DE69434231T2

DE69434231T2 - Signalubertragung mit veranderlicher datenrate in einem spreizspektrum kommunikationssystem unter verwendung von nebenklassen (coset)-kodierung

Info

Publication number: DE69434231T2
Application number: DE69434231T
Authority: DE
Inventors: Ephraim Zehavi
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1993-11-01
Filing date: 1994-11-01
Publication date: 2005-12-08
Anticipated expiration: 2014-11-02
Also published as: WO1995012938A1; DE69434231D1; CN1064800C; EP0727116A1; BR9407920A; FI961823A0; ZA948560B; HK1011474A1; HK1037286A1; ATE287158T1; IL111449A; CN1148906C; FI961823A; IL111449A0; AU678653B2; CA2174344A1; FI116433B; CN1133659A; RU2142201C1; JPH09504923A

Description

Hintergrund der Erfindung
I. Gebiet der Erffindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Kommunikationssysteme, die Spreizspektrumsignale verwenden und insbesondere auf ein neues und verbessertes Verfahren und Vorrichtung zum Kommunizieren von Information in einem Spreizspektrumkommunikationssystem.
II. Beschreibung verwandter Techniken
Kommunikationssysteme wurden entwickelt um die Übertragung von Informationssignalen von einem Quellort zu einem physikalisch bestimmten Benutzerzielort zu erlauben. Beide, analoge und digitale Verfahren wurden verwendet, um solche Informationssignale über Kommunikationskanäle, die die Quell- und Benutzerorte verbinden, zu senden. Digitale Verfahren tendieren dazu, mehrere Vorteile gegenüber analogen Techniken vorzusehen, und zwar unter anderem zum Beispiel verbesserte Immunität gegenüber Kanalrauschen und Interferenz, erhöhte Kapazität und verbesserte Sicherheit von Kommunikation mittels der Verwendung von Verschlüsselung.
Beim Übertragen eines Informationskanals von einem Quellort über einen Kommunikationskanal wird das Informationssignal zuerst in eine Form, die geeignet ist für eine effiziente Übertragung über den Kanal, konvertiert. Solch eine Konvertierung, oder Modulation, des Informationssignals involviert ein Variieren eines Parameters einer Trägerwelle auf der Basis des Informationssignals, und zwar auf solch eine Art und Weise, dass das Spektrum des resultierenden modulierten Trägers auf innerhalb der Kanalbandbreite begrenzt ist. An dem Benutzerort wird das Originalnachrichtensignal von einer Version des modulierten Trägers, das nachfolgend zu der Ausbreitung über den Kanal empfangen wird, reproduziert, und solch eine Reproduktion wird im Allgemeinen durch Anwendung des Inversen des Modulationsprozesses, der durch den Quellsender verwendet wird, erreicht.
Eine Modulation ermöglicht außerdem ein Multiplexieren, d. h. die gleichzeitige Übertragung von mehreren Signalen über einen Kommunikationskanal. Multiplexierte Kommunikationssysteme beinhalten im Allgemeinen eine Vielzahl von Fernteilnehmereinheiten, die einen intermittierenden Dienst mit relativ kurzer Zeitdauer benötigen, und zwar im Gegensatz zu einem kontinuierlichen Zugriff auf den Kommunikationskanal. Systeme, die konstruiert sind um Kommunikation über kurze Zeitperioden mit einem Satz von Teilnehmereinheiten zu ermöglichen, werden als Mehrfachzugriffskommunikationssysteme bzw. Multiple Access Communication Systems bezeichnet.
Ein bestimmter Typ von Mehrfachzugriffskommunikationssystem ist als ein Spreizspektrumsystem (spread spectrum system) bekannt. In Spreizspektrumsystemen resultiert die verwendete Modulationstechnik in einem Spreizen der Sendesignale über ein breites bzw. weites Frequenzband innerhalb des Kommunikationskanals. Eine Art von Mehrfachzugriffsspreizspektrumsyste- men ist ein Codemultiplex-Vielfachzugriffs- bzw. CDMA-Modulationssystem (code division multiple access = CDMA). Andere Mehrfachzugriffskonimunikationssystemtechniken, wie zum Beispiel Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (time division multiple access = TDMA), Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff (frequency division multiple access = FDMA) und AM-Modulationsschemata, wie zum Beispiel Amplitude Companded Single Sideband sind auf dem Fachgebiet bekannt. Die Spreizspektrummodulationstechnik des CDMA hat jedoch signifikante Vorteile gegenüber diesen Modulationstechniken bei Mehrfachzugriffskommunikationssystemen. Die Verwendung von CDMA-Techniken in Mehrfachzugriffskommunikationssystemen ist in dem US-Patent Nr. 4,901,307, erteilt am 13. Februar 1990, betitelt "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS", dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen, offenbart.
In dem oben Bezug genommenen US-Patent Nr. 4,901,307 wird eine Mehrfachzugriffstechnik offenbart, bei der eine große Anzahl von Mobiltelefonsys tembenutzern, die jeweils einen Transceiver besitzen, über Satellitenrepeater oder terrestrische Basisstationen unter Verwendung von CDMA-Spreizspektrumkommunikationssignalen kommunizieren. Durch Verwendung von CDMA-Kommunikationen kann das Frequenzspektrum mehrere Male wieder verwendet werden, was einen Anstieg in der Systembenutzerkapazität ermöglicht. Die Verwendung von CDMA resultiert in einer viel höheren spektralen Effizienz im Vergleich zu derjenigen, die mittels anderer Mehrfachzugriffstechniken erreicht werden kann.
Speziell wird eine Kommunikation in einem CDMA-System zwischen einem Paar von Standorten bzw. Orten dadurch erreicht, dass jedes gesendete Signal über die Kanalbandbreite unter Verwendung eines individuellen (unique) Benutzerspreizcodes gespreizt wird. Spezifische gesendete Signale werden aus dem Kommunikationskanal extrahiert, und zwar durch Entspreizen der zusammengesetzten Signalenergie in dem Kommunikationskanal mit dem Benutzerspreizcode, der dem gesendeten Signal, das es zu extrahieren gilt, zugeordnet ist.
In bestimmten Spreizspektrumkommunikationssystemen war es erwünscht, es verschiedenen Benutzerkanalarten (zum Beispiel Sprach-, Facsimile- oder Hochgeschwindigkeitsdaten) zu erlauben mit verschiedenen Datenraten zu operieren. Diese Systeme wurden typischerweise so konstruiert, dass sie Kanäle besitzen, die mit einer nominalen Datenrate operativ sind und weiterhin Verkehrskanäle mit reduzierter Datenrate besitzen, um eine höhere Verkehrsdatenkapazität vorzusehen. Ein Erhöhen der Verkehrskapazität durch Verwendung von Kanälen mit reduzierter Datenrate verlängert die Zeit, die für die Datenübertragung benötigt wird. Weiterhin gibt es in bestimmten Spreizspektrumkommunikationssystemen ebenfalls einen Bedarf nach Verkehrkanälen mit erhöhter Datenrate, um Übertragungen mit Datenraten die höher sind als die nominale Rate, vorzusehen.
Um Datenübertragung mit variablen Raten zu unterstützen wurde es im Allgemeinen verlangt, die Raten des Codierens, Verschachtelns bzw. Interlea vens und des Modulierens gemäß der Eingangsdatenrate zu variieren. Diese Ratenvariierung verlangt typischerweise eine relativ umfangreiche bzw. komplexe Steuerung von Kanalcodierungs- und Decodierungsprozessen, wodurch die Systemkosten und die Komplexität erhöht werden.
FR-A-2 681 199 der Agence Spatiale Européenne betitelt "Data Signal Multiplexing Method and Device" offenbart ein Verfahren zum Multiplexen von Datensignalen, die durch Phase-Shift-Keying- bzw. PSK-Trägermodulation zu einer Vielzahl von Endgerätstationen in einem Codemultiplex-Vielfachzugriffssatellitenkommunikationssystem gesendet werden sollen. Vor der Modulation des Übertragungsträgers wird jedes binäre Datensignal individuell in ein individuelles Symbol betreffend einer PSK-Konstellation von N Symbolen, die N verschiedenen Punkten zugeordnet sind, codiert, um so zwei Bitströme (I, Q) zu produzieren, wobei der erste Bitstrom (I) In-Phase mit dem ankommenden Signal und der zweite Bitstrom (Q) sich in Phasen-Quadratur mit dem ankommenden Signal befindet. Jedem der zwei Bitströme wird eine individuelle Signatur zugewiesen, und zwar durch Kombinieren dieser mit einem individuellen Spreizcode (C_I, C_Q), wodurch zwei gespreizte zusammengesetzte Bitströme erzeugt werden, von dem jeder dafür gedacht ist, an einen Modulator angelegt zu werden, wobei die zwei Spreizcodes (C_I, C_Q) in einer quasi-orthogonalen Kreuzkorrelation hierzwischen sind.
IEEE Transactions on Information Theory, Band 34, Nr. 5, September 1988, betitelt "Coset codes – Part 1: Introduction and Geometrical Classification" sieht eine Einführung hinsichtlich Coset-Codierung vor, wobei ein Coset-Code durch eine Gitterteilung bzw. Lattice-Partition durch einen binären Codierer definiert ist, der eine Sequenz von Cosets aus dem Gitter auswählt. Der fundamentale Codierungsverstärkungsgewinn eines Coset-Codes, sowie andere wichtige Parameter, wie zum Beispiel der Fehlerkoeffizient, die Decodierungskomplexität und der Konstellationsexpansionsfaktor, sind rein geometrische Parameter, die durch den binären Codierer und die Gitterteilung bestimmt sind. Bekannte Arten von Coset-Codes, sowie eine Anzahl von neuen Klassen, die bekannte Codes systematisieren und verallgemeinern, werden in Hinblick auf diese Parameter klassifiziert und verglichen.
Demgemäß ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Spreizspektrumkommunikationssystem vorzusehen, in dem Kommunikationskanäle mit beiden, einer höheren und niedrigeren Rate als die nominale Systemrate, zur Verfügung stehen.
Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ein Spreizspektrumkommunikationssystem vorzusehen, in dem ein gemeinsames Format für die Codierung, das Interleaving und das Modulieren der Daten, die mit verschiedenen Raten gesendet werden sollen, verwendet wird.
Es ist noch ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, ein CDMA-Spreizspektrumkommunikationssystem vorzusehen, das Erhöhungen in der Verkehrskanalkapazität erlaubt beim Fehlen von entsprechenden Reduktionen in der Datenrate.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Sender zum Modulieren eines Informationssignals für die Übertragung in einem Spreizspektrumkommunikationssystem gemäß Anspruch 1 vorgesehen.
Die Implementierung von CDMA-Techniken in Spreizspektrumkommunikationssystemen mittels orthogonaler PN-Codesequenzen reduziert gegenseitige Interferenz zwischen Benutzern, wodurch eine höhere Kapazität und bessere Performance vorgesehen wird. Die vorliegende Erfindung liefert ein verbessertes System und Verfahren zum Kommunizieren von Information über In-Phasen-(I)- und Quadratur-Phasen-(Q)-Kommunikationskanälen in einem CDMA-Spreizspektrumkommunikationssystem.
In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel wird ein Eingabeinformationssignal über entweder einen I- oder Q-Kommunikationskanal mittels einem Direktsequenzspreizspektrumkommunikationssignal (direct sequence spectrum communication signal) gesendet. Das Informationssignal wird anfänglich in erste und zweite Untersignale geteilt, die jeweils an erste und zweite Coset-Codierungsnetzwerke bzw. Nebenklassencodierungsnetzwerke vorgesehen werden. Die erste Coset-Codierung kombiniert das erste Untersignal mit einem ersten Coset-Code bzw. Nebenklassencode, während das zweite Coset-Codierungsnetzwerk das zweite Untersignal mit einem zweiten Coset-Code, der orthogonal zu dem ersten Coset-Code ist, kombiniert. Auf diese Art operieren die ersten und zweiten Coset-Codierungsnetzwerke, um erste bzw. zweite coset-codierte Signale zu erzeugen. Ein zusammengesetztes coset-codiertes Signal, das von den ersten und zweiten coset-codierten Signalen gebildet wird, wird dann mittels eines Orthogonalfunktionssignals moduliert, um ein erstes moduliertes Signal vorzusehen.
