CN101040455A

CN101040455A - 调制无线通信网络中的位序列的方法和调制器

Info

Publication number: CN101040455A
Application number: CNA2006800009828A
Authority: CN
Inventors: 菲利浦·奥利克; 安德瑞斯·F.·莫利茨; 赵世伟
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-03-07
Filing date: 2006-02-14
Publication date: 2007-09-19
Anticipated expiration: 2026-02-14
Also published as: WO2006095558A1; EP1787403A1; US7391802B2; CN101040455B; DE602006019811D1; US20060083294A1; JP4885854B2; EP1787403B1; JP2008532333A

Abstract

系统将TH－IR和TR－IR收发器包含在同一个无线网络中。发送器通过为每个当前位生成波形对的基准波形和数据波形，调制无线通信网络中的位序列。基准波形的相位依赖于前调制位，并且基准波形和数据波形对之间的相位差依赖于当前位。将当前位的符号周期划分成多个时间间隔，并且在依赖于当前位的时间间隔的所选那一个中编码基准波形和数据波形。

Description

调制无线通信网络中的位序列的方法和调制器

技术领域

本发明一般涉及通信系统，尤其涉及在无线通信系统中使用的调制方式。

背景技术

在美国，联邦通信委员会(FCC)允许将超宽频带(UWB)信号有限制非特许地用于无线通信系统，“First Report and Order”，February 14，2002。UWB信号必须处在3.1到10.6GHz的频率范围内，和具有500MHz的最小带宽。FCC指令还限制了UWB信号的功率谱密度和最大发送功率，例如，小于-43.1dBm/MHz。

UWB的一种调制方法利用极短时间脉冲，例如，与大约300mm的波长相对应的1秒的1/1,000,000,000或更短，生成带宽大于500MHz的信号。用于短脉冲的系统通常被称为脉冲无线电(IR)系统。

如图1A所示，有四种不同调制技术可以用于无线通信系统，它们是脉冲位置调制(PPM)11、脉冲幅度调制(PAM)12、开关键控(OKK)13、和二元相移键控(BPSK)14。

作为一种优点，UWB系统可以实现高数据速率，和抗由大处理增益引起的多径损害。另外，基于IR的UWB技术的使用使实现不需要形成外差的本机振荡器的低成本、低忙闲度、低功率收发器成为可能。由于UWB无线电设备主要是数字电路，可以容易地将它们集成在半导体芯片中。在UWB系统中，多个用户可以相互没有干扰地同时共享同一个频谱，这非常适合高速家用和商用联网设备，以及传感器网络。

在传感器网络中，最好允许在多个廉价感测设备之间直接通信。对于低功率、低数据速率网络，IEEE802.15.4a标准定义了以从1Kbs到1Mbs的可扩缩数据速率通信的物理层，“IEEE P802.15.4a WPANAlternate PHY-PAR”，2003。

一般说来，IR系统是跳时IR系统(TH-IR)，或发送基准IR系统(TH-IR)。这两种系统都使用短间隔脉冲序列p(t)。但是，TH-IR和TH-IR的调制和解调显著不同，使TH-IR和TH-IR在同一网络中不兼容。

M.Win和R.A.Scholtz在“Ultra-Wide Band Time-HoppingSpread-Spectrum Impulse Radio for Wireless Multiple-AccessCommunication，in IEEE Trans.On Communications，Vol.48，No.4Aprile 2000，pp.679-691中描述了TH-IR系统。在TH-IR系统中，每个位或符号用N_f个脉冲表示，其中，N_f是正整数。发送该位花费的时间是T_s。这个时间被称为符号时长(duration)。时间T_s被进一步划分成帧T_f，并且这些帧被划分成通常与脉冲间隔相对应的码片T_c。如果N_c表示帧中的码片数，N_f表示符号中的帧数，那么，T_s、T_f和T_c存在如下关系：

T_s＝N_fT_f＝N_fN_cT_c (1)

图1B示出了对于示例性现有技术中TH-IR‘0’位波形110和‘1’位波形120，脉冲104的符号时间T_s101、帧时间T_f102、和码片时间T_c103之间的关系。通常，在帧中的可用码片之间，根据“跳时”代码伪随机地隔开脉冲，以便使多用户干扰的影响降到最低。

