JP3385299B2 - スペクトル拡散通信装置 - Google Patents
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- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は効率の良い可変速
度伝送や異速度伝送を行うスペクトル拡散通信装置に関
するものである。
度伝送や異速度伝送を行うスペクトル拡散通信装置に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】直接拡散によるスペクトル拡散通信は情
報信号に拡散符号を乗積することによって情報信号のス
ペクトルを広帯域に拡散し、情報信号帯域よりも広い伝
送帯域で情報を伝送する通信であり、秘話性、耐干渉
性、耐フェージング性、多元接続性などの特徴を有して
いる。多元接続とは複数の移動局が基地局と同時に通信
する通信方式のことである。スペクトル拡散通信の性能
は拡散率に依存する。拡散率とは伝送帯域と情報信号帯
域との比、すなわち拡散符号速度と情報伝送速度との比
である。拡散率をｄＢ表示したものは処理利得と呼ばれ
る。例えば情報伝送速度が１０ｋｂｐｓで拡散符号速度
が１Ｍｂｐｓの場合、拡散率は１００、処理利得は２０
ｄＢとなる。
報信号に拡散符号を乗積することによって情報信号のス
ペクトルを広帯域に拡散し、情報信号帯域よりも広い伝
送帯域で情報を伝送する通信であり、秘話性、耐干渉
性、耐フェージング性、多元接続性などの特徴を有して
いる。多元接続とは複数の移動局が基地局と同時に通信
する通信方式のことである。スペクトル拡散通信の性能
は拡散率に依存する。拡散率とは伝送帯域と情報信号帯
域との比、すなわち拡散符号速度と情報伝送速度との比
である。拡散率をｄＢ表示したものは処理利得と呼ばれ
る。例えば情報伝送速度が１０ｋｂｐｓで拡散符号速度
が１Ｍｂｐｓの場合、拡散率は１００、処理利得は２０
ｄＢとなる。
【０００３】スペクトル拡散通信を用いた多元接続方式
はＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ，符号分割多元接続）方式と呼ば
れる。ＣＤＭＡ方式ではユーザあるいはチャネルごとに
異なる拡散符号を使用し、拡散符号によってユーザある
いはチャネルを識別する。
はＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ，符号分割多元接続）方式と呼ば
れる。ＣＤＭＡ方式ではユーザあるいはチャネルごとに
異なる拡散符号を使用し、拡散符号によってユーザある
いはチャネルを識別する。
【０００４】ＣＤＭＡ方式は、チャネル容量（同一帯域
でのチャネル数）がＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉ
ｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ，時分割多元接
続）方式など他の多元接続方式よりも劣るとされていた
が、セルラー電話システムに適用した場合には、ＴＤＭ
Ａ方式よりも優れることが、例えばギルハウゼンら：
“セルラーＣＤＭＡシステムの容量について”，アイ・
イー・イー・イー・トランザクションズ・オン・ビーク
ラー・テクノロジー，第４０巻第２号１９９１年５月
（Ｇｉｌｈｏｕｓｅｎ ｅｔａｌ：“Ｏｎ ｔｈｅ Ｃ
ａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ａ Ｃｅｌｌｕｌａｒ ＣＤＭ
Ａ Ｓｙｓｔｅｍ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏ
ｎｓ ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇ
ｙ ｖｏｌ．４０，Ｎｏ．２，Ｍａｙ，１９９１）で報
告されている。
でのチャネル数）がＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉ
ｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ，時分割多元接
続）方式など他の多元接続方式よりも劣るとされていた
が、セルラー電話システムに適用した場合には、ＴＤＭ
Ａ方式よりも優れることが、例えばギルハウゼンら：
“セルラーＣＤＭＡシステムの容量について”，アイ・
イー・イー・イー・トランザクションズ・オン・ビーク
ラー・テクノロジー，第４０巻第２号１９９１年５月
（Ｇｉｌｈｏｕｓｅｎ ｅｔａｌ：“Ｏｎ ｔｈｅ Ｃ
ａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ａ Ｃｅｌｌｕｌａｒ ＣＤＭ
Ａ Ｓｙｓｔｅｍ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏ
