JP2004538717A - マルチキャリア送信ダイバーシチ・システムにおけるチャンネル推定 - Google Patents
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Abstract
コード・マトリクスのデータ内容を周波数領域で多重送信する、ブロック・コードに基づく送信ダイバーシチ方式に従って動作するマルチキャリア・システムにおいてチャンネル係数を推定する方法と段（６０）とを説明する。この方法は、タイミング同期化の後の受信信号
に含まれる周波数領域の位相傾斜（φest）または時間領域のこれに対応するもの（Δｔ）を決定し、受信信号
を処理して位相傾斜（φest）またはこれに対応するもの（Δｔ）を除去し、処理された受信信号に基づいてチャンネル係数を推定する。
に含まれる周波数領域の位相傾斜（φest）または時間領域のこれに対応するもの（Δｔ）を決定し、受信信号
を処理して位相傾斜（φest）またはこれに対応するもの（Δｔ）を除去し、処理された受信信号に基づいてチャンネル係数を推定する。
Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は送信アンテナ・ダイバーシチの分野に関するもので、特にマルチキャリア送信ダイバーシチ・システムにおいてチャンネル係数を推定する方法に関するものである。また、本発明はチャンネル推定動作を行う推定段と、かかる推定段を備える無線通信システムのトランシーバとに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
（従来技術の説明）
無線通信システムのピーク伝送速度はここ数年間着実に増加してきた。しかし、例えば経路損失や限られたスペクトル可用性やフェージングのために、ピーク伝送速度はまだ限られている。
【０００３】
送信機ダイバーシチは、無線通信システムにおいてフェージングを克服するのに非常に効果的な方法である。いくつかの異なる送信ダイバーシチ方式がこれまで提案されている。Li, Y.; Chuang, J.C.; Sollenberger, N.R.の「ＯＦＤＭシステム用の送信機ダイバーシチと高速データ無線ネットワークへのその影響(Transmitter diversity for OFDM systems and its impact on high-rate data wireless networks)」、IEEE Journal on Selec. Areas, Vol. 17, No. 7, July 1999、では、例として遅延、置換、空間−時間コーディングの送信ダイバーシチ方式が述べられている。遅延方式では、第1の送信機アンテナから或る信号を送信し、別の送信機アンテナからは第1の送信機アンテナから送信した信号を遅らせた信号を送信する。置換方式では、第1の送信機アンテナから変調信号を送信し、別の送信機アンテナからは変調信号の置換を送信する。したがって、送信機アンテナから送信された信号は、変調信号とこの変調信号の置換の形のデータ語から成るマトリクスから得ることができる。空間−時間コーディングでは、信号を符号化して複数のデータ語を作り、各データ語を異なる送信機アンテナから送信する。送信中は、各データ語のデータ・シンボルを単一キャリア周波数で順次送信することにより、データ語を時間領域で拡散させる（すなわち、多重送信する）。
【０００４】
別の送信ダイバーシチ方式が米国特許第６，０８８，４０８号に述べられている。この送信ダイバーシチ方式では、データを符号化してマトリクスの形にし、個々のデータ・ブロックとして送信する。各データ・ブロックは複数のデータ語で構成され、各データ語は入力データ信号から得たデータ・シンボルを含む。データ・ブロックの送信中は、個々のデータ語を時間領域で拡散する。したがって、米国特許第６，０８８，４０８号に述べられている送信ダイバーシチ方式は空間−時間ブロック・コーディング（ＳＴＢＣ）と呼ぶことができる。ＳＴＢＣの主な特徴は、各データ・シンボルを各送信アンテナから送信することと、異なる送信アンテナのアンテナ信号が互いに直交することである。直交ＳＴＢＣデータ・ブロックは任意の数の送信アンテナについて設計することができる。
【０００５】
マルチキャリア・システム用の別の送信ダイバーシチ方式は空間−周波数ブロック・コーディング（ＳＦＢＣ）である。空間−周波数ブロック・コーディングでは信号を符号化して複数のデータ語で構成する個々のデータ・ブロックを作り、各データ語のデータ・シンボルを直交周波数（すなわち、直交サブキャリア）で送信することにより各データ語を周波数領域で拡散する（すなわち、多重送信する）。空間−周波数ブロック・コーディング方式の例は、Lee K.F.他の「ＯＦＤＭシステム用の空間−周波数送信機ダイバーシチ方式(A Space-frequency transmitter diversity technique for OFDM systems)」, Globecom '00 - IEEE．Global Telecommunications Conference，Conference record（Cat. No. 00 CH37137), Proceedings of Global Telecommunications Conference，San Francisco, CA, USA, 27 Nov. - 1 Dec. 2000, pp. 1473 - 1477 vol. 3、に述べられている。
【０００６】
マルチキャリア送信ダイバーシチ・システムの受信側の重要な機能は、受信信号を効果的に復調することができるように個々の送信チャンネルを特色づけることである。このためにはチャンネル推定を行う必要がある。これは、Li, Y.; Chuang, J.C.; Sollenberger, N.R.の「ＯＦＤＭシステム用の送信機ダイバーシチと高速データ無線ネットワークへのその影響」、IEEE Journal on Selec. Areas, Vol. 17, No. 7, July 1999、と米国特許第６，０８８，４０８号とに述べられている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
この技術で知られている種々のチャンネル推定方法とは別に、コード・マトリクスに基づく送信ダイバーシチ方式（コード・マトリクスのデータ内容を周波数領域で多重送信する方式）に従って動作するマルチキャリア・システムにおいてチャンネル係数を高い精度で推定する方法が必要である。また、対応する推定方法を実行する推定段と、かかる推定段を備えるトランシーバが必要である。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
（本発明の簡単な説明）
この必要性は、コード・マトリクスのデータ内容（例えば、データ語）を周波数領域で多重送信する、ブロック・コードに基づく送信ダイバーシチ方式に従って動作するマルチキャリア・システムにおいて、チャンネル係数を推定する次の方法により満たされる。すなわち、タイミング同期化の後の受信信号内に含まれる周波数領域の位相傾斜または時間領域での同等物を決定し、受信信号を処理して位相傾斜または同等物を除去し、処理された受信信号に基づいてチャンネル係数を推定することを含む。位相傾斜は、送信チャンネルにより、受信または送信フィルタにより、またはタイミング同期化中に生じることがある。
【０００９】
周波数領域で多重送信することが可能なコード・マトリクスを、ここで用いる送信ダイバーシチ方式がデータ信号から生成することができる限り、本発明のチャンネル推定法は特定のブロック・コーディング方式に限定されることはない。好ましくは、コード・マトリクスはデータ語を含むデータ・ブロックの形を有する。各データ語はデータ信号から得られるデータ・シンボルを含む。例えば、ＳＦＢＣおよび周波数領域での置換の送信ダイバーシチ方式では、かかるコード・マトリクスを生成することができる。
【００１０】
本発明では、使用される送信ダイバーシチ方式は純粋の周波数領域の多重送信である必要はない。例えば、ＳＴＢＣとＳＦＢＣとを交互に用いる（すなわち、時間領域と周波数領域で交互に多重送信する）送信ダイバーシチ方式を用いてもよい。この場合は、チャンネル係数を推定する本発明の方法を、システムをＳＴＢＣからＳＦＢＣに切り替える度に活動化し、システムをＳＦＢＣからＳＴＢＣに切り替える度に非活動化してよい。
【００１１】
本発明に係るチャンネル推定方法では、送信ダイバーシチ方式は完全な送信ダイバーシチと直交性とを保証する必要はない。言い替えると、本発明ではデータ信号内に含まれる各シンボルを異なる周波数で送信する必要はない。しかしながら、本発明の好ましい実施の形態は完全な送信ダイバーシチと直交性の機能を含む。
【００１２】
また、本発明では送信アンテナと受信アンテナの数の制限はない。好ましくは、データ・ブロック当たりのデータ語の数が送信アンテナの数に等しくなるようにコード・マトリクスを選択する。受信アンテナを２本以上設ける場合は、最大比結合の受信ダイバーシチ方式を適用してよい。しかし、他の受信ダイバーシチ方式を用いてもよい。
【００１３】
周波数領域の位相傾斜または時間領域での同等物を決定するには種々の方法がある。例えば、位相傾斜または同等物は推定により決定することができる。位相傾斜または同等物の推定値は、好ましくは線形回帰により得られる。位相傾斜または同等物を推定する代わりに、またはそれに加えて、計算または測定を用いてよい。
【００１４】
位相傾斜が受信信号内に含まれる理由の１つであるタイミング同期化は種々の方法で行うことができる。タイミング同期化はシンボル間の干渉が最小になるようにして行うことがある。したがってシステムのタイミングとして、干渉パワーを最小にするのに最適なタイミングを選択することがある。
