JP2001223621A

JP2001223621A - 受信装置

Info

Publication number: JP2001223621A
Application number: JP2000038242A
Authority: JP
Inventors: Katsutoshi Ito; 克俊伊東
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-02-10
Filing date: 2000-02-10
Publication date: 2001-08-17

Abstract

(57)【要約】【課題】受信したパイロットシンボルから伝播路特性
を推定し、直交符号化されたデータを復号する受信装置
において、実際には伝播路にて付加される雑音の影響に
より、伝播路推定値自体にも雑音が付加され、正確な伝
播路特性の推定ができなくなる。【解決手段】伝搬路推定部２３は、伝搬路の瞬時伝搬
路特性α^{^} _instを推定する。この瞬時伝搬路特性α^{^} _inst
は、フィルタ部２４及び制御部２００に供給される。制
御部２００は、瞬時伝搬路特性α^{^} _instに基づいてフィ
ルタ部２４のフィルタ特性を制御する。フィルタ部２４
は、制御部２００により上記瞬時伝搬路特性α^{^} _in _stに
応じてフィルタ特性が制御され、低周波成分を伝搬路特
性として抽出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、送信局からアンテ
ナを介して送信されてくる信号を受信する受信装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】送信局から複数アンテナを用いて信号を
送信する送信ダイパーシチは、受信局を複雑化すること
なく受信特性を改善できる。送信アンテナダイバーシチ
方式の概念については、「Alamouti，“A Simple Trans
mit Diversity Technique for Wireless Communication
s”，IEEE Journal on Selected Areas in Comunicatio
ns．Vo|．16，N0．8，0ctober 1998」に記述してある。

【０００３】また、送信ダイバーシチを応用した無線シ
ステムの例として、次世代移動通信システムとしてITU
(Internationa1 Telecommunication Union)にて現在標
準化が進められている、IMT-2000 W-CDMA(Wideband‐Co
de Division Multiple Access)移動通信システムがあ
る。 W-CDMA無線通信システムに関しては、「TS25．211
‘Physical channels and mapping of transport chann
els onto physical channels(FDD)”，3rd Generation
Partnership ProJect;Technica1 SpecificationGrou
p; Radio Access Network; Working Group1； V2．1．
0，June 1999及びに、福元他、“W-CDMAにおける下りリ
ンク送信ダイバーシチの効果”、電子情報通信学会技術
研究報告、RCS99‐12 1999年4月23日」に記述してあ
る。

【０００４】図１１に、送信アンテナダイパーシチを用
いた無線通信システムの構成例を示す。無線通信システ
ムは、送信機１００、無線伝播路１３１，１３２、受信
機１２０とから構成される。送信機１００の２本のアン
テナから同時に送信されたデータは、無線伝播路１３
１，１３２を経て、受信機１２０に到来する。

【０００５】送信機１００は、図１２に示すように、４
相位相変調（Quadrature Phase Shift Keying；ＱＰＳ
Ｋ）マップ部１１２、直交符号化部１１３、送信アンテ
ナ(ANT1）１１４、送信アンテナ（ANT2）１１５から構
成される。入力端子１１１を介して入力された送信デー
タw[n]は、ＱＰＳＫマップ部１１２にて２ビット毎にＱ
ＰＳＫマッピングされ、複素シンボルx[m]として出力さ
れる。つまり、ＱＰＳＫマップ部１１２では、図１３に
示す要領で、最初に入力されるビットをＩ−軸上に、次
に入力されるビットをＱ−軸上にマッピングし、Ｉを実
部、Ｑを虚部とした複素信号として扱う。

【０００６】複素シンボルx[m]は、直交符号化部１１３
にて、２シンボル毎に直交符号化される。ここでは、入
力シンボルをS1，S2とすると、アンテナ（ANT1）１１４
への出力をS1，S2とし、アンテナ（ANT2）１１５への出
力を-S2^*，S1^*とする（＊は複素共役を示す）ことによ
り、それぞれのアンテナヘの送信シンボルが互いに直交
するようにする。なお、ここでの直交とは、それぞれの
アンテナから出力されるシンボルの相互相関が０になる
こと、具体的にはシンボルを乗算すると０になることを
意味する。

【０００７】このように、送信機１００は、送信しよう
とするデータを２系列に直交符号化し、それぞれのアン
テナ（ANT1）１１４，アンテナ（ANT2）１１５から同時
に送信する。この送信機１００のそれぞれのアンテナか
ら送信された直交シンボルは、図１１に示した無線伝搬
路１３１，１３２を経て受信機１２０に到来する。伝播
路の特性は、それぞれ複素変数α、βで表すことができ
る。

【０００８】受信機１２０は、図１４に示すように、受
信アンテナ１２１、直交復号部１２２、ＱＰＳＫスライ
ス部１２３から構成される。

【０００９】受信アンテナ１２１で受信したシンボルR
1，R2は、直交復号部１２２に入力される。このときの
無線伝播路特性を、それぞれα、βと仮定すると、受信
したシンボルは以下の（１）式、（２）式で表すことが
できる。

【００１０】

【数１】

【００１１】

【数２】

【００１２】直交復号部１２２では、以下の（３）式、
（４）式に示すように計算を行い、受信シンボルR1，R2
から送信シンボルS1，S2を分離・合成する。

【００１３】

【数３】

【００１４】

【数４】

【００１５】直交復号された受信シンボルy[m]は、ＱＰ
ＳＫスライス部１２３によりデータ列z[n]に変換され
る。ＱＰＳＫスライス部１２３では、図１３を用いて説
明したＱＰＳＫマップ部１１２の処理の逆処理を行い複
素シンボルをデータ列に変換する。以上に示した手順に
より、送信データ列w[n]は、受信側で正確に再現でき、
受信データ列z[n]となる。このように、送信ダイバーシ
チ方式の受信機では、それぞれのアンテナから送信され
たデータの直交性を利用して、受信シンボルの分離・合
成を行う。

【００１６】上述で重要となるのは、（３）式、（４）
式で用いた、伝播路特性α、βである。上述では、これ
らパラメータは既知であることを前提に説明をしたが、
実用的なシステムでは、このパラメータは、受信機側で
推定するものである。また、伝播路特性は時間変動する
ものであり、常時推定値を更新することが望ましい。

【００１７】上記W-CDMA(Wideband‐Code Division Mul
tiple Access)移動通信システムは、受信側で上記伝播
路特性を推定することを可能とするために、既知情報
(パイロットシンボル)をデータの一部に挿入、またはデ
ータと並列して送信する手法を採用している。

【００１８】図１５にパイロットシンボルをデータと並
列に送信する方式を用いた、W-CDMA移動通信システムに
おける送受信装置の構成を示す。W-CDMA移動通信システ
ムにおける、送信装置１３０は、ＱＰＳＫマップ部１３
２、直交符号化部１３３、データ拡散部１３４₁及び１
３４₂、アンテナ１（ANT#1）パイロットシンボル生成部
１３５₁、アンテナ２（ANT#2）パイロットシンボル生成
部１３５₂、パイロット拡散部１３６₁及び１３６₂、送
信アンテナ（ANT1）１３７₁，送信アンテナ（ANT2）１
３７₂から構成される。

