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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Der
Vielfachzugang in Orthogonal-Codemultiplex-Technik (OCDMA) ist bereits
als eine wirksame Maßnahme
vorgeschlagen worden (vgl. US-Patent 5,375,140), mit der sich die
Kapazität,
d. h. der Bandbreiten-Wirkungsgrad des konventionelleren Vielfachzugangs
in Quasi-Orthogonal-Codemultiplex-Technik (QOCDMA) erhöhen läßt. QOCDMA
wird häufig
auch als asynchrone CDMA bezeichnet, da die Chips (für die Direct
Sequence PN (PN = Pseudo-Zufallsfolge)) oder die Hops (für das Pseudo-Zufall
Frequency Hopping) zeitlich nicht abgeglichen sind. Wegen des fehlenden
Abgleiches bzw. des asynchronen Zustandes ist es nicht möglich, echte Orthogonalität zu erreichen;
QOCDMA-Systeme leiden unter Interferenzen, die von anderen Systembenutzern
ausgehen und gewöhnlich
als Zugangsrauschen bezeichnet werden. Aufgrund dieses Zugangsrauschens
können
OCDMA-Systeme nicht die hohe Kapazität, d. h. Anzahl von Kanälen, bei
einer vorgegebenen Bandbreite erreichen, die mit orthogonalen Systemen
wie OCDMA möglich
ist.
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Weitere
Kommunikationssysteme sind bekannt von VAN DE WIEL O ET AL: "A comparison of bidimensional
RLS and LMS equalizers for OFDM/DS transmission in an indoor environment" 1994 IEEE GLOBECOM,
COMMUNICATIONS THEORY, MINICONFERENCE RECORD (CAT. NO.94CH34025),
1994 IEEE GLOBECOM. COMMUNICATIONS THEORY. MINI-CONFERENCE RECORD,
SAN FRANCISCO, CA, USA, 28 NOV.-2 DEC. 1994, Seiten 71–75, 1994,
New York, NY, USA, IEEE
-
VANDENDORPE
L: "MULTITONE SPREAD SPECTRUM
MULTIPLE ACCESS COMMUNICATIONS SYSTEM IN A MULTIPATH RICIAN FADING CHANNEL" INTERNATIONAL CONFERENCE
ON COMMUNICATIONS (ICC), US, NEW YORK, IEEE, vol.-, 1 May 1994 (1994-05-01)
Seiten 1638–1642
-
CIMINI
L J: "ANALYSIS AND
SIMULATION OF A DIGITAL MOBILE CHANNEL USING ORTHOGONAL FREQUENCY
DIVISION MULTIPLEXING IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, US, IEEE
INC. NEW YORK, vol. COM-33, no. 7, 1 July 1985 (1985-07-01) Seiten
665–675
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Wie
schon gesagt, erfordert OCDMA den zeitbezogenen Abgleich aller Zugänge bzw.
Zugriffe, und dies kann ohne weiteres in sternförmigen Netzwerken verwirklicht
werden unter der Voraussetzung, daß die Teilnehmerendgeräte, d. h.
die Mobilstationen, sich nicht zu schnell bewegen und nicht zu weit von
der Basisstation, d. h. dem Hub bzw. dem Sternpunkt des Netzwerkes
entfernt sind. Zusätzlich
gibt es eine weitere Ausbreitungsbedingung, die erfüllt sein
muß und
die von besonderer Bedeutung ist, wenn die Teilnehmerendgeräte Antennen
verwenden, die keine ausgeprägte
Richtcharakteristik haben. In solchen Situationen kann es in beträchtlichem Umfang
zu Mehrweg-Übertragung
kommen, und die verzögert
ankommenden Signale tragen zum Zugangsrauschen bei, da diese zeitlich
nicht abgeglichenen Signale nicht orthogonal sind. Wenn allerdings
die Mehrweg-Laufzeitspreizung klein ist im Vergleich zur Chipdauer
des orthogonalen Codes, ist der Einfluß der Mehrweg-Signale vernachlässigbar. Durch
Wahl einer geeignet niedrigen Chiprate und Beschränkung des
Einsatzes auf geschlossene Räume,
wo die Laufzeitspreizung recht klein ist, läßt sich diese Bedingung einhalten.
