CN103269236B - 码元分组时移位置扩频调制和解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种码元分组时移位置扩频调制和解调方法，调制方法以直扩码良好的自相关特性为基础，在一次直接序列扩频调制的基础上，对扩频调制码元进行二次时移位置调制，将二次时移位置调制之后的扩频调制码元叠加成一路信号输出；调制方法增加了扩频调制码元二次时移位置调制，大大提高了系统的传输速率；解调方法首先对扩频调制码元的具体位置进行检测，并解调位置携带的信息，得到位置解调数据，以此为基础，再对扩频调制码元本身携带的信息进行解调，得到直扩解调数据，最后，将解调数据按原有的数据流格式输出。

Description

码元分组时移位置扩频调制和解调方法

技术领域

本发明涉及无线电通信中的通信系统，尤其涉及一种码元分组时移位置扩频调制和解调方法，属于信息传输技术领域。

背景技术

扩频系统的一个典型特征是被传输信号能量所占的带宽必须大于信息比特速率所对应的带宽(一般为远大于)，而且通常认为传输带宽与信息比特速率无关，美国公开的专利“METHODANDAPPARATUSFORSELECTINGASPREADINGCODEINASPECTRUMSPREADCOMMUNICATIONSYSTEM”(见U.S.Patent5515396)和RogerL的经典著作《IntroductiontoSpreadSpectrumCommunications》等文献资料中都明确提到了这一观点。

直接序列扩频系统(DSSS)是一种典型的扩频通信系统，它又称为直接序列调制系统或伪噪声系统(PN系统)，这种扩频系统将要发送的信息用扩频码扩展到一个很宽的频带上去，在接收端，用与发射端相同的扩频码对接收到的扩频信号进行相关处理，进而恢复出原始数据信息。该系统的一个典型特征是已调扩频信号的带宽与调制信息比特速率无关，从频谱利用的角度来讲，这种系统的频带利用率极低。

实际应用中，通常采用多进制正交扩频调制和循环码移位键控(CyclicCodeShiftKeying)两种技术来提高系统的频带利用率，这两种技术都利用了扩频码的良好的相关特性。多进制正交扩频调制技术以扩频码的正交性为基础，对扩频码的选取有严格的要求，受正交扩频码序列集的约束较为严重；循环码移位键控调制技术的系统传输速率直接由扩频码的长度决定，传输速率提高有限，且缺乏灵活性。

理想情况下，扩频码的自相关函数应该是一个冲激函数，除零时刻外，其值处处为零，扩频码之间的互相关函数也应该处处为零。但是这种理想相关特性的系列集是不存在的。通常所采用的扩频码具有良好的自互相关特性，在时延为零时，其自相关值最大，其他时刻相关值几乎为零，这种特性使得扩频通信系统具有很好的对抗多径干扰的能力。由于多径干扰在信号传输层面最终表现为码间干扰的形式，因此扩频通信可以很好的对抗码间干扰。对于点对点的直接序列扩频通信系统来说，如果在调制端刻意引入码间干扰，那么这种干扰对扩频系统的性能影响将会很小。利用这种特性，在调制端，刻意引入“码间干扰”并对其所在位置加以控制，就可以利用引入的“码间干扰”来调制信息，可以达到提高传输速率的效果。这也就是本发明的思路来源。

发明内容

本发明的目的在于提供一种高传输速率的扩频调制和解调方法。为了达到上述目的，本发明基于对直接序列扩频调制码元进行二次时移位置调制，提出了新的码元分组时移位置扩频调制和解调方法。这一调制方法在传统的直接序列扩频调制的基础上，增加了扩频调制码元时移位置调制，大大提高了信息传输速率。针对这种调制信号的特点，在接收端，本发明提出了两种解调方法，一种是基于滑动相关的解调检测方法，另一种是基于多路并行相关的解调方法。但前者实现复杂度较小，后者实现复杂度比前者略高，在高斯白噪声信道下，二者性能相当，存在窄带、宽带或其他干扰时，后者性能略好于前者。

技术方案：

1.码元分组时移位置扩频调制方法

调制方法的思路是：信源数据以分帧形式传输，每一帧预调数据分为直扩预调数据和位置预调数据两部分。首先，对直扩预调数据进行直接序列扩频调制，这一调制过程与传统的直接序列扩频调制相同，得到直接序列扩频调制码元；在此基础上，根据位置预调数据，对每一个直接序列扩频调制码元分别进行扩频调制码元二次时移位置调制；然后，将二次调制后的扩频调制码元叠加输出。与传统的直接序列扩频调制方法相比较，由于二次时移位置调制后的码元不但包含用于直接序列扩频调制的数据，还包含用于扩频调制码元时移位置调制的数据，因此大大提高了系统的传输速率。调制方法总体结构框图如图1所示。