ｎｓ ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇ
ｙ ｖｏｌ．４０，Ｎｏ．２，Ｍａｙ，１９９１）で報
告されている。
【０００５】図２８は上記論文で示されたセルラー移動
体通信システムの基地局の送信装置を示している。基地
局では複数のユーザに対して同時に情報を送信するた
め、各ユーザからの信号を多重化した後送信する。図２
８において、２８０１から２８０Ｎは第１のユーザから
第Ｎのユーザ（Ｕｓｅｒ＃１〜Ｕｓｅｒ＃Ｎ）への送信
信号処理装置（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）
であり、その出力信号はディジタル線形結合器およびＱ
ＰＳＫ変調器（Ｄｉｇｉｔａｌ ＬｉｎｅａｒＣｏｍｂ
ｉｎｅｒ ａｎｄ ＱＰＳＫ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）２
８１０へ入力され多重化された後、キャリア変調がなさ
れ、送信部（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）２８１１へ入力
され、周波数変換および電力増幅された後各移動局に向
けて送信される。ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐ
ｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）は通常、４相デ
ィジタル位相変調と呼ばれる。
体通信システムの基地局の送信装置を示している。基地
局では複数のユーザに対して同時に情報を送信するた
め、各ユーザからの信号を多重化した後送信する。図２
８において、２８０１から２８０Ｎは第１のユーザから
第Ｎのユーザ（Ｕｓｅｒ＃１〜Ｕｓｅｒ＃Ｎ）への送信
信号処理装置（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）
であり、その出力信号はディジタル線形結合器およびＱ
ＰＳＫ変調器（Ｄｉｇｉｔａｌ ＬｉｎｅａｒＣｏｍｂ
ｉｎｅｒ ａｎｄ ＱＰＳＫ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）２
８１０へ入力され多重化された後、キャリア変調がなさ
れ、送信部（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）２８１１へ入力
され、周波数変換および電力増幅された後各移動局に向
けて送信される。ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐ
ｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）は通常、４相デ
ィジタル位相変調と呼ばれる。
【０００６】ＣＤＭＡ方式では異なる拡散符号を用いて
いるためユーザ間の相互干渉量は低いレベルとなるが、
ユーザ数が増えると干渉量の総和が増大してくる。この
干渉量の総和と許容受信信号品質によってチャネル容量
が決まる。
いるためユーザ間の相互干渉量は低いレベルとなるが、
ユーザ数が増えると干渉量の総和が増大してくる。この
干渉量の総和と許容受信信号品質によってチャネル容量
が決まる。
【０００７】基地局から複数の移動局へ送信する場合に
は、各移動局への送信タイミングを同期して行うことが
できる。この場合、拡散符号に直交符号を用いることに
より同一基地局から送信される信号を受信する移動局間
の相互干渉量はゼロにすることができる。他の基地局か
らの送信信号に起因する相互干渉や、同一基地局からの
信号でもマルチパスフェージングの結果、異なる受信タ
イミングとなった信号の間での相互干渉が生じるもの
の、直交符号を用いることは相互干渉を低減することが
できるため、ＣＤＭＡシステムにとって大変好ましい性
質である。
は、各移動局への送信タイミングを同期して行うことが
できる。この場合、拡散符号に直交符号を用いることに
より同一基地局から送信される信号を受信する移動局間
の相互干渉量はゼロにすることができる。他の基地局か
らの送信信号に起因する相互干渉や、同一基地局からの
信号でもマルチパスフェージングの結果、異なる受信タ
イミングとなった信号の間での相互干渉が生じるもの
の、直交符号を用いることは相互干渉を低減することが
できるため、ＣＤＭＡシステムにとって大変好ましい性
質である。
【０００８】以下に述べる従来の技術においては、特に
断らない限り基地局から移動局へ送信を行う場合には、
直交符号による多重化伝送を行っている。
断らない限り基地局から移動局へ送信を行う場合には、
直交符号による多重化伝送を行っている。
【０００９】図２９および図３０は、例えば米国特許５
１０３４５９号に開示された基地局の多重化送信の方法