Dementsprechend wurde OCDMA zuerst für drahtloses PBX eingesetzt,
wo sich diese Bedingungen erfüllen
lassen.
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Die
vorliegende Erfindung ist auf den wirksamen Einsatz von OCDMA in
Umgebungen ausgerichtet, z. B. im Freien, wo es eine große Laufzeitspreizung
gibt. Mit steigenden Anforderungen an die Nutzdatenrate erwartet
man einen Anstieg der Chiprate, wodurch sich das Problem der Laufzeitspreizung
erheblich verschärft.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein sehr effektives System
zur Beherrschung dieser Situationen zur Verfügung zu stellen.
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Es
gibt in Wirklichkeit zwei Probleme. Ein Problem tritt am Teilnehmerendgerät auf und
das andere an der Basisstation. Am Teilnehmerendgerät könnte das
Problem gelöst
werden durch Verwendung eines Entzerrers, der die Auswirkung der
Mehrweg-Übertragung
beseitigen oder reduzieren und die Orthogonalität wiederherstellen würde. An
der Basisstation jedoch ist dieses Vorgehen nicht anwendbar, da
jedes Signal einen unterschiedlichen Weg zur Basisstation durchläuft und
folglich ein unterschiedliches Mehrweg-Profil besitzt. Der Entzerrer
zur Beeinflussung des zusammengesetzten Signales würde sich
also eine unmöglich
zu lösende
Aufgabe stellen, nämlich
die gleichzeitige Entzerrung für
eine Vielzahl von Übertragungswegen.
Dementsprechend ist es erstrebenswert, eine Lösung zu finden, die sich sowohl
für die
ankommenden wie auch die abgehenden Verbindungen anwenden läßt. Die
Erfindung stellt eine solche Lösung
dar. Die gleiche Lösung
wird symmetrisch angewendet für
beide Verbindungen, die abgehenden und die ankommenden, und keine der
beiden Verbindungen erfordert Entzerrung.
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Die vorliegende
Erfindung
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Erfindungsgemäß wird ein
Kommunikations-System mit Vielfachzugang in Orthogonal-Codemultiplex-Technik
(OCDMA) zur Verfügung
gestellt, zu dem mindestens eine Basisstation und eine Vielzahl
von Teilnehmerendgeräten
gehören,
mit einem Modulationssystem zur Reduzierung der OCDMA-Empfindlichkeit
gegenüber
Zugangsrauschen, das durch Zeitbasisfehler und Laufzeitspreizung
erzeugt wird, gekennzeichnet durch Mittel zur Aufteilung eines eingehenden
Datenstromes in mehrere parallele Datenströme, Mittel zur Bereitstellung
einer entsprechenden Vielzahl von Frequenzmultiplex-Trägern, Mittel
zur Bereitstellung einer entsprechenden Vielzahl von Trägerkanälen, die
zum Empfang entsprechender Datenströme von den mehreren parallelen
Datenströmen
geschaltet sind, Modulatormittel in jedem der Kanäle, wobei
jeder Trägerkanal
einen Ausgang hat, Mittel zum Summieren der Ausgänge jedes Modulators der Modulatormittel,
um ein zusammengesetztes Mehrträger-Wellenformsignal
zu erzeugen, Mittel zum Spreizen der zusammengesetzten Mehrträger-Wellenformsignale
mittels eines ausgewählten
PN/RW-Codes, und Mittel zur Konvertierung des gespreizten zusammengesetzten
Mehrträger-Wellenformsignals
in eine gewünschte
Funkfre quenz sowie zur Verstärkung
und Aussendung an die entfernten Teilnehmerendgeräte, wobei
das System frei ist von Entzerrung.
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Die
Auswirkung des Zeitbasisfehlers oder der Laufzeitspreizung auf Zugangsrauschen
oder Übersprechen
zwischen orthogonalen Kanälen
kann minimiert werden, indem man die Pseudorauschen/Radamacher Walsh
(PN/RW)-Chiprate ausreichend niedrig macht. Wenn beispielsweise
die Laufzeitspreizung kleiner als 10% einer PN/RW-Chipdauer ist,
wird das Zugangsrauschen im wesentlichen vernachlässigbar.
Die Chiprate richtet sich nach dem Produkt aus der Datensymbolrate
und der Ordnung des RW-Signalsatzes.
