CN1224181C - 一种信道估计的方法及实现该方法的系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于扩频通信技术中的信道估计方法，该方法包括将发送端输入的数据源由一对互相正交的扩频码组进行扩频，形成双通道传输的两路信号，经合并后发送；在接收端再利用同样的正交扩频码组将所接收的信号分离成两个通道，并通过该双通道信号进行联合的信道估计。使采用本发明方法的通信系统的性能受移动装置运动速度的影响较小，因而能够有效克服高速移动带来的深衰落对信号幅度和相位的影响，同时可以保障在高速移动环境下应用更高维的调制方式，以保证高数据速率的传输。

Description

一种信道估计的方法及实现该方法的系统

技术领域

本发明涉及无线扩频通信与数字移动通信技术领域，特别涉及一种用于高数据速率传输和高速移动环境下的信道估计的方法及实现该方法的信号发送与接收系统。

发明背景

在现代高速移动通信中，出于对高数据速率的要求，使得对高维状态相移键控PSK(Phase Shift Keying)调制体制的研究逐渐成为无线通信中的核心内容之一。但多径与较大的多谱勒频移一直是限制多电平、多相位的调制方式在高速移动环境下应用的主要瓶颈。在高速移动环境中，影响PSK系统性能的主要因素是快衰落对PSK系统幅度和相位的影响。尤其是在深衰落环境中，幅度深衰落将严重的恶化系统的性能。为克服衰落信道的这些影响，必须进行有效的信道估计。特别是在第三代移动通信系统中，要求移动台适应高数据速率传输的要求，并要承受大约500Hz多谱勒频移的深衰落环境，对此，现有技术中已经存在若干种解决方案。例如，美国高通公司(Qualcomm)在第三代移动通信标准IS-2000中提出的主要解决方案是采用连续的导频信道估计，欧洲的Nokia，Errisson在WCDMA中提出的则是采用连续导频信道和专用导频信道的联合估计(Qualomm连续导频的具体方案可参阅Physical Layer Standard for ANSI/TIA/EIA_95_B；WCDMA中的联合导频信道估计方案可参阅3GPPTS25.211)。

连续导频只用于CDMA通信系统由基站向移动台的下行通信中。此时发射端用专门的一个信道来传导频信号，并和其它信道的信号一起发射。在接收端其它信道的信号和此导频信号相关，以消除在信道传输过程中带来的相位偏移，从而使各信道解调出原始信息。连续导频可以在一定程度上消除高速移动带来的深衰落的影响，但要求导频信道和其它所有信道的信号一起发射，且要占用一个专用的信道，因而要增加发射机的发射功率，所以连续导频只用于同步CDMA系统的下行通信(由基站向移动台)中。专用导频是在发射端的每个信道中，每隔一定的间隔传输一个导频符号，利用导频符号估计出的信道的参数对此导频符号之后的数据符号进行信道补偿，以消除信道对传输信号的影响。从专用导频的原理中很容易看出，在高速移动环境中，由于相邻符号之间的相关性减小，所以利用导频符号的信道估计值对其后的数据符号进行的补偿显然是不准确的，所以，这种解决方案不能有效地克服深衰落对信号幅度和相位的影响，不能保证在高速移动环境下应用更高维的调制方式。

发明内容

本发明的目的在于提出一种应用于高数据速率传输和高速移动环境下的信道估计方法，克服上述现有技术解决方案中所存在的技术问题和缺陷。

本发明的这种方法与现有技术的连续导频信道估计方法和专用导频信道估计方法相比，具有可以节约信号的发射功率，能够有效的克服深衰落对信号幅度和相位的影响，可以保证在高速移动环境下应用更高维的调制方式等优点。