である。図２９に示す装置は図２８に示した送信信号処
理装置２８０１〜２８０Ｎの１つに対応し、図３０に示
す装置は図２８に示した線形結合器およびＱＰＳＫ変調
器２８１０、送信部２８１１に対応する。
１０３４５９号に開示された基地局の多重化送信の方法
である。図２９に示す装置は図２８に示した送信信号処
理装置２８０１〜２８０Ｎの１つに対応し、図３０に示
す装置は図２８に示した線形結合器およびＱＰＳＫ変調
器２８１０、送信部２８１１に対応する。
【００１０】図２９において音声チャネルデータ２９０
１は誤り訂正符号化器（ＥＮＣＯＤＥＲ）２９０２によ
って誤り訂正符号化されインターリーバ（ＩＮＴＥＲＬ
ＥＡＶＥＲ）２９０３によってインターリーブされ、デ
ータスクランブラ２９０４に入力され、もう一つの入力
であるＰＮ符号発生器（ＰＮ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ）２
９０５が発生するＰＮ符号との排他的論理和（ＥＸ−Ｏ
Ｒ）がとられてデータスクランブルされる。ここでは、
データスクランブルが目的であるため、ＰＮ符号発生器
２９０５が発生するＰＮ符号の符号速度はインターリー
バ２９０３の出力の速度と同一であり、スペクトルの拡
散は行われない。
１は誤り訂正符号化器（ＥＮＣＯＤＥＲ）２９０２によ
って誤り訂正符号化されインターリーバ（ＩＮＴＥＲＬ
ＥＡＶＥＲ）２９０３によってインターリーブされ、デ
ータスクランブラ２９０４に入力され、もう一つの入力
であるＰＮ符号発生器（ＰＮ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ）２
９０５が発生するＰＮ符号との排他的論理和（ＥＸ−Ｏ
Ｒ）がとられてデータスクランブルされる。ここでは、
データスクランブルが目的であるため、ＰＮ符号発生器
２９０５が発生するＰＮ符号の符号速度はインターリー
バ２９０３の出力の速度と同一であり、スペクトルの拡
散は行われない。
【００１１】データスクランブラ２９０４の出力は直交
符号化器２９０６において、Ｗａｌｓｈ関数発生器（Ｗ
ＡＬＳＨ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ）２９０７より与えられ
るＷａｌｓｈ関数によって直交符号化される。Ｗａｌｓ
ｈ関数はアダマール行列によって生成される直交符号系
列であり、ユーザごとに異なるＷａｌｓｈ関数が割り当
てられる。図２９に示す例では、データスクランブラ２
９０４の出力の６４倍の符号速度で直交符号化されてい
る。
符号化器２９０６において、Ｗａｌｓｈ関数発生器（Ｗ
ＡＬＳＨ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ）２９０７より与えられ
るＷａｌｓｈ関数によって直交符号化される。Ｗａｌｓ
ｈ関数はアダマール行列によって生成される直交符号系
列であり、ユーザごとに異なるＷａｌｓｈ関数が割り当
てられる。図２９に示す例では、データスクランブラ２
９０４の出力の６４倍の符号速度で直交符号化されてい
る。
【００１２】直交符号化器２９０６の出力は２分されて
２つのスペクトル拡散変調器（ＥＸＯＲ）２９０８およ
び２９０９へ入力され、２つのＰＮ符号発生器（ＰＮ
ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ）２９１０および２９１１が発生す
る互いに異なるＰＮ系列によってスペクトル拡散され
る。ＰＮ符号発生器２９１０，２９１１が発生するＰＮ
符号は全ユーザに共通のＰＮ符号であり、異なる基地局
から送信された信号の間における相互干渉を低減させる
ために使用される。ＰＮ符号の符号速度はＷａｌｓｈ関
数の符号速度と同一である。
２つのスペクトル拡散変調器（ＥＸＯＲ）２９０８およ
び２９０９へ入力され、２つのＰＮ符号発生器（ＰＮ
ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ）２９１０および２９１１が発生す
る互いに異なるＰＮ系列によってスペクトル拡散され
る。ＰＮ符号発生器２９１０，２９１１が発生するＰＮ
符号は全ユーザに共通のＰＮ符号であり、異なる基地局
から送信された信号の間における相互干渉を低減させる
ために使用される。ＰＮ符号の符号速度はＷａｌｓｈ関
数の符号速度と同一である。
【００１３】スペクトル拡散変調器２９０８，２９０９
の出力はそれぞれＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓ
ｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ２９１２，２９１３に
より波形整形（帯域制限）された後、ゲイン調整器（Ｇ
ＡＩＮ）２９１４，２９１５によってゲイン調整され、
図３０に示す線形結合器およびＱＰＳＫ変調部へ入力さ
