CN1846357A - 并行扩频通信系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及扩展正交编码数据的并行扩频(“PSS”)技术。在优选实施例中，适用于通信数据的方法和系统包括采用使用正交Walsh函数方案来编码(720)和扩展(770)数据流(772)，并将数据流分成为多个位数据包，各个数据包可表示一系列真或逆Walsh码中的一个。随后，数据流进行差分编码以适用于BPSK或QPSK调制，并且采用PN序列扩展。并行扩展的数据流经调制后发射至接收机。在接收机上，通过计算在数字数据流和可编程序列之间的交叉相关性来恢复数据流。PSS技术胜过常规通信系统，其益处之一是能够同时获得附加的处理增益和数据前向误差校正。

Description

并行扩频通信系统和方法

技术领域

本发明涉及数字通信，尤其涉及用于提供扩频相关的通信的系统和方法。

背景技术

扩频通信技术有着广泛的应用。例如，扩频起源于对侦听/窃听敏感以及容易受到有意介入干扰/人为干扰的军事通信。然而，已经发展了用于扩频的商业应用的主机，特别是在无线通信的领域中，例如，蜂窝式移动通信。

扩频的基本概念与长期的通信实践相反。特别是，常规的实践重在使信息承载信号的频率带宽减到最小，以便于将更多的信号适应于通信链路(信道)。恰恰相反，扩频的目标是充分增加信息承载信号的带宽。的确，扩频通信链路占据的带宽大大高于标准通信链路所需的最小带宽。即，扩频信号一般所占据的带宽要远远超过根据奈奎斯特(Nyquist)理论传输数字数据所需的带宽。正如下面将要更详细讨论的那样，该带宽增加有助于减小各种形式的干扰的不利后果。

在扩频系统中，发射机在发射前就扩展(增加)信息承载信号的带宽。接收机一旦接收到信号，就以基本相同的量来解扩(减小)带宽。理想的是，所接收信号经解扩后与扩展之前的传输信号相同。然而，通信信道一般都会引入某种形式的窄带(相对于扩展带宽)干扰。

一种普通类型的扩频系统是直接序列扩频系统(“DSSS”)。采用DSSS系统，扩频是通过将数字数据与二进制伪噪声序列(“PN-序列”或“PN码”)相乘而获得的，这也被称之为伪随机序列或码片(chippingcode)，其符号速率是二进制数据码率的许多倍。扩展序列的符号速率有时被称之为码片速率。该码片与数据无关且包括用于要传输的各个比特的冗余比特模式。实际上，该码片提高了所传输信号的抗干扰能力。如果在传输过程中损失了模式中的一比特或多比特，但由于传输中有冗余码，原始的数据仍能够恢复。伪噪声序列是值为-1或1(极性)，或者0和1(非极性)的码序列，它具有其它的相关特性。

图1描述了传统的直接序列(“DS”)扩频的扩展技术。有几类众所周知的伪噪声序列，可以适用于DSSS系统，例如，M序列、Gold(戈德)码和Kasami码；各类序列或码都具有它自己的特殊性能。一个码中码片的数量被称之为该码的周期(N)。例如，如果一个完整的PN序列与一个单个数据位相乘(正如图1所示，采用N＝7)，信号的带宽与因数N相乘，这也被称为处理增益。换句话说，扩频通信中的处理增益直接与序列的长度有关。参考图2A，如果使用M序列的码，则功率谱的效应是功率谱密度为sinc 2(x)函数的形状。

通过必要的干扰抑制就可容易地看到使用扩频技术的益处。影响信号的干扰主要有三类：人为干扰，多址访问以及多路径。当另一信号是预先有准备的(例如采用军事干扰机)或者是不小心地叠加在该信号上时，就会发生人为干扰。在信号与其它其他信号分享相同频率频谱时，就会发生多址访问干扰。多路径干扰法发生在信号本身被延迟时。

关于人为干扰，敌对一方或“干扰机”在定位扩频信号时有一个困难时间。事实上，在扩展之后，扩频信号与噪声相扰频，见图2B，人为干扰的信号仅仅限于一小部分频谱，在信号解扩(缩谱)之后，人为干扰就被衰减到了噪声的电平，见图2C，并且信息可以得到恢复，见图2D。在商业应用中，扩频通信的主要优点是消除了来自另一个发射机的集中干扰。

与多址访问相关的扩频的益处具有很大的商业应用价值。从商业应用的观点来看，扩频通信允许多个用户以相同的频带进行通信。当采用该方式时，它就变成了频分多址(“FDMA”)或时分多址(“TDMA”)的一种替代方案，且通常被称之为码分多址(“CDMA”)或扩频多址(“SSMA”)。当使用CDMA时，该组中的各个信号都给出了它自己的扩展序列。FDMA要求所有的用户都采用互不相交的频带并且及时的同步发射。TDMA通过将唯一的时隙分配给各个信道中的每一个用户来要求所有的用户都采用相同的带宽。相反，CDMA则通过它们所采用的特定扩展码来区分接收机上相互不同的波形。

