CN103095335B - 一种可变组合的并行组合扩频通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提供一种可变组合的并行组合扩频通信方法，利用数据压缩器根据信息量，确定本次传输最少发送序列数量r_s，满足2≤(r_s+1)≤r，r为系统可发送最多序列数量。本发明较好的解决了较高扩频增益对系统传输能量的影响问题，较好的解决了高速传输与带宽的矛盾。减少发送序列数量可以使接收效果更好，更加有利于区分出到底哪个序列发送，使每个发送序列的能量都增大，当扩频增益越高时，扩频码长L越大，一种可变组合的并行组合扩频通信方法的减少传输序列数量的效果越明显。

Description

一种可变组合的并行组合扩频通信方法

技术领域

本发明涉及的是一种通信方法。

背景技术

现代通信对通信有效性和高效性的要求日益增高。并行组合扩频通信是一种软扩频通信的改进方式，是一种具有较高通信效率的扩频通信方式，并且继承了常规扩频通信抗干扰等优点。并行组合扩频通信方式得到国内外学者的好评，并被国内外学者在学术杂志上介绍。常规并行组合扩频通信方式每次发送的序列个数都是固定的r个，但在信道急剧恶劣时，仍然发送较多的r个序列数量，就会造成接收误码率升高，甚至是中断通信。

发明内容

本发明的目的在于提供有效减少发送序列数量的一种可变组合的并行组合扩频通信方法。

本发明的目的是这样实现的：

本发明一种可变组合的并行组合扩频通信方法，其特征是：

（1）发送k比特数据，记为d_k,d_k-1，…,d₂,d₁，每个信息数据周期为T_d，其中KT_d＝LT_c，L为每个PN序列的码元个数，T_c为码片周期；k比特发送信息送入串/并转换器，获得k路信号；按照加权位置关系把k比特数据转化为十进值数值：

$N_d=d_k{2}^{k-1}+....d_2{2}^1+d_1{2}^0=\underset{i-1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{2}^{i-1}$

逐次比较N_d和r_s＝1,2,....,r-1，找出满足上式的最小的r_s，作为本次发送的最少序列序列数量

$r_s=\underset{\{1\≤r_s\≤r-1\}}{\min }{N}_d\≤\left(2^{r_s}{C}_{M-1}^{r_s}\right)L^{r_s}$

k比特发送信息等同k_d位信息（k_d≤k），且k_d位信息最高位为1；

（2）将步骤（1）获得的k_d路信号和最少序列序列数量r_s，分为三个部分，分别对应为比特、r_s比特和r_s·[log₂L]比特；根据数据映射算法从PN序列族中选取r_s个发送的序列，共有种发送扩频序列情况选择，对应能传输比特的信息数据，[x]表示对x取整数部分，是M中取r的组合；选出的r_s个扩频序列只使用正相或者反相的状态，如果选择r_s个扩频序列的某种相位状态发送，则有种相位状态发送，对应能传输r_s比特的信息数据；r_s个序列中，每个序列都有L个位置可以选择进行发送，则共有r_s·[log₂L]比特信息传输；把选取出r_s个发送PN码序列、序列位移状态等和1个固定定位标序列，并行组合叠加在一起发送，形成扩频信号位移排列关系

$A^{\′}=\{{\mathrm{PN}}_1\left(0\right),S_{j_1}{\mathrm{PN}}_{j_1}\left(p_{j_1}\right),....,S_{j_2}{\mathrm{PN}}_{j_2}\left(p_{j_2}\right),....,S_{j_{r_s}}{\mathrm{PN}}_{j_{r_s}}\left(p_{j_{r_s}}\right)\}$

式中， $S_{j_i}\∈(+1,-1),(i=\mathrm{1,2},\·\·\·,r_s);$ r_s个序列并行组合等幅相加，即＋1或－1值相加，形成组合多值信号：

$\mathrm{MD}(r,t)={\mathrm{PN}}_1\left(0\right)+\underset{i=1}{\overset{r_s}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{j_i}{\mathrm{PN}}_{j_i}\left(p_{j_i}\right)$

MD为多值发送信号，t为时间变量，为第j次第i个发送序列相对于固定位标序列左移个位置；

（3）经载波调制后，发送信号s(t)

式中，P是载波功率；

（4）在高斯白噪声信道下，接收信号为

r(t)＝s(t-τ)+n(t)+J(t)

