CN101176325B - 一种通信系统中十六进制正交幅度调制的软解调的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种通信系统中十六进制正交幅度调制的软解调方法，本发明通过估计业务信道的接收功率，得到十六进制正交幅度调制星座的平均功率；再对所接收的中频信号进行载波剥离，得到同相符号序列信息I和正交符号序列信息Q；根据十六进制正交幅度调制时输入的二进制比特序列与I、Q支路的星座映射关系，确定不同判决区段及其对应的差错概率判决曲线，并据此在不同判决区段利用对应的判决曲线对得到的同相符号序列信息与正交符号序列信息进行判决，以得到实值软信息序列，最后将所得到的实值序列输入到译码器中，进行纠错译码，译出与发送比特对应的接收比特序列。本发明充分结合了硬判决和软判决的优点，算法简单，易于实现。

Description

一种通信系统中十六进制正交幅度调制的软解调的方法
技术领域
本发明涉及一种软解调方法，尤其涉及一种通信系统中十六进制正交幅度调制(16 Quadrature Amplitude Modulation，以下简称16QAM)的软解调方法。
背景技术
自适应调制编码(Adaptive Modulation and Coding，以下简称AMC)是移动通信系统中广泛采用的链路自适应技术，通过自适应选择链路调制和编码方式来适应链路的衰落情况，从而达到增加系统容量和改善通信质量的目的。
AMC策略经常采用的调制方式有正交相移键控(Quadrature Phase ShiftKeying，以下简称QPSK)和16QAM两种。16QAM比QPSK有更高的带宽效率(是QPSK的两倍)，但其功率效率却比QPSK低，即为达到相同的误码率(Bit Error Rate，以下简称BER)，16QAM需要的Eb/No(每比特能量与噪声功率谱密度的比值)要高于QPSK，换言之，16QAM更不容易解调，其原因在于16QAM的星座点比QPSK要密集，解调过程既需要估计相位，又需要估计幅度。
接收端解调时有两种方法：硬判决解调和软判决解调。前者的主要思想是解调时就硬判决出与调制器输入端对应的比特信息，即输入到译码器的是硬判决后的二进制比特信息，译码器使用已知的码字结构去判断编码器输入端的码字。硬判决并不是一个很好的方法，因为对于每次硬判决，解调器都要丢失一些可能会用到的信息。采用将编码和调制结合的方法，解调器就不会将一些错误传递到译码器。解调器只是对各种符号进行暂时的估计，通常被称作软判决，这样就可以不丢失一些对于译码器来说有用的信息。一般情况下，采用软判决，信号的Eb/No会相对于硬判决具有2dB的优势，因此实际系统中大多采用软判决方式。
QPSK调制时一个符号承载两个比特信息，分别映射到I(同相)支路和Q(正交)支路上，接收端在软解调时，只要将接收到的载波剥离后的符号的同相部分映射到I支路上，正交部分映射到Q支路上，即可实现软解调，即I支路和Q支路分别对应一个二进制比特的实值信息，软解调后的实值信息串并转换发送到译码器即可实现软判决译码。而对于16QAM，实现软解调就比较复杂了，这主要因为16QAM调制时一个符号承载四个比特信息，分别有两个比特信息映射到I支路和Q支路上，接收端在软解调时，接收到的载波剥离后的符号的同相部分对应两个比特信息，同样正交部分也对应两个比特信息，且符号对应的星座幅度也不同。
图1给出了典型的16QAM编码调制/解调译码基本框图，传输块在添加循环冗余校验(Cyclic Redundancy Check，以下简称CRC)比特后，输入到Turbo编码模块(步骤101)进行纠错编码，然后进行物理层混合自动重传请求HARQ(步骤102)、16QAM基带调制(步骤103)，随后进行扩频处理(步骤104)，包括信道化和加扰操作，基带信号调制载波信号，已调信号通过信道(步骤105)发射出去。UE接收端接收到信号后，首先进行载波剥离，分离出同相的正交信号，随后进行解扩(步骤106)，解扩后的同相和正交符号送到16QAM软判决解调器(步骤107)进行软解调，得到与发送二进制比特序列i1q1i2q2对应的实值软信息序列
Figure GSB00000117274300021
随后经过物理层解HARQ处理(步骤108)，送到Turbo译码器(步骤109)进行纠错译码，译出与发送比特序列对应的接收比特序列。
