DE60210090T2

DE60210090T2 - Kanalschätzung in einem mehrträgersystem mit sendediversität

Info

Publication number: DE60210090T2
Application number: DE60210090T
Authority: DE
Inventors: Mathias Pauli; Udo Wachsmann
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2001-08-10
Filing date: 2002-07-23
Publication date: 2006-08-17
Anticipated expiration: 2022-07-24
Also published as: JP2004538717A; CN1310459C; CN1565099A; JP4955735B2; US20040190639A1; ES2256495T3; JP2009296600A; EP1415428A1; US7324600B2; DE60210090D1; WO2003015335A8; EP1283614A1; ATE321389T1; EP1415428B1; WO2003015335A1

Description

Hintergrund der Erfindung
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet von Sendeantennendiversität und insbesondere ein Verfahren zum Schätzen von Kanalkoeffzienten in einem Mehrträgersendediversitätssystem. Die Erfindung betrifft auch eine Schätzstufe zum Durchführen von Kanalschätzfunktionen und einen Transceiver eines drahtlosen Kommunikationssystems, der eine derartige Schätzstufe umfasst.
Diskussion des Stands der Technik
Während der letzten Jahre nahmen Spitzenübertragungsraten in drahtlosen Kommunikationssystemen stetig zu. Jedoch sind die Spitzenübertragsraten immer noch beispielsweise aufgrund vom Wegverlust, begrenzter Verfügbarkeit von Spektrum und aufgrund von Schwund (Fading) begrenzt.
Sendediversität ist eine hoch effziente Technik zum Bekämpfen des Schwundes in drahtlosen Kommunikationssystemen. Mehrere verschiedene Sendediversitätsschemata wurden vorgeschlagen. In Li, Y.; Chuang, J. C.; Sollenberger, N. R.: Transmitter Diversity for OFDM Systems and its Impact on High-Rate Data Wireless Networks, IEEE Journal on Selec. Areas, Band 17, Nummer 7, Juli 1999 sind die Sendediversitätsschemata der Verzögerung, Permutation und Raum-Zeit-Codierung beispielhaft beschrieben. Gemäß dem Verzögerungsansatz wird ein Signal von einer ersten Sendeantenne gesendet, und von weiteren Sendeantennen gesendete Signale sind verzögerte Varianten des von der ersten Sendeantenne gesendeten Signals. Bei dem Permutationsschema wird das modulierte Signal von einer ersten Sendeantenne gesendet, und Permutationen des modulierten Signals werden von weiteren Sendeantennen gesendet. Folglich kann das von den Sendeantennen gesendete Signal aus einer Matrix abgeleitet werden, die aus Datenworten in der Form des modulierten Signals und von Permutationen des modulierten Signals besteht. Durch die Raum-Zeit-Codierung wird ein Signal in mehrere Datenworte codiert und jedes Datenwort wird von einer unterschiedlichen Sendeantenne gesendet. Während des Sendens werden die Datenworte durch aufeinanderfolgendes Senden der Datensymbole jedes Datenworts über eine einzige Trägerfrequenz im Zeitbereich gespreizt (das heißt, gemultiplext).
Ein weiteres Sendediversitätsschema ist in der US 6,088,408 beschrieben. Gemäß diesem Sendediversitätsschema werden Daten in der Form von Matrizen codiert und als einzelne Datenblöcke gesendet. Jeder Datenblock weist mehrere Datenworte auf, und jedes Datenwort enthält von einem Eingangsdatensignal abgeleitete Datensymbole. Während des Sendens der Datenblöcke werden die einzelnen Datenworte im Zeitbereich gespreizt. Daher kann das in der US 6,088,408 beschriebene Sendediversitätsschema als die Raum-Zeit-Block-Codierung (space-time-block coding; STBC) bezeichnet werden. Die Hauptmerkmale der STBC sind, dass jedes Datensymbol von jeder Sendeantenne gesendet wird und dass die Antennensignale von unterschiedlichen Sendeantennen orthogonal zueinander sind. Orthogonale STBC-Datenblöcke können für eine beliebige Anzahl von Sendeantennen ausgelegt werden.
Ein weiteres Sendediversitätsschema für ein Mehrträgersystem ist die Raum-Frequenz-Blockcodierung (space-frequency block coding; SFBC). Durch die Raum-Frequenz-Blockcodierung wird ein Signal in einzelne Datenblöcke codiert, die mehrere Datenworte umfassen, und jedes Datenwort wird durch Senden der Datensymbole eines jeden Datenworts auf orthogonalen Frequenzen, also auf orthogonalen Unterträgern, im Frequenzbereich gespreizt (das heißt, gemultiplext). Ein beispielhaftes Schema für die Raum-Frequenz-Blockcodierung ist in Lee K. F. et al. „A Space-Frequency Transmitter Diversity Technique for OFDM Systems", Globecom '00-IEEE, Global Telecommunications Conference, Conference Record (Cat. No. 00 CH 37137), Proceedings of Global Telecommunications Conference, San Francisco, CA, USA, 27. Nov.-1. Dez. 2000, Seiten 1473 bis 1477 Band 3 beschrieben.
Ein wichtiges Merkmal auf einer Empfangsseite eines Mehrträgersendediversitätssystems ist ein Charakterisieren der einzelnen Sendekanäle, was eine effiziente Demodulation des Empfangssignals ermöglicht. Folglich muss eine Kanalschätzung durchgeführt werden, wie es in Li, Y.; Chuang, J. C.; Sollenberger, N. R.: Transmitter Diversity for OFDM Systems and its Impact on High-Rate Date Wireless Networks, IEEE Journal on Selec. Areas, Band 17, Nummer 7, Juli 1999 und in US 6,088,408 beschrieben ist.
Die WO 01/56239 A2 von Zion Hadad Communications Ltd. betrifft einen Orthogonalfrequenzmultiplex-basierten Empfänger (OFDM-Empfänger). Für eine Ausgestaltung ist ein Modul zum Erreichen einer Zeitsynchronisierung beschrieben, das eine Einrichtung zum Extrahieren von Pilotsignalen, eine Einrichtung zum Analysieren der Pilotsignale im Frequenzbereich und eine Einrichtung zum Korrigieren des Synchronisierungsfehlers in Reaktion auf das Signal, das auf den Synchronisierungsfehler hinweist, umfasst. Bei einer weiteren Ausgestaltung ist ein automatisches Frequenzkorrekturmodul zur Verwendung bei einem OFDM-basierten Empfänger vorgesehen, das eine innere Frequenzkorrekturschleife und eine äußere Frequenzkorrekturschleife zum Korrigieren der LO-Frequenz umfasst. Die WO 01/56239 A2 umfasst auch eine Kanal-Erfassungseinrichtung (Channel Sounder) mit einer Einrichtung zum Extrahieren der in dem empfangenen OFDM-Signal enthaltenen Pilotsignale, einer Einrichtung zum Analysieren der Pilotsignale im Frequenzbereich und einer Einrichtung zum Analysieren der Signale, die auf eine Verzerrung in jedem Pilotsignal hinweisen, und zum Berechnen der Korrektursignale hieraus.
Ausgehend von den verschiedenen im Stand der Technik bekannten Kanalschätzansätzen besteht ein Erfordernis an einem genaueren Verfahren zum Schätzen von Kanalkoeffizienten in einem Mehrträgersystem, das gemäß einem Codematrix-basierten Sendediversitätsschema betrieben wird, bei dem ein Dateninhalt der Codematrix im Frequenzbereich gemultiplext wird. Es besteht ferner ein Erfordernis an einer Schätzstufe zum Durchführen des entsprechenden Schätzverfahrens und nach einem Transceiver, der eine derartige Schätzstufe umfasst.