本发明所提出的这种用于高数据速率传输和高速移动环境的新型信道估计方法，其特征在于不需要导频信号，由移动台或基站发送两个独立通道的信号，在接收端首先分离两路信号，然后分别对这两路信号进行正交解调，估计出在两个独立通道中传输信号的幅度和相位，通过适当的数学组合运算，首先获得估计相位正弦值的符号，再利用两个通道估计值的抵消方法，获得更精确的相位估计值，从而利用最大比值合并，形成判决信息。

根据本发明的方法，系统的性能受移动台的运动速度影响较小，即受多谱勒频移造成的快衰落的影响较小，因而能够有效的克服高速移动带来的深衰落对信号幅度和相位的影响，同时应用此种方法可以保障在高速移动环境下应用16PSK，32PSK，64PSK这些更高维的调制方式。

本发明的信道估计方法是通过在基站和移动台采用两个独立的通道来实现信道估计，因而可以称这种信道估计方法为双通道信道估计方法，下面简称CETC(Channel Estimation by using Two Channels)方法。以下通过公式的表述并结合附图来给出CETC方法的实现过程。从推导过程中，现有技术中的普通技术人员可以很容易的理解CETC方法进行信道估计的原理，并且从最后得出的估计结果中，可以看出CETC信道估计方法的优越性能。

附图简要说明

附图1是根据本发明方法的一个无线通信系统的基本框图。

附图2是根据本发明方法的一个优选实施方式框图。

附图3是根据本发明方法在700Hz多谱勒频移的超高速移动环境下及16PSK、32PSK高维状态调制时的性能仿真曲线图。

实施本发明的方式

参考附图1，发送端输入的数据源10经过双通道信号调制器11，12后，形成的两个信号为：

式中，I_k，Q_k为调制信息，E₀为发送信号能量，₀为初始相位，C₁(t)，C₂(t)，t∈[0，T]是码长为M的一组互相正交的扩频码组。

双通道信号调制器11、12可以是基带调制器或中频调制器，上述信号是采用中频调制器形成。

为便于下面的推导，现在令：

I_k＝a_kcos(φ_k)，Q_k＝a_ksin(φ_k)

其中a_k，_k分别为信号星座图中的信号点的幅度和相位。

此时，则有：

发送端形成的双通道信号经过加法器13和射频调制器14后，由发射天线15发射出去。

还参考附图1，发射信号经过衰落信道后，由接收天线20接收信号，经过射频解调器21，进入信道估计器22，该信号为下列两式的和：

式中h_ki，_ki为衰落信道对信号幅度和相位的影响，LT_c为最大的多径展宽，T_c为扩频码片的宽度，T＝MT_c，LT_c＜T。

参看附图2，在接收端的该信道估计器22中，经射频解调器21输出的中频接收信号30，在双通道的解扩解调器31、33中，由本地产生的两路扩频码将所接收的信号分离成两个通道，再利用两路本地产生的正交载波信号对这两个通道的信号进行解调，其中，两个通道通过相同的衰落信道，受到相同的加性高斯白噪声干扰。

本地产生的两路正交载波信号为：

$\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{C}_l(t-\mathrm{kT}-i{T}_c)\cos \left(\mathrm{\ω}(t-\mathrm{kT})\right),\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{C}_l(t-\mathrm{kT}-{\mathrm{iT}}_c)\sin \left(\mathrm{\ω}(t-\mathrm{kT})\right)$

其中，i表示第i路分集信号，i＝1，2，...，L；l＝1，2。

信号经过两路正交解扩解调器31，33后的表示式为：

$r_{1i}\left(t\right)=\sqrt{2E_0}\underset{k=1}{\mathrm{\Σ}}{a}_k{h}_{\mathrm{ki}}\cos ({\mathrm{\φ}}_k+{\mathrm{\Δ\γ}}_{\mathrm{ki}})+{\tilde{n}}_{1i}^{\′}\left(t\right),i=\mathrm{1,2},...,L$

$r_{2i}\left(t\right)=-\sqrt{2E_0}\underset{k=1}{\mathrm{\Σ}}{a}_k{h}_{\mathrm{ki}}\sin ({\mathrm{\φ}}_k+{\mathrm{\Δ\γ}}_{\mathrm{ki}})+{\tilde{n}}_{2i}^{\′}\left(t\right)$