【００１９】ＱＰＳＫマップ部１３２、直交符号化部１
３３、送信アンテナ（ANT1）１３７₁，送信アンテナ（A
NT2）１３７₂は、上記図１２で示したものと同じである
ので説明を省略する。

【００２０】入力端子１３１から入力された送信データ
w[n]はＱＰＳＫマップ部１３２で上記図１３に示したよ
うにＱＰＳＫマップされ、その後、直交符号化部１３３
で直交符号化されてから、データ拡散部１３４₁及び１
３４₂に供給され、符号多重のために拡散符号がそれぞ
れ乗算されて帯域拡散される。データ拡散部１３４₁及
び１３４₂に用いられる拡散符号は同一である。

【００２１】一方、受信機側で無線伝播路の特性を推定
する仕組みを供給するために、上記データと並列に、送
信アンテナ（ANT1）１３７₁，送信アンテナ（ANT2）１
３７₂からパイロットシンボルが送信される。このた
め、アンテナ１（ANT#1）パイロットシンボル生成部１
３５₁、アンテナ２（ANT#2）パイロットシンボル生成部
１３５₂では、互いに直交するようなシンボル列を生成
する。これらパイロットシンボルは、受信側で既知の固
定パターンであり、例えば、アンテナ１パイロットシン
ボルをP1，P2，P1，P2・・と2シンボル周期で生成した
とすると、アンテナ2のパイロットシンボルは、P1，-P
2，P1，-P2・・として生成する。

【００２２】生成されたパイロットシンボルは、パイロ
ット拡散部１３６₁及び１３６₂にてそれぞれ拡散符号が
乗算され、帯域の拡散が施される。データシンボルの拡
散同様に、パイロット拡散に用いられる拡散符号は、パ
イロット拡散部１３６₁及び１３６₂で共通であるが、デ
ータシンボルの拡散に用いた符号とは異なるものを使用
する。

【００２３】次ぎに、受信装置１４０は、受信アンテナ
１４１、パイロット逆拡散部１４２、伝播路推定部１４
３、データ逆拡散部１４４、直交復号部１４５、ＱＰＳ
Ｋスライス部１４６から構成される。

【００２４】送信装置１３０のそれぞれの送信アンテナ
（ANT1）１３７₁，送信アンテナ（ANT2）１３７₂から送
信された信号は、無線伝播路１３１，無線伝搬路１３２
を経て、受信アンテナ１４１に到来する。パイロット逆
拡散部１４２ではパイロットシンボルの逆拡散、データ
逆拡散部１４４ではデータシンボルの逆拡散処理が施さ
れる。逆拡散処理には、送信機側で使用された符号と同
じ符号をそれぞれ用いる。

【００２５】送信アンテナ（ANT1）１３７₁から送信さ
れた信号が伝搬してくる伝播路１３１の伝搬路特性を
α、送信アンテナ（ANT2）１３７₂から送信された信号
が伝搬してくる伝播路１５２の伝搬路特性をβとする
と、パイロット逆拡散部１４２から出力されるシンボル
は、以下の（５）、（６）式のように表すことができ
る。

【００２６】

【数５】

【００２７】

【数６】

【００２８】これら逆拡散されたシンボルは、伝搬路特
性推定部１４３に入力される。ここでは、受信した上述
のパイロットシンボルを用いて以下の（７）、（８）式
に示す処理を行い、各アンテナからの伝播特性を演算す
る。

【００２９】

【数７】

【００３０】

【数８】

【００３１】パイロットシンボルP1，P2は受信側で既知
の値であるため、上記（７），（８）式は容易に計算す
ることが可能である。

【００３２】パイロットシンボルと同様に、データ逆拡
散部１４４から出力されるシンボルは、上記（１）式，
（２）式のように表すことができる。直交復号部１４５
にて、（７）式、（８）式から得た伝播路特性推定値を
用いることにより、シンボルS1,S2を復号する。

【００３３】このように、既知のパイロットシンボルを
用いることにより、受信局側で送信アンテナと受信アン
テナ間の伝搬路特性が推定可能となり、直交符号化され
た受信信号が復号できる。

【００３４】

【発明が解決しようとする課題】上述構成では、受信し
たパイロットシンボルから伝播路特性を推定し、直交符
号化されたデータを復号する。しかし、実際には伝播路
にて付加される雑音の影響により、伝播路推定値自体に
も雑音が付加され、正確な伝播路特性の推定ができなく
なる。

【００３５】送信アンテナダイバーシチ方式は、各アン
テナから送信されるシンボル間の直交性を利用したシス
テムであるが、伝播路特性の推定誤差により、データシ
ンボルの直交性が崩れてしまう。この様子を、式で表す
と以下の（９），（１０）式のようになる。

【００３６】

【数９】

【００３７】

【数１０】

【００３８】すなわち、伝播路特性推定値が完璧でない
場合(α≠α^{^}，β≠β^{^})には、希望信号の位相ずれによ
る信号成分が減少してしまうという問題(上記（９）、
（１０）式の第1，2項)及びに、それぞれのアンテナか
ら送信されたデータシンボルが互いに干渉し、雑音とし
てデータに付加されてしまうという問題(上記（９）、
（１０）式の第3，4項)を抱えている。このため、送信
アンテナダイパーシチ方式が持つ本来の性能向上能力が
発揮できず、従来の単一アンテナ送信方式との受信特性
を比較して、性能の有意差を十分に示すことができなか
った。

【００３９】本発明は、以上の課題を考慮してなされた
もので、複数のアンテナからの伝播路特性を正確に推定
し、送信アンテナダイバーシチ方式を採用することによ
る受信特性向上を最大限に発揮することができる受信装
置を提供しようとするものである。

【００４０】

【課題を解決するための手段】本発明に係る受信装置
は、上記課題を解決するために、送信装置から伝搬路を
介して送られてくるデータを受け取って復号する受信装
置において、上記データに付加されているパイロット信
号から上記伝搬路の瞬時伝搬路特性を推定する瞬時伝搬
路推定処理手段と、上記瞬時伝搬路推定処理手段で推定
された上記瞬時伝搬路特性の低周波成分を伝搬路特性と
して抽出するフィルタ手段と、上記瞬時伝搬路特性に基
づいて上記フィルタ手段のフィルタ特性を制御する制御
手段と、上記フィルタ手段で抽出された上記伝搬路特性
に基づいて上記データを復号する復号手段とを備える。

【００４１】伝播路で付加される雑音の周波数成分が伝
播路特性の周波数成分よりも十分に広い場合、フィルタ
手段を介して出力される低周波数成分は、雑音成分が除
去された伝播路特性となるため、高精度な伝播路特性の
推定が実現できる。そこで、この受信装置では、上記フ
ィルタ手段により抽出された上記低周波成分を伝搬路特
性の推定値とし、この推定値に基づいて上記復号手段が
上記データを復号する。