In-Phasen-Pseudorausch-(PN_I)- und Quadratur-Phasen-Pseudorausch-(PN_Q)-Signale von vorbestimmten PN-Codes werden dann für das Spreizen des ersten modulierten Signals entweder jeweils über den I- oder Q-Kommunikationskanal verwendet. Zum Beispiel kann das PN_I-Signal mit dem erstmodulierten Signal kombiniert werden, um ein I-Kanal-Modulationssignal für die Übertragung zu einem Empfänger über den I-Kommunikationskanal vorzusehen.
In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel ist der Empfänger operativ um eine Schätzung des Eingabeinformationssignals auf der Basis des modulierten Trägersignals, empfangen entweder über den I- oder Q-Kommunikationskanal, zu erzeugen. Das empfangene Signal wird zuerst unter Verwendung des Orthogonalfunktionssignals demoduliert. Das demodulierte Signal wird dann zur Verwendung eines Entspreizungs-PN-Signals dekorreliert, wobei die resultierenden Projektionssignale an einen Phasenrotierer (phase rotator) vorgesehen werden. Der Phasenrotierer operiert zum Vorsehen einer Schätzung des zusammengesetzten coset-codierten Signals basie rend auf den Projektionssignalen und einem empfangenen Pilotsignal. Schätzungen der ersten und zweiten Teilsignale werden erstellt durch Ausführen einer weiteren Dekorrelation basierend auf der Orthogonalität der ersten und zweiten Coset-Codes.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Weitere Ziele und Merkmale der Erfindung werden offensichtlicher von der folgenden detaillierten Beschreibung und den angefügten Ansprüchen, wenn diese zusammen mit den Zeichnungen gesehen werden, wobei in den Zeichnungen Folgendes gezeigt ist:
1 zeigt ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Spreizspektrumsenders.
2 zeigt ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Spreizspektrumsenders, der angeordnet ist, um I-Kanal- und Q-Kanal-Informationssignale zu senden.
3 zeigt eine Blockdiagrammdarstellung eines I-Kanal-Coset-Codierungsnetzwerks, das operativ ist zum Codieren von Informationssignalen, und zwar gemäß der vorliegenden Erfindung.
4 ist eine Blockdiagrammdarstellung eines Rate-1/p-Coset-Codierers einer Bauart, die geeignet ist für die Einbeziehung in das Coset-Codierungsnetzwerk der 3.
5 zeigt eine Blockdiagrammdarstellung eines Paares von I-Kanal- und Q-Kanal-Coset-Codierungsnetzwerken, die in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet werden, um Daten mit dem Vierfachen einer nominalen Datenrate zu senden.
6 zeigt eine Blockdiagrammdarstellung eines Paares von I-Kanal- und Q-Kanal-1/4-Rate-Coset-Codierungsnetzwerken, die in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet werden, um Daten mit dem Achtfachen der Nominalrate zu senden.
7 zeigt eine Blockdiagrammdarstellung eines Coset-Codierungsnetzwerkes, das in einem bevorzugten Ausführungsbei spiel verwendet wird, um Daten mit einer Rate, die äquivalent ist zu der Hälfte der nominalen Rate, zu senden.
8 zeigt eine Blockdiagrammdarstellung eines Coset-Codierungsnetzwerkes, das in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet wird, um Daten mit einer Rate bzw. Geschwindigkeit, die äquivalent ist zu einem Viertel der Nominalrate, zu senden.
9 zeigt ein Pilotgenerierungsnetzwerk zum Vorsehen von I- und Q-Kanalpilotsequenzen.
10 zeigt eine beispielhafte Implementierung eines HF-Senders, der in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung enthalten ist.
12 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Diversity- bzw. Vielfaltsempfängers, der angeordnet ist, um die HF-Signalenergie, die über die I- und Q-Kommunikationskanäle gesendet wird, zu empfangen.
13 ist ein Blockdiagramm eines Empfangsfingers, der innerhalb des Diversity-Empfängers der 12 enthalten ist, und konstruiert ist, um Signalenergie, die über einen ausgewählten Übertragungsweg empfangen wurde, zu verarbeiten.
14 liefert eine detaillierte Darstellung des ausgewählten Empfängerfingers, der in der 13 dargestellt ist.
Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
Bezug nehmend auf 1 wird ein Spreizspektrumsender gezeigt, wie er im US-Patent Nr. 5,103,459, erteilt 1992, betitelt "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", das dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist, beschrieben ist. In dem Sender der 1 werden Datenbits 100, die zum Beispiel aus Sprache, konvertiert durch einen Vocoder in Daten, bestehen, an einen Codierer 102 geliefert, wo die Bits mit Codesymbolwiederholung faltungscodiert werden, und zwar gemäß der Eingabedatenrate. Wenn die Datenbitrate geringer ist als die Bitverarbeitungsrate des Codierers 102, schreibt die Codesymbolwiederholung vor, dass Codierer 102 die Eingabedatenbits 100 wiederholt, um einen sich wiederholenden Datenstrom mit einer Bitrate zu erzeugen, die mit der Betriebsrate des Codierers 102 übereinstimmt. Die codierten Daten werden dann an Interleaver bzw. Verschachteler 104 vorgesehen, wo sie faltungsverschachtelt (convolutional interleaved) werden. Die verschachtelten Symboldaten werden dann vom Interleaver 104 mit einer beispielhaften Rate von 19,2 ksps an einen Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters 106 ausgegeben.
In dem System der 1 werden die verschachtelten Datensymbole verwürfelt, um eine größere Sicherheit in Übertragungen über den Kanal vorzusehen. Das Verwürfeln (scrambling) des Sprachkanalsignals kann erreicht werden durch Pseudorausch- bzw. PN-Codierung (pseudonoise = PN) der verschachtelten Daten mit einem PN-Code, der für eine anvisierte Empfangsteilnehmereinheit spezifisch ist. Solche PN-Verwürfelung kann von dem PN-Generator 108 unter Verwendung einer geeigneten PN-Sequenz oder Verschlüsselungsschemas vorgesehen werden. Der PN-Generator 108 umfasst typischerweise einen Lang-PN-Generator zum Vorsehen eines einmaligen PN-Codes mit einer festgelegten PN-Chiprate von 1,2288 MHz. Dieser PN-Code wird dann durch einen Dezimator bzw. Dezimierer gegeben, was in einer 19,2 Kilo-Symbol pro Sekunde (ksps) Verwürfelungssequenz resultiert, die an den anderen Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters 106 geliefert wird, und zwar gemäß der Teilnehmereinheitsidentifikationsinformation, die hierzu vorgesehen wird. Die Ausgabe des Exklusiv-ODER-Gatters 106 wird dann an einen Eingang von Exklusiv-ODER-Gatter 110 vorgesehen.
Wiederum Bezug nehmend auf 1 ist der andere Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters 110 mit einem Walsh-Wellenformgenerator 112 verbunden. Der Walsh-Generator 112 generiert eine Walsh-Wellenform, die dem Datenkanal, über den Information gesendet wird, zugewiesen ist. Die Walsh-Wellenform, die vom Generator 112 vorgesehen wird, wird aus einem Satz von 64 Walsh-Wellenformen, von denen jede eine Länge von (Länge) 64 Walsh-Chips besitzt, ausgewählt. Die 64 Orthogonalwellenformen entsprechen den Einträgen innerhalb einer 64 mal 64 Hadamard-Matrix, wobei eine bestimmte Walsh-Wellenform durch eine Zeile oder Spalte der Matrix definiert ist. Die verwürfelten bzw. scrambled Symboldaten und die Walsh-Wellenform werden exklusiv-ODER-verknüpft mittels Exklusiv-ODER-Gatter 110, wobei das Ergebnis an beide der Exklusiv-ODER-Gatter 114, 116 vorgesehen wird.
Das Exklusiv-ODER-Gatter 114 empfängt ebenfalls ein PN_I-Signal, während der andere Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters 116 ein PN_Q-Signal empfängt. Die PN_I- und PN_Q-Signale sind Pseudozufallsrauschsequenzen, die typischerweise einem bestimmten Gebiet, zum Beispiel einer Zelle, das von dem CDMA-System abgedeckt wird, entsprechen, und beziehen sich jeweils auf In-Phasen-(I)- und Quadratur-Phasen-(Q)-Kommunikationskanäle. Die PN_I- und PN_Q-Signale werden jeweils exklusiv-ODER-verknüpft mit der Ausgabe des Exklusiv-ODER-Gatters 110, um so die Benutzerdaten vor der Übertragung weiter zu spreizen. Die resultierende I-Kanal-Codespreizsequenz 122 und die Q-Kanal-Codespreizsequenz 126 werden verwendet, um ein Quadraturpaar von Sinuswellen bzw. -kurven(sinusoids)bi-phasenzumodulieren. Die modulierten Sinuswellen werden summiert, bandpassgefiltert, auf eine HF-Frequenz verschoben und wiederum gefiltert und verstärkt, bevor sie über eine Antenne um das Senden über den Kommunikationskanal abzuschließen, abgestrahlt werden.
Herkömmliche Techniken zur Aufnahme variabler Datenraten innerhalb des Übertragungssystems der 1 benötigten im Allgemeinen die Verwendung eines Steuerelements zum Variieren der Betriebsraten des Codierers 102, des Interleavers 104 und des Walsh-Generators 112 gemäß der Eingabedatenrate. Wie im Folgenden hiernach beschrieben wird, ermöglicht die vorliegende Erfindung Spreizspektrumübertragung eines Informationssignals mit einer höheren als der Nominalrate oder eine Übertragung einer Vielzahl von Informationssignalen mit einer niedrigeren Rate als der Nominalrate unter Verwendung von gemeinsamer Codierungs-, Interleaving- und Modulationsraten.
2 zeigt ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Spreizspektrumsenders 150 der Erfindung, der angeordnet ist um ein Eingangangsinformationssignal S_IN mit einer Datenrate kR_b zu senden, wobei k eine ganzzahlige Konstante ist und R_b eine nominale Senderdaten-(d. h. Bit-)Rate bezeichnet. Gemäß der folgenden Verwendung wird die Nominaldatenrate Rb als gleich zu dem Produkt der PN-Chiprate und der Faltungscodierungscoderate (convolutional encoded code rate) geteilt durch die Anzahl von Walsh-Chips pro Symbol der Walsh-Wellenform definiert. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel wird eine nominale Senderdatenrate R_b von 9,6 kbps eingestellt durch Verwendung eines Satzes von Modulationsparametern, indem die PN-Chiprate als 1,2288 MHz ausgewählt wird, wobei die Faltungscoderate ein Rate-1/2-Code ist, und die Walsh-Wellenformsymbollänge auf 64 gesetzt ist. Es ist ein Merkmal der vorliegenden Erfindung, dass der Sender 150 verwendet werden kann, um Informationssignale zu senden mit Datenraten, die größer als oder gleich zu der Nominalrate sind, ohne Anpassung der Werte der vorhergehenden Modulationsparameter. Wie im Folgenden beschrieben wird, sieht die vorliegende Erfindung ebenfalls eine Technik zum Senden einer Vielzahl von Informationssignalen von Datenraten mit niedriger als der Nominalrate vor, ohne dass dabei eine entsprechende Modulationsparameteranpassung benötigt wird.