如上所述，调制可以是二元相移键控。对于BPSK，每一位b被表示成正值或负值b∈{-1，1}。发送的信号具有如下形式：

其中，c_j表示TH代码在{0，1，......，N_c-1}范围内的第j值，和b是第i调制符号。另外，可以将表示成h_i，j的可选序列应用于发送信号中的每个脉冲，以便成形发送信号的频谱和简化谱线。序列h_i，j被称为其值为+1或-1的极性加扰序列。不同的幅度可以给予谱成形以更大的自由度。

图2示出了传统相干TH-IR接收器200。该接收器包括与放大器220耦合的自动增益控制(AGC)单元210，放大器220与接收天线230连接。该接收器还包括同步单元240、定时控制单元250、信道估计单元260、MMSE均衡器单元270、和解码器单元280。RAKE(耙式)接收器指状件(finger)290将信号输入加法器295中。每个RAKE指状件包括脉冲序列发生器、相关器和权重组合器。RAKE指状件降低多径干扰。由于UWB信号中的多径密度，所需RAKE指状件的数量可以大到足以获得合理的性能。加法器的输出被均衡化和解码。典型的TH-IR接收器非常复杂。

TR-IR系统不需要RAKE接收器(R.Hoctor and H.Tomlinsion，“Delay-Hopped Transmitted-Reference RF Communications”，IEEEConference on Ultra Wide Band Width Systems and Technologies，2002，pp.265-269)。在TR-IR系统中，将信息编码成序列中的连续脉冲的相差。TR-IR系统中的每个符号是跳时‘脉冲对’序列或双连续脉冲对。通常，该对中的第一脉冲被称为基准脉冲，和第二脉冲被称为数据脉冲。每对中的两个脉冲被时间T_d的固定单元分开。对于一个信息位，可以发送多个对。发送的波形具有如下形式：

其中，T_f、T_c、h_i，j和N_f与TH-IR的情况相同。

图3示出了示范性TR-IR‘0’位波形310和‘1’位波形320的脉冲304的符号时间T_s301、帧时间T_f302、和码片时间T_c303之间的关系。

图4示出了传统TR-IR接收器400，它比图2的TH-IR接收器简单得多。该接收器包括延迟单元401、乘法器单元402、积分器单元403、取样器单元407和判决单元404。接收器实质上将接收信号405与延迟形式406相关。显然，TR-IR接收器400没有TH-IR接收器200那么复杂。但是，复杂性降低是以要求脉冲数加倍，和基准脉冲需要附加能量，通常，3dB或更大为代价的。

很明显，决定使用TH-IR或TR-IR调制都将导致系统结构不兼容。因此，最好在普通无线网络内提供对TH-IR收发器和TR-IR收发器两者都行得通，折衷考虑成本、复杂性和性能的系统结构。

发明内容

本发明提供了将TH-IR收发器和TR-IR收发器包含在同一个无线网络中的系统和方法。本发明还提供了一种以使得TH-IR收发器和TR-IR收发器可以解调相同信号的方式编码信息位的调制方式。另外，当使用TH-IR接收器时，调制方式不会遭受3dB的固有损失。本发明可应用于窄带、宽带、和超宽带无线电系统。

更具体地说，该方法通过为每个当前位生成波形对的基准波形，例如，一个脉冲，和数据波形，例如，另一个脉冲，调制无线通信网络中的位序列。基准波形的相位依赖于前调制位，并且基准波形和数据波形对之间的相位差(极性)依赖于当前位。

将当前位的符号周期划分成多个时间间隔，并且在依赖于当前位的时间间隔的所选那一个中编码基准波形和数据波形。

附图说明

图1A是现有技术中的调制技术的时序图；

图1B是现有技术中的TH-IR调制的时序图；

图2是现有技术中的TH-IR接收器的方块图；

图3是现有技术中的TR-IR调制的时序图；

图4是现有技术中的TR-IR接收器的方块图；

图5是根据本发明的混合IR发送器的方块图；

图6是根据本发明的维特比(Viterbi)解码器的格子图；

图7是根据本发明的混合IR接收器的方块图；

图8是根据本发明的混合IR调制的图形；

图9是根据本发明的差动(differential)TR接收器的二态格子图；

图10是根据本发明的相干RAKE接收器的四态格子图；

图11是利用其它调制方式的根据本发明的混合IR发送器的方块图；和

图12是根据本发明的混合IR差动接收器的方块图。

具体实施方式

本发明提供了使TH-IR收发器和TR-IR收发器两者共存在同一个通信网络中的系统和方法。我们的想法基于我们对TR-IR系统将信息位编码成基准脉冲和数据脉冲之间的相差的观察。此外，基准脉冲的极性对于TR-IR系统的正确操作是不重要的。