れる。図３０に示す線形結合器およびＱＰＳＫ変調部に
は、図２９に示すものと同一の構成を有するが異なる直
交符号（番号が異なるＷａｌｓｈ関数）で直交符号化さ
れたスペクトル拡散信号も同時に入力される。
の出力はそれぞれＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓ
ｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ２９１２，２９１３に
より波形整形（帯域制限）された後、ゲイン調整器（Ｇ
ＡＩＮ）２９１４，２９１５によってゲイン調整され、
図３０に示す線形結合器およびＱＰＳＫ変調部へ入力さ
れる。図３０に示す線形結合器およびＱＰＳＫ変調部に
は、図２９に示すものと同一の構成を有するが異なる直
交符号（番号が異なるＷａｌｓｈ関数）で直交符号化さ
れたスペクトル拡散信号も同時に入力される。
【００１４】直交符号化されたスペクトル拡散信号はデ
ィジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３０１１から３０
Ｎ２によってアナログ信号に変換された後、拡散符号が
共通となるもの同士が合成されるように加算器（ΣＩ）
３０３０および加算器（ΣＱ）３０３１にそれぞれ入力
され、加算されて多重化信号となる。多重化信号は互い
に直交する２つの搬送波（ＳＩＮ（２πｆｔ），ＣＯＳ
（２πｆｔ））によって乗積器３０３２，３０３３によ
って乗積され加算器（Σ）３０３４で合成されることに
よりＱＰＳＫ変調される。
ィジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）３０１１から３０
Ｎ２によってアナログ信号に変換された後、拡散符号が
共通となるもの同士が合成されるように加算器（ΣＩ）
３０３０および加算器（ΣＱ）３０３１にそれぞれ入力
され、加算されて多重化信号となる。多重化信号は互い
に直交する２つの搬送波（ＳＩＮ（２πｆｔ），ＣＯＳ
（２πｆｔ））によって乗積器３０３２，３０３３によ
って乗積され加算器（Σ）３０３４で合成されることに
よりＱＰＳＫ変調される。
【００１５】この場合、各ユーザの信号は同一情報が２
つに分岐され、それぞれ異なるＰＮ符号系列でスペクト
ル拡散されてＱＰＳＫ変調されるから、情報変調はＢＰ
ＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ ＰＳＫ，２相ディジタル位相変
調）、拡散変調はＱＰＳＫ（４相ディジタル位相変調）
となっている。
つに分岐され、それぞれ異なるＰＮ符号系列でスペクト
ル拡散されてＱＰＳＫ変調されるから、情報変調はＢＰ
ＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ ＰＳＫ，２相ディジタル位相変
調）、拡散変調はＱＰＳＫ（４相ディジタル位相変調）
となっている。
【００１６】ＱＰＳＫ変調された多重化信号は、乗積器
３０３５において周波数シンセサイザ（ＦＲＥＱＵＥＮ
ＣＹ ＳＹＮＴＨＥＳＩＺＥＲ）から与えられる正弦波
と乗積された後、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３０３６
によって基本波成分が抽出され、ＲＦアンプ（ＲＦ Ａ
ＭＰ）３０３７で電力増幅されてアンテナに導かれる。
３０３５において周波数シンセサイザ（ＦＲＥＱＵＥＮ
ＣＹ ＳＹＮＴＨＥＳＩＺＥＲ）から与えられる正弦波
と乗積された後、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３０３６
によって基本波成分が抽出され、ＲＦアンプ（ＲＦ Ａ
ＭＰ）３０３７で電力増幅されてアンテナに導かれる。
【００１７】ＣＤＭＡ方式では総合の干渉電力が低いほ
どチャネル容量を多く確保することができる。音声通話
の場合、常に通話状態ではなく、無音の場合などもある
から、無音区間には情報の伝送を行わないようにすれば
それだけチャネル容量を向上させることができる。
どチャネル容量を多く確保することができる。音声通話
の場合、常に通話状態ではなく、無音の場合などもある
から、無音区間には情報の伝送を行わないようにすれば
それだけチャネル容量を向上させることができる。
【００１８】図２９および図３０に示した例において
は、チャネル容量を向上させるために音声の通話状態に
応じて音声符号化器のレートを４段階（フルレート，１
／２，１／４，１／８）に設定し、レートに応じて送信
電力を設定するようにしている。この方法は符号化器の
出力は同一レートで動作させるが、レートに応じて同一
の符号化器の出力内容を繰り返し出力し、繰り返し数に
応じて電力を低減するものである。
は、チャネル容量を向上させるために音声の通話状態に
応じて音声符号化器のレートを４段階（フルレート，１
／２，１／４，１／８）に設定し、レートに応じて送信
