der wirksam ist, um die Phasenverschiebungen in Verzögerungen zu übersetzen.
Der Transformator 103 kann ein beliebiger Transformator sein, der in der Lage ist, Phasenverschiebungen in Verzögerungen zu übersetzen. Zum Beispiel führt der Transformator 103 eine Fourier-Transformation oder eine schnelle Fourier-Transformation oder eine diskrete Fourier-Transformation oder eine inverse Fourier-Transformation oder eine inverse schnelle Fourier-Transformation oder eine inverse diskrete Fourier-Transformation des Eingangssignals durch. Genauer gesagt ist das Eingangssignal ein Satz aus aufeinanderfolgenden Eingangssignalwerten und der Transformator ist wirksam, um den Satz aus aufeinanderfolgenden Eingangssignalwerten in das transformierte Signal zu transformieren, das ein Satz aus diskreten Werten ist, wobei eine Gesamtanzahl von diskreten Werten des Satzes aus diskreten Werten des transformierten Signals gleich einer Gesamtanzahl von Eingangssignalwerten in dem Satz von Eingangssignalwerten ist.
Somit ist der Transformator wirksam, um einen einzelnen Transformations-Algorithmus auszuführen, der an den Satz von diskreten Werten angewendet wird, wobei der Transformations-Algorithmus z. B. einer der Algorithmen sein kann, die oben erwähnt wurden, die an die Gesamtanzahl von Eingangssignalwerten angewendet werden. Die Länge des Eingangssignals entspricht einer Länge einer Trainings- oder Pilotsequenz multipliziert mit einer Gesamtanzahl von Sendepunkten. Somit ist die Länge es transformierten Signals gleich der Länge des Eingangssignals.
Der Selektor 105 wählt eine Anzahl aus Gruppen aus, wobei die Anzahl von Gruppen gleich der Gesamtanzahl von Sendepunkten ist, um ausgewählte Gruppen zu erhalten, wobei jede Gruppe aus einer gleichen Anzahl von aufeinanderfolgenden diskreten Werten des Satzes aus diskreten Werten des transformierten Signals besteht. Der Selektor ist wirksam, um eine Anzahl von aufeinanderfolgenden diskreten Werten als eine Gruppe auszuwählen, wobei die Anzahl von aufeinanderfolgenden, diskreten Werten gleich der Gesamtanzahl von diskreten Werten des transformierten Signals geteilt durch die Gesamtanzahl von Sendepunkten ist, wobei die Gesamtan zahl von diskreten Werten durch den Transformator erhalten wird.
Zum Beispiel ist der Selektor wirksam, um Gruppen derart auszuwählen, dass ein erster diskreter Wert des Satzes von diskreten Werten ein erster diskreter Wert in einer ersten Gruppe an dem Ausgang des Selektors ist und ein erster diskreter Wert einer zweiten Gruppe von diskreten Werten ein diskreter Wert in dem Satz von diskreten Werten ist, die einem diskreten Wert folgen, der die höchste Ordnung der Werte aufweist, die ausgewählt werden, um die erste Gruppe zu erhalten, wobei die erste Gruppe und die zweite Gruppe entsprechende unterschiedliche Verzögerungen aufweisen, wobei die Verzögerungen durch den Transformator erhalten werden. Wenn das Eingangssignal auf eine überlagerte Weise ein drittes Signal umfasst, das auf einer dritten Pilotsequenz basiert, die von einem dritten Sendepunkt gesendet werden kann, übersetzt der Transformator eine weitere Phasenverschiebung der dritten Gruppe in eine weitere Verzögerung, so dass eine dritte Gruppe des Satzes von diskreten Werten Kanalinformationen eines dritten Kanals von dem dritten Sendepunkt zu dem Empfangspunkt umfasst und der Selektor die dritte Gruppe aus dem Satz von diskreten Werten auswählt, um eine ausgewählte dritte Gruppe zu erhalten, die eine weitere Verzögerung aufweist, die der dritten Gruppe zugeordnet ist. Somit, wenn das Eingangssignal eine Mehrzahl von überlagerten Signalen umfasst, die einer Mehrzahl von Sendepunkten entsprechen, wählt der Selektor 105 eine weitere Gruppe der Mehrzahl von Gruppen auf der Basis einer Verzögerung aus, die der weiteren Gruppe entspricht, wie in 1 gezeigt ist.
Die Gruppen, die durch den Selektor basierend auf Verzögerungsinformationen über den Steuereingang 104 oder basierend auf einer festen Einstellung ausgewählt werden (in diesem Fall ist kein Steuereingang erforderlich), werden zu der Einrichtung 107 geliefert zum Bestimmen von Kanalinformationen basierend auf den ausgewählten Gruppen. Wenn die Pilotsymbole orthogonal zueinander innerhalb des Orthogonalitätsbereichs sind und wenn die Pilotsymbole eine vorbestimmte Phasenverschiebung im Hinblick aufeinander aufweisen, dann enthält jede der ausgewählten Gruppen Kanalinformationen, die einem bestimmten Kanal von einem bestimmten Sendepunkt zu dem Empfangspunkt entsprechen. In diesem Fall ist die Einrichtung 107 wirksam, um die ausgewählten Gruppen zu empfangen und die ausgewählten Gruppen auszugeben, da jede der Gruppen Kanalinformationen des bestimmten Kanals umfasst, wie später gezeigt wird. Um die ausgewählten Gruppen auszugeben, kann die Einrichtung 107 auf solche Weise entworfen sein, dass die Eingänge der Einrichtung 107 direkt mit den Ausgängen der Einrichtung 107 verbunden sind. Wenn kein Kanalrauschen vorliegt oder das Kanalrauschen vernachlässigbar ist, dann gibt die Einrichtung 107 zum Bestimmen von Kanalinformationen die ausgewählten Gruppen aus, wobei jede Gruppe z. B. eine Kanalimpulsantwort eines bestimmten Kanals als Kanalinformationen umfasst. Ferner kann die Einrichtung 107 eine Zeit-Frequenz-Umwandlungseinrichtung umfassen, z. B. einen DFT-basierten Transformator zum Erhalten einer Kanalübertragungsfunktion durch Transformieren der bestimmten Kanalimpulsantwort eines bestimmten Kanals in den Frequenzbereich, um die Kanalübertragungsfunktion als die Kanalinformationen zu erhalten.
Abhängig von Pilotsequenzen, die an eine Kanalschätzung angewendet werden, kann eine Gruppe der ausgewählten Gruppen und eine weitere Gruppe der ausgewählten Gruppen Kanalinformationen eines Kanals und Kanalinformationen eines weiteren Kanals auf überlagerte Weise umfassen. Ferner kann abhängig von dem Entwurf der Pilotsequenzen eine Gruppe der ausgewählten Gruppen eine Überlagerung der Kanalinformationen eines Kanals, der mit einem Phasenverschiebungsfaktor multipliziert wird, und von weiteren Kanalinformationen eines weiteren Kanals, der mit einem weiteren Phasenverschiebungsfaktor multipliziert wird, umfassen, wobei eine weitere Gruppe der ausgewählten Gruppen eine Überlagerung der Kanalinformationen des Kanals, der mit dem komplex konjugierten Phasenverschiebungsfaktor multipliziert wird, und der weiteren Kanalinformationen des weiteren Kanals, der mit dem weiteren komplex konjugierten Phasenverschiebungsfaktor multipliziert wird, umfassen, wobei der Phasenverschiebungsfaktor und der weitere Verschiebungsfaktor verursacht werden durch den Entwurf der Pilotsequenzen. In diesem Fall ist die Einrichtung 107 wirksam, um die Kanalinformationen des Kanals und die weiteren Kanalinformationen des weiteren Kanals unter Verwendung der Gruppe und der weiteren Gruppe zu bestimmen, z. B. durch Lösen eines Satzes von linearen Gleichungen und Beseitigen der zusätzlichen Phasenverschiebungsfaktoren. Zum Beispiel wendet die Einrichtung 107 Phasenverschiebungsoperationen und Additionen und/oder Subtraktionen an die Gruppe und an die weitere Gruppe an, um Kanalinformationen zu bestimmen. Wenn z. B. Pilotsequenzen basierend auf Spalten einer Hadamard-Matrix an eine Kanalschätzung angewendet werden, dann ist der Phasenverschiebungsfaktor eine Funktion einer Phasenverschiebung von 180° geteilt durch die Gesamtanzahl von Sendepunkten. Unter Verwendung dieser Informationen werden die bekannten Phasenverschiebungen beseitigt, um die Kanalinformationen zu bestimmen.