CDMA应用在无线通信中尤为有益。这些应用可以包括蜂窝式通信，个人通信服务(“PCS”)，以及无线局域网。它普及的主要理由是由于在多径衰落信道上发射时扩频波形所显示的性能。为了说明这一概念，假如DS发信号。只要扩展序列的单个码片的持续时间小于多路径延迟的扩展，则DS波形的使用就为系统设计者提供了两种选择中的一种选择。多路径可以作为干扰形式来处理，这就意味着接收机应该尽量地衰减它。的确，在这样的条件下，由于系统的处理增益的原因，所有的多路径返回到达接收机的时间延迟都大于从使接收机同步于多路径返回开始的码片时间(通常是第一返回)，且都得到了衰减。另外，被来自主路径的多个码片时间分离的多路径返回代表接收信号上的单独“式样”，且它可用来建设性地增强接收机的整体性能。也就是说，因为所有的多路径返回都包含了与将要发送的数据有关的信息，该信息可以由适当设计的接收机来获取。

因而，扩频通信的益处是可以使用不同的扩展代码使得多条链路可以同时在相同的频率上工作。该技术所能提供另一益处是该处理增益允许扩频通信链路可以在比常规无线电链路要低得多的信号电平上工作。

然而，常规的扩频系统也存在着一些缺点。常规无线系统的一个问题是该系统要求可观的RF发射机功率。特别是在便携式手持蜂窝设备中，可以相信该设备的这种功率条件和相关强电磁信号可以负面影响人类的生理。常规系统的另一个相关缺点是便携式设备在某些应用中电池寿命短。此外，常规扩频系统需要大的通信带宽，且每个带宽上用户的数量受到扩展码数量的限制。

另一缺点是扩频须经受NEAR-FAR效应。该问题是由接收机可以采用不同的功率接收来自多个发射机的多个信号造成的。一般来说，在接收机中可以通过干扰码的互相关性来抑制非干扰发射机所发射的信号功率。然而，如果非干扰发射机非常接近于干扰发射机，所接收到的非干扰发射机的信号功率就有可能比干扰发射机的信号功率高得多。在这种情况下，接收机中的PN相关器将难以检测和解扩微弱的干扰发射。

另一个明显的缺点是常规系统不能实际和有效地提供增强的处理增益。当前，扩频技术还不能支持能改善处理增益的大的PN序列长度。另外，常规系统还难以对前向误差校正采用优化的处理增益。

发明内容

本发明教导了双序列并行扩频方法和系统。本发明有利地组合了一系列码序列，以形成能在大量的应用中得以实施的增强的和坚实的通信技术，该通信技术可以包括点对点或者一点对多点的无线通信系统。

在本发明的一个优选实施例中，无线通信系统包括发射机和接收机站。采用了包括基本码序列和辅助码序列组合的双序列并行扩频方法。根据本发明，发射机站所执行的步骤包括：采用包括基本码的基本编码方案(例如，正交Walsh编码方案)对数字数据信号进行编码；采用辅助序列(例如，PN序列)对基本码的等分片段进行扩展；使用例如DBPSK调制技术来调制所扩展的编码信号；以及发射调制信号。根据该优选实施例，接收机站执行的步骤包括：使用存储的辅助序列来解扩所接收到的信号，解调所解扩后的信号；以及使用基本编码方案来解码所解调的信号。

在本发明的一个实施例中，一种导出用在CDMA通信系统中的码对(code pairs)的方法，其包括步骤：选定多个n位正交码；指令所述多个n位正交码进入第一顺序；产生所述第一顺序的排列；对于所述第一顺序的每个排列，产生第一组的唯一码，其中所述产生的步骤包括：倒置所述多个n位正交码的至少一个；以及倒序所述第一组的唯一码，以创建反序组的唯一码；测定所述各组每个可能的码对之间的分离值，其中每个可能的码对包括从所述第一组的唯一码中选出的一个码和从所述反序组的唯一码中选出的一个码，以及确定一组码对，其中所述组码对中的所有码对的测定分离值均大于采用Walsh码时的30dB。

以并行层的方式来使用多个短扩展码可从根本上增强处理增益和多址访问的属性。在本发明的一个实施例中，一个增强的处理增益达到了约27dB。

本发明的另一个明显的优点是所增强的处理增益允许降低需要的所发射功率和/或增加通信距离。例如，18dB的处理增益理论上意味着只需要RF发射功率要求的1/8就可以满足通信链路的需要。本发明较低的功率要求可以减少影响健康的问题并且允许电池在某些应用中使用更长的时间。此外，通信距离可以高达50Km。