Kurze Beschreibung der Erfindung
Dem bestehenden Erfordernis wird durch ein Verfahren zum Schätzen von Kanalkoeffizienten in einem Mehrträgersystem nachgekommen, das gemäß einem Blockcode-basierten Sendediversitätsschema betrieben wird, bei dem ein Dateninhalt, beispielsweise Datenworte, einer Codematrix in einem Frequenzbereich gemultiplext wird, umfassend: Bestimmen einer Phasenrampe im Frequenzbereich oder eines Äquivalents hiervon im Zeitbereich, wobei die Phasenrampe oder das Äquivalent hiervon in einem Empfangssignal nach einer Zeitsteuerungssynchronisierung enthalten ist, Verarbeiten des Empfangssignals, um die Phasenrampe oder das Äquivalent hiervon zu entfernen, und Schätzen der Kanalkoeffizienten auf der Grundlage des verarbeiteten Empfangssignals. Die Phasenrampe kann durch den Sendekanal, durch ein Empfangs- oder Sendefilter oder während der Zeitsteuerungssynchronisierung eingefügt werden.
Das Kanalschätzverfahren der Erfindung ist nicht auf ein spezielles Blockcodierschema beschränkt, solange das verwendete Sendediversitätsschema ermöglicht, aus einem Datensignal Codematrizen zu erzeugen, die im Frequenzbereich gemultiplext werden können. Die Codematrizen haben vorzugsweise die Form von Datenblöcken, die Datenworte umfassen, wobei jedes Datenwort Datensymbole enthält, die aus dem Datensignal abgeleitet sind. Beispielsweise ermöglichen es die Sendediversitätsschemata der SFBC und der Permutation im Frequenzbereich, derartige Codematrizen zu erzeugen.
Erfindungsgemäß ist es nicht erforderlich, dass das eingesetzte Sendediversitätsschema ein reines Multiplexen im Frequenzbereich verwendet. Beispielsweise kann auch ein Sendediversitätsschema verwendet werden, das die STBC und die SFBC in einer alternierenden Weise verwendet, das heißt, das alternierend im Zeitbereich und im Frequenzbereich multiplext. In einem derartigen Fall kann das erfindungsgemäße Verfahren zum Schätzen der Kanalkoeffizienten jedes Mal aktiviert werden, wenn das System von der STBC zu der SFBC schaltet, und jedes Mal deaktiviert werden, wenn das System von der SFBC zu der STBC schaltet.
Das erfindungsgemäße Kanalschätzverfahren erfordert nicht, dass das Sendediversitätsschema eine vollständige Sendediversität und -ortogonalität sicherstellt. Mit anderen Worten, die Erfindung erfordert nicht, dass jedes in einem Datensignal enthaltende Datensymbol bei einer unterschiedlichen Frequenz gesendet wird. Trotzdem umfasst eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung das Merkmal einer vollständigen Sendediversität und -orthogonalität.
Außerdem ist die Erfindung nicht auf irgendeine Anzahl von Sende- und Empfangsantennen beschränkt. Vorzugsweise wird die Codematrix derart ausgewählt, dass die Anzahl der Datenworte pro Datenblock gleich der Anzahl der Sendeantennen ist. Falls mehr als eine Empfangsantenne vorgesehen ist, kann das Empfangsdiversitätsschema des Kombinierens eines maximalen Verhältnisses (maximum-ratio combining) angewendet werden. Es können jedoch auch andere Empfangsdiversitätsschemata verwendet werden.
Es bestehen verschiedene Alternativen zum Bestimmen der Phasenrampe im Frequenzbereich oder dem Äquivalent hiervon im Zeitbereich. Beispielsweise kann die Phasenrampe oder das Äquivalent hiervon mittels Schätzen bestimmt werden. Schätzungen für die Phasenrampe oder des Äquivalents hiervon werden vorzugsweise durch eine lineare Regression bestimmt. Berechnungsansätze oder Messansätze können an Stelle einer Schätzung der Phasenrampe oder des Äquivalents hiervon oder zusätzlich dazu verwendet werden.
Eine Zeitsteuerungssynchronisierung, die eine von mehreren Gründen für die in dem Empfangssignal enthaltene Phasenrampe sein kann, kann auf viele Arten durchgeführt werden. Möglicherweise wird die Zeitsteuerungssynchronisierung derart durchgeführt, dass die Zwischensymbolinterferenz minimiert wird. Folglich kann zu Zwecken einer Systemzeitsteuerung der Zeitpunkt für eine Zeitsteuerung, der hinsichtlich einer minimalen Interferenzenergie optimal ist, ausgewählt werden.
Das Bestimmen der Phasenrampe oder des Äquivalents hiervon und das Entfernen der bestimmten Phasenrampe oder des Äquivalents hiervon aus dem Empfangssignal kann entweder im Frequenzbereich oder im Zeitbereich durchgeführt werden. Es ist auch möglich, einen dieser zwei Schritte im Frequenzbereich und den anderen Schritt im Zeitbereich durchzuführen. Im Zeitbereich ist das Äquivalent der Phasenrampe eine Verzögerung. Diese Verzöge rung kann vor einem Schätzen der Kanalkoeffizienten aus dem Empfangssignal bestimmt und entfernt werden.
Das Entfernen der Phasenrampe oder des Äquivalents hiervon kann an verschiedenen Orten oder zu verschiedenen Zeitpunkten durchgeführt werden. Wenn beispielsweise das Empfangssignal nach der Zeitsteuerungssynchronisierung aufgeteilt wird und einerseits einem Kanalschätzzweig und andererseits einem Demodulationszweig zugeführt wird, kann das Entfernen der Phasenrampe oder des Äquivalents hiervon entweder in dem Kanalschätzzweig oder vor dem Aufteilen des Empfangssignals durchgeführt werden.
Es wurde zuvor dargelegt, dass die Kanalkoeffizienten unter Verwendung eines verarbeiteten Empfangssignals geschätzt werden, das keine oder zumindest eine reduzierte Phasenrampe aufweist. Sobald jedoch die Kanalkoeffizienten geschätzt wurden, kann die Phasenrampe oder das Äquivalent hiervon, das zuvor bestimmt wurde, wieder in die geschätzten Kanalkoeffizienten eingefügt werden. Ein derartiges Einfügen der Phasenrampe oder des Äquivalents hiervon in die geschätzten Kanalkoeffizienten ist vorteilhaft, falls das unter Verwendung der geschätzten Kanalkoeffizienten zu demodulierende Empfangssignal auch die Phasenrampe oder das Äquivalent hiervon aufweist. Dies könnte beispielsweise dann der Fall sein, wenn das Entfernen der Phasenrampe in dem Kanalschätzzweig durchgeführt wird.
