DE60127163T2

DE60127163T2 - Verfahren und anordnungen in einem telekommunikationssystem

Info

Publication number: DE60127163T2
Application number: DE60127163T
Authority: DE
Inventors: Peter Larsson
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2000-11-29
Filing date: 2001-10-18
Publication date: 2007-12-13
Anticipated expiration: 2021-10-19
Also published as: US7082159B2; EP1338110B1; DE60127163D1; ATE356479T1; TW525358B; WO2002045329A1; CN1312873C; ES2282300T3; SE0004403L; AU2001296171A1; CN1478341A; EP1338110A1; SE0004403D0; US20020118771A1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft Kommunikation und hauptsächlich drahtlose Kommunikation.
BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIK
In einem Funkkommunikationssystem wird ein Bitstrom oder ein Symbolstrom von einem Sender über einen Funkkanal an einen Empfänger gesendet. Physikalische Beschränkungen drahtloser Kanäle wie beispielsweise Bandbreitenbeschränkungen, Ausbreitungsdämpfung, Interferenz, Selektivschwund, Intersymbol-Interferenz und Zeitvarianz stellen der zuverlässigen Kommunikation eine fundamentale Herausforderung. Weitere Herausforderungen entstehen wegen der Leistungsbeschränkung, Größe und Geschwindigkeit der Einrichtungen, die innerhalb der tragbaren drahtlosen Vorrichtung eingesetzt werden.
Fachleuten ist bekannt, dass in den meisten Streuumgebungen Antennendiversity, d. h. der Gebrauch mehrfacher Sende- und/oder Empfangsantennen, das praktischste Verfahren ist, um die Wirkung des Selektivschwunds zu reduzieren. Das Diversityverfahren schließt ein, dem Empfänger eine Reihe von Abbildern des gesendeten Signals bereitzustellen, da einige Abbilder durch Schwund weniger gedämpft sind.
In einem herkömmlichen seriellen Datensystem werden die Daten sequentiell über einen Kanal gesendet, wobei das Frequenzspektrum eines jeden Datensymbols in der Lage ist, die gesamte verfügbare Bandbreite einzunehmen.
Ein Problem bei seriellen Sendeverfahren in Funkkommunikationssystemen besteht darin, dass der Mehrwegempfang zu Intersymbol-Interferenz (ISI) führen kann, da er wegen verschiedener Sendepfade verschiedene verzögerte Signale hat. Dies geschieht, wenn Signale beispielsweise wegen Reflexionen und bei nicht vernachlässigbarer Stärke verzögert werden und mit einer Zeitdifferenz empfangen werden, die mindestens so lang wie ein Datensymbol ist. Die häufigste Lösung für dieses Problem ist das Benutzen eines Entzerrers am Empfänger. Auf der Basis von Schätzungen der Kanaldämpfung, Verzögerung und Phase eines Kanals, versucht der Entzerrer, das empfangene Signal für den Kanaleinfluss zu kompensieren. In der Zeitdomäne wird die komplexe Dämpfungs- und Verzögerungsbeschreibung eines Kanals Kanalimpulsantwort genannt. Durch Berechnung eines Verzögerungsleistungsspektrums ermöglicht die Kanalimpulsantwort auch, dass gemessen wird, wie die empfangene Energie zeitlich gestreut ist. Der Zeitraum, auf dem das Verzögerungsleistungsspektrum im Wesentlichen gleich null ist, wird Verzögerungsstreuung genannt. Ein Problem im Fall eines einzelnen Trägers in einem seriellen System, d. h. wenn die Symbole einzeln aufeinanderfolgend gesendet werden, besteht darin, dass für eine gegebene Verzögerungsstreuung die Intersymbol-Interferenz über mehrere Symbole bereitgestellt ist, was einen komplexeren Entzerrer erfordert als ein System, in dem die Symbole gleichzeitig gesendet werden. Hohe Komplexität der Algorithmen erfordert mehr Verarbeitung am Empfänger und damit hohen Batterieverbrauch, hohe Taktraten, größere Chipflächen usw. Es ist deshalb von großer Wichtigkeit, die Komplexität niedrig zu halten.
Ein paralleles Datensendesystem bietet Möglichkeiten zum Erleichtern vieler der Probleme, die bei seriellen Systemen angetroffen werden. Ein paralleles System ist ein System, in dem mehrere sequentielle Datenströme simultan gesendet werden, sodass zu einem beliebigen Zeitpunkt viele Datenelemente gesendet werden. In einem solchen System nimmt das Spektrum eines einzelnen Datenelements normalerweise nur einen kleinen Teil der verfügbaren Bandbreite in Anspruch. Dies wird oft als Mehrträgersendung bezeichnet.
Außerdem wird der Einfluss einer plötzlichen, kurzzeitigen Impulsinterferenz, beispielsweise bei Funken, durch die Tatsache erleichtert, dass die Störung über mehrere Kanäle verstreut ist, da die Störung eines jeden Symbols reduziert wird. Durch die Aufteilung einer ganzen Kanalbandbreite in viele schmale Teilbänder ist die Frequenzantwort über jedes einzelne Teilband deshalb relativ flach. Da jeder Teilkanal nur einen kleinen Bruchteil der ursprünglichen Bandbreite belegt und der Kanal deshalb flach ist, ist ein Entzerrungsverfahren potentiell einfacher als in einem seriellen System mit ISI. Ein einfacher Entzerrungsalgorithmus und die Implementierung der differentiellen Codierung können das vollständige Vermeiden der Entzerrung ermöglichen.
Die Erfindung zielt auf ein OFDM-Technik (Orthogonal Frequency Division Mulitplexing) nutzendes System ab, das einfach als eine Form von Mehrkanalmodulation definiert werden kann, wo ihr Kanalabstand sorgfältig ausgewählt wird, sodass jeder Teilkanal zu den anderen Teilkanälen orthogonal ist. Deshalb können parallele Kanäle Mehrträger genannt werden.
Bei der OFDM-Technik wird ein Kanal in viele schmale, parallele Teilkanäle aufgeteilt, wodurch die Zeit eines einzelnen Symbols vergrößert wird und die von den Mehrpfadumgebungen verursachte Intersymbol-Interferenz (ISI) reduziert oder eliminiert wird. Da andererseits die Dispersionseigenschaft von drahtlosen Kanälen frequenzselektiven Schwund verursacht, gibt es für diese Teilkanäle bei tiefem Schwund eine höhere Fehlerwahrscheinlichkeit. Deshalb müssen Verfahren wie Fehlerkorrekturcodes und Diversity benutzt werden, um für die Frequenzselektivität zu kompensieren.
Um gute Kanalqualitätsschätzung bereitzustellen, benutzt man ein Pilotsignal, d. h. eine Trainingssequenz. Es folgt hier eine detailliertere Beschreibung, wie ein mögliches OFDM-Signal gesendet und bei Kanalbeeinträchtigungen korrigiert wird.
In dieser Offenbarung werden Großbuchstaben benutzt, um Frequenzdomänensignale zu bezeichnen, während Kleinbuchstaben Zeitdomänensignale bezeichnen. Außerdem werden die Indizes k und n als Frequenzdomänen- bzw. Zeitdomänenindizes benutzt.