为了便于阐述，做以下约定：

信源数据为二进制序列，分帧的数据长度为D，每一帧预调数据中直扩预调数据长度为D_s，位置预调数据的长度为D_p；一次扩频调制采用M进制直接序列扩频调制的方式，直扩调制码元周期为T_s，直扩码码片周期为T_c，扩频码长度为n(n＝T_s/T_c)，一次直扩调制后得到的调制码元数为b；每一扩频码元时移位置调制的位置数量为N，每个扩频调制码元的时移间隔为T_g，扩频调制码元时移位置调制后与相邻调制码元之间的时移位置调制最小间隔为T_b，当前帧预调数据形成的调制信号起始时刻为0，当前帧的终止时刻是下一帧预调数据形成的调制信号的起始时刻。

调制方法的具体技术措施如下：

①面向时移位置扩频调制的直扩预调和位置预调数据分组：

对信源数据按帧进行面向时移位置扩频调制的直扩预调和位置预调数据分组，首先确定一次直扩调制后得到的调制码元数b和扩频码元时移位置调制时每个码元可能的位置数量N，由此得到直扩预调数据长度D_s＝blog₂M，扩频调制码元位置预调数据数据长度D_p＝blog₂N，D＝D_s+D_p；将一帧信源数据分组为直扩预调数据和位置预调数据的具体方式有很多种，可以按照时序分组，也可以按照其它方式分组，但不同数据分组与调制解调的性能无关。例如，将一帧6bit调制数据“101011”分组为2bit直扩预调数据和4bit位置预调数据时，可以按时序将前两bit“10”分组为直扩预调数据，将后4bit“1011”分组为位置预调数据，也可以将第1位数据“1”和最后一位数据“1”分组为直扩预调数据，将中间4bit“0101”分组为位置预调数据，还可以按照其他方式进行分组。

②一次扩频调制：

根据数据分组得到的D_s个直扩预调数据，对其进行M进制数据调制，得到b个调制码元，b＝D_s/log₂M，再用扩频码对调制码元进行直接序列扩频，得到b个扩频调制码元，这一调制过程与传统的直接序列扩频调制过程相同。

③扩频调制码元二次时移位置调制：

根据数据分组得到的D_p个位置预调数据，对一次扩频调制得到的b个扩频调制码元分别进行二次时移位置调制，具体调制过程为：

i、将D_p个的位置预调数据任意平均分为b份，每份的数据量为log₂Nbit，对应b个扩频调制码元中的一个扩频调制码元，不同的位置预调数据分法与调制解调的性能无关；

ii、b个扩频调制码元时移位置调制占用的总时移位置时间范围至少包含区间[0，b(N-1)T_g+(b-1)T_b+T_s]，多余的时间可视为保护间隔，将这一区间平均划分为b个长度为(N-1)T_g+T_s的时移位置子区间，这些子区间可不交叠也可交叠但是不可重叠；第i(1，2，...，b)个时移位置子区间的区间范围为[(i-1)[(N-1)T_g+T_b]，i(N-1)T_g+(i-1)T_b+T_s]，每一个子区间的长度为(N-1)T_g+T_s；每个扩频调制码元的时移间隔T_g≥T_c，扩频调制码元时移位置调制后与相邻调制码元之间的时移位置调制最小间隔为T_b≥T_c；当T_g＝T_c，T_b＝T_c时，系统传输效率最高。

iii、将b个扩频调制码元与b个时移位置子区间任意一一对应，其对应关系不影响调制解调性能；

iv、对b个扩频调制码元分别进行时移位置调制，即b个扩频调制码元在对应的子区间[(i-1)[(N-1)T_g+T_b]，i(N-1)T_g+(i-1)T_b+T_s]的区间范围内，按照b份位置预调数据与对应扩频调制码元的N个位置对应的编码关系，确定该扩频调制码元的具体时移位置，具体对应位置编码关系可采用自然码、格雷码或其他任意编码的形式。