Das vorstehende Verfahren kann sowohl als ein Computerprogrammprodukt, das Programmcodeabschnitte zum Durchführen des Verfahrens umfasst, als auch als eine Hardwarelösung implementiert werden. Die Hardwarelösung wird durch eine geeignet ausgestaltete Schätzstufe zum Schätzen von Kanalkoeffizienten in einem Mehrträgersendediversitätssystem gebildet, das gemäß einem Blockcodierungsschema betrieben wird. Die Schätzstufe hat eine Einheit zum Bestimmen einer Phasenrampe im Frequenzbereich oder eines Äquivalents hiervon im Zeitbereich, die nach einer Zeitsteuerungssynchronisierung in einem Empfangssignal enthalten ist, eine Einheit zum Verarbeiten des Empfangssignals, um die Phasenrampe oder das Äquivalent hiervon zu entfernen, und eine Einheit zum Schätzen der Kanalkoeffizienten unter Verwendung des verarbeiteten Empfangssignals.
In einem Signalweg hinter einer Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit kann ein Knoten zum Aufteilen eines gemeinsamen Signalweges in einen Kanalschätzzweig und in einen Demodulationszweig angeordnet sein. Die Verarbeitungseinheit kann entweder im Kanalschätzzweig oder im gemeinsamen Signalweg vor dem Knoten angeordnet sein. Vorzugsweise umfasst die Schätzstufe ferner eine Einheit zum Einfügen der Phasenrampe oder des Äquivalents hiervon in die geschätzten Kanalkoeffizienten.
Viele Sendediversitätsschemata erfordern konstante oder zumindest näherungsweise konstante Kanalparameter, das heißt Kanalphase und Kanalamplitude im Frequenzbereich, während des Übertragens eines Datenworts. Da die Datenworte im Frequenzbereich zu multiplexen sind, wird eine relativ große Kohärenzbandbreite benötigt. Das bedeutet, dass die Relation Bc >> N/T (1)zumindest näherungsweise erfüllt sein muss, wobei B_c ≈ 1/τ_rms die Kanalkohärenzbandbreite ist, N die Anzahl von Datensymbolen pro Datenwort ist, T die Dauer eines der Datensymbole ist, das heißt die Dauer eines Zeitschlitzes, und τ_rms der quadratische Mittelwert der Verzögerungsstreuung der Kanalimpulsantwort ist. Eine vergleichsweise große Kohärenzbandbreite erfordert, dass die Kanalkoeffizienten von N benachbarten Unterträgern nahezu konstant sein müssen.
Die Datensignale, von denen eine oder mehrere Codematrizen, das heißt Datenblöcke, erzeugt werden, können ein beliebiges Format haben. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform hat das Datensignal das Format einer Sequenz von diskreten Informationssymbolen. Beispielsweise kann das Datensignal die Struktur von Vektoren haben, wobei jeder Vektor eine vorbestimmte Anzahl von Informationssymbolen umfasst. Die Art der Informationssymbole kann von dem speziellen drahtlosen Kommunikationssystem abhängen, bei dem das erfindungsgemäße Multiplexverfahren verwendet wird. Viele drahtlose Kommunikationssysteme setzen verschiedene Typen von Informationssymbolen für verschiedene Zwecke ein. Beispielsweise verwenden einige drahtlose Kommunikationssysteme Datensignale, die eine Präambel, einen oder mehrere Nutzdatenabschnitte oder sowohl eine Präambel als auch einen oder mehrere Nutzdatenabschnitte umfassen. Üblicherweise hat die Präambel eine vordefinierte Struktur und verbessert Funktionen wie die Kanalschätzung, die Frequenzsynchronisierung und die Zeitsteuerungssynchronisierung.
Die Codematrix kann von dem Datensignal in Abhängigkeit von demjenigen Sendediversitätsschema, das tatsächlich verwendet wird, auf verschiedene Arten hergeleitet werden. Falls beispielsweise das Sendediversitätsschema der Permutation verwendet wird, sind die Datensymbole, die in den Datenworten der Codematrix enthalten sind, Permutationen von Informationssymbolen, die in dem ursprünglichen Datensignal enthalten sind. Falls das Sendediversitätsschema der SFBC verwendet wird, werden als weiteres Beispiel die Datensymbole, die in den Datenworten der Codematrix enthalten sind, von den Informationssymbolen, die in dem ursprünglichen Datensignal enthalten sind, durch eine Permutation und elementare arithmetische Operationen, beispielsweise eine Negation und eine komplexe Konjugation, erhalten.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Weitere Vorteile der Erfindung werden durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung im Licht der begleitenden Zeichnungen ersichtlich, wobei:
1 ein Datensignal in der Form einer physikalischen Signalfolge zeigt, die erfindungsgemäß zu verarbeiten ist;
2 die Struktur eines OFDM-Symbols zeigt, das einen zyklischen Vorspann (Präfix) enthält;
3 ein Blockdiagramm einer Sendestufe eines Transceivers für drahtlose Kommunikation ist;
4 mehrere Modulationsschemata zeigt, die in dem HIPERLAN/2-Standard definiert sind;
5 eine Blockcode-Codiereinrichtung des in 3 dargestellten Transceivers zeigt;
6 eine Ausgestaltung eines Sendeantennendiversitätssystems zeigt;
7 ein schematisches Diagramm zum Multiplexen von Datenworten im Zeitbereich ist;
8 ein schematisches Diagramm zum Multiplexen von Datenworten im Frequenzbereich ist;
9 ein Schaltplan mehrerer Komponenten einer Empfängerstufe eines Transceivers für drahtlose Kommunikation ist;
10A, 10B das Einfügen einer Verzögerung in ein Empfangssignal während einer Zeitsteuerungssynchronisierung zeigen;
11 ein Schaltplan einer Empfängerstufe ist, die eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schätzstufe umfasst; und
12 ein Schaltplan einer Empfängerstufe ist, die eine zweite Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schätzstufe umfasst.
Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen
Obwohl die vorliegende Erfindung in einem beliebigen Mehrträgersendediversitätssystem verwendet werden kann, das ein Sendediversitätsschema anwendet, welches ermöglicht, Datenblöcke mit einer Struktur zu erzeugen, die beispielsweise einer SFBC-Codematrix ähneln, und ein Multiplexen im Frequenzbereich durchzuführen, ist die folgende Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen bezüglich eines Mehrträgersystems beispielhaft dargelegt, das ein Orthogonalfrequenzmulitplex-Verfahren (orthogonal frequency division multiplexing; OFDM) anwendet und das alternierend eine STBC und eine SFBC zum Erzeugen von Datenblöcken aus einem Datensignal und zum Multiplexen der erzeugten Datenblöcke verwendet.
Das beispielhafte Mehrträgersystem ist von dem „European wireless local area network"-Standard (WLAN-Standard) „HIgh PErformance Radio Local Area Network type 2" (HIPERLAN/2) hergeleitet. Es ist beabsichtigt, dass HIPRLAN/2-Systeme in dem 5 GHz-Frequenzband betrieben werden. Bis heute unterstützen die HIPERLAN/2-Systeme und viele andere drahtlose Kommunikationssysteme keine Sendediversität trotz der Tatsache, dass die Sendediversität die Übertragungsleistung verbessern würde und die negativen Effekte eines schnellen Schwundes, beispielsweise eines Rayleigh-Schwundes, reduzieren würde. Eine Systemübersicht über HIPERLAN/2 ist in ETSI TR 101 683, Broadband Radio Access Network (BRAN); HIPERLAN Type 2; System Overview, V1.1.1 (2000-02) gegeben, und die physikalische Schicht von HIPERLAN/2 ist in ETSI TS 101 475; Broadband Radio Access networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Physical (PHY) Layer, V1.1.1 (2000-04) beschrieben. Das Mehrträgerschema von OFDM, das in dem HIPERLAN/2-Standard spezifiziert ist, ist in frequenzselektiven Umgebungen sehr robust.