本发明的又一优点是可在同相和正交的信道中采用独立的扩展序列，从而允许提高链路的安全性。

本发明的另一优点是提高了带宽的效率。例如，本发明的带宽效率通常比采用同一处理增益属性的常规扩频技术的带宽效率高出多于5倍。

本发明的另一优点是接收机实施前向误差校正算法有利于改善误码率的性能。

本发明还有一个优点是由于采用的短PN序列所以减小了采集的周期。

本发明的上述和其它特征和优点将从以下本发明的实施例，附图以及权利要求的更详细讨论中变得更加清晰。

附图说明

为了能更加充分地理解本发明以及它的目的和优点，现在参考结合附图进行以下描述，其中：

图1示出了常规直接序列扩频的扩展技术；

图2A-2D示出了在常规直接序列的扩频通信系统中的频谱；

图3示出了根据本发明一个实施例的并行扩频通信系统；

图4示出了根据本发明一个实施例发射并行扩频信号的处理过程；

图5示出了根据本发明一个实施例接收并行扩频信号的处理过程；

图6(a)示出了根据本发明一个实施例的数据并行扩展的信号图；

图6(b)示出了根据本发明另一实施例的数据并行扩展的信号图；

图7示出了根据本发明一个实施例的信号信道并行扩频发射机系统；

图8示出了根据本发明一个实施例的QPSK差分编码器的硬件元件图；

图9(a)和(b)示出了根据本发明一个实施例的并行扩频接收机系统；

图10示出了根据本发明一个实施例的Walsh码相关性和解码电路；

图11示出了根据本发明一个实施例的差分PSK解调器的硬件元件图；

图12示出了根据本发明一个实施例的双信道并行扩展系统；

图13示出了根据本发明一个实施例的自动增益控制系统；以及

图14示出了根据本发明一个实施例的从三个示例性的16位Walsh码导出的可能的64位码序列。

具体实施方式

现在参考图3-14来讨论本发明的优选实施例，其中类似的标号表示类似的元件并且各个标号的最左边的数值对应于在附图中最先使用的标号。对这些优选实施例描述限于无线电话通信系统方面。然而本发明应用却十分广泛，例如但不限于，宽带无线点对点和一点对多点的数字通信链路；低功率无线应用(如卫星和外层空间通信)；使用CDMA的遥测应用；WLAN应用；以及安全通信信道。这些优选实施例涉及将编码数据扩展到预定辅助序列上的并行双序列扩频(“PBSS”)技术。

本发明也可以应用于任何现有的数字通信信道或链路，以基本创建伪直接序列扩频通信链路，该链路采用了输入数字流数据的位乘位、字节乘字节(B×B)或者多字节相乘(MB×MB)的并行扩展。当与DSSS通信信道相组合时，就会产生数据流的双层并行的扩展。本发明加宽了需要的带宽和大大的提高了链路的处理增益。

参考图3，根据本发明实施例来描述扩频通信系统300。系统300包括收发信机站310和320。收发信机站310与发射并行扩频信号330到收发信机站320。为了便于双向通信到收发信机站310，收发信机站320也可发射并行扩频信号340到收发信机站310。本领域的普通技术人员都会意识到还可以通过无线网络(未显示)来发射并行扩频信号330和340，例如，通过蜂窝式电话服务网络和个人通信服务(“PCS”)网络。例如，收发信机站310和320可以在蜂窝网络中的相同单元或不同单元网内或者是在两个不同网络的单元内。蜂窝网络可以包括一个和多个基站，基站可以在各个单元中各自工作，并且电话总机办公被称作为是移动电话交换办公室(“MTSO”)。各个基站可以包括一个或多个发射机和/或接收机，它可以转发并行扩频信号330和340，使得蜂窝网络可以与收发信机站310和/或收发信机站320通信。在这些实施例中，MTSP处理所有连接着基于地面的电话系统和其它蜂窝网络的电话，并控制该指定区域中的所有基站。根据基于地面的通信系统或其他蜂窝网络所需的格式，可将并行扩频信号330和340在基站或MTSO上转换成不同格式的信号。

信号330和340优选由射频(RF)信道传送，例如但不限于那些适用于包括移动通信全球系统(GMS)和PCS设备的蜂窝通信设备；民用和军用的无线电控制设备；卫星通信系统；以及外层空间无线电通信系统。

在本发明的优选实施例中，收发信机站310和320分别用作为固定无线通信系统中的基站和远程站，在2003年6月17日申请的、名称为“单点到固定多点数据通信的系统和方法”共同未决的美国专利申请No.10/462697中描述了该固定无线通信系统。在该实施例中，采用该并行扩频信号330和340以通过网际多址访问(iPMA)通信方法传送分组化的语音和数据。还可以利用多址远程站(未示出)来与基站通信。基站优选与电信公司(Telco)网络和/或英特网业务提供商(ISP)网络对接。