因此，我们编码基准脉冲中的冗余信息，以便TH-IR接收器可以以改进的性能解码信息，而保持所需相差或极性，使得TR-IR也可以解码该信息。我们称这种调制为‘混合(hybrid)IR’(H-IR)。

图5示出了根据本发明的H-IR发送器500。该发送器包括用于输入位501的预处理器510。预处理器510包括延迟器502和加法器503。该加法器将每个输入位501与该位的延迟形式相加，使和值反相(504)。

预处理从两个连续信息位中生成一对调制位。应该注意到，对于每个信息位，可以使用不止一对调制位。在每个符号周期(period)内调制符号(511-512)。根据输入位501，BPSK调制(511)序列中的基准波形，例如，脉冲505，和根据反相和，BSPK调制数据波形，例如，脉冲506。根据跳跃序列530和延迟Td 531应用波形发生器521-522，和组合所得结果(540)。

可以将发送信号s(t)541表达成：

根据方程(4)的调制表明基准脉冲和数据脉冲之间的相差与传统TR-IR系统相同。表A示出了先前位和当前位、基准波形和数据波形的相应值、和它们的相差或极性的四种可能组合。

表A

如果当前位是0，那么，基准脉冲和数据脉冲之间的相差总是180°，与先前位的值无关。如果当前位是1，那么，相差是0°。

应该很明显，TR-IR接收器可以根据本发明解调信号。但是，信号也可以通过性能提高了的TH-IR接收器解调。性能增益基于用基准脉冲和数据脉冲两者编码信息的事实。因此，TH-IR接收器可以利用基准脉冲的能量对发送位的值作出判定，请参见表A。在每个符号周期内发送N_f/2个对的序列。将每个帧中的对描述成脉冲序列，每个脉冲具有视发送的当前位和先前位而定的脉冲极性。存在四种可能的对组合。

s_{0} (t) = - 1 * \frac{1}{\sqrt{N_{f} E_{p}}} p (t) + 1 * \frac{1}{\sqrt{N_{f} E_{p}}} p (t - T_{d})

s_{1} (t) = - 1 * \frac{1}{\sqrt{N_{f} E_{p}}} p (t) - 1 * \frac{1}{\sqrt{N_{f} E_{p}}} p (t - T_{d})

s_{2} (t) = 1 * \frac{1}{\sqrt{N_{f} E_{p}}} p (t) - 1 * \frac{1}{\sqrt{N_{f} E_{p}}} p (t - T_{d})

s_{3} (t) = 1 * \frac{1}{\sqrt{N_{f} E_{p}}} p (t) + 1 * \frac{1}{\sqrt{N_{f} E_{p}}} p (t - T_{d}) . . . (5)

方程中的系数

将发送符号归一化成单位能量，其中，E_p是脉冲的能量，N_f是符号中的脉冲数。请注意，这个四信号组可以用两个正交基函数(basis function)Ψ₀和Ψ₁来描述。我们选择

Ψ_{0} (t) = \frac{1}{\sqrt{N_{f} E_{p}}} p (t),

和

Ψ_{1} (t) = \frac{1}{\sqrt{N_{f} E_{p}}} p (t - T_{d}) . . . (6)

作为基函数。然后，我们可以将四个可能对表达成：

s₀(t)＝-1*Ψ₀(t)+1*Ψ₁(t)，

s₁(t)＝-1*Ψ₀(t)-1*Ψ₁(t)，

s₂(t)＝1*Ψ₀(t)-1*Ψ₁(t)，和

s₃(t)＝1*Ψ₀(t)+1*Ψ₁(t)

