一种信道估计的方法及实现该方法的系统
技术领域
本发明涉及无线扩频通信与数字移动通信技术领域, 特别涉及一种 用于高数据速率传输和高速移动环境下的信道估计的方法及实现该方 法的信号发送与接收系统。 发明背景
在现代高速移动通信中, 出于对高数据速率的要求, 使得对高维状 态相移键控 PSK ( Phase Shif t Keying )调制体制的研究逐渐成为无线 通信中的核心内容之一。 但多径与较大的多谱勒频移一直是限制多电 平、 多相位的调制方式在高速移动环境下应用的主要瓶颈。 在高速移 动环境中, 影响 PSK 系统性能的主要因素是快衰落对 PSK 系统幅度和 相位的影响。 尤其是在深衰落环境中, 幅度深衰落将严重的恶化系统 的性能。 为克服衰落信道的这些影响, 必须进行有效的信道估计。 特 别是在第三代移动通信系统中, 要求移动台适应高数据速率传输的要 求, 并要承受大约 500Hz 多谱勒频移的深衰落环境, 对此, 现有技术 中已经存在若干种解决方案。 例如, 美国高通公司 (Qua lcomm ) 在第 三代移动通信标准 IS- 2000 中提出的主要解决方案是采用连续的导频 信道估计, 欧洲的 Nok i a , Er r i s s on在 WCDMA中提出的则是采用连续 导频信道和专用导频信道的联合估计 (Qua lco隱 连续导频的具体方案 可参阅 Phys ica l Layer Standard for ANSI/TIA/EIA_95_B; WCDMA 中 的联合导频信道估计方案可参阅 3GPPTS25. 211 )。
连续导频只用于 CDMA 通信系统由基站向移动台的下行通信中。 此 时发射端用专门的一个信道来传导频信号, 并和其它信道的信号一起
发射。 在接收端其它信道的信号和此导频信号相关, 以消除在信道传 输过程中带来的相位偏移, 从而使各信道解调出原始信息。 连续导频 可以在一定程度上消除高速移动带来的深衰落的影响, 但要求导频信 道和其它所有信道的信号一起发射, 且要占用一个专用的信道, 因而 要增加发射机的发射功率, 所以连续导频只用于同步 CDMA 系统的下行 通信 (由基站向移动台) 中。 专用导频是在发射端的每个信道中, 每 隔一定的间隔传输一个导频符号, 利用导频符号估计出的信道的参数 对此导频符号之后的数据符号进行信道补偿, 以消除信道对传输信号 的影响。 从专用导频的原理中很容易看出, 在高速移动环境中, 由于 相邻符号之间的相关性减小, 所以利用导频符号的信道估计值对其后 的数据符号进行的补偿显然是不准确的, 所以, 这种解决方案不能有 效地克服深衰落对信号幅度和相位的影响, 不能保证在高速移动环境 下应用更高维的调制方式。 发明内容
本发明的目的在于提出一种应用于高数据速率传输和高速移动环境 下的信道估计方法, 克服上述现有技术解决方案中所存在的技术问题 和缺陷。
本发明的这种方法与现有技术的连续导频信道估计方法和专用导频 信道估计方法相比, 具有可以节约信号的发射功率, 能够有效的克服 深衰落对信号幅度和相位的影响, 可以保证在高速移动环境下应用更 高维的调制方式等优点。
本发明所提出的这种用于高数据速率传输和高速移动环境的新型信 道估计方法, 其特征在于不需要导频信号, 由移动台或基站发送两个 独立通道的信号, 在接收端首先分离两路信号, 然后分别对这两路信
号进行正交解调, 估计出在两个独立通道中传输信号的幅度和相位, 通过适当的数学组合运算, 首先获得估计相位正弦值的符号, 再利用 两个通道估计值的抵消方法, 获得更精确的相位估计值, 从而利用最 大比值合并, 形成判决信息。
根据本发明的方法, 系统的性能受移动台的运动速度影响较小, 即 受多谱勒频移造成的快衰落的影响较小, 因而能够有效的克服高速移 动带来的深衰落对信号幅度和相位的影响, 同时应用此种方法可以保 障在高速移动环境下应用 16PSK , 32PSK , 64PSK 这些更高维的调制方 式。