在本发明的优选实施例中，根据图4所描述的处理过程400产生并行扩频信号330。在该发明的实施例中，发射站310采用基本编码方案对数字数据信号进行编码(步骤410)。该基本编码方案采用诸如正交Walsh函数的长度为2n正交码。正交码的产生对本领域的技术人员而言是显而易见的，例如，基本码可以是4、8或16位的Walsh码。采用辅助码进行辅助编码(步骤420)以扩展基本编码数据。该辅助码可以是任意类型的偶数有序代码，例如，M序列，Barker，Gold，Kasami，以及其它等等，但是最好是PN序列。可以根据辅助序列必须是基本序列长度的整数倍的要求，辅助码同时与完整的基本序列或者部分基本序列相乘，例如，如果基本码是8位Walsh码，则辅助码必须是8的整数倍，例如，可以是16，24，32，48，或者64，等等的位PN序列。一旦完成辅助编码之后，就调制该信号(步骤430)，并且将该信号发送至接收站320(步骤440)。

图5示出了根据本发明该优选实施例接收并行扩频信号330的处理过程500。首先在接收站320接收(步骤510)并行扩频信号330。对并行扩频信号330进行数字化(步骤520)，随后使用所存储的对应于发射站310所使用的辅助序列的辅助序列进行解扩(步骤530)。一旦完成了解扩，则对信号进行解调(步骤540)，并且随后使用在发射站310中所采用的方案进行解码(步骤550)。

采用该实施例，如果使用8位Walsh码作为基本序列和48位PN序列作为辅助序列，则可以获得高达27dB的潜在处理增益(正如以下将详细说明的那样)。通过使用更长的基本和/或辅助码可以获得更高电平的处理增益。然而，接收站320中的电子设备的复杂程度直接与代码长度成比例，并因此限制了实际应用更大的代码。相比较而言，在常规DSSS系统中要获得27dB处理增益，就必须采用502位的扩展码，对于使用目前技术的高数据率的应用来说，这是难以实现的。

图6(a)示出了如共同转让的美国这里申请No.10/075367公开内容一样的并行扩展数据的信号图600。正如所示的那样，采用48位的并行PN序列620进行扩展8位正交码610，以产生并行扩频数据信号630。正如以上所阐述的那样，并行序列是所选择的正交码长度的整数倍。各个数据符号640是由并行扩展序列的6位650进行扩展，以产生潜在的处理增益7.78dB(10log6)。一旦选择了适当的正交码和并行PN序列，它们则在通信的过程中是固定的。当给每个接收机分配不同的正交PN序列，才可能获得CDMA通信。

在本发明的实施例中，每个Walsh码被分成相等的片段，每个片段由并行PN序列620进行扩展。参照图6(b)，根据本发明描述了并行扩展数据的信号图660。如图中所示的那样，该Walsh码的第一个2位片段670由48位并行PN序列620进行扩展，以产生并行扩频数据信号680。每个数据符号640都由并行扩展序列的6位650进行扩展。实际上，Walsh码位610各位的输入都使用PN序列620的4和6位片段。Walsh码610的连续的2位片段还可由48位的并行PN序列620进行扩展。使用2位片段670仅是示例性的；另外，可以使用8位Walsh码的1位片段或4位片段。使用上述2位片段670可产生24.4Dbd的潜在处理增益，即，基本码处理增益9dB、编码增益1.6dB和辅助处理增益(10log24)13.8dB的总和。使用1位片段可创建约27dB的潜在处理增益。为了保持语音通信有组后的数据速率，优选采用正交振幅调制(QAM)，而不采用下文所述的DPSK。

从本质上说，长的并行扩展序列使用在多个数据位或其片段上。所使用的扩展序列可以是，例如，M序列，Barker，Gold，Kasami，和任何类型的PN序列。根据本发明中的并行扩展可以采用对发射路径中的数据流进行差分编码，以简化接收机上的数据恢复。如果并行扩展方案应用于M-ary调制链路，则可以使用不同的PN序列来扩展同相(I)和正交(Q)的信道，以提高信道的安全性。

M-ary调制系统可以在每一个发射信号的转变(符号)过程中发送比二进制系统更多的信息。因为需要log2(M)位来选择M种可能性中的一种，所以各个波形可以转换成log2(M)位信息。所发射的每个波形都表示log2(M)位符号。表1示出了M-ary方案的实例。

表1：M-ary方案

M-ary	调制方案
		4	QPSK
8	8PSK
		16	16QAM
64	64QAM

基本数据的Walsh编码提供了初始扩展和编码增益。8位的Walsh编码器将提供9dB的潜在处理增益和1.6dB编码增益。链路优选使用高级协议(如iPMA)，且数据以分组格式传输。导言(preamble)表示传输以初始化接收机上的采集的起始部分。在本发明的实施例中，可使用差分二进制相移键控(“DBPSK”)调制对导言和用于随后数据包传输的DQPSK进行初始化。差分是指数据以离散相移Δθ的方式来传输的，其中，相位参考是以前发送的信号相位。因为它不需要绝对的相位参考，所以该方法减小了解调处理过程的复杂性。