(7)

我们也可以将信号表示成向量：

s₀(t)＝[-1 1]

s₁(t)＝[-1 -1]

s₂(t)＝[1 -1]

s₃(t)＝[1 1] (8)

因此，可以像如下那样描述发送信号。在每个符号周期内，发送器发送N_f/2个对的序列。四个可能对由方程(7)给出。可选地，这些对是跳时的和用极性码加扰的。

作为一个优点，本发明提供了带‘记忆’的调制方式。我们用记忆这个词来表示每个位的编码包含有关先前编码位的信息。具有记忆的调制方式可以用格子图表示，于是，可以用维特比解码器解码。另外，由于将两个基信号Ψ₀(t)和Ψ₁(t)用于表示信号对，所以现在发送信号是二维信号。

图6示出了有关利用格子的维特比解码器的图形600。该格子存在两种状态，其中，状态0 601是先前0位的值，状态1 602是先前1位的值。格子的分支表示可能过渡。这些分支用当前位的值、和发送对的向量表示来标记。例如，如果当前状态是0和要发送‘1’位，那么，发生到状态1的过渡，和发送s₁＝[-1 -1]对。

对于混合IR调制的这种解释，我们发现，相干TH-IR接收器可以用于解调信号。我们的TH-IR接收器适应根据本发明的符号波形的二维描述和连续符号之间的记忆。

图7示出了根据本发明的TH-IR接收器700。如前所述，我们使用了RAKE结构790。但是，现在，RAKE指状件将输入信号与两个基脉冲Ψ₀(t)和Ψ₁(t)的序列相关联。现在，每个指状件的输出是2-D向量701。相加指状件的输出(710)，为传统最大似然序列检测器(MLSD)720生成软输入观测值702。MLSD检测器针对观测值702的给定序列通过格子600确定最可能路径。也可以使用诸如维特比解码之类的近似MSLD检测器的方法。

图8示出了符号、位和调制波形之间的关系。要调制的序列801的六个符号被标记成b₀到b₅，以及先前编码符号是‘0’。该示范性序列中的符号是

{0，1，1，0，0，1}802，

它对应于基准位

{-1，-1，+1，+1，-1，-1}803，

数据位

{-1，-1，+1，-1，+1，-1}804，

和具有基准和数据脉冲对806的波形805，其中，“向下”脉冲编码‘-1’和‘向上’脉冲编码‘+1’。

我们可以从图8中看出，波形805具有如上所述的特性。具体地说，每一对806中基准脉冲和数据脉冲之间的相差包含有关正在发送的当前位的信息。对于每一对，当发送‘0’位，相差是180°，和当发送‘1’位，相差是0°。

另外，对序列在基准脉冲的极性中还包含有关先前位的信息。并且，这可以从图8中看出，其中，每一对中的基准脉冲具有指示先前编码位的值的+/-极性。也就是说，如果先前位是‘1’，是正极性，当先前位是‘0’时，是负极性。应该明白，将所有极性都反过来也可以获得相同结果。

因此，这种波形使分别描绘在图4和7中的相干接收器和差动相干接收器两者可以用在同一网络中。接收器的选择可以基于诸如所需性能、实现成本、或所需发送距离的考虑。推广到多对用于发送符号的情况是直截了当的。在这种情况下，每一对重复多次，并且极性加扰码可以用于改善波形的谱特性。

其它调制方式

我们可以通过在符号内引入其它调制方式推广上述的H-IR方案。例如，如果我们将当前位的符号周期划分成N个时间间隔，那么，我们可以在N个间隔的所选那一个中发送先前定义波形。所选间隔可以视要编码的位而定。这样，像在PPM中完成的那样(J.G.Proakis，Digital Communications，New York，NY：McGraw-Hill，4^thEd.，2001)，我们可以在波形的适当位置引入编码位的高阶调制。

这种方案的主要优点是可以利用非相干能量检测器接收PPM信号。另外将符号周期划分成多个间隔使发送器除了通过上述的H-IR技术之外，还可以通过PPM调制位。现在，除了相干RAKE接收器之外，还可以使用基于能量收集的接收器或差动相干型接收器。当然，这些接收器的性能随实现更好总位错率(BER)性能的更复杂结构而改变。PPM调制的加入还提高了调制方式的“记忆”，并且要求像如下所述那样修改描述如差动相干接收器和相干接收器所看到的信号的格子。