【００１５】
位相傾斜または同等物を決定することと、決定された位相傾斜または同等物を受信信号から除去することは、周波数領域でも時間領域でも行うことができる。また、これらの２つのステップの一方を周波数領域で行い、他方を時間領域で行うこともできる。時間領域では、位相傾斜に対応するものは遅延であろう。この遅延は、チャンネル係数を推定する前に決定して受信信号から除去することができる。
【００１６】
位相傾斜または同等物の除去は、種々の位置と異なる時点で行なわれ得る。例えば、タイミング同期化の後で受信信号を分割して、一方をチャンネル推定分岐に送り他方を復調分岐に送るときは、位相傾斜または同等物の除去はチャンネル推定分岐で行ってもよいし、受信信号を分割する前に行ってもよい。
【００１７】
上に指摘したように、チャンネル係数を推定するには位相傾斜を含まないかまたは少なくともわずかしか含まない処理済の受信信号を用いる。しかしチャンネル係数を推定した後は、前に決定した位相傾斜またはこれに対応するものを再び推定チャンネル係数内に導入してよい。推定チャンネル係数内に位相傾斜または同等物をこのように導入することは、推定チャンネル係数を用いて復調する受信信号もまた位相傾斜または同等物を含む場合に有用である。これは、例えば位相傾斜の除去をチャンネル推定分岐内で行う場合である。
【００１８】
上記の方法は、この方法を実行するプログラム・コード部を含むコンピュータ・プログラム製品としても、またハードウエア製品としても実現することができる。ハードウエア製品は、ブロック・コーディング方式に従って動作するマルチキャリア送信ダイバーシチ・システムにおいてチャンネル係数の推定に適応して形成された推定段で構成する。推定段は、タイミング同期化の後で受信信号内に含まれる周波数領域の位相傾斜または時間領域での同等物を決定するためのユニットと、受信信号を処理して位相傾斜または同等物を除去するためのユニットと、処理済の受信信号を用いてチャンネル係数を推定するためのユニットとを有する。
【００１９】
タイミング同期化ユニットの後の信号経路内に、共通信号経路をチャンネル推定分岐と復調分岐とに分割するためのノードを設けてよい。処理ユニットは、チャンネル推定分岐内にまたはノードの前の共通信号経路内に設けてよい。好ましくは、推定段は位相傾斜または同等物を推定チャンネル係数内に導入するためのユニットを更に含む。
【００２０】
多くの送信ダイバーシチ方式では、１データ語の送信中はチャンネル・パラメータ（すなわち、周波数領域のチャンネル位相とチャンネル振幅）が一定または少なくとも近似的に一定であることが必要である。データ語は周波数領域で多重送信するので、比較的大きなコヒーレント帯域幅が必要である。これは、
【数１】
という関係を少なくとも近似的に満たさなければならないことを意味する。ただし、
【数２】
はチャンネル・コヒーレント帯域幅、Ｎはデータ語当たりのデータ・シンボルの数、Ｔは１つのデータ・シンボルの継続時間、τrmsはチャンネル・インパルス応答の遅延拡散の二乗平均である。コヒーレント帯域幅が比較的大きいためには、Ｎ個の隣接サブキャリアのチャンネル係数がほぼ一定でなければならない。
【００２１】
１つ以上のコード・マトリクス（すなわち、データ・ブロック）を生成するデータ信号のフォーマットは任意でよい。好ましい実施の形態では、データ信号のフォーマットは離散情報シンボルのシーケンスである。例えばデータ信号はベクトル構造を有し、各ベクトルは所定数の情報シンボルを含む。情報シンボルの性質は、本発明に係る多重送信法を用いる特定の無線通信システムに依存してよい。多くの無線通信システムは種々の目的で種々の型の情報シンボルを用いる。例えば、或る無線通信システムが用いるデータ信号は、プリアンブルか、１つまたは複数のユーザ・データ部か、またはプリアンブルと１つまたは複数のユーザ・データ部の両方を含む。通常、プリアンブルは所定の構造を有して、チャンネル推定や周波数同期化やタイミング同期化などの機能を強化する。
【００２２】
コード・マトリクスは、実際に用いる送信ダイバーシチ方式に従って種々の方法でデータ信号から得てよい。例えば置換の送信ダイバーシチ方式を用いる場合は、コード・マトリクスのデータ語内に含まれるデータ・シンボルは元のデータ信号内に含まれる情報シンボルの置換である。別の例としてＳＦＢＣの送信ダイバーシチ方式を用いる場合は、コード・マトリクスのデータ語内に含まれるデータ・シンボルは、元のデータ信号内に含まれる情報シンボルから置換や基本的算術演算（否定や複素共役など）により得られる。
【００２３】
（好ましい実施の形態の説明）
本発明は、例えばＳＦＢＣコード・マトリクスと同様の構造を有するデータ・ブロックを生成することや周波数領域で多重送信を行うことが可能な、送信ダイバーシチ方式を用いる任意のマルチキャリア送信ダイバーシチ・システムで用いてよいが、好ましい実施の形態の以下の説明は、例として、データ信号からデータ・ブロックを生成しまた生成されたデータ・ブロックを多重送信するために直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭ）を用いまたＳＴＢＣとＳＦＢＣとを交互に用いる、マルチキャリア・システムに関して行う。
【００２４】
例示のマルチキャリア・システムは欧州無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）標準の高性能無線ローカル・エリア・ネットワーク２型（ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２）からとる。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムは５ＧＨｚの周波数帯域で動作する。送信ダイバーシチは送信性能を向上させまたレイリー・フェージングなどの高速フェージングの悪影響を減らすはずであるにもかかわらず、現在のところ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムと多くの他の無線通信システムは送信ダイバーシチを支援しない。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２のシステム概要は ＥＴＳＩ ＴＲ １０１ ６８３、ブロードバンド無線アクセス・ネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮ２型；システム概要、Ｖ１．１．１（２０００-０２）に与えられており、またＨＩＰＥＲＬＡＮ／２の物理層は ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ４７５；ブロードバンド無線アクセス・ネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮ２型；物理（ＰＨＹ）層、Ｖ１．１．１（２０００-０４）に述べられている。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準で指定されているＯＦＤＭのマルチキャリア方式は周波数選択の環境で非常に強い。
【００２５】
図１はＨＩＰＥＲＬＡＮ／２の代表的な物理バーストを示す。物理バーストは、プリアンブル・シンボルから成るプリアンブルと、ユーザ・データ・シンボルから成るユーザ・データ部とで構成する。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２では５つの異なる物理バーストが指定されている。３つの物理バーストはそれぞれ異なるプリアンブルを有し、残りの２つのバーストは共通の別のプリアンブルを有する。最後の３つのプリアンブル・シンボルは全てのプリアンブル型について同一の周期的構造で構成する。この周期的構造は３２サンプルの短いＯＦＤＭシンボルＣ３２と、その後に続く６４サンプルの２つの同じ正規のＯＦＤＭシンボルＣ６４から成る。短いＯＦＤＭシンボルＣ３２は巡回接頭語で、Ｃ６４ ＯＦＤＭシンボルの１つの後半の写しである。図１に示すいわゆるＣプリアンブルは、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２内でチャンネル推定や、周波数同期化や、タイミング同期化に用いられる。Ｃプリアンブル内の周期的構造は、比較的複雑でない同期化アルゴリズムを用いるのに必要である。
【００２６】
図１に示す物理バーストのユーザ・データ部は、特定のプロトコル・データ・ユニット（ＰＤＵ）トレーンを送信するのに必要な可変数ＮSYMのＯＦＤＭシンボルを含む。ユーザ・データ部の各ＯＦＤＭシンボルは巡回接頭語（プレフィックス）と有用なデータ部から成る。巡回接頭語は有効データ部の巡回継続部(cyclic continuation)から成り、その前に挿入される。したがって、巡回接頭語は図２に示すように有効データ部の最後の数サンプルのコピーである。
【００２７】
図１に示す物理バーストの有用なユーザ・データ部の長さは６４サンプルであり、継続時間は３．２μｓである。巡回接頭語の長さは１６サンプル（必要）または８サンプル（随意）であり、継続時間はそれぞれ０．８μｓまたは０．４μｓである。全体で、ＯＦＤＭシンボルの長さは８０サンプルまたは７２サンプルであり、これに対応するシンボル継続時間はそれぞれ４．０μｓまたは３．６μｓである。したがって、ＯＦＤＭシンボルは時間領域に拡張を有する。またＯＦＤＭシンボルは周波数領域に拡張を有する。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２では、ＯＦＤＭシンボルは５２サブキャリアにわたって拡張する。４８サブキャリアは複素値サブキャリア変調シンボル用に確保され、４サブキャリアはパイロット用に確保される。
【００２８】