目前为解决该问题，人们通常所采用的是一种计算输入到Turbo译码器的软判决解调方法，其思想是计算每个星座点同相分量和正交分量对应的每个比特的对数似然比(log likelihood ratio，以下简称LLR)，即软解调后的信息是对应调制器输入比特的LLR。应用此方法时，对于某些比特的LLR，可能需要估计载干比(Carrier Signal to Interference，以下简称C/I)，而C/I的误差可能影响软解调的性能；另外LLR的计算方法比较复杂，硬件实现难度比较大。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种通信系统中十六进制正交幅度调制的软解调方法，以提供一种简单易实现的16QAM软解调方法，从而能够方便地实现自适应调制和编码策略。
本发明为解决上述技术问题，提供的方案为：
通过导频功率以及业务信道与导频信道的功率偏差，估计业务信道的接收功率，从而得到十六进制正交幅度调制星座的平均功率Pave；
对所接收的中频信号进行载波剥离，得到同相符号序列信息I和正交符号序列信息Q；
根据所述十六进制正交幅度调制时输入的二进制比特序列i1q1i2q2与I、Q支路的星座映射关系，确定不同判决区段及其对应的差错概率判决曲线，并据此在不同判决区段利用对应的判决曲线对所述得到的同相符号序列信息与正交符号序列信息进行判决，以得到实值软信息序列
Figure GSB00000117274300031
本发明进而还可以将所述得到的实值序列输入到译码器中，进行纠错译码，译出与发送比特对应的接收比特序列。
本发明所述十六进制正交幅度调制的软解调方法充分结合了硬判决和软判决的优点，算法简单，易于实现。
附图说明
图1是典型的16QAM编码调制/解调译码基本框图；
图2是QPSK和16QAM的星座图；
图3是16QAM I支路和Q支路映射规律图
图4是16QAM分段软判决区段剖面线；
图5是16QAM软判决解调算法流程。
具体实施方式
本发明的基本思想是采用硬判决和软判决结合而成的分段软判决方法(Clipped Soft Decision，简称CSD)，充分利用了软判决对于较高不确定性的判决优点和硬判决可防止过高估计(over-estimations)的优点，从而使得CSD软判决算法简单易实现，性能也比较好。
下面以高速下行分组接入系统(High Speed Downlink Packet Access，以下简称HSDPA)中16QAM软判决作为例子，对本发明作进一步详细描述。
HSDPA是3GPP在R5协议中为了满足上/下行数据业务不对称的需求而提出的一种新技术，它很好地解决了系统覆盖与容量之间的矛盾，大大提升了系统容量，满足了用户的高速业务需求。与R99相比，HSDPA采用自适应调制编码(Adaptive Modulation and Coding，以下简称AMC)和混合自动重传请求(Hybrid Automatic Repeat Request，以下简称HARQ)进行链路自适应。
16QAM CSD软判决的核心算法是根据16QAM调制器输入端i1q1i2q2四个比特对应星座图上的特点以及上述四个比特不同的差错概率判决曲线，采用类似于QPSK基带映射的比例分段方法实现软判决解调，即通过划分对应上述i1q1i2q2的不同判决区段(对应硬判决的思想)，分别进行软判决，以得到与16QAM调制器输入端四个比特对应的四个实值软比特信息序列
Figure GSB00000117274300041
表1给出了HSDPA中16QAM的基带调制映射，采用16QAM调制时，四个连续二进制符号i1q1i2q2首先串并成I支路上的i1i2和Q支路上q1q2，然后按照表1的映射规则进行映射。需要注意的是按照表1映射出的星座图的平均星座功率正好等于1。
表1
  i1q1i2q2   I branch   Q branch
  0000   0.3162   0.3162
  0001   0.3162   0.9487
  0010   0.9487   0.3162
  0011   0.9487   0.9487
  0100   0.3162   -0.3162
  0101   0.3162   -0.9487
  0110   0.9487   -0.3162
  0111   0.9487   -0.9487
  1000   -0.3162   0.3162
  1001   -0.3162   0.9487
  1010   -0.9487   0.3162
  1011   -0.9487   0.9487
  1100   -0.3162   -0.3162
  1101   -0.3162   -0.9487
  1110   -0.9487   -0.3162
  1111   -0.9487   -0.9487
图2是QPSK和16QAM的星座图，从星座图上可以清晰地看出，QPSK的星座幅度相同，只是相位不同，而16QAM星座的相位和幅度均可能不同，且星座比QPSK密集，从而增加了解调尤其是软判决解调的复杂度。