在一个实施例中，我们考虑加入二元PPM(BPPM)的最简单情况。将符号间隔划分成前半部分(F)和后半部分(S)的两个间隔，并且将我们的位流的当前位用于选择两个可能位置之一。也就是说，在第一间隔中编码位‘1’，和在第二间隔中编码位‘0’。

另外，我们假设发送的波形被构造成如上面针对H-IR方案所述那样。由于当前位用于调制这种情况下的波形的位置，将前两个紧接位用于调制构成符号波形的脉冲对的基准脉冲和数据脉冲。因此，简单非相干接收器可以简单地解码所选发送间隔，即，脉冲位置。此外，我们仍然可以使用差动相干或相干RAKE接收器，并且高级格子编码/解码可以提高性能。

可以作进一步推广。我们可以将脉冲对扩充成包含多个脉冲，例如，两个或更多个脉冲的波形。这样，可以开发出使波形中的脉冲之一用作其它脉冲的基准的高阶TR方案。然后，我们可以实现在单个符号周期中发送多个位的高阶调制，即，可以在这种框架下考虑N元调制方式。在这种情况下，发送的波形传送几个位，而不是单个位。该方法提供了带‘记忆’的连续符号。因此，差动相干或相干接收器可以对接收符号序列使用格子解调。

请注意，可以将先前位的进一步映射用于调制基准脉冲的极性，并保存与数据脉冲的适当相位关系。另外，请注意，通过加入对多脉冲波形的PPM调制，可以进一步推广这种方案。

接着，我们描述能够接受扩充H-IR调制的相干接收器的实施例。并且，我们考虑如上所述的BPPM的使用。

由于BPPM利用波形位置传送信息位，当我们使用差动相干或相干RAKE接收器时，我们获取每个帧中的较长‘记忆’长度。在这种情况下，记忆长度是两个位，即，在当前位b_i之前的前紧接编码位。也就是说，位b_i-2和b_i-1用于根据上面的H-IR方案调制基准脉冲的极性，并且位b_i-1确定相差和基准脉冲的极性，而当前位b_i确定符号时长内的波形位置。然后，可以像下述那样进行格子调制。

图11示出了对图5的H-IR发送器500所作的改变。用于输入位的预处理器510被修改成实现附加调制方式的加入。现在，由于加入了两个延迟单元1110和1111，到加法器的两个输入位501是先前两位。然后，使先前两位的和反相(504)。现在，通过另一种调制方式1120，例如BPPM，编码当前位501，以实现高阶。可以将编码位的选择和配置推广到许多不同选项。

表B示出了当前位和先前两位、基准波形和数据波形的相应值、和它们的相差或极性的八种可能组合。

表B

信号可以利用选择接收器能量最大的时间间隔(前半部分或后半部分)的非相干BPPM接收器解调。信号也可以由性能提高了的差动TR或相干RAKE接收器解调。性能增益基于用当前位的基准脉冲和数据脉冲编码先前位，即，记忆的信息的事实。附加信息可以帮助TR或RAKE接收器对发送位的值作出判定，请参见表A。

作为将这种方法用于TR解调的例子，我们注意到，波形位置(前半部分或后半部分)代表当前接收位，基准脉冲与数据脉冲之间的相差代表以先前接收位。

图9示出了可以用于解码的二态格子(900)解码器。这里，状态‘0’910映射到先前位‘0’，状态‘1’920映射到先前位‘1’。格子的分支930表示可能状态过渡。这些分支用当前位的值、和发送对的向量表示来标记，其中，先前位通过基准脉冲和数据脉冲之间的相差解调，当前位通过波形位置解调，并且F和S分别代表前半部分和后半部分。

图12示出了根据本发明的TR接收器1200。在用与发送波形匹配的匹配滤波器(MF)1210预滤波了接收信号之后，接收器基本上将接收信号1260与延迟形式1220相关联。但是，与现有技术不同，判决不是在积分1230和倾泻(dump)1270之后作出。相反，MLSD检测器1240观测在两个可能波形位置上相关器的输出和来自输入端的脉冲之间的相对相差，并根据这些观测值通过格子900确定最可能路径。解码器1250接在后面。也可以使用诸如维特比解码之类的近似MSLD检测器的方法。