図３に、無線通信用トランシーバの送信機段１０の物理層を示す。送信機段１０は、スクランブラ１２と、ＦＥＣコーディング・ユニット１４と、インターリービング・ユニット１６と、マッピング・ユニット１８と、ＯＦＤＭユニット２０と、バースト形成ユニット２２と、ブロック・コード符号器２４と、マルチプレクサ２６と、無線送信機３０と、制御ユニット３２とで構成する。ブロック・コード符号器２４とマルチプレクサ２６とで符号器／マルチプレクサ・ユニット２８を形成する。
【００２９】
図１に示す送信機段１０は入力信号としてデータ・リンク制御（ＤＬＣ）からＰＤＵトレーンを受ける。各ＰＤＵトレーンは、組み立てられて物理バースト（すなわち、符号化され、多重送信され、送信されるＯＦＤＭシンボルのシーケンス）を形成する情報ビットから成る。
【００３０】
ＰＤＵトレーンを受けると、リンク適応メカニズムに基づく適当な物理モードを選ぶことにより、トランシーバ内で送信ビット・レートが形成される。物理モードは特定の変調方式と特定のコード・レートにより特徴づけられる。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準では、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、オプションの６４ＱＡＭなどの複数の異なるコヒーレント変調方式を指定する。またフォワード誤差制御では、１／２、９／１６、３／４のコード・レートを持つ畳み込みコード(convolutional codes)を指定する。これは１／２のレートのたたみ込みマザー・コードを破壊することにより得られる。可能な物理モードを図４に示す。ＯＦＤＭサブキャリアを変調するための種々の信号アルファベットを用いることにより、また異なる破壊パターンをマザーたたみ込みコードに適用することにより、６から５４のメガビット／秒の範囲にデータ・レートを変えることができる。
【００３１】
適当な物理モードを選ぶと、ＰＤＵトレーン内に含まれるＮBPDU個の情報ビットを長さ１２７のスクランブラ１２でスクランブルする。次に、スクランブルされたビットをＦＥＣコーディング・ユニット１４に出力する。ＦＥＣコーディング・ユニット１４はＮBPDU個のスクランブルされたＰＤＵビットを、前に設定されたフォワード誤差訂正に従って符号化する。
【００３２】
ＦＥＣコーディング・ユニット１４が出力する符号化ビットはインターリービング・ユニット１６に入力される。インターリービング・ユニット１６は選択された物理モード用の適切なインターリービング方式を用いて符号化ビットをインターリーブする。インターリーブされたビットはマッピング・ユニット１８に入力され、インターリーブされたビットを選択された物理モードに従って変調配置点(modulation constellation points)にマッピングすることによりサブキャリア変調を行う。上に述べたように、データ伝送用に選択された物理モードに従ってＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ変調を用いることによりＯＦＤＭサブキャリアを変調する。
【００３３】
マッピング・ユニット１８は複素値サブキャリア変調シンボルのストリームを出力し、これをＯＦＤＭユニット内で４８複素数のグループに分割する。ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ４７５；ブロードバンド無線アクセス・ネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮ２型；物理（ＰＨＹ）層、Ｖ１．１．１（２０００-０４）に述べられているように、ＯＦＤＭユニット内で複素ベースバンド信号をＯＦＤＭ変調により作る。
【００３４】
ＯＦＤＭユニット２０内で作られた複素ベースバンドＯＦＤＭシンボルにパイロット・サブキャリアを挿入して物理バースト・ユニット２２に入力すると、適当なプリアンブルがＰＤＵトレーンに付加されて物理バーストが作られる。物理バースト・ユニット２２で作られる物理バーストは図１に示すフォーマットを有する。物理バースト・ユニット２２は、物理バーストの形の複素ベースバンドＯＦＤＭシンボルのシーケンスをブロック・コード符号器２４に出力する。
【００３５】
ブロック・コード符号器２４の機能について、図５を参照して以下に一般的に説明する。一般にブロック・コード符号器２４は長さＫのベクトル
のシーケンスの形の入力信号を受ける。ブロック・コード符号器２４は各ベクトル
を符号化して、図５に示すように、複数の信号ベクトル
を含むデータ・ブロックを各ベクトル
毎に出力する。各信号ベクトル
は単一のデータ語に対応する。このように、ベクトル
から生成されるデータ・ブロックはＭ個のデータ語を含む。ただし、Ｍは送信機アンテナの数である。
【００３６】
各データ語
（ｉ＝１，．．．，Ｍ）はＮ個のデータ・シンボルを含む。すなわち、各データ語
の長さはＮである。Ｎの値は自由に選ぶことができない。なぜなら、この実施の形態ではデータ語
にまたがるコード・マトリクス
は直交しなければならないからである。直交コード・マトリクス
の形のデータ・ブロックのいくつかの例が、ここに援用する米国特許第６，０８８，４０８号に述べられている。この実施の形態で説明するブロック・コーディング方式では、コード・マトリクス
の全てのデータ・シンボルｃj iは入力ベクトル
の構成要素から得られ、その簡単な線形関数またはその複素共役である。
【００３７】
１本の受信アンテナでの受信信号ベクトル
を
で表すと、
とコード・マトリクス
との関係は次の通りである。
【数３】
ただし、ｈ(i)はｉ番目の送信アンテナからこの受信アンテナへのチャンネルのチャンネル係数を表す。これを複数の受信アンテナについて一般化することは簡単である。
【００３８】
以下に、２本および３本の送信機アンテナ用の可能なブロック・コード・マトリクスの例をそれぞれ詳細に説明する。２本の送信アンテナと１本の受信アンテナとを持つ無線通信システムの構成を図６に示す。図６の無線通信システムは２つの送信チャンネルを含み、各送信チャンネルは特定のチャンネル係数ｈ(i) （ｉ＝１，２）で特徴づけられる。
【００３９】
図６に示す２本の送信アンテナの場合、コード・レート Ｒ＝１ を持つ１つの可能なブロック・コード・マトリクス
は次の通りである。
【数４】
３本の送信アンテナの場合は、コード・レート Ｒ＝０．５ を持つ１つの可能なブロック・コード・マトリクス
は次の通りである。
【数５】
【００４０】
コード・レートＲは、入力ベクトル
の長さＫと各コード語
の長さＮとの比と定義される。すなわち、
Ｒ＝Ｋ／Ｎ （５）
図５から分かるように、ブロック・コード符号器２４はベクトル
の形の各データ信号毎にコード・マトリクス
の形のデータ・ブロックを出力する。ブロック・コード符号器２４が出力するデータ・ブロックはマルチプレクサ２６に入力される。マルチプレクサ２６は周波数領域で外部から与えられる制御信号に従って各データ・ブロックのデータ語（ベクトル
）を多重送信する。制御信号は制御ユニット３２が生成する。
【００４１】
マルチキャリア方式ＯＦＤＭでは、互いに直交するサブキャリア上でブロック・コード符号器２４の出力を変調する。ＯＦＤＭシステムで個々のデータ語を含むデータ・ブロックを多重送信するには本質的に２つの可能性がある。図７に示す第１の可能性では、特定のデータ・ブロックのデータ語を時間方向に拡張する（ＳＴＢＣ）。すなわち、時間領域で多重送信する。本発明で用いる第２の可能性では、データ・ブロックのデータ語を図８に示すように周波数方向に拡張する（ＳＦＢＣ）。
【００４２】
図７と図８とから分かるように、データ・ブロックの個々のデータ語を異なる送信アンテナから送信する。図８の多重送信方式では、個々のデータ・ブロックをＮ個のサブキャリアに拡散して時間間隔Ｔの間送信する。
【００４３】
符号器／マルチプレクサ・ユニット２８の符号化され多重送信された出力信号は無線送信機３０に入力される。無線送信機３０は、無線周波数キャリアを符号器／マルチプレクサ・ユニット２８の出力信号で変調することにより、複数の送信アンテナで無線送信を行う。
【００４４】
図３の送信機段１０を持つトランシーバは更に、図３に示されていない受信機段を備える。この受信機段は、図３に示す構成要素の逆の動作を行うための構成要素を持つ物理層を有する。例えばこの受信機段は、デスクランブラ、ＦＥＣ復号ユニット、デマルチプレクサとブロック・コード復号器とを持つデマルチプレクサ／復号器ユニット、などを含む。図９は、かかる受信機段４０の或る構成要素を示す。
【００４５】
図９から明らかなように、図９に示されていない受信アンテナを介して受信した受信信号ベクトル
はタイミング同期化ユニット４２に与えられる。タイミング同期化ユニット４２は、受信したデータ・シンボルの中からシンボル間の干渉を最小にする最適タイミング時点を見つけるためにタイミング同期化を行う。タイミング同期化ユニット４２の出力信号はチャンネル推定ユニット４４と復調器４６とに同時に送られる。チャンネル推定ユニット４４は、タイミング同期化ユニット４２の出力信号に基づいてチャンネル係数ｈ(i)を推定する。チャンネル推定ユニット４４が推定したチャンネル係数は次に復調器４６に送られる。復調器４６は推定チャンネル係数を用いて受信信号の復調を行う。
【００４６】
以下に、２本の送信アンテナと１本の受信アンテナとを用いる場合（図６）について、チャンネル推定ユニット４４の動作の例を説明する。この場合、データ信号の符号化は上のブロック・コード・マトリクス（３）に基づいて行ってよく、また受信信号ベクトルは
と書くことができる。添え字ｊは特定の周波数ｆjを表す。
【００４７】