Zuerst wird ein Pilotsignal zum Zweck der kohärenten Detektion gesendet. Ein Pilot ist eine Sequenz von Symbolen, die sowohl im Sender als auch im Empfänger definiert und bekannt sind. Der Pilot wird durch P(k) bezeichnet und ist eine diskrete Sequenz komplexer Symbole, die in der Frequenzdomäne mit dem Parameter k indiziert sind, der von 0 bis N-1 läuft. Vor der Sendung wird der Pilot P(k) durch eine inverse diskrete Fourier-Transformation (IDFT) in die Zeitdomäne übertragen, woraus eine komplexwertige diskrete Pilotsequenz in der Zeitdomäne resultiert, die durch p(n) bezeichnet wird, wo n ein Zeitindex ist, der von 0 bis N-1 läuft. Man beachte, dass in der Praxis eine (inverse) schnelle Fourier-Transformation benutzt wird anstelle einer (inversen) diskreten Fourier-Transformation, da sie eine niedrigere algorithmische Komplexität hat und deshalb weniger komplexe Hardware erfordert. Die Pilotsequenz wird über den drahtlosen Kanal gesendet, der durch die diskrete und komplexwertige Kanalimpulsantwort h(n) modelliert ist, die eine lineare Filterfunktion der Sequenz p(n) ausführt. Die daraus resultierende empfangene Sequenz ist r_p(n), die diskret und komplexwertig ist: rp(n) = p(n)*h(n) + v(n),wo v(n) das im Empfänger hinzugefügte Rauschen ist oder ein anderes Umgebungsgeräusch am Antenneneingang. Der Filterprozess wird durch das Zeichen * zwischen der Sequenz p(n) und der diskreten und komplexen Kanalimpulsantwort h(n) angegeben. Dies ist eine sogenannte Faltung.
In einem OFDM-System werden die Signale vor allem in der Frequenzdomäne verarbeitet. Deshalb ist die empfangene Samplesequenz der Länge N diskret fouriertransformiert (die Umkehrung der inversen diskreten Fourier-Transformation), woraus folgt: Rp(k) = P(k)·H(k) + V(k),wo die Sequenz P(k) eine bekannte Sequenz ist, während V(k) eine stochastische Sequenz ist und deshalb am besten als stochastischer Prozess modelliert wird. H(k) ist eine Kanal-Transferfunktion, die vor der Sendung unbekannt ist. V(k) ist Rauschen und deshalb stochastisch.
Man beachte, dass die Faltung * durch die diskrete Fourier-Transformation in eine Multiplikation transformiert wird. Aus Implementierungsgründen (d. h. Komplexität) wird eine diskrete Fourier-Transformation nur selten ausgeführt, sondern man führt an ihrer Stelle eine gleichwertige Transformation von niedrigerer Komplexität aus, die sogenannte schnelle Fourier-Transformation. Gleichwertiges wird bei der inversen diskreten Fourier-Transformation gemacht, d. h. man benutzt die inverse schnelle Fourier-Transformation.
Es wird eine Schätzung der Funktion H(k) gesucht, die für einen Entzerrungsschritt gebraucht wird. Auf der Basis des empfangenen Signals R_p(k) und vorheriger Kenntnis der Sequenz P(k) kann die Funktion H(k) wie folgt bestimmt werden:
Es sollte jedoch beachtet werden, dass dies wegen der Anwesenheit von Rauschen nur eine Schätzung ist. Ist der Rauschpegel im Vergleich zum empfangenen Signal der Sequenz R_p(k) niedrig, dann ist die Kanalschätzung genau. Ist der Rauschpegel jedoch hoch, dann ist die Schätzung schlecht.
Wenn der Kanal geschätzt worden ist, können Daten gesendet werden. Die Datensequenz (diskret und komplexwertig) wird durch S(k) bezeichnet, wo k der von 0 bis N-1 laufende Frequenzindex ist. Vor der Datensendung wird die Sequenz S(k) in eine diskrete und komplexwertige Zeitrepräsentation s(n) invers diskret fouriertransformiert oder vorzugsweise invers schnell fouriertransformiert. Es wird vorausgesetzt, dass die seit der Kanalschätzung verflossene Zeit so kurz ist, dass die Kanaleigenschaften keine wesentliche Veränderung erfahren haben.
Wenn die Sequenz s(n) gesendet wird, wird sie dementsprechend denselben Kanaleigenschaften ausgesetzt sein wie vorher das Pilotsignal. Natürlich ist das Rauschen am Empfang verschieden, was hier durch w anstelle von v angezeigt wird: rs(n) = s(n)*h(n) + w(n)
Wenn das empfangene Signal diskret fouriertransformiert oder vorzugsweise schnell fouriertransformiert ist, erhält man das folgende Signal: Rs(k) = S(k)·H(k) + W(k)
Da der Kanal bekannt ist, kann die Sequenz wie folgt geschätzt werden:
Falls erwünscht, können jetzt weitere Symbole gesendet werden. Zu jedem Zeitpunkt wird die Kanalschätzung dazu benutzt, um für die Kanalbeeinträchtigungen zu kompensieren, d. h. Entzerrung. Es ist jedoch wahrscheinlich, dass sich die Kanaleigenschaften mit der Zeit verändern, und deshalb können regelmäßig neue Pilotsignale mit festem Zeitabstand gesendet werden.
Fachleuten wird jedoch deutlich sein, dass die obige Offenbarung mit einem extrem trivialen Fall verwandt ist. Wahrscheinlich würde man in der Praxis Entzerrung nicht auf diese Weise ausführen. Stattdessen ist Entzerrung oft ein integraler Teil der Vorwärtsfehlerkorrektur-Decodierung. Außerdem kann eine bestimmte a-priori-Kenntnis des Kanals, wie beispielsweise Verzögerungsstreuung oder statistische Eigenschaften, dazu benutzt werden, die Qualität der Kanalschätzung zu verbessern, wodurch wiederum die Qualität der geschätzten Daten S(k) verbessert wird.
Senderdiversity, d. h. der Gebrauch von mindestens zwei Sendermitteln wie beispielsweise Sendeantennen, ist ein wirksames Verfahren, um Schwund in mobilen drahtlosen Kommunikationen zu bekämpfen, besonders wenn Empfängerdiversity, d. h. das Benutzen von mindestens zwei Empfängermitteln wie beispielsweise Antennen, teuer oder unpraktisch ist.
In dem Artikel von J.H. Winters, „The diversity gain of transmit diversity in wireless systems with Rayleigh fading", Proc. 1994 Int. Communications Conf., Chicago, IL, Juni 1994, 1121-1125, wird der Leistungsgewinn von auf linearer Transformation basierender Diversity mit idealer Maximum-Likelihood-Sequenzschätzung (MLSE) und einer beliebigen Anzahl von Senderantennen untersucht und mit Empfängerdiversity verglichen.
Die veröffentlichte internationale Patentanmeldung WO 99/14871 offenbart ein Sendediversity-Verfahren für drahtlose Kommunikation. In einer illustrativen Ausführungsart werden zwei Sendeantennen und eine einzelne Empfangsantenne benutzt, was denselben Diversitygewinn bereitstellt wie das Maximalverhältnis-Empfängerkombinationsschema mit einer Sendeantenne und zwei Empfangsantennen.
Vor kürzerer Zeit wurde eine Raum-Zeit-Codierung für drahtlose Kommunikation mit hoher Datenrate entwickelt. Raum-Zeit-Codierungsschemata basieren auf Codiersignalen sowohl in Zeit als auch Raum, d. h. über Mehrfachsendeantennen. Typischerweise werden eine Anzahl M von Sendeantennen und eine Anzahl N von Empfangsantennen eingesetzt. In dem Artikel von G. Foschini, „Layered space-time architecture for wireless communication in a fading environment when using multi-element antennas", Bell Labs Technical Journal, Herbst 1996, beschreibt der Autor ein System mehrfacher Sende- und Empfangsantennen, für die die Kanalkapazität mit der Minimalanzahl von sende- und empfangsseitig eingesetzten Antennen linear skaliert. Es sollte beachtet werden, dass Senderdiversity manchmal dem Gebiet der Raum-Zeit-Codierung zugerechnet wird, obwohl empfangsseitig nur eine einzelne Antenne eingesetzt wird. Im letzteren Zusammenhang ist deutlich, dass stattdessen Raum-Zeit-Codierung als Alternative zu hoher Kanalkapazität ausgenützt werden kann, wegen erhöhter Robustleistung beispielsweise unter Schwundbeschaffenheiten, wie sie hauptsächlich von Sendediversity-Verfahren angegangen werden.