本发明的信道估计方法是通过在基站和移动台采用两个独立的通道 来实现信道估计, 因而可以称这种信道估计方法为双通道信道估计方 法, 下面简称 CETC ( Channe l Es t ima t i on by us i ng Two Channe l s ) 方法。 以下通过公式的表述并结合附图来给出 CETC 方法的实现过程。 从推导过程中, 现有技术中的普通技术人员可以很容易的理解 CETC 方 法进行信道估计的原理, 并且从最后得出的估计结果中, 可以看出 CETC 信道估计方法的优越性能。 附图简要说明
附图 1是根据本发明方法的一个无线通信系统的基本框图。
附图 2是才艮据本发明方法的一个优选实施方式框图。
附图 3是根据本发明方法在 700Hz多谱勒频移的超高速移动环境下 及 16PSK、 32PS 高维状态调制时的性能仿真曲线图。 实施本发明的方式
参考附图 1,发送端输入的数据源 10经过双通道信号调制器 11 , 12
后, 形成的两个信号为: j (t) = ^ ∑ Ci (( - kT ( cos(w(t -kT) + 0)- Qk sin(o(t - kT) + φ0 ))
k
f2 (0 = ^β^∑ C2 {t - kT)(Ik cos(iy(i - + 。) + Qk sin( (t - kT) + φ0 ))
A
式中, 为调制信息, E。为发送信号能量, %为初始相位, C,(t),C2(t), te[0, ]是码长为 M的一组互相正交的扩频码组。
双通道信号调制器 11、 12 可以是基带调制器或中频调制器, 上述 信号是采用中频调制器形成。
为便于下面的推导, 现在令:
=ak cos(^),¾ =ak sin(^) 其中 , ^分别为信号星座图中的信号点的幅度和相位。
此时, 则有:
(0 = 2E X。4 C, (t - kK<f>k ) cos(w( -kT) + pQ)- sin(^ ) sin(iy(t - kT) + φ0 ))
k
= -j2E
0 ^ a
k C, (t - kT) cos(iy(t - kT) + φ。 f
2 (t) = ) sin(w(t - kT) + φ
0 ))
= akC2 (t- kT) cos(iy(t - kT) + 。一 ^ )
k
发送端形成的双通道信号经过加法器 13 和射频调制器 14 后, 由 发射天线 15发射出去。
还参考附图 1, 发射信号经过衰落信道后, 由接收天线 20接收信 号, 经过射频解调器 21, 进入信道估计器 22, 该信号为下列两式的和: (t) = ^2^∑ ∑«tC, (/- iTc - kT)hki cos(<¾(t - iTc - kT) + φ0 + Ιι + (t) r2(t) = 2E∑ YjakC1{t-iTc -kT)hikicos(a(t-iTc ~^) + φ0 - φ, + φ^) + nr(t)
式中 , φΜ为衰落信道对信号幅度和相位的影响, £7为最大的多
径展宽, 7;为扩频码片的宽度, T = MTC , LTC < T。 参看附图 2 , 在接收端的该信道估计器 22中, 经射频解调器 21输 出的中频接收信号 30, 在双通道的解扩解调器 31、 33中, 由本地产生 的两路扩频码将所接收的信号分离成两个通道, 再利用两路本地产生 的正交载波信号对这两个通道的信号进行解调, 其中, 两个通道通过 相同的衰落信道, 受到相同的加性高斯白噪声干扰。
其中, i表示第 i路分集信号, i = \,2,.., L ] 1=1 , 2。
信号经过两路正交解扩解调器 31, 33后的表示式为:
解扩解调后的信号经过幅度相位分离器 32 , 34 后, 再解出所估计 的每一个信号的幅度和相位, 其表示式为: ξ0 u (0 =∑ cos ( + ) + «„· (t)
= 1,2,…,
ξ52, (0 =∑ sin + Αφ^ ) + n2i (/) cu (0 =∑ cos ( - Αφ^ ) + n ' (t)