In 1 ist eine typische physikalische Signalfolge (Burst) von HIPERLAN/2 dargestellt. Die physikalische Signalfolge umfasst eine Präambel, die aus Präambelsymbolen und einem aus Nutzdatensymbolen bestehenden Nutzdatenabschnitt besteht. Bei HIPERLAN/2 sind fünf verschiedene physikalische Signalfolgen spezifiziert. Drei der physikalischen Signalfolgen haben je eine unterschiedliche Präambel, und die zwei verbleibenden Signalfolgen haben gemeinsam eine weitere Präambel. Die letzten drei Präambelsymbole bilden eine periodische Struktur, die für alle Präambeltypen identisch ist. Diese periodische Struktur besteht aus einem kurzen OFDM-Symbol C32 aus 32 Abtastwerten, die von zwei identischen normalen OFDM-Symbolen C64 aus 64 Abtastwerten gefolgt werden. Das kurze OFDM-Symbol C32 ist ein zyklischer Vorspann, der eine Wiederholung der zweiten Hälfte eines der C64-OFDM-Symbole ist. Die in 1 dargestellte sogenannte C-Präambel wird in HIPERLAN/2 zur Kanalschätzung, Frequenzsynchronisierung und Zeitsteuerungssynchronisierung verwendet. Die periodische Struktur in der C-Präambel ist erforderlich, um die Verwendung von Synchronisierungsalgorithmen mit einer vergleichsweise niedrigen Komplexität zu ermöglichen.
Der Nutzdatenabschnitt der in 1 dargestellten physikalischen Signalfolge umfasst eine variable Anzahl N_SYM von OFDM-Symbolen, die erforderlich sind, um eine spezielle Protokolldateneinheit-Folge (PDU-Folge) zu senden. Jedes OFDM-Symbol des Nutzdatenabschnitts besteht aus einem zyklischen Vorspann und einem nutzbaren Datenteil. Der zyklische Vorspann besteht aus einer zyklischen Fortführung des nutzbaren Datenteils und wird vor ihm eingefügt. Folglich ist der zyklische Vorspann eine Kopie der letzten Abtastwerte des nutzbaren Datenteils, wie in 2 dargestellt ist.
Die Länge des nutzbaren Datenteils der in 1 gezeigten physikalischen Signalfolge ist gleich 64 Abtastwerten und hat eine Dauer von 3,2 μs. Der zyklische Vorspann hat eine Länge von entweder 16 (vorgeschrieben) oder 8 (optional) Abtastwerten und eine Dauer von 0,8 μs bzw. 0,4 μs. Insgesamt hat ein OFDM-Symbol eine Länge von entweder 80 oder 72 Abtastwerten, was einer Symboldauer von 4,0 μs bzw. 3,6 μs entspricht. Ein OFDM-Symbol hat deshalb eine Erstreckung im Zeitbereich. Ferner hat ein OFDM-Symbol eine Erstreckung im Frequenzbereich. Gemäß HIPERLAN/2 erstreckt sich ein OFDM-Symbol über 52 Unterträger. 48 Unterträger sind für Unterträgermodulationssymbole mit komplexen Werten und 4 Unterträger sind für Piloten reserviert.
In 3 ist die physikalische Schicht einer Senderstufe 10 eines Transceivers für drahtlose Kommunikation dargestellt. Die Sendestufe 10 umfasst eine Verwürfelungseinrichtung 12, eine FEC-Codiereinheit 14, eine Verschachtelungseinheit 16, eine Umsetzeinheit 18, eine OFDM-Einheit 20, eine Signalfolge-Bildungseinheit 22, eine Blockcode-Codiereinrichtung 24, einen Multiplexer 26, einen Funksender 30 und eine Steuerungseinheit 32. Die Blockcode-Codiereinrichtung 24 und der Multiplexer 26 bilden zusammen eine Codier/Multiplex-Einheit 28.
Die in 1 dargestellte Sendestufe 10 empfängt als Einganssignal eine PDU-Folge von einer Datenverbindungssteuerung (data link control; DLC). Jede PDU-Folge besteht aus Infor mationsbits, die rahmenartig in eine physikalische Signalfolge aufzunehmen sind, das heißt eine Sequenz von OFDM-Symbolen, die zu codieren, zu multiplexen und zu senden ist.
Bei Empfang einer PDU-Folge wird die Übertragungsbitrate in dem Transceiver durch Auswählen eines geeigneten physikalischen Modus basierend auf einem Verbindungsanpassungsmechanismus konfiguriert. Ein physikalischer Modus ist durch ein spezielles Modulationsschema und eine spezielle Coderate gekennzeichnet. In dem HIPERLAN/2-Standard sind mehrere verschiedene Kohärenzmodulationsschemata, beispielsweise BPSK, QPSK, 16-QAM und optional 64-QAM spezifiziert. Auch sind Faltungscodes für eine vorwärts gerichtete Fehlerkontrolle mit Coderaten von 1/2, 9/16 und 3/4 spezifiziert, die durch "lochen" eines Faltungsmuttercodes mit einer Rate von 1/2 erhalten werden. Die möglichen resultierenden physikalischen Modi sind in 4 dargestellt. Die Datenrate im Bereich von 6 bis 54 Mbit/s kann durch Verwendung verschiedener Signalalphabete zum Modulieren der OFDM-Unterträger und durch Anwenden verschiedener Lochmuster auf einen Mutterfaltungscode variiert werden.
Sobald ein geeigneter physikalischer Modus ausgewählt wurde, werden die in der PDU-Folge enthaltenen N_BPDU Informationsbits mit der Verwürfelungseinrichtung 12 mit einer Länge von 127 verwürfelt. Die verwürfelten Bits werden dann an die FEC-Codiereinheit 14 ausgegeben, die die N_BPDU verwürfelten PDU-Bits gemäß der zuvor festgelegten vorwärts gerichteten Fehlerkorrektur codiert.
Die von der FEC-Codiereinheit 14 ausgegebenen codierten Bits werden in die Verschachtelungseinheit 16 eingespeist, die die codierten Bits unter Verwendung eines geeigneten Verschachtelungsschemas für den auswählten physikalischen Modus verschachtelt. Die verschachtelten Bits werden in die Umsetzeinheit 18 eingespeist, wo die Unterträgermodulation durch Umsetzen der verschachtelten Bits in Modulationskonstellationspunkte gemäß dem ausgewählten physikalischen Modus durchgeführt wird. Wie zuvor erwähnt wurde, werden die OFDM-Unterträger unter Verwendung der BPSK-, QPSK-, 16-QAM- oder 64-QAM-Modulation in Abhängigkeit von dem für die Datenübertragung ausgewählten physikalischen Modus moduliert.
Die Umsetzeinheit 18 gibt einen Strom von Unterträgermodulationssymbolen mit komplexen Werten aus, die in der OFDM-Einheit in Gruppen von 48 komplexen Zahlen aufgeteilt werden. In der OFDM-Einheit wird ein komplexes Basisbandsignal durch die OFDM-Modulation erzeugt, wie in ETSI TS 101 475, Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Physical (PHY) Layer, V1.1.1 (2000-04) beschrieben ist.