周波数ｆjで、Ｘiが第１の送信アンテナから送信され、Ｘi+1が第２の送信アンテナから送信される。隣接する周波数ｆj+1で、−Ｘ* i+1が第１の送信アンテナから送信され、Ｘ* Iが第２の送信アンテナから送信される。受信信号ベクトル
の個々の構成要素ＹjとＹj+1とは次のように書くことができる。
【数６】
変数ｚjは送信周波数ｆjを表す。したがって、ｈ(i)（ｚj）は周波数ｆjを介して送信される（ＳＦＢＣ）データ・シンボルにおける送信アンテナ（ｉ＝１，２）と受信アンテナとの間のチャンネルの係数である。ｎj項は周波数ｆjでの白色ガウス雑音である。
【００４８】
ＳＦＢＣが適用され（ｚj＝ｆj）またコヒーレント帯域幅ＢCが比較的大きい場合（すなわち、関係（１）が満たされる場合）は、次の仮定が有効である。
【数７】
これは、コヒーレント帯域幅ＢCが比較的大きい場合は、式（６）が次のようになることを意味する。
【数８】
式（８）は受信信号ベクトル
とデータ・マトリクス
（これはコード・マトリクス
と同じ）とを用いて次のように書くことができる。
【数９】
【００４９】
チャンネル係数ｈ(1)とｈ(2)とを推定するため、受信信号ベクトル
に既知のデータ・マトリクス
のエルミート
を掛ける。データ・マトリクス
の内容は、トランシーバが知っている標準化されたプリアンブル部に対応する。
と
とを掛けると、
【数１０】
はスケーリングされたユニタリ行列、すなわち
【数１１】
なので、式（１０）内のチャンネル係数は分離される。
内に含まれる推定チャンネル係数はチャンネル推定回路４４から復調器４６に送られる。
【００５０】
このようにして得られた推定チャンネル係数は実際のチャンネル係数からずれることが分かった。その１つの理由は、タイミング同期化の後では、チャンネル推定ユニット４４と復調器４６とが処理する受信信号
の中に周波数領域の位相傾斜が存在するためである。タイミング同期化の後で受信信号
の中に位相傾斜が存在する原因と影響について、以下に詳細に説明する。
【００５１】
タイミング同期化ユニット４２はシンボル間の干渉を最小にするためにタイミング同期化を行うことは上に述べた。多くの場合、シンボル間の干渉を起こさない最適なタイミングは多数ある。例えば、ＯＦＤＭシンボルの巡回接頭がチャンネル・インパルス応答より長い場合がこれが当たる。このように多数のタイミングがある場合（全て、シンボル間の干渉を最小にするという点で最適である）、実際のタイミング位置は現在関連する雑音サンプルだけに従って選ばれる。
【００５２】
図１０Ａと図１０Ｂに、シンボル間の干渉を最小にする、異なるタイミング位置における１タップ・チャンネルのチャンネル伝達関数Ｈ（ｆ）の位相を示す。時間領域の位置「０」は、受信機段４０のＦＦＴ窓に対する受信機段４０でのタイミング同期化を意味する。
【００５３】
図１０Ａから明らかなように、１タップがタイミング位置「０」にあるときは、チャンネル伝達関数Ｈ（ｆ）の位相アーチ（Ｈ（ｆ））内に位相傾斜はない。しかしＯＦＤＭでは、タイミング同期化を行うと受信機段４０のＦＦＴ窓に対して遅延Δｔを生じる可能性が高い。この状態を図１０Ｂに示す。この遅延Δｔを生じる理由はタイミング同期化ユニット４２の処理時間にあるのではなく、シンボル間の干渉を最小にするように最適タイミングを選択するためである。したがって、遅延Δｔは系統遅延と呼ぶこともできる。タイミング同期化中に生じる遅延Δｔの結果は系統位相傾斜（すなわち、チャンネル伝達関数Ｈ（ｆ）の平坦でない位相）である。この位相傾斜を図１０Ｂの右側に示す。
【００５４】
受信信号内に位相傾斜が含まれる理由は、タイミング同期化だけによるのではなく、送信チャンネルにもよるし、受信および送信フィルタにもよる。タイミング同期化の前にすでに位相傾斜が受信信号内に存在する場合は、タイミング同期化を行うと、通常、位相傾斜は減少する。これは、シンボル間の干渉を最小にするためにタイミング同期化を行った場合にも当てはまる。しかし、タイミング同期化を行った後に受信信号内に位相傾斜が存在しない可能性は比較的低い。
【００５５】
チャンネル係数は位相傾斜を含む受信信号に基づいて推定されるので、位相傾斜は推定チャンネル係数内にも存在する。チャンネル係数内に位相傾斜が含まれると、ＳＦＢＣを適用したとき（すなわち、データ語を周波数領域で多重送信するとき）にチャンネル推定中の干渉が増加する。このように干渉が増加する理由は、関係（１）が成り立つ場合でも、すなわち、コヒーレント帯域幅ＢCが比較的大きい場合でも、式（７）が一般に満足されないからである。
【００５６】
位相傾斜を生じる１つの理由はタイミング同期化を行うときに位相傾斜を最小にすること以外の評価基準を用いるためなので、シンボル間の干渉を最小にするのではなく位相傾斜を最小にするようにタイミング同期化を行うことが考えられる。これによりチャンネル推定は改善されるが、この方法の欠点は、シンボル間の干渉が最小にならないので受信機段４０全体の性能が低下することである。
【００５７】
シンボル間の干渉を最小にし、しかもチャンネル推定を改善するため、図１１に示す受信機段４０を提案する。改善された受信機段４０は本発明の第１の実施の形態に係る推定段６０を含み、位相傾斜推定ユニット４８と、位相傾斜除去ユニット５０と、チャンネル推定ユニット４４と、位相傾斜導入ユニット５２とを備える。タイミング同期化ユニット４２の後の信号経路内にノード５４を設けて、共通信号経路５５をチャンネル推定分岐５６と復調分岐５８とに分割する。図１１から分かるように、チャンネル推定ユニット４４はチャンネル推定分岐５６内に設ける。
【００５８】
図１１に示す推定段６０の機能について、周波数領域を例として以下に説明する。推定段６０が行う個々のステップは時間領域でも行うことができる。
【００５９】
上に説明したように、送信チャンネル、受信または送信フィルタ、またはタイミング同期化ユニット４２により、受信信号
内には周波数領域に位相傾斜φ（ω）が、または時間領域に遅延Δｔが生じる。この位相傾斜φ（ω）を含む受信信号
はタイミング同期化ユニット４２から推定段６０の位相傾斜推定ユニット４８に入力される。位相傾斜推定ユニット４８は受信信号内に生じた位相傾斜φ（ω）を線形回帰により決定する。
【００６０】
推定位相傾斜φest（ω）はチャンネル推定分岐５６内に設けられる位相傾斜除去ユニット５０に入力される。位相傾斜除去ユニット５０はタイミング同期化ユニット４２から位相傾斜φ（ω）を含む受信信号
も受け、受信信号
を処理して、中に含まれる位相傾斜φ（ω）を除去する。これを行うには、受信信号
に係数
を掛ける。
【００６１】
位相傾斜除去は時間領域で行うこともできる。すなわち、位相傾斜φに対応する遅延Δｔを補償することもできる。この遅延補償は、訂正を行う各ＯＦＤＭシンボルのサンプルの巡回シフトに相当する。
【００６２】
位相傾斜除去ユニット５０が処理した受信信号
はチャンネル推定回路４４に入力される。チャンネル推定回路４４は、式（６）から（１１）に関して前に説明したようにして、チャンネル係数ｈ(i)を推定する。
【００６３】
チャンネル推定回路４４が出力する推定チャンネル係数
は位相傾斜導入ユニット５２に入力される。位相傾斜導入ユニット５２は位相傾斜推定ユニット４８から位相傾斜φest（ω）も受ける。位相傾斜導入ユニット５２は推定チャンネル係数
に
を掛けることにより、除去された推定位相傾斜φest（ω）を再び導入する。位相傾斜導入ユニット５２が出力するチャンネル係数
は復調器４６に入力され、ここでチャンネル係数を用いて受信信号
の変調を行う。
【００６４】
図１２は、本発明の第２の実施の形態に係る推定段６０を含む受信機段４０を示す。推定段６０は、位相傾斜推定ユニット４８と、位相傾斜除去ユニット５０と、チャンネル推定ユニット４４とを含む。位相傾斜除去ユニット５０は共通信号経路５５内のタイミング同期化ユニット５２の後、ノード５４の前に設ける。ノード５４は共通信号経路５５をチャンネル推定分岐５６と復調分岐５８とに分割する機能を有する。
【００６５】
図１２に示す推定段６０の機能について、周波数領域を例として以下に説明する。推定段６０が行う個々のステップは時間領域でも行うことができる。
【００６６】
位相傾斜φ（ω）を含む受信信号
はタイミング同期化ユニット４２から推定段６０の位相傾斜推定ユニット４８に入力される。位相傾斜推定ユニット４８は、受信信号
内に生じた位相傾斜φ（ω）を線形回帰により決定する。推定位相傾斜φest（ω）は共通信号経路５５内に設けられる位相傾斜除去ユニット５０に入力される。位相傾斜除去ユニット５０はタイミング同期化ユニット４２から位相傾斜φ（ω）を含む受信信号
も受け、受信信号
を処理して、中に含まれる位相傾斜φ（ω）を除去する。これを行うには、第１の実施の形態と同様に受信信号
に係数
を掛ける。
【００６７】
位相傾斜除去ユニット５０が処理した受信信号
はノード５４で分割されてチャンネル推定分岐５６と復調分岐５８とに送られる。チャンネル推定分岐５６で、チャンネル推定ユニット４４は推定チャンネル係数
を決定して復調器４６に入力する。復調器４６は、推定チャンネル係数
を用いて、処理された受信信号
の復調を行う。チャンネル推定と復調とは処理された受信信号
に基づいて行われるので、図１１に示した第１の実施の形態の位相傾斜導入ユニットは省略することができる。
【００６８】
チャンネル推定分岐内で位相傾斜の除去を行う図１１に示す実施の形態を用いることができるのは、周波数領域でデータ信号のプリアンブル部を多重送信し（例えば、ＳＦＢＣにより）また時間領域でデータ信号のユーザ・データ部を多重送信する（例えば、ＳＴＢＣにより）送信ダイバーシチ方式を用いる場合である。しかしプリアンブル部とユーザ・データ部とを共に周波数領域で多重送信する場合は、上に述べた位相傾斜の問題はユーザ・データ部にも関係する。この場合は、図１２に示す実施の形態を用いてよい。
【００６９】