Wenn das Kanalrauschen nicht vernachlässigt werden kann, dann werden die Kanalinformationen in den ausgewählten Gruppen beeinträchtigt durch ein Verzerrungssignal im Hinblick auf Kanalrauschen. Um dieses Verzerrungssignal zu unterdrücken, kann die Einrichtung 107 einen Schätzer aufweisen, der wirksam ist, um die Kanalinformationen von den verfälschten Kanalinformationen zu schätzen, z. B. durch Anwenden eines Minimaler-Mittlerer-Quadrierter-Fehler-Schätzers (MMSE-Schätzer), eines Kleinste-Quadrate-Schätzers (LS-Schäter; LS = least squares), eines Maximale-Wahrscheinlichkeit-Schätzers (ML-Schätzer; ML = maximumlikelihood) oder eines Maximum-Aposteriori-Schätzers (MAP) (was ein bestimmtes Ausführungsbeispiel eines ML-Schätzers ist). Wenn der MMSE-Schätzer angewendet wird, um Kanalin formationen zu schätzen, dann führt der Schätzer ein Filtern der verfälschten Kanalinformationen durch, wobei das Filter Filterkoeffizienten aufweist, wobei jeder Filterkoeffizient aus einer Multiplizierung einer ersten Matrix mit einer zweiten Matrix bestimmt werden kann, wobei die erste Matrix eine Kreuzkorrelations-(im Allgemeinen: Kreuz-Kovarianz-)Matrix zwischen Kanalinformationen und verfälschten Kanalinformationen ist und die zweite Matrix eine Umkehrung einer Auto-Korrelationsmatrix (im Allgemeinen: Auto-Kovarianz-Matrix) der verfälschten Kanalinformationen ist.
Die Pilotsequenzen, die an eine Kanalschätzung bei einem OFDM-Sendesystem angewendet werden, werden üblicherweise verwendet, um einzelne Träger in einem Mehrfachträger-Modulationsschema zu einem vorbestimmten Zeitpunkt zu modulieren, der dem Zeitpunkt entspricht, zu dem Pilotsequenzen übertragen werden sollen. Somit kann die erfinderische Vorrichtung ferner eine Steuerung aufweisen zum Erfassen des Eingangssignals in einem empfangenen Signal und zum Aktivieren des Transformators, des Selektors oder der Einrichtung zum Erfassen, nur wenn das Eingangssignal, das die Pilotsequenzen umfasst, in dem empfangenen Signal erfasst wird.
Alternativ können die Pilotsequenzen verwendet werden, um den selben Pilotträger in einem Mehrfachträger-Modulationsschema zu modulieren, um zeitlich abweichende Koeffizienten einer Kanalübertragungsfunktion eines Kommunikationskanals zu schätzen, wobei die Koeffizienten der Kanalübertragungsfunktion durch die Pilotträger bestimmt werden. Somit kann die erfinderische Vorrichtung eine Steuerung aufweisen zum Erfassen des Pilotträgers in einem empfangenen Signal, das aufeinanderfolgende, Mehrfachträger-modulierte Symbole umfasst, und zum Steuern von Werten des Pilotträgers zu Zeitpunkten, die den Sendezeitpunkten entsprechen, um das Eingangssignal zu erhalten, wobei die Kanalinformationen, die durch Verarbeiten des Eingangssignals unter Verwendung des Transformator-Selektors und der Einrichtung zum Erfassen erhalten werden, ein Verhalten eines Mehrfachträgerkanals von Sendepunkten zu Empfangspunkten umfasst, definiert durch den Pilotträger über Zeit. Die Kanalinformationen, die das Verhalten der Mehrfachträgerkanäle umfassen, beziehen sich z. B. auf eine Geschwindigkeit eines mobilen Empfängers, was z. B. eine Doppler-Verschiebung verursacht, die sich auf die relative Geschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger bezieht. Um die Doppler-Verschiebung zu schätzen, können Veränderungen eines Koeffizienten der Kanalübertragungsfunktion über Zeit genutzt werden.
Wenn die Pilotsequenzen zu unterschiedlichen Zeitpunkten übertragen werden und einander nicht folgen, wird vorzugsweise eine Interpolation durchgeführt, um Zwischenwerte von Kanalinformationen zwischen Zeitpunkten, die den Zeitpunkten entsprechen, an denen Pilotsequenzen gesendet werden, zu erhalten. Somit kann die Einrichtung zum Bestimmen von Kanalinformationen eine weitere Einrichtung aufweisen für eine Interpolation, die wirksam ist, um zwischen ersten Kanalinformationen, die zu einem ersten Zeitpunkt erhalten werden, und zweiten Kanalinformationen, die zu einem zweiten Zeitpunkt erhalten werden, zu interpolieren, wobei die interpolierten Zwischenkanalinformationen z. B. bestimmt werden können durch Anwenden einer bekannten Wiener-Interpolationstechnik (Wiener-Filter), basierend auf den ersten und den zweiten Kanalinformationen, oder z. B. durch Anwenden eines Langrange-Interpolationsschemas.
2 demonstriert ein Prinzip des Nutzens der DFT-Eigenschaften durch Verwenden von phasenverschobenen Sequenzen in dem Frequenzbereich, wobei der DFT-Algorithmus N_T Signale in dem Zeitbereich trennt, wobei N_T einer Anzahl von Sendepunkten entspricht. Das Frequenzbereichs-Eingangssignal kann Piloten umfassen, die eine Beabstandung in der Frequenz aufweisen, bezeichnet durch D_f, wie in 2 gezeigt ist. Die Piloten sind orthogonal zueinander innerhalb des Orthogonalitätsbereichs und weisen unter schiedliche Phasenverschiebungen auf, die in Verzögerungen übersetzt werden können, durch Anwenden der DFT-basierten Transformation, was ein Zeitbereich-transformiertes Signal ergibt. Das transformierte Signal in dem Zeitbereich umfasst N_T Gruppen, die Kanalinformationen umfassen, wie z. B. eine Kanalimpulsantwort eines bestimmten Kommunikationskanals. Jede der Gruppen umfasst N_P/N_T diskrete Werte, wobei N_P eine Gesamtlänge des Eingangssignals bezeichnet. Die Gruppen, die durch den Transformator transformiert werden, sind zeitverzögert, wobei eine zweite Gruppe eine Verzögerung im Hinblick auf eine erste Gruppe aufweist, so dass die diskreten Werte der zweiten Gruppe nicht mit den diskreten Werten der ersten Gruppe überlappen. Dementsprechend weist die N_T-te Gruppe, die dem N_T Sendepunkt entspricht, die selbe Verzögerung im Hinblick auf eine vorangehende Gruppe auf. N_FFT bezeichnet eine Anzahl von diskreten FFT-Punkten, die abhängig von der Pilotbeabstandung in dem Frequenzbereich sind.
Es ist bekannt, dass eine sehr effiziente Implementierung der DFT der Algorithmus der schnellen Fourier-Transformation (FFT) ist. Für eine optimale Effizienz sollte die Anzahl von Punkten der FFT eine Zweierpotenz sein. Es ist wichtig, darauf hinzuweisen, dass das Interpolationsverhältnis D_f sein sollte.
3 zeigt ein konzeptionelles Blockdiagramm einer erfinderischen Vorrichtung zum Schätzen einer Mehrzahl von Kanälen von einer Mehrzahl von einzelnen Sendepunkten zu einem Empfangspunkt.
Die Vorrichtung, die in 3 gezeigt ist, weist ein Frequenzbereichsfenster (FD-Fenster; FD = frequency domain) 301 mit N_P Eingängen, die N_P diskreten Werten eines Eingangssignals entsprechen, das zu dem Frequenzfenster 301 geliefert wird, und N_P Ausgänge, die mit einem N_P-IFFT-Transformator 303 verbunden sind, auf. Der IFFT-Transformator 303 weist N_P Ausgänge auf, die mit einem Selektor 305 verbunden sind. Der Selektor 305 weist eine Mehrzahl von Ausgängen auf, wobei jede nachfolgende Gruppe von Q Ausgängen mit einem entsprechenden Filter und/oder einer Schwelleneinrichtung 307 verbunden ist. Jede der Filtereinrichtungen 307 weist Q Ausgänge auf, die mit einer entsprechenden Null-Ausfüll-Einrichtung 309 verbunden sind, wobei jede der Null-Ausfüll-Einrichtungen 309 N_C Ausgänge aufweist, die mit einem entsprechenden N_C-Punkt-FFT-Transformator 311 einer Mehrzahl von FFT-Transformatoren verbunden sind. Jeder der FFT-Transformatoren 311 weist N_C Ausgänge auf, die mit einer entsprechenden Inverses-Fenster-Einrichtung 313 verbunden sind, wobei jede der Inverses-Fenster-Einrichtungen 313 N_C Ausgänge aufweist. Die Mehrzahl der Filtereinrichtungen 307, die Mehrzahl der Null-Auffüll-Einrichtungen 309 und die Mehrzahl der FFT-Einrichtungen 311 und die Mehrzahl der Inverses-Fenster-Einrichtungen 313 sind Teil einer Einrichtung 315 zum Bestimmen von Kanalinformationen der Mehrzahl von Kanälen basierend auf den ausgewählten Gruppen gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Die N_P diskreten Werte des Eingangssignals werden zuerst durch die Frequenzbereichs-Fenster-Einrichtung 301 gefenstert, um Leck-Wirkungen zu vermeiden, die durch die nachfolgende IFFT-Transformation verursacht werden können, die durch den IFFT-Transformator 303 ausgeführt wird. Die erfindungsgemäße Vorrichtung weist eine einzelne Einrichtung 301 auf zum Fenstern des Eingangssignals, um ein gefenstertes Eingangssignal zu erhalten, das als das Eingangssignal für den Transformator verwendet werden soll. Das Eingangssignal umfasst eine Mehrzahl von Pilotsequenzen, die unterschiedliche Phasenverschiebungen im Hinblick aufeinander aufweisen, wobei jede der Pilotsequenzen einem Sendepunkt entspricht, der die Pilotsequenz für eine Kanalschätzung sendet.