電力を設定するようにしている。この方法は符号化器の
出力は同一レートで動作させるが、レートに応じて同一
の符号化器の出力内容を繰り返し出力し、繰り返し数に
応じて電力を低減するものである。
【００１９】例えば、レート１／２のとき同一時間内に
伝送するビット数はフルレートの１／２となるから、符
号化器の出力も１／２となる。符号化器からは同一の内
容を２度繰り返して出力することにより送信電力を１／
２に設定して送信する。同様に、無音声状態のときは背
景音を１／８のレートで音声符号化し、誤り訂正符号化
器からは同一の符号化データを８回連続して出力するこ
とにより送信電力を１／８に設定して送信する。
伝送するビット数はフルレートの１／２となるから、符
号化器の出力も１／２となる。符号化器からは同一の内
容を２度繰り返して出力することにより送信電力を１／
２に設定して送信する。同様に、無音声状態のときは背
景音を１／８のレートで音声符号化し、誤り訂正符号化
器からは同一の符号化データを８回連続して出力するこ
とにより送信電力を１／８に設定して送信する。
【００２０】以上のように図２９および図３０に示した
例には同一基地局から送信する信号に対して直交符号を
使用して相互干渉を抑える手段、音声通話状態に応じて
情報速度を切り替えて送信電力を低減する手段などが示
されているが、セルラー電話システムを想定した低速伝
送レートシステムであるため、図２９に示す音声チャネ
ルデータ（ＶＯＩＣＥ ＣＨＡＮＮＥＬ（ｉ） ＤＡＴ
Ａ）２９０１の最高速度は９．６ｋｂｐｓに制限されて
いる。したがって、音声以外の画像やコンピュータデー
タなどのより高速なデータを送る場合には他の手段が必
要である。
例には同一基地局から送信する信号に対して直交符号を
使用して相互干渉を抑える手段、音声通話状態に応じて
情報速度を切り替えて送信電力を低減する手段などが示
されているが、セルラー電話システムを想定した低速伝
送レートシステムであるため、図２９に示す音声チャネ
ルデータ（ＶＯＩＣＥ ＣＨＡＮＮＥＬ（ｉ） ＤＡＴ
Ａ）２９０１の最高速度は９．６ｋｂｐｓに制限されて
いる。したがって、音声以外の画像やコンピュータデー
タなどのより高速なデータを送る場合には他の手段が必
要である。
【００２１】図３１は特開平５−５０６７６３号公報に
示された、より高速なデータを送信するための装置を示
す図であり、図２９および図３０に示した装置例に対応
している。図３１に示す装置が図２９および図３０に示
した装置と異なるのはコントローラ（ＣＯＮＴＲＯＬＥ
Ｒ）３１０１が入力データ速度に応じて誤り訂正符号化
器（ＥＮＣＯＤＥＲ）の符号化率、インターリーブサイ
ズ、Ｗａｌｓｈ関数の符号長を最適に制御して拡散符号
化レートすなわち伝送帯域幅を一定に保ちながら種々の
伝送速度に対応するようにしている点である。同公報に
は入力データ速度に応じた所定の符号化率、Ｗａｌｓｈ
関数の符号長に対するコントローラ３１０１の設定の例
として表１が示されている。
示された、より高速なデータを送信するための装置を示
す図であり、図２９および図３０に示した装置例に対応
している。図３１に示す装置が図２９および図３０に示
した装置と異なるのはコントローラ（ＣＯＮＴＲＯＬＥ
Ｒ）３１０１が入力データ速度に応じて誤り訂正符号化
器（ＥＮＣＯＤＥＲ）の符号化率、インターリーブサイ
ズ、Ｗａｌｓｈ関数の符号長を最適に制御して拡散符号
化レートすなわち伝送帯域幅を一定に保ちながら種々の
伝送速度に対応するようにしている点である。同公報に
は入力データ速度に応じた所定の符号化率、Ｗａｌｓｈ
関数の符号長に対するコントローラ３１０１の設定の例
として表１が示されている。
【００２２】
【表１】
【００２３】表１において拡散符号速度は入力データ速
度と総合拡散ファクタとの積で与えられ、総合拡散ファ
クタは符号化ファクタとＷａｌｓｈ関数ファクタとの積
となる。例えば、入力データ速度が９．６ｋｂｐｓの場
合、符号化ファクタ２（＝符号化率１／２）の誤り訂正
符号（畳み込み符号）を使用し、誤り訂正符号化後の符
号化シンボルレートが１９．２ｋｂｐｓ（＝９．６ｋｂ
ｐｓ×２）となり、各符号化ビットに対し、符号長６４
のＷａｌｓｈ関数を乗積することにより、拡散符号速度
は１．２２８８Ｍｃｈｉｐ／ｓ（＝１９．２ｋｂｐｓ×
６４）となる。他の伝送速度についても同様である。な
お、符号化ファクタとは誤り訂正符号化出力ビット数と
入力情報ビット数との比を意味する。すなわち符号化フ
ァクタは符号化率の逆数である。
度と総合拡散ファクタとの積で与えられ、総合拡散ファ
クタは符号化ファクタとＷａｌｓｈ関数ファクタとの積
となる。例えば、入力データ速度が９．６ｋｂｐｓの場
合、符号化ファクタ２（＝符号化率１／２）の誤り訂正
符号（畳み込み符号）を使用し、誤り訂正符号化後の符
号化シンボルレートが１９．２ｋｂｐｓ（＝９．６ｋｂ
ｐｓ×２）となり、各符号化ビットに対し、符号長６４