Die komplexen Basisband-OFDM-Symbole, die in der OFDM-Einheit 20 erzeugt werden, wo Pilot-Unterträger eingefügt werden, werden in die Einheit 22 für eine physikalische Signalfolge eingespeist, wo eine geeignete Präambel an die PDU-Folge angehängt wird und die physikalische Signalfolge erstellt wird. Die physikalische Signalfolge, die von der Einheit 22 für eine physikalische Signalfolge erzeugt wurde, hat ein Format, wie es in 1 dargestellt ist. Die Einheit 22 für eine physikalische Signalfolge gibt folglich eine Sequenz von komplexen Basisband-OFDM-Symbolen in der Form der physikalischen Signalfolge an die Blockcode-Codiereinrichung 24 aus.
Die Funktionsweise der Blockcode-Codiereinrichtung 24 wird jetzt allgemein unter Bezugnahme auf 5 beschrieben. Allgemein erhält die Blockcode-Codiereinrichtung 24 ein Eingangssignal in der Form einer Sequenz von Vektoren X = [X₁X₂ ... X_K]^T der Länge K. Die Blockcode-Codiereinrichtung 24 codiert jeden Vektor X und gibt für jeden Vektor X einen Datenblock aus, der eine Mehrzahl von Signalvektoren C⁽¹⁾, C⁽²⁾ ..., C^(M) umfasst, wie in 5 dargestellt ist. Jeder Signalvektor C⁽¹⁾, C⁽²⁾ ..., C^(M) entspricht einem einzelnen Datenwort. Folglich umfasst der aus dem Vektor X erzeugte Datenblock M Datenworte, wobei M die Anzahl von Sendeantennen ist.
Jedes Datenwort C⁽ⁱ⁾ mit i = 1 ... M umfasst N Datensymbole, das heißt, jedes Datenwort C⁽ⁱ⁾ hat eine Länge N. Der Wert von N kann nicht frei gewählt werden, da eine Codematrix C, die durch die Datenworte C⁽ⁱ⁾ aufgespannt wird, bei dieser Ausführungsform orthogonal sein muss. Mehrere Beispiele für Datenblöcke in der Form von orthogonalen Codematrizen C sind in der US 6,088,408 beschrieben. Bei dem in der vorliegenden Ausführungsform beschriebenen Blockcodier-Ansatz werden alle Datensymbole c_j ⁱ der Codematrix C von den Elementen des Eingangsvektors X hergeleitet und sind einfache lineare Funktionen hiervon oder von deren komplex Konjugiertem.
Bezeichnet man einen Empfangssignalvektor Y an einer Empfangsantenne mit Y = [Y₁Y₂ ... Y_N]^T, ist die Beziehung zwischen Y und der Codematrix C wie folgt:
wobei h⁽ⁱ⁾ den Kanalkoeffizienten des Kanals von der i-ten Sendeantenne zu der Empfangsantenne darstellt. Eine Verallgemeinerung für mehrere Empfangsantennen ist einfach.
Im Folgenden werden Beispiele von möglichen Blockcode-Matrizen für zwei bzw. drei Sendeantennen detaillierter diskutiert. Die Ausgestaltung eines drahtlosen Kommunikationssystems mit zwei Sendeantennen und einer Empfangsantenne ist in 6 dargestellt. Das drahtlose Kommunikationssystem von 6 umfasst zwei Sendekanäle, wobei jeder Sendekanal durch einen spezifischen Kanalkoeffizienten h⁽ⁱ⁾ mit i = 1,2 gekennzeichnet ist.
Im Fall von zwei Sendeantennen, der in 6 dargestellt ist, ist eine mögliche Blockcode-Matrix C mit einer Coderate R = 1:
Für drei Sendeantennen ist eine mögliche Blockcode-Matrix C mit einer Coderate R = 0,5:
Die Coderate R ist als das Verhältnis der Länge K des Eingangsvektors X zur Länge N eines jeden Codewortes C⁽ⁱ⁾ definiert: R = K/N (5)
Wie aus 5 abgeleitet werden kann, gibt die Blockcode-Codiereinrichtung 24 für jedes Datensignal in der Form eines Vektors X einen Datenblock in der Form einer Codematrix C aus. Der von der Blockcode-Codiereinrichtung 24 ausgegebene Datenblock wird in den Multiplexer 26 eingespeist, der die Datenworte (Vektoren C⁽ⁱ⁾) eines jeden Datenblocks gemäß einem extern bereitgestellten Steuerungssignal im Frequenzbereich multiplext. Das Steuerungssignal wird von der Steuerungseinheit 32 erzeugt.
Bei dem Mehrträgerschema OFDM wird das Ausgangssignal der Blockcode-Codiereinrichtung 24 auf Unterträger moduliert, die orthogonal zueinander sind. Es bestehen im Wesentlichen zwei Möglichkeiten, einen Datenblock, der einzelne Datenworte umfasst, in einem OFDM-System zu multiplexen. Gemäß einer ersten Möglichkeit, die in 7 dargestellt ist, könnten die Datenworte eines speziellen Datenblocks in der Zeitrichtung (STBC) ausgedehnt werden, das heißt, im Zeitbereich gemultiplext werden. Gemäß einer zweiten Möglichkeit, die bei der vorliegenden Erfindung angewendet wird, werden die Datenworte eines Datenblocks in der Frequenzrichtung ausgedehnt, wie in 8 dargestellt ist (SFBC).
Wie aus den 7 und 8 abgeleitet werden kann, werden die einzelnen Datenworte eines Datenblocks von verschiedenen Sendeantennen gesendet. Gemäß dem Multiplex-Schema von 8 wird ein einzelner Datenblock über N Unterträger gespreizt und während eines Zeitintervalls T gesendet.
Das codierte und gemultiplexte Ausgangssignal der Codier/Multiplex-Einheit 28 wird in den Funksender 30 eingespeist. Der Funksender 30 führt eine Funkübertragung über eine Mehrzahl von Sendeantennen durch Modulieren eines Funkfrequenzträgers mit dem Ausgangssignal der Codier/Multiplex-Einheit 28 durch.
Der Transceiver mit der Senderstufe 10 von 3 umfasst ferner eine in 3 nicht dargestellte Empfängerstufe. Die Empfängerstufe hat eine physikalische Schicht mit Bauelementen zum Durchführen der inversen Operationen der in 3 dargestellten Bauelemente. Beispielsweise umfasst die Empfängerstufe einen Entwürfler, eine FEC-Decodiereinheit, eine Demultiplex/Decodier-Einheit mit einem Demultiplexer und einer Blockcode-Decodiereinrichtung, usw. 9 zeigt einige Bauelemente einer derartigen Empfängerstufe 40.
Wie aus 9 ersichtlich wird, wird ein über eine in 9 nicht dargestellte Empfangsantenne empfangener Empfangssignalvektor Y einer Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit 42 zugeführt, die eine Zeitsteuerungssynchronisierung mit dem Ziel durchführt, einen optimalen Zeitpunkt für eine Zeitsteuerung zu finden, der die Zwischensymbolinterferenz zwischen den empfangenen Datensymbolen minimiert. Das Ausgangssignal der Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit 42 wird gleichzeitig einer Kanalschätzeinheit 44 und einem Demodulator 46 zugeführt. Die Kanalschätzeinheit 44 schätzt die Kanalkoeffizienten h⁽ⁱ⁾ auf der Grundlage des Ausgangssignals der Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit 42. Die von der Kanalschätzeinheit 44 geschätzten Kanalkoeffizienten werden dann an den Demodulator 46 übergeben, der eine Demodulation des Empfangssignals unter Verwendung der geschätzten Kanalkoeffizienten durchführt.