In dem Artikel von D. Agarwal et al., „Space-time coded OFDM for high data rate wireless communication over wideband channels", Proc. 48^th IEEE Vehicular Technology Conf., Ottawa, Canada, Mai 1998, 2232-2236, wurde Raum-Zeit-Codierung mit OFDM untersucht. Das Decodieren von Raum- Zeit-Codes erfordert jedoch Kanalzustandsinformation, die meistens schwer aufzufinden ist, besonders für zeitinvariante Kanäle mit dispersivem Schwund. Dieses Papier setzt ideale Kanalzustandsinformation voraus.
Ein anderer Artikel, der auch Raum-Zeit-Codierung in der OFDM-Technik mit als bekannt vorausgesetztem Kanalzustand untersucht, ist A. Van Zelst et al., „Space division mulitplexing (SDM) for OFDM systems", vorgetragen auf der VTC 2000.
In dem Artikel „On channel estimation in OFDMA systems" von Jan-Jaap Van de Beek et al., Proceedings IEEE Vehicular Technology Conf. Vol. 2, Juli 1995, 815-819, werden Verfahren zur Kanalschätzung in OFDM mit einer Senderantenne offenbart. Es werden Schätzfunktionen unter Verwendung des minimalen mittleren Quadratfehlers (MMSE) und der kleinsten Quadrate (LS) mit reduzierter Komplexität entwickelt, die die Voraussetzung einer finiten Impulsantwort ausnützen. Sie setzen sich auch mit dem Problem der Spektralleckage für eine diskrete Zeitkanal-Impulsantwort in einem Kanal mit kontinuierlichen Pfadverzögerungen auseinander. In Anbetracht des Aspekts einzelner Sendeantennen-Kanalschätzung ergibt sich der Nachteil der vorgeschlagenen Verfahren, dass die algorithmische Komplexität mit Leistungserhaltung noch weiter reduziert werden könnte.
Für Raum-Zeit-Codierung verwendende OFDM-Systeme werden zwei oder mehr verschiedene Signale von mindestens zwei verschiedenen Antennen gleichzeitig gesendet. Das empfangene Signal ist die Superposition dieser Signale, die meistens dieselbe mittlere Leistung hat. Wenn in einem aus mindestens zwei Sendeantennen und mindestens einer Empfangsantenne bestehenden System die jedem Sender- und Empfängerantennenpaar entsprechenden Kanalparameter durch den vorher in dem Artikel von Y. Li et al., „Robust channel estimation for OFDM systems with rapid dispersive fading channels", IEEE Trans. Commun, Vol. 46, 902-915, Juli 1998, entwickelten Ansatz geschätzt werden, dann werden die Signale von der/den anderen Senderantenne/n Interferenz erzeugen. Das Signal-zu-Interferenz-Verhältnis wird immer sehr schwach sein, und der mittlere Quadratfehler (MSE) der Schätzung wird deshalb sehr groß sein. Deshalb sind neuartige Ansätze zur Parameterschätzung für Senderdiversity unter Verwendung von Raum-Zeit-Codierung wünschenswert.
Eine einfache Kanalschätzung für mehrfache Sendeantennen wird vorgestellt in einem Artikel von N. Seshadri et al., „Two signaling schemes for improving the error performance of frequency selective division duplex transmission systems using transmitter antenna diversity", Int. Journal of wirless information networks, Vol. 1, Nr. 1, 1994. Die Autoren schlagen ein Verfahren zum Kanallernen vor, wo eine Pilotsequenz über mindestens zwei Antennen zeitmultiplexiert wird. Deshalb wird der Pilot erst auf Antenne 1, zweitens auf Antenne 2 usw. gesendet. Der Mangel dieses Verfahrens liegt darin, dass Ressourcen durch Senden von Trainingssequenzen, anstatt von Daten belegt werden.
In dem Artikel von Ye (Geoffrey) Li et al., „Channel estimation for OFDM systems with transmitter diversity in mobile wireless channels", IEEE Journal on selected areas in communications, Vol. 17, Nr. 3, März 1999, wird die Parameterschätzung für OFDM-Systeme mit Senderdiversity detailliert offenbart. In diesem Papier wird Senderdiversity unter Verwendung von Raum-Zeit-Codierung für OFDM-Systeme untersucht. Der Kanalparameterschätzungs-Ansatz wird entwickelt. Die Kanalparameterschätzung ist für das Decodieren von Raum-Zeit-Codes von zentraler Bedeutung, und es wird die Schranke des mittleren Quadratfehlers für diese Schätzungsansätze abgeleitet. Deshalb können OFDM-Systeme mit Senderdiversity unter Verwendung von Raum-Zeit-Codierung für hocheffiziente Datensendung über mobile drahtlose Kanäle benutzt werden. Die Schwäche des im obigen Artikel offenbarten Verfahrens liegt jedoch darin, dass das vorgeschlagene Schätzverfahren sehr komplex ist. Die Struktur des Senders und der assoziierten Signale wird überhaupt nicht erörtert.
US-2004131222 offenbart ein OFDM-System, das Sendeantennendiversity und Codierung über Frequenzen bereitstellt. In einem Beispiel hat die Basisstation vier Sendeantennen. Jede Antenne wird beauftragt, eine Teilmenge der gesamten Anzahl von Tönen zu senden. Eine bestimmte Menge besteht aus einer Vielzahl von Tönen mit großen Abständen, die die gesamte Sendebandbreite einnehmen. Daraus folgt, dass eine Teilmenge von Tönen auf einer zweiten Antenne Töne enthalten wird, die zwischen den auf der ersten Antenne gesendeten Töne liegen. Als Alternative kann jede Teilmenge von Tönen für eine gegebene Sendeantenne Tonclusters mit großen Abständen enthalten, z. B. zwei oder drei benachbarte Töne, die die gesamte Sendebandbreite einnehmen. Das Zerstreuen der Töne über die Sendeantennen randomisiert den Schwund über die OFDM-Bandbreite. US-2004131222 befasst sich weder mit dem Senden von Pilotsignalen noch mit dem Schätzen von Kanalbeschaffenheiten.
In US-5867478 wird bemerkt, dass ein SC-OFDM-Empfänger (Synchronous Coherent – Orthogonal Frequency Division Mulitplexing) durch Benutzung eines orthogonalen Pilotcodierschemas zwischen Gleichkanalsendern die erwünschten störenden Kanalantworten des Kanals und Gleichkanals schätzen kann. In einer bevorzugten Ausführungsart enthält ein Pilotcodierschema eine Menge von vier orthogonalen Pilotcodes, jede mit Länge N = 4, um die Messung der Kanalantworten vom erwünschten Signal und von bis zu drei Gleichkanal-Interferenzsignalen zu unterstützen. Ein wiederverwendbares Zellularmuster besteht aus einem einzelnen wiederbenutzbaren Zellularmuster mit drei Sektoren pro Zelle. In einer alternativen Ausführungsart benutzt das Pilotschema Codes, die nicht orthogonal sind, aber kleine Kreuzkorrelationswerte haben.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein Problem mit Verfahren nach dem Stand der Technik, die gleichzeitige Kanaltrainingssequenzen senden, besteht darin, dass Schätzverfahren sehr komplex sind, sowohl unter dem Aspekt einer algorithmischen Implementierung als auch einer Hardwareimplementierung.
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Bereitstellen von Mehrkanalschätzung auf dem Gebiet der Raum-Zeit-Codierung in einem Funkkommunikationssystem. Raum-Zeit-Codierung enthält Senderdiversity, Raum-(Zeit)-Multiplexing und andere komplexe Anwendung der Signalcodierung in Zeit und Raum.