本発明の基礎となる基本的概念は３本以上の送信アンテナを含む送信ダイバーシチ・システムに拡張することができる。本発明の可能な別の実施の形態は、３本の送信アンテナを含み、かつ式（４）に示すコード・マトリクスを用いるブロック・コーディング方式に従って動作する送信ダイバーシチ・システムに基づくものである。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
本発明の利点は、添付の図面を参照して本発明の好ましい実施の形態の説明を読めば明らかになる。
【図１】本発明に従って処理される物理バーストの形のデータ信号を示す。
【図２】巡回接頭を含むＯＦＤＭシンボルの構造を示す。
【図３】無線通信用トランシーバの送信機段のブロック図である。
【図４】ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準で定義されている複数の変調方式を示す。
【図５】図３に示すトランシーバのブロック・コード符号器を示す。
【図６】送信アンテナ・ダイバーシチ・システムの構成を示す。
【図７】時間領域におけるデータ語の多重送信の略図である。
【図８】周波数領域におけるデータ語の多重送信の略図である。
【図９】無線通信用トランシーバの受信機段の複数の構成要素の略図である。
【図１０Ａ】タイミング同期化中に受信信号内に遅延が生じることを示す。
【図１０Ｂ】タイミング同期化中に受信信号内に遅延が生じることを示す。
【図１１】本発明に係る推定段の第１の実施の形態を含む受信機段の略図である。
【図１２】本発明に係る推定段の第２の実施の形態を含む受信機段の略図である。
【０００１】
本発明は送信アンテナ・ダイバーシチの分野に関するもので、特にマルチキャリア送信ダイバーシチ・システムにおいてチャンネル係数を推定する方法に関するものである。また、本発明はチャンネル推定動作を行う推定段と、かかる推定段を備える無線通信システムのトランシーバとに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
（従来技術の説明）
無線通信システムのピーク伝送速度はここ数年間着実に増加してきた。しかし、例えば経路損失や限られたスペクトル可用性やフェージングのために、ピーク伝送速度はまだ限られている。
【０００３】
送信機ダイバーシチは、無線通信システムにおいてフェージングを克服するのに非常に効果的な方法である。いくつかの異なる送信ダイバーシチ方式がこれまで提案されている。Li, Y.; Chuang, J.C.; Sollenberger, N.R.の「ＯＦＤＭシステム用の送信機ダイバーシチと高速データ無線ネットワークへのその影響(Transmitter diversity for OFDM systems and its impact on high-rate data wireless networks)」、IEEE Journal on Selec. Areas, Vol. 17, No. 7, July 1999、では、例として遅延、置換、空間−時間コーディングの送信ダイバーシチ方式が述べられている。遅延方式では、第1の送信機アンテナから或る信号を送信し、別の送信機アンテナからは第1の送信機アンテナから送信した信号を遅らせた信号を送信する。置換方式では、第1の送信機アンテナから変調信号を送信し、別の送信機アンテナからは変調信号の置換を送信する。したがって、送信機アンテナから送信された信号は、変調信号とこの変調信号の置換の形のデータ語から成るマトリクスから得ることができる。空間−時間コーディングでは、信号を符号化して複数のデータ語を作り、各データ語を異なる送信機アンテナから送信する。送信中は、各データ語のデータ・シンボルを単一キャリア周波数で順次送信することにより、データ語を時間領域で拡散させる（すなわち、多重送信する）。
【０００４】
別の送信ダイバーシチ方式が米国特許第６，０８８，４０８号に述べられている。この送信ダイバーシチ方式では、データを符号化してマトリクスの形にし、個々のデータ・ブロックとして送信する。各データ・ブロックは複数のデータ語で構成され、各データ語は入力データ信号から得たデータ・シンボルを含む。データ・ブロックの送信中は、個々のデータ語を時間領域で拡散する。したがって、米国特許第６，０８８，４０８号に述べられている送信ダイバーシチ方式は空間−時間ブロック・コーディング（ＳＴＢＣ）と呼ぶことができる。ＳＴＢＣの主な特徴は、各データ・シンボルを各送信アンテナから送信することと、異なる送信アンテナのアンテナ信号が互いに直交することである。直交ＳＴＢＣデータ・ブロックは任意の数の送信アンテナについて設計することができる。
【０００５】
マルチキャリア・システム用の別の送信ダイバーシチ方式は空間−周波数ブロック・コーディング（ＳＦＢＣ）である。空間−周波数ブロック・コーディングでは信号を符号化して複数のデータ語で構成する個々のデータ・ブロックを作り、各データ語のデータ・シンボルを直交周波数（すなわち、直交サブキャリア）で送信することにより各データ語を周波数領域で拡散する（すなわち、多重送信する）。空間−周波数ブロック・コーディング方式の例は、Lee K.F.他の「ＯＦＤＭシステム用の空間−周波数送信機ダイバーシチ方式(A Space-frequency transmitter diversity technique for OFDM systems)」, Globecom '00 - IEEE．Global Telecommunications Conference，Conference record（Cat. No. 00 CH37137), Proceedings of Global Telecommunications Conference，San Francisco, CA, USA, 27 Nov. - 1 Dec. 2000, pp. 1473 - 1477 vol. 3、に述べられている。
【０００６】
マルチキャリア送信ダイバーシチ・システムの受信側の重要な機能は、受信信号を効果的に復調することができるように個々の送信チャンネルを特色づけることである。このためにはチャンネル推定を行う必要がある。これは、Li, Y.; Chuang, J.C.; Sollenberger, N.R.の「ＯＦＤＭシステム用の送信機ダイバーシチと高速データ無線ネットワークへのその影響」、IEEE Journal on Selec. Areas, Vol. 17, No. 7, July 1999、と米国特許第６，０８８，４０８号とに述べられている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
この技術で知られている種々のチャンネル推定方法とは別に、コード・マトリクスに基づく送信ダイバーシチ方式（コード・マトリクスのデータ内容を周波数領域で多重送信する方式）に従って動作するマルチキャリア・システムにおいてチャンネル係数を高い精度で推定する方法が必要である。また、対応する推定方法を実行する推定段と、かかる推定段を備えるトランシーバが必要である。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
（本発明の簡単な説明）
この必要性は、コード・マトリクスのデータ内容（例えば、データ語）を周波数領域で多重送信する、ブロック・コードに基づく送信ダイバーシチ方式に従って動作するマルチキャリア・システムにおいて、チャンネル係数を推定する次の方法により満たされる。すなわち、タイミング同期化の後の受信信号内に含まれる周波数領域の位相傾斜または時間領域での同等物を決定し、受信信号を処理して位相傾斜または同等物を除去し、処理された受信信号に基づいてチャンネル係数を推定することを含む。位相傾斜は、送信チャンネルにより、受信または送信フィルタにより、またはタイミング同期化中に生じることがある。
【０００９】
周波数領域で多重送信することが可能なコード・マトリクスを、ここで用いる送信ダイバーシチ方式がデータ信号から生成することができる限り、本発明のチャンネル推定法は特定のブロック・コーディング方式に限定されることはない。好ましくは、コード・マトリクスはデータ語を含むデータ・ブロックの形を有する。各データ語はデータ信号から得られるデータ・シンボルを含む。例えば、ＳＦＢＣおよび周波数領域での置換の送信ダイバーシチ方式では、かかるコード・マトリクスを生成することができる。
【００１０】
本発明では、使用される送信ダイバーシチ方式は純粋の周波数領域の多重送信である必要はない。例えば、ＳＴＢＣとＳＦＢＣとを交互に用いる（すなわち、時間領域と周波数領域で交互に多重送信する）送信ダイバーシチ方式を用いてもよい。この場合は、チャンネル係数を推定する本発明の方法を、システムをＳＴＢＣからＳＦＢＣに切り替える度に活動化し、システムをＳＦＢＣからＳＴＢＣに切り替える度に非活動化してよい。
【００１１】
本発明に係るチャンネル推定方法では、送信ダイバーシチ方式は完全な送信ダイバーシチと直交性とを保証する必要はない。言い替えると、本発明ではデータ信号内に含まれる各シンボルを異なる周波数で送信する必要はない。しかしながら、本発明の好ましい実施の形態は完全な送信ダイバーシチと直交性の機能を含む。
【００１２】
また、本発明では送信アンテナと受信アンテナの数の制限はない。好ましくは、データ・ブロック当たりのデータ語の数が送信アンテナの数に等しくなるようにコード・マトリクスを選択する。受信アンテナを２本以上設ける場合は、最大比結合の受信ダイバーシチ方式を適用してよい。しかし、他の受信ダイバーシチ方式を用いてもよい。
【００１３】
周波数領域の位相傾斜または時間領域での同等物を決定するには種々の方法がある。例えば、位相傾斜または同等物は推定により決定することができる。位相傾斜または同等物の推定値は、好ましくは線形回帰により得られる。位相傾斜または同等物を推定する代わりに、またはそれに加えて、計算または測定を用いてよい。