对于相干RAKE解调，我们在每个符号中具有三个信息源：基准波形、数据波形、和脉冲对位置。相应地，我们可以利用位置解调当前位，和如上所述，利用脉冲极性组合解调先前两位。

图10示出了根据本发明的相干RAKE接收器的四态格子。

这里，状态‘00’1010映射到先前位‘00’，状态‘01’1020映射到先前位‘01’，状态‘10’1030映射到先前位‘10’，状态‘11’1040映射到先前位‘11’。格子的分支1050表示可能过渡。这些分支用当前位的波形值、和发送脉冲对的向量表示来标记。可以将格子解调包含到图7的RAKE接收器700的MLSD检测器720中。MLSD检测器720针对观测值的给定序列通过格子1000确定最可能路径。也可以使用诸如维特比解码之类的近似MSLD检测器的方法。

本发明的效果

根据本发明的调制方式可以由相干RAKE TH-IR和差动相干TR-IR接收器解调。由于信息也编码在基准波形中，根据本发明的TH-IR接收器具有比现有技术中的TH-IR接收器高的性能。另外，通过将符号间隔划分成几个间隔和在单个间隔中发送波形，可以使用简单非相干接收器。

尽管示范性信号用于UWB系统，但应该明白，本发明也可以用于窄带宽无线通信系统、和使用除了脉冲之外的其它波形、CDMA(码分多址)、FSK(频移键控)、和PSK(相移键控)调制的UWB系统。

尽管通过举例说明优选实施例已经对本发明作了描述，但应该明白，可以在本发明的精神和范围内作出各种其它调整和修改。因此，所附权利要求书旨在涵盖属于本发明基本精神和范围的所有这样的改变和修改。

Claims

1.一种调制无线通信网络中的位序列的方法，包含如下步骤：

为每个当前位生成波形对的基准波形，其中，基准波形的相位依赖于先前编码位；

为当前位生成波形对的数据波形，其中，波形对中的基准波形和数据波形之间的相位差依赖于先前编码位；

将当前位的符号周期划分成多个时间间隔；和

在依赖于当前位的多个时间间隔的所选那一个中编码基准波形和数据波形。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所选时间间隔依赖于生成使用的调制方式。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，调制方式是脉冲位置调制。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，在第一所选时间间隔中编码位‘1’，并且在第二所选时间间隔中编码位‘0’。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，基准波形的相位依赖于当前位b_i之前的前两个紧接编码位b_i-1和b_i-2。

6.根据权利要求3所述的方法，其中，利用非相干RAKE接收器解码基准波形和数据波形。

7.根据权利要求3所述的方法，其中，利用相干RAKE接收器解码基准波形和数据波形。

8.根据权利要求3所述的方法，其中，利用差动相干RAKE接收器解码基准波形和数据波形。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，基准波形后面接着多个数据波形。

10.根据权利要求1所述的方法，进一步包含：

接收基准波形和数据波形；和

利用格子解码器解调基准波形和数据波形。

11.根据权利要求1所述的方法，基准波形的相位依赖于前多个紧接编码位。

12.根据权利要求1所述的方法，进一步包含：

在RAKE接收器中接收基准波形和数据波形；和

利用格子解码器和根据所选时间间隔解调基准波形和数据波形。

13.根据权利要求1所述的方法，进一步包含：

在非相干接收器中接收基准波形和数据波形。

14.根据权利要求1所述的方法，其中，每个波形包括每个帧的多个脉冲。

15.一种调制无线通信网络中的位序列的调制器，包含：

第一信号生成装置，用于为每个当前位生成波形对的基准波形，其中，基准波形的相位依赖于先前编码位；

第二信号生成装置，用于为当前位生成波形对的数据波形，其中，波形对中的基准波形和数据波形之间的相位差依赖于先前编码位；

将当前位的符号周期划分成多个时间间隔的装置；和

配置成在依赖于当前位的多个时间间隔的所选那一个中编码基准波形和数据波形的编码器。