Gemäß der Erfindung wurde dieser Nachteil gemildert durch eine Anordnung und ein Verfahren in einem drahtlosen Kommunikationssystem, das mindestens einen Sender mit mindestens zwei Antennen und mindestens eine Empfangseinheit mit mindestens einer Antenne (y1, y2) umfasst und worin Trainingssequenzen von den mindestens zwei Antennen des mindestens einen Senders an die mindestens eine Antenne (y1, y2) der mindestens einen mobilen Einheit gesendet werden, dadurch gekennzeichnet, dass erstens vor der Sendung eine Trainingssequenz P(k) in die Sequenz p(n) invers diskret fouriertransformiert wird; zweitens für jeden Antennenzweig die invers diskret fouriertransformierte Sequenz p(n) um eine Anzahl von vorbestimmten Schritten (n1, n2), die für jeden Antennenzweig verschieden sind, zyklisch rotiert wird; drittens die zyklisch rotierten Trainingsequenzen p(n – n1), p(n – n2) von verschiedenen Antennen gleichzeitig an die Empfangseinheit gesendet werden; und viertens die empfangenen Sequenzen (s(n – n1), s(n – n2)), die eine Superposition von gesendeten Trainingssequenzen sind, deren jede durch das Propagationsmedium individuell beeinflusst ist, an der Empfängereinheit dazu benutzt werden, um Schätzungen der Kanalimpulsantwort für die Sendung von der jeweiligen Antenne bereitzustellen.
Ein Zweck der Erfindung ist das Bereitstellen eines Kanalschätzverfahrens, das sehr bandbreiteneffizient ist.
Ein weiterer Zweck der Erfindung ist das Bereitstellen eines Kanalschätzverfahrens, das eine geringe Verzögerung hat und sehr prozesseffizient ist.
Noch ein weiterer Zweck der Erfindung ist es, orthogonale und unabhängige Kanalschätzung für bis zu N Sendeantennen sicherzustellen, wobei N die Anzahl der im Empfänger benutzten Samplewerte ist und die N Kanäle frequenzflach sind.
Ein weiterer Zweck der Erfindung ist die Reduktion der Hardwarekomplexität, wenn Kanalschätzung in OFDM-Systemen bereitgestellt wird.
Noch ein weiterer Zweck der Erfindung ist die Dämpfung von unerwünschtem Rauschen.
Ein anderer Zweck der Erfindung ist die Fähigkeit, zusätzlich zum allgemeineren Mehrantennenszenario eine niedrige Komplexität und ein robustes Kanalschätzungsverfahren für den Fall einer einzelnen Senderantenne bereitzustellen.
Ein Vorteil der Erfindung ist, dass sie bandbreiteneffizient ist, da für Mehrkanal-Transferschätzungen nur ein Synchronisationssymbol-Zeitslot erforderlich ist.
Ein Vorteil der Erfindung ist, dass sie latenz- und prozesseffizient ist, da die Hauptteile der Verarbeitung der unabhängigen Kanalschätzungen pro Antenne gleichzeitig ausgeführt werden.
Noch ein weiterer Vorteil der Erfindung ist, dass Orthogonalität für bis zu N Sendeantennen implizite garantiert ist durch Verwendung der Codierung durch N mal (inverse) schnelle Fourier-Transformationen, unter der Voraussetzung, dass keine Kanalverzögerungsstreuung vorhanden ist. Dies ist immer der Fall, wobei tatsächlicher Inhalt in der Trainingssequenz P(k) unbeachtet bleibt, die deshalb für jeden anderen Zweck optimiert werden kann, beispielsweise einen niedrigen Spitzenfaktor.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist, dass die Hardwarekomplexität sehr niedrig ist, da der Hauptteil der Verarbeitung auf Hardwarefunktionen angewiesen ist, die einem in einem OFDM-System benutzen Modem angehören.
Noch ein weiterer Vorteil der Erfindung ist, dass die Kanalschätzungen sehr genau sind durch das Auffüllen mit Nullen, wo Rauschen vorherrschend ist, was als ein Rauschdämpfungsmechanismus funktioniert.
Wird der Begriff „umfasst/umfassend" in dieser Patentschrift benutzt, dann soll er so verstanden werden, dass das Vorhandensein von angegebenen Merkmalen, ganzen Zahlen, Schritten oder Bestandteilen spezifiziert wird, aber das Vorhandensein oder Hinzufügen eines oder mehrerer Merkmale, ganzer Zahlen, Schritte, Bestandteile oder daraus gebildeter Gruppen nicht ausschließt.
Der weitere Schutzbereich der Anwendbarkeit der vorliegenden Erfindung wird durch die hierin nachfolgende detaillierte Beschreibung deutlich werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung wird jetzt detaillierter beschrieben mit Bezug auf deren bevorzugte exemplarische Ausführungsarten und auch mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen, in denen:
1 eine schematische Ansicht ist, Pilotsignale veranschaulichend, die getrennt gesendet werden, wie für ein Verfahren nach dem Stand der Technik typisch ist.
2a eine schematische Ansicht ist, Pilotsignale veranschaulichend, die gleichzeitig gesendet werden.
2b eine schematische Ansicht ist, Pilotsignale veranschaulichend, die gleichzeitig von verschiedenen Knoten gesendet werden.
3 eine schematische Ansicht ist, die den erfindungsgemäßen Gebrauch zyklischer Rotation veranschaulicht.
4 ein Diagramm ist, das eine Impulsantwortschätzung eines zusammengeschätzten Kanals mit etwas hinzugefügtem Gaußrauschen veranschaulicht.
5 ein Diagramm ist, das ein weiteres erfindungsgemäßes Verfahren veranschaulicht.
6 eine schematische Ansicht ist, die den Prozess an der Empfangsantenne veranschaulicht.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
In 1 wird ein Kommunikationssystem abgebildet, worin Trainingssequenzen in einem mehrere Sendeantennen umfassenden OFDM-System sequentiell gesendet werden. Die Trainingssequenzen werden auf eine solche Weise gesendet, dass sie sich nicht zeitlich überlappen. Das System umfasst einen mit Antennen x1, x2, x3 ausgerüsteten Sender 110. Obwohl in 1 nur drei Antennen x1, x2, x3 gezeigt werden, wird Fachleuten deutlich sein, dass mehr als drei Antennen benutzt werden können. Das System umfasst auch mindestens einen Empfänger 130, der mit mindestens einer Empfangsantenne y1, y2 ausgerüstet ist. 1 veranschaulicht einen Ansatz nach dem Stand der Technik zum Ausführen von Mehrkanalschätzungen in OFDM-Technik.
Mehrere Trainingssymbole p1, p2, p3 werden eins nach dem anderen von den verschiedenen Antennen x1, x2, x3 über Kanäle 150, 151, 152 an eine Empfangsantenne y1 gesendet.
In 2a wird sowohl ein erfindungsgemäßes System als auch ein Verfahren nach dem Stand der Technik veranschaulicht. Das System stellt eine Vielzahl von mehrfachen Trainingssequenzen bereit, die gleichzeitig gesendet werden. Das OFDM-System in 2a umfasst einen mit Antennen x1, x2, x3 ausgerüsteten Sender 210 und mindestens einen Empfänger 230, z. B. ein mit mindestens einer Antenne y1 ausgerüstetes Funkterminal. Trainingssequenzen p1, p2, p3 werden gleichzeitig von den Antennen x1, x2, x3 über Kanäle 250, 251, 252 an die Empfangsantenne y1 gesendet. Im Gegensatz zum Verfahren nach dem Stand der Technik benutzt die Erfindung Trainingssequenzen p1, p2, p3 die eine mathematische Relation zueinander haben, wodurch Schätzungen auf optimale und einfache Weise unterschieden werden können.
In 2b wird ein erfindungsgemäßes System veranschaulicht. Das System stellt eine Vielzahl von mehrfachen Trainingssequenzen bereit, die gleichzeitig gesendet werden. Das OFDM-System in 2b umfasst einen mit Antennen x1, x2 ausgerüsteten Sender 610 und einen mit einer Antenne x3 ausgerüsteten Sender 611 und mindestens einen Empfänger 230, z. B. ein mit mindestens einer Antenne y1, y2 ausgerüstetes Funkterminal. Trainingssequenzen p1, p2, p3 werden gleichzeitig von den Antennen x1, x2, x3 über Kanäle 250, 251, 252 an die Empfangsantenne y1 gesendet.