式中，τ为通信传播时延；n(t)为高斯白噪声，其双边带功率谱密度为N₀/2；J(t)为干扰信号；发送端和接收端载波的频率、码元相位完全同步，接收端有M个扩频器，在载波解调之后分别用PN_i(t)(i＝1,2,…M)作解扩处理，则M个解调器中除第1个解调器外的第i（2≤i≤M）个扩频解调器输出为：

$Z_i\left(t\right)=P\underset{j=1}{\overset{r_s}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{i_j}\underset{\mathrm{\τ}}{\overset{T+\mathrm{\τ}}{\∫}}{\mathrm{PN}}_{i_j}(t-\mathrm{\τ}){\mathrm{PN}}_i(t-\mathrm{\τ})\mathrm{dt}+N_i\left(t\right)+J_i$

式中，τ为通信传播时延；i＝i_j的积分是扩频序列的自相关；i≠i_j是互相关；解调器输出为

$Z_i\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{S}_{\mathrm{ij}}\mathrm{PT}+N_i+J_i& i=i_j\\ N_i+J_i& i\≠i_j\end{array}\right.$

使用的两组PN序列行彼此准正交，满足要求；

不考虑输出噪声N_j(T)的影响，设定判决门限PT/2和-PT/2，把选取绝对值最大的r′_s个输出值所对应的扩频序列及其极性作为发送来的组合序列通过数据－序列选择逆映射器，得到发送来的部分比特数据，再把这些相位输出值和PN₁(0)对应的序列的位置关系信息送入接收端的数据－位移逆映射器中中，根据已知位移关系解调出部分信息数据，从而完成并行组合扩频解扩接收，得出接收的k_d路数据信息。

（5）把k_d路数据信息转化为串行k_d位数据，且k_d位数据最高位为1，再在前面补充0，恢复为k位信息。

本发明的优势在于：本发明解决了常规并行组合扩频的发送序列固定，适应信道较差的问题，使每个发送序列能有较大的能量，同时可较好的解决了较高扩频增益对系统传输效率的影响问题，较好的解决了高速传输与带宽的矛盾，可大幅度提高频带利用率。

从M个PN码序列中选取r个序列并行组合扩频方式传输，常规的并行组合扩频通信发送的每个序列平均能量为1/r；而本发明在相同条件下一次可以发送r_s个序列（r_s≤r），每个序列平均能量到1/r_s。

附图说明

图1为本发明发送过程结构图；

图2为本发明接收过程结构图。

具体实施方式

下面结合附图举例对本发明做更详细地描述：

结合图1～2，步骤一：发送的k比特数据记为d_k,d_k-1,…,d₂,d₁，每个信息数据周期为T_d，其中KT_d＝LT_c，L为每个PN序列的码元个数，T_c为码片周期；k比特发送信息送入串/并转换器，获得k路信号；按照加权位置关系把k比特数据转化为十进值数值：

$N_d=d_k{2}^{k-1}+....d_2{2}^1+d_1{2}^0=\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{2}^{i-1}$

逐次比较N_d和r_s＝1,2,....,r-1，找出满足上式的最小的r_s，作为本次发送的最少序列序列数量

$r_s=\underset{\{1\≤r_s\≤r-1\}}{\min }{N}_d\≤\left(2^{r_s}{C}_{M-1}^{r_s}\right)L^{r_s};$

k比特发送信息等同k_d位信息（k_d≤k），且k_d位信息最高位为1；

步骤二：将步骤一获得的k_d路信号和最少序列序列数量r_s，分为三个部分，分别对应为比特、r_s比特和r_s·[log₂L]比特；根据数据映射算法从PN序列族（除固定位标序列外的M-1个PN码序列）中选取r_s个发送的序列，总共有种发送扩频序列情况选择，对应能传输比特的信息数据，[x]表示对x取整数部分，是M中取r的组合；考虑选出的r_s个扩频序列只使用正相或者反相(极性相反)的状态，如果选择r_s个扩频序列的某种相位状态发送，则有种相位状态发送，对应能传输r_s比特的信息数据；再考虑到r_s个序列（序列码长都为L）中，每个序列都有L个位置（位置从p₀到p_L-1）可以选择进行发送（根据固定位标序列位置），则共有r_s·[log₂L]比特信息传输；把选取出r_s个发送PN码序列、序列位移状态等和1个固定定位标序列，并行组合叠加在一起发送，形成基于固定式PN码位移调制的并行组合扩频信号位移排列关系