例如：对于实施例1中的扩频调制码元位置调制过程，首先，将4bit的位置预调数据“1110”按时序分为两份，第1份为“11”，第2份为“10”，这一过程如图2b所示，数据分配方法也可按其他的方式，不影响性能；其次，由于T_g＝T_b＝T_c＝1ms，N＝4，n＝7，b＝2，可以确定两个扩频调制码元占用的总时间区间为[0，14ms]，进一步可以得到第1子区间为[0，10ms]，第2子区间为[4，14ms]，这一过程如图2f所示；然后，将第1个扩频调制码元与第1子区间对应，将第2个扩频调制码元与第3子区间对应，这一对应关系可任意确定，不影响系统调制解调性能；最后，根据第1份数据“11”，第2份数据“10”，采用自然码的对应关系对两个扩频调制码元进行时移位置调制，第1份数据与第1扩频调制码元对应，第2份数据与第2扩频调制码元对应，两份数据与两个扩频调制码元为任意对应，不影响系统的调制解调性能，这一过程如图2g所示。

④二次调制后扩频调制码元时域叠加输出：

将b个时移位置调制之后的扩频调制码元，在总时移位置时间区间内进行时域叠加，并将叠加信号作为调制信号输出。

2.解调方法

根据调制原理，在接收的时移位置扩频调制信号中，b个扩频调制码元中的每一个码元均有多个可能出现的位置，解调过程需首先对扩频调制码元二次时移位置调制数据进行解调，然后根据每一个扩频调制码元的位置对直接序列扩频调制数据进行解调。解调过程由扩频调制码元位置解调部分、扩频调制码元解调部分和数据重组三部分组成。

扩频调制码元位置解调部分用于解调扩频调制码元位置携带的数据；

扩频调制码元解调部分根据位置信息对扩频调制码元进行解调，恢复出由直接序列扩频调制携带的数据；

数据重组部分根据调制时的数据分组方式，对位置判决和波形参数解调得到的数据进行重组处理，恢复并输出原始数据流。

根据上述基本过程，本发明给出两种解调方法，一种是基于滑动相关的解调方法，另一种是基于多路并行相关的解调方法。

1)基于滑动相关的解调方法：

接收端对接收信号进行变频和滤波处理之后，采用滑动相关的方法对接收信号进行解调。

具体技术措施如下：

①基于滑动相关的扩频调制码元位置解调：

以扩频码作为参考模板，与变频后的基带信号做滑动相关运算，滑动相关的时间间隔为扩频调制码元时移位置调制所采用的时移间隔T_g；然后，在每一个扩频调制码元对应时间范围内检测滑动相关结果的模值最大值，该最大值对应的位置即为扩频调制码元的位置，进一步做与时移位置调制过程相对应逆变换就可得到时移位置调制数据；

②扩频调制码元解调：

根据每一个码元的具体检测位置，对该位置滑动相关结果的具体幅值进行判决，具体判决方式与调制时的具体调制方式相对应，得到直扩解调数据；

③面向位置解调和直扩解调的数据重组：

根据调制时采用的数据分组规则，对上述两步解调过程得到的时移位置调制数据和直扩调制数据进行重组，恢复输出解调数据流。

这种基于滑动相关的解调检测方法原理框图如图3所示。例如：采用127位伪随机序列作为扩频码进行调制时得到的滑动相关值如图4所示。

2)基于多路并行相关的解调方法：

接收端对接收信号进行变频和滤波处理之后，采用多路并行相关的方法对接收信号进行解调。

具体技术措施如下：

①基于多路并行相关的扩频调制码元位置解调：

并行相关的路数与调制端扩频调制码元时移位置调制时的位置数N相同，各并行支路均与扩频码相乘，相邻扩频调制码元做相乘运算的时间差为扩频调制码元时移间隔为T_g；相乘运算之后，对信号进行滤波和积分处理，然后，检测处理后所有并行支路积分结果的模值最大值，该最大值所对应的支路即为扩频调制码元的检测位置，进一步做与时移位置调制过程相对应的逆变换就可得到时移位置调制数据；

②扩频调制码元解调：

根据每一个码元的具体检测位置，对相应支路积分结果做进一步判决，具体判决方式与调制时的具体调制方式相对应，得到直扩解调数据；

③数据重组：

根据调制时采用的数据分组规则，对上述两步解调过程得到的时移位置调制数据和直扩调制数据进行重组，恢复并输出原始数据流。

基于多路并行相关的解调检测方法流程框图如图5所示。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

①传输速率高

与传统的扩频调制方法相比，本发明所提的调制方法引入了可交叠的时移位置调制，利用扩频调制码元的位置和调制波形的参数同时加载信息，建立了信息传输速率与扩频码或信息传输带宽之间的联系。与传统的直扩系统相比，本发明所提供的调制与解调方法具有更高的传输速率。