In bestimmten Anwendungen kann die Eingabeinformationsbitsequenz S_IN z. B. aus Sprache bestehen, die in einen Strom von Datenbits durch einen Vocoder konvertiert ist. Wie es in der 2 angezeigt ist, wird der Eingabedatenstrom an ein Codierungs- und Interleaving-Netzwerk 160 geliefert. Das Netzwerk 160 faltungscodiert die Informationsbitsequenz S_IN, wobei die codierten Daten dann verschachtelt werden und von dem Netzwerk 160 als codierter und verschachtelter Symbolstrom S_INT ausgegeben werden. Wenn eine Rate-1/2-Faltungscodierung angenommen wird, wird der Symbolstrom S_INT an einen Demultiplexer 170 mit einer Symbolrate von 2kR_b vorgesehen. Der Demultiplexer 170 transformiert den Symbolstrom S_INT in einen Satz von k Symbolunterströmen {A(1), A(2), ... A(k)} mit jeweils einer Rate von 2R_b und zwar durch Lenken von aufeinander folgenden Symbolen S_INT,i in aufeinander folgende Teilströmen der Teilströme {A(1), A(2), ... A(k)}. Die ersten k/2 Symbolteilströme werden an ein I-Kanal-Coset-Codierungsnetzwerk 180 geliefert, während die verbleibenden k/2 Symbolteilströme an ein Q-Kanal-Coset- Codierungsnetzwerk 190 geliefert werden. Wie im Folgenden hierin beschrieben wird, werden die Symbolteilströme in beispielhaften Implementierungen der Coset-Codierungsnetzwerke 180 und 190 unter Verwendung von orthogonalen Sätzen von Coset-Codes bzw. Nebenklassen-Codes p, wobei p = k/2, codiert. Die coset-codierten Symbolteilströme innerhalb der Netzwerke 180 und 190 werden dann in I-Kanal- und Q-Kanal-zusammengesetzte Symbolströme I_c bzw. Q_c summiert. Obwohl aus Gründen der Vollständigkeit, beides, ein I-Kanal- und ein Q-Kanal-Coset-Codierungsnetzwerk in 2 dargestellt ist, kann es in bestimmen Implementierungen wünschenswert sein, den Symbolstrom S_INT nur im k/2 Symbolteilströme für die Übertragung entweder über den I-Kanal oder den Q-Kanal zu partitionieren.
Wiederum Bezug nehmend auf 2 wird ein Paar von identischen Walsh-Wellenformen an die I-Kanal- und Q-Kanal-Modulations- und -Spreiznetzwerke 200 und 205 vorgesehen, und zwar durch einen Walsh-Wellenformgenerator 210. Die Walsh-Wellenformen werden innerhalb der Netzwerke 200 und 205 verwendet um die I-Kanal- und Q-Kanal-zusammengesetzten Symbolströme I_c und Q_c zu modulieren. Zusätzlich werden ebenfalls die PN-Spreizsignale jeweils an die Modulations- und Spreiznetzwerke 200 und 205 mittels PN_I- und PN_Q-Sequenzgeneratoren 215 und 220 vorgesehen. Die PN_I-Sequenz wird verwendet, um den zusammengesetzten Symbolstrom I_c in eine I-Kanal-Codespreizsequenz S_I zu spreizen. Ähnlich wird die PN_Q-Sequenz durch das Netzwerk 205 verwendet, um den zusammengesetzten Symbolstrom Q_c in eine Q-Kanal-Codespreizsequenz S_Q zu spreizen. Die resultierenden I-Kanal- und Q-Kanal-Codespreizsequenzen S_I und S_Q werden verwendet, um ein Quadraturpaar von Sinuswellen, die innerhalb eines HF-Senders 225 generiert werden, zu bi-phasenmodulieren. Die modulierten Sinuswellen werden im Allgemeinen summiert, bandpassgefiltert, auf eine HF-Frequenz verschoben und verstärkt bevor sie über eine Antenne über I- und Q-Kommunikationskanäle abgestrahlt werden.
3 zeigt eine Blockdiagrammdarstellung des I-Kanal-Coset-Codierungsnetzwerkes 180, wobei anzumerken sei, dass das Q-Kanal-Coset- Codierungsnetzwerk auf im Wesentlichen identische Art und Weise realisiert werden kann. Das Codierungsnetzwerk 180 beinhaltet eine Vielzahl von Coset-Codierern 250 an denen die k/2 Symbolteilströme von dem Demultiplexer 170 vorgesehen werden. Die Codierer 250 werden betrieben um k/2 Sequenzen {a(1), a(2), ... a(k/2)} zu generieren, wobei a(1) = A(1)[⊕]S1 a(2) = A(2)[⊕]S2 a(k/2) = A(k/2)[⊕]Sk/2 wobei S₁, S₂, ... S_k/2 einen Satz von k/2 orthogonalen Coset-Codes der Länge p bilden, und wobei die Operation [⊕] wie folgt definiert ist. Wenn A = (a₁, ..., a_r) eine Sequenz der Länge "r" ist und wenn B = (b₁, b₂, ..., b_k), eine Sequenz von Länge "k" ist, dann bezeichnet A [⊕] B die Sequenz [a₁⊕b₁, ... a₁⊕b_k, a₂⊕b₁, ..., a₂⊕b_k, ..., a_r⊕b_k), wobei ⊕ die Exklusiv-ODER-Operation bezeichnet. Durch Generieren der Sequenzen {a(1), a(2), ... a(k/2)} wird jedes Symbol innerhalb des Symbolteilstromes {A(1), A(2), ... A(k)} "p"-mal wiederholt, wobei das "p-te" wiederholte Symbol mit dem p-ten Koeffizienten des entsprechenden Coset-Codes exklusiv-ODER-verknüpft wird. Diese Operation wird durch den Fachmann als eine Codierung unter Verwendung eines "Rate-1/p-Wiederholungs-Coset-Codes" bzw. "rate 1/p repetition coset code" charakterisiert.
4 ist eine Blockdiagrammdarstellung eines Rate-1/p-Coset-Codierers 300, der angeordnet ist um einen Coset-Code C für die Codierung eines Eingabesymbolstroms R_s in einen Coset-codierten Ausgabesymbolstrom R_s,enc zu codieren, wobei C ∊ {c₁, c₂, ..., c_p} ist. Der Coset-Codierer beinhaltet einen Demultiplexer 305 zum Vorsehen eines jeden Symbols r_i, das innerhalb des Symbolstroms r_s enthalten ist, zu einem Satz von p Exklusiv-ODER-Gattern 310. Jedes der Symbole r_i wird exklusiv-ODER-verknüpft mit einem der Coset-Codekoeffizienten cp, wobei das Ergebnis an einen p:1-Multiplexer 315 vorgesehen wird. Der Multiplexer 315 produziert dann den Coset-codierten Symbol-strom R_s,enc, wobei R_s,enc ∊ {r₁⊕c₁, r₁⊕c₂, ..., r₁⊕c_p, r₂⊕c₁, r₂⊕c₂, ..., r₂⊕c_p, ..., r_i⊕c_p, ...}. Allgemeiner ausgedrückt produziert der Rate-1/p-Coset-Codierer für jedes Symbol r_i eine Sequenz
(r_i⊕c₁, r_i⊕c₂, ..., r_i⊕c_p) = r_i[⊕]C.
Wiederum Bezug nehmend auf 3 bestehen in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel die Teilströme {A(1), A(2), ... A(k)} und die Coset-Codes S₁, S₂, ..., S_k/2 aus den logischen Werten 0 und 1 und ebenso die Sequenzen {a(1), a(2), ... a(k/2)}, die von den Coset-Codierern 250 generiert werden. Die Sequenzen {a(1), a(2), ... a(k/2)} werden in eine ganzzahlige, d. h. ±1, Darstellung konvertiert, und zwar durch einen Satz von Binär-zu-Integer-Konvertierungsschaltungen 260 wie folgt:
0 → +1
1 → –1
Wie es in der 3 gezeigt ist, wird die Sequenz I_c dann durch Kombinieren der Ausgaben von den Konvertierungsschaltungen 260 innerhalb eines digitalen Addierers 270 erzeugt.
Ausführungsbeispiele, die hohe Datenraten unterstützen
I. 4×-Nominalrate
5 zeigt eine Blockdiagrammdarstellung eines Paares von I-Kanal- und Q-Kanal-Coset-Codierungsnetzwerken 350 und 360, die in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet werden, um Daten mit dem Vierfachen der Nominalrate zu senden. Insbesondere ein Rate-1/2-codierter und verschachtelter Symbolstrom mit einer Rate, die das Achtfache (zum Beispiel 76,8 ksps) der Nominalrate (z. B. 9,6 ksps) ist, wird die multiplexierte, durch sequentielles Zuweisen von Symbolen an einen von vielen Teilströmen {A(1), A(2), A(3), A(4)}, wobei A(1) = {A₁₁, A₁₂, ...}, A(2) ={A₂₁, A₂₂, ...}, A(3) = {A₃₁, A₃₂, ...} und A(4) = {A₄₁, A₄₂, ...}. In der Implementierung der 5 wird der mit Rate ½ codierte und interleavte bzw. verschachtelte Symbolstrom von einer Eingabedatenbitsequenz (nicht dargestellt) mit einer Rate, die gleich dem Vierfachen der Nominalrate ist, hergeleitet. Wie es durch 5 aufgezeigt ist, werden die Teilströme A(1) und A(2) jeweils an Rate-1/2-Coset-Codierer 370 und 372 innerhalb des I-Kanal-Coset-Codierungsnetzwerkes 350 vorgesehen, während die Teilströme A(3) und A(4) zu den Rate-1/2-Coset-Codierern 375 bzw. 377 innerhalb des Q-Kanal-Coset-Codierungsnetzwerkes 360 gelenkt werden. Bei einer Rate-1/2-Wiederholung wird der Coset-Code (0, 0) durch die Codierer 370 und 375 für die Codierung der Symbolteilströme A(1) und A(3) verwendet, während der Coset-Code (0, 1) an die Coset-Codierer 372 und 377 für die Codierung der Symbolteilströme A(2) und A(4) geliefert wird. Die codierten Teilströme von den I-Kanal-Coset-Codierern 370 und 372 werden in ein Integer- bzw. ganzzahliges Format (±1) durch ein Paar von Binär-zu-Integer-Umwandlungsnetzwerken 380 transformiert und innerhalb des Digitaladdierers 385 in die Realsequenz I_c,4 kombiniert. Auf gleiche Art und Weise werden die Teilströme von den Q-Kanal-Coset-Codierern 375 und 377 in ein Integer-Format durch die Binär-zu-Integer-Umwandlungsnetzwerke 390 gebracht und dann innerhalb des Digitaladdierers 395 addiert, um die Realsequenz Q_c,4 zu bilden.
5 zeigt ebenfalls bevorzugte Implementierungen der I-Kanal- und Q-Kanal-Modulations- und -Spreiznetzwerke 200 und 205. Das I-Kanal-Netzwerk 200 beinhaltet einen Multiplizierer 400 zum Multiplizieren der Sequenzen I_c,4 und Q_c,4 mit einer Walsh-Funktion W, die von dem Walsh-Generator 210 in einem Integer (d. h. +/–1-Format) vorgesehen wird, wobei in einer beispielhaften Implementierung W = (W₁, W₂, ... W₃₂, W₃₃, ..., W₆₄) ist. Auf diese Art und Weise operieren die Coset-Codierungsnetzwerke 350 und 360 zusammen mit den Spreiznetzwerken (spreading networks) 200 und 205, um auf effektive Art und Weise die Walsh-Funktion W den Teilströmen A(1) und A(3) zuzuweisen und eine Walsh-Funktion W* den Teilströmen A(2) und A(4) zuzuweisen, wobei W* = (W₁, W₂, ..., W₃₂, –W₃₃, ..., –W₆₄).
Eine PN_I-Sequenz wird an einen Multiplizierer 402 vorgesehen, der betriebsmäßig die Sequenz I_c,4 in die I-Kanal-Codespreizsequenz S_I,4, produziert durch das I-Kanal-Netzwerk 200, spreizt. Ähnlich wird eine PN_Q-Sequenz von dem Multiplizierer 404 in der Spreizung der Sequenz Q_c,4 in eine Q-Kanal-Codespreizsequenz S_Q,4 produziert durch das Netzwerk 205, verwendet. Die resultierenden I-Kanal- und Q-Kanal-Codespreizsequenzen S_I,4 und S_Q,4 werden dafür verwendet, ein Quadraturpaar von Sinuswellen (sinusoids), die innerhalb eines HF-Senders (nicht dargestellt) generiert werden, biphasenzumodulieren.