Typische Werte für
die RW-Satzgröße sind
16, 32 oder 64. Daher liegt die Chiprate typischerweise im Bereich
des 16 bis 64-fachen der Datenbaudrate. Die vorliegende Erfindung führt zur
Minimierung der Chiprate durch Verwendung eines Modulationsformates
mit einer niedrigen Baudrate.
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Das
OCDMA-System, das in dem eingangs genannten Patent offenbart ist,
verwendet QPSK-Datenmodulation, um den Bandbreiten-Wirkungsgrad auszunutzen.
Die vorliegende Erfindung setzt die Baudrate herab durch Verwendung
einer Vielzahl paralleler QPSK-Kanäle. (QPSK-Datenmodultion ist
als Beispiel ausgewählt
worden wegen ihrer einfachen Implementierbarkeit, ihrer hohen Bandbreiten-Ausnutzung
und ihrer guten Leistungs-Ausnutzung, d. h. der niedrigen Eb/No-Anforderung
für eine
vorgegebene BER. Die hier offenbarte Erfindung kann mit einer großen Vielzahl
von Datenmodulations-Formaten arbeiten. Das neuartige Merkmal ist
die Verwendung einer Vielzahl von (Modulations-)Trägern in
Verbindung mit OCDMA). Mit anderen Worten wird der eingehende Datenstrom
in mehrere parallele Ströme zerteilt,
von denen jeder seinen eigenen Frequenzmultiplex-Träger
moduliert. Infolgedessen wird die Baudrate um einen Faktor reduziert,
der der Zahl der parallelen Träger
gleicht. Typische Zahlenwerte sind 8, 16 oder 32, aber auch höhere Zahlen
könnten
von Vorteil sein. Diese Vorgehensweise ist als Mehrfachträger-Modulation
(MCM) bekannt und wurde zuerst (kurz nach dem zweiten Weltkrieg)
eingesetzt, um Laufzeitspreizung bei der digitalen HF-Radio-Kommunikation
zu bekämp fen.
Die Verwendung längerer Symbole
bedeutet, daß die
Zwischensymbol-Interferenz (ISI), verursacht durch Mehrweg-Übertragung, die
Bit-Fehlerrate (BER) weniger beeinträchtigt im Vergleich zum SNR
(oder Eb/No)-Verhalten. Die vorliegende Anwendung der MCM-Modulation
bei OCDMA zielt nicht auf eine Reduktion der ISI-Auswirkungen. Es
geht vielmehr um die Herabsetzung der Chiprate, so daß die Laufzeitspreizung
kein übermäßiges Zugangsrauschen
erzeugt.
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Beschreibung
der Zeichnungen
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Die
obigen und andere Aufgaben, Vorteile und Merkmale der Erfindung
werden noch deutlicher bei Betrachtung in Verbindung mit der folgenden
Beschreibung und der zugehörigen
Zeichnungen, bei denen zeigen:
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1a das Leistungsspektrum eines datenmodulierten
MCM-Signales vor der PN/RW-Chip-Modulation
-
1b das Leistungsspektrum des MCM-Signales
nach der PN-RW-Chip-Modulation,
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2 ein
Blockschaltbild eines typischen MCM-OCDMA-Senders,
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3 ein Übersichts-Blockschaltbild
eines typischen MCM-OCDEMA-Empfängers,
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4 ein
Blockschaltbild eines typischen Digital-Demodulators,
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5 ein
Blockschaltbild eines schnellen Fourier-Transformations-(FFT)Subsystems,
-
6 ein
Blockschaltbild einer Zeitteilungs-Integrier/Abspeicher-(I&D)Schaltung,
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7 ein
Blockschaltbild eines Zeitteilungs-DPSK-Detektors, und
-
8 ein
Blockschaltbild eines entscheidungsorientierten Zeitteilungs-AFC-Diskriminators.