【００４２】本発明における、上記データが上記送信装
置の複数のアンテナから同時に送信されてくるものであ
るとき、上記瞬時伝搬路推定処理手段は上記送信装置の
各アンテナと上記受信装置のアンテナ間の瞬時伝搬路特
性を推定する。

【００４３】また、本発明は上記瞬時伝搬路推定処理手
段で推定された上記瞬時伝搬路特性から上記伝搬路の特
性の変化速度を計算し、この変化速度に基づいて上記伝
搬路の特性が持つ周波数成分を推定して上記フィルタ手
段のフィルタ係数を可変制御する制御手段を備えるもの
でもよい。

【００４４】この場合には、瞬時伝播路特性の変化速度
から伝播路の周波数帯域が推定でき、また、フィルタ係
数を可変制御することにより、フィルタの持つ帯域を可
変制御することができるようになる。伝播路の周波数帯
域に基づいて、上記フィルタ手段、例えば雑音除去フィ
ルタの帯域幅を可変制御できるため、伝播路特性成分を
失うことなく、伝播路推定値の雑音除去が実現できる。

【００４５】また、本発明は上記瞬時伝搬路推定処理手
段で推定された上記瞬時伝搬路特性から上記伝搬路の特
性の信号対雑音比を計算し、この信号対雑音比に基づい
て上記フィルタ手段のフィルタ係数を可変制御する制御
手段を備えるものでもよい。

【００４６】この場合には瞬時伝播路特性の信号対雑音
比から伝播路推定値の雑音量を推定でき、雑音量に基づ
いて、上記フィルタ手段、例えば雑音除去フィルタの帯
域幅、すなわち、雑音除去の加減を可変制御できるた
め、必要最低限の処理で高精度な伝播特性の推定が実現
できる。

【００４７】さらに、本発明は上記瞬時伝搬路推定処理
手段で推定された上記瞬時伝搬路特性から上記伝搬路の
雑音電力を計算し、上記受け取ったデータから信号電力
を導き、この雑音電力と信号電力から計算した信号対雑
音比に基づいて上記フィルタ手段のフィルタ係数を可変
制御する制御手段を備えるものでもよい。

【００４８】この場合には受信データの信号対雑音比
は、下りチャンネルの閉ループ電力制御の用途に計算済
みである。新たな処理を増やすことなく、閉ループ電力
制御で起算した受信データの信号対雑音比に基づいて、
上記フィルタ手段のフィルタ係数を可変制御することに
より、高精度な伝播路特性の推定が実現できる。

【００４９】また、本発明に係る受信装置は、上記課題
を解決するために、送信装置の複数のアンテナから伝搬
路を介して同時に送られてくるデータを受け取って復号
する受信装置において、上記データに付加されているパ
イロット信号から上記送信装置の各アンテナからのそれ
ぞれの伝搬路の瞬時伝搬路特性を推定する瞬時伝搬路推
定処理手段と、上記瞬時伝搬路推定処理手段で推定され
たそれぞれの瞬時伝搬路特性の低周波数成分を伝搬路特
性として抽出するフィルタ手段と、上記フィルタ手段で
抽出された上記それぞれの伝搬路特性に基づいて上記デ
ータを復号する復号手段とを備える。

【００５０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しながら説明する。実施の形態としては、
図１に示す、無線通信システムを送信装置１０と共に構
成する受信装置２０を挙げる。

【００５１】先ず、送信装置１０では、入力端子１１を
介して入力される送信データw[n]にＰＳＫ（Phase Shif
t Keying）変調部１２でＰＳＫ変調を施してから、デー
タ拡散部１３で帯域拡散する。一方、パイロットシンボ
ル生成部１４では、上記データと並列に、送信アンテナ
１６からパイロットシンボルを送信するために、パイロ
ットシンボル列を生成する。生成されたパイロットシン
ボルは、パイロット拡散部１５にて拡散符号が乗算さ
れ、帯域の拡散が施される。送信アンテナ１６は上記デ
ータと並列にパイロットシンボルを送信する。

【００５２】次に、受信装置２０は、上記送信装置１０
から送信されてくる上記データを受信アンテナ２１を介
して受信する。そして、上記データに付加されているパ
イロット信号に対してパイロット逆拡散部２２で逆拡散
処理を施し、その後、瞬時伝搬路推定処理手段である伝
搬路推定部２３で上記伝搬路の瞬時伝搬路特性を推定す
る。この伝搬路推定部２３で推定された上記瞬時伝搬路
特性に応じて制御部２００はフィルタ部２４のフィルタ
特性を制御して上記瞬時伝搬路特性の低周波数成分を抽
出する。この低周波成分は上記伝搬路の推定特性とな
る。この伝搬路の推定特性は後述する復号部２７にて上
記データを復号するのに使われる。

【００５３】受信アンテナ２１を介して受信されたデー
タには、データ逆拡散部２５で逆拡散処理が施され、Ｆ
ＩＦＯ２６を介して復号部２７に供給される。復号部２
７で上記伝搬路の推定特性を基に復号されたデータはＰ
ＳＫ復調部２８でＰＳＫ復調されてから出力端子２９を
介して送信データ列z[n]として出力される。

【００５４】以下に動作の詳細を説明する。先ず、送信
装置１０の入力端子１１から入力された送信データw[n]
はＰＳＫ変調部１２においてsin波の位相でビット情報
が変調され、データ拡散部１３にて符号多重のために拡
散符号が乗算されて帯域拡散される。一方、受信機側で
無線伝播路の特性を推定する仕組みを供給するために、
上記データと並列に、送信アンテナ１６からパイロット
シンボルを送信する。このため、アンテナパイロットシ
ンボル生成部１４では、パイロットシンボル列を生成す
る。このパイロットシンボルは、受信側で既知の固定パ
ターンである。生成されたパイロットシンボルは、パイ
ロット拡散部１５にて拡散符号が乗算され、帯域の拡散
が施される。パイロット拡散に用いられる拡散符号は、
データシンボルの拡散に用いた符号とは異なるものを使
用する。そして、送信アンテナ１６からは、上記データ
と並列に、パイロットシンボルが送信される。

【００５５】受信装置２０では、受信アンテナ２１を介
して受信したデータに付加されたパイロット信号に対し
て、パイロット逆拡散部２２にて逆拡散処理を施す。こ
のときの逆拡散処理には、送信装置側で使用された符号
と同じ符号を用いる。パイロット逆拡散部２２での逆拡
散処理の結果得られるシンボルＰrは伝搬路推定部２３
に供給される。伝搬路推定部２３では、上記伝搬路の瞬
時伝搬路特性α^{^} _instを推定する。この瞬時伝搬路特性
α^{^} _instは、フィルタ部２４及び制御部２００に供給さ
れる。制御部２００は、瞬時伝搬路特性α^{^} _instに基づ
いてフィルタ部２４のフィルタ特性を制御する。フィル
タ部２４は、上記瞬時伝搬路特性α^{^} _ins _tに応じてフィ
ルタ特性が制御部２００で制御され、低周波成分を抽出
する。通常、送信装置と受信装置が見通しの関係にある
場合、又は、送信装置と受信装置の位置関係が固定又は
低速で移動している場合には、伝搬路で発生する雑音の
周波数帯域は、伝搬路の周波数帯域よりも広い。このた
め、フィルタ部２４にて低周波数成分のみを抽出するこ
とにより、伝搬路特性のみを抽出することが可能とな
る。フィルタ部２４で抽出された低周波成分、すなわち
伝搬路の推定特性α^{^} _a _vgは復号部２７に供給される。