Im Folgenden wird die Arbeitsweise der Kanalschätzeinheit 44 für den Fall, dass zwei Sendeantennen und eine Empfangsantenne verwendet werden (6), beispielhaft beschrieben. In diesem Fall kann das Codieren des Datensignals auf der Grundlage der obigen Blockcode-Matrix (3) durchgeführt werden, und das Empfangssignal kann als Y = [Y_jY_j+1]^T geschrieben werden. Der Index j bezeichnet eine spezielle Frequenz f_j.
Auf der Frequenz f_j wird X_i von der ersten Sendeantenne und X_i+1 von der zweiten Sendeantenne gesendet. Auf einer benachbarten Frequenz f_j+1 wird –X*_i+1 von der ersten Sendeantenne und X*_i von der zweiten Sendeantenne gesendet. Die einzelnen Anteile Y_j und Y_j+1 des Empfangssignalvektors Y können folglich geschrieben werden als: Yj = Xi·h(1)(zj) + Xi+1·h(2)(zj) + nj Yj+1 = –X*i+1·h(1)(zj+1) + X*i·h(2)(zj+1) + nj+1 (6)
Die Variable z_j bezeichnet die Sendefrequenz f_j. Daher ist h⁽ⁱ⁾ (z_j) der Koeffizient des Kanals zwischen der Sendeantenne i = 1, 2 und der Empfangsantenne für ein Datensymbol, das über die Frequenz f_j (SFBC) gesendet wird. Der Ausdruck n_j bezeichnet das weiße Gaußrauschen bei der Frequenz f_j.
Für den Fall, dass SFBC angewendet wird (z_j = f_j) und die Kohärentbandbreite B_C relativ groß ist, das heißt, falls die Relation (1) erfüllt ist, sind die folgenden Annahmen gültig: h(1)(zj) = h(1)(zj+1) = h(1) h(2)(zj) = h(2)(zj+1) = h(2) (7)
Das bedeutet, dass, falls die Kohärenzbandbreite B_C relativ groß ist, die Gleichungen (6) zu Folgendem werden: Yj = Xi·h(1) + Xj+1·h(2) + nj Yj+1 = –X*i+1·h(1) + X*i·h(2) + nj+1 (8)
Die Gleichungen (8) können in Hinblick auf den Empfangssignalvektor Y und eine Datenmatrix Z, die zu der Codematrix C äquivalent ist, wie folgt geschrieben werden:
Um eine Schätzwerte für die Kanalkoeffizienten h⁽¹⁾ und h⁽²⁾ bereitzustellen, wird der Empfangssignalvektor Y mit dem Hermiteschen Z^H der bekannten Datenmatrix Z multipliziert. Der Inhalt der Datenmatrix Z entspricht einem standardisierten Präambelabschnitt, der dem Transceiver bekannt ist. Die Multiplikation von Z^H und Y ergibt: ZH·Y = ZH·Z·H + ZH·N = Ĥ (10)
Da Z eine skalierte unitäre Matrix ist, das heißt
sind die Kanalkoeffizienten in Gleichung (10) separiert. Die in Ĥ enthaltenen geschätzten Kanalkoeffzienten werden von der Kanalschätzschaltung 44 an den Demodulator 46 übergeben.
Es wurde herausgefunden, dass die so erhaltenen geschätzten Kanalkoeffizienten von den tatsächlichen Kanalkoeffizienten abweichen. Ein Grund hierfür ist die Tatsache, dass nach der Zeitsteuerungssynchronisierung eine Phasenrampe im Frequenzbereich in dem Empfangsignal Y vorhanden ist, das von der Kanalschätzeinheit 44 und dem Demodulator 46 zu verarbeiten ist. Die Quellen und der Einfluss der Phasenrampe, die in dem Empfangssignal Y nach der Zeitsteuerungssynchronisierung vorhanden ist, werden jetzt detaillierter beschrieben.
Zuvor wurde erwähnt, dass die Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit 42 eine Zeitsteuerungssynchronisierung mit dem Ziel der Minimierung der Zwischensymbolinterferenz durchführt. In vielen Fällen gibt es mehrere optimale Zeitpunkte für eine Zeitsteuerung, bei denen keine Zwischensymbolinterferenz auftritt. Dies gilt beispielsweise dann, wenn der zyklische Vorspann eines OFDM-Symbols länger als die Kanalimpulsantwort ist. In dieser Situation mit mehreren Zeitpunkten für eine Zeitsteuerung, die alle optimal hinsichtlich der Minimierung der Zwischensymbolinterferenz sind, wird die tatsächliche Zeitsteuerungsposition nur in Abhängigkeit von den gegenwärtig einbezogenen Rauschstichproben gewählt.
In 10A und 10B ist die Phase der Kanalübertragungsfunktion H(f) eines Kanals mit einem Abgriff für verschiedene Zeitsteuerungspositionen, die die Zwischensymbolinterferenz minimieren, gezeigt. Die Position "0" im Zeitbereich bezieht sich auf die Zeitsteuerungssynchronisierung an der Empfängerstufe 40 bezüglich eines FFT-Fensters der Empfängerstufe 40.
Wie aus 10A ersichtlich wird, gibt es keine Phasenrampe in der Phase arc(H(f)) der Kanalübertragungsfunktion H(f), wenn der eine Abgriff an der Zeitsteuerungsposition "0" ist. Jedoch ist es hinsichtlich OFDM sehr wahrscheinlich, dass die erhaltene Zeitsteuerungssynchronisierung eine Verzögerung Δt bezüglich des FFT-Fensters der Empfängerstufe 40 einführt. Diese Situation ist in 10B dargestellt. Der Grund für diese Verzögerung Δt ist nicht die Verarbeitungszeit der Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit 42, sondern die Tatsache, dass der optimale Zeitpunkt für eine Zeitsteuerung derart gewählt wird, dass die Zwischensymbolinterferenz minimiert wird. Daher kann die Verzögerung Δt auch als eine systematische Verzögerung bezeichnet werden. Die Folge der während der Zeitsteuerungssynchronisierung eingeführten Verzögerung Δt ist eine systematische Phasenrampe, das heißt eine nicht flache Phase der Kanalübertragungsfunktion H(f). Diese Phasenrampe ist rechts in 10B dargestellt.
Die in dem Empfangssignal enthaltene Phasenrampe kann nicht nur durch die Zeitsteuerungssynchronisierung, sondern auch durch den Sendekanal oder durch ein Empfangsfilter und ein Sendefilter verursacht werden. Falls die Phasenrampe bereits in dem Empfangssignal vor der Zeitsteuerungssynchronisierung vorhanden ist, wird die Phasenrampe üblicherweise in Folge der Zeitsteuerungssynchronisierung abnehmen. Das trifft sogar dann zu, wenn die Zeitsteuerungssynchronisierung mit dem Ziel durchgeführt wird, die Zwischensymbolinterferenz zu minimieren. Dennoch ist die Wahrscheinlichkeit, dass es nach der Zeitsteuerungssynchronisierung keine Phasenrampe im Empfangssignal gibt, vergleichsweise niedrig.