II. 8×-Nominalrate
6 zeigt eine Blockdiagrammdarstellung von I-Kanal- und Q-Kanal-1/4-Raten-Coset-Codierungsnetzwerken 450 und 460, die in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet werden, um Daten mit dem Achtfachen der Nominalrate zu senden. Eine Eingabebitsequenz mit dem Achtfachen der Nominalrate wird Raten-1/2-codiert und verschachtelt in einen Symbolstrom mit dem 16-fachen (zum Beispiel 153,6 ksps) der Nominalrate (zum Beispiel 9,6 kbps), und wird demultiplexiert, und zwar durch sequentielles Zuweisen von Symbolen an einen von acht Teilströmen A(i), i = 1, ..., 8, wobei A(i) ={A_i1, A_i2, ...}, i = 1, ..., 8.
Wie es in 5 aufgezeigt ist, werden die Teilströme A(1)–A(4) jeweils an I-Kanal-Rate-1/4-Coset-Codierer 470, 472, 474 und 478 innerhalb des I-Kanal-Coset-Codierungsnetzwerkes 450 vorgesehen, während Teilströme A(5)–A(8) jeweils an Q-Kanal-Rate-1/4-Coset-Codierer 480, 482, 484 und 488 innerhalb des Q-Kanal-Coset-Codierungsnetzwerkes 460 gelenkt werden. Ein Rate-1/4-Coset-Code S₁ wird von den Codierern 470 und 480 verwendet, um die Symbolteilströme A(1) und A(5) zu codieren, ein Coset-Code S₂ wird von den Codieren 472 und 482 verwendet, um die Symbolteilströme A(2) und A(6) zu codieren, ein Coset-Code S₃ wird von den Codierern 474 und 484 verwendet, um die Symboletilströme A(3) und A(6) zu codieren, während der Coset-Code S₄ von den Codierern 478 und 488 verwendet wird, um die Symbolteilströme A(4) und A(8) zu codieren. Die Coset-Codes S₁–S₄ werden wie folgt definiert:
S₁ = (s₁₁, s₁₂, s₁₃, s₁₄) = (0, 0, 0, 0);
S₂ = (s₂₁, s₂₂, s₂₃, s₂₄) =(0, 1, 0, 1);
S₃ = (s₃₁, s₃₂, s₃₃, s₃₄) =(0, 0, 1, 1); und
S₄ = (s₄₁, s₄₂, s₄₃, s₄₄) = (0, 1, 1, 0);
Auf diese Art und Weise operieren die acht Coset-Codierer um einen Satz von acht codierten Symbolströmen a(i) zu erzeugen, wobei i = 1, ..., 8, mit einer Rate (zum Beispiel 76,8 ksps) die äquivalent ist zu dem Achtfachen der Nominalrate. Die codierten Symbolströme a(i) werden gemäß dem folgenden Ausdruck produziert:
Um die Notation zu vereinfachen, ohne dabei an Allgemeingültigkeit zu verlieren, wird im Folgenden davon ausgegangen, dass jeder Teilstrom A(i) aus einem einzelnen Symbol A_i anstatt einer Sequenz A_ij, wobei der Index "j" Zeit darstellt, besteht. Um zum Beispiel mittels dieser Notation, a(8) zu definieren, ergibt sich folgender Ausdruck
a(8) = A₈[⊕]S₈ = {A₈⊕0, A₈⊕1, A₈⊕1, A₈⊕0}
Die Sequenzen a(i), i = 1, ..., 8 werden dann mittels Binär-zu-Integer-Konvertierern 490 in einen Satz von Realsequenzen r(i), i = 1, ..., 8 konvertiert, der gegeben ist durch:
wobei a_ij= A_is_ij und wobei s_ij das j-te Symbol, das in dem i-ten Coset-Code S_i enthalten ist, bezeichnet. Die Sequenzen r(i), i = 1, ..., 4 werden in dem Digi taladdierer 494 in die Realsequenz I_c,8 kombiniert. Auf ähnliche Art und Weise werden die Realsequenzen r(i), i = 5, ..., 8 innerhalb Digitaladdierer 498 addiert um die Realsequenz Q_c,8 zu bilden. Bezug nehmend auf 6 sind Multiplizierer 502 und 504 vorgesehen, um die Sequenzen I_c,8 und Q_c,8 mit einer Walsh-Funktion W zu multiplizieren, die von dem Walsh-Generator 506 vorgesehen wird, wobei in einer beispielhaften Implementierung W = (W₁, W₂, ..., W₃₂, W₃₃, ..., W₆₄) ist. Auf diese Art und Weise werden die Walshfunktionen W⁰, W¹, W², W³ effektiv den Symbolteilströmen A(i), i = 1, ..., 4 bzw. an A(i), i = 5, ..., 8 zugewiesen, wobei W⁰, W¹, W², W³ wie folgt definiert sind.
W⁰ =(W_a, W_b, W_c, W_d);
W¹ =(W_a, –W_b, W_c, –W_d);
W² = (W_a, W_b, –W_c, –W_d); und
W³ = (W_a, –W_b, –W_c, W_d);
Die Sequenzen W_a, W_b, W_c, W_d können durch die Walsh-Form W wie folgt ausgedrückt werden:
W_a = (W₁, ..., W₁₆);
W_b = (W₁₇, ..., W₃₂);
W_c = (W₃₃, ..., W₄₈); und
W_d = (W₄₉, ..., W₆₄).
Eine PN_I-Sequenz wird an einen Multiplizierer 510 vorgesehen, der operativ ist, um die Sequenz I_c,8 in eine I-Kanal-Codespreizsequenz S_I,8 zu spreizen. Ähnlich wird eine PN_Q-Sequenz vom Multiplizierer 514 verwendet für das Spreizen der Realsequenz Q_c,8 in eine Q-Kanal-Codespreizsequenz S_Q,8. Die resultierenden I-Kanal- und Q-Kanal-Codespreizsequenzen S_I,8 und S_Q,8 werden dazu verwendet, ein Quadraturpaar von Sinuswellen, die innerhalb eines HF-Senders (nicht dargestellt) generiert werden, zu bi-phasen-modulieren.
Ausführungsbeispiele, die niedrigere Datenraten unterstützen
I. 1/2-Datenrate
Bezug nehmend auf 7 wird ein Paar von Eingabedatenströmen A_nom/2 und B_nom/2 mit einer Datenrate, die gleich der Hälfte der Nominalrate ist, an Codierungs- und Verschachtelungsnetzwerke 550 und 554 geliefert. Die Netzwerke 550 und 554 faltungscodieren (convolutional encode) die Signale A_nom/2 und B_nom/2 in codierte und verschachtelte Symbolströme A_1/2(1) und A_1/2(2), wobei A_1/2(1) = {A₁₁, A₁₂, ...} und A_1/2(2) = {A₂₁, A₂₂, ...} ist. Bei angenommener Rate = 1/2-Faltungscodierung werden die resultierenden verschachtelten Symbolströme A_1/2(1) und A_1/2(2) mit der Nominalrate an Coset-Codierer 558 und 560 geliefert. Der Coset-Code S₁, wobei S₁ = (0, 0) ist, wird von dem Codierer 558 verwendet, um den Symbolteilstrom A_1/2(1) Raten-1/2-wiederholungszucodieren in einen codierten Teilstrom a_1/2(1). Auf ähnliche Weise wird der Coset-Code S₂, wobei S₂ = (0, 1) ist, an den Coset-Codierer 560 für Rate-1/2-Wiederholungscodierung des Symbolteilstroms a_1/2(2) in einen codierten Teilstrom A_1/2(2) geliefert. Die codierten Teilströme a_1/2(1) und a_1/2(2) sind wie folgt definiert: a1/2(1) = A1/2(1)[⊕]S1 = {A11⊕0, A11⊕0, ...}und a1/2(2) = A1/2(2)[⊕]S1 = {A21⊕0, A21⊕1, ...}.
Die codierten Teilströme werden von den Coset-Codierern 558 und 560 mit dem Doppelten der Nominalrate ausgegeben und in ein Integer-Format (±1) mittels eines Paares von Binär-zu-Integer-Umwandlungsnetzwerken 570 transformiert. Die resultierenden Realsequenzen r_j(1) und r_j(2) werden innerhalb eines Digitaladdierers 575 in die Realsequenz R_1/2 für eine nachfolgende Übertragung zu einem j-ten Empfängerbereich kombiniert. Die Realsequenz R_1/2 wird an einen Multiplizierer 580 für die Multiplikation mit einer Walsh-Funktion W, die von einem Walsh-Generator 590 vorgesehen wird, geliefert, wobei in einer beispielhaften Implementierung W = (W₁, W₂, ..., W₃₂, W₃₃, ..., W₆₄) ist. Dies resultiert in einer Zuordnung der Walsh-Funktion (W,W) zu dem Symbolstrom A_1/2(1) und Zuordnung der Walsh-Funktion W* zu dem Symbolstrom A_1/2(2), wobei W* = (W, –W). Nachfolgend zu der Multiplikation mit der Walsh-Funktion W wird die Sequenz R_1/2 im Allgemeinen mit einer Pseudozufalls-PN_I- oder -PN_Q-Sequenz für die HF-Übertragung über entweder einen entsprechenden In-Phasen-(I)- oder Quadratur-Phasen-(Q)-Kommunikationskanal gespreizt.
II. 1/4-Datenrate
Bezug nehmend auf 8 wird ein Satz von vier Eingabedatenströmen A_nom/4, B_nom/4, C_nom/4 und D_nom/4mit einer Datenrate, die gleich einem Viertel der Nominalrate ist, an Codierungs- und Verschachtelungsnetzwerke 601, 602, 603 und 604 geliefert. Die Netzwerke 601–604 faltungscodieren die Datenströme A_nom/4, B_nom/4, C_nom/4 und D_nom/4 in codierte und verschachtelte Symbolströme A_1/4(1), A_1/4(2), A_1/4(3) und A_1/4(4), wobei
A_1/4(1) = {A₁₁, A₁₂, ...},
A_1/4(2) = {A₂₁, A₂₂, ...},
A_1/4(3) ={A₃₁, A₃₂, ...}, und
A_1/4(4) = {A₄₁, A₄₂, ...}.
Unter der Annahme, dass Raten-1/2-Faltungscodierung verwendet wird, werden die resultierenden verschachtelten Symbolströme A_1/4(1), A_1/4(2), A_1/4(3) und A_1/4(4) mit der Hälfte der Nominalrate an Coset-Codierer 611, 612, 613 und 614 geliefert. Die Coset-Codes {(0000), (0101), (0011), (0110)} werden jeweils von den Coset-Codierern 611–614 verwendet, um die Symbolströme A_1/4(1), A_1/4(2), A_1/4(3) und A_1/4(4) in die codierten Teilströme a_1/4(1), a_1/4(2), a_1/4(3) und a_1/4(4) zu codieren. Die Teilströme a_1/4(1), a_1/4(2), a_1/4(3) und a_1/4(4) können wie folgt dargestellt werden:
a_1/4(1) ={A₁₁⊕0, A₁₁⊕0, A₁₁⊕0, A₁₁⊕0, ...},
a_1/4(2) ={A₂₁⊕0, A₁₁⊕1, A₂₁⊕0, A₂₁⊕1, ...},
a_1/4(3) ={A₃₁⊕0, A₃₁⊕0, A₃₁⊕1, A₃₁⊕1, ...}, und
a_1/4(4) ={A₄₁⊕0, A₄₁⊕1, A₄₁⊕1, A₄₁⊕0, ...}.