Der IFFT-Transformator 303 übersetzt die Phasenverschiebungen in Verzögerungen, durch Ausführen einer IFFT- Transformation, die an die N_P Werte des Eingangssignals angewendet wird, um ein transformiertes Signal zu erhalten. Es sollte darauf hingewiesen werden, dass der IFFT-Transformator 303 einen einzelnen IFFT-Algorithmus ausführt, der an das Eingangssignal angewendet wird. Somit besteht das transformierte Signal aus aufeinanderfolgenden N_P diskreten Werten, die sich auf die Verzögerungen beziehen.
Der Selektor 305 wählt eine Mehrzahl von Gruppen aus einem Satz von diskreten Werten des transformierten Signals aus, wobei jede ausgewählte Gruppe der ausgewählten Gruppen tatsächlich Kanalinformationen in der Form einer Kanalimpulsantwort jedes Kommunikationskanals umfasst.
Aufgrund eines möglichen Kanalrauschens werden die Kanalinformationen durch ein Verzerrungssignal verfälscht, das sich auf Kanalrauschen bezieht. Somit werden die ausgewählten Gruppen durch die entsprechende Filtereinrichtung 307 gefiltert, um die Kanalinformationen aus den verfälschten Kanalinformationen zu schätzen. Die Filtereinrichtung 307 kann wirksam sein, um eine Erfassung der Kanalinformationen aus den rauschbehafteten Kanalinformationen auszuführen. Dies kann ausgeführt werden durch Anwenden einer minimalen mittleren quadrierten Schätzung durch Filtern der ausgewählten Gruppen, wobei jede Filtereinrichtung 307 ein Filter mit Filterkoeffizienten aufweist, wobei jeder Filterkoeffizient aus einer Multiplizierung einer ersten Matrix mit einer zweiten Matrix bestimmt werden kann, wobei die erste Matrix eine Kreuz-Korrelationsmatrix zwischen Kanalinformationen und den verfälschten Kanalinformationen ist, und die zweite Matrix eine Umkehrung einer Auto-Korrelationsmatrix der verfälschten Kanalinformationen ist, wie oben beschrieben wurde. Alternativ kann eine einfache Schwellenoperation ausgeführt werden, um die Kanalinformationen mit Hilfe einer harten Erfassung zu schätzen. Somit gibt die Filtereinrichtung 307 eine Mehrzahl von Kanalimpulsantworten als Kanalinformationen aus, die jedem Kommu nikationskanal entsprechen. Um eine Kanalübertragungsfunktion einer bestimmten Kanalimpulsanwort zu erhalten, weist die Einrichtung 315 zum Bestimmen von Kanalinformationen eine Einrichtung zum Transformieren der Kanalimpulsantworten in den Frequenzbereich auf.
In ihrer grundlegenden Form wird eine DFT-basierte Interpolation einfach ausgeführt durch Addieren von N_C -Q Nullen zu dem Kanalimpulsantwortschätzwert, wodurch die Länge jeder Kanalimpulsantwort auf N_C Abtastwerte ausgedehnt wird, mit Hilfe einer Null-Auffüllung z. B. durch Anbringen der N_C -Q Nullen am Ende jeder Kanalimpulsantwort. Somit, nachdem das Null-Auffüllen durch die entsprechende Null-Auffüll-Einrichtung 309 ausgeführt wurde, wird eine Länge jeder Kanalimpulsantwort ausgedehnt auf eine Gesamtlänge von N_C. Bei dem nächsten Schritt werden die ausgedehnten Kanalimpulsantworten in dem Zeitbereich in den Frequenzbereich transformiert, durch Anwenden von z. B. einer schnellen Fourier-Transformation an jede ausgedehnte Kanalimpulsantwort durch die FFT-Einrichtung 311. Um eine Kanalübertragungsfunktion zu erhalten, die jeder Kanalimpulsantwort entspricht, wird eine inverse Fenster-Operation ausgeführt, um die Fensterungs-Wirkungen zu beseitigen, die durch die Frequenzbereichs-Fenstereinrichtung 301 verursacht werden.
4 zeigt ein konzeptionelles Blockdiagramm einer erfinderischen Vorrichtung zum Liefern einer Mehrzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen, die für eine Kanalschätzung verwendet werden sollen.
Die Vorrichtung, die in 4 gezeigt ist, weist eine Einrichtung 401 zum Berechnen eines i-ten Werts einer Pilotsequenz auf, die durch einen μ-ten Sendepunkt von N_T Sendepunkten übertragen werden soll.
Um einzelne Pilotsequenzen zu berechnen, verwendet die Einrichtung 401 die nachfolgende Gleichung zum Berechnen eines i-ten Werts X (μ) / i:
wobei N_T eine Anzahl von Sendepunkten bezeichnet, die größer oder gleich 3 ist, und wobei X (s) / i einen i-ten Wert einer Verwürfelungssequenz bezeichnet, wobei eine Länge der Verwürfelungssequenz gleich einer Länge der Pilotsequenz ist.
Somit ist die Pilotsequenz, die einem ersten Sendepunkt entspricht, wobei μ = 1, identisch zu der Verwürfelungssequenz. Eine n-te Pilotsequenz μ = n, die durch einen n-ten Sendepunkt gesendet werden soll, weist eine Anzahl von diskreten Werten auf, die sich auf die Phasenverschiebungen der n-ten Pilotsequenz beziehen, wobei jeder Wert der n-ten Pilotsequenz mit der Verwürfelungssequenz multipliziert wird. Die Phasenverschiebungen jedes Werts der Pilotsequenz hängen von einer Zahl des Werts ab, der berechnet wird, wobei die Zahl des Werts einer Position des Werts innerhalb der Pilotsequenz zugeordnet ist. Ferner hängt die Phasenverschiebung der n-ten Pilotsequenz im Hinblick auf die andere Pilotsequenz von einer Anzahl von Sendepunkten ab, geteilt durch eine Gesamtanzahl von Sendepunkten N_T. Somit weisen aufeinanderfolgende Werte jeder Pilotsequenz eine Phasenverschiebung im Hinblick zueinander auf, wobei die Phasenverschiebung in einem mathematischen Sinn negativ ist, aufgrund eines negativen Vorzeichens, das in dem Exponenten der Exponentialfunktion erscheint.
Somit sind die Pilotsequenzen, die durch die erfinderische Vorrichtung geschaffen werden, geeignet für eine Niedrigkomplexitäts-, DFT-basierte Kanalschätzung. Durch Verwenden der erfindungsgemäßen, phasenverschobenen Pilotsequenzen können die Eigenschaften der Fourier-Transformation effizient genutzt werden, um die N_T überlagerten Signale zu trennen. Es ist bekannt, dass ein phasenverschobenes Signal in dem Frequenzbereich in eine Verzögerung in dem Zeitbereich durch die Fourier-Transformation übersetzt wird und umgekehrt. Somit wird durch Verwenden von phasenverschobenen Pilotsequenzen in dem Frequenzbereich das resultierende Zeitbereichssignal verzögert. Ferner, durch Zuweisen einer bestimmten Phasenverschiebung, wie oben beschrieben wurde, zu jedem Piloten einer Sendeantenne, ist die entsprechende Verzögerung in dem Zeitbereich abhängig von der Sendeantenne. Vorausgesetzt, dass eine Länge von jeder Trainingssequenz größer oder gleich N_TQ ist, wobei Q eine Länge eines Kanals mit einer maximalen Länge von der Mehrzahl der Kommunikationskanäle bezeichnet, die geschätzt werden sollen, können die N_T überlagerten Signale vollständig getrennt werden, einfach durch Ausführen einer inversen, diskreten Fourier-Transformation.
Es wurde oben erörtert, dass phasenverschobene Pilotsequenzen, die durch die erfinderische Vorrichtung bereitgestellt werden, die in 4 gezeigt ist, geeignet sind für eine Zeitbereichs-MIMO-OFDM-Kanalschätzung, da diese Sequenzen perfekt zu der IDFT-Operation passen. Nichts desto trotz können auch andere orthogonale Sequenzen an eine Niedrigkomplexitäts-Kanalschätzung angewendet werden, mit einer gewissen zusätzlichen Verarbeitung in dem Zeitbereich.