= 1,2,…,
sii (0 =∑ sin(^ - Αφ,, ) + n2'i (t)
^■)= ,( + 2( 将( 1 ) * ( 3 ) - ( 2 ) * ( 4 ), 可得: cos(2^,. ) = cos(2^ ) + (t) cos ( - Αφ^ ) + nu' (t) cos ( + Αφ^ )
+ "2, (t) sin(^ - Αφ^ ) + n2'i (t) sin(^ + Αφ^ ) + (t) * nu' (t) + "2; (t) * n2'i (t) i = \,2,...,L
运算器 37用来完成运算(2) * ( 3) + ( 1 ) * (4), 此时得: sin(2 ) = sin(2^ ) + «;,. ( si (^ + Αφ^ ) + nu (t) sin(^ - Δ<¾. )
+ n2i (t) cos(^ - Αφ^ ) + n2'i (t) cos ( + Αφ^ ) + nu (t) * n2'i (t) + n' (t) * n2i (t) ί· = 1,2,…,
从( 5 ), ( 6 ) 式中, 可以获得 Cos(2^),Sin(2 )的粗略估计值, 因为 ( 5)、 (6 ) 式中, 除了第一项以外的其余各项均为噪声项, 因而含有 很大的噪声干扰, 此时若按照此种方式估计, 只有在较高信噪比时, 才会有较好的性能。 因此, 还需要在此基础上, 进行改进。
现在需要去掉噪声项的影响, 为此, 进行如下的运算:
运算器 40用来完成(1 ) - ( 3), 此时有:
cos(A^fe. cos« -φΙί) + Απι(ί) = -2 sin(A^fe. ) sin(^ ) + Δη, (t) 运算器 38用来完成(2) - (4), 此时有:
sin(A ^,. + Ιι)- sin(A¾ -φΙί) + An2 (t) = 2 cos(A . ) sin(^ ) + An2 (t) 运算器 41 用来完成将(7)式的平方加上 ( 8 ) 式的平方, 得到 sin2 ( )的一个估计; 运算器 42用来完成: cos(2^¾ ) = 1 - 2 sin 2 {φΛ ) i = 1,2,..., L sin(2^l7t ) = l-cos2 (2¾¾ ) i = 1,2,..., L 从而得到 C0S(2i^), 以及 sin(2D的估计幅值, 但是极性不能确定 (
从(7 ), ( 8 )两式中, 可以看出用这种方式的估计要比用 (5 ), ( 6 ) 式中的估计结果精确, 因为此时噪声项要比 (5 ), ( 6 ) 两式中的噪声 项小的多。 但是还有一个重要的问题, 即 sin(2D的极性问题没有解决。 此时可以利用运算器 42 求出的幅值, 再利用运算器 39 求符号得到 sin(2^;,)的极性, 从而得到其较为精确的估计结果。
最后, 在合并器 36中将估计结果采用最大比值进行合并。
从上面的结果中, 可以得到进行最大比值合并之后的 C0S(2 ), sin(2^, ) , 由于这种信道估计方式的估计结果是 而非 , 所以为保 证 2 t在解调时的唯一性, 在发射端, 必须将原有的 16PSK, 32PSK的信 号星座图压缩一半。
最后, 由附图 1中所示的运算器 23对信道估计器 22的输出结果进 行判决, 获得最终的数据输出。
参考附图 3 , 图中给出了在 700Hz多谱勒频移的超高速移动环境下 及 16PSK, 32PSK高维状态调制时, 使用本发明的方法的性能仿真曲线, 从图中可以看出, 在高速移动环境下, 使用 32PSK 的调制方式时, 系 统仍然具有极好的性能, 这是采用连续的导频信道估计或采用连续导 频信道和专用的导频信道的联合估计时所不能达到的(采用这两种信道 估计方法时, 由于这些方法不能有效的克服高速移动带来的快衰落的 影响, 在高速移动条件下只能应用 4PSK 这种低维的调制方式), 因而 本发明方法是实现高速移动环境下高数据速率传输的一种优选方案.