【００５６】復号部２７にはデータ逆拡散部２５で逆拡
散処理が施され、ＦＩＦＯ２６にてフィルタ部２４にお
ける群遅延が付加されたデータも供給されている。そし
て、復号部２７にて上記推定特性α^{^} _avgを用いてデータ
を復号してから、ＰＳＫ復調部２８にてＰＳＫ復調処理
を施すことにより受信データ列z[n]が出力端子２９から
得られる。

【００５７】このように、上記図１に示した無線通信シ
ステムにおける、受信装置２０によれば、制御部２００
によってフィルタ特性が制御されたフィルタ部２４によ
り瞬時伝搬路特性推定値から低周波成分を抽出すること
により、瞬時伝搬路特性推定値に含まれる雑音成分を除
去し、高精度な伝搬路特性の推定が実現できる。

【００５８】次に、第２の実施の形態について図２を用
いて説明する。この第２の実施の形態は、パイロットシ
ンボルをデータと並列に送信する方式を用いた、W-CDMA
移動通信システムを送信装置３０と共に構成する受信装
置４０である。

【００５９】W-CDMA移動通信システムにおける、送信装
置３０は、４相位相変調（Quadrature Phase Shift Key
ing；ＱＰＳＫ）マップ部３２、直交符号化部３３、デ
ータ拡散部３４₁及び３４₂、アンテナ１（ANT#1）パイ
ロットシンボル生成部３５₁、アンテナ２（ANT#2）パイ
ロットシンボル生成部３５₂、パイロット拡散部３６₁及
び３６₂、送信アンテナ（ANT1）３７₁，送信アンテナ
（ANT2）３７₂から構成される。

【００６０】入力端子３１を介して入力された送信デー
タw[n]は、ＱＰＳＫマップ部３２にて２ビット毎にＱＰ
ＳＫマッピングされ、複素シンボルx[m]として出力され
る。つまり、ＱＰＳＫマップ部３２では、上記図１３に
示す要領で、最初に入力されるビットをＩ−軸上に、次
に入力されるビットをＱ−軸上にマッピングし、Ｉを実
部、Ｑを虚部とした複素信号として扱う。

【００６１】複素シンボルx[m]は、直交符号化部３３に
て、２シンボル毎に直交符号化される。ここでは、入力
シンボルをS1，S2とすると、データ拡散部３４₁を介し
てアンテナ（ANT1）３７₁への出力をS1，S2とし、デー
タ拡散部３４₂を介してアンテナ（ANT2)３７₂への出力
を-S2^*，S1^*とする（＊は複素共役を示す）ことによ
り、それぞれのアンテナヘの送信シンボルが互いに直交
するようにする。なお、ここでの直交とは、それぞれの
アンテナから出力されるシンボルの相互相関が０になる
こと、具体的にはシンボルを乗算すると０になることを
意味する。

【００６２】データ拡散部３４₁及び３４₂は、直交符号
化部３３でそれぞれのアンテナヘの送信シンボルが互い
に直交するよう直交符号化されたデータに、符号多重の
ために拡散符号をそれぞれ乗算して帯域拡散する。デー
タ拡散部３４₁及び３４₂に用いられる拡散符号は同一で
ある。

【００６３】このように、送信機３０は、送信しようと
するデータを２系列に直交符号化し、それぞれのアンテ
ナ（ANT1）３７₁，アンテナ（ANT2）３７₂から同時に送
信する。この送信機３０のそれぞれのアンテナから送信
された直交シンボルは、無線伝搬路１３１，１３２を経
て受信機４０に到来する。伝播路の特性は、それぞれ複
素変数α、βで表すことができる。

【００６４】一方、受信装置４０側で無線伝播路の特性
を推定する仕組みを供給するために、上記データと並列
に、送信アンテナ（ANT1）３７₁，送信アンテナ（ANT
2）３７₂からパイロットシンボルが送信される。このた
め、アンテナ１（ANT#1）パイロットシンボル生成部３
５₁、アンテナ２（ANT#2）パイロットシンボル生成部３
５₂では、互いに直交するようなシンボル列を生成す
る。これらパイロットシンボルは、受信側で既知の固定
パターンであり、例えば、アンテナ１パイロットシンボ
ルをP1，P2，P1，P2・・と2シンボル周期で生成したと
すると、アンテナ2のパイロットシンボルは、P1，-P2，
P1，-P2・・として生成する。

【００６５】生成されたパイロットシンボルは、パイロ
ット拡散部３６₁及び３６₂にてそれぞれ拡散符号が乗算
され、帯域の拡散が施される。データシンボルの拡散同
様に、パイロット拡散に用いられる拡散符号は、パイロ
ット拡散部３６₁及び３６₂で共通であるが、データシン
ボルの拡散に用いた符号とは異なるものを使用する。

【００６６】次ぎに、受信装置４０は、受信アンテナ４
１、パイロット逆拡散部４２、伝播路推定部４３、雑音
除去フィルタ４４₁及び４４₂、データ逆拡散部４５、Ｆ
ＩＦＯ４６、直交復号部４７、ＱＰＳＫスライス部４８
から構成される。特に、伝播路推定部４３は、上記デー
タに付加されているパイロット信号から上記伝搬路の瞬
時伝搬路特性を推定する。また、雑音除去フィルタ４４
₁及び４４₂は伝搬路推定部４３で推定された上記瞬時伝
搬路特性を制御して低周波成分を抽出する。また、直交
復号部４７は、雑音除去フィルタ４４₁及び４４₂で抽出
された上記低周波数成分に基づいて上記データを直交復
号する。

【００６７】送信装置３０のそれぞれの送信アンテナ
（ANT1）３７₁，送信アンテナ（ANT2）３７₂から送信さ
れた信号は、無線伝播路１３１，無線伝搬路１３２を経
て、受信アンテナ４１に到来する。パイロット逆拡散部
４２ではパイロットシンボルの逆拡散、データ逆拡散部
４５ではデータシンボルの逆拡散処理が施される。逆拡
散処理には、送信機側で使用された符号と同じ符号をそ
れぞれ用いる。

【００６８】送信アンテナ（ANT1）３７₁から送信され
た信号が伝搬してくる伝播路１３１の伝搬路特性をα、
送信アンテナ（ANT2）３７₂から送信された信号が伝搬
してくる伝播路１３２の伝搬路特性をβとすると、パイ
ロット逆拡散部４２から出力されるシンボルは、上記
（５）、（６）式と同様に表すことができる。