Die codierten Teilströme werden von den Coset-Codierern 611–614 mit dem Doppelten der Nominalrate ausgegeben und in ein Integer-Format (±1) mittels Binär-zu-Integer-Umwandlungsnetzwerken 620 transformiert. Ein Satz von resultierenden realen r_j(i), i = 1 bis 4, Sequenzen für die Übertragung zu einem j-ten Empfänger werden innerhalb von Digitaladdierer 575 in die Realsequenz R_1/4 kombiniert. Die Realsequenz R_1/4 wird an einen Multiplizierer 624 für die Multiplikation mit einer Walsh-Funktion W_j, die dem j-ten Empfänger zugeordnet ist, vorgesehen. Die Sequenz W_j wird von einem Walsh-Generator 630 vorgesehen und ist definiert als W_j = (W_j1, W_j2, ..., W_j32, W_j33, ..., W_j64). Dies resultiert in der Zuordnung der Walsh-Funktionen W⁰, W¹, W², W³ zu den Symbolströmen A_1/4(1), A_1/4(2); A_1/4(3) und A_1/4(4), wobei W⁰, W¹, W³, W⁴ gegeben ist durch:
W⁰ = (W_j, W_j, W_j, W_j);
W¹ =(W_j, –W_j, W_j, –W_j);
W² = (W_j, W_j, –W_j, –W_j); und
W³ = (W_j, –W_j, –W_j, W_j).
Es ist somit offensichtlich, dass vier unterschiedliche Informationssignale, die jeweils durch die Walsh-Wellenformen W⁰, W¹, W³, W⁴, identifiziert sind, in der Lage sind, zu dem j-ten Empfänger gesendet zu werden, und zwar unter Verwendung einer einzelnen Walsh-Wellenform W_j zusammen mit der Coset-Codierungstechnik, die durch die vorliegende Erfindung vorgeschlagen wird. Nachfolgend zu der Multiplikation mit der Walsh-Funktion W_j wird die Sequenz R_1/4 typischerweise einer Pseudozufalls-PN_I- oder -PN_Q-Sequenz für die HF-Übertragung gespreizt, und zwar über einen entsprechenden In-Phasen-(I)- oder Quadratur-Phasen-(Q)-Kommunikationskanal.
Unter der Annahme einer Übertragung über den I-Kanal für den j-ten Benutzer kann die gesendete Sequenz, die von den Sequenzen r_j(i) synthetisiert bzw. zusammengesetzt wird, wie folgt dargestellt werden:
wobei p = 4 in dem Beispiel der 8 ist. Wenn die Übertragung stattdessen über den Q-Kanal stattfindet, würdet die gesendete Sequenz wie folgt dargestellt werden:
Beispielhafte Sätze von Parametern, die verwendet werden um die Übertragung von Eingabesymbolströmen mit unterschiedlichen Datenraten (R_b) zu unterstützen, sind unten in der Tabelle I zusammengefasst. Für jede Datenrate sieht Tabelle I eine entsprechende Eingabesymbolwiederholungsrate, Wiederholungs-Coset-Coderate sowie Walsh-Wellenformlänge und Chiprate vor. Jeder Eintrag (X – Y) innerhalb der "Demux"-Spalte spezifiziert die Anzahl von Eingabesymbolströmen (X) mit der zugeordneten Datenrate R_b, und die Anzahl von Symbolteilströmen (Y) in die der bzw. die Eingabesymbolstrom bzw. -ströme für das Coset-Codieren demultiplexiert werden.
Tabelle I
Übertragung der coset-codierten Daten über die I- und Q-Kanäle
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein Pilotkanal, der keine Datenmodulation enthält, zu den "N" Empfängern innerhalb einer gegebenen Zelle oder Sektor gesendet zusammen mit den I-Kanal und Q-Kanal-Spreizsequenzen S_Ij und S_Qj, wobei j = 1 bis N. Der Pilotkanal kann als ein unmoduliertes Spreizspektrumsignal charakterisiert werden, der für Signalakquisitions- und Trackingzwecke verwendet wird. In Systemen, die eine Vielzahl von Sendern beinhalten, wird gemäß der vorliegenden Erfindung der vorgesehene Satz von Kommunikationskanälen, der von jedem vorgesehen wird, durch ein einmaliges Pilotsignal identifiziert. Statt dass ein separater Satz von PN-Generatoren für die Pilotsignale verwendet wird, wurde jedoch festgestellt, dass ein effizienterer Ansatz für die Generierung eines Satzes von Pilotsignalen die Verwendung von Verschiebungen in derselben Grundsequenz ist. Unter Verwendung dieser Technik sucht eine anvisierte bzw. beabsichtigte Empfängereinheit durch die gesamte Pilotsequenz und stellt sich auf den Versatz oder Verschiebung ein, die die stärkste Korrelation erzeugt.
Demgemäß wird die Pilotsequenz als lang genug ausgesucht, so dass viele unterschiedliche Sequenzen durch Verschiebungen in der Grundsequenz generiert werden können, um eine große Anzahl von Pilotsignalen in dem System zu unterstützen. Zusätzlich muss die Separierung oder Verschiebungen groß genug sein, um sicher zu stellen, dass es keine Interferenz in den Pilotsignalen gibt. Somit wird in einem beispielhaften Ausführungsbeispiel die Pilotsequenzlänge als 2¹⁵ gewählt, was 512 von einander unterschiedliche Pilotsignale mit Versätzen in der Grundsequenz von 64 Chips zulässt.
Bezug nehmend auf 9 beinhaltet ein Pilotgenerierungsnetzwerk 630 einen Walsh-Generator 640 zum Vorsehen der Walsh-"Null" bzw. W₀-Wellenform, die aus nur Nullen besteht, und zwar für die digitalen Multiplizierer 644 und 646. Die Walsh-Wellenform W₀ wird von den durch die PN_I- und PN_Q-Generatoren 647 und 648 an die Multiplizierer 644 bzw. 646 vorgesehenen PN_I- und PN_Q-Sequenzen multipliziert. Da die Wellenform W₀ nur Einsen be inhaltet, hängt der Informationsgehalt der resultierenden Sequenzen nur von den PN_I- und PN_Q-Sequenzen ab. Die Sequenzen die vom Multiplizierer 644 und 646 erzeugt werden, werden als Eingaben an die FIR-Filter 650 und 652 (finite impulse response filter = FIR) vorgesehen. Die gefilterten Sequenzen, die jeweils von den FIR-Filtern 650 bzw. 652 ausgegeben werden und den I-Kanal- und Q-Kanal-Pilotsequenzen P_Io und P_Qo entsprechen, werden an den HF-Sender 660 (10) vorgesehen.
Bezug nehmend auf die 10 wird eine beispielhafte Implementierung des HF-Senders 660 gezeigt. Sender 660 beinhaltet einen I-Kanal-Summierer 670 zum Summieren des Satzes von PN_I-Spreizdatensignalen, S_Ij, j = 1 bis N, mit dem I-Kanal-Pilot P_Io für die Übertragung zu den N Empfängern innerhalb einer spezifizierten Zelle oder Sektor. Ähnlich dient ein Q-Kanal-Summierer 672 zum Kombinieren des Satzes von PN_Q-Spreizdatensignalen S_Qj, j = 1 bis N mit dem Q-Kanal-Pilot P_Qo. Digital-zu-Analog- bzw. D/A-Wandler 674 und 676 werden zum Konvertieren der Digitalinformation von den I-Kanal- bzw. Q-Kanal-Summierern 670 bzw. 672 in analoger Form vorgesehen. Die Analogwellenformen, die von den D/A-Wandlern 674 und 676 erzeugt werden werden zusammen mit Lokaloszillator- bzw. LO-Trägerfrequenzsignalen Cos(2πft) bzw. Sin(2πft) an Mischer 688 und 690 vorgesehen, wo sie gemischt und an Summierer 692 vorgesehen werden. Die Quadratur-Phasenträgersignale Sin(2πft) und Cos(2πft) werden von geeigneten Frequenzquellen (nicht dargestellt) vorgesehen. Diese gemischten ZF-Signale werden dann im Summierer 692 summiert und an Mischer 694 vorgesehen.
Der Mischer 694 mischt das summierte Signal mit einem HF-Frequenzsignal von dem Frequenzsynthesizer 696 um so eine Frequenzaufwärtsumsetzung auf das HF-Frequenzband vorzusehen. Das HF-Signal beinhaltet In-Phasen-(I)- und Quadratur-Phasen-(Q)-Komponenten und wird durch Bandpassfilter 698 bandpassgefiltert und an HF-Verstärker 699 ausgegeben. Verstärker 699 verstärkt das bandbegrenzte Signal gemäß einem Eingabeverstärkungssteuerungssignal von der Sendeleistungssteuerungsschaltung (nicht dargestellt). Es sei anzumerken, dass verschiedene Implementierungen des HF-Senders 630 eine Vielzahl von Signalsummierungs-, Mischungs-, Filterungs- und Verstärkungstechniken, die nicht hierin beschrieben sind, verwenden kann, die jedoch auf dem Fachgebiet bekannt sind.
11 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Diversity- bzw. Vielfalt-Empfängers, der angeordnet ist, um das HF-Signal, das von dem HF-Sender 630 vorgesehen wird, zu empfangen. In der 11 wird das gesendete HF-Signal von Antenne 710 empfangen und an einen Diversity-RAKE-Empfänger vorgesehen, der aus einem Analogempfänger 712 und Digitalempfänger 714 besteht. Das Signal, das an Antenne 710 empfangen wird und an Analogempfänger 712 vorgesehen wird, kann aus Mehrwegeausbreitungen derselben Pilot- und Datensignale, die für einzelne oder mehrere Teilnehmerempfänger bestimmt sind, bestehen. Analogempfänger 712, der in dem beispielhaften Ausführungsbeispiel als ein QPSK-Modem konfiguriert ist, setzt die Frequenz herunter und digitalisiert das empfangene Signal in zusammengesetzte I- und Q-Komponenten. Die zusammengesetzten I- und Q-Komponenten werden an Digitalempfänger 714 für die Demodulation vorgesehen. Die demodulierten Daten werden dann an Digitalschaltung 716 zum Kombinieren, Deinterleaving bzw. Entschachteln und zum Decodieren vorgesehen.
Jede I- und Q-Komponentenausgabe vom Analogempfänger 712 kann aus Mehrwegeausbreitungen eines identischen Pilots und entsprechenden Informationssignalen bestehen. In dem Digitalempfänger 714 werden bestimmte Mehrwegeausbreitungen des gesendeten Signals, wie sie durch einen Sucheempfänger 715 in Kombination mit einem Steuerelement 718 ausgesucht werden, jeweils durch einen unterschiedlichen Datenempfänger von mehreren Datenempfängern oder Demodulatoren 720a–720c verarbeitet, auf die auch als "Finger" Bezug genommen wird. Obwohl nur drei Datendemodulationsfinger (Demodulatoren 720a–720c) in der 11 dargestellt sind, sei anzumerken, dass mehr oder weniger Finger verwendet werden können. Aus den zusammengesetzten I- und Q-Komponenten extrahiert jeder Finger durch Entspreizung die I- und Q-Komponenten RI und RQ des Pilots und der Datensignale entsprechend eines bestimmten Pfades bzw. Weges.
Die I- und Q-Komponenten des Pilotsignals für jeden Finger können so gesehen werden, als ob sie einen Pilotvektor bilden und die I- und Q-Komponenten der I-Kanal- und Q-Kanal-Daten bilden ein Paar von Datenvektoren. Gemäß der Erfindung werden diese I- und Q-Komponenten der Pilot- und Datenvektoren von der empfangenen Signalenergie extrahiert, um Schätzungen der I-Kanal- und Q-Kanal-Daten zu erzeugen. Das Pilotsignal wird typischerweise mit größerer Signalstärke als die Datensignale gesendet und somit ist der Betrag des Pilotsignalvektors größer als die empfangenen Datensignalvektoren. Demgemäß kann der Pilotsignalvektor dazu verwendet werden, eine genaue Phasenreferenz für die Signalverarbeitung vorzusehen.