3 veranschaulicht das Senden von Pilotsignalen gemäß der Erfindung. Eine bekannte Kanalschätzsequenz P(k) in der Frequenzdomäne wird an einen Block 308 geschickt. Im Block 308 wird die Sequenz P(k) in eine Sequenz p(n) invers schnell fouriertransformiert. Die Sequenz p(n) wird an den Block 360, den Block 381 und den Block 382 gespeist. Im Block 360 wird ein zyklisches Präfix CP eingeschoben, um der Sequenz p(n) voranzugehen. In einer weiteren Ausführungsart könnte ein zyklisches Suffix benutzt werden. Das zyklische Präfix CP mildert die Auswirkungen der Intersymbol-Interferenz (ISI). Dann wird die Sequenz p(n) an einen Digital-Analog-Wandler (D/A) 370 geschickt, wo sie in ein Analogsignal umgewandelt wird. Dann wird die D/A-umgewandelte Sequenz p(n) an eine erste Antenne x1 geschickt. Im Block 381 wird die Sequenz p(n) durch einen vorbestimmten Schritt zyklisch rotiert, der eine vorbestimmte Anzahl n' von Positionen in der Sequenz umfasst, und dadurch in eine Sequenz p(n – n') transformiert. Dadurch wird die Sequenz p(n – n') zu einem Block 361 geschickt. Im Block 361 wird ein zyklisches Präfix eingeschoben, um der Sequenz p(n – n') voranzugehen. Danach wird die Sequenz p(n – n') an einen Digital-Analog-Wandler 371 geschickt, wo sie von Digital- in Analogform umgewandelt wird. Dann wird die D/A-umgewandelte Sequenz p(n – n') an eine zweite Antenne x2 geschickt. Die beiden Sequenzen werden dann gleichzeitig von den Antennen x1 und x2 an ein mit mindestens einer Antenne y1, y2 ausgerüstetes Funkterminal 330 geschickt. In einer drei Antennen umfassenden Ausführungsart wird die Trainingsequenz p(n) im Block 382 durch einen zweiten vorbestimmten Schritt zyklisch rotiert, der (n'' – n') Positionen in der Sequenz umfasst, und so in eine Sequenz p(n'') transformiert. Die Sequenz p(n – n'') wird so an einen Block 362 geschickt. In Block 362 wird ein zyklisches Präfix CP eingeschoben, um der Sequenz p(n – n'') voranzugehen. Danach wird die Sequenz p(n – n'') an einen Digital-Analog-Wandler (D/A) 372 geschickt, wo sie von Digital- in Analogform umgewandelt wird. Dann wird die D/A-umgewandelte Sequenz p(n – n'') an eine dritte Antenne x3 geschickt. Die drei Sequenzen werden dann gleichzeitig von der mindestens einen Antenne x1, x2 und x3 an das mit der Antenne y1 ausgerüstete Funkterminal 330 gesendet. Fachleuten wird deutlich sein, dass das erfinderische System mehr als drei Antennen umfassen kann.
Das empfangene diskrete Zeitsignal für zwei Sendeantennen und eine Empfangsantenne ist: r1(n) = p(n)*h11(n) + p(n – n')*h21(n) + v1(n),wo h₁₁ und h₂₁ Kanalimpulsantworten sind und v₁ eine mit der Empfangsantenne assoziierte Rauschquelle ist.
Ein der zyklischen Faltung ähnelndes Resultat wird gefunden, wenn ein N-Punkte-Abschnitt aus einem OFDM-Symbol ausgeschnitten wird, d. h. das Entfernen eines zyklischen Präfixes, nachdem das letzte Signal angekommen ist, das das vorhergehende Symbol repräsentiert. Die ganze Zahl N definiert die Anzahl der Positionen in der Fourier-Transformation.
Dann wird die Sequenz r₁(n) in der diskreten Frequenzdomäne durch eine schnelle Fourier-Transformation transformiert in: R1(k) = P(k)·H11(k) + P(k)·e(i·2·π·n'·k)/N·H21(k) + V1(k)
Die Sequenz R₁(k) kann jetzt durch die bekannte Trainingssequenz P(k) dividiert werden. Der von der zyklischen Verzögerung n' abhängige Phasenterm bleibt und kann mit H₂₁(k) mathematisch assoziiert werden. Eine nachfolgende inverse schnelle Fourier-Transformation gibt eine Schätzung der zusammengesetzten Kanalimpulsantwort zurück: hcomp(n) = h11(n) + h21(n – n') + v1(n)
Jetzt ist eine häufig benutzte Nebenbedingung in der OFDM-Technik, dass die Länge des zyklischen Präfixes etwas länger sein sollte als die längste Dauer eines Kanalimpulses, d. h. die Verzögerungsstreuung. Dazu kommt, dass die OFDM-Symboldauer oft gewählt wird, um dem zyklischen Präfix zu ermöglichen, maximal 20-25 % Overhead hinzuzufügen, aber wenn möglich weniger als das, da sowohl Energie als auch Effizienz verbraucht werden. Vorausgesetzt, dass die Anzahl n' der zyklischen Positionenverschiebung zwischen den beiden Antennenpfaden größer ist als die Länge des zyklischen Präfixes CP, kann garantiert werden, dass die Kanalimpulsantworten h₁₁ und h₂₁ einzeln aus einer Schätzung h_comp der zusammengesetzten Kanalimpulsantwort extrahiert werden. Ein Beispiel der Größe |h_comp| (oder des reellen oder imaginären Teils) in dB einer Schätzung der zusammengesetzten Kanalimpulsantwort mit etwas hinzugefügtem Gaußrauschen ist in 4 angezeigt. In dem in 4 veranschaulichten Beispiel sind h₁₁ und h₂₁, 4 bzw. 3 Punkte lang und N = 32.
Die einzelnen Kanalimpulsantworten lassen sich leicht aus dem empfangenen Signal extrahieren, da die Verschiebung der n' Positionen bekannt ist, und die Extraktion ausgeführt werden kann, wie durch die Beispiele in 4 und 5 veranschaulicht ist. Die zyklische Verschiebung der n' Positionen für die einzelnen Kanalimpulsantworten müssen entfernt werden, bevor sie zum Entzerren der Kanäle benutzt werden. Dann wird die h₂₁ entsprechende Kanalimpulsantwort um n' Positionen in der Richtung zyklisch verschoben, die der Richtung, in der die assoziierte Pilotsequenz ursprünglich verschoben wurde, entgegengesetzt ist, da dies das Phasen-Wrapping auf der entsprechenden Kanaltransferfunktion entfaltet, das sonst durch die zyklische Verschiebung entsteht. Eine zyklische Verschiebung wird in einem Vektor mit N Positionen ausgeführt, wobei die letzte Position oder die beiden letzten Positionen an den Vektoranfang gestellt werden und die anderen Positionen nach rechts, d. h. rechtsläufig, verschoben werden. In einer weiteren Ausführungsart werden die Positionen linksläufig verschoben. Für jede einzelne Kanalimpulsantwort werden Positionen, die als irrelevant oder nicht hinreichend energietragend erachtet werden, durch Nullwerte ersetzt; als Alternative wird jede einzelne Kanalimpulsantwort durch eine glättere Fensterfunktion glättend gedämpft, siehe 4 und 5. Fachleuten wird deutlich sein, dass das auf rauschabhängige Teile der Kanalimpulsantworten beschränkte Ersetzen durch Nullresultate eine beträchtliche Rauschreduktion hervorruft und deshalb eine ausgezeichnete Schätzung bereitstellt. Für jede Kanalschätzung wird Geräusch um ungefähr 10·ln(N/Verzögerungsstreuung) dB reduziert. Die Verzögerungsstreuung zeigt den Grad der Energiedispersion von verschiedenen Mehrpfadkomponenten an, d. h. je größer die Verzögerungsstreuung desto später kommt die letzte Mehrpfadkomponente an.