图7示出了根据本发明实施例具有单信道的并行扩频系统700。使用扰码器710对正在输入数据772进行扰码，使之频谱变成白色，并且除去数据中的任何DC偏移。在本发明该实施例中，使用Walsh编码器720以正交Walsh函数来编码和扩展数据流。最终的数据被分成具有3位定义幅度和其余位设计成符号的4位四位字节。幅度位识别8个Walsh码中的一个，而符号位定义所选择的是真Walsh码还是逆Walsh码。这样就以扩展和编码的方式引入了系统处理增益。当较高的正交Walsh函数可以提供1.6dB的编码增益时，扩展增益为9dB(10log8)。因而，Walsh码的使用提供了10.6dB的有效系统增益。然而，本发明也可以使用另一种涉及同相(I)和正交(Q)信道的数字调制方案。

M-ary双正交键控(“MBOK”)调制是使用正交码进行数据块编码并且可以二进制(“BMBOK”)或正交(“QMBOK“)的格式实现的技术。该技术可以通过在接收机执行FEC算法来产生改善链路误码率(“BER”)性能的编码增益。因此，MBOK调制比BPSK更有效，例如，在le10-5BER，Eb/No是8dB，而不是9.6dB。

应该注意的是，Walsh编码可以作为具有上述优选益处和优点的优选实施例的一部分来实现，但在另外的实施例中，它阻止了直接从并行扩展中获得的其它处理增益，因为可以获得代码的正交性和FEC属性，所以优选使用Walsh编码。Walsh码只有在零相位偏移和较佳的同步时才能呈现出零交叉相关性。当存在这些偏移时，Walsh码会呈现出比PN序列大得多的交叉相关性数值和差得多的自动相关性。因此，为了能在接收机上对Walsh序列进行相干性解码，常使用重叠的并行PN扩展序列来获取所需的相位和时序信息。起始可发送一些不能编码的导言，以便于在接收机上获得初始采集。导言发生器740产生用于在差分编码器730上进行Walsh编码的导言和数据控制信号774，它们被发送给媒体访问控制器(“MAC”)(未示出)，以控制主机系统和无线电部分之间的数据流。

为了能简化在解调过程中所需的相位确定，就产生了数据流的差分编码。差分编码器730采用原先的符号作为相位参考，来确定目前符号的结果。这就忽略在相干性检测系统中的恒定相位参考传输的先决条件。通过简单XOR当前和原先的符号值就可以获得适用于BPSK调制的差分编码。然而，适用于QPSK的差分编码就更复杂，它存在着如表2所示的16种可能的状态。

图8示出了根据本发明实施例的QPSK差分编码器电路800。硬件包括连接着两位加法器830的四个两输入的异或门810和820。电路800的操作对本领域的技术人员而言是显而易见的。

         表2：差分编码序列QPSK

新的输入IN(I，Q)k	原编码OUT(I，Q)k
					0  0	0  1	1  1	1  0
	0  0	0  0	0  1	1  1					1  0
0  1					0  1	1  1	1  0	0  0
	1  1	1  1	1  0	0  0					0  1
1  0					1  0	0  0	01	1  1

再参考图7，数据缓冲器750保持着在并行扩展之前的数据位并且确保数据与PN序列能够同步。例如，Walsh编码器720向同步器732提供了同步脉冲。为了能确保Walsh码和PN序列能在时间上对准，同步器732向数据缓冲器750、PN序列发生器760和并行扩展器770提供了时序信息。对PN发生器进行可编程，使之能产生从短的到非常长的PN序列。PN序列采用每一个数据符号的多个PN位通过并行扩展器770以并行的方式扩展数据。所输出的数据流776是使用诸如BPSK或QPSK的数字调制方案调制的。

图9(a)和图10示出了根据本发明实施例的并行扩频系统(接收机)900的主要元件。图9示出了I902和Q904信道，在该信道中采用DPSK的调制方案。图10说明了Walsh码相关性和带有FEC的解码的电路100；为了更加清楚，仅描述同相[I]信道，但是也可以使用其它信道。电路1000的操作对本领域的技术人员而言是显而易见的。

参考图9(a)，根据本发明的实施例，接收机900解扩并行扩展的序列。特别是，将IF信号下变换到基带，在基带该信号由双4位模拟数字转换器(“ADC”)910进行数字化。优选采用4倍于芯片速率的采样速率。由载波相位监测器930，超前/滞后滤波器940，数值控制振荡器(“NCO”)950提供载波追踪数字锁相环路(“DPLL”)或载波相位恢复环路。它的输出供给复用乘法器920。