In der Übertragungsverarbeitung breiten sich die Pilot- und Datensignale, wie sie gesendet werden, entlang desselben Weges zu dem Empfänger aus. Aufgrund des Kanalrauschens wird das empfangene Signal jedoch im Allgemeinen von dem gesendeten Phasenwinkel versetzt sein. Die Formulierung der Punkt- d. h. der Skalarprodukte des Pilotsignalvektors mit den I-Kanal- und den Q-Kanal-Datensignalvektoren wird, wie es hierin offenbart ist, verwendet, um die I-Kanal- und Q-Kanal-Daten von dem Signal, das von dem ausgewählten Empfängerfinger empfangen wird, zu extrahieren. Insbesondere wird das Skalarprodukt verwendet, um die Beträge der Komponenten der Datenvektoren, die In-Phase mit dem Pilotvektor sind, zu finden, und zwar durch Projizieren der Pilotvektoren auf jeden der Datenvektoren. Eine Prozedur zum Extrahieren des Pilotsignals von der Signalenergie, die von dem ausgewählten Empfängerfinger empfangen wird, ist unten unter Bezugnahme auf 8 beschrieben und ebenso in dem ebenfalls anhängigen US-Patent Nr. 5,506,865, eingereicht am 24. November 1992, betitelt "PILOT CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT", die dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist.
Wiedergewinnung der coset-codierten Symbolteilströme
Im Folgenden wird im Detail die Wiedergewinnung eines einzelnen Coset-codierten Teilstromes a(i) aus den I-Kanal-gesendeten Daten beschrieben, wobei
a(i) = A(i)⊕S_i = (A_i1⊕s_i1, ..., A_i1⊕s_ip)
Es wird angenommen, dass vor der Übertragung zu einem j-ten (8) der N Empfänger über die I- und Q-Kanäle der Teilstrom a(i) zu einer realen Sequenz r(i) konvertiert wird, wobei:
Nach der Spreizung durch die Walsh-Wellenform W_j und durch die Sequenzen PN_I bzw. PN_Q können die resultierenden Sequenzen S_Ij und S_Qj, die für den j-ten Empfänger bestimmt sind, wie folgt dargestellt werden
Das zusammengesetzte Signal, das zu den "N" Empfängern innerhalb einer bestimmten Zelle gesendet wird, ist gegeben durch S(t) = I ~cos(ωot) – Q ~sin(ωot)wobei
Aus Gründen der Klarheit wird angenommen, dass das Signal S(t) sich über einen m-ten Übertragungsweg zu dem j-ten Empfänger ausbreitet, was es ermöglicht, das Signal R_j(t), das von diesem empfangen wird, wie folgt auszudrücken: Rj(t) = I ~cos(ωot + θ) – Q ~sin(ωot + θ) + n(t)wobei das Signal R_j(t) eine zufällige Phasenverschiebung von θ relativ zu der Lokalreferenz des Empfängers besitzt, und wobei n(t) das inhärente Signalinterferenzrauschen bezeichnet.
Bezug nehmend auf die Blockdiagrammdarstellung der 12 wird gezeigt, dass der j-te Empfänger einen Satz von "r" demodulierenden Fingern 720 beinhaltet, die angeordnet sind, um das Signal R_j(t), wie es über "r" Übertragungswege empfangen wird, zu verarbeiten. Das Signal R_j(t), das über den tuten Weg gesendet wird, wird durch einen Bandpassfilter mit einer Transferfunktion h(t) gegeben und wird zu Zeiten t = kT_w abgetastet, wobei T_w die Periode zwischen aufeinander folgenden Chips in der zugewiesenen Walsh-Wellenform W_j bezeichnet. Diese Operationen erzeugen die I- und Q-Projektionen R_Im,k und R_Qm,k, die an den m-ten Demodulationsfinger 720 geliefert werden, wobei
wobei τ_m der Verzögerung, die dem m-ten Übertragungsweg zugeordnet ist, entspricht, und wobei die Rauschterme bzw. -ausdrücke N_i und N_q als Zufallsprozesse mit einem Nullmittel und einer Varianz σ² charakterisiert werden können. Gemäß der Erfindung werden Schätzungen der Sequenzen r(i), die über den m-ten Übertragungsweg gesendet werden, von den abgetasteten Projektionen R_Im,k und R_Qm,k mittels des m-ten Empfängerfingers 720 abgeleitet.
Bezug nehmend auf 13 wird ein Blockdiagramm des m-ten Empfängerfingers 720 gezeigt, das betrieben wird, um die abgetasteten Projektionen R_Im,k und R_Qm,k zu verarbeiten. Der Empfängerfinger 720 beinhaltet eine Demodulation/Entspreizungs- und Phasenrotationsschaltung 740 sowie eine Phasenschätzungs- und Zeiterfassungsschaltung 744. Gemäß der Erfindung wird die Schaltung 740 betrieben, um die abgetasteten Projektionen R_Im,k und R_Qm,k zu demodulieren, und zwar durch Ausführen eines ersten Satzes von Partialkorrelationen unter Verwendung der zugewiesenen Walsh-Wellenform W_j und der PN_I-Sequenz, und einem zweiten Satz von Partial-Korrelationen unter Verwendung der zugewiesenen Walsh-Wellenform und der PN_Q-Sequenz. Jede Partialkorrelation wird über ein Intervall von L/p-Walsh-Chips ausgeführt, wobei L die Länge der Walsh-Wellenformen W_j bezeichnet, die verwendet wird, um die "p" Symbolteilströme inhärent innerhalb der Sequenzen S_Ij und S_Qj abzudecken. Die Ergebnisse der Partialkorrelation werden dann in der Phase rotiert, um die Entscheidungsvariablen Ihat(m) und Qhat(m), die von dem tuten Empfängerfinger 720 ausgegeben werden, zu erzeugen. Diese Phasenrotation wird gemäß einer geschätzten Phasenverschiebung θ ^ zwischen der gesendeten Wellenform und einer lokal generierten Referenz ausgeführt. In einer bevorzugten Implementierung beinhaltet die Phasenschätzungs- und Zeiterfassungsschaltung 744 eine Phasenverriegelung (phase-locked) zum Generieren der Phasenschätzung θ ^.
Die Phasenschätzungs- und Zeiterfassungsschaltung 744 wird betrieben, um eine Schätzung des Pilotsignals (P_m), die über m-ten Pfad gesendet wird, auf der Basis der Zwischensignale, die durch die Schaltung 740 während der De modulation und Entspreizung der abgetasteten Projektionen R_Im,k und R_Qm,k erzeugt werden, vorzusehen. Das extrahierte Pilotsignal wird für die Phasenrotation der Partialkorrelation innerhalb der Schaltung 740, sowie für die zeitliche Ausrichtung innerhalb eines Abtastungskombinierers 750 (2) verwendet. Die Ergebnisse dieser unabhängigen Korrelationen werden verwendet, um das m-te Paar von Entscheidungsvariablen I(hat)(m) und Q(hat)(m) zu erzeugen, die an einen Abtastungskombinierer 750 (12) vorgesehen werden. Innerhalb des Abtastungskombinierers 750 werden die Entscheidungsvariablen Ihat(I), I = 1 bis r, die durch den Satz von "r" Empfängerfingern 720 erzeugt werden, zeitlich ausgerichtet und kombiniert, was auch für die Entscheidungsvariablen Qhat(m) gilt.
Bezug nehmend auf 14 wird gezeigt, dass der m-te Empfängerfinger 720 Multiplizierer 780 und 782 zum Empfangen der abgetasteten Projektionen R_Im,k und R_Qm,k mit der PN-Spreizrate von 1,2288 MHz beinhaltet. Ein Walsh-Generator 786 ist mit beiden Multiplizierern 780 und 782 verbunden, wobei dessen Ausgabe W_j mit den Projektionen R_Im,k und R_Qm,k multipliziert wird. Der Empfängerfinger 720 beinhaltet weiterhin PN-Generatoren 790, 792 zum Vorsehen der PN_I-Sequenz an Multiplizierer 798 und 800 und die PN_Q-Sequenz an Multiplizierer 802 und 804. Wie es in 14 angezeigt ist, werden die Walsh-demodulierten Projektionen R'_Im,k und R'_Qm,k von dem Multiplizierer 780 mit der PN_I-Sequenz bei Multiplizierer 798 multipliziert und mit der PN_Q-Sequenz bei Multiplizierer 802 multipliziert. Ähnlich wird die Ausgabe von Multiplizierer 782 mit der PN_I-Sequenz bei Multiplizierer 800 multipliziert und mit der PN_Q-Sequenz bei Multiplizierer 804 multipliziert.
Die Multiplizierer 798 und 800 korrelieren die Walsh-demodulierten Projektionen R'_Im,k und R'_Qm,k mit der PN_I-Sequenz. Ein geeignetes Timing wird zwischen der PN_I-Sequenz und den Sequenzen R'_Im,k und R'_Qm,k durch die Zeitausrichtungsschaltung (time allignment circuit) 810 beibehalten, wobei der Betrieb dieser unten diskutiert wird. Auf ähnliche Weise werden die Sequenzen R'_Im,k und R'_Qm,k mit der PN_Q-Sequenz mittels Multiplizierer 802 und 804 korreliert. Die korrelierten Ausgaben der Multiplizierer 798, 800, 802 und 804 werden dann an entsprechende I-Kanal-Akkumulatoren 814, 816 und Q-Kanal-Akkumulatoren 818, 820 vorgesehen. Akkumulatoren 814, 816, 818 und 820 akkumulieren die Eingabeinformation über L/p Walsh-Chips, wobei, wiederum L die Länge der Walsh-Wellenform W_j bezeichnet. Die Akkumulatoren 814, 816, 818 und 820 produzieren betriebsmäßig Partialkorrelationen A_In, A_Qn, B_In und B_Qn während jedem der "p" Partialkorrelationsintervalle mit Länge L/p Walsh-Chips (d. h. n = 1 bis p), die während jeder Walsh-Wellenform auftreten. Die Partialkorrelationen A_In, A_Qn, B_In und B_Qn werden an Verzögerungselemente 824, 826, 828 und 830 durch entsprechende Schaltelemente 834, 836, 838 und 840 vorgesehen. Die Schaltelemente werden von einer normal geöffneten Position am Ende eines jeden Partialkorrelationsintervalls gemäß Timing-Signalen, die von der Zeitausrichtungsschaltung 810 vorgesehen werden, geschlossen. Die Partialkorrelationen A_In und A_Qn, die durch die I-Kanal-Akkumulatoren 814 und 816 am Schluss des n-ten Korrelationsintervalls erzeugt werden, können wie folgt ausgedrückt werden:
wobei anzumerken sei, dass die Partialkorrelationen B_In und B_Qn auf im Wesentlichen ähnliche Weise dargestellt werden können. Bezug nehmend auf Gleichung (12) und (13) stellen die Terme r_jn, j = 1 bis p, kollektiv eine Schätzung der "p" Integralwerte, die in der Realsequenz r(i), die durch Gleichung (5) definiert ist, dar. Bezug nehmend wiederum auf 14 beinhaltet die Phasenschätzungs- und Zeittracking- bzw. -erfassungsschaltung 744 eine Pilotextrahierungsschaltung 850 zum Erzeugen von Pilotphasensignalen, die verwendet werden, um die zeitliche Ausrichtung innerhalb des Empfängerfingers 720 beizubehalten. Die Pilotextrahierungsschaltung 850 beinhaltet einen Multiplizierer 854, an den die Ausgaben von Multiplizierern 798 und 802 vorgesehen werden, sowie einen Multiplizierer 856 zum Multiplizieren der Ausgaben von Multiplizierern 800 und 804. Die Schaltung 850 beinhaltet weiterhin Walsh-Generatoren 862 und 864, die operativ sind, um die Walsh-Wellenformen W_i bzw. W_o an Multiplizierer 866 zu liefern. Die resultierende demodulierende Wellenform W_iW_o, die durch Multiplizierer 866 erzeugt wird und auf geeignete Weise zeitlich aufgrund der Timinginformation, die von Schalter 810 an Walsh-Generatoren 862, 864 vorgesehen wird, ausgerichtet ist, wird an Multiplizierer 868 und 870 vorgesehen. Die Wellenform W_iW_o wird mit der Ausgabe vom Multiplizierer 854 mit Multiplizierer 868 multipliziert, während Multiplizierer 870 dieselbe Operation ansprechend auf die Wellenform W_iW_o und der Ausgabe, die vom Multiplizierer 856 vorgesehen wird, ausführt.