5 zeigt ein konzeptionelles Blockdiagramm einer weiteren erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Schaffen einer Anzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen, die für eine Kanalschätzung verwendet werden sollen, wobei die Pilotsequenzen orthogonale Sequenzen basierend auf Spalten einer Hadamard-Matrix sind.
Die Vorrichtung, die in 5 gezeigt ist, weist eine Einrichtung 501 auf zum Erzeugen einer Hadamard-Matrix mit einer Anzahl von Spalten, wobei die Anzahl von Spalten der Anzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen (Pilotsymbolen) entspricht. Die Einrichtung 501 weist eine Anzahl von Ausgängen auf, wobei die Anzahl von Ausgängen gleich der Anzahl von Spalten der Hadamard-Matrix ist. Die Ausgänge der Einrichtung 501 sind mit einer Einrichtung 503 zum Berechnen unterschiedlicher Pilotsequenzen verbunden. Die Einrichtung 503 zum Berechnen unterschiedlicher Pilotsequenzen weist eine Anzahl von Ausgängen zum Liefern der unterschiedlichen Pilotsequenzen auf.
Die Einrichtung 501 zum Erzeugen einer Hadamard-Matrix berechnet Spalten der Hadamard-Matrix, die orthogonal zueinander sind. Die Anzahl von Spalten der Hadamard-Matrix wird zu der Einrichtung 503 geliefert zum Berechnen unterschiedlicher Pilotsequenzen, wobei die Einrichtung 503 die unterschiedlichen Pilotsequenzen auf der Basis der Spalten der Hadamard-Matrix berechnet. Jede Pilotsequenz wird von einer anderen Spalte der Hadamard-Matrix hergeleitet. Um eine Pilotsequenz zu erzeugen, kann die entsprechende Spalte von Basisfunktionen, gegeben durch die Spalten der Hadamard-Matrix, z. B. periodisch auf eine Pilotsequenzlänge ausgedehnt werden.
Die erfindungsgemäßen Pilotsequenzen, die auf Hadamard-Codes basieren, können jedoch nicht an die vereinfachte Empfängerstruktur angewendet werden, die oben erörtert wurde, auf einfache Weise, für eine Anzahl von Sendepunkten größer als 2. Mit einer gewissen zusätzlichen Verarbeitung kann ein Kanalschätzungsschema, das auf Hadamard-Codes basiert, vereinfacht werden. Wenn z. B. vier Sendepunkte an Sendepilotsequenzen angewendet werden, dann weist eine Kanalinformation, bestimmt durch ein DFT-basiertes Kanalschätzungsschema, einen zusätzlichen Phasenverschiebungsfaktor auf, der eine Funktion einer Phasenverschiebung von 180 Grad geteilt durch Vier ist. Somit ist die zusätzliche Verarbeitung, die notwendig zum Bestimmen von Kanalinformationen ist, klein, da nur Phasenverschiebungs-Operationen, Additionen und Subtraktionen erforderlich sind, um einen Satz von linearen Gleichungen zu lösen.
Wenn z. B. acht Sendepunkte an Sendepilotsequenzen angewendet werden, weisen die geschätzten Kanalinformationen einen zusätzlichen Phasenverschiebungsfaktor auf, der eine Funk tion einer Phasenverschiebung um 180 Grad geteilt durch die Gesamtanzahl von Sendepunkten ist, die in diesem Fall acht ist. Somit sind nur vier Phasenverschiebungs- und vier Addierungs- und Subtrahierungs-Aktionen notwendig. Es wird darauf hingewiesen, dass eine Anwendung an Walsh-Sequenzen einfach ist, da Walsh-Sequenzen erhalten werden durch Neuanordnen der Spalten der Hadamard-Matrix, d. h: Zuweisen unterschiedlicher Pilotsequenzen zu den Sendeantennen.
Eine Pilot-unterstützte Kanalschätzung (PACE; PACE = pilot aided channel estimation) wurde erstmals vorgestellt für Einzelträgersysteme und benötigte einen flachen Fading-Kanal, wie beschrieben wird durch J: K. Cavers, „An Analysis of Pilot Symbol Assisted Modulation for Rayleigh Fading Channels," IEEE Transactions on Vehicular Technology, Band VT-40, Seiten 686–693, Nov. 1991. Sie basiert auf dem periodischen Einfügen bekannter Symbole, genannt Pilotsymbole, in die Datensequenz. Wenn die Beabstandung der Piloten ausreichend eng ist, um das Abtast-Theorem zu erfüllen, ist die Kanal-Schätzung und -Interpolation für die gesamte Datensequenz möglich. Wenn die Idee der PACE auf Mehrfachträgersysteme ausgedehnt wird, muss berücksichtigt werden, dass für OFDM Fading-Fluktuationen in zwei Dimensionen auftreten, d. h. in Zeit und Frequenz. Um das zweidimensionale Abtast-Theorem zu erfüllen, werden die Pilotsymbole durch das Zeit-/Frequenz-Gitter gestreut, was ein zweidimensionales Pilotgitter ergibt.
Mögliche Realisierungen von Pilotgitterstrukturen für eine OFDM-Kanalschätzung sind dargestellt in 6. Eine Möglichkeit zum Strukturieren eines Pilotgitters ist das Senden eines OFDM-Symbols, das nur Piloten enthält, gefolgt von D_t-1 Datensymbolen. Diese Sequenz ist links in dem Diagramm in 6 gezeigt. Dieses Schema ist für Kanäle mit geringen Zeitabweichungen anwendbar, wie in einer Innen-Umgebung beobachtet wird. In diesem Fall ist keine Interpolation (in der Frequenzrichtung) notwendig. Eine andere Möglichkeit ist das Übertragen der Piloten auf reservierten Trägern, wie in dem mittleren Diagramm in 6 gezeigt ist. Dieses Schema kann eine Mobilität unterstützen, erfordert aber eine Interpolation in der Frequenzrichtung. Eine effizientere Lösung ist das Einsetzen eines gestreuten Pilotgitters, wie in dem rechten Diagramm in 6 gezeigt ist. Die Struktur für eine OFDM-Signalisierung ermöglicht, dass ein Kanalschätzer sowohl Zeit- als auch Frequenz-Korrelationen verwendet. Mit einem solchen gestreuten Pilotgitter kann die Eigenschaft von OFDM, dass benachbarte Teilträger sowie benachbarte Symbole korreliert werden, für eine Kanalschätzung genutzt werden. Somit kann der Mehraufwand aufgrund von Piloten reduziert werden, aber eine Interpolation in Zeit und Frequenz ist erforderlich.
Für eine Pilotsymbol-unterstützte Kanalschätzung (PACE) basierend auf einem gestreuten Pilotgitter werden bekannte Pilotsymbole in den Datenstrom gemultiplext. Eine Interpolation wird verwendet, um den Kanalschätzwert für die informationstragenden Symbole zu erhalten. PACE für Einzelträgersysteme wurde eingeführt durch Cavers in dem oben erwähnten Dokument gemäß dem Stand der Technik. P. Hoeher, S. Kaiser, und P. Robertson, „Two-Dimensional Pilot-Symbol-Aided Channel Estimation by Wiener Filtering", in Proc. IEEE Intern. Conf. On Acoustics, Speech, und Signal Processing. (ICASSP'97), München, Deutschland Seiten 1845–1848, 1997, und R. Nilsson, O. Edfors, M. Sandell, und P. Börjesson, „An Analysis of Two-Dimensional Pilot-Symbol Assisted Modulation for OFDM", in Proc. IEEE Intern. Conf. On Personal Wireless Communications (ICPWC'97), Mumbai (Bombay), India, Seiten 71–74, 1997. Sie schlagen zweidimensionale 2D-Filter-Algorithmen für PACE vor. Eine solche 2D-Schätzerstruktur ist im Allgemeinen zu komplex für eine praktische Implementierung. Um die Komplexität zu reduzieren, wurde ein Trennen der Verwendung der Zeit- und Frequenz-Korrelation vorgeschlagen. Dieses kombinierte Schema, genannt doppelte ein-dimensionale PACE, verwendet separate Wiener-Filter, eines in der Frequenzrichtung und eines in der Zeitrichtung.
Eine allgemeine formelle Beschreibung eines regulären Gitters in einer 2D-Ebene ist enthalten in Y. Li, „Pilot-Symbol-Aided Channel Estimation for OFDM in Wireless Systems", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Band 49, Seiten 1207–1215, Juli 2000.
Die Gesamtanzahl von Piloten, die durch einen Rahmen gesendet werden, ist gezeigt als N ' / P = N_C/D_f und N '' / P = L/D_f was die Anzahl von Piloten in der Frequenz- bzw. Zeit-Richtung darstellt. Die folgende Schreibweise wird verwendet, wenn eine Variable gegeben ist, die eine 2D-Struktur X beschreibt, werden die Teilsätze, die die Dimension beschreiben, die der Frequenz- und der Zeit-Richtung entsprechen, durch X' bzw. X'' bezeichnet. Als eine allgemeine Übereinkunft werden Variablen, die Pilotsymbole beschreiben, nachfolgend mit einem "~" markiert.