【００６９】これら逆拡散されたシンボルは、伝搬路特
性推定部４３に入力される。ここでは、受信した上述の
パイロットシンボルを用いて上記（７）、（８）式に示
した処理を行い、各アンテナからの瞬時伝播路特性を演
算する。

【００７０】パイロットシンボルP1，P2は受信側で既知
の値であるため、上記（７），（８）式は容易に計算す
ることが可能である。

【００７１】この雑音除去フィルタ４４₁及び４４₂は伝
搬路推定部４３で推定された上記瞬時伝搬路特性α^{^}
_inst,β^{^} _instを用いて低周波成分を抽出する。図３に
は、雑音除去フィルタ４４₁及び４４₂を5タップのFIR(F
inite Impulse Response)で実現した具体例の構成を示
す。雑音除去フィルタは、複素遅延素子５１〜５４、複
素乗算器５５〜５９、複素加算器６０から構成される。
この場合のフィルタの群遅延は2であり、デ一タ部にも
同等の遅延を挿入する。

【００７２】複素乗算器５５〜５９におけるフィルタ係
数（γo,γ1,γ2,γ3,γ4）をγo＝γ1＝γ2＝γ3＝γ4
＝0.2+j0.0に設定した場合の周波数応答を図４に示す。
このような構成にすることにより、低周波数成分のみが
抽出され、フィルタ帯域外の雑音成分が除去される。通
常、送信装置と受信装置が見通しの関係にある場合、又
は、送信装置と受信装置の位置関係が固定又は低速で移
動している場合には、図５に示すように、伝搬路で発生
する雑音の周波数帯域（fn）は、伝搬路の周波数帯域
（fb）よりも広い。このため、雑音除去フィルタ４４₁
及び４４₂にて低周波数成分のみを抽出することによ
り、伝搬路特性のみを抽出することが可能となる。これ
ら雑音除去フィルタ４４₁及び４４₂で抽出された低周波
成分、すなわち伝搬路の推定特性α^{^} _a _vg，β^{^} _avgは復号
部４７に供給される。

【００７３】直交復号部４７にはデータ逆拡散部４５で
逆拡散処理が施され、ＦＩＦＯ４６にて雑音除去フィル
タ４４₁及び４４₂における群遅延が付加されたデータも
供給されている。そして、直交復号部４７にて上記推定
特性α^{^} _avg，β^{^} _avg を用いてデータを復号してから、
ＱＰＳＫスライス部４８にてＱＰＳＫ復調処理を施すこ
とにより受信データ列z[n]が出力端子４９から得られ
る。

【００７４】上記パイロットシンボルと同様に、データ
逆拡散部４５から出力されるシンボルは、上記（１）
式，（２）式のように表すことができる。直交復号部４
７にて、（７）式、（８）式から得た伝播路特性推定値
を用いることにより、シンボルS1,S2を復号する。

【００７５】このように、既知のパイロットシンボルを
用いることにより、受信装置４０側で送信アンテナと受
信アンテナ間の伝搬路特性が推定可能となり、直交符号
化された受信信号が復号できる。

【００７６】以上、上記図２に示した、受信装置４０に
よれば、瞬時伝搬路特性推定値から低周波成分を抽出す
ることにより、推定値に含まれる雑音成分を除去し、高
精度な伝搬路特性の推定が実現できる。

【００７７】なお、この第２の実施の形態では、フィル
タをFIR型で実現した例を示したが、図６に示すよう
な、複素乗算器６５，６７、複素加算器６６、複素遅延
素子６８で構成される、IIR（Infinite Impulse Respon
se）型でフィルタを実現し、回路規模・処理量を削減す
ることも可能である。

【００７８】次に、図７に示す受信装置７０を第３の実
施の形態として説明する。この受信装置７０も、パイ
ロットシンボルをデータと並列に送信する方式を用い
た、W-CDMA移動通信システムを上記送信装置３０と共に
構成する。上記第２の実施の形態と異なるのは、受信装
置７０が制御部７１を備えている点である。

【００７９】つまり、受信装置７０は、受信アンテナ４
１、パイロット逆拡散部４２、伝播路推定部４３、雑音
除去フィルタ４４₁及び４４₂、データ逆拡散部４５、Ｆ
ＩＦＯ４６、直交復号部４７、ＱＰＳＫスライス部４８
の他、伝搬路推定部４３で推定された上記瞬時伝搬路特
性から上記伝搬路の特性の変化速度を計算し、この変化
速度に基づいて上記伝搬路の特性が持つ周波数成分を推
定して雑音除去フィルタ４４₁及び４４₂のフィルタ係数
を可変制御する制御部７１を備える。

【００８０】この制御部７１は、上記瞬時伝搬路特性か
ら上記伝搬路の特性の変化速度を計算する変化速度計算
手段としてのフェージング検出部７２と、このフェージ
ング検出部７２で計算された上記変化速度に基づいて上
記周波数成分を推定して上記フィルタ手段のフィルタ係
数を選択する選択手段としてのフィルタ係数設定部７３
とからなる。

【００８１】そして、この受信装置７０は、フェージン
グ検出部７２、フィルタ係数設定部７３、及びに雑音除
去フィルタ４４₁及び４４₂により、フィルタ帯域を適応
的に変化させ、伝播路特性への変化に追従し、高精度な
伝播路特性の推定を可能とする。

【００８２】フェージング検出部７２は、伝播路推定部
４３から出力される、それぞれのアンテナの瞬時伝播路
特性値α^{^} _inst,β^{^} _instから伝搬路の変動速度を計算す
る。

【００８３】伝播路の変動速度を計算する手法には様々
なものがあるが、ここでは、電力変動を用いた場合の具
体的な処理内容を例として示す。伝播路特性の変動量
は、以下の（１１）式に基づいて計算する。

【００８４】

【数１１】

【００８５】上記（１１）式の計算結果は、フィルタ係
数設定部７３に入力され、振幅に応じて、設定するフィ
ルタ係数を決定するのに使われる。図８には、フィルタ
係数設定部７３の処理内容及びに処理手順をフローチャ
ートで示す。具体的には、ステップＳ１で入力された振
幅と、予め設定されたしきい値(Fd_TH)とを比較し、入
力がしきい値よりも高い場合には、ステップＳ２に進ん
で帯域が広くなるフィルタ係数を選択する。一方、入力
がしきい値よりも低い場合には、ステップＳ４に進んで
帯域が狭くなるフィルタ係数を選択する。

【００８６】更に、フィルタ係数の過剰な更新を防ぐた
めに、しきい値にヒステリシスを持たせてもよい。すな
わち、しきい値(Fd_TH)は、TH1>TH2の関係にある2つの
値から選択される。ステップＳ４で帯域が狭いフィルタ
の係数が選択されている状態ではステップＳ５にてしき
い値(Fd_TH)をTH1とし、ステップＳ２にて帯域が広いフ
ィルタ用の係数が選択されている場合にはステップＳ３
にてしきい値(Fd_TH)をTH2とする。そして、ステップＳ
６にてフィルタ係数を設定する。