のＷａｌｓｈ関数を乗積することにより、拡散符号速度
は１．２２８８Ｍｃｈｉｐ／ｓ（＝１９．２ｋｂｐｓ×
６４）となる。他の伝送速度についても同様である。な
お、符号化ファクタとは誤り訂正符号化出力ビット数と
入力情報ビット数との比を意味する。すなわち符号化フ
ァクタは符号化率の逆数である。
【００２４】以上の設定方法はＷａｌｓｈ関数ファクタ
が符号の構成上２のべき乗となること、拡散符号速度を
上限の１．２２８８Ｍｃｈｉｐ／ｓとし利用可能な伝送
帯域を最大限に利用することを念頭においているものと
考えられる。すなわち入力データ速度が９．６ｋｂｐｓ
の整数倍のときには符号化ファクタおよびＷａｌｓｈ関
数ファクタを調整することにより対応し、非整数倍のと
きには符号化ファクタを非整数とし、Ｗａｌｓｈ関数フ
ァクタを適切に設定することにより対応している。この
ため符号化方法には、畳み込み符号化に加えさらにパン
クチャド符号化と呼ばれる手法が適用されている。
が符号の構成上２のべき乗となること、拡散符号速度を
上限の１．２２８８Ｍｃｈｉｐ／ｓとし利用可能な伝送
帯域を最大限に利用することを念頭においているものと
考えられる。すなわち入力データ速度が９．６ｋｂｐｓ
の整数倍のときには符号化ファクタおよびＷａｌｓｈ関
数ファクタを調整することにより対応し、非整数倍のと
きには符号化ファクタを非整数とし、Ｗａｌｓｈ関数フ
ァクタを適切に設定することにより対応している。この
ため符号化方法には、畳み込み符号化に加えさらにパン
クチャド符号化と呼ばれる手法が適用されている。
【００２５】以上のように図３１に示した例では、伝送
速度の増加に対して符号化ファクタとＷａｌｓｈ関数フ
ァクタとを変化させることにより対応しているが、さら
なる伝送速度の増加に伴って、符号化ファクタが減少す
るか、または、Ｗａｌｓｈ関数ファクタが減少する。し
かしながら、符号化ファクタの減少は誤り訂正能力の低
下を招くから、所要の伝送品質を得るためには限界があ
る。例えば、図３１に示した例では符号化ファクタは２
以上ないとデータ速度９．６ｋｂｐｓと同程度の伝送品
質を実現できない。
速度の増加に対して符号化ファクタとＷａｌｓｈ関数フ
ァクタとを変化させることにより対応しているが、さら
なる伝送速度の増加に伴って、符号化ファクタが減少す
るか、または、Ｗａｌｓｈ関数ファクタが減少する。し
かしながら、符号化ファクタの減少は誤り訂正能力の低
下を招くから、所要の伝送品質を得るためには限界があ
る。例えば、図３１に示した例では符号化ファクタは２
以上ないとデータ速度９．６ｋｂｐｓと同程度の伝送品
質を実現できない。
【００２６】また、Ｗａｌｓｈ関数ファクタの減少は乗
積されるＰＮ−Ｉ，ＰＮ−Ｑの符号長の減少となり、こ
れは拡散率（拡散符号速度／データ伝送速度）の減少を
招き、これに伴って多元接続性、耐妨害性、耐干渉性な
どスペクトル拡散通信の特徴が薄められるから自ずと限
界がある。例えば、リュウジ・コウノ：“無線通信のた
めのスペクトラム拡散方式”，アイ・イー・イー・イー
・コミュニケーション・マガジン・第５８から６７頁，
１９９５年１月（Ｒｙｕｊｉ ＫＯＨＮＯらの報告“Ｓ
ｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｔ
ｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎｓ”，ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ
ｏｎｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ，ｐｐ．５８−６７，Ｊａｎ
ｕａｒｙ，１９９５）には、マルチパスフェージング耐
性、システム均一化などの観点から処理利得（すなわち
拡散率）は１００〜１０００程度であると報告されてい
る（上限はハードウェアの実現性および周波数帯の割り
当てなどによって制約される）。
積されるＰＮ−Ｉ，ＰＮ−Ｑの符号長の減少となり、こ
れは拡散率（拡散符号速度／データ伝送速度）の減少を
招き、これに伴って多元接続性、耐妨害性、耐干渉性な
どスペクトル拡散通信の特徴が薄められるから自ずと限
界がある。例えば、リュウジ・コウノ：“無線通信のた
めのスペクトラム拡散方式”，アイ・イー・イー・イー
・コミュニケーション・マガジン・第５８から６７頁，
１９９５年１月（Ｒｙｕｊｉ ＫＯＨＮＯらの報告“Ｓ
ｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｔ
ｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎｓ”，ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ
ｏｎｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ，ｐｐ．５８−６７，Ｊａｎ
ｕａｒｙ，１９９５）には、マルチパスフェージング耐
性、システム均一化などの観点から処理利得（すなわち
拡散率）は１００〜１０００程度であると報告されてい
る（上限はハードウェアの実現性および周波数帯の割り
当てなどによって制約される）。
【００２７】したがって図３１に示した例で１９．２ｋ
ｂｐｓを超えるデータ速度で通信を行う場合には、他の
手段を用いる必要がある。図３２から図３６はエイ・エ
イチ・アグヴァミ：“フューチュア・ＣＤＭＡ・セルラ
ー・モーバイル・システムズ・サポーティング・マルチ
サービス・オペレーション”，第５回アイ・イー・イー
・イー・インターナショナル・シンポジウム・オン・パ
ーソナル，インドア・アンド・モーバイル・レイディオ
・コミュニケーションズ，１９９４年（Ａ．Ｈ．Ａｇｈ
ｖａｍｉ：“ＦＵＴＵＲＥ ＣＤＭＡ ＣＥＬＬＵＬＡ
Ｒ ＭＯＢＩＬＥ ＳＹＳＴＥＭＳ ＳＵＰＰＯＲＴＩ
ＮＧ ＭＵＬＴＩ−ＳＥＲＶＩＣＥ ＯＰＥＲＡＴＩＯ
Ｎ”，５ｔｈ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ
Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｐｅｒｓｏｎａｌ，Ｉｎ
ｄｏｏｒ ａｎｄ ＭｏｂｉｌｅＲａｄｉｏ Ｃｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１９９４）に示された種々のサ
ービスに対応できるＣＤＭＡ方式を示す図である。
ｂｐｓを超えるデータ速度で通信を行う場合には、他の
手段を用いる必要がある。図３２から図３６はエイ・エ
イチ・アグヴァミ：“フューチュア・ＣＤＭＡ・セルラ
ー・モーバイル・システムズ・サポーティング・マルチ
サービス・オペレーション”，第５回アイ・イー・イー
・イー・インターナショナル・シンポジウム・オン・パ
ーソナル，インドア・アンド・モーバイル・レイディオ
・コミュニケーションズ，１９９４年（Ａ．Ｈ．Ａｇｈ
ｖａｍｉ：“ＦＵＴＵＲＥ ＣＤＭＡ ＣＥＬＬＵＬＡ
Ｒ ＭＯＢＩＬＥ ＳＹＳＴＥＭＳ ＳＵＰＰＯＲＴＩ
ＮＧ ＭＵＬＴＩ−ＳＥＲＶＩＣＥ ＯＰＥＲＡＴＩＯ
Ｎ”，５ｔｈ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ
Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｐｅｒｓｏｎａｌ，Ｉｎ
ｄｏｏｒ ａｎｄ ＭｏｂｉｌｅＲａｄｉｏ Ｃｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１９９４）に示された種々のサ
ービスに対応できるＣＤＭＡ方式を示す図である。
【００２８】図３２は異なるデータ速度の信号を割り当
てられた周波数帯域全体に渡って拡散する方式である。
すなわち拡散符号の符号速度は同一であるのに対してデ
ータ速度が異なるため、データ速度に応じて処理利得
（拡散率）が変化する。ここで、拡散符号および送信電
力も要求される伝送性能に依存する。
てられた周波数帯域全体に渡って拡散する方式である。
すなわち拡散符号の符号速度は同一であるのに対してデ
ータ速度が異なるため、データ速度に応じて処理利得
（拡散率）が変化する。ここで、拡散符号および送信電
力も要求される伝送性能に依存する。
【００２９】ＣＤＭＡ方式でデータ速度が互いに異なる
場合、伝送品質を同じにするためにデータ１ビット当た
りのエネルギーが評価基準とされることが多い。すなわ
ち高速データ（ｄａｔａ）はデータ間隔が短いために大
電力を要し、低速データ（ｖｏｉｃｅ）はデータ間隔が
長いために大電力を必要とせず小電力で良い。この方法
は最も単純な方式であるが、高速レートになるに従って
拡散率が減少するため、図３１に示したものと同様にシ
ステムがＣＤＭＡの特徴を失ってゆくという課題が残さ
れている。
場合、伝送品質を同じにするためにデータ１ビット当た
りのエネルギーが評価基準とされることが多い。すなわ
ち高速データ（ｄａｔａ）はデータ間隔が短いために大
電力を要し、低速データ（ｖｏｉｃｅ）はデータ間隔が
長いために大電力を必要とせず小電力で良い。この方法
は最も単純な方式であるが、高速レートになるに従って
拡散率が減少するため、図３１に示したものと同様にシ
ステムがＣＤＭＡの特徴を失ってゆくという課題が残さ
れている。
【００３０】図３３は全周波数帯域を大きさの異なる部
分帯域に分割し、低速レート信号（ｖｏｉｃｅ）に対し
ては小さい部分帯域（ｓｍａｌｌ ｓｕｂ ｃｈａｎｎ
ｅｌ）を割当て、中速レート信号（ｖｉｄｅｏ）に対し
ては大きい部分帯域（ｌａｒｇｅ ｓｕｂ ｃｈａｎｎ
ｅｌ）を、高速レート信号（ｄａｔａ）に対しては全体
域を割り当てる方式である。小さい部分帯域（ｓｍａｌ