Zwei Verfahren zum Trennen von zwei Kanalimpulsantworten werden jetzt mit Bezug auf 4 und 5 beschrieben. Die Kanalimpulsantwort hat ungefähr dieselbe Länge wie das zyklische Präfix.
Das erste Verfahren wird durch das Diagramm in 4 veranschaulicht. Gemäß dem ersten Verfahren ist eine Vielzahl von festen Bereichen in der diskreten Zeitdomäne definiert. Die Anzahl der festen Bereiche ist gleich der Anzahl der Sendeantennen und hat die obere Grenze floor(N/CP_Dauer). Floor ist eine mathematische Funktion, die die größte ganze Zahl wählt, die kleiner oder gleich dem Argument ist. Aus jedem der Bereiche wird eine Kanalimpulsantwort extrahiert. Beispielsweise haben im Bereich 1 eine Anzahl von Positionen Amplituden in der zusammengesetzten Kanalimpulssequenz, die stärker als andere Positionen sind. Die starken Kanalimpulsantworten sind für das erfindungsgemäße Verfahren von Interesse.
Da die zyklischen Verbindungen sowohl dem Sender als auch dem Empfänger bekannt sind, weiß der Empfänger, wann er den Anfang der Bereiche erwarten kann. Da der Empfänger auch die Länge des zyklischen Präfixes kennt, kennt er auch den Endpunkt eines jeden Bereichs. Die Spannweite des Bereichs ist größer oder gleich der Länge des zyklischen Präfixes mit zusätzlicher Erweiterung, um vor Leckage zu schützen. Es wird vorausgesetzt, dass die Zeitsynchronisation für den Fensterbeginn der schnellen Fourier-Transformation am vorausgehenden Zeitsynchronisationsschritt ausgeführt wurde. Kleine Timingfehler sind jedoch wegen der Tatsache akzeptabel, dass die Fehler auf eine kleine Zeitverschiebung in der zusammengesetzten Kanalimpulsantwort übertragen werden und so jede Kanalimpulsantwort innerhalb jedes einzelnen Bereichs behalten wird. Sehr große Zeitsynchronisationsfehler können größere Bereiche erfordern, um Schutz vor derartigen Mängeln in vorausgehenden Schritten zu gewähren.
Es sollte beachtet werden, dass die Leckage und wesentliche Timingfehler wegen der zyklischen Eigenschaften der schnellen Fourier-Transformation in das Ende der zusammengesetzten Kanalimpulsantwort rotieren können. Die Leckage ist der Grund, weshalb der Bereich 1 sich zyklisch in das Ende der zusammengesetzten Kanalimpulsantwort erstreckt. Wenn die dem Bereich 1 entsprechende Kanalimpulsantwort in der zusammengesetzten Kanalimpulsantwort erzeugt wird, werden die Positionen von Bereich 1 kopiert, während die Positionen außerhalb des Bereichs 1 gleich null gesetzt werden. Die Positionen außerhalb des Bereichs 1 machen unwesentliche Beiträge zur Kanalimpulsantwort h₁₁ und können deshalb gleich null gesetzt werden.
Für Kanalimpulsantworten im Bereich 2, die das Ergebnis einer Rotation der Trainingssequenz p um n' Positionen ist, folgt das Extrahieren demselben Verfahren wie für den Bereich 1. Die resultierende Kanalimpuls-Antwortsequenz für Bereich 2 ist jedoch zyklisch um n' Positionen so zurückverschoben, dass die meiste Energie am Beginn der Kanalimpulsantwort gesammelt wird.
Für eine Ausführungsart, die senderseitig mehr als zwei Antennen benutzt, wird dasselbe Verfahren ausgeführt, aber mit verschiedenen Bereichswerten und nachfolgender zyklischer Rotation. Diese Werte hängen davon ab, wie die zyklische Verschiebung für die Sendung der jeweiligen zyklisch rotierten Trainingssequenz ausgeführt wird.
Ein weiteres Verfahren wird durch das Diagramm in 5 veranschaulicht. Dieses Verfahren umfasst einen zusätzlichen Schritt. Dieses Verfahren wendet einen intelligenteren und adaptiven Mechanismus an. Für jeden Bereich wird eine erste Position mit maximaler Größe innerhalb des festen Bereichs bestimmt. Danach werden zweite und dritte Positionen bestimmt, die die äußersten Positionen innerhalb des Bereichs auf der jeweiligen Seite und von der ersten Position entfernt einnehmen und auch bezüglich der ersten Position eine vorbestimmte untere Schwelle haben. Die adaptiv gewählte Teilmenge aus dem festen Bereich wird kopiert, während die übrigen Positionen gleich null gesetzt werden. Dieser Schritt wird für jeden festen Bereich ausgeführt. Die Figur zeigt den Fall für den festen Bereich 2. Eine zyklische Rotation wird auf dieselbe Weise ausgeführt wie bei der in Verbindung mit 4 offenbarten Ausführungsart. Es sollte beachtet werden, dass der gesamte Bereich unverändert bleibt, wenn alle Größen innerhalb der vorbestimmten Größendifferenz liegen.
Fachleuten wird deutlich sein, dass das oben offenbarte Schema für eine größere Anzahl von Sendeantennen benutzt werden kann. Aber höchstens das zyklische Präfix CP, floor(N/CP_Dauer), die ungestörte Kanal-Transferfunktion, d. h. Sendung über Kanäle mit minimaler Interferenz, können pro Empfangsstation garantiert werden. Außerdem müssen wegen der Leckage aus nichtganzen Punktverzögerungen einige Schutzpositionen zwischen einzelnen Kanalimpulsantworten belassen bleiben.
In einer weiteren Ausführungsart der Erfindung wird zusätzliche Fensterung benutzt, um die Wirkung der schnellen Fourier-Transformations-Leckage zu minimieren, wenn Pfadverzögerungen zwischen Samplepunkten eingeschaltet platziert werden. Leckage ist eine inhärente Eigenschaft des (I)DFT-Prozesses, wenn die reale, d. h. kontinuierliche Welt gesampelt wird und zu etwas Interferenz-Leckage zu benachbarten Samplepunkten führt. Eine solche Wirkung der realen Welt führt beispielsweise dazu, dass Pfadverzögerungen irgendwo zwischen die Sampling-Instanzen eingeschaltet platziert werden. In einer Ausführungsart der Fensterung wird eine Fensterfunktion in der Frequenzdomäne nach der Division durch die Sequenz P(k) angewendet, aber vor der inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) der zusammengesetzten Kanalimpulsantwort und nachfolgenden Kanalimpulsantwort-Zerlegung. Nach der Zerlegung sollte jede Kanalschätzung für die Wirkungen der ausgeführten Fensterung durch Ausführen inverser Fensterung kompensiert werden.
Eine bekannte Fensterfunktion ist das Hanning-Fenster, auch Raised-Cosinus-Fenster genannt. In einer bevorzugten Ausführungsart wird die Hanning-Fensterung in der Frequenzdomäne durch eine entsprechende Zeitdomänen-Filteroperation auf der zusammengesetzten Kanalimpulsantwort ersetzt, gemäß h_{comp_windowed}(n) = h_comp(n)/2 – h_comp(n – 1)/4 – h_comp(n + 1)/4, wo die Verzögerung zyklischen Verschiebungen von h_comp(n) entspricht. Dieser Signalverarbeitungstrick ermöglicht eine niedrigkomplexe Implementierung der Hanning-Fensteroperation in der Frequenzdomäne.
In einer erfindungsgemäßen Ausführungsart, die vier Sendeantennen umfasst, wird aus der Schätzung zusammengesetzten Kanalimpulsantwort: hcomp(n) = h11(n – n1') + h21(n – n2') + h31(n – n3') + h41(n – n4') + w1(n)n definiert die zyklische Rotation, worin n₁' ≠ n₂' ≠ n₃' ≠ n₄' und vorzugsweise n₁' = 0, n₂' ≥ n₁' + CP_Dauer, n₃' ≥ n₂' + CP_Dauer, n₄' ≥ n₃' + CP_Dauer und n₄' < N-CP_Dauer.