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Detaillierte
Beschreibung der Erfindung
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Aus
Gründen
der Bandbreiteneffizienz entspricht der Abstand der Modulationsträger dem
Minimum des orthogonalen Abstandes. Jeder Träger ist mit der gleichen PN/RW-Funktion
moduliert. Jedoch gibt es in einem vorgegebenen Frequenzkanal eine Vielzahl
von PN/RW-Codes, z. B. 32. Um die Orthogonalität zu erhalten, ist es deshalb
notwendig, den Abstand der Träger
der Chiprate entsprechen zu lassen. 1a und 1b zeigen das übertragene Spektrum unter der
Annahme, daß rechteckige
Impuls-Chips und Datensymbole verwendet werden. 1b zeigt
das übertragene
Spektrum, während 1a das Spektrum zeigt, das man bei Wegfall
der PN/RW-Chipmodulation erhalten würde. Die Erfindung kann in
offensichtlicher Weise ausgeweitet werden auf die Verwendung nicht
rechteckförmiger
Impulse in solchen Situationen, in denen dies wünschenswert ist.
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Typischer
Sender
-
2 ist
ein Blockschaltbild eines typischen Senders. Man beachte, daß bei dem
dargestellten System keine Vorwärts-Fehlerkorrektur-Codierung (FEC)
gezeigt ist. Gleichwohl sollte bei der Erfindung FEC ohne irgendwelche
Besonderheiten angewendet werden. Der eingehende Bitstrom wird zunächst einem
Serien/Parallel-Umsetzer 10 zugeführt, der zwei binäre Ausgänge liefert,
jeweils mit der Hälfte der
Rate des Eingangsstromes. Zusammen stellen die beiden Bits ein quaternäres Signal
dar. Der quaternäre
Strom wird differentiell codiert 11 unter Verwendung einer
Graycode-Darstellung. Der Ausgang des quaternären Differential-Codierers 11 wird
dann verarbeitet durch einen anschließenden Serien Parallel-Umsetzer 12,
welcher eine Vielzahl (M) von parallelen Strömen quaternärer Daten (jeweils ein Paar binärer Ströme) liefert.
Typischerweise gibt es 16 oder 32 solcher paralleler Ströme; die
Zahl der Träger kann
jedoch abhängig
von der Anwendung stark variieren. Die Ausgänge des Parallel/Serien-Umsetzers 12 werden einer
Gruppe 13 von M QPSK-Modulatoren 14-1, 14-2 ... 14-M zugeführt. Die
anderen Eingänge
dieser Modulator-Gruppe 14 kommen von einem Kammgenerator 15.
Der Kammgenerator 15 erzeugt einen Satz M sinusförmigen und
dazu passenden cosinusförmigen
Signale von gleicher Amplitude und gleichem Abstand (entsprechend
der Chip-Rate). Die Ausgänge
von jedem QPSK-Modulator 14-1, 14-2 ... 14-M werden
summiert 17, um die zusammengesetzte MCM-Wellenform zu
erzeugen. Diese Wellenform, die nur Datenmodulation enthält, wird dann
einem Zweiphasen-Umtast-Modulator 18 zugeführt, dessen
anderer (binärer)
Eingang der ausgewählte
PN/RW-Code ist, welcher zur Spreizung des datenmodulierten Signales
verwendet wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel
beaufschlagt ein Taktgeber 19 in üblicher Weise einen Radamacher-Walsh-(RW)-Generator 20 und
einen Pseudorausch-(PN)-Generator 21, deren Ausgänge bei 22 summiert
werden, um den ausgewählten PN/RW-Spreizcode
darzustellen, der dem Eingang des Zweiphasen-Modulators 18 zugeführt wird.
Das resultierende MCM-OCDMA-Signal wird dann nach oben auf die gewünschte Frequenz
umgesetzt 23, in einem Leistungsverstärker 24 verstärkt, und über eine
geeignete Antenne 25 ausgesendet. Das in 2 gezeigte
Ausführungsbeispiel
eines Senders wurde zum Zwecke der Erläuterung ausgewählt. Bei den
meisten praktischen Verwirklichungen wird die Verwendung einer Gruppe
von Modulatoren und eines Kammgenerators kostspielig sein. Deren
Funktionen würde
man in einem digitalen Signalprozessor implementieren, der die inverse
schnelle Fourier-Transformation (IFFT) verwendet. Die Verwirklichung
von IFFT bei der vorliegenden Erfindung ist in einer dem Fachmann
offensichtlichen Weise möglich.