在接收机900上优化数据检测要求接收机信号参数与发射机上相应的参数同步，以确保在损坏的信道上能如采用衰减和大载波偏移来持续的进行数据检测。载频误差主要是由于传播信号效应和/或发射机/接收机的电路系统。收到的I和Q信道信号通常受到频率和相位误差的影响，而造成发射机和接收机900之间频率的不匹配和相位的不同步。DPLL的目的是消除由于RF下变换过程中的容差造成的任何载波偏移，从而校准接收器900的频率和相位。图9(b)示出了根据本发明实施例在接收机上适用DBPSK/DQPSK调制的载波相位恢复环路的具体形式，载波相位恢复环路的操作对本领域的技术人员而言是显而易见的。I和Q输入信号通过载波相位监测器930和超前/滞后滤波器940，产生NCO950创建相位校正系数所用的误差信号。尤其是，来自ADC910的数字化I和Q信道数据在服用乘法器920上分别混有NCO950的余弦和正弦输出。NCO是一个振荡器，它产生与正弦或其它波形相应的数字采样值。载波相位恢复环路通过不断的调节I和Q值恰好补偿了载波偏移，从而在数据采样在引入到PN匹配滤波相关器960之前就校准并同步了相位。

PN匹配滤波器960包括单独可编程的多级串连可变相关器。在工作中，PN匹配滤波器960计算在输入和可编程PN最大序列之间的交叉相关性。该相关性的峰值可用于初始化并行累加、积分和转存的序列，并依次提取多位采样和位时序的信息。PN匹配滤波器960中每个位累加器的结果以并行的方式输入至相关性和符号追踪处理器970，在该处理中，确定各位的相关性并从所提取的数据采样中提取符号时序信息。通过采用公式：Max[ABS(I)*ABS(Q)]+1/2Min[ABS(I)*ABS(Q)]，近似计算I和Q信道相关性和的和的幅值可获得相关性。该计算数值可用于产生多位追踪参考时钟信号。

执行可编程阈值和智能追踪，以忽略假的检测和自动插入丢失的相关性脉冲。该多位检测脉冲初始化并行相关性，该相关性可通过计算符号相关性的幂的幅值来提取符号的时序，符号相关性的幂也形成了用于符号追踪处理的参考。所提取的扩展符号采样与来自符号追踪处理器的相关时序信息一起发送至DPSK解调器980。

DPSK解调器通过对来自当前和原先并行相关处理的各个解扩信息进行“点积”和“叉积”的计算来传送各个符号。对BPSK解调来说，仅仅“点积”就允许确定连续采样之间的相移。对QPSK解调来说，要确定相移，则同时需要“点积”和“叉积”。在数学上，点积和叉积为：

        dot(k)＝IK·IK-1+QK·QK-1        以及

     cross(k)＝QK·IK-1-IK·QK-1

式中，I和Q是当前K和原先K-1符号的同相和正交采样。在复数平面上这些乘积的结果显示了该方法可以表2所示的格式有效地解调差分编码的QPSK信号。

图11示出了根据本发明实施例的差分PSK解调器1100的硬件元件。解调器1100的操作对本领域的技术人员来说是显而易见的。

点积和叉积可以用于对初始DPLL的功能产生其他误差信号。在校正了由于PSK调制而在符号之间估计的相移增量之后，该自动频率控制(“AFC”)误差信号反映了当前和原先符号之间相位差异的正弦。数学分析可以产生接近的近似值，它可以在使用点积和叉积时应用。该方程式是：

        AFC_Error BPSK＝Cross·Sign[Dot]        和

        AFC_Error QPSK＝(Cross·Sign[Dot])-(Dot·Sign[Cross])

这两个方程式可以分别适用于BPSK和QPSK调制方案。在将各个并行处理信道的误差信号通过环路滤波器输入到NCO之前，其可以得到组合和平均。该功能可基本上消除较小的频率误差，并因此而确保最佳的接收机性能。

所恢复的I和Q数据可以锁存到并串转换器。在本发明的另一实施例中，需要其它信号处理方法来完成与现有Walsh解码器的接口。数据采样以并行I 1202和Q 1204的总线输出至双信道并行扩频系统1200的Walsh代码FEC 1210，正如图12所示。

Walsh相关性，解调和FEC处理取决于并行解扩部分，以准确的消除载波频率和相位的偏移。并行解扩部分的符号时序处理器还提供了相干相关和解码Walsh码序列所需的相位参考。

FEC处理器1210检查I1202和Q1204数据总线并且将所接收到的位与16可能位模式中的一位相比较。智能处理用于校正所接收的I和Q符号中的误码。FEC 1210与Walsh解码器1220一起操作，以确保最佳的性能。Walsh码的正交性能增强了他们的FEC特性，并因此而减小链路之间的BER。