Die Ausgaben von Multiplizierern 868 und 870 werden jeweils mit Pilotextrahierungsakkumulatoren 874 und 878 über ein Intervall akkumuliert, das so ausgewählt ist, dass eine Generierung einer Unbiased-Schätzung der Phase des empfangenen Pilotsignals sichergestellt ist. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel überspannt das Akkumulierungsintervall eine Zeitperiode der Dauer 2rL, wobei wie oben aufgezeigt, L der Walsh-Symbolperiode entspricht. Dieses Akkumulierungsintervall findet normalerweise über die Zeitperioden der Länge rL statt, die unmittelbar vor und nach der Zeit, zu der eine Schätzung der Pilotphase erwünscht wird, auftritt. Die zeitliche Ausrichtung zwischen den Ausgaben, die von den Akkumulatoren bzw. Akkumulierern 814, 816, 818 und 820 erzeugt werden und den Ausgang von den Pilotextrahierungsakkumulatoren 874 und 880 wird durch die Verzögerungselemente 824, 826, 828 und 830 beibehalten. Die Signalverzögerung, die durch jedes der Verzögerungselemente 824, 826, 828 und 830 bewirkt wird, wird von einer Dauer gewählt, die äquivalent ist zu dem Intervall, das von den "r" zukünftigen Walsh-Symbolen überspannt wird. Demgemäß wird bei der Generierung der Pilotschätzung entsprechend zu den n-ten Partialkorrelationen A_In und A_Qn ein Satz von Datenabtastungen D_j, wobei (L/p)(n – r) + 1 ≤ j ≤ (L/p)(n + r), durch die Akkumulierer 847 und 878 akkumuliert. Die Signale, die von den Pilotextrahierungsakkumulatoren 882 und 886 erzeugt werden, entsprechen I-Kanal- und Q-Kanal-Projektionen des Pilot-(P_m)-Signals, das über den m-ten Weg gesendet wird, und kann wie folgt dargestellt werden:
Bezug nehmend auf 14 werden die I-Kanal- und Q-Kanal-Projektionen des Pilotsignais jeweils an beide, den I-Kanal-Phasenrotierer 850 und den Q-Kanal-Phasenrotierer 852 vorgesehen. Der I-Kanal-Phasenrotierer 850 erzeugt eine Sequenz von Ausgabedatenwerten, die einer Schätzung der Sequenz r(t), die über den m-ten Weg gesendet wurde, gewichtet durch das Pilotsignal P_m entspricht. Der Entscheidungsausdruck I ^_n(m), der durch den I-Kanal-Phasenrotierer 850 am Ende des n-ten Korrelationsintervalls generiert wird, kann wie folgt dargestellt werden:
Der Abtastungskombinierer 750 (12) kombiniert die I-Kanal-Entscheidungsausdrücke I ^_n(i), i = 1 bis r, die durch die Fingerdemodulatoren 720 während des n-ten Korrelationsintervalls erzeugt werden, in einen zusammengesetzten Entscheidungsausdruck I ^_cn und kombiniert die Q-Kanal-Entscheidungsvariablen
in einen zusammengesetzten entscheidungsausdruck Q ^_cn. Die zusammengesetzten Entscheidungsausdrücke (composite decision terms) I ^_cn und Q ^_cn werden seriell an den Kombinierer 750 als die Sequenzen,
I ^_c = (I ^₁, ..., I ^_p), und
Q ^_c = (Q ^₁, ..., Q ^_p)
ausgegeben, wobei die Indizes eine Entsprechung zu den "p"-Symbolteilströmen kombiniert in die Realsequenz r(i) anzeigen. Die zusammengesetzten Entscheidungssequenzen I ^_c und Q ^_c werden an I-Kanal- und Q-Kanal-Multiplexer 870 und 874 vorgesehen, die jeweils die parallelen Ausgaben
I ^_c ^T= (I ^₁, ..., I ^_p)^T, und
Q ^c^T = (Q ^₁, ..., Q ^_p)^T
erzeugen.
Gemäß der Erfindung wird ein Satz von Schätzungen A ^_I(i) des Eingabesymbolstroms A ^_I(i), gesendet über den I-Kanal, wobei i = 1 bis p, generiert durch Ausführen einer Dekorrelation der Entscheidungsequenz I ^_c basierend auf den Coset-Codes, die innerhalb der Sequenz r(i) inhärent sind. Genauer gesagt wird eine Schätzung des i-ten Symbolstroms A_I(i) durch die folgende Berechnung des inneren Produkts von r(i) mit der Entscheidungssequenz I ^_I(i) hergestellt:
wobei c_i,n den n-ten Ausdruck der Coset-Codes c_i bezeichnet, der verwendet wird, um den i-ten Symbolstrom zu codieren. Die Berechnung, die in Gleichung (18) spezifiziert ist, beruht auf der Orthogonalität zwischen den für die Codierung der Eingabesymbolströme verwendeten Coset-Codes. Das heißt
für alle j ≠ j. Für p ≥ 4 kann die Gleichung (18) gelöst werden durch Ausführen, zum Beispiel einer schnellen Hadamard-Transformation bzw. Fast Hadamard Transform (FHT) auf die Sequenzen I ^_c ^T, die von dem Multiplexer 870 (12) vorgesehen wird. Die Symbolstromschätzungen werden dann deinterleaved bzw. entschachtelt und decodiert, um die gesendeten Daten zu schätzen.
Die vorhergehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele wird vorgesehen um es einem Fachmann zu ermöglichen, die vorliegende Erfindung herzustellen oder zu verwenden. Die verschiedenen Modifikationen dieser Ausführungsbeispiele werden dem Fachmann leicht offensichtlich und die Grundprinzipien, die hierin definiert sind, können auf andere Ausführungsbeispiele angewendet werden, ohne dabei erfinderisch tätig zu werden.

Claims

Ein Sender (150) zum Modulieren eines Informationssignals für die Übertragung über zumindest einen Kommunikationskanal in einem Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem (spread spectrum communication system), wobei der Sender Folgendes aufweist: Mittel zum Demultiplexieren (170) des Informationssignals in einen Satz von Informationsteilsignalen bzw. -untersignalen mit äquivalenter Datenrate für eine gleichzeitige Übertragung in dem Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem, zumindest ein Mittel zum Kombinieren (180, 190) eines jeden Informationsteilsignals des Satzes von Informationsteilsignalen mit einem Code aus einem Satz von Coset-Codes bzw. Nebenklassen-Codes um einen Satz von coset-kodierten Teilsignalen zu erzeugen; zumindest ein Mittel zum Kombinieren (200, 205) des Satzes von coset-kodierten Teilsignalen und zum Generieren eines zusammengesetzten coset-kodierten Signals; Mittel zum Generieren (180, 190) eines Orthogonal-Funktions-Signals; und mindestens ein Mittel zum Modulieren (210, 200, 205) eines erwähnten zusammengesetzten coset-kodierten Signals mit dem Orthogonal-Funktions-Signal, um ein moduliertes Signal vorzusehen.
Sender (150) nach Anspruch 1, der weiterhin Folgendes aufweist: zumindest ein Mittel zum Generieren (215, 220) eines Pseudozufallsrauschsignals eines vorbestimmten PN-Codes und zumindest ein Mittel zum Kombinieren (200, 205) des modulierten Signals mit dem Pseudozufallsrauschsignals des vorbestimmten PN-Codes, um so ein Ausgabesignal vorzusehen.
Sender (150) nach Anspruch 2, der weiterhin Folgendes aufweist: zumindest ein Mittel zum Modulieren (200, 205) eines Trägersignals mit einer vordefinierten Phasenbeziehung mit dem Ausgabesignal, um ein moduliertes Trägersignal zu produzieren.
Sender (150) nach Anspruch 3, der weiterhin Folgendes aufweist: Mittel zum Senden (225) eines erwähnten modulierten Trägersignals über den Kommunikationskanal.
Sender (150) nach Anspruch 4, wobei der Kommunikationskanal entweder ein In-Phasen-Kommunikations-I-Kanal- oder ein Quadratur-Kommunikations-Q-Kanal ist.
Sender (150) nach Anspruch 4, wobei das Pseudo-Zufalls-Rauschsignal ein In-Phasen-I-Pseudozufallsrauschsignal ist; das Trägersignal ein I-moduliertes Trägersignal ist; und der zumindest eine Kommunikationskanal ein In-Phasen-Kommunikations-I-Kanal ist.
Sender (150) nach Anspruch 4, wobei das Pseudozufallsrauschsignal ein Quadratur-, Q, Phasenpseudozufallsrauschsignal ist; das Trägersignal ein Q-moduliertes Trägersignal ist; und der zumindest eine Kommunikationskanal ein Quadratur-Kommunikations-Q-Kanal ist.
Sender (150) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die oder jede der Mittel zum Kombinieren (180, 190) eines jeden Informationsteilsignals mit einem Code aus einem Satz von coset-Codes Folgendes aufweist: Replikations- bzw. Vervielfältigungsmittel (305) zum Replizieren des Informationsteilsignals in einen Satz von identischen Symbolströmen, Multiplikationsmittel zum Multiplizieren (310) eines jeden Symbolstroms innerhalb eines jeden Satzes mit einem Coset-Code-Koeffizienten, der in dem erwähnten einen Code eines Satzes von Coset-Codes enthalten ist, und zwar um einen Satz von Zwischensequenzen vorzusehen, und ein Multiplexer (315) zum Kombinieren der Zwischensequenzen innerhalb eines jeden erwähnten Satzes, um einen Satz von coset-kodierten Teilsignalen vorzusehen.
Sender (150) nach einem der vorhergehenden Ansprüchen, wobei die oder jede der Mittel zum Kombinieren (180, 190) einen Satz von coset-kodierten Teilsignalen und zum Generieren eines zusammengesetzten coset-kodierten Signals Mittel aufweisen zum Konvertieren (380) der coset-kodierten Teilsignale in ganzzahlige bzw. Integer-Werte, die aus einem Satz von Integern, der +1 und –1 enthält, ausgewählt werden.
Sender (150) gemäß Anspruch 1, der weiterhin Folgendes aufweist: Zwei Kombinierungsmittel (350, 360), jeweils zum Kombinieren der Informationsteilsignale des Satzes von Informationsteilsignalen mit jeweiligen coset-Codes, um die jeweiligen ersten und zweiten Sätze von coset-kodierten Teilsignalen zu Erzeugen, wobei die Coset-Codes gegenseitig bzw. zueinander orthogonal sind, zwei Kombinierungs- und Generierungsmittel (200, 215) zum Kombinieren eines jeweiligen erwähnten ersten oder zweiten Satzes von coset-kodierten Teilsignalen und zum Generieren jeweiliger zusammengesetzter coset-kodierten Signale; und zwei Modulierungsmittel zum Modulieren (210, 200, 205) eines jeweiligen ersten oder zweiten zusammengesetzten coset-kodierten Signals mit dem orthogonalen Funktionssignal, um erste und zweite modulierte Signale vorzusehen.
Sender (150) nach Anspruch 10, wobei der Sender weiterhin Folgendes aufweist: Mittel zum Generieren von In-Phasen-Pseudozufallsrausch-, PN_I(647), und Quadratur-Phasen-Pseudozufallsrausch-, PN_Q (648), Signalen von vorbestimmten PN-Codes und Mittel zum Kombinieren (402) des PN_I-Signals mit dem ersten modulierten Signal um ein I-Ausgabesignal vorzusehen, und zum Kombinieren (404) des PN_Q-Signals mit dem zweiten modulierten Signal um ein Q-Ausgabesignal vorzusehen.