【００１４】
位相傾斜が受信信号内に含まれる理由の１つであるタイミング同期化は種々の方法で行うことができる。タイミング同期化はシンボル間の干渉が最小になるようにして行うことがある。したがってシステムのタイミングとして、干渉パワーを最小にするのに最適なタイミングを選択することがある。
【００１５】
位相傾斜または同等物を決定することと、決定された位相傾斜または同等物を受信信号から除去することは、周波数領域でも時間領域でも行うことができる。また、これらの２つのステップの一方を周波数領域で行い、他方を時間領域で行うこともできる。時間領域では、位相傾斜に対応するものは遅延であろう。この遅延は、チャンネル係数を推定する前に決定して受信信号から除去することができる。
【００１６】
位相傾斜または同等物の除去は、種々の位置と異なる時点で行なわれ得る。例えば、タイミング同期化の後で受信信号を分割して、一方をチャンネル推定分岐に送り他方を復調分岐に送るときは、位相傾斜または同等物の除去はチャンネル推定分岐で行ってもよいし、受信信号を分割する前に行ってもよい。
【００１７】
上に指摘したように、チャンネル係数を推定するには位相傾斜を含まないかまたは少なくともわずかしか含まない処理済の受信信号を用いる。しかしチャンネル係数を推定した後は、前に決定した位相傾斜またはこれに対応するものを再び推定チャンネル係数内に導入してよい。推定チャンネル係数内に位相傾斜または同等物をこのように導入することは、推定チャンネル係数を用いて復調する受信信号もまた位相傾斜または同等物を含む場合に有用である。これは、例えば位相傾斜の除去をチャンネル推定分岐内で行う場合である。
【００１８】
上記の方法は、この方法を実行するプログラム・コード部を含むコンピュータ・プログラム製品としても、またハードウエア製品としても実現することができる。ハードウエア製品は、ブロック・コーディング方式に従って動作するマルチキャリア送信ダイバーシチ・システムにおいてチャンネル係数の推定に適応して形成された推定段で構成する。推定段は、タイミング同期化の後で受信信号内に含まれる周波数領域の位相傾斜または時間領域での同等物を決定するためのユニットと、受信信号を処理して位相傾斜または同等物を除去するためのユニットと、処理済の受信信号を用いてチャンネル係数を推定するためのユニットとを有する。
【００１９】
タイミング同期化ユニットの後の信号経路内に、共通信号経路をチャンネル推定分岐と復調分岐とに分割するためのノードを設けてよい。処理ユニットは、チャンネル推定分岐内にまたはノードの前の共通信号経路内に設けてよい。好ましくは、推定段は位相傾斜または同等物を推定チャンネル係数内に導入するためのユニットを更に含む。
【００２０】
多くの送信ダイバーシチ方式では、１データ語の送信中はチャンネル・パラメータ（すなわち、周波数領域のチャンネル位相とチャンネル振幅）が一定または少なくとも近似的に一定であることが必要である。データ語は周波数領域で多重送信するので、比較的大きなコヒーレント帯域幅が必要である。これは、
【数１】
【数２】
【００２１】
１つ以上のコード・マトリクス（すなわち、データ・ブロック）を生成するデータ信号のフォーマットは任意でよい。好ましい実施の形態では、データ信号のフォーマットは離散情報シンボルのシーケンスである。例えばデータ信号はベクトル構造を有し、各ベクトルは所定数の情報シンボルを含む。情報シンボルの性質は、本発明に係る多重送信法を用いる特定の無線通信システムに依存してよい。多くの無線通信システムは種々の目的で種々の型の情報シンボルを用いる。例えば、或る無線通信システムが用いるデータ信号は、プリアンブルか、１つまたは複数のユーザ・データ部か、またはプリアンブルと１つまたは複数のユーザ・データ部の両方を含む。通常、プリアンブルは所定の構造を有して、チャンネル推定や周波数同期化やタイミング同期化などの機能を強化する。
【００２２】
コード・マトリクスは、実際に用いる送信ダイバーシチ方式に従って種々の方法でデータ信号から得てよい。例えば置換の送信ダイバーシチ方式を用いる場合は、コード・マトリクスのデータ語内に含まれるデータ・シンボルは元のデータ信号内に含まれる情報シンボルの置換である。別の例としてＳＦＢＣの送信ダイバーシチ方式を用いる場合は、コード・マトリクスのデータ語内に含まれるデータ・シンボルは、元のデータ信号内に含まれる情報シンボルから置換や基本的算術演算（否定や複素共役など）により得られる。
【００２３】
（好ましい実施の形態の説明）
本発明は、例えばＳＦＢＣコード・マトリクスと同様の構造を有するデータ・ブロックを生成することや周波数領域で多重送信を行うことが可能な、送信ダイバーシチ方式を用いる任意のマルチキャリア送信ダイバーシチ・システムで用いてよいが、好ましい実施の形態の以下の説明は、例として、データ信号からデータ・ブロックを生成しまた生成されたデータ・ブロックを多重送信するために直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭ）を用いまたＳＴＢＣとＳＦＢＣとを交互に用いる、マルチキャリア・システムに関して行う。
【００２４】
例示のマルチキャリア・システムは欧州無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）標準の高性能無線ローカル・エリア・ネットワーク２型（ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２）からとる。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムは５ＧＨｚの周波数帯域で動作する。送信ダイバーシチは送信性能を向上させまたレイリー・フェージングなどの高速フェージングの悪影響を減らすはずであるにもかかわらず、現在のところ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムと多くの他の無線通信システムは送信ダイバーシチを支援しない。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２のシステム概要は ＥＴＳＩ ＴＲ １０１ ６８３、ブロードバンド無線アクセス・ネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮ２型；システム概要、Ｖ１．１．１（２０００-０２）に与えられており、またＨＩＰＥＲＬＡＮ／２の物理層は ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ４７５；ブロードバンド無線アクセス・ネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮ２型；物理（ＰＨＹ）層、Ｖ１．１．１（２０００-０４）に述べられている。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準で指定されているＯＦＤＭのマルチキャリア方式は周波数選択の環境で非常に強い。
【００２５】
図１はＨＩＰＥＲＬＡＮ／２の代表的な物理バーストを示す。物理バーストは、プリアンブル・シンボルから成るプリアンブルと、ユーザ・データ・シンボルから成るユーザ・データ部とで構成する。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２では５つの異なる物理バーストが指定されている。３つの物理バーストはそれぞれ異なるプリアンブルを有し、残りの２つのバーストは共通の別のプリアンブルを有する。最後の３つのプリアンブル・シンボルは全てのプリアンブル型について同一の周期的構造で構成する。この周期的構造は３２サンプルの短いＯＦＤＭシンボルＣ３２と、その後に続く６４サンプルの２つの同じ正規のＯＦＤＭシンボルＣ６４から成る。短いＯＦＤＭシンボルＣ３２は巡回接頭語で、Ｃ６４ ＯＦＤＭシンボルの１つの後半の写しである。図１に示すいわゆるＣプリアンブルは、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２内でチャンネル推定や、周波数同期化や、タイミング同期化に用いられる。Ｃプリアンブル内の周期的構造は、比較的複雑でない同期化アルゴリズムを用いるのに必要である。
【００２６】
図１に示す物理バーストのユーザ・データ部は、特定のプロトコル・データ・ユニット（ＰＤＵ）トレーンを送信するのに必要な可変数ＮSYMのＯＦＤＭシンボルを含む。ユーザ・データ部の各ＯＦＤＭシンボルは巡回接頭語（プレフィックス）と有用なデータ部から成る。巡回接頭語は有効データ部の巡回継続部(cyclic continuation)から成り、その前に挿入される。したがって、巡回接頭語は図２に示すように有効データ部の最後の数サンプルのコピーである。
【００２７】
図１に示す物理バーストの有用なユーザ・データ部の長さは６４サンプルであり、継続時間は３．２μｓである。巡回接頭語の長さは１６サンプル（必要）または８サンプル（随意）であり、継続時間はそれぞれ０．８μｓまたは０．４μｓである。全体で、ＯＦＤＭシンボルの長さは８０サンプルまたは７２サンプルであり、これに対応するシンボル継続時間はそれぞれ４．０μｓまたは３．６μｓである。したがって、ＯＦＤＭシンボルは時間領域に拡張を有する。またＯＦＤＭシンボルは周波数領域に拡張を有する。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２では、ＯＦＤＭシンボルは５２サブキャリアにわたって拡張する。４８サブキャリアは複素値サブキャリア変調シンボル用に確保され、４サブキャリアはパイロット用に確保される。
【００２８】