FEC处理的输出施加至16位相关器(没有全部示出)的块上，8位各用于I和Q信道，它可在整个位周期中，采用对应的Walsh码，累加，积分和转存乘以输入。适用于I信道的“最大选择器”1230和适用于Q信道的“最大选择器”1235分析各个8位相关器的相关性峰值，并将用于确定的Walsh码的对应数据输出至符号校正器和数据并串行转换器1240。Walsh解码信息又返回到FEC处理器1210确认Walsh解码器和FEC处理。处理之间的不规则性会导致二次重新处理输入采样。在该处理中的故障会引起误差信号的产生，采用链路协议可以利用它来初始化再次发送的算法。一旦Walsh码被成功的解码，则I和Q数据就可以确定并组合成信号数据流。

可使用多项式除法来对该数据流进行解扰码，并且可以采用数据解扰码器和循环冗余码校验(CRC)检测器对数据包进行循环冗余码校验(CRC)。随后，该数据串行的输出至MAC完成接收机的操作。

大多数临界处理区域涉及接收机中的并行处理的必要条件。从PN采集到数据恢复的典型处理循环应该在0.4×Q中实现，其中，Q等于采集时间。对于仅是示例性的采用48位并行扩展的E1数据流，完成接收处理需要在1.5μs内。

接收机900上的RF信号功率可以有很大的不同，这取决于所接收到的发射信号的功率和接收机的位置。在本发明的优选实施例中，使用自动增益控制(AGC)环路，将接收机上处理的信号换算成预定的值。参照图13，其示出了根据本发明实施例的AGC环1300的结构图。在通常的应用中，输入到接收900的RF信号通常在400mV峰倒峰(P-P)倒800MvP-P的范围内变化。可在接收机上实现AGC环路1300，以校正该变化和保持恒定的信号。尤其是，AGC环路1300包括幅检测器1310、环路滤波器1320、参考信号发生器1330和最小均方增益更新电路1340。幅度检测器1310分别计算I和Q信号的输入幅值I和Q，y(k)的大小，其幅值等于I2+Q2的平方根。数字实现中使用这种近似版本，且该近似版本等于Max(|I|，|Q|)+1/2Min(|I|，|Q|)。环路滤波器1332执行第二级低传送滤波器，以平滑的输出幅度检测器1310的输出中的变量。通过从环路滤波器1332的输出减去从参考信号发生器1330获得的参考信号计算出误差信号。将参考信号的幅度设定到AGC环路1300的输出所需的预定的信号电平。

使用基于增益矢量电路1340的最小均方根(LMS)算法来更新增益矢量，采用该增益矢量可换算输入信号。该增益矢量基于LMS算法，其实现方程式为：

            g(k+1)＝g(k)·[1+u·e(k)]

其中e(k)是参考信号与幅值y(k)的差，u是追踪系数的速度，其值通常设定为0.001。如果环路过滤器1320的输出y(k)增大，然后e(k)减小，这反过来导致I和Q的信号幅值g(k)增大。如果y(k)减小，然后e(k)增大，这反过来导致I和Q的信号幅值g(k)减小。这种实现可获得高达16dB的增益。

本发明的实施例中，辅助扩展码是由三个16位Walsh码组成的48位PN序列，它作为用于创建了应用CDMA的码序列的基础。在本发明的实施例中，采用1F35、ACF8和1F28(十六进制的)作为三个16位Walsh码。本领域的技术人员能够认识到这些代码仅仅是示例性的，还可以使用其它的16位Walsh码作为三个16位Walsh码。图14示出了可从分别称作为“1”、“2”和“3”的三个16位Walsh码1F35、ACF8和1F28导出的可能的码序列，三个16位Walsh码构成特定的组A-H，可能的码序列基于顺序“123”换位形成的所有可能的排列。代码标识符上的横线表示逆码。例如，3上面有个横线表示1F28的倒置，或者E0CA。代码标识符前面有负号表示反序代码。例如“-3”表示1F28的反序，或ACF8。从这些导出序列，已经发现表3(其中码对中的每个代码给出了图14中的组字母和列)中列出的10对代码中，代码之间的分离值大于3dB，这些代码可使用在收发信机310和320中，同时可从这些代码中获得适合的正交性特征。

本发明是新颖的并行扩频系统和方法，它组合了具有PN序列的近似相关特性的Walsh码正交特性，形成了可以点对点或一点对多点的通信链路中实现的加强的通信技术。独立的并行扩展序列可以应用于网路中，以实现CDMA。在本发明实施例中，由于Walsh编码器是可编程的并且并行扩展的码长度是变化的，所以并行扩展是动态的。用户可以对分配带宽中的固定数据速率确定最大的处理增益。

表3：具有优越正交特性的码对

现行码对	dB的容限	反向码对	dB的容限
				B5-H0	31.345	H0-B5	31.200
D6-H6	31.163	H6-D6	30.098

C0-G2	31.255	G2-C0	30.917
				B3-G5	31.163	G5-B3	30.878
H7-B2	31.258	B2-H7	30.722
				H0-D4	31.373	D4-H0	30.820
F3-C0	31.280	C0-F3	30.690
				G5-C0	31.332	C0-G5	30.697
G5-F7	31.120	F7-G5	30.512
				F7-D2	31.120	D2-F7	30.477