Für MIMO-Systeme verwendet jedes Sendeantennensignal seinen eigenen Piloten, um dem Empfänger zu ermöglichen, die überlagerten Signale zu trennen. Um eine Pilotsymbolunterstützte Kanalschätzung zu beschreiben, ist es nützlich, einen Teilsatz der empfangenen Signalsequenz zu definieren, die nur Piloten enthält,
wobei l = l ~D_t und i = i ~D_f. Somit sendeten die Pilotsequenzen eine D_f mal niedrigere Rate i ~ = ⌊i/D_f⌋ in der Frequenzrichtung bzw. eine Dt mal niedrigere Rate l ~ = ⌊l/D_t⌋ in der Zeitrichtung. Es sei angenommen, dass die Piloten
aus einer Phasenumtastungs-(PSK-; PSK = phase shift keying)Konstellation
ausgewählt sind. Vor dem Senden werden die Piloten
mit einer äußeren Pilotsequenz
multipliziert, die identisch für alle Sendeantennen ist, um die gesendete Pilotsequenz zu ergeben.
Die äußere Pilotsequenz
ist ausgewählt, um ein niedriges Spitzen-zu-Mittel-Leistung-Verhältnis (PAPR; PAPR = peak to average power ratio) in dem Zeitbereich aufzuweisen und/oder um gute Korrelationseigenschaften für eine Synchronisation aufzuweisen etc. In jedem Fall wird die äußere Pilotsequenz ausschließlich der Vollständigkeit halber eingebracht.
An dem Empfänger wird ein zyklisches Präfix entfernt und eine FFT wird durchgeführt, um das empfangene Signal nach der OFDM-Demodulation zu ergeben. Unter Annahme einer perfekten Synchronisation wird das empfangene Signal Y_l,i erhalten. Für eine Kanalschätzung werden die empfangenen Signale an den Pilotpositionen aus dem Datenstrom gedemultiplext, und nach dem Entfernen der äußeren Pilotsequenzen wird durch Teilen durch
der empfangene Pilot erhalten.
wobei G der Teilsatz des OFDM-Rahmens ist, der die Piloten enthält.
Unter Betrachtung der Pilotsequenz des OFDM-Symbols l = l ~D_t von der Sendeantenne μ, die durch einen Spaltengrößenfaktor der Größe N ' / P ausgedrückt werden kann
wobei die gesendete Pilotsequenz, die Kanalübertragungsfunktion (CTS) und ein Additives-Rauschen-Ausdruck gegeben sind durch
transformiert die N ' / P×N ' / P DFT-Matrix F das CIR in den Frequenzbereich, definiert durch
In dem Fall, dass Q < N ' / P, müssen die letzten N ' / P -Q des DFT-Ausgangs entfernt werden, was formal ausgeführt werden kann durch die Matrix
der Dimension N ' / P×Q, mit Einträgen gleich 1 an der Hauptdiagonale und ansonsten 0. Für Q = N ' / P wird die Matrix
zu der Identitätsmatrix. In der Praxis kann die DFT-Transformation effizient erzeugt werden unter Verwendung einer N ' / P-Punkt-FFT. In dem Fall, dass Q < N ' / P werden die letzten N ' / P-Q Ausgänge übersprungen. Somit folgt die Fließgleichung
Bezug nehmend nun auf einen Entwurf von phasenverschobenen Pilotsequenzen ist der Satz von N_T phasenverschobenen Pilotsequenzen der Länge N ' / P definiert durch
wobei die Pilotsequenzen, definiert durch die obige Gleichung, gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Erfindung sind.
Anstatt eines Vorab-Multiplizierens des empfangenen Signals vor der IDFT-Operation, wird das empfangene Pilotsignal des OFDM-Symbols direkt in den Zeitbereich transformiert:
Somit ist nur eine IDFT erforderlich, um zu erzeugen.
Gemäß den Eigenschaften der DFT werden phasenverschobene Sequenzen durch die DFT in eine Zeitverschiebung transformiert. Durch Zuweisen einer eigenen Phasenverschiebung zu jeder Sendeantenne, wird das Zeitbereichssignal
perfekt getrennt, wenn Q ≤ N ' / P/N_T.
Um die nachfolgende Gleichung zu analysieren, ist es nützlich, die Komponenten des Vektors
zu untersuchen, die in der obigen Gleichung erscheinen. Der n-te Eintrag von
ist in der Form von
wobei
die IDFT von
ist. Somit führt eine Berechnung der DFT der phasenverschobenen Pilotsequenzen gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zu
Es wird darauf hingewiesen, dass dies identisch ist zu der DFT von
die Alle-Eins-Sequenz ist. Somit wird das gewünschte Ergebnis für
erhalten durch
Es sei angenommen, dass Q = N ' / P/N_T, dann ist die Spalte n = q + (μ – 1)Q des CIR gegeben durch
Ansonsten, wenn Q < N ' / P/N_T, dann kann die Größe der Kanalimpulsantwort durch eine Null-Auffüllung angepasst werden. Somit folgt daraus die nachfolgende Gleichung
wobei
die IDFT der AWGN-Realisierung
bezeichnet, die selbst ein Gausschers-Weißrauschen-Prozess mit derselben Varianz ist. Dies bedeutet, dass die N_T überlagerten Signale vollständig getrennt sind, vorausgesetzt, dass N ' / P ≥ N_TQ.
Der MMSE-Schätzer ist im Allgemeinen abhängig von der Auswahl der Pilotsymbole. Wenn jedoch die geeigneten Pilotsequenzen ausgewählt werden, wird der Schätzer unabhängig von den gesendeten Piloten. Es ist erwünscht, einen Satz von Pilotsequenzen auszuwählen, der den mittleren quadrierten Fehler (d. h. das Verhalten des Schätzers) und die rechentechnische Komplexität des Schätzers minimiert. Somit, wenn die Pilotsequenzen geeignet ausgewählt sind, können der Kleinste-Quadrate-Schätzer sowie der Minimaler-Mittlerer-Quadratischer-Fehler-Schätzer grob vereinfacht werden.
Um den MMSE-Schätzer zu erzeugen, ist eine Kenntnis der Korrelationsmatrizen R ' / ζζ und R ' / hζ erforderlich. Für die Herleitung des Wiener-Filters sei angenommen, dass Q = N ' / P/N_T. Ansonsten kann die Größe der Kanalimpulsantwort durch Null-Auffüllen angepasst werden. Die MMSE-Schätzwerte für OFDM-Symbole sind gegeben durch (S.M. Kay, „Fundamentals of Statistical Signal Processing: Estimation Theory", Englewood Cliffs, NJ: Prentice Hall International, 1993)
wobei die Korrelationsmatrizen R ' / ζζ und R ' / hζ definiert sind durch
Um eine MIMO-OFDM-Kanalschätzung in der Zeitrichtung auszuführen, durch geeignetes Skalieren der Parameter, können dieselben erfindungsgemäßen Algorithmen für eine Kanalschätzung an eine DFT-basierte Kanalschätzung in der Zeitrichtung angewendet werden.
Nachfolgend wird das System-Modell für eine Ausgleichung von N_T überlagerten Pilotsymbolen in der Zeitrichtung, d. h. die empfangene Pilotsequenz des Tons i ~ von N '' / P OFDM-Symbolen, eingeführt. Unter Betrachtung der Kanalschätzung in der Zeitrichtung werden die Piloten
verwendet, um H ^ (μ) / l,i zu schätzen. In der Vektor-Schreibweise ist die empfangene Pilotsequenz des Tons i ~ definiert durch
wobei die gesendeten Piloten, die allgemeine Übertragungsfunktion, die allgemeine Impulsantwort und die additiven Rauschkomponenten gegeben sind durch
Es gibt zwei Szenarien, die betrachtet werden: erstens ein Burst-ähnliches Senden, wo ein Rahmen eines OFDM-Symbols gesendet wird; zweitens ein Rundsende-Szenario mit einem durchgehend gesendeten Datenstrom. Bei dem Burst-Sendemodus werden L OFDM-Symbole empfangen, gepuffert, und nachdem der Empfang abgeschlossen ist, wird der gesamte Rahmen verarbeitet. Dies ist dasselbe wie für die Kanalschätzung in der Frequenzrichtung, wo alle Piloten eines OFDM-Symbols ebenfalls zusammen empfangen werden. Die Differenz ist, dass die Algorithmen, die abhängig von der i-Variable angewendet wurden, nun in der l-Variable verwendet werden. Das heißt, der empfangene Pilot wird in den Doppler-Bereich über eine IFFT transformiert. Der Kleinste-Quadrate-Schätzer sowie der Minimaler-Mittlerer-Quadratischer-Fehler-Schätzer funktionieren genau auf dieselbe Weise wie der vorangehend erörterte Fall der Kanalschätzung in der Frequenzrichtung.