図３に、無線通信用トランシーバの送信機段１０の物理層を示す。送信機段１０は、スクランブラ１２と、ＦＥＣコーディング・ユニット１４と、インターリービング・ユニット１６と、マッピング・ユニット１８と、ＯＦＤＭユニット２０と、バースト形成ユニット２２と、ブロック・コード符号器２４と、マルチプレクサ２６と、無線送信機３０と、制御ユニット３２とで構成する。ブロック・コード符号器２４とマルチプレクサ２６とで符号器／マルチプレクサ・ユニット２８を形成する。
【００２９】
図１に示す送信機段１０は入力信号としてデータ・リンク制御（ＤＬＣ）からＰＤＵトレーンを受ける。各ＰＤＵトレーンは、組み立てられて物理バースト（すなわち、符号化され、多重送信され、送信されるＯＦＤＭシンボルのシーケンス）を形成する情報ビットから成る。
【００３０】
ＰＤＵトレーンを受けると、リンク適応メカニズムに基づく適当な物理モードを選ぶことにより、トランシーバ内で送信ビット・レートが形成される。物理モードは特定の変調方式と特定のコード・レートにより特徴づけられる。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準では、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、オプションの６４ＱＡＭなどの複数の異なるコヒーレント変調方式を指定する。またフォワード誤差制御では、１／２、９／１６、３／４のコード・レートを持つ畳み込みコード(convolutional codes)を指定する。これは１／２のレートのたたみ込みマザー・コードを破壊することにより得られる。可能な物理モードを図４に示す。ＯＦＤＭサブキャリアを変調するための種々の信号アルファベットを用いることにより、また異なる破壊パターンをマザーたたみ込みコードに適用することにより、６から５４のメガビット／秒の範囲にデータ・レートを変えることができる。
【００３１】
適当な物理モードを選ぶと、ＰＤＵトレーン内に含まれるＮBPDU個の情報ビットを長さ１２７のスクランブラ１２でスクランブルする。次に、スクランブルされたビットをＦＥＣコーディング・ユニット１４に出力する。ＦＥＣコーディング・ユニット１４はＮBPDU個のスクランブルされたＰＤＵビットを、前に設定されたフォワード誤差訂正に従って符号化する。
【００３２】
ＦＥＣコーディング・ユニット１４が出力する符号化ビットはインターリービング・ユニット１６に入力される。インターリービング・ユニット１６は選択された物理モード用の適切なインターリービング方式を用いて符号化ビットをインターリーブする。インターリーブされたビットはマッピング・ユニット１８に入力され、インターリーブされたビットを選択された物理モードに従って変調配置点(modulation constellation points)にマッピングすることによりサブキャリア変調を行う。上に述べたように、データ伝送用に選択された物理モードに従ってＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ変調を用いることによりＯＦＤＭサブキャリアを変調する。
【００３３】
マッピング・ユニット１８は複素値サブキャリア変調シンボルのストリームを出力し、これをＯＦＤＭユニット内で４８複素数のグループに分割する。ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ４７５；ブロードバンド無線アクセス・ネットワーク（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮ２型；物理（ＰＨＹ）層、Ｖ１．１．１（２０００-０４）に述べられているように、ＯＦＤＭユニット内で複素ベースバンド信号をＯＦＤＭ変調により作る。
【００３４】
ＯＦＤＭユニット２０内で作られた複素ベースバンドＯＦＤＭシンボルにパイロット・サブキャリアを挿入して物理バースト・ユニット２２に入力すると、適当なプリアンブルがＰＤＵトレーンに付加されて物理バーストが作られる。物理バースト・ユニット２２で作られる物理バーストは図１に示すフォーマットを有する。物理バースト・ユニット２２は、物理バーストの形の複素ベースバンドＯＦＤＭシンボルのシーケンスをブロック・コード符号器２４に出力する。
【００３５】
ブロック・コード符号器２４の機能について、図５を参照して以下に一般的に説明する。一般にブロック・コード符号器２４は長さＫのベクトル
【００３６】
各データ語
【００３７】
１本の受信アンテナでの受信信号ベクトル
【数３】
【００３８】
以下に、２本および３本の送信機アンテナ用の可能なブロック・コード・マトリクスの例をそれぞれ詳細に説明する。２本の送信アンテナと１本の受信アンテナとを持つ無線通信システムの構成を図６に示す。図６の無線通信システムは２つの送信チャンネルを含み、各送信チャンネルは特定のチャンネル係数ｈ(i) （ｉ＝１，２）で特徴づけられる。
【００３９】
図６に示す２本の送信アンテナの場合、コード・レート Ｒ＝１ を持つ１つの可能なブロック・コード・マトリクス
【数４】
【数５】
コード・レートＲは、入力ベクトル
Ｒ＝Ｋ／Ｎ （５）
図５から分かるように、ブロック・コード符号器２４はベクトル
【００４１】
マルチキャリア方式ＯＦＤＭでは、互いに直交するサブキャリア上でブロック・コード符号器２４の出力を変調する。ＯＦＤＭシステムで個々のデータ語を含むデータ・ブロックを多重送信するには本質的に２つの可能性がある。図７に示す第１の可能性では、特定のデータ・ブロックのデータ語を時間方向に拡張する（ＳＴＢＣ）。すなわち、時間領域で多重送信する。本発明で用いる第２の可能性では、データ・ブロックのデータ語を図８に示すように周波数方向に拡張する（ＳＦＢＣ）。
【００４２】
図７と図８とから分かるように、データ・ブロックの個々のデータ語を異なる送信アンテナから送信する。図８の多重送信方式では、個々のデータ・ブロックをＮ個のサブキャリアに拡散して時間間隔Ｔの間送信する。
【００４３】
符号器／マルチプレクサ・ユニット２８の符号化され多重送信された出力信号は無線送信機３０に入力される。無線送信機３０は、無線周波数キャリアを符号器／マルチプレクサ・ユニット２８の出力信号で変調することにより、複数の送信アンテナで無線送信を行う。
【００４４】
図３の送信機段１０を持つトランシーバは更に、図３に示されていない受信機段を備える。この受信機段は、図３に示す構成要素の逆の動作を行うための構成要素を持つ物理層を有する。例えばこの受信機段は、デスクランブラ、ＦＥＣ復号ユニット、デマルチプレクサとブロック・コード復号器とを持つデマルチプレクサ／復号器ユニット、などを含む。図９は、かかる受信機段４０の或る構成要素を示す。
【００４５】
図９から明らかなように、図９に示されていない受信アンテナを介して受信した受信信号ベクトル
【００４６】
以下に、２本の送信アンテナと１本の受信アンテナとを用いる場合（図６）について、チャンネル推定ユニット４４の動作の例を説明する。この場合、データ信号の符号化は上のブロック・コード・マトリクス（３）に基づいて行ってよく、また受信信号ベクトルは
【００４７】
周波数ｆjで、Ｘiが第１の送信アンテナから送信され、Ｘi+1が第２の送信アンテナから送信される。隣接する周波数ｆj+1で、−Ｘ* i+1が第１の送信アンテナから送信され、Ｘ* Iが第２の送信アンテナから送信される。受信信号ベクトル
【数６】
【００４８】
ＳＦＢＣが適用され（ｚj＝ｆj）またコヒーレント帯域幅ＢCが比較的大きい場合（すなわち、関係（１）が満たされる場合）は、次の仮定が有効である。
【数７】
【数８】
【数９】
チャンネル係数ｈ(1)とｈ(2)とを推定するため、受信信号ベクトル
【数１０】
【数１１】
【００５０】
このようにして得られた推定チャンネル係数は実際のチャンネル係数からずれることが分かった。その１つの理由は、タイミング同期化の後では、チャンネル推定ユニット４４と復調器４６とが処理する受信信号
【００５１】
タイミング同期化ユニット４２はシンボル間の干渉を最小にするためにタイミング同期化を行うことは上に述べた。多くの場合、シンボル間の干渉を起こさない最適なタイミングは多数ある。例えば、ＯＦＤＭシンボルの巡回接頭がチャンネル・インパルス応答より長い場合がこれが当たる。このように多数のタイミングがある場合（全て、シンボル間の干渉を最小にするという点で最適である）、実際のタイミング位置は現在関連する雑音サンプルだけに従って選ばれる。
【００５２】
図１０Ａと図１０Ｂに、シンボル間の干渉を最小にする、異なるタイミング位置における１タップ・チャンネルのチャンネル伝達関数Ｈ（ｆ）の位相を示す。時間領域の位置「０」は、受信機段４０のＦＦＴ窓に対する受信機段４０でのタイミング同期化を意味する。
【００５３】
図１０Ａから明らかなように、１タップがタイミング位置「０」にあるときは、チャンネル伝達関数Ｈ（ｆ）の位相アーチ（Ｈ（ｆ））内に位相傾斜はない。しかしＯＦＤＭでは、タイミング同期化を行うと受信機段４０のＦＦＴ窓に対して遅延Δｔを生じる可能性が高い。この状態を図１０Ｂに示す。この遅延Δｔを生じる理由はタイミング同期化ユニット４２の処理時間にあるのではなく、シンボル間の干渉を最小にするように最適タイミングを選択するためである。したがって、遅延Δｔは系統遅延と呼ぶこともできる。タイミング同期化中に生じる遅延Δｔの結果は系統位相傾斜（すなわち、チャンネル伝達関数Ｈ（ｆ）の平坦でない位相）である。この位相傾斜を図１０Ｂの右側に示す。
【００５４】
受信信号内に位相傾斜が含まれる理由は、タイミング同期化だけによるのではなく、送信チャンネルにもよるし、受信および送信フィルタにもよる。タイミング同期化の前にすでに位相傾斜が受信信号内に存在する場合は、タイミング同期化を行うと、通常、位相傾斜は減少する。これは、シンボル間の干渉を最小にするためにタイミング同期化を行った場合にも当てはまる。しかし、タイミング同期化を行った後に受信信号内に位相傾斜が存在しない可能性は比較的低い。