在前面描述的和附图中所说明的实例是采用8位Walsh编码器和48位PN序列来获得18.4dB(9+1.6+7.8)的系统处理增益，它通过8个折叠数字潜在地增加了整个常规链路中PSS链路的有效范围。本发明的另一实施例可以具有不同大小的Walsh编码器和PN序列。最好是能使用较小长度的码，以便于使采集速度最大化和设计复杂性最小化。

在本发明另一实施例中，可以实现进一步层扩展序列，以提高处理增益和CDMA的特性。例如，除了辅助扩展序列之外，第三序列也可以与基本编码和辅助序列并行使用。

在本发明另一实施例中，也可以使用相干解调，以抵消对差分编码的需要。

在另一实施例中，也可以使用基于QAM和编码正交频分多址技术作为调制方案。

虽然已经参照几个优选实施例对本发明进行了特别说明和描述，但是本领域的技术人员应该理解到，可以在不脱离附加权利要求所定义的本发明精神和范围的条件下有各种形式和细节上的变化。

Claims (24)

1.一种对用于扩频数据通信的数据进行编码的方法，其特征在于，该方法包括步骤：

采用n位正交码对数据进行编码；

m位扩展序列与每个n位正交码的等分片段相乘，其中m是n的整数倍。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述正交码是Walsh码。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于n是8的整数倍。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述扩展序列是偶数有序码。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于所述偶数有序码是从包括M序列，Barker码、Gold码、Kasami码、伪噪声序列或其组合的组中选出的。

6.一种对扩频通信系统中的数据进行扩频的方法，该方法包括步骤：

根据采用基本码的基本编码方案对数据流进行编码；以及

采用辅助序列来扩展基本码的等分片段，其中所述辅助序列的位长度是所述基本码的位长度的整数倍。

7.如权利要求6所述方法，其特征在于还包括，在所述编码和扩展之前对所述数据流进行扰码的步骤。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于所述基本码是Walsh码。

9.如权利要求8所述的方法，还包括步骤：将所述数据流分成为多位数据包，这些数据包代表一系列真或逆Walsh码中的一个。

10.如权利要求8所述的方法，还包括步骤：

提供同步脉冲，以使所述Walsh码与所述辅助序列同步；以及

在使用所述辅助序列来扩展所述数据流之前，将所述数据流保持在数据存储缓冲器中。

11.如权利要求6所述的方法，其特征在于所述辅助序列是从包括M序列，Barker码、Gold码、Kasami码、伪噪声序列或其组合的组中选出的。

12.如权利要求6所述的方法，还包括步骤：

调制所述扩展数据流；以及

发送所述调制的数据流。

13.如权利要求12所述的方法，还包括步骤：

接收所述调制的数据流；

将所述接收的信号转换成数字数据流；

计算所述数字化数据流与可编程序列之间的交叉相关性；

利用所述交叉相关性抽取多位采样和位时序信息；

从所述抽取的多位采样中提取符号时序信息；以及

解调所述抽取的多位采样。

14.一种并行扩频通信设备，其包括：

根据利用基本码的基本编码方案对数据流进行编码的编码器；以及

采用辅助序列对所述基本码的等分片段进行扩展的扩展器。

15.如权利要求14所述的设备，其特征在于所述基本编码是n位Walsh码。

16.如权利要求15所述的设备，其特征在于所述辅助序列是伪噪声序列。

17.如权利要求16所述的设备，其特征在于所述辅助序列的位长度是n的整数倍。

18.如权利要求14所述设备，还包括：

调制器；以及

发射机。

19.一种导出用在CDMA通信系统中的码对(code pairs)的方法，其包括步骤：

选定多个n位正交码；

指令所述多个n位正交码进入第一顺序；

产生所述第一顺序的排列；

对于所述第一顺序的每个排列，

产生第一组的唯一码，其中所述产生的步骤包括：倒置所述多个n位正交码的至少一个；以及

倒序所述第一组的唯一码，以创建反序组的唯一码；

测定所述各组每个可能的码对之间的分离值，其中每个可能的码对包括从所述第一组的唯一码中选出的一个码和从所述反序组的唯一码中选出的一个码，以及

确定一组码对，其中所述组码对中的所有码对的测定分离值均大于预定值。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于所述预定值为30dB。

21.如权利要求19所述的方法，其特征在于所述数字是3。

22.如权利要求19所述的方法，其特征在于n是8的整数倍。

23.如权利要求19所述的方法，其特征在于所述正交码是Walsh码。

24.如权利要求19所述的方法，还包括步骤：在CDMA通信系统中采用所述组的码对中一个或者多个所述码对。

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