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Typischer Empfänger
-
3 ist
ein Übersichts-Blockschaltbild
eines typischen Empfängers
für das
MCM-OCDMA-Signal. Wie in 3 gezeigt, wird das empfangene
Signal in einem rauscharmen Verstärker (LLNA) 31 verstärkt und
dann nach unten auf das Basisband umgesetzt mit einem Quadratur-Abwärts-Umsetzer 32I, 32Q,
der sowohl gleichphasige (I) als auch Quadratur-(Q)-Hasisband-Ausgänge liefert.
Hinter den Tiefpaßfiltern 33I, 33Q (zur Verhinderung
von Fälschung) werden
diese Signale abgetastet 34I, 34Q und analog/digital
umgesetzt 35I, 35Q. Die Abtastergebnisse bzw.
Abtastungen werden dann dem Digital-Demodulator 36 zugeführt, dessen
Blockschaltbild in 4 gezeigt ist. Ausgänge des
durch den Digitial-Demodulators 30 gebildeten Subsystems
sind die AFC-Steuerspannung, die dem spannungsgesteuerten Oszillator
(VCO) 39 in 3 zugeführt wird, die Verzögerungs-Steuerspannung,
die dem spannungsgesteuerten Taktgeber (VCC) 37 in 3 zugeführt wird,
und der abgehende Bitstrom. Der Ausgang von VCC ist der Abtast-Takt. Der VCC steuert
einen digitalen Teiler 38 an, der den Chip-Takt erzeugt,
welcher in einer festen Beziehung zu dem Abtast-Takt steht. Typischerweise
gibt es 32 oder 64 Abtastungen pro Chip. Der Chip-Taktgeber steuert
die PN- und die RW-Generatoren an, welche verfrühte 41, pünktliche 42 und
verspätete 43 Ausgänge erzeugen,
die von dem Digital-Demodulator 36 verwendet werden, um die
Laufzeitfehler-Diskriminatorfunktion zu erzeugen, welche für die Laufzeit-Schleifen-Nachführung und zur
Abtrennung der PN/RW-Chip-Modulation im Entspreizungs-Kreuzkorrelator
verwendet wird.
-
Gemäß 3 wird
die Frequenz des VCO 39 durch die Steuerspannung einer
automatischen Frequenzsteuerung (AFC) kontrolliert, die in dem Digital-Demodulator 36 gebildet
wird. Die Verwendung von AFC hält
die empfangenen MCM-Trägerfrequenzen
genau abgeglichen mit den FFT-Frequenzbits. Zwar ist auch eine automatische
Phasensteuerung (APC) in Verbindung mit der Erfindung möglich und brauchbar,
jedoch ist deren Leistungsfähigkeit
in einem Umfeld mit Mehrweg-Übertragung
und Fading-Erscheinungen
nicht sehr gut, da die Wahrscheinlichkeit, daß die Einrastung verloren geht,
viel größer ist.
Daher stellt die für
das Ausführungsbeispiel
gezeigte AFC die bevorzugte Ausführungsform dar.
Der Bitstrom am Ausgang des Digital-Demodulators 36 ist
der gewünschte,
empfangene Bitstrom.
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Zum
Zwecke der Erläuterung
zeigt das Blockschaltbild der 3 einen
Quadratur-Abwärts-Umsetzer,
der die I und Q Abtastungen erzeugt. In der Praxis ist es einfacher,
eine Bandpass- oder IF-Abtastung anzuwenden, da hierbei weniger Tiefpassfilter,
Mischer und A/D-Umsetzer notwendig sind. Die I- und Q-Abtastströme werden
erhalten, indem man einfach mit dem Faktor 2 abwärts abtastet und
abwechselnde Abtastergebnisse komplementiert. Die Anwendung von
IF-Abtastung im Zusammenhang der Erfindung lässt sich in einer für den Fachmann
offensichtlichen Art und Weise erreichen.
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Typischer
Digital-Demodulator
-
Das
FFT-Subsystem 50 (in 5 gezeigt) des
Digital-Demodulators 36 erhält die I- und Q-Abtastströme von den
beiden A/D-Umsetzern 35I, 35Q. Die digitalen Ausgänge werden
dann in einem Puffer 51I, 51Q gespeichert, bis
ein Datenblock entstanden ist, der der Größe des schnellen Fourier-Transformations-Blockes
(FFT) gleicht. Typischerweise kann dies 32 oder 64 Abtastungen umfassen.