Da die Kanalkoeffizienten basierend auf einem eine Phasenrampe enthaltenden Empfangssignal geschätzt werden, wird die Phasenrampe auch in den geschätzten Kanalkoeffizienten vorhanden sein. Die in den Kanalkoeffizienten enthaltene Phasenrampe führt zu einer zunehmenden Störung während der Kanalschätzung, wenn die SFBC angewendet wird, das heißt, falls die Datenworte im Frequenzbereich gemultiplext werden. Der Grund für diese zunehmende Störung ist die Tatsache, dass die Gleichung (7) im Allgemeinen nicht erfüllt sein wird, und zwar sogar falls die Gleichung (1) zutrifft, das heißt, sogar falls die Kohärenzbandbreite B_C relativ groß ist.
Da ein Grund für die Phasenrampe die Tatsache ist, dass die Zeitsteuerungssynchronisierung basierend auf anderen Kriterien als dem Minimieren der Phasenrampe durchgeführt wird, könnte man daran denken, eine Zeitsteuerungssynchronisierung mit dem Ziel der Minimierung der Phasenrampe an Stelle der Minimierung der Zwischensymbolinterferenz zu implementieren. In diesem Fall wird die Kanalschätzung verbessert. Jedoch wäre ein Nachteil dieser Lösung die Tatsache, dass die Gesamtleistung der Empfängerstufe 40 abnimmt, da die Zwischensymbolinterferenz nicht mehr minimiert wird.
Um sowohl die Zwischensymbolinterferenz zu minimieren als auch die Kanalschätzung zu verbessern, wird die in 11 dargestellte Empfängerstufe 40 vorgeschlagen. Die verbesserte Empfängerstufe 40 umfasst eine Schätzstufe 60 gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung mit einer Phasenrampenschätzeinheit 48, einer Phasenrampenentfernungseinheit 50, einer Kanalschätzeinheit 44 und einer Phasenrampeneinfügungseinheit 52. In einem Signalweg nach der Zeitsteuerungssynchronisiereinheit 42 ist ein Knoten 54 zum Aufteilen eines gemeinsamen Signalweges 55 in einen Kanalschätzzweig 56 und einen Demodulationszweig 58 angeordnet. Wie in 11 erkannt werden kann, ist die Kanalschätzeinheit 44 in dem Kanalschätzzweig 56 angeordnet.
Die Funktion der in 11 dargestellten Schätzstufe 60 wird jetzt für den Frequenzbereich beispielhaft beschrieben. Die einzelnen von der Schätzstufe 60 durchgeführten Schritte könnten auch im Zeitbereich durchgeführt werden.
Wie zuvor erläutert wurde, kann der Sendekanal, ein Empfangs- oder ein Sendefilter oder die Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit 42 eine Phasenrampe φ(ω) im Frequenzbereich oder eine Verzögerung Δt im Zeitbereich in ein Empfangssignal Y einfügen. Das diese Phasenrampe φ(ω) enthaltende Empfangssignal Y_Δt wird von der Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit 42 in die Phasenrampenschätzeinheit 48 der Schätzstufe 60 eingespeist. Die Phasenrampenschätzeinheit 48 bestimmt durch lineare Regression die in das Empfangssignal eingefügte Phasenrampe φ(ω).
Die geschätzte Phasenrampe φ(ω) wird in die Phasenrampeentfernungseinheit 50 eingespeist, die in dem Kanalschätzzweig 56 angeordnet ist. Die Phasenrampenentfernungseinheit 50 empfängt ferner von der Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit 42 das Empfangssignal Y_Δt, das die Phasenrampe φ(ω) umfasst, und verarbeitet dieses Empfangssignal Y_Δt, um die darin enthaltene Phasenrampe φ(ω) zu entfernen. Dies erfolgt durch Multiplizieren des Empfangssignals Y_Δt mit einem Faktor
Das Entfernen der Phasenrampe könnte auch im Zeitbereich durchgeführt werden, das heißt, die der Phasenrampe φ entsprechende Verzögerung Δt könnte kompensiert werden. In diesem Fall ist die Verzögerungskompensation gleich einem zyklischen Verschieben der Abtastwerte eines jeden OFDM-Symbols, auf das die Korrektur angewendet werden soll.
Das durch die Phasenrampenentfernungseinheit 50 verarbeitete Empfangssignal
wird in die Kanalschätzschaltung 44 eingespeist. Die Kanalschätzeinheit 44 schätzt die Kanalkoeffizienten h⁽ⁱ⁾, wie zuvor hinsichtlich der Gleichungen (6) bis (11) erläutert wurde.
Die von der Kanalschätzeinheit 44 ausgegebenen geschätzten Kanalkoeffizienten ĥ⁽ⁱ⁾ werden in die Phasenrampeneinfügungseinheit 52 eingespeist, die ferner die Phasenrampe φ_est(ω) von der Phasenrampenschätzeinheit 48 empfängt. Die Phasenrampeneinfügungseinheit 52 fügt die entfernte geschätzte Phasenrampe φ_est(ω) wieder durch Multiplizieren der geschätzten Kanalkoeffizienten ĥ⁽ⁱ⁾ mit
ein. Die von der Phasenrampeneinfügungseinheit 52 ausgegebenen Kanalkoeffizienten
werden in den Demodulator 46 eingespeist, wo eine Demodulation des Empfangssignals Y_Δt unter Verwendung der Kanalkoeffizienten durchgeführt wird.
In 12 ist eine Empfängerstufe 40 gezeigt, die eine Schätzstufe 60 gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung umfasst. Die Schätzstufe 60 umfasst eine Phasenrampenschätzeinheit 48, eine Phasenrampenentfernungseinheit 50 und eine Kanalschätzeinheit 44. Die Phasenrampenentfernungseinheit 50 ist in einem gemeinsamen Signalweg 55 hinter einer Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit 52 und vor einem Knoten 54 angeordnet. Der Knoten 54 dient zum Aufteilen des gemeinsamen Signalweges 55 in einen Kanalschätzzweig 56 und einen Demodulationszweig 58.
Die Funktion der in 12 dargestellten Schätzstufe 60 wird jetzt für den Frequenzbereich beispielhaft erläutert. Die einzelnen von der Schätzstufe 60 durchgeführten Schritte könnten auch im Zeitbereich durchgeführt werden.
Das eine Phasenrampe φ(ω) enthaltende Empfangssignal Y_Δt wird von der Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit 42 in die Phasenrampenschätzeinheit 48 der Schätzstufe 60 eingespeist. Die Phasenrampenschätzeinheit 48 bestimmt durch lineare Regression die in das Empfangssignal Y eingefügte Phasenrampe φ(ω). Die geschätzte Phasenrampe φ_est(ω) wird dann in die Phasenrampenentfernungseinheit 50 eingespeist, die in dem gemeinsamen Signalweg 55 angeordnet ist. Die Phasenrampenentfernungseinheit 50 erhält auch das Empfangssignal Y_Δt, das die Phasenrampe φ(ω) umfasst, von der Zeitsteuerungssynchronisierungseinheit 42 und verarbeitet dieses Empfangssignal Y_Δt, um die darin enthaltene Phasenrampe φ(ω) zu entfernen. Dies wird auf ähnliche Weise wie in der ersten Ausführungsform durch Multiplizieren des Empfangssignals Y_Δt mit einem Faktor
durchgeführt.