Bezug nehmend auf das Rundsende-Szenario bestehen für eine durchgehende Sendung einige Differenzen im Hinblick auf die Kanalschätzung in der Frequenzrichtung. Ein gewisses Puffern ist üblicherweise möglich, da das Empfangen der gesamten Sequenz vor dem Verarbeiten manchmal nicht machbar ist. L = D_tN '' / P ist definiert als die Anzahl von OFDM-Symbolen, die in dem Eingabepuffer sind. Für ein Filtern vom Glättungstyp, wie beschrieben wird durch S.M. Kay, „Fundamentals of Statistical Signal Processing: Estimation Theory", Englewood Cliffs, NJ: Prentice Hall International, 1993, werden vergangene sowie zukünftige Piloten verwenden, um X ^ (μ) / l,i zu schätzen. Dies bedeutet 1 < l < D_tN '' / P. Offensichtlich kann für ein Glätten ein Schätzwert nicht erhalten werden, bis alle Piloten empfangen wurden, was das Puffern von Δl = D_tN '' / P – l OFDM-Symbolen erfordert. Die Alternative ist das Verwenden einer Filterung vom Voraussagetyp, wobei l > D_tN '' / P. In diesem Fall werden nur vergangene Piloten für eine Kanalschätzung in der Zeitrichtung verwendet. Offensichtlich erfordert ein Filtern vom Voraussagetyp kein Puffern, aber das Verhalten im Hinblick auf das Glätten wird verschlechtert.
Der Hauptunterschied im Hinblick auf eine Kanalschätzung in der Frequenzrichtung ist, dass nur D_t Symbole pro Teilträger gleichzeitig ausgegeben werden, d. h. eine Eingabe von N '' / P Piloten wird verwendet, um eine Ausgabe von D_t Symbolen pro Teilträger zu erzeugen. Ferner ist die Anzahl von Piloten in der Zeitrichtung üblicherweise bedeutend geringer als die Anzahl von Piloten in der Frequenzrichtung, aber die Pilot-Beabstandungsfrequenz in der Zeitrichtung ist ähnlich. Da N '' / P << N ' / P, ist das Lecken der Doppler-Bereich-Transformation bedeutender. Andererseits, wenn nur die Symbole in der Mitte der verarbeiteten Piloten verwendet werden, kann das Verhalten verbessert werden, da der Schätzungsfehler üblicherweise viel niedriger ist in der Mitte im Vergleich zu dem Bereich in der Nähe der Ränder.
Bislang befasst sich ein Großteil der Erörterung mit einer 1D-Kanalschätzung in der Frequenzrichtung über ein OFDM-Symbol in der i-Variable. Die vorgeschlagenen Techniken sind jedoch ebenfalls anwendbar an eine Kanalschätzung in der Zeitrichtung auf einfache Weise (d. h. Schätzen der l-Variable). Ferner ist eine Erweiterung auf ein Mehrfachträgersystem mit Korrelationen in zwei Dimensionen möglich durch Verwenden von zwei kaskadierten ein-dimensionalen Wiener-Filtern. Diese Idee wurde vorgeschlagen für eine SISO-Kanalschätzung von z. B. P. Hoeher, S. Kaiser, und P. Robertson, „Two-Dimensional Pilot-Symbol-Aided Channel Estimation by Wiener Filtering", in Proc. IEEE Intern. Conf. On Acoustics, Speech, and Signal Processing. (ICASSP'97), München, Deutschland Seiten 1845–1848, 1997, und kann auf den MIMO-Fall ausgedehnt werden.
Die erfinderische Vorrichtung zum Schätzen einer Mehrzahl von Kanälen ist wirksam zum Übersetzen von Phasenverschiebungen in Verzögerungen, um Kanalinformationen zu schätzen, d. h. eine Kanalimpulsantwort von einem einer Mehrzahl von Kommunikationskanälen. Somit sind phasenverschobene Sequenzen perfekt geeignet für eine Kanalschätzung. Ferner können auch andere orthogonale Sequenzen an eine Kanalschätzung angewendet werden, so lange die Pilotsymbole eine bestimmte Phasenverschiebungs-Charakteristik im Hinblick auf andere Pilotsymbole aufweisen. Das bedeutet, dass die Phasenverschiebung zwischen zwei Pilotsequenzen variieren kann, gemäß einer vorbestimmten Funktion, so dass z. B. eine erste Hälfte einer ersten Pilotsequenz eine Phasenverschiebung im Hinblick auf eine erste Hälfte einer zweiten Pilotsequenz aufweist, und eine zweite Hälfte der Pilotsequenz eine weitere Phasenverschiebung im Hinblick auf eine zweite Hälfte der zweiten Pilotsequenz aufweist. Daher können die Phasenverschiebungs-Charakteristika der Pilotsequenzen an den Sendepunkten genutzt werden, um den Kanal zu schätzen, durch Anwenden von z. B. dem erfindungsgemäßen Niedrigkomplexitäts-Kanalschätzungsschema.
Als ein Beispiel von orthogonalen Sequenzen werden die Eigenschaften von Hadamard-Sequenzen studiert. Für ein System mit N_T Sendeantennen wird eine eingestellte Hadamard-Basisfunktion der Ordnung N_T, bezeichnet durch H, verwendet. Um
zu erzeugen, wird die μ-te Spalte dieser Basisfunktionen periodisch auf eine Pilotsequenzlänge N ' / P ausgedehnt, wie vorangehend erörtert wurde. Zum Beispiel sind für N_T = 2 die Hadamard-Sequenzen identisch zu den phasenverschobenen Sequenzen, d. h.
ist die Alle-Eins-Sequenz, und die zweite Sequenz oszilliert zwischen 1 und –1, d. h.
Wenn N_T = 4, können die Hadamard-Sequenzen in die folgende Matrix geworfen werden
Es ist einfach, klarzustellen, dass H₄ symmetrisch und orthogonal ist, d. h. H₄ = H T / 4 und H₄·H T / 4 = 4·I. In dem Fall, dass N_T= 4, ist die empfangene Pilotsequenz, die in den Zeitbereich transformiert ist, definiert durch ζ_T= 1/N ' / PF ~^HY ~ ' / T. Es wird gezeigt, dass die Kleinste-Quadrate-Schätzer für Sendeantennen 1, ..., 4 gegeben sind durch
wobei
den Teil von
darstellt, angenommen, dass
geteilt ist in N_T gleiche Teile, d. h.
Ferner bezeichnet
den resultierenden Rausch-Ausdruck des μ-ten Teils. Es ist ersichtlich, dass das Signal von Antenne 2 in Partition 3 empfangen wird. Dies kann verwirrend sein und kann festgelegt werden durch Austauschen von Spalte 2 und 3 von H_NT.
Um die obige Vereinfachung der Empfängerstruktur mit Pilotsequenzen basierend auf Hadamard-Codes anzuwenden, ist vielleicht eine zusätzliche Verarbeitung notwendig. Für den Fall N_T = 4 und in dem die Pilotsequenz auf Hadamard-Codes basiert, wird die Empfängerstruktur der FFT hergeleitet. Der Startpunkt ist die empfangene Pilotsequenz transformiert in den Zeitbereich gegeben durch
Die DFT der Pilotsequenz
für die Sendeantenne 1, ..., 4 kann ausgedrückt werden als
Somit kann beobachtet werden, dass das Signal von Antenne 1 identisch zu dem Fall ist, in dem phasenverschobene Sequenzen verwendet werden, und das Signal von Antenne 3 dasselbe ist wie das Signal von Antenne 2 in der obigen Gleichung, was der Schätzung der geringsten Quadrate (LS) entspricht.
Dies liegt an den erfindungsgemäßen Anordnungen der Codes und kann festgelegt werden durch Austauschen von z. B. Spalte 2 und 4. Die DFT der Piloten 3 und 4 in der obigen Gleichung besteht aus zwei Impulsen, die einander stören.
Ferner ist die DFT von Pilot 3,
die konjugierte Komplexe von
Somit,
wobei wiederum angenommen sei, dass Q ≤ N ' / P/N_T. Auf das Entfernen der eingefügten Phasenverschiebung der Piloten und Addieren der zwei Teile des Signals folgt die Gleichung, die gezeigt werden soll, auf einfache Weise.
In der Praxis liefert ein zweimaliges Überabtasten einen guten Kompromiss zwischen dem Minimieren des Systemmehraufwands aufgrund von Piloten und dem Optimieren des Verhaltens. Es sei angenommen, dass die Länge des Schutzintervalls nicht geringer ist als Q, d. h., das Schutzintervall ist nicht kürzer als die maximale Verzögerung des Kanals.