Sender (150) nach Anspruch 11, der weiterhin Mittel (210, 200; 205) zum Modulieren von In-Phasen-, I, und Quadratur-Phasen, Q, Trägersignale mit den jeweiligen erwähnten I- und Q-Ausgabesignalen aufweist, um ein I-moduliertes Trägersignal und ein Q-moduliertes Trägersignal zu erzeugen.
Sender (150) nach Anspruch 12, der weiterhin Mittel aufweist zum Sendete (225) der I-modulierten und der Q-modulierten Trägersignale über I- bzw. Q-Kommunikationskanäle.
Sender (150) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 10 bis 13, wobei jedes Kombinierungsmittel (350, 360) Folgendes aufweist: Replikationsmittel zum Replizieren eines jeden Informationsteilsignals in einen Satz von identischen Symbolströmen, Multiplikationsmittel zum Multiplizieren eines jeden Symbolstroms innerhalb eines jeden erwähnten Satzes mit einem Coset-Code-Koeffizienten, der in dem erwähnten einem Code der jeweiligen Coset-Codes enthalten ist, und zwar um einen Satz von Zwischensequenzen vorzusehen, und ein Multiplexer zum Konvertieren der Zwischensequenzen innerhalb eines jeden erwähnten Satzes, um einen Satz von Coset-kodierten Teilsignalen vorzusehen.
Sender (150) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 10 bis 14, wobei jedes der Kombinierungs- und Generierungsmittel (200, 205) Mit tel aufweisen zum Konvertrieren der coset-kodierten Teilsignale in Integer-Werte, die aus einem Satz von Integer-Werten, der +1 und –1 aufweist, ausgewählt werden.
Ein Verfahren zum Modulieren eines Informationssignals für die Übertragung über zumindest einen Kommunikationskanal in einem Spreiz-Spektrum-Kommunikations-System, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: demultiplexieren des Informationssignals in zumindest einen Satz von Informationsteilsignalen mit äquivalenten bzw. gleichen Datenraten für die gleichzeitige bzw. simultane Übertragung in dem Spreiz-Spektrum-Kommunikations-System, Kombinieren eines jeden Informationsteilsignals des Satzes von Informationsteilsignalen mit einem Code aus einem Satz von coset-Codes, um einen Satz von coset-kodierten Teilsignalen zu erzeugen; Kombinieren des Satzes von coset-kodierten Teilsignalen und Generieren eines zusammengesetzten coset-kodierten Signals; Generieren eines Orthogonal-Funktions-Signals; und Modulieren eines zusammengesetzten coset-kodierten Signals mit dem Orthogonal-Funktions-Signal, um ein moduliertes Signal vorzusehen.
Verfahren nach Anspruch 16, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Generieren eines Pseudozufallrauschsignals eines vorbestimmten PN-Codes, und Kombinieren des modulierten Signals mit dem Pseudozufallsrauschsignal des vorbestimmten PN-Codes, um ein Ausgabesignal vorzusehen.
Verfahren nach Anspruch 16 oder 17, das weiterhin den Schritt des Modulierens eines Trägersignals einer vordefinierten Phasenbeziehung mit dem Ausgabesignal aufweist, um ein moduliertes Trägersignal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 18, das weiterhin den Schritt des Sendens des modulierten Trägersignals über dem Kommunikationskanal aufweist.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei der zumindest eine Kommunikationskanal entweder ein In-Phasen-Kommunikations-I-Kanal oder ein Quadratur-Kommunikations-Q-Kanal ist.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei das Pseudozufallrauschsignal ein In-Phasen-, I, Pseudozufallrauschsignal ist; das Trägersignal ein I-moduliertes Trägersignal ist; und der zumindest eine Kommunikationskanal ein In-Phasen-Kommunikations-I-Kanal ist.
Das Verfahren nach Anspruch 19, wobei das Pseudozufallsrauschsignal ein Quadratur-Q-Phasenpseudozufalls-rauschsignal ist; das Trägersignal ein Q-moduliertes Trägersignal ist; und der zumindest eine Kommunikationskanal ein Quadratur-Kommunikations-Q-Kanal ist.
Das Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 22, wobei der Schritt des Kombinierens eines jeden Informationsteilsignals mit einem Code aus einem Satz von Coset-Codes die folgenden Schritte aufweist: Replizieren eines jeden informationsteilsignals in einen Satz von identischen Symbolströmen, Multiplizieren eines jeden Symbolstroms innerhalb eines jeden Satzes mit einem Coset-Code-Koeffizienten, der in einem Code eines Satzes von Coset-Codes enthalten ist, und zwar um einen Satz von Zwischensequenzen vorzusehen und Kombinieren der Zwischensequenzen innerhalb eines jeden erwähnten Satzes, um einen Satz von coset-kodierten Teilsignalen vorzusehen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 23, wobei der Schritt des Kombinierens der coset-kodierten Signale das Konvertieren der coset-kodierten Signale in ganzznhlige Werte, ausgewählt aus einem Satz von Integern, der +1 und –1 aufweist, beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 16, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Kombinieren von Informationsteilsignalen eines Satzes von Informationsteilsignalen mit einem jeweiligen Coset-Code, um jeweilige erste und zweite Sätze von coset-kodierten Teilsignalen zu erzeugen, wobei die Coset-Codes bzw. die Nebenklassencodes gegenseitig orthogonal sind; Kombinieren des jeweiligen ersten bzw. zweiten Satzes von coset-kodierten Teilsignalen und Generieren erster bzw. zweiter zusammengesetzter coset-kodierten Signale; und Modulieren eines jeden der zusammengesetzten coset-kodierten Signale mit dem Orthogonal-Funktions-Signal, um ein erstes moduliertes Signal und ein zweites moduliertes Signal vorzusehen.
Verfahren nach Anspruch 25, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Generieren von In-Phasen-Pseudozufallsrauschen-, PN_I, und Quadratur-Phasen-Pseudozufallsrauschen-, PN_Q, Signalen von vorbestimmten PN-Codes, Kombinieren des PN_I-Signals mit dem ersten modulierten Signal, um ein I-Ausgabesignal vorzusehen und Kombinieren des PN_Q-Signals mit dem zweiten modulierten Signal, um ein Q-Ausgabesignal vorzusehen.
Verfahren nach Anspruch 25 oder 26, das weiterhin den Schritt des Modulierens von In-Phasen-, I, und Quadratur-Phasen-, Q, Trägersignalen mit dem I- bzw. Q-Ausgabesignalen, um ein I-moduliertes Trägersignal und ein Q-moduliertes Trägersignal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 27, das weiterhin den Schritt des Sendens der I-modulierten und der Q-modulierten Trägersignale über I- bzw. Q-Kommunikationskanäle aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 25 bis 28, wobei der Schritt des Kombinierens von Informationsteilsignalen mit einem jeweiligen Coset-Code die folgenden Schritte aufweist: Replizieren eines jeden Informationsteil-Signals in einen Satz von identischen Symbolströmen; Multiplizieren eines jeden Symbolstroms innerhalb eines jeden Satzes mit einem Coset-code-Koeffizienten, der in einem Code des Satzes von Coset-Codes enthalten ist, um einen Satz von Zwischensequenzen vorzusehen; und Kombinieren der Zwischensequenzen innerhalb eines jeden erwähnten Satzes, um einen Satz von coset-kodierten Teilsignalen vorzusehen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 25 bis 29, wobei der Schritt des Kombinierens der coset-kodierten Signale den Schritt des Konvertierens der coset-kodierten Signale in Integer-Werte aufweist, die aus einem Satz von Integern, der +1 und –1 aufweist, ausgewählt werden.
Ein Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem zum Modulieren eines Informationssignals, das auf In-Phasen-, I, und Quadratur-Phasen-, Q, Kommunikationskanälen gesendet wird, und zwar unter Verwendung eines Trägersignals und einer Kopie des Trägersignals in Phasen-Quadratur hiermit, wobei das System einen Sender (150) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 15 aufweist.
Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem nach Anspruch 31, das weiterhin einen Empfänger (712, 714) aufweist, der wiederum Folgendes aufweist: Mittel zum Produzieren einer Schätzung des Informationssignals gemäß I-modulierter und Q-modulierter Trägersignale empfangen über die I- und Q-Kommunikationskanäle.
Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem nach Anspruch 32, wobei der Empfänger (712, 714) weiterhin Mittel beinhaltet zum Produzieren von Zwischenempfangssignalen und zwar durch das Modulieren des empfangenen Trägersignals mittels einer Kopie des Orthogonal-Funktions-Signals.
Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 31 bis 33, wobei der Empfänger (712, 714) weiterhin Folgendes aufweist: Mittel zum Generieren eines ersten Entspreizsignals durch Replizieren des PN_I-Signals und erste Mittel zum Korrelieren des Zwischenempfangssignals unter Verwendung des ersten Entspreizsignals, um einen ersten Satz von In-Phasen-, I, und Quadratur-Phasen-, Q, Projektionssignalen vorzusehen.
Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem nach Anspruch 34, das weiterhin Folgendes aufweist: Mittel zum Kombinieren (714) des Orthogonal-Funktionssignals mit einem Pilotsignal, um ein moduliertes Pilotsignal vorzusehen; Mittel zum Senden des modulierten Pilotsignals über einen Pilotkanal.
Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem nach Anspruch 35, wobei der Empfänger (712, 714) weiterhin Folgendes aufweist: Mittel zum Demodulieren (720) des modulierten Pilotsignals, das über den Pilotkanal gesendet wird, Mittel zum Erzeugen einer Schätzung (744) des Pilotsignals, das über den Pilotkanal gesendet wird, erste Phasenrotationsmittel (714) zum Generieren der Schätzung des ersten Informationssignals auf der Basis des ersten Satzes der erwähnten I- und Q-Projektionen und der Schätzung des Pilotträgersignals.
Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem nach Anspruch 36, wobei der Empfänger (712, 714) weiterhin Folgendes aufweist: Mittel zum Generieren (790, 792) eines zweiten Entspreizungssignals bzw. Entspreizsignals durch Replizieren des PN_Q-Signals, und zweite Mittel zum Korrelieren (802, 804) des Zwischenempfangsignals unter Verwendung des zweiten Entspreizsignals, um einen zweiten Satz von In-Phasen-, I, und Quadratur-Phasen-, Q, Projektionssignalen vorzusehen.
Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem nach Anspruch 37, wobei der Empfänger (712, 714) weiterhin zweite Phasenrotationsmittel zum Generieren einer Schätzung des zweiten Informationssignals auf der Basis des zweiten Satzes von I- und Q-Projektionen und der Schätzung des gesendeten Pilotträgersignals aufweist.
Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem nach Anspruch 36, wobei der Empfänger (712, 714) weiterhin Mittel aufweist zum Verzögern des ersten Satzes von I- und Q-Projektionssignalen.
Ein Verfahren zum Vorsehen von In-Phasen-, I, und Quadratur-Phasen-, Q, Spreiz-Spektrum-Kommunikationskanälen in einem Codemultiplex-Vielfachzugriffs-Kommunikationssystem (code division multiple access (CDMA) communication system) über das Informationssignal gesendet wird, wobei das Verfahren das Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 16 aufweist.
Verfahren nach Anspruch 40, das weiterhin den Schritt des Empfangens von I-modulierten und Q-modulierten Trägersignalen, die über die I- und Q-Kommunikationskanäle gesendet werden, aufweist, und zwar zum Produzieren einer Schätzung des Informationssignals gemäß dieser Trägersignale.
Verfahren nach Anspruch 41, wobei der Schritt des Produzierens einer Schätzung des Informationssignals den Schritt des Demodulierens der empfangenden Trägersignale mittels Kopien des Orthogonal-Funktions-Signals, eines In-Phasen-Pseudozufallsrausch-(PN_I)-Signals und eines Quadratur-Phasen-Pseudozufallsrausch-(PN_Q)-Signals aufweist.