Die Synchronisierung der A/D-Abtastung wird durch die laufzeitstarre
Schleifen-Synchronisierschaltung im Digital-Demodulator 36 so
gesteuert, daß sich
eine chipsynchrone Abtastung ergibt. Die FFT-Blockgröße ist so
eingerichtet, daß sie
der Länge
eines PN/RW-Chips gleicht, und ein Chip-Synchronisiersignal (der
Chip-Takt) wird dem der FFT vorgeschalteten Puffer zugeleitet, um
den FFT-Block mit dem Chip abzugleichen. Mit anderen Worten ist
jeder PN/RW Chip auf jedem der M MCM-Träger über den FFT-Block konstant.
Der Ausgang des FFT (errechnet am Ende eines jeden Blockes) ist
ein Satz von L komplexen Werten, worin L die Größe des FFT-Blocks und L > M ist, mit M gleich
der Anzahl der MCM-Träger.
Durch sorgfältige
Wahl der Abtastrate kann man erreichen, daß die MCM-Trägerfrequenzen
auf dn Komponenten der FFT liegen. Da L > M ist, werden nur die M Komponenten,
die den MCM-Trägern
entsprechen, für
die Weiterverarbeitung ausgewählt.
Die komplexen Werte der Ausgänge
des FFT 52, die temporär
in dem dargestellten Pufferregister 54 gespeichert werden,
korrespondieren also zu den PN/RW-modulierten, in der Phase gedrehten
und durch Rauschen gestörten
MCM-Datensymbolen. Diese M Signale werden mittels des Multiplexers 55 abgetastet
und in serieller Folge dem Digital-Demodulator 36 (4)
zugeleitet. Mit anderen Worten werden die komplexe Werte darstellenden
parallelen Ausgänge
durch Zeitmultiplex in einen einzigen seriellen Strom komplexwertiger
Abtastergebnisse umgesetzt.
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Der
Digital-Demodulator 36 trennt die PN/RW-Chipmodulation
ab, demoduliert die QPSK-Daten differentiell und cohärent (DPSK) 62, erzeugt
die AFC-Spannung und führt
die laufzeitstarre Schleifen-Funktion aus, indem er eine Laufzeit-Steuerspannung
vom Filter 64F zum spannungsgesteuerten Taktgeber 37 (3)
liefert. Die letztgenannte Funktion wird aus verschiedenen Gründen benötigt. Indem
man, erstens, den empfangenen PN/RW-Code verrastet, ist man in der
Lage, eine synchrone Chip-Abtastung auszuführen. Typischerweise hat man
32 oder 64 Abtastungen pro Chip. Die genaue Anzahl, die größer als
64 sein kann, hängt von
der eingenommenen Bandbreite und der Anzahl M der MCM-Träger ab.
Zweitens hält
die laufzeitstarre Schleifen-Operation die FFT-Blöcke im Abgleich mit
den PN-Chips. Und drittens wird die Code-Synchronisierung benötigt zum
Abtrennen der PN/RW-Modulation.
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Die
differential-cohärente
Detektion des QPSK-Signals wird bei der bevorzugten Ausführungsform
aus drei Gründen
eingesetzt. Erstens hat sie zwar einen um ungefähr 2,2 dB geringeren Leistungswirkungsgrad
als cohärente
Detektion, ist aber einfacher zu implementieren. Zweitens funktioniert sie
besser im Falle von Mehrweg-Signalschwund, da sie sich von einem
Schwund schneller erholt als eine phasenstarre Schleife (PLL). Drittens
wird die absolute Phase jedes MCM-Trägers wegen Kanal-Filterung
und Mehrweg-Effekten unterschiedlich und potenziell zeitlich veränderlich
sein. Es ist viel einfacher, einen Zeitteilungs-DPSK-Detektor zu
bauen, der diese Phasenverschiebungen automatisch kompensiert, als
der Bau von M separaten PLLS.
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Die
Auslegung des Digital-Demodulators 36 ist besonders vorteilhaft,
da es aufgrund der Verwendung von Zeitmultiplex möglich ist,
die verschiedenen Subsysteme zeitlich zu teilen, anstatt separate Subsysteme
für jeden
der M Träger
zu bauen.