【００８７】上記図３に示した5タップのFIRフィルタを
例にすると、帯域の狭いフィルタは、フィルタ係数（γ
o,γ1,γ2,γ3,γ4）を（0.2,0.2,0.2,0.2,0.2）に設定
し、帯域の広いフィルタは係数を（0.0,0.25,0.5,0.25,
0.0）として設定することにより実現できる。また、図６
で示したIIRフィルタを例にすると、帯域の狭いフィル
タは、係数γを0.75に設定し、帯域の広いフィルタは、
係数γを0.25に設定することにより実現できる。

【００８８】フィルタ係数設定部７３にて選択されたフ
ィルタ係数は、雑音除去フィルタ４４₁及び４４₂にそれ
ぞれ設定される。瞬時伝搬路特性は、設定されたフィル
タ係数にしたがって、フィルタリング処理される。

【００８９】伝播路で付加される雑音成分の特性を白色
と仮定した場合、理論的な観点では、狭い帯域のフィル
タを施す(平均サンプルを増やす)ほど推定精度が改善す
ると言える。一方、移動通信のようなシステムでは、受
信機の高速移動・周辺物体の移動などの要因により、伝
播特性は比較的高速に変化する。この場合、上述雑音除
去に用いるような狭い帯域のフィルタリングでは、伝播
特性そのものが失われてしまい、正確な伝播路の特性を
得ることができない。高速に変化する伝播路の特性を推
定するためには、フィルタ帯域を十分に広く保つ必要が
ある。伝播路特性の変動量から伝播路特性の周波数帯域
幅を推定し、上述したフィルタの帯域幅を伝播路特性の
周波数帯域幅よりも広く設定することにより、伝播路特
性成分を失うことなく雑音を除去することができる。

【００９０】このように、この第３の実施の形態となる
受信装置７０によれば、瞬時伝播路特性から伝播路特性
の変化速度を計算し、変化の速度に応じて、雑音除去フ
ィルタの係数を変更する構成としたことにより、伝播路
特性が急速に変化する場合においても、伝播路特性を正
確に推定することが可能となる。すなわち、伝播特性の
変化が速い場合には伝播路特性自体の帯域が広いと判断
して雑音除去フィルタの帯域を広く設定し、直交復号に
持ちいる平均伝播路推定値が、伝播路の変化に追従する
ようにできる。

【００９１】なお、本実施の形態では、設定するフィル
タ係数を２種類に限定したが、フィルタ係数設定部７３
にて、しきい値を複数用意し、複数のフィルタ係数を設
定できるようにすることも可能である。複数のフィルタ
係数を用意することにより、より細かな制御が可能とな
り、更なる受信特性の改善が期待できる。

【００９２】次に、図９に示す受信装置８０を第４の実
施の形態として説明する。この受信装置８０も、パイ
ロットシンボルをデータと並列に送信する方式を用い
た、W-CDMA移動通信システムを上記送信装置３０と共に
構成する。上記第２の実施の形態と異なるのは、制御部
８１を備えている点である。

【００９３】つまり、受信装置８０は、受信アンテナ４
１、パイロット逆拡散部４２、伝播路推定部４３、雑音
除去フィルタ４４₁及び４４₂、データ逆拡散部４５、Ｆ
ＩＦＯ４６、直交復号部４７、ＱＰＳＫスライス部４８
の他、伝搬路推定部４３で推定された上記瞬時伝搬路特
性から上記伝搬路の特性の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を計
算し、この信号対雑音比に基づいて雑音除去フィルタ４
４₁及び４４₂のフィルタ係数を可変制御する制御部８１
を備える。

【００９４】この制御部８１は、上記瞬時伝搬路特性か
ら上記信号対雑音比を計算する信号対雑音比計算手段と
してのＳ／Ｎ計算部８２と、このＳ／Ｎ計算部８２に基
づいて雑音除去フィルタ４４₁及び４４₂のフィルタ係数
を選択する選択手段としてのフィルタ係数設定部８３と
からなる。

【００９５】そして、この受信装置８０は、Ｓ／Ｎ計算
部８２、フィルタ係数設定部８３、及びに雑音除去フィ
ルタ４４₁及び４４₂により、瞬時伝播路特性のＳ／Ｎに
応じてフィルタ帯域を適応的に変化させ、高精度な伝播
路特性の推定を可能とする。

【００９６】Ｓ／Ｎ計算部８２は、伝播路推定部４３か
ら出力される、それぞれのアンテナの瞬時伝播路特性値
α^{^} _inst,β^{^} _instからＳ／Ｎを計算する。

【００９７】瞬時伝播路特性の信号成分の電力は、以下
の（１２）式に基づき計算する。

【００９８】

【数１２】

【００９９】また、瞬時伝播路特性の雑音成分の電力
は、以下の（１３）式に基づき計算する。

【０１００】

【数１３】

【０１０１】そして、上述の信号成分電力(Ｓ)と、雑音
成分電力(Ｎ)から、Ｓ／Ｎを計算し出力する。

【０１０２】Ｓ／Ｎ計算部８２から出力されたＳ／Ｎ値
は、フィルタ係数設定部８３に入力され、Ｓ／Ｎに応じ
て、設定するフィルタ係数を決定する。具体的には、入
力されたＳ／Ｎと、予め設定されたしきい値(N_TH)とを
比較し、入力がしきい値よりも低い場合には、帯域が狭
くなるフィルタ係数を選択し、しきい値よりも高い場合
には、帯域が広くなるフィルタ係数を選択する。つま
り、制御部８１はＳ／Ｎ計算部８２で計算したＳ／Ｎが
所定のしきい値(N_TH)よりも高いときにはフィルタ係数
設定部８３で上記雑音除去フィルタ４４₁及び４４₂のフ
ィルタ係数を通過帯域が広くなるフィルタ係数とする。
一方、Ｓ／Ｎ計算部８２で計算したＳ／Ｎが所定のしき
い値(N_TH)よりも低いときにはフィルタ係数設定部８３
で上記雑音除去フィルタ４４₁及び４４₂のフィルタ係数
を通過帯域が狭くなるフィルタ係数とする。

【０１０３】更に、フィルタ係数の過剰な更新を防ぐた
めに、しきい値にヒステリシスを持たせてもよい。すな
わち、しきい値(N_TH)は、TH1>TH2の関係にある2つの値
から選択される。帯域が狭いフィルタの係数が選択され
ている状態ではTH1とし、帯域が広いフィルタ用の係数
が選択されている場合にはTH2とする。

【０１０４】上記図３に示した5タップのFIRフィルタを
例にすると、帯域の狭いフィルタは、フィルタ係数（γ
o,γ1,γ2,γ3,γ4）を（0.2,0.2,0.2,0.2,0.2）に設定
し、帯域の広いフィルタは、フィルタ係数を(0.0,0.25,
0.5,0.25,0.0)として設定することにより実現できる。
フィルタ係数を(0.0,0.0,1.0,0.0,0.0)に設定して、フィ
ルタ機能を停止することも可能である。フィルタ係数設
定部８３にて選択されたフィルタ係数は、雑音除去フィ
ルタ４４₁及び４４₂にそれぞれ設定される。瞬時伝播路
特性は、設定されたフィルタ係数に従つて、フィルタリ
ング処理される。