【００５５】
チャンネル係数は位相傾斜を含む受信信号に基づいて推定されるので、位相傾斜は推定チャンネル係数内にも存在する。チャンネル係数内に位相傾斜が含まれると、ＳＦＢＣを適用したとき（すなわち、データ語を周波数領域で多重送信するとき）にチャンネル推定中の干渉が増加する。このように干渉が増加する理由は、関係（１）が成り立つ場合でも、すなわち、コヒーレント帯域幅ＢCが比較的大きい場合でも、式（７）が一般に満足されないからである。
【００５６】
位相傾斜を生じる１つの理由はタイミング同期化を行うときに位相傾斜を最小にすること以外の評価基準を用いるためなので、シンボル間の干渉を最小にするのではなく位相傾斜を最小にするようにタイミング同期化を行うことが考えられる。これによりチャンネル推定は改善されるが、この方法の欠点は、シンボル間の干渉が最小にならないので受信機段４０全体の性能が低下することである。
【００５７】
シンボル間の干渉を最小にし、しかもチャンネル推定を改善するため、図１１に示す受信機段４０を提案する。改善された受信機段４０は本発明の第１の実施の形態に係る推定段６０を含み、位相傾斜推定ユニット４８と、位相傾斜除去ユニット５０と、チャンネル推定ユニット４４と、位相傾斜導入ユニット５２とを備える。タイミング同期化ユニット４２の後の信号経路内にノード５４を設けて、共通信号経路５５をチャンネル推定分岐５６と復調分岐５８とに分割する。図１１から分かるように、チャンネル推定ユニット４４はチャンネル推定分岐５６内に設ける。
【００５８】
図１１に示す推定段６０の機能について、周波数領域を例として以下に説明する。推定段６０が行う個々のステップは時間領域でも行うことができる。
【００５９】
上に説明したように、送信チャンネル、受信または送信フィルタ、またはタイミング同期化ユニット４２により、受信信号
【００６０】
推定位相傾斜φest（ω）はチャンネル推定分岐５６内に設けられる位相傾斜除去ユニット５０に入力される。位相傾斜除去ユニット５０はタイミング同期化ユニット４２から位相傾斜φ（ω）を含む受信信号
【００６１】
位相傾斜除去は時間領域で行うこともできる。すなわち、位相傾斜φに対応する遅延Δｔを補償することもできる。この遅延補償は、訂正を行う各ＯＦＤＭシンボルのサンプルの巡回シフトに相当する。
【００６２】
位相傾斜除去ユニット５０が処理した受信信号
【００６３】
チャンネル推定回路４４が出力する推定チャンネル係数
【００６４】
図１２は、本発明の第２の実施の形態に係る推定段６０を含む受信機段４０を示す。推定段６０は、位相傾斜推定ユニット４８と、位相傾斜除去ユニット５０と、チャンネル推定ユニット４４とを含む。位相傾斜除去ユニット５０は共通信号経路５５内のタイミング同期化ユニット５２の後、ノード５４の前に設ける。ノード５４は共通信号経路５５をチャンネル推定分岐５６と復調分岐５８とに分割する機能を有する。
【００６５】
図１２に示す推定段６０の機能について、周波数領域を例として以下に説明する。推定段６０が行う個々のステップは時間領域でも行うことができる。
【００６６】
位相傾斜φ（ω）を含む受信信号
【００６７】
位相傾斜除去ユニット５０が処理した受信信号
【００６８】
チャンネル推定分岐内で位相傾斜の除去を行う図１１に示す実施の形態を用いることができるのは、周波数領域でデータ信号のプリアンブル部を多重送信し（例えば、ＳＦＢＣにより）また時間領域でデータ信号のユーザ・データ部を多重送信する（例えば、ＳＴＢＣにより）送信ダイバーシチ方式を用いる場合である。しかしプリアンブル部とユーザ・データ部とを共に周波数領域で多重送信する場合は、上に述べた位相傾斜の問題はユーザ・データ部にも関係する。この場合は、図１２に示す実施の形態を用いてよい。
【００６９】
本発明の基礎となる基本的概念は３本以上の送信アンテナを含む送信ダイバーシチ・システムに拡張することができる。本発明の可能な別の実施の形態は、３本の送信アンテナを含み、かつ式（４）に示すコード・マトリクスを用いるブロック・コーディング方式に従って動作する送信ダイバーシチ・システムに基づくものである。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
本発明の利点は、添付の図面を参照して本発明の好ましい実施の形態の説明を読めば明らかになる。
【図１】本発明に従って処理される物理バーストの形のデータ信号を示す。
【図２】巡回接頭を含むＯＦＤＭシンボルの構造を示す。
【図３】無線通信用トランシーバの送信機段のブロック図である。
【図４】ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準で定義されている複数の変調方式を示す。
【図５】図３に示すトランシーバのブロック・コード符号器を示す。
【図６】送信アンテナ・ダイバーシチ・システムの構成を示す。
【図７】時間領域におけるデータ語の多重送信の略図である。
【図８】周波数領域におけるデータ語の多重送信の略図である。
【図９】無線通信用トランシーバの受信機段の複数の構成要素の略図である。
【図１０Ａ】タイミング同期化中に受信信号内に遅延が生じることを示す。
【図１０Ｂ】タイミング同期化中に受信信号内に遅延が生じることを示す。
【図１１】本発明に係る推定段の第１の実施の形態を含む受信機段の略図である。
【図１２】本発明に係る推定段の第２の実施の形態を含む受信機段の略図である。
Claims (18)
- コード・マトリクス
のデータ内容
を周波数領域で多重送信する、
ブロック・コードに基づく送信ダイバーシチ方式に従って動作するマルチキャリア・システムにおいてチャンネル係数(ｈ）を推定する方法であって、
ａ） タイミング同期化の後の受信信号
内に含まれる周波数領域の位相傾斜（φest）または時間領域のこれに対応するものを決定し、
ｂ） 前記受信信号
を処理して前記位相傾斜（φest）またはこれに対応するもの（Δｔ）を除去し、
ｃ） 前記処理された受信信号
に基づいて前記チャンネル係数（ｈ）を推定する、
チャンネル係数(ｈ）を推定する方法。 - 前記位相傾斜（φest）または同等物（Δｔ）は推定により決定する、請求項１記載の方法。
- 前記推定は線形回帰により行う、請求項２記載の方法。
- シンボル間の干渉を最小にするためにタイミング同期化を行うステップを更に含む、請求項１から３のいずれか記載の方法。
- ステップａ）とｂ）の少なくとも一方を周波数領域で行う、請求項１から４のいずれか記載の方法。
- ステップａ）とｂ）の少なくとも一方を時間領域で行う、請求項１から４のいずれか記載の方法。
- タイミング同期化の後、前記受信信号
を分割して、一方でチャンネル推定分岐（５６）にまた他方で復調分岐（５８）に送り、また前記位相傾斜（φest）または同等物（Δｔ）を前記チャンネル推定分岐（５６）で除去する、請求項１から６のいずれか記載の方法。 - タイミング同期化の後、前記受信信号
を分割して、一方でチャンネル推定分岐（５６）にまた他方で復調分岐（５８）に送り、また前記位相傾斜（φest）または同等物（Δｔ）を、前記受信信号
を分割する前に除去する、請求項１から６のいずれか記載の方法。 - 前記位相傾斜（φest）または同等物（Δｔ）を前記推定チャンネル係数
内に導入することを更に含む、請求項１から７のいずれか記載の方法。 - 前記推定チャンネル係数
を用いて前記受信信号
を復調することを更に含む、請求項１から９のいずれか記載の方法。 - 空間−周波数ブロック・コーディング（ＳＦＢＣ）の、または周波数領域での置換の、ブロック・コードに基づく送信ダイバーシチ方式を用いる、請求項１から１０のいずれか記載の方法。
- コンピュータ・プログラムであって、コンピュータ上での実行時と請求項１から１１のいずれかのステップを実行するためのプログラム・コード部を含む、コンピュータ・プログラム。
- コンピュータ読み取り可能な記録媒体上に記憶される、請求項１２記載のコンピュータ・プログラム。
- コード・マトリクス
のデータ内容
を周波数領域で多重送信する、
ブロック・コードに基づく送信ダイバーシチ方式に従って動作するマルチキャリア・システムにおいてチャンネル係数(ｈ）を推定する推定段（６０）であって、
ａ） タイミング同期化の後の受信信号
内に含まれる、周波数領域の位相傾斜（φest）または時間領域の同等物を決定するユニット（４８）と、
ｂ） 前記受信信号
を処理して前記位相傾斜（φest）またはこれに対応するもの（Δｔ）を除去するユニット（５０）と、
ｃ） 前記処理された受信信号
に基づいて前記チャンネル係数（ｈ）を推定するユニット（４４）と、
を備える推定段。 - タイミング同期化の後の受信経路（５５）を、一方でチャンネル推定分岐（５６）にまた他方で復調分岐（５８）に分割するノード（５４）を更に備え、また前記受信信号
を処理する前記ユニット（５０）を前記チャンネル推定分岐（５６）内に設ける、請求項１４記載の推定段。 - タイミング同期化の後の受信経路（５５）を、一方でチャンネル推定分岐（５６）にまた他方で復調分岐（５８）に分割するノード（５４）を更に備え、また前記受信信号
を処理する前記ユニット（５０）を前記ノード（５４）の前の信号経路（５５）内に設ける、請求項１４記載の推定段。 - 前記位相傾斜（φest）または同等物（Δｔ）を前記推定チャンネル係数
内に導入するユニット（５２）を更に含む、請求項１４または１５記載の推定段。 - 請求項１４から１７のいずれか記載の推定段（６０）を持つ受信段（４０）を備える無線通信システムのトランシーバ。
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