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Der
Entspreizungs-Kreuzkorrelator und der zugeordnete Integrier-Speicher
(I&D), der DPSK-Detektor 62,
der AFC-Diskriminator und die laufzeitstarre Schleife werden also
alle auf Zeitteilungs-Basis betrieben. Für die beiden letztgenannten
Komponenten wird eine gemeinsame Steuerspannung erhalten, durch
Durchschnittsbildung über
alle M MCM-Träger. Daher
sind die AFC- und die laufzeitstarren Schleifen-Subsysteme besonders
robust. Falls ein frequenzselektiver Schwund einige wenige der MCM-Träger stark
dämpfen
würde,
hätte dies
nur einen vernachlässigbaren
Einfluss auf die Arbeitsweise dieser Schleifen.
-
Natürlich sind
die auf Zeitteilungs-Basis benutzten Subsysteme ein wenig komplexer
als übliche,
multiplexfreie Versionen. Beispielsweise enthält bei der Zeitteilungs-Version
der I&D-Schaltung
(in 6 gezeigt), der Rückkopplungszweig 60FP des Akkumulators
M Register anstelle nur eines Registers bei der üblichen Schaltung. Das gleiche
trifft zu für
die I&D-Schaltungen 61,
die Teil der Früh-
und der Spät-Kreuzkorrelatoren 60E, 60L in
der DLL sind. In analoger Weise hat der Mitkopplungs-Laufzeitzweig 7-FF
des DPSK-Detektors (in 7 gezeigt) M Register anstelle
nur eines einzigen. "Weiche" [wahrscheinlichkeitsbasierte]
Entscheidungsausgänge
erhält
man durch entsprechende Verzögerung
der empfangenen Abtastergebnisse, Bildung ihrer komplexkonjugierten
Werte und Multiplizierung mit dem gerade empfangenen Abtastergebnis,
wie gezeigt. "Harte" Entscheidungsausgänge erhält man durch Übernahme
des Vorzeichen-Bits der Weich-Entscheidungs-Bits. Die Hart-Entscheidungs-Bits
stellen den Datenverkehrs-Ausgang vom Empfänger dar. Sowohl die weichen
wie die harten Entscheidungsausgänge
werden dem entscheidungsorientierten AFC-Diskriminator 64D zugeleitet.
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Ein
Kommunikationssystem mit Vielfach-Zugang bzw. Mehrfach-Zugriff in Orthogonal-Code
Multiplex-Technik gemäß der Erfindung
ist in 9 gezeigt. Es umfasst mindestens
eine Basisstation BS-1 und eine Vielzahl von Mobilstationen bzw.
Teilnehmerendgeräten
RS-1, RS-2 ... RS-N.
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Wie
es im Blockschaltbild des AFC-Diskriminators 64D (vgl. 8)
gezeigt ist, wird die Datenmodulation entfernt, indem man den komplexkonjugierten
Wert 8CC-1 der harten Entscheidungen nimmt und dieses Signal
mit den weichem Entscheidungs-Ausgang multipliziert 8-M1.
Nachdem die Datenmodulation entfernt ist, erfolgt eine Frequenzfehler-Schätzung durch
gegenseitigen Vergleich der Phasenlagen von Abtastsignalen, die
den Abstand N voneinander haben und nicht den Abstand 1,
wie es der Fall bei einem üblichen
ohne Zeitteilung arbeitenden AFC-Diskriminator wäre. Der Phasenvergleich wird
durchgeführt,
indem man den komplexkonjugierten Wert 8CC-2 des verzögerten Abtastergebnisses von 8D nimmt
und mit dem gegenwärtigen
Abtastergebnis multipliziert 8-M2. Der imaginäre Teil
(den man durch die Im (.) 8I Funktion) erhält) ist
proportional zum Sinus der Phasendifferenz zwischen zwei Abtastungen.
Mit anderen Worten ist der Ausgang proportional zum Sinus des Frequenzfehlers,
da die Phasendifferenz proportional zum Frequenzfehler ist. Dieser
Ausgang gelangt zu einem Tiefpass-Schleifen-Filter 64LP (4),
dessen Ausgang den VCO 39 (in 3 gezeigt)
ansteuert.
-
Die
Erfindung beinhaltet die folgenden Merkmale:
- 1.