图3将表1的映射规律做了归纳，i1或q1为二进制0时，必定映射为正的实值信号，而若i1或q1为二进制1时，必定映射为负的实值信号。i2和q2的映射则比较复杂一些。
图4在图3的基础上进一步形象化地表示了分段软解调算法的原理。由于i1和q1的映射规律相同，i2和q2的映射规律相同，以下将以i1、i2作为例子说明16QAM CSD软判决解调的原理。从图4可以看出，同相符号信息I为正时，对应的
Figure GSB00000117274300051
应趋向于判决为0，且I越大，判决的正确几率就越大；I为负时，对应的
Figure GSB00000117274300053
应趋向于判决为1，且I越小，
Figure GSB00000117274300054
判决的正确几率就越大；同样正交符号信息Q为正时，对应的
Figure GSB00000117274300055
应趋向于判决为0，且Q越大，
Figure GSB00000117274300056
判决的正确几率就越大；Q为负时，对应的
Figure GSB00000117274300057
应趋向于判决为1，且Q越小，判决的正确几率就越大；因此采用分段比例算法进行软判决，正好可以反映上述趋势。
对于同相符号信息I＞0.9487或I＜-0.9487时，对应的应趋向于判决为1；-0.3162＜I＜0.3162时，对应的
Figure GSB00000117274300064
应趋向于判决为0；-0.9487＜I＜-0.3162或0.3162＜I＜0.9487时，对应的趋向于判决为0还是1取决于I的大小，I越趋近于0，则
Figure GSB00000117274300066
判决为0的正确几率就越大，I越趋近于1或-1，则
Figure GSB00000117274300067
判决为1的正确几率就越大；同样规律对于
Figure GSB00000117274300068
正交符号信息Q＞0.9487或Q＜-0.9487时，对应的
Figure GSB00000117274300069
应趋向于判决为1；-0.3162＜Q＜0.3162时，对应的应趋向于判决为0；-0.9487＜Q＜-0.3162或0.3162＜Q＜0.9487时，对应
Figure GSB000001172743000611
趋向于判决为0还是1取决于Q的大小，Q越趋近于0，则
Figure GSB000001172743000612
判决为0的正确几率就越大，Q越趋近于1或-1，则判决为1的正确几率就越大。
因此本发明的算法对应硬判决的比例算法进行软判决，正好可以反映上述趋势。软判决时，对应不同的区段，采用不同的软解调公式解调出与i1q1i2q2对应的软信息
Figure GSB000001172743000614
但通过分析发现可将分段软判决解调公式进行合并，即可得到对应图5的软判决解调算法。图5对应的软判决解调公式中的0.7071对应平均星座功率为1的QPSK基带调制的同相或正交分量。
下面以如图5所示来说明本发明在16QAM CSD软判决解调算法的详细流程。
步骤501：UE接收端通过导频功率以及业务信道与导频信道的功率偏差估计业务信道的接收功率，从而得到16QAM星座各点的平均功率；
步骤502：将I支路和Q支路符号信息分离开；
步骤503：对于与输入到16QAM调制器的二进制比特序列i1q1i2q2对应的i1和q1的软判决，直接采用公式：
Figure GSB000001172743000615
Figure GSB000001172743000616
进行计算；
步骤504：判断I的正负，若I≥0，则转到步骤505，若I＜0，则转到步骤506；
步骤505：按公式：
Figure GSB00000117274300071
计算出
步骤506：按公式：计算出
Figure GSB00000117274300074
步骤507：判断Q的正负，若Q≥0，则转到步骤508，若Q＜0，则转到步骤509；
步骤508：按公式：
Figure GSB00000117274300075
计算出
Figure GSB00000117274300076
步骤509：按公式：
Figure GSB00000117274300077
计算出
Figure GSB00000117274300078
步骤510：将软解调后的
Figure GSB00000117274300079
和
Figure GSB000001172743000710
合并成与输入到16QAM调制器的比特序列i1q1i2q2对应的实值序列
Figure GSB000001172743000711
步骤511：实值序列输入到译码器中，进行纠错译码，译出与发送比特对应的接收比特序列。