$A^{\′}=\{{\mathrm{PN}}_1\left(0\right),S_{j_1}{\mathrm{PN}}_{j_1}\left(p_{j_1}\right),....,S_{j_2}{\mathrm{PN}}_{j_2}\left(p_{j_2}\right),....,S_{j_{r_s}}{\mathrm{PN}}_{j_{r_s}}\left(p_{j_{r_s}}\right)\}$

式中， $S_{j_i}\∈(+1,-1),(i=\mathrm{1,2},\·\·\·,r_s);$ r_s个序列并行组合等幅相加（＋1或－1值相加），形成组合多值信号：

$\mathrm{MD}(r,t)={\mathrm{PN}}_1\left(0\right)+\underset{i=1}{\overset{r_s}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{j_i}{\mathrm{PN}}_{j_i}\left(p_{j_i}\right)$

步骤三：经载波调制后，发送信号s(t)

式中，P是载波功率，将获得的信号s(t)发射;

接收端过程：

步骤四：在高斯白噪声信道下，接收信号为

r(t)＝s(t-τ)+n(t)+J(t)

式中，τ为通信传播时延；n(t)为高斯白噪声，其双边带功率谱密度为N₀/2；J(t)为干扰信号；设发送端和接收端载波的频率、码元相位完全同步，接收端有M个扩频器，在载波解调之后分别用PN_i(t)(i＝1,2,…M)作解扩处理，则M个解调器中除第1个解调器外的第i（2≤i≤M）个扩频解调器输出为：

$Z_i\left(t\right)=P\underset{j=1}{\overset{r_s}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{i_j}\underset{\mathrm{\τ}}{\overset{T+\mathrm{\τ}}{\∫}}{\mathrm{PN}}_{i_j}(t-\mathrm{\τ}){\mathrm{PN}}_i(t-\mathrm{\τ})\mathrm{dt}+N_i\left(t\right)+J_i$

式中，τ为通信传播时延；i＝i_j的积分是扩频序列的自相关；i≠i_j是互相关；解调器输出为

$Z_i\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{S}_{\mathrm{ij}}\mathrm{PT}+N_i+J_i& i=i_j\\ N_i+J_i& i\≠i_j\end{array}\right.$

使用的两组PN序列行彼此准正交，满足要求；

如果不考虑输出噪声N_j(T)的影响，设定适当的判决门限PT/2和-PT/2，在判决器中，根据M-1个相关积分器的(M-1)L的输出结果V_j(T)，判定S_ij的值为(+1,0,-1)中的哪一个。在M-1个相关积分器的(M-1)L个相位输出信号中，选取绝对值最大的r′_s个输出值（一般这些r′_s个值大于其他值2－5倍）所对应的扩频序列及其极性作为发送来的组合序列，这些值要远远大于其他(M-1)L-r′_s个输出值，而且大于系统启动门限|PT/2|的值；

把选取绝对值最大的r′_s个输出值所对应的扩频序列及其极性作为发送来的组合序列通过数据－序列选择逆映射器，得到发送来的部分比特数据，再把这些相位输出值和PN₁(0)对应的序列的位置关系信息送入接收端的数据－位移逆映射器中，根据已知位移关系解调出部分信息数据，从而完成并行组合扩频解扩接收，得出接收的k_d路数据信息。

步骤五：把k_d路数据信息转化为串行k_d位数据，且k_d位数据最高位为1，再在前面补充0，恢复为k位信息。

下面举例说明：

结合图1，一种可变组合的并行组合扩频通信方法采用和常规并行组合扩频方法相同的系统参数，从M＝16个PN码序列中选取r＝3个序列并行组合发送，PN码长L＝512，某一次发送的信息为d₁,d₂,d₃，…,d₂₆＝00000000000001011101111110；

步骤一：发射过程中，发送的k比特数据记为d_k,d_k-1,…,d₂,d₁，每个信息数据周期为T_d，其中KT_d＝LT_c，L为每个PN序列的码元个数，T_c为码片周期；k比特发送信息送入串/并转换器，获得k路信号；按照加权位置关系把k比特数据转化为十进值数值：

N_d＝0·2^26-1+....1·2¹+0·2⁰＝6014

逐次比较N_d和r_s＝1,2，找出满足上式的最小的r_s＝1，作为本次发送的最少序列序列数量

$r_s=\underset{\{1\≤r_s\≤2\}}{\min }{N}_d\≤\left(2^1{C}_{16-1}^1\right){512}^1=1;$