【０１０５】このように、第４の実施の形態となる受信
装置８０によれば、瞬時伝播路特性から伝播路特性の信
号対雑音電力比(Ｓ／Ｎ)を計算し、Ｓ／Ｎに応じて、雑
音除去フィルタの係数を変更する構成としたことによ
り、雑音量に応じた伝播路特性成分の抽出が可能とな
る。すなわち、Ｓ／Ｎが悪い場合には、瞬時伝播路特性
成分に雑音が多く付加されていると判断し、伝播路特性
成分を抽出するために雑音除去フィルタの帯域を狭く設
定し、Ｓ／Ｎが良い場合には、瞬時伝播路特性成分に雑
音は少ないと判断し、雑音除去フィルタ機能を停止する
か、雑音フィルタの帯域を広く設定することにより、雑
音除去を必要とするときにだけ、雑音除去を行うように
できる。

【０１０６】次に、図１０に示す受信装置９０を第５の
実施の形態として説明する。この受信装置９０も、上記
W-CDMA移動通信システムを上記送信装置３０と共に構成
する。上記第２の実施の形態と異なるのは、制御部９１
を備えている点である。

【０１０７】つまり、受信装置９０は、受信アンテナ４
１、パイロット逆拡散部４２、伝播路推定部４３、雑音
除去フィルタ４４₁及び４４₂、データ逆拡散部４５、Ｆ
ＩＦＯ４６、直交復号部４７、ＱＰＳＫスライス部４８
の他、上記伝搬路推定部４３で推定された上記瞬時伝搬
路特性から上記伝搬路の雑音電力を計算し、上記受け取
ったデータから信号電力を導き、この雑音電力と信号電
力から計算した信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）に基づいて雑音
除去フィルタ４４₁及び４４₂のフィルタ係数を可変制御
する制御部９１を備える。

【０１０８】この制御部９１は、伝搬路推定部４３で推
定された上記瞬時伝搬路特性から上記伝搬路の雑音電力
を計算し、上記受け取ったデータから信号電力を導き、
この雑音電力と信号電力から信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を
計算するＳ／Ｎ計算部９２と、このＳ／Ｎに基づいて上
記雑音除去フィルタ４４₁及び４４₂のフィルタ係数を選
択する選択手段としてのフィルタ係数設定部９３とから
なる。

【０１０９】そして、この受信装置９０は、Ｓ／Ｎ計算
部９２、フィルタ係数設定部９３、及びに雑音除去フィ
ルタ４４₁及び４４₂により、受信データのＳ／Ｎに応じ
てフィルタ帯域を適応的に変化させ、高精度な伝播路特
性の推定を可能とする。

【０１１０】Ｓ／Ｎ計算部９２は、伝播路推定部４３
から出力される、それぞれのアンテナの瞬時伝播路特性
値α^{^} _inst,β^{^} _instから雑音電力を計算し、受信データd
[n]から信号電力を導き、Ｓ／Ｎを計算する。

【０１１１】瞬時伝播路特性の信号成分の電力は、以下
の（１４）式に基づき計算する。

【０１１２】

【数１４】

【０１１３】雑音成分の電力は、以下の（１５）式に基
づき計算する。

【０１１４】

【数１５】

【０１１５】信号成分の電力は、以下の（１６）式に基
づき計算する。

【０１１６】

【数１６】

【０１１７】そして、上述の信号成分電力(Ｓ)と、雑音
成分電力(Ｎ)から、Ｓ／Ｎを計算し出力する。

【０１１８】上述のＳ／Ｎ計算は、IMT-2000 W-CDMA移
動通信システムにおいて、下りチャンネルの電力制御を
行うため制御情報(ＴＰＣ)を生成するのに必要な処理で
ある。雑音除去フィルタ係数を決定するためのＳ／Ｎ計
算をＴＰＣ生成で計算したＳ／Ｎと共有することができ
る。

【０１１９】このように、第５の実施の形態となる受信
装置９０によれば、受信データの信号対雑音電力比(Ｓ
／Ｎ)を計算し、Ｓ／Ｎに応じて、雑音除去フィルタの
係数を変更する構成としたことにより、雑音量に応じた
伝播路特性成分の抽出が可能となる。雑音除去フィルタ
の係数の変更を受信データのＳ／Ｎから導くことによ
り、受信装置側ですなわち、Ｓ／Ｎが悪い場合には、瞬
時伝播路特性成分に雑音が多く付加されていると判断
し、伝播路特性成分を抽出するために雑音除去フィルタ
の帯域を狭く設定し、Ｓ／Ｎが良い場合には、瞬時伝播
路特性成分に雑音は少ないと判断し、雑音除去フィルタ
機能を停止するか、雑音フィルタの帯域を広く設定する
ことにより、雑音除去を必要とするときにだけ、雑音除
去を行うようにできる。

【０１２０】

【発明の効果】上述のように、本発明の受信装置によれ
ば、パイロット信号から導かれる瞬時伝播路特性推定値
から低周波数成分を抽出することにより、伝播路にて付
加された雑音成分を除去し、高精度な伝播路の推定が実
現できる。

【０１２１】また、本発明によれば、瞬時伝播路特性推
定値から、伝播路特性の変化速度を計算し、計算した変
化速度に基づいて、瞬時伝播路特性から抽出する低周波
数成分の帯域幅を可変制御することにより、伝播路特性
成分を失うことなく雑音成分のみを除去することができ
る。

【０１２２】また、本発明によれば、瞬時伝播路特性推
定値から、推定値の信号対雑音比(S/N)を計算し、計算
したS/Nに基づいて、瞬時伝播路特性から抽出する低周
波数成分の帯域幅を可変制御することにより、伝播路特
性成分を失うことなく雑音成分のみを除去することがで
きる。

【０１２３】また、本発明によれば、受信データから、
伝播路の信号対雑音比(S/N)を計算し、計算したS/Nに基
づいて、瞬時伝播路特性から抽出する低周波数成分の帯
域幅を可変制御することにより、伝播路特性成分を失う
ことなく雑音成分のみを除去することができる。 S/Nを
受信データから導くことにより、新たな処理を増やすこ
となく、フィルタの帯域幅の可変制御が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態となる、受信装置の
構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の第２の実施の形態となる、受信装置の
構成を示すブロック図である。