Ein System und technische Mittel, basierend auf Vielfachträger-Modulation
(MCM), um die Empfindlichkeit von OCDMA gegenüber Rauschen, das durch Zeitbasisfehler
und Laufzeitspreizung erzeugt wird, beträchtlich zu reduzieren.
- 2. Ein System und technische Mittel, basierend auf FFT und Zeitmultiplex,
um den Empfänger
für ein
MCM-OODMA-Signal rechnerisch effizient (d. h. mit minimaler Hardware)
zu implementieren.
- 3. Ein System und technische Mittel, um eine besonders robuste
laufzeitstarre Schleifen-Code-Nachführung bei frequenzselektivem Schwund
zu realisieren.
- 4. Ein System und technische Mittel, um eine besonders robuste
automatische Frequenzsteuerung bei frequenzselektivem Fading zu
realisieren.
-
Die
Erfindung wurde anhand eines Ausführungsbeispiels beschrieben
und dargelegt; es ist aber nachvollziehbar, daß ein Fachmann zahlreiche andere
Ausführungsbeispiele,
Anpassungen und Modifizierungen schaffen bzw. vornehmen kann, ohne
dadurch den Schutzbereich der Erfindung zu verlassen.
-
Übersetzung
zu den Figuren
-
1
- 1a
- Spektrum
eines datenmodulierten MCM-Signales vor der PN/RW-Chip-Modulation
- 1b
- Spektrum
von MCM nach der PN/RW-Chip-Modulation
- 1c
- Frequenz
-
2
- 9
- Quelle
- 10
- Serien/Parallel-Umsetzer
- 11
- Quaternärer Differential-Codierer
- 12
- Serien/Parallel-Umsetzer
- 13
- QPSK-Modulator-Gruppe
- 14-1
- QPSK-Modulator
- 14-2
- QPSK-Modulator
- 14-M
- QPSK-Modulator
- 15
- Kammgenerator
- 16
- Überlagerungsoszillator
- 18
- Zweiphasen-Umtast-Modulator
- 19
- Taktgeber
- 20
- RW-Generator
- 21
- PN-Generator
- 23
- Aufwärts-Umsetzer
- 24
- Leistungsverstärker
-
3
- 31
- rauscharmer
Verstärker
- 33I
- Tiefpaßfilter
- 33Q
- Tiefpaßfilter
- 34a
- Abtastungen
- 34b
- Abtast-Takt
- 35I
- A/D-Umsetzer
- 35Q
- A/D-Umsetzer
- 36
- Digital-Demodulator
- 36a
- abgehender
Bitstrom
- 37
- spannungsgesteuerter
Taktgeber
- 38
- Taktteiler
- 38a
- Chip-Takt
- 39
- spannungsgesteuerter
Oszillator
- 39a
- AFC-Spannung
- 40
- PN/RW-Generator
- 41
- verfrüht
- 42
- pünktlich
- 43
- verspätet
-
4
- 50
- FFT-Subsystem
- 62
- DPSK-Detektor
- 62a
- weiche
Entscheidung
- 62b
- harte
Entscheidung
- 64d
- entscheidungsorientierter
AFC-Diskriminator
- 64-LP
- Tiefpaßfilter
- 64-F
- Tiefpaßfilter
- 37a
- Laufzeitsteuerspannung
-
5
- 51I
- Pufferregister
- 52Q
- Pufferregister
- 52
- FFT-Prozessor
- 54
- Pufferregister
- 55
- Zeitmultiplexer
- 55a
- serielle
komplexwertige Abtastergebnisse
- 55b
- zum
frühen,
pünktlichen
und späten
Kreuzkorrelator
-
6
- 6a
- komplexwertiger
Eingang
- 6b
- Abtastung
M-mal am Ende eines Datensymbols
- 6c
- komplexwertiger
Ausgang
- 6d
- Abwärts-Register
nach Abtastung
-
7
- 7a
- vom
pünktlichen
Kreuzkorrelator
- 7b
- Hart-Entscheidung-Ausgangs-Bitstrom
- 7c
- zum
AFC-Diskriminator
- 7-FF
- M
Register
-
8
- 8a
- vom
DPSK-Detektor (7)
- 8b
- zum
Schleifenfilter (64LP)
- 8D
- Speicherregister.