26比特发送信息等同13位信息，且13位信息最高位为1；

步骤二：将步骤一获得的13路信号和最少序列序列数量r_s＝1，分为三个部分，分别对应为3比特、1比特和9比特；根据数据映射算法从PN序列族（除固定位标序列外的15个PN码序列）中选取1个发送的序列，总共有15种发送扩频序列情况选择，对应能传输3比特的信息数据；考虑选出的1个扩频序列只使用正相或者反相(极性相反)的状态，如果选择1个扩频序列的某种相位状态发送，则有2¹种相位状态发送，对应能传输1比特的信息数据；再考虑到1个序列（序列码长都为512）中，每个序列都有512个位置（位置从p₀到p_L-1）可以选择进行发送（根据固定位标序列位置），则共有9比特信息传输；把选取出1个发送PN码序列、序列位移状态等和1个固定定位标序列，并行组合叠加在一起发送，形成基于固定式PN码位移调制的并行组合扩频信号位移排列关系

$A^{\′}=\{{\mathrm{PN}}_1\left(0\right),S_{j_1}{\mathrm{PN}}_{j_1}\left(p_{j_1}\right)\}$

式中， $S_{j_i}\∈(+1,-1),(i=\mathrm{1,2},\·\·\·,r_s);$ 2个序列并行组合等幅相加（＋1或－1值相加），形成组合多值信号：

$\mathrm{MD}(r,t)={\mathrm{PN}}_1\left(0\right){+S}_{j_1}{\mathrm{PN}}_{j_1}\left(p_{j_1}\right)$

步骤三：经载波调制后，发送信号s(t)

式中，P是载波功率，将获得的信号s(t)发射;

接收端过程：

步骤四：在高斯白噪声信道下，接收信号为

r(t)＝s(t-τ)+n(t)+J(t)

式中，τ为通信传播时延；n(t)为高斯白噪声，其双边带功率谱密度为N₀/2；J(t)为干扰信号；设发送端和接收端载波的频率、码元相位完全同步，接收端有16个扩频器，在载波解调之后分别用PN_i(t)(i＝1,2,…16)作解扩处理，则16个解调器中除第1个解调器外的第i（2≤i≤16）个扩频解调器输出为：

$Z_i\left(t\right)=P\underset{j=1}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{i_j}\underset{\mathrm{\τ}}{\overset{T+\mathrm{\τ}}{\∫}}{\mathrm{PN}}_{i_j}(t-\mathrm{\τ}){\mathrm{PN}}_i(t-\mathrm{\τ})\mathrm{dt}+N_i\left(t\right)+J_i$

式中，τ为通信传播时延；i＝i_j的积分是扩频序列的自相关；i≠i_j是互相关；解调器输出为

$Z_i\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{S}_{\mathrm{ij}}\mathrm{PT}+N_i+J_i& i=i_j\\ N_i+J_i& i\≠i_j\end{array}\right.$

使用的两组PN序列行彼此准正交，满足要求；

如果不考虑输出噪声N_j(T)的影响，设定适当的判决门限PT/2和-PT/2，在判决器中，根据15个相关积分器的(M-1)L的输出结果V_j(T)，判定S_ij的值为(+1,0,-1)中的哪一个。在M-1个相关积分器的(M-1)L个相位输出信号中，选取绝对值最大的r'_s个输出值（一般这些r'_s个值大于其他值2－5倍）所对应的扩频序列及其极性作为发送来的组合序列，这些值要远远大于其他(M-1)L-r′_s个输出值，而且大于系统启动门限|PT/2|的值；把选取绝对值最大的1个输出值所对应的扩频序列及其极性作为发送来的组合序列通过数据－序列选择逆映射器，得到发送来的部分比特数据，再把这些相位输出值和PN₁(0)对应的序列的位置关系信息送入接收端的数据－位移逆映射器中，根据已知位移关系解调出部分信息数据，从而完成并行组合扩频解扩接收，得出接收的k_d路数据信息。

步骤五：把13路数据信息转化为串行13位数据，且13位数据最高位为1，再在前面补充0，恢复为26位信息。

从相同的16个PN码序列中选取3个序列进行常规并行组合扩频方式传输，一次只能传输每次都发送3个序列组合叠加，而本发明可以只发送2个序列即可完成本次传输，减少1个序列发送，使接收效果更好，更加有利于区分出到底哪2个序列发送，使每个发送序列的能量都增大，当扩频增益越高时，扩频码长L越大，本发明的减少传输序列数量的效果越明显。

Claims (1)

1.一种可变组合的并行组合扩频通信方法，其特征是：

(1)发送k比特数据，记为d_k,d_k-1,…,d₂,d₁，每个信息数据周期为T_d，其中KT_d＝LT_c，L为每个PN序列的码元个数，T_c为码片周期；k比特发送信息送入串/并转换器，获得k路信号；按照加权位置关系把k比特数据转化为十进值数值：