【図３】上記図２に示した受信装置を構成している雑音
除去フィルタの具体例の構成を示す回路図である。

【図４】上記雑音除去フィルタの具体例の周波数応答特
性図である。

【図５】伝搬路で発生する雑音の周波数帯域（fn）と、
伝搬路の周波数帯域（fb）との関係を示す図である。

【図６】上記雑音除去フィルタの他の具体例の構成を示
す回路図である。

【図７】本発明の第３の実施の形態となる、受信装置の
構成を示すブロック図である。

【図８】上記図７に示した受信装置を構成する制御部内
のフィルタ係数設定部における処理を示すフローチャー
トである。

【図９】本発明の第４の実施の形態となる、受信装置の
構成を示すブロック図である。

【図１０】本発明の第５の実施の形態となる、受信装置
の構成を示すブロック図である。

【図１１】送信アンテナダイパーシチを用いた無線通信
システムの構成を示すブロック図である。

【図１２】上記無線通信システムを構成する送信機の具
体例のブロック図である。

【図１３】上記送信機を構成するＱＰＳＫマップ部の動
作を説明するための図である。

【図１４】上記無線通信システムを構成する受信機の具
体例のブロック図である。

【図１５】W-CDMA移動通信システムにおける送受信装置
の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０送信装置、２０受信装置、２３伝搬路推定
部、２４フィルタ部、２００制御部、２７復号部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０４Ｊ 13/00 Ｈ０４Ｊ 13/00 Ａ５Ｋ０６１ // Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｚ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信装置から伝搬路を介して送られてく
るデータを受け取って復号する受信装置において、上記データに付加されているパイロット信号から上記伝
搬路の瞬時伝搬路特性を推定する瞬時伝搬路推定処理手
段と、上記瞬時伝搬路推定処理手段で推定された上記瞬時伝搬
路特性の低周波成分を伝搬路特性として抽出するフィル
タ手段と、上記瞬時伝搬路特性に基づいて上記フィルタ手段のフィ
ルタ特性を制御する制御手段と、上記フィルタ手段で抽出された上記伝搬路特性に基づい
て上記データを復号する復号手段とを備えることを特徴
とする受信装置。
【請求項２】上記データは上記送信装置の複数のアン
テナから同時に送信されてくるものであり、上記瞬時伝
搬路推定処理手段は上記送信装置の各アンテナと上記受
信装置のアンテナ間の瞬時伝搬路特性を推定することを
特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】上記制御手段は、上記瞬時伝搬路推定処
理手段で推定された上記瞬時伝搬路特性から上記伝搬路
の特性の変化速度を計算し、この変化速度に基づいて上
記伝搬路の特性が持つ周波数成分を推定して上記フィル
タ手段のフィルタ係数を可変制御することを特徴とする
請求項１記載の受信装置。
【請求項４】上記制御手段は、上記瞬時伝搬路特性か
ら上記伝搬路の特性の変化速度を計算する変化速度計算
手段と、この変化速度計算手段で計算された上記変化速
度に基づいて上記周波数成分を推定して上記フィルタ手
段のフィルタ係数を選択する選択手段とからなることを
特徴とする請求項３記載の受信装置。
【請求項５】上記制御手段は、上記瞬時伝搬路推定処
理手段で推定された上記瞬時伝搬路特性から上記伝搬路
の特性の信号対雑音比を計算し、この信号対雑音比に基
づいて上記フィルタ手段のフィルタ係数を可変制御する
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項６】上記制御手段は、上記信号対雑音比が所
定のしきい値よりも高いときには上記フィルタ手段のフ
ィルタ係数を通過帯域が広くなるフィルタ係数とするこ
とを特徴とする請求項５記載の受信装置。
【請求項７】上記制御手段は、上記信号対雑音比が所
定のしきい値よりも低いときには上記フィルタ手段のフ
ィルタ係数を通過帯域が狭くなるフィルタ係数とするこ
とを特徴とする請求項５記載の受信装置。
【請求項８】上記制御手段は、上記瞬時伝搬路特性か
ら上記信号対雑音比を計算する信号対雑音比計算手段
と、この信号対雑音比に基づいて上記フィルタ手段のフ
ィルタ係数を選択する選択手段とからなることを特徴と
する請求項５記載の受信装置。
【請求項９】上記制御手段は、上記伝搬路推定処理手
段で推定された上記瞬時伝搬路特性から上記伝搬路の雑
音電力を計算し、上記受け取ったデータから信号電力を
導き、この雑音電力と信号電力から計算した信号対雑音
比に基づいて上記フィルタ手段のフィルタ係数を可変制
御することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項１０】上記制御手段は、上記信号対雑音比が
所定のしきい値よりも高いときには上記フィルタ手段の
フィルタ係数を通過帯域が広くなるフィルタ係数とする
ことを特徴とする請求項９記載の受信装置。
【請求項１１】上記制御手段は、上記信号対雑音比が
所定のしきい値よりも低いときには上記フィルタ手段の
フィルタ係数を通過帯域が狭くなるフィルタ係数とする
ことを特徴とする請求項９記載の受信装置。
【請求項１２】上記制御手段は、上記伝搬路推定処理
手段で推定された上記瞬時伝搬路特性から上記伝搬路の
雑音電力を計算し、上記受け取ったデータから信号電力
を導き、この雑音電力と信号電力から信号対雑音比を計
算する信号対雑音比計算手段と、この信号対雑音比に基
づいて上記フィルタ手段のフィルタ係数を選択する選択
手段とからなることを特徴とする請求項９記載の受信装
置。
【請求項１３】送信装置の複数のアンテナから伝搬路
を介して同時に送られてくるデータを受け取って復号す
る受信装置において、上記データに付加されているパイロット信号から上記送
信装置の各アンテナからのそれぞれの伝搬路の瞬時伝搬
路特性を推定する瞬時伝搬路推定処理手段と、上記瞬時伝搬路推定処理手段で推定されたそれぞれの瞬
時伝搬路特性の低周波数成分を伝搬路特性として抽出す
るフィルタ手段と、上記フィルタ手段で抽出された上記それぞれの伝搬路特
性に基づいて上記データを復号する復号手段とを備える
ことを特徴とする受信装置。
【請求項１４】上記それぞれの瞬時伝搬路特性に基づ
いて上記フィルタ手段のフィルタ特性を制御する制御手
段を備えることを特徴とする請求項１３記載の受信装
置。
【請求項１５】上記制御手段は、上記瞬時伝搬路推定
処理手段で推定された上記それぞれの瞬時伝搬路特性か
ら各伝搬路の特性の変化速度を計算し、この変化速度に
基づいて各伝搬路の特性が持つ周波数成分を推定して上
記フィルタ手段のフィルタ係数を可変制御することを特
徴とする請求項１４記載の受信装置。
【請求項１６】上記制御手段は、上記瞬時伝搬路推定
処理手段で推定された上記それぞれの瞬時伝搬路特性か
ら各伝搬路の特性の信号対雑音比を計算し、この信号対
雑音比に基づいて上記フィルタ手段のフィルタ係数を可
変制御することを特徴とする請求項１４記載の受信装
置。
【請求項１７】上記制御手段は、上記瞬時伝搬路推定
処理手段で推定された上記それぞれの瞬時伝搬路特性か
ら各伝搬路の雑音電力を計算し、上記受け取ったデータ
から信号電力を導き、この雑音電力と信号電力から計算
した信号対雑音比に基づいて上記フィルタ手段のフィル
タ係数を可変制御することを特徴とする請求項１４記載
の受信装置。