②误码特性好。

在相同的系统传输速率条件下，与基于多进制调制的直扩系统相比，信噪比较低时，本发明所提供的调制与解调方法的误码特性与传统方法相当，信噪比较高时，本发明所提供的调制与解调方法具有更好的误码特性。

③峰均功率比低。

当采用两个扩频调制码元进行时移位置调制时，本发明所提供的调制方法的最大峰均功率比为2.4(3.8dB)。要达到与这种调制方法相同的系统传输速率，传统直接序列扩频系统需采用多进制调制方法，其峰均功率比随着进制数的提高而增大。

④设计灵活、实现简单。

本发明提出的扩频调制方法可以通过改变扩频调制码元时移间隔T_g和相邻扩频调制码元之间的位置调制最小间隔为T_b来灵活的改变传输速率和系统的传输性能，具有设计灵活的特点；同时，调制与解调方法均不涉及复杂的算法，在现有的硬件技术水平下，可以直接通过数字芯片采用全数字的方法实现，对硬件性能没有特殊的要求，便于芯片集成。

⑤适用范围广。

一方面，与传统的扩频通信技术一样，本发明具有较为广泛的适用范围，可用于军用通信、保密通信、卫星通信以及移动通信等多个领域；另一方面，由于这一调制方法的峰均功率较低，这使得该调制方法尤其适用于功率受限的通信系统。

附图说明

图1是扩频调制原理框图。

图2是调制过程对应的时域波形。

图3是基于滑动相关的解调方法原理框图。

图4是扩频码与调制信号的互相关滑动相关值图，扩频码长度为127，加载信息为(01001000010101)。

图5是基于多路并行相关的解调方法原理框图。

图6是理想伪随机序列条件下的理论误码率曲线图。

图7是基于QAM的传统直扩调制与基于m序列的时移位置扩频调制的误码率曲线比较图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细描述，实施例1为示例性的例子，用于详细说明调制解调的具体过程；实施例2为一个具体的基于m序列扩频的仿真系统实例，用于说明系统的性能，不对详细的调制解调过程进行阐述。

实施例1

预调二进制数据流为“…1110101011110101010…”，将每6bit分为一帧，第一帧预调数据为“111010”，这里对其调制解调过程进行示例性分析。码元时间T_s＝7ms，扩频码长度n＝7，扩频码码片周期T_c＝1ms，调制码元分组持续时间为2T_s(不妨令码元分组的时间区间为[0，14ms))，码元分组内扩频调制码元个数为b＝2个，扩频调制码元时移位置调制采用的时移间隔T_g＝T_c，相邻时移位置调制码元之间的调制位置间隔为T_b＝T_c，一次直扩调制采用二进制BPSK调制，M＝2。

调制部分的具体实现过程如下：

①数据分组：

对帧预调数据进行分组，将数据“111010”被分为直扩预调数据和位置预调数据两部分，其中直扩预调数据为2bit，位置预调数据为4bit。这里将后两比特数据“10”定义为直扩预调数据，前四比特数据“1110”定义为位置预调数据。

②直接序列扩频调制：

根据数据分组得到的直扩预调数据“10”，首先分别对这两个数据进行二进制BPSK调制，其中，对前一比特“1”调制产生第一个码元，对后一比特“0”调制产生第二个码元；然后，利用7位扩频码分别对两个码元进行直接序列扩频，得到第一扩频调制码元和第二扩频调制码元。

③扩频码时移位置调制：

根据数据分组得到的4比特位置预调数据“1110”，在调制分组内分别对直接序列扩频调制得到的两个扩频调制码元进行时移位置调制，这里将前两比特数据“11”用于对第一扩频调制码元进行时移位置调制，后两比特数据“10”用于对第二扩频调制码元进行时移位置调制；由调制参数可以确定两个扩频调制码元占用的总时间区间为[0，14ms]，进一步可以得到第1子区间为[0，10ms]，第2子区间为[4，14ms]；时移位置调制采用自然码映射的形式，二进制数据“11”对应的十进制数为3，将第一扩频调制码元在第1子区间[0，10ms]内由起始时刻后移3个码片周期(3ms)；二进制数据“10”对应的十进制数为2，将第二扩频调制码元在第2子区间[4，14ms]由起始时刻后移2个码片周期(2ms)。