Claims (5)

1.一种十六进制正交幅度调制的软解调方法，将经过发送端十六进制正交幅度调制的二进制比特序列i1q1i2q2进行软判决解调，得到对应的实值软信息序列其特征在于，包括如下步骤：
通过导频功率以及业务信道与导频信道的功率偏差，估计业务信道的接收功率，从而得到十六进制正交幅度调制星座的平均功率Pave；
对所接收的中频信号进行载波剥离，得到同相符号序列信息I和正交符号序列信息Q；
根据所述十六进制正交幅度调制时输入的二进制比特序列i1q1i2q2与I、Q支路的星座映射关系，确定不同判决区段及其对应的差错概率判决曲线，并据此在不同判决区段利用对应的判决曲线对所述得到的同相符号序列信息与正交符号序列信息进行判决，以得到实值软信息序列
Figure FSB00000117274200012
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括：
将所述得到的实值软信息序列输入到译码器中，进行纠错译码，译出与发送比特对应的接收比特序列。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述十六进制正交幅度调制是在高速下行分组接入系统中的十六进制正交幅度调制；所述根据映射关系确定的不同判决区段及其对应的差错概率判决曲线，为：
同相符号信息I为正时，对应的
Figure FSB00000117274200013
应趋向于判决为0，且I越大，
Figure FSB00000117274200014
判决的正确几率就越大；I为负时，对应的
Figure FSB00000117274200015
应趋向于判决为1，且I越小，
Figure FSB00000117274200016
判决的正确几率就越大；
正交符号信息Q为正时，对应的应趋向于判决为0，且Q越大，
Figure FSB00000117274200018
判决的正确几率就越大；Q为负时，对应的
Figure FSB00000117274200019
应趋向于判决为1，且Q越小，
Figure FSB000001172742000110
判决的正确几率就越大；
同相符号信息I＞0.9487或I＜-0.9487时，对应的
Figure FSB000001172742000111
应趋向于判决为1；-0.3162＜I＜0.3162时，对应的
Figure FSB000001172742000112
应趋向于判决为0；-0.9487＜I＜-0.3162或0.3162＜I＜0.9487时，对应的
Figure FSB000001172742000113
趋向于判决为0还是1取决于I的大小，I越趋近于0，则判决为0的正确几率就越大，I越趋近于1或-1，则
Figure FSB00000117274200022
判决为1的正确几率就越大；
正交符号信息Q＞0.9487或Q＜-0.9487时，对应的
Figure FSB00000117274200023
应趋向于判决为1；-0.3162＜Q＜0.3162时，对应的
Figure FSB00000117274200024
应趋向于判决为0；-0.9487＜Q＜-0.3162或0.3162＜Q＜0.9487时，对应
Figure FSB00000117274200025
趋向于判决为0还是1取决于Q的大小，Q越趋近于0，则
Figure FSB00000117274200026
判决为0的正确几率就越大，Q越趋近于1或-1，则
Figure FSB00000117274200027
判决为1的正确几率就越大。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述十六进制正交幅度调制是在高速下行分组接入系统中的十六进制正交幅度调制；所述根据映射关系确定的不同判决区段及其对应的差错概率判决曲线，为：
无论I为何值，
Figure FSB00000117274200028
的差错概率判决曲线应满足公式：
i ^ 1 = I * 0.7071 / ( P ave * 0.3162 ) ;
无论Q为何值，的差错概率判决曲线应满足公式：
q ^ 1 = Q * 0.7071 / ( P ave * 0.3162 ) ;
I≥0时，
Figure FSB000001172742000212
的差错概率判决曲线应满足公式：
i ^ 2 = ( 1 - 2 * ( I / P ave ) - 0.3162 0.9487 - 0.3162 ) * 0.7071 ;
I＜0时，
Figure FSB000001172742000214
的差错概率判决曲线应满足公式：
i ^ 2 = ( 1 + 2 * ( I / P ave ) + 0.3162 0.9487 - 0.3162 ) * 0.7071 ;
Q≥0时，
Figure FSB000001172742000216
的差错概率判决曲线应满足公式：
q ^ 2 = ( 1 - 2 * ( Q / P ave ) - 0.3162 0.9487 - 0.3162 ) * 0.7071 ;
Q＜0时，
Figure FSB000001172742000218
的差错概率判决曲线应满足公式：
q ^ 2 = ( 1 + 2 * ( Q / P ave ) + 0.3162 0.9487 - 0.3162 ) * 0.7071 .
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述的数值0.7071对应平均星座功率为1的正交相移键控基带调制的同相或正交分量。
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涂锡斌
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郭文彬

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Assignee: SHENZHEN ZTE MICROELECTRONICS TECHNOLOGY CO., LTD.

Assignor: ZTE Corporation

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Denomination of invention: Method for soft demodulation of hexadecimal quadrature amplitude modulation in communication system

Granted publication date: 20110202

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