$N_d=d_k{2}^{k-1}+...d_2{2}^1+d_1{2}^0=\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i{2}^{i-1}$

逐次比较N_d和 $\left(2^{r_s}{C}_{M-1}^{r_s}\right)L^{r_s},r_s=\mathrm{1,2},...,r-1,$ 找出满足上式的最小的r_s，作为本次发送的最少序列序列数量

$r_s=\underset{\{1\≤r_s\≤r-1\}}{\min }{N}_d\≤\left(2^{r_s}{C}_{M-1}^{r_s}\right)L^{r_s}$

k比特发送信息等同k_d位信息(k_d≤k)，且k_d位信息最高位为1；

(2)将步骤(1)获得的k_d路信号和最少序列序列数量r_s，分为三个部分，分别对应为比特、r_s比特和r_s·[log₂L]比特；根据数据映射算法从PN序列族中选取r_s个发送的序列，共有种发送扩频序列情况选择，对应能传输比特的信息数据，[x]表示对x取整数部分，是M中取r的组合；选出的r_s个扩频序列只使用正相或者反相的状态，如果选择r_s个扩频序列的某种相位状态发送，则有种相位状态发送，对应能传输r_s比特的信息数据；r_s个序列中，每个序列都有L个位置可以选择进行发送，则共有r_s·[log₂L]比特信息传输；把选取出r_s个发送PN码序列、序列位移状态等和1个固定定位标序列，并行组合叠加在一起发送，形成扩频信号位移排列关系

$A^{\′}=\{{\mathrm{PN}}_1\left(0\right),S_{j_1}{\mathrm{PN}}_{j_1}\left(p_{j_1}\right),...,S_{j_2}{\mathrm{PN}}_{j_2}\left(p_{j_2}\right),...,S_{j_{r_s}}{\mathrm{PN}}_{j_{r_s}}\left(p_{j_{r_s}}\right)\}$

式中，r_s个序列并行组合等幅相加，即+1或－1值相加，形成组合多值信号：

$\mathrm{MD}(r,t)={\mathrm{PN}}_1\left(0\right)+\underset{i=1}{\overset{r_s}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{j_i}{\mathrm{PN}}_{j_i}\left(p_{j_i}\right)$

MD为多值发送信号，t为时间变量，为第j次第i个发送序列相对于固定位标序列左移个位置；

(3)经载波调制后，发送信号s(t)

式中，P是载波功率；

(4)在高斯白噪声信道下，接收信号为

r(t)＝s(t-τ)+n(t)+J(t)

式中，τ为通信传播时延；n(t)为高斯白噪声，其双边带功率谱密度为N₀/2；J(t)为干扰信号；发送端和接收端载波的频率、码元相位完全同步，接收端有M个扩频器，在载波解调之后分别用PN_i(t)(i＝1,2,…M)作解扩处理，则M个解调器中除第1个解调器外的第i(2≤i≤M)个扩频解调器输出为：

$Z_i\left(t\right)=P\underset{j=1}{\overset{r_s}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{i_j}\underset{\mathrm{\τ}}{\overset{T+\mathrm{\τ}}{\∫}}{\mathrm{PN}}_{i_j}(t-\mathrm{\τ}){\mathrm{PN}}_i(t-\mathrm{\τ})\mathrm{dt}+N_i\left(t\right)+J_i$

式中，τ为通信传播时延；i＝i_j的积分是扩频序列的自相关；i≠i_j是互相关；解调器输出为

$Z_i\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{S}_{\mathrm{ij}}\mathrm{PT}+N_i+J_i& i=i_j\\ N_i+J_i& i\≠i_j\end{array}\right.$

使用的两组PN序列行彼此准正交，满足要求；

不考虑输出噪声N_j(T)的影响，设定判决门限PT/2和-PT/2，把选取绝对值最大的r′_s个输出值所对应的扩频序列及其极性作为发送来的组合序列通过数据－序列选择逆映射器，得到发送来的部分比特数据，再把这些相位输出值和PN₁(0)对应的序列的位置关系信息送入接收端的数据－位移逆映射器中，根据已知位移关系解调出部分信息数据，从而完成并行组合扩频解扩接收，得出接收的k_d路数据信息；

(5)把k_d路数据信息转化为串行k_d位数据，且k_d位数据最高位为1，再在前面补充0，恢复为k位信息。