④叠加输出：

将时移位置调制之后的两个扩频调制码元在总时间区间内进行时域叠加，将时移造成“空白”位置补零，并将叠加信号输出。

上述调制过程的具体实现如图2所示。

解调部分的具体实现过程如下：

1)基于滑动相关的解调方法

基于滑动相关的解调方法的基本原理如图3所示。

①基于滑动相关的二次时移位置调制数据解调：

首先对接收信号进行下变频得到基带信号；然后，采用与调制端相同的扩频码作为参考模板，与调制码元分组内的基带信号做滑动相关运算，得到一系列的滑动相关值，分别在区间[0，4ms]和区间[4ms，8ms]内检测滑动相关结果的模值最大值。显然，区间[0，4ms]内的模值最大值在区间[3ms，4ms]内出现，表示第一扩频调制码元所在的区间为[3ms，10ms]，即对应的解调数据为“11”；区间[4ms，8ms]内的模值最大值在区间[6ms，7ms]内出现，表示第二扩频调制码元所在的区间为[6ms，13ms]，即对应的解调数据为“10”。

②一次直扩调制数据解调：

根据二次时移位置调制检测到的第一和第二扩频调制码元的位置，对对应位置的滑动相关结果进行判决，第一扩频调制码对应位置的滑动相关值为正，表示第一扩频调制码元的解调数据为“1”；第二扩频调制码元对应位置的滑动相关值为负，表示第二扩频调制码元的解调数据为“0”。

③数据重组：

根据数据分组方式，将位置解调数据前置，直扩解调数据后置，第一扩频调制码元解调数据置于第二扩频调制码元解调数据之前，可以得到重组后的解调数据为“111010”。

2)基于多路并行相关的解调方法

基于多路并行相关的解调方法的基本原理如图5所示。

①基于多路并行相关的二次时移位置调制数据解调：

在将接收信号下变频为基带信号后，首先，对第一扩频调制码元的位置进行检测，共分为4个支路，4个支路的输入均为变频后的基带信号，只是输入基带信号依次延迟一个码片周期(时移间隔)；每一支路均与扩频码相乘，并作滤波和积分处理，其中，滤波器的带宽取为扩频调制前信号的带宽，积分处理的时长为T_s；比较四个支路积分结果的模值最大值即可得到第一扩频调制码元的具体位置；检测结果是第4支路积分结果的模值最大，表示解调数据为“11”(对于第一扩频调制码元，第1支路最大时对应解调数据为“00”，第2支路最大时对应解调数据为“01”，第3支路最大时对应解调数据为“10”，第4支路最大时对应解调数据为“11”)。然后，对第二扩频调制码元的位置进行检测，检测过程与第一扩频调制码元的检测过程相同，这里不再叙述；检测结果是第3支路积分结果模值最大，表示解调数据为“10”(对于第二扩频调制码元，第1支路最大时对应解调数据为“00”，第2支路最大时对应解调数据为“01”，第3支路最大时对应解调数据为“10”，第4支路最大时对应解调数据为“11”)。

②一次直扩调制数据解调：

根据二次时移位置调制检测到的第一和第二扩频调制码元的位置，对对应支路的积分结果进行判决，第一扩频调制码解调时第4支路的积分结果为正，表示第一扩频调制码元的解调数据为“1”；第二扩频调制码元解调时第3支路的积分结果为负，表示第二扩频调制码元的解调数据为“0”。

③数据重组：

根据数据分组方式，将位置解调数据前置，直扩解调数据后置，第一扩频调制码元解调数据置于第二扩频调制码元解调数据之前，可以得到重组后的解调数据为“111010”。

实施例2

对于实施例1，分别采用长度为63、127、255的m序列作为扩频码代替原有的长度为7的扩频码进行调制解调处理，除帧数据长度做相应调整之外，其他调制参数不变。

下面对具体的传输速率和误码性能进行说明。

①传输速率

传统的基于BPSK的直接序列扩频调制系统的传输速率为：1/7×10³b/s；

采用63位长的m序列作为扩频码的时移位置扩频调制系统的传输速率为：6/7×10³b/s，是原调制系统的6倍；采用127位长的m序列作为扩频码时，传输速率为1kb/s，是原系统的7倍，采用255位长的m序列作为扩频码时，传输速率为8/7×10³b/s，是原系统的8倍。