Man beachte, dass nur zwei schnelle Fourier-Transformationen in Block 666, 6, erforderlich sind, d. h. eine inverse und eine gewöhnliche schnelle Fourier-Transformation. In einer weiteren Ausführungsart werden die einzelnen extrahierten Kanalimpulsantworten in ihre jeweilige Frequenzdomänenrepräsentation H_xy(k) schnell fouriertransformiert, unter der Voraussetzung, dass der Block 634 in 6 mit Kanaltransferfunktionen operiert.
In der Praxis wird eine vollständige schnelle Fourier-Transformation benutzt. In einer weiteren Ausführungsart hat die letzte schnelle Fourier-Transformation für jede einzelne Kanalimpulsantwort jedoch eine reduzierte Form, da der Hauptinhalt aus Nullen besteht. Wie Fachleuten bekannt ist, kann eine traditionelle (inverse) schnelle Fourier Transformation einige der Operationen entfernen, wenn bekannt ist, dass ein Teil der Eingangssignale Nullen umfasst. Als Alternative kann die Frequenzantwort direkt aus der DFT-Definition erzeugt werden, wenn die Anzahl der Nichtnull-Elemente in h_comp(n) klein ist.
Wenn sich außerdem der Empfänger mehrfache Empfangsantennen zunutze macht, wie in 3 angezeigt ist, kann der erfindungsgemäße Prozess unabhängig für jede Antenne ausgeführt werden.
Jetzt wird eine Empfängerstruktur für OFDM-Technik mit Bezug auf 6 offenbart. In 6 ist nur eine Antenne veranschaulicht. Fachleuten wird jedoch deutlich sein, dass mehrfache Antennen benutzt werden können. Signale werden an den Antennen y1, y2, ..., yJ empfangen, wo J eine ganze Zahl größer gleich 1 ist, die nur durch praktische Angelegenheiten wie Raum, Leistungsverbrauch, Kosten usw. nach oben begrenzt ist. In 6 wird nur die erste Antenne y1 gezeigt. Das an der Antenne y1 empfangene Signal wird an einen Block 612 geschickt, wo es zum Empfang durch eine Verstärkerstufe, oft mit automatischer Verstärkungsregelung (AGC), auf einen angemessenen Pegel verstärkt wird. Dann wird das verstärkte Signal an einen Block 614 geschickt, der ein A/D-Wandler ist, wo das Signal von Analogform in Digitalform umgewandelt wird und dem empfangenen verstärkten Signal in zeitlich aufeinanderfolgenden Abständen Samples entnommen werden. Dann wird das Digitalsignal an einen Block 616 geschick, wo Frequenz und OFDM-Timing synchronisiert werden. Die Timingsynchronisation basiert of auf bestimmten Trainingssymbolen für diesen speziellen Zweck, es können aber andere, den Fachleuten bekannte Verfahren benutzt werden. Wenn die Timingsynchronisation ausgeführt worden ist, wird das Signal an einen Block 618 geschick, wo das zyklische Präfix entfernt wird. Eine diskrete und komplexwertige Sequenz r_p,1(n), die Trainingsinformation enthält, wird vom Block 618 an einen Kanalschätzblock 650 geschickt, was unten detaillierter beschrieben ist. Ein Signal r_s,1(n), das modulierte Daten von mehrfachen Sendeantennen enthält und durch den Kanal beeinflusst worden ist, wird vom Block 6l8 an einen Block 620 geschickt, wo eine schnelle Fourier-Transformation ausgeführt wird. Der Block 620 schickt ein Signal R_s,1(k) für jede Empfangsantenne y1, y2, ..., yJ pro OFDM-Symbolintervall. Das Signal R_s,1(k) wird an einen Modulations-/Decodier-Block 634 geschickt, wo Kanalentzerrung, Entschachteln, FEC-Decodieren (FEC = Forward Error Conection) und Entscrambeln ausgeführt werden.
Zum Decodieren der Daten, die gesendet werden, muss der Kanal geschätzt werden. Die Kanalschätzung wird in Block 650 ausgeführt. Das Signal r_p,1(n) vom Block 618 wird an einen Block 660 geschickt, wo eine schnelle Fourier-Transformation ausgeführt wird, woraus ein Signal R_P,1(k) folgt. Das Signal R_P,1(k) wird an einen Block 662 geschickt, wo das Signal durch ein Trainingssignal P(k) dividiert wird. Das Resultat von Block 662 wird an einen Block 664 geschickt, wo eine inverse schnelle Fourier-Transformation ausgeführt wird. Wenn die Trainingssymbolsequenz ankommt, wird das Zeitdomänensignal in die Kanalschätzstufe geschaltet, wo eine zusammengesetzte Impulsantwort h'(n) extrahiert wird. Die zusammengesetzte Impulsantwort h'(n) wird dann von Block 664 an einen Block 666 weitergeleitet. In Block 666 werden dann einzelne Kanalimpulsantworten für diese bestimmte Empfangsantenne y1 und alle Sendeantennen extrahiert und an den Decodier-/Demodulations-Block 634 gespeist. Der Decodier-/Demodulations-Block 634 benutzt die Kanalschätzungen, wenn die Signale R_S,1(k), R_S,2(k), ..., R_S,J(k) verarbeitet werden. Das in Block 634 verarbeitete Signal wird dann an höhere Schichten ausgegeben 630.
Abhängig von der Operation bezüglich der Zeit oder Frequenz im Decodier-/Demodulations-Block 634 sollte beachtet werden, dass eine Frequenzdomänenrepräsentation des Kanals oft passender sein kann als die auf die Zeitdomäne orientierte Kanalimpulsantwort. Block 634 kann beispielsweise einen Frequenzdomänen-Entzerrer vor dem Vorwärtsfehlerkonektur-Decodieren benutzen. Als Alternative kann Block 634 Information zum Frequenzdomänen-Kanalzustand in einer Pfadmetrik des Viterbi-Decodierers umfassen, wenn Faltungscodierung angewendet wird. Deshalb werden zu diesem Zweck zusätzliche schnelle Fourier-Transformationen (FFTs) gebraucht. Außerdem wird die Operation für potentielle mehrfache Empfängerantennen parallel ausgeführt. Es sollte auch beachtet werden, dass die schnelle Fourier-Transformations-Funktion in Block 620, 660 und weiteren Blöcken mit einem FFT-Mechanismus der gleichen Größe dieselbe Hardware benutzen kann. Die inverse schnelle Fourier-Funktion kann auch mit kleinen Änderungen der beteiligten Multiplikationsfaktoren dieselbe Hardware benutzen.