Das durch die Phasenrampenentfernungseinheit 50 verarbeitete Empfangssignal
wird an einem Knoten 54 aufgeteilt und sowohl dem Kanalschätzzweig 56 als auch dem Demodulationszweig 58 zugeführt. In dem Kanalschätzzweig 56 bestimmt die Kanalschätzeinheit 44 die geschätzten Kanalkoeffizienten ĥ⁽ⁱ⁾, die in den Demodulator 46 eingespeist werden. Der Demodulator 46 führt die Demodulation des verarbeiteten Empfangssignals
unter Verwendung der geschätzten Kanalkoeffizienten ĥ⁽ⁱ⁾ durch. Da sowohl die Kanalschätzung als auch die Demodulation auf der Grundlage des verarbeiteten Empfangssignals
durchgeführt werden, kann die Phasenrampeneinfügungseinheit der in 11 dargestellten ersten Ausführungsform weggelassen werden.
Die in 11 dargestellte Ausführungsform, gemäß der das Entfernen der Phasenrampe in dem Kanalschätzzweig stattfindet, kann angewendet werden, falls ein Sendediversitätsschema verwendet wird, das einen Präambelabschnitt eines Datensignals im Frequenzbereich (zum Beispiel durch eine SFBC) und ein Nutzdatenabschnitt des Datensignals im Zeitbereich (zum Beispiel durch eine STBC) multiplext. Falls jedoch sowohl der Präambelabschnitt als auch der Nutzdatenabschnitt im Frequenzbereich gemultiplext werden, betrifft das zuvor dargestellte Phasenrampenproblem auch den Nutzdatenabschnitt. In diesem Fall kann die in 12 dargestellte Ausführungsform angewendet werden.
Das Grundkonzept, das der Erfindung zugrunde liegt, kann auf Sendediversitätssysteme ausgedehnt werden, die mehr als zwei Sendeantennen umfassen. Eine mögliche weitere Ausführungsform der Erfindung basiert auf einem Sendediversitätssystem, das drei Sendeantennen umfasst, und gemäß einem Block-Codierschema betrieben wird, das die in Gleichung (4) gezeigte Codematrix verwendet.

Claims

Verfahren zum Schätzen von Kanalkoeffizienten (h) in einem Mehrträgersystem, das gemäß einem Blockcode-basierten Sendediversitätsschema betrieben wird, bei dem ein Dateninhalt (C⁽ⁱ⁾) einer Code-Matrix (C) in einem Frequenzbereich gemultiplext wird, umfassend: a) Bestimmen einer Phasenrampe (φ_est) im Frequenzbereich oder eines Äquivalents (Δt) hiervon im Zeitbereich, wobei das Äquivalent (Δt) hiervon eine Verzögerung bezüglich eines FFT-Fensters ist und wobei die Phasenrampe (φ_est) oder das Äquivalent (Δt) hiervon in einem empfangenen Singal (Y_Δt) nach einer Zeitsteuerungssynchronisation enthalten ist; b) Verarbeiten des empfangenen Signals (Y_Δt), um die Phasenrampe (φ_est) oder das Äquivalent (Δt) hiervon zu entfernen; und c) Schätzen der Kanalkoeffizienten (h) auf der Grundlage des verarbeiteten empfangenen Signals (Y_Δt).
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenrampe (φ_est) oder das Äquivalent (Δt) hiervon durch Schätzen ermittelt wird.
Verfahren gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Schätzen durch eine lineare Regression durchgeführt wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, ferner umfassend den Schritt des Durchführens der Zeitsteuerungssynchronisation mit dem Ziel, die Zwischensymbolinterferenz zu minimieren.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens einer der Schritte a) und b) im Frequenzbereich durchgeführt wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens einer der Schritte a) und b) im Zeitbereich durchgeführt wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass nach der Zeitsteuerungssynchronisation das empfangene Signal (Y_Δt) aufgeteilt wird und einem Kanalschätzzweig (56) einerseits und einem Demodulationszweig (58) andererseits zugeführt wird und dass die Phasenrampe (φ_est) oder das Äquivalent (Δt) hiervon im Kanalschätzzweig (56) entfernt wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenrampe (φ_est) oder das Äquivalent (Δt) hiervon aus dem empfangenen Signal (Y_Δt) nach der Zeitsteuerungssynchronisation entfernt wird und dass das resultierende Signal (Ye^–jφest(w)) aufgeteilt wird und einem Kanalschätzzweig (56) einerseits und einem Demodulationszweig (58) andererseits zugeführt wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, ferner umfassend ein Einfügen der Phasenrampe (φ_est) oder des Äquivalents (Δt) hiervon in die geschätzten Kanalkoeffizienten (ĥ).
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, ferner umfassend ein Demodulieren des empfangenen Signals (Y_Δt) unter Verwendung der geschätzten Kanalkoeffizienten (ĥ).
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Blockcode-basierte Sendediversitätssystem des Raum-Frequenz-Blockcodierens, SFBC, oder des Permutierens im Frequenzbereich verwendet wird.
Computerprogrammprodukt umfassend Programmcodeabschnitte zum Durchführen der Schritte eines der Ansprüche 1 bis 11, wenn das Produkt auf einem Computer ausgeführt wird.
Computerprogrammprodukt gemäß Anspruch 12, abgespeichert auf einem computerlesbaren Aufzeichnungsmedium.
Schätzstufe (60) zum Schätzen von Kanalkoeffizienten (h) in einem Mehrträgersystem, das gemäß einem Blockcode-basierten Sendediversitätsschema betrieben wird, bei dem ein Dateninhalt (C⁽ⁱ⁾) einer Code-Matrix (C) in einem Frequenzbereich gemultiplext wird, umfassend: a) eine Einheit (48) zum Bestimmen einer Phasenrampe (φ_est) im Frequenzbereich oder eines Äquivalents (Δt) hiervon im Zeitbereich, wobei das Äquivalent (Δt) hiervon eine Verzögerung bezüglich eines FFT-Fensters ist und wobei die Phasenrampe (φ_est) oder das Äquivalent (Δt) hiervon in einem empfangenen Signal (Y_Δt) nach einer Zeitsteuerungssynchronisation enthalten ist; b) eine Einheit (50) zum Verarbeiten des empfangenen Signals (Y_Δt), um die Phasenrampe (φ_est) oder das Äquivalent (Δt) hiervon zu entfernen; und c) eine Einheit (44) zum Schätzen der Kanalkoeffizienten (h) auf der Grundlage des verarbeiteten empfangenen Signals (Y_Δt).
Schätzstufe gemäß Anspruch 14, ferner umfassend einen Knoten (54) zum Aufteilen eines Signalweges (55) nach der Zeitsteuerungssynchronisation in einen Kanalschätzzweig (56) einerseits und eine Demodulationszweig (58) andererseits, und wobei die Einheit (50) zum Verarbeiten des empfangenen Signals (Y_Δt) im Kanalschätzzweig (56) angeordnet ist.
Schätzstufe gemäß Anspruch 14, ferner umfassend einen Knoten (54) zum Aufteilen eines Signalwegs (55) nach einer Zeitsteuerungssynchronisation in einen Kanalschätzzweig (56) einerseits und einen Demodulationszweig (58) andererseits, und wobei die Einheit (50) zum Verarbeiten des empfangenen Signals (Y_Δt) im Signalweg (55) vor dem Knoten (54) angeordnet ist.
Schätzstufe gemäß Anspruch 14 oder 15, ferner umfassend eine Einheit (52) zum Einfügen der Phasenrampe ((φ_est) oder des Äquivalents (Δt) hiervon in die geschätzten Kanalkoeffizienten (ĥ).
Transceiver eines drahtlosen Kommunikationssystems, umfassend eine Empfängerstufe (40) mit einer Schätzstufe (60) gemäß einem der Ansprüche 14 bis 17.