${\hat{r}}_{1i}\left(t\right)=\sqrt{2E_0}\underset{k=1}{\mathrm{\Σ}}{a}_k{h}_{\mathrm{ki}}\cos ({\mathrm{\φ}}_k-{\mathrm{\Δ\γ}}_{\mathrm{ki}})+{\tilde{n}}_{1i}^{\′\′}\left(t\right),i=\mathrm{1,2},...,L$

${\hat{r}}_{2i}\left(t\right)=-\sqrt{2E_0}\underset{k=1}{\mathrm{\Σ}}{a}_k{h}_{\mathrm{ki}}\sin ({\mathrm{\φ}}_k-{\mathrm{\Δ\γ}}_{\mathrm{ki}})+{\tilde{n}}_{2i}^{\′\′}\left(t\right)$

解扩解调后的信号经过幅度相位分离器32，34后，再解出所估计的每一个信号的幅度和相位，其表示式为：

$A_{k1}\left(i\right)=\sqrt{r_{1i}^2\left(t\right)+r_{2i}^2\left(t\right)}$

$A_{k2}\left(i\right)=\sqrt{{\hat{r}}_{1i}^2\left(t\right)+{\hat{r}}_{2i}^2\left(t\right)},i=\mathrm{1,2},...,L$

然后，运算器35用来求出平均幅度

$A\left(i\right)=\frac{A_{k1}\left(i\right)+A_{k2}\left(i\right)}{2}$

将(1)*(3)-(2)*(4)，可得：

i＝1，2，...，L

运算器37用来完成运算(2)*(3)+(1)*(4)，此时得：

i＝1，2，...，L

从(5)，(6)式中，可以获得

的粗略估计值，因为(5)、(6)式中，除了第一项以外的其余各项均为噪声项，因而含有很大的噪声干扰，此时若按照此种方式估计，只有在较高信噪比时，才会有较好的性能。因此，还需要在此基础上，进行改进。

现在需要去掉噪声项的影响，为此，进行如下的运算：

运算器40用来完成(1)-(3)，此时有：

cos(Δ_ki+φ_k)-cos(Δ_ki-φ_k)+Δn₁(t)＝-2sin(Δ_ki)sin(φ_k)+Δn₁(t)

运算器38用来完成(2)-(4)，此时有：

sin(Δ_ki+φ_k)-sin(Δ_ki-φ_k)+Δn₂(t)＝2cos(Δ_ki)sin(φ_k)+Δn₂(t)

运算器41用来完成将(7)式的平方加上(8)式的平方，得到sin²(φ_k)的一个估计；运算器42用来完成：

$\cos \left(2{\widetilde{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{ik}}\right)=1-2{\sin }^2\left({\widetilde{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{ik}}\right),i=\mathrm{1,2},...,L$

$\sin \left(2{\widetilde{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{ik}}\right)=\sqrt{1-{\cos }^2\left(2{\widetilde{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{ik}}\right)},i=\mathrm{1,2},...,L$

从而得到cos(2φ_ik)，以及sin(2φ_ik)的估计幅值，但是极性不能确定。

从(7)，(8)两式中，可以看出用这种方式的估计要比用(5)，(6)式中的估计结果精确，因为此时噪声项要比(5)，(6)两式中的噪声项小的多。但是还有一个重要的问题，即sin(2φ_ik)的极性问题没有解决。此时可以利用运算器42求出的幅值，再利用运算器39求符号得到sin(2φ_ik)的极性，从而得到其较为精确的估计结果。

最后，在合并器36中将估计结果采用最大比值进行合并。

$\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{{\hat{A}}_k}^2\left(t\right)\cos \left(2{\widehat{\mathrm{\φ}}}_k\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{A}^2\left(i\right)\cos \left(2{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{ik}}\right)$