Claims

Verfahren in einem drahtlosen Kommunikationssystem, umfassend: mindestens einen mit mindestens zwei Antennen (x1, x2, x3) ausgerüsteten Sender (210) und mindestens eine mit mindestens einer Antenne (y1, y2) ausgerüstete Empfängereinheit (230), und worin Trainingssequenzen (p1, p2, p3) von den mindestens zwei Antennen (x1, x2, x3) des mindestens einen Senders (210, 610, 611) an die mindestens eine Antenne (y1, y2) der mindestens einen Empfängereinheit gesendet werden, dadurch gekennzeichnet, dass – erstens vor der Sendung eine Trainingssequenz P(k) durch inverse diskrete Fourier-Transformation in eine Sequenz p(n) transformiert wird; – zweitens für jeden oder jeden bis auf einen Antennenzweig die durch inverse diskrete Fourier-Transformation gewonnene Sequenz p(n) in einer Anzahl von vorbestimmten Schritten (n₁, n₂), die für jeden Antennenzweig (381, 382) verschieden sind, zyklisch rotiert wird; – drittens die zyklisch rotierten Trainingssequenzen p(n – n₁), p(n – n₂) von verschiedenen Antennen (x1, x2, x3) gleichzeitig an die Empfängereinheit gesendet werden; und – viertens die empfangenen Sequenzen (s(n – n₁), s(n – n₂)), die eine Superposition von gesendeten Trainingssequenzen sind, von denen jede durch das Propagationsmedium individuell beeinflusst ist, an der Empfängereinheit dazu benutzt werden, um Schätzungen der Kanal-Impulsantwort (650) für die Sendung von der jeweiligen Antenne bereitzustellen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass anstelle einer inversen diskreten Fourier-Transformation eine inverse schnelle Fourier-Transformation (308) ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass – vor der Sendung (381, 382) eine zyklische Erweiterung mit einer vorbestimmten Länge zu jeder Sequenz addiert wird, wobei die zyklische Erweiterung größer ist als die Verzögerungsstreuung.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Entfernung zwischen jedem Schritt größer ist als die Verzögerungsstreuung.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die empfangene Sequenz an der Empfängereinheit – in einem ersten Schritt (662) durch diskrete Fourier-Transformation transformiert wird und durch die Trainingssequenz P(k) dividiert wird, – in einem zweiten Schritt (664) das Resultat vom ersten Schritt durch inverse diskrete Fourier-Transformation transformiert wird, woraus eine Sequenz resultiert, die deutlich getrennte Gebiete in der Zeitdomäne aufweist, wobei die getrennten Gebiete die jeweiligen Schätzungen der Kanal-Impulsantwort enthalten.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die empfangene Sequenz an der Empfängereinheit – in einem ersten Schritt durch schnelle Fourier-Transformation transformiert (660) wird und durch die Trainingssequenz P(k) dividiert wird, – in einem zweiten Schritt das Resultat vom ersten Schritt durch inverse schnelle Fourier-Transformation transformiert (664) wird, woraus eine Sequenz resultiert, die deutlich getrennte Gebiete in der Zeitdomäne aufweist, wobei die getrennten Gebiete die jeweiligen Schätzungen der Kanal-Impulsantwort enthalten.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass – feste vorbestimmte Bereiche in der diskreten Zeitdomäne ausgewählt werden, – wobei jeder Bereich einen und nur einen der oben definierten Gebiete umfasst, – eine Kanal-Impulsantwort aus jedem der Bereiche (666) ausgewählt wird.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass – in jedem Bereich nur die stärksten Positionen benutzt werden und die anderen auf null gesetzt werden und dass für jede ausgewählte Kanal-Impulsantwort Positionen außerhalb des Bereichs durch Nullen ersetzt werden.
Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass jede resultierende Kanal-Impulsantwort durch eine DFT- oder FFT-Operation, die sich auf Operationsverfahren von vor allem Entzerrer und Vorwärtsfehlerkorrektur(FEC)-Decodierer stützt, in die Frequenzdomäne übertragen wird.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass eine Fensterfunktion vor dem zweiten Schritt angewendet wird, worin der in der vorhergehenden Transformation im ersten Schritt inhärente Leckeffekt reduziert wird.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass nach dem zweiten Schritt eine Filterfunktion angewendet wird, worin der in der vorhergehenden Transformation im ersten Schritt inhärente Leckeffekt reduziert wird.
Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Fensterfunktion ein Hanning-Fenster ist oder die Filterinversion ein durch die IDFT transformiertes Hanning-Fenster ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7, 8, 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass eine der Fensterfunktion entsprechende inverse Impulsantwort nach Auswahl der Kanal-Impulsantwort angewendet wird, worin die Phasen- und Amplitudenwerte wegen des Resultats aus dem vorhergehenden Fenster kompensiert werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 7-11, dadurch gekennzeichnet, dass eine inverse Funktion nach der Übertragung in die Frequenzdomäne durch eine DFT- oder FFT-Operation angewendet wird, worin die Phasen- und Amplitudenwerte wegen des Resultats aus dem vorhergehenden Fenster kompensiert werden.
Anordnung in einem drahtlosen Kommunikationssystem, umfassend: mindestens einen mit mindestens zwei Antennen (x1, x2, x3) ausgerüsteten Sender (210) und mindestens eine mit mindestens einer Antenne (y1, y2) ausgerüstete Empfängereinheit (230), und worin Trainingssequenzen (p1, p2, p3) von den mindestens zwei Antennen (x1, x2, x3) des mindestens einen Senders (210, 610, 611) an die mindestens eine Antenne (y1, y2) der mindestens einen Empfängereinheit gesendet werden, gekennzeichnet durch Mittel (381, 382), um vor der Sendung eine Trainingssequenz P(k) durch eine inverse diskrete Fourier-Transformation in eine Sequenz p(n) zu transformieren; Mittel, um für jeden oder jeden bis auf einen Antennenzweig die durch inverse diskrete Fourier-Transformation gewonnene Sequenz p(n) in einer Anzahl von vorbestimmten Schritten (n₁, n₂), die für jeden Antennenzweig (381, 382) verschieden sind, zyklisch zu rotieren; Mittel, um die zyklisch rotierten Trainingssequenzen p(n – n₁), p(n – n₂) von verschiedenen Antennen (x1, x2, x3) gleichzeitig an die Empfängereinheit zu senden; und Mittel, um die empfangenen Sequenzen (s(n – n₁), s(n – n₂)), die eine Superposition von gesendeten Trainingssequenzen sind, von denen jede durch das Propagationsmedium individuell beeinflusst ist, an der Empfängereinheit dazu zu benutzen, Schätzungen der Kanal-Impulsantwort (650) für die Sendung von der jeweiligen Antenne bereitzustellen.
Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass anstelle einer inversen diskreten Fourier-Transformation eine inverse schnelle Fourier-Transformation (308) ausgeführt wird.
Anordnung nach Anspruch 15 oder 16, durch Mittel gekennzeichnet, um vor der Sendung (381, 382) eine zyklische Erweiterung mit einer vorbestimmten Länge zu jeder Sequenz zu addieren, wobei die zyklische Erweiterung größer ist als die Verzögerungsstreuung.
Anordnung nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Entfernung zwischen jedem Schritt größer ist als die Verzögerungsstreuung.
Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfängereinheit Mittel umfasst, um in einem ersten Schritt (662) eine diskrete Fourier-Transformation auszuführen und die empfangene Sequenz durch die Trainingssequenz P(k) zu dividieren, in einem zweiten Schritt (664) das Resultat vom ersten Schritt durch eine inverse diskrete Fourier-Transformation zu transformieren, woraus eine Sequenz resultiert, die deutlich getrennte Gebiete in der Zeitdomäne aufweist, wobei die getrennten Gebiete die jeweiligen Schätzungen der Kanal-Impulsantwort enthalten.
Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfängereinheit Mittel umfasst, um in einem ersten Schritt (662) eine schnelle Fourier-Transformation auszuführen und die empfangene Sequenz durch die Trainingssequenz P(k) zu dividieren, in einem zweiten Schritt (664) das Resultat des ersten Schritts durch eine inverse schnelle Fourier-Transformation zu transformieren, woraus eine Sequenz resultiert, die deutlich getrennte Gebiete in der Zeitdomäne aufweist, wobei die getrennten Gebiete die jeweiligen Schätzungen der Kanal-Impulsantwort enthalten.
Anordnung nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfängereinheit Folgendes umfasst Mittel, um feste vorbestimmte Bereiche in der diskreten Zeitdomäne auszuwählen, wobei jeder Bereich einen und nur einen der oben definierten Gebiete umfasst, und Mittel (666), um eine Kanal-Impulsantwort aus jedem der Bereiche auszuwählen.
Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass in jedem Bereich nur die stärksten Positionen benutzt werden und die anderen auf null gesetzt werden und dass für jede ausgewählte Kanal-Impulsantwort Positionen außerhalb des Bereichs durch Nullen ersetzt werden.