②误码特性

图6给出了长度为63、127、255的理想伪随机码作为扩频码时的系统理论误码率曲线，图7是采用蒙特卡洛仿真的方法分别对3种情况的误码特性进行仿真得到的误码率曲线。

从图6中还可以看出，不同长度伪随机序列的误码率差异逐渐减小，在误码率为10^-6时，63和255位长的m序列作为扩频码的两种调制方式信噪比之差约为0.4dB，相邻曲线之间约为0.2dB。而在传统的多进制调制中，信息增加1bit，通常要牺牲3dB的信噪比。

与图6的理论误码率理论曲线上限相比较，图7中采用的m序列是非理想伪随机序列，在进行时移位置调制时的误码性能与理论值相比有一定差别，但总体趋势与理论误码率曲线是一致的。

从图7中还可以看出，采用127位长m序列作为扩频码时，该调制方法携带的信息量与128-QAM直接序列扩频调制所携带的信息量相同，在信噪比大约为10dB时，二者误码性能相当，随着信噪比的提高，这种调制方法的误码率降低速度更快，在信噪比为16dB时，二者误码性能相差约两个数量级，在信噪比大于为14dB时，其误码率与64-QAM直接序列扩频调制方式相当，但平均每一个扩频调制码元携带的信息比64-QAM多1bit。随着扩频码位数的增大和信噪比的进一步提高，这种调制方法的所体现出的性能优势更加明显。

③峰均功率比

采用本实施例的调制方法，三种情况下的最大峰均功率比均为2.4(3.8dB)，在相同的传输速率条件下，基于QAM调制的直扩调制系统的峰均功率比均为远大于2.4。

Claims (5)

1.一种码元分组时移位置扩频调制和解调方法，包括：

步骤10)、接收信源提供的预调数据，根据设计要求对其进行分帧，再将每一帧预调数据进行面向时移位置扩频调制的直扩预调和位置预调数据分组，分为直扩预调数据和位置预调数据两部分；

步骤20)、对所产生的直扩预调数据进行直接序列扩频调制，得到扩频调制码元；

步骤30)、根据位置预调数据，对得到的每一个扩频调制码元分别进行二次时移位置调制，所述二次时移位置调制指步骤20)直接序列扩频调制之后进行的时移位置调制过程；

步骤40)、将二次时移位置调制后的扩频调制码元在总时移位置时间区间内叠加合成一路信号，并输出；

步骤50)、在接收端对接收信号进行传统的下变频和滤波处理后，检测每一个扩频调制码元的具体位置，解调扩频调制码元位置携带的数据，得到位置解调数据；

步骤60)、根据每一个扩频调制码元所在的位置，解调扩频调制码元本身携带的数据，得到直扩解调数据；

步骤70)、根据帧数据的分组方式和解调得到的位置解调数据与直扩解调数据，对位置解调数据和直扩解调数据进行重组，将重组后的数据发送给信宿。

2.根据权利要求1所述的方法，步骤30)中，扩频调制码元位置调制的时移间隔T_g不小于扩频码码片周期T_c，位置调制后相邻扩频调制码元之间的调制位置间隔T_b不小于扩频码码片周期T_c。

3.根据权利要求2所述的方法，步骤30)中，b个扩频调制码元时移位置调制占用的总时移位置时间范围至少包含区间[0,b(N-1)T_g+(b-1)T_b+T_s]，这里N表示每一扩频调制码时移元位置调制的位置数，T_s表示码元时间，将这一区间平均划分为b个长度为(N-1)T_g+T_s的时移位置子区间，这些子区间可不交叠也可交叠但是不可重叠。

4.根据权利要求1所述的方法，在步骤50)中采用滑动相关的解调方式，包括：

以扩频码作为参考模板，与变频后的基带信号做滑动相关运算，滑动相关运算的时间间隔为扩频调制码元位置调制所采用的时移间隔T_g；

在每一个扩频调制码元对应时间区间内检测滑动相关结果的模值最大值，解调扩频调制码元位置携带的数据，得到位置解调数据。

5.根据权利要求1所述的方法，在步骤50)中采用多路并行相关的解调方式，并行相关的路数与扩频调制码元位置调制时的位置数相同，包括：

将接收信号下变频为基带信号，基带信号在每一支路均与扩频码做相乘运算，并对相乘后的信号进行滤波和积分处理，其中，相邻支路做运算的时间差为位置调制时移间隔T_g；

检测所有并行支路处理结果的模值最大值，解调扩频调制码元位置携带的数据，得到位置解调数据。