$\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{{\hat{A}}_k}^2\left(t\right)\sin \left(2{\widehat{\mathrm{\φ}}}_k\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{A}^2\left(i\right)\sin \left(2{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{ik}}\right)$

从上面的结果中，可以得到进行最大比值合并之后的cos(2φ_ik)，sin(2φ_ik)，由于这种信道估计方式的估计结果是2φ_k，而非φ_k，所以为保证2φ_k在解调时的唯一性，在发射端，必须将原有的16PSK，32PSK的信号星座图压缩一半。

最后，由附图1中所示的运算器23对信道估计器22的输出结果进行判决，获得最终的数据输出。

参考附图3，图中给出了在700Hz多谱勒频移的超高速移动环境下及16PSK，32PSK高维状态调制时，使用本发明的方法的性能仿真曲线，从图中可以看出，在高速移动环境下，使用32PSK的调制方式时，系统仍然具有极好的性能，这是采用连续的导频信道估计或采用连续导频信道和专用的导频信道的联合估计时所不能达到的(采用这两种信道估计方法时，由于这些方法不能有效的克服高速移动带来的快衰落的影响，在高速移动条件下只能应用4PSK这种低维的调制方式)，因而本发明方法是实现高速移动环境下高数据速率传输的一种优选方案。

Claims (9)

1、一种应用于扩频通信技术中的信道估计方法，其特征在于该方法包括将发送端输入的数据源由一对互相正交的扩频码组进行扩频，形成双通道传输的两路信号，经合并后发送；在接收端再利用同样的正交扩频码组将所接收的信号分离成两个通道，并通过该双通道信号进行联合的信道估计，具体的包括：(1)对由天线接收、经射频解调后输出的中频接收信号，利用所述的正交扩频码组进行解扩，将信号分离成两个通道，并分别进行信号解调；(2)对该解调后的双通道信号分别进行幅度和相位的分离；(3)对该幅度和相位分别进行运算，以消除衰落信道对信号的影响，确定幅度和相位；(4)根据运算结果进行最大比值合并；(5)判决并输出数据。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于对所述输入数据源进行扩频可以是基带调制，即先扩频再调制。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于对所述输入数据源进行扩频可以是中频调制，即先调制再扩频。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述的合并是将双通道传输的两路信号送入一加法器，加法器的输出再经射频调制由天线发送出去。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于步骤(2)所述的幅度运算是求双通道信号的平均幅度。

6、根据权利要求1或5所述的方法，其特征在于在发射端将原有的调制信号星座图压缩一半。

7、根据权利要求1所述的方法，其特征在于该两个通道信号通过相同的衰落信道，所受到的加性高斯白噪声干扰相同。

8、一种扩频通信技术中的信号发送接收系统，包括信号的发送端和接收端，其中发送端包括信号输入部分、扩频调制部分、射频调制部分及天线，接收端包括天线、射频解调部分、信道估计部分及判决并输出数据部分，其特征在于：

发送端的扩频调制部分为一双通道扩频调制解调器，其将信号输入部分输出的数据源由一对互相正交的扩频码组进行扩频以形成两路传输的信号；该两路信号均送入一信号合并装置，经合并后送入天线发送；

接收端的信道估计部分为一双通道信道估计器，所述双通道信道估计器包括双通道解扩解调装置、双通道幅度相位分离装置、运算装置及合并装置；其中由天线接收、经射频解调、本地中频解调输出的信号，经双通道解扩解调装置进行信道分离与解扩解调；经双通道幅度相位分离装置对双通道信号分别进行幅度和相位的分离；经运算装置对该幅度和相位分别进行运算，以消除衰落信道对信号的影响，确定幅度和相位；在合并装置根据运算结果进行最大比值合并。

9、根据权利要求8所述的系统，其特征在于：

所述的双通道的信号通过相同的衰落信道，所受到的加性高斯白噪声干扰相同。

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