Ferner kann abhängig von bestimmten Implementierungsanforderungen das erfinderische Verfahren zum Schätzen einer Mehrzahl von Kanälen und zum Liefern einer Mehrzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementierung kann ausge führt werden unter Verwendung eines digitalen Speicherungsmediums, genauer gesagt einer Platte oder einer CD mit elektronisch lesbaren Steuerungssignalen, die auf derselben gespeichert sind, das mit einem computerprogrammierbaren Computersystem derart zusammenarbeiten kann, dass die erfindungsgemäßen Verfahren ausgeführt werden. Im Allgemeinen ist die vorliegende Erfindung daher ein Computerprogrammprodukt mit einem Programmcode, der auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert ist, wobei der Programmcode zum Ausführen der erfindungsgemäßen Verfahren ist, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computer läuft. Anders ausgedrückt ist das erfindungsgemäße Verfahren daher ein Computerprogramm mit einem Programmcode zum Ausführen der erfindungsgemäßen Verfahren, wenn das Computerprogramm auf einem Computer läuft.

Claims

Vorrichtung zum Schätzen einer Mehrzahl von Kanälen von einer Mehrzahl von einzelnen Sendepunkten zu einem Empfangspunkt, wobei ein Eingangssignal eine Überlagerung eines ersten Signals basierend auf einer ersten Pilotsequenz, die von einem ersten Sendepunkt gesendet wird, und eines zweiten Signals basierend auf einer zweiten Pilotsequenz, das von einem zweiten Sendepunkt gesendet wird, umfasst, wobei die erste Pilotsequenz und die zweite Pilotsequenz orthogonal zueinander innerhalb eines vorbestimmten Orthogonalitätsbereichs sind und eine Phasenverschiebung zueinander aufweisen, gekennzeichnet durch: einen Transformator (103; 303) zum Transformieren des Eingangssignals in ein transformiertes Signal mit einem Satz von diskreten Werten, wobei der Transformator (103; 303) wirksam ist, um die Phasenverschiebung zwischen der ersten und der zweiten Pilotsequenz in eine Verzögerung zu übersetzen, sodass eine erste Gruppe des Satzes der diskreten Werte Kanalinformationen eines ersten Kanals von dem ersten Sendepunkt zu dem Empfangspunkt umfasst, und dass eine zweite Gruppe des Satzes von diskreten Werten Kanalinformationen eines Kanals von dem zweiten Sendepunkt zu dem Empfangspunkt umfasst; einen Selektor (105; 305) zum Auswählen der ersten Gruppe aus dem Satz von diskreten Werten und zum Auswählen der zweiten Gruppe aus dem Satz von diskreten Werten, um ausgewählte Gruppen zu erhalten; und eine Einrichtung (107; 315) zum Bestimmen von Kanalinformationen für die Mehrzahl von Kanälen basierend auf den ausgewählten Gruppen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der das Eingangssignal auf eine überlagerte Weise ein drittes Signal basierend auf einer dritten Pilotsequenz gesendet von einem dritten Sendepunkt umfasst, wobei die dritte Pilotsequenz orthogonal zu der ersten und der zweiten Pilotsequenz innerhalb des Orthogonalitätsbereichs ist und ferner eine weitere Phasenverschiebung zu der ersten Pilotsequenz aufweist, wobei der Transformator (103; 303) ferner wirksam ist, um die weitere Phasenverschiebung in eine weitere Verzögerung zu übersetzen, sodass eine dritte Gruppe des Satzes von diskreten Werten Kanalinformationen eines dritten Kanals von dem dritten Sendepunkt zu dem Empfangspunkt umfasst; und wobei der Selektor (105; 305) wirksam ist, um ferner die dritte Gruppe aus dem Satz von diskreten Werten auszuwählen, um eine ausgewählte dritte Gruppe zu erhalten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der jede Gruppe aus einer gleichen Anzahl von aufeinander folgenden diskreten Werten des Satzes von diskreten Werten besteht.
Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der Transformator wirksam ist, um eine Fourier-Transformation oder eine schnelle Fourier-Transformation und eine diskrete Fourier-Transformation oder eine inverse Fourier-Transformation oder eine inverse schnelle Fourier-Transformation oder eine inverse diskrete Fourier-Transformation an dem Eingangssignal durchzuführen.
Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der Satz von diskreten Werten eine Gesamtanzahl von diskreten Werten umfasst, wobei die Anzahl durch den Transformator (103; 303) erhalten wird.
Vorrichtung gemäß Anspruch 5, bei der die Mehrzahl von Sendepunkten eine Gesamtanzahl von Sendepunkten aufweist, wobei der Selektor (105; 305) wirksam ist, um als eine Gruppe eine Anzahl von aufeinander folgenden diskreten Werten auszuwählen, wobei die Anzahl gleich der Gesamtanzahl der diskreten Werte geteilt durch die Gesamtanzahl von Sendepunkten ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 6, bei der der Selektor (105; 305) wirksam ist, um die Gruppen derart auszuwählen, dass ein erster diskreter Wert des Satzes von diskreten Werten ein erster diskreter Wert in der ersten Gruppe ist und ein erster diskreter Wert der zweiten Gruppe der diskreten Werte ein diskreter Wert in dem Satz von diskreten Werten nachfolgend zu einem diskreten Wert ist, der eine höchste Ordnung der ausgewählten Werte aufweist, um die erste Gruppe zu erhalten.
Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der das Eingangssignal ein Satz von aufeinander folgenden Eingangssignalwerten ist, und bei der der Transformator (103; 303) wirksam ist, um den Satz von aufeinander folgenden Eingangssignalwerten in den Satz von diskreten Werten zu transformieren, wobei eine Gesamtanzahl von diskreten Werten des Satzes von diskreten Werten gleich einer Gesamtanzahl von Eingangssignalwerten in dem Satz von Eingangssignalwerten ist.
Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der Transformator (103; 303) wirksam ist, um einen Transformationsalgorithmus auszuführen, und bei der der Satz von diskreten Werten durch eine diskrete Ausführung des Transformationsalgorithmus durch den Transformator erzeugt wird.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, bei der der Transformationsalgorithmus, der durch den Transformator (103; 303) durchgeführt wird, ein Fourier-Transformation- oder ein Schnelle-Fourier-Transformation- oder ein Diskrete-Fourier-Transformation- oder ein Inverse-Fourier-Transformation- oder ein Inverse-Schnelle-Fourier-Transformation- oder ein Inverse-Diskrete-Fourier-Transformation-Algorithmus ist, der an die Gesamtanzahl von Eingangssignalwerten angewendet wird.
Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Pilotsequenzen eine komplexe Amplitudensequenz und Phaseninformationen umfassen, wobei die komplexe Amplitudensequenz für die Pilotsequenzen gleich ist, die folgende Merkmale aufweist: einen Multiplizierer (101), der wirksam ist, um ein empfangenes Signal mit einer konjugiert komplexen Version der Amplitudensequenz zu multiplizieren, um das Eingangssignal zu erhalten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 11, bei der das empfangene Signal ein Satz von aufeinander folgenden diskreten empfangenen Signalwerten ist, und bei der die konjugiert komplexe Version der Amplitudensequenz ein Satz von aufeinander folgenden diskreten konjugiert komplexen Amplitudensignalwerten ist; und bei der der Multiplizierer (101) wirksam ist, um eine diskrete komplexe Multiplikation für einen Wert des Satzes von aufeinander folgenden diskreten Signalwerten und einen entsprechenden Wert des Satzes von aufeinander folgenden diskreten konjugierten komplexen Amplitudensignalwerten durchzuführen, sodass nach einer Anzahl von diskreten Multiplikationen der Satz von aufeinander folgenden diskreten Eingangswerten erhalten wird.
Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Einrichtung (107; 315) zum Bestimmen von Kanalinformationen wirksam ist, um die ausgewählten Gruppen zu empfangen und die ausgewählten Gruppen auszugeben, wobei jede Gruppe der ausgewählten Gruppen Kanalinformationen eines bestimmten Kanals umfasst.
Vorrichtung gemäß Anspruch 13, bei der die Einrichtung (107; 315) zum Bestimmen von Kanalinformationen wirksam ist, um die Kanalinformationen zu bestimmen, durch Ausgeben der ausgewählten Gruppen, wobei jede Gruppe Kanalimpulsantworten eines bestimmten Kanals als Kanalinformationen umfasst.
Vorrichtung gemäß Anspruch 13, bei der die Einrichtung (107; 315) zum Bestimmen von Kanalinformationen eine Zeit-/Frequenz-Umwandlungseinrichtung umfasst, zum Erhalten einer Kanalübertragungsfunktion als die Kanalinformationen.
Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der eine Gruppe der ausgewählten Gruppen und eine weitere Gruppe der ausgewählten Gruppen Kanalinformationen eines Kanals und Kanalinformationen eines weiteren Kanals auf überlagerte Weise umfassen, wobei die Einrichtung (107; 315) zum Bestimmen von Kanalinformationen wirksam ist, um die Kanalinformationen des Kanals und die Kanalinformationen des weiteren Kanals basierend auf der Gruppe und auf der weiteren Gruppe zu bestimmen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 16, bei der eine Gruppe der ausgewählten Gruppen eine Überlagerung der Kanalinformationen eines Kanals, der mit einem Phasenverschiebungsfaktor multipliziert wird, und weiterer Kanalin formationen eines weiteren Kanals, der mit einem weiteren Phasenverschiebungsfaktor multipliziert wird, umfasst, und wobei eine weitere Gruppe der ausgewählten Gruppen eine Überlagerung der Kanalinformationen des Kanals, der mit dem konjugiert komplexen Phasenversehiebungsfaktor multipliziert wird, und der weiteren Kanalinformationen des weiteren Kanals, der mit dem konjugiert komplexen weiteren Phasenverschiebungsfaktor multipliziert wird, umfasst, wobei der Phasenverschiebungsfaktor und der weitere Phasenverschiebungsfaktor durch die Pilotsequenzen verursacht werden, wobei die Einrichtung (107; 315) zum Bestimmen von Kanalinformationen wirksam ist, um die Kanalinformationen des Kanals und die Kanalinformationen des weiteren Kanals unter Verwendung der Gruppe und der weiteren Gruppe zu bestimmen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 17, bei der die Einrichtung (107; 315) zum Bestimmen von Kanalinformationen wirksam ist, um die Kanalinformationen und die weiteren Kanalinformationen unter Verwendung von Phasenverschiebungsoperationen und Additions- und/oder Subtraktions-Operationen zu bestimmen, die an die Gruppe und an die weitere Gruppe angewendet werden.
Vorrichtung gemäß Anspruch 17 oder 18, bei der der Phasenverschiebungsfaktor eine Funktion einer Phasenverschiebung von 180 Grad geteilt durch die Gesamtanzahl von Sendepunkten ist.
Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der Kanalinformationen durch ein Verzerrungssignal abgefälscht werden, wobei die Einrichtung (107; 315) zum Bestimmen ferner einen Schätzer aufweist, der wirksam ist, um die Kanalinformationen aus den abgefälschten Kanalinformationen zu schätzen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 20, bei der der Schätzer wirksam ist, um eine Schätzung des Minimums des mittleren quadrierten Fehlers oder eine Schätzung des Maximums a posteriori oder eine Schätzung der maximalen Wahrscheinlichkeit zum Liefern von geschätzten Kanalinformationen durchzuführen.
Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Pilotsequenzen verwendet werden, um einen diskreten Träger in einem Mehrfachträgermodulationsschema zu einem vorbestimmten Zeitpunkt zu modulieren, wobei die Vorrichtung ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Steuerung zum Erfassen des Eingangssignals in einem empfangenen Signal und den Transformator (103; 303), den Selektor (105; 305) oder die Einrichtung (107; 315) zum Bestimmen nur freizugeben, wenn das Eingangssignal in dem empfangenen Signal erfasst wird.
Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Pilotsequenzen verwendet werden, um denselben Pilotträger in einem Mehrfachträgermodulationsschema an einzelnen Sendezeitpunkten zu modulieren, wobei die Vorrichtung ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Steuerung zum Erfassen eines Pilotträgers in einem empfangenen Signal, das aufeinander folgende Mehrfachträger-modulierte Symbole umfasst, und zum Sammeln von Werten des Pilotträgers zu Zeitpunkten, die Sendezeitpunkten entsprechen, um das Eingangssignal zu erhalten, wobei die Kanalinformationen, die durch Verarbeiten des Eingangssignals unter Verwendung des Transformators (103; 303), des Selektors (105; 305) und der Einrichtung (107; 315) zum Bestimmen erhalten wurden, Informationen über einen Mehrfachträgerkanal umfassen, von Sendepunkten zu einem Empfangspunkt definiert durch den Pilotträger über Zeit.
Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Vorrichtung ferner eine einzelne Einrichtung (301) aufweist zum Anwenden einer Fenstertechnik an das Eingangssignal, um ein gefenstertes Eingangssignal zu erhalten, das als das Eingangssignal für den Transformator (103; 303) verwendet werden soll.
Vorrichtung zum Liefern einer Mehrzahl unterschiedlicher Pilotsequenzen, die für eine Kanalschätzung verwendet werden sollen, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (401) zum Berechnen eines i-ten Werts X_i ^(μ) einer Pilotsequenz, die durch einen μ-ten Sendepunkt von N_T Sendepunkten gesendet werden soll, unter Verwendung der folgenden Gleichung:
wobei N_T eine Anzahl von Sendepunkten bezeichnet und wobei N_T größer oder gleich 3 ist; und wobei X (s) / i einen i-ten Wert einer Verwürfelungssequenz bezeichnet, wobei die Länge der Verwürfelungssequenz gleich der Länge der Pilotsequenz ist.
Vorrichtung zum Liefern einer Anzahl unterschiedlicher Pilotsequenzen, die für eine Kanalschätzung verwendet werden sollen, die folgende Merkmale aufweist: eine Einrichtung (501) zum Erzeugen einer Hadamard-Matrix mit einer Anzahl von Spalten, wobei die Anzahl von Spalten der Anzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen entspricht; eine Einrichtung (503) zum Berechnen der unterschiedlichen Pilotsequenz basierend auf den Spalten der Hadamard-Matrix, wobei jede Pilotsequenz aus einer anderen Spalte der Hadamard-Matrix hergeleitet ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung (503) zum Berechnen wirksam ist zum periodischen Erweitern einer Spalte einer Hadamard-Matrix, um die Pilotsequenz zu erhalten.
Verfahren zum Schätzen einer Mehrzahl von Kanälen von einer Mehrzahl von einzelnen Sendepunkten zu einem Empfangspunkt, wobei ein Eingangssignal eine Überlagerung eines ersten Signals basierend auf einer ersten Pilotsequenz, gesendet von einem ersten Sendepunkt, und eines zweiten Signals basierend auf einer zweiten Pilotsequenz, gesendet von einem zweiten Sendepunkt, umfasst, wobei die erste Pilotsequenz und die zweite Pilotsequenz orthogonal zueinander im Hinblick auf einen vorbestimmten Orthogonalitätsbereich sind und eine Phasenverschiebung zueinander aufweisen, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: Transformieren des Eingangssignals in ein transformiertes Signal, das einen Satz von diskreten Werten aufweist, durch Übersetzen der Phasenverschiebung zwischen der ersten und der zweiten Pilotsequenz in eine Verzögerung, sodass eine erste Gruppe des Satzes von diskreten Werten Kanalinformationen eines ersten Kanals von dem ersten Sendepunkt zu dem Empfangspunkt umfasst, und dass eine zweite Gruppe des Satzes von diskreten Werten Kanalinformationen eines zweiten Kanals von dem zweiten Sendepunkt zu dem Empfangspunkt umfasst; Auswählen der ersten Gruppe aus dem Satz von diskreten Werten und Auswählen der zweiten Gruppe aus dem Satz von diskreten Werten, um ausgewählte Gruppen zu erhalten; Bestimmen von Kanalinformationen für die Mehrzahl von Kanälen auf der Basis der ausgewählten Gruppen.
Verfahren zum Liefern einer Mehrzahl unterschiedlicher Pilotsequenzen, die für eine Kanalschätzung verwendet werden sollen, gekennzeichnet durch die nachfolgenden Schritte: Berechnen eines i-ten Werts X_i ^(μ) einer Pilotsequenz, die durch einen μ-ten Sendepunkt von N_T Sendepunkten gesendet werden soll, unter Verwendung der folgenden Gleichung:
wobei N_T eine Anzahl von Sendepunkten bezeichnet und wobei N_t größer oder gleich 3 ist; und wobei X (s) / i einen i-ten Wert einer Verwürfelungssequenz bezeichnet, deren Länge gleich der Länge der Pilotsequenzen ist.
Verfahren zum Liefern einer Anzahl unterschiedlicher Pilotsequenzen, die für eine Kanalschätzung verwendet werden sollen, das folgende Schritte aufweist: Erzeugen einer Hadamard-Matrix mit einer Anzahl von Spalten, wobei die Anzahl von Spalten der Anzahl von unterschiedlichen Pilotsequenzen entspricht; Berechnen der unterschiedlichen Pilotsequenzen basierend auf den Spalten der Hadamard-Matrix, dadurch gekennzeichnet, dass jede Pilotsequenz aus einer anderen Spalte der Hadamard-Matrix hergeleitet wird, durch periodisches Erweitern der Spalte der Hadamard-Matrix.
Computerprogramm mit einem Programmcode zum Durchführen des Verfahrens zum Schätzen einer Mehrzahl von Kanälen gemäß Anspruch 27 oder des Verfahrens zum Liefern einer Mehrzahl von Pilotsequenzen gemäß Anspruch 28 oder des Verfahrens zum Liefern einer Mehrzahl von Pilotsequenzen gemäß Anspruch 29, wenn das Programm auf einem Computer läuft.