ｌ ｓｕｂ ｃｈａｎｎｅｌ）および大きい部分帯域
（ｌａｒｇｅ ｓｕｂ ｃｈａｎｎｅｌ）は分離して、
または重ねて使用される。
分帯域に分割し、低速レート信号（ｖｏｉｃｅ）に対し
ては小さい部分帯域（ｓｍａｌｌ ｓｕｂ ｃｈａｎｎ
ｅｌ）を割当て、中速レート信号（ｖｉｄｅｏ）に対し
ては大きい部分帯域（ｌａｒｇｅ ｓｕｂ ｃｈａｎｎ
ｅｌ）を、高速レート信号（ｄａｔａ）に対しては全体
域を割り当てる方式である。小さい部分帯域（ｓｍａｌ
ｌ ｓｕｂ ｃｈａｎｎｅｌ）および大きい部分帯域
（ｌａｒｇｅ ｓｕｂ ｃｈａｎｎｅｌ）は分離して、
または重ねて使用される。
【００３１】この方式においては、ある伝送速度以下で
は処理利得（拡散率）を一定範囲内に設定できるという
利点が得られる反面、伝送速度が一定値以上の場合には
拡散率が減少するために図３１に示した方式および図３
２に示した方式と同様にシステムがＣＤＭＡの特徴を失
ってゆくという課題が存在する。また、低速レート信号
または中速レート信号が異なる周波数を使用するため、
周波数の割り当て制御機構および複数の周波数発生機構
が必要となるという課題が存在する。さらに各レートに
応じた伝送帯域のアナログ部（例えばフィルタなど）を
複数個準備する必要があり、送信装置および受信装置双
方が大型化してしまうという課題があった。
は処理利得（拡散率）を一定範囲内に設定できるという
利点が得られる反面、伝送速度が一定値以上の場合には
拡散率が減少するために図３１に示した方式および図３
２に示した方式と同様にシステムがＣＤＭＡの特徴を失
ってゆくという課題が存在する。また、低速レート信号
または中速レート信号が異なる周波数を使用するため、
周波数の割り当て制御機構および複数の周波数発生機構
が必要となるという課題が存在する。さらに各レートに
応じた伝送帯域のアナログ部（例えばフィルタなど）を
複数個準備する必要があり、送信装置および受信装置双
方が大型化してしまうという課題があった。
【００３２】図３４は時間フレームを大きさの異なる部
分スロットに分割し、低速信号（ｖｏｉｃｅ）に対して
は小タイムスロット（ｓｍａｌｌ ｔｉｍｅ ｓｌｏ
ｔ）を割当て、中速信号（ｖｉｄｅｏ）に対しては大ス
ロット（ｌａｒｇｅ ｔｉｍｅｓｌｏｔ）を、高速信号
（ｄａｔａ）に対しては全スロットを割り当てる方式で
あり、それぞれのスロットは分離して、または重ねて使
用される。
分スロットに分割し、低速信号（ｖｏｉｃｅ）に対して
は小タイムスロット（ｓｍａｌｌ ｔｉｍｅ ｓｌｏ
ｔ）を割当て、中速信号（ｖｉｄｅｏ）に対しては大ス
ロット（ｌａｒｇｅ ｔｉｍｅｓｌｏｔ）を、高速信号
（ｄａｔａ）に対しては全スロットを割り当てる方式で
あり、それぞれのスロットは分離して、または重ねて使
用される。
【００３３】この方式においても、ある伝送速度以下で
は処理利得（拡散率）を一定範囲内に設定できるという
利点が得られる反面、伝送速度が一定値以上の場合には
拡散率が減少し、図３１、図３２および図３３に示した
方式と同様にシステムがＣＤＭＡの特徴を失ってゆくと
いう課題があった。
は処理利得（拡散率）を一定範囲内に設定できるという
利点が得られる反面、伝送速度が一定値以上の場合には
拡散率が減少し、図３１、図３２および図３３に示した
方式と同様にシステムがＣＤＭＡの特徴を失ってゆくと
いう課題があった。
【００３４】さらに、図３２から図３４示す方式におい
ては伝送速度が増大するに従って拡散率が減少すると同
時にデータ間隔も小さくなるため、周期的な拡散符号を
使用する場合には、データ間隔相当の遅延波に対しては
識別能力がなくなり、符号間干渉を生じるという課題も
あった。
ては伝送速度が増大するに従って拡散率が減少すると同
時にデータ間隔も小さくなるため、周期的な拡散符号を
使用する場合には、データ間隔相当の遅延波に対しては
識別能力がなくなり、符号間干渉を生じるという課題も
あった。
【００３５】図３５は中速レート信号および高速レート
信号に対して複数の拡散符号を割り当てるマルチコード
方式を示す図である。中速レート信号および高速レート
信号に対して、速度に応じた並列数のシリアル−パラレ
ル変換を行い、異なる複数の低速信号としてそれぞれ直
交する符号で直交符号化された後に多重化するものであ
る。この方法により、種々の速度のデータに対して同一
の拡散率で拡散することが可能となり、図３２から図３
４に示した方式の課題である処理利得（拡散率）の低下
や符号間干渉についての対策が取られている。多重化に
伴って振幅が変動する点は、マルチレベル２値変換によ
って２値化を行った後ＰＮ符号によって拡散することに
より解決している。アグヴァミの論文にはマルチレベル
２値変換としてＷａｌｓｈ符号のような直交符号の１つ
を選択して出力する直交変調を適用することが示されて
いる。
信号に対して複数の拡散符号を割り当てるマルチコード
方式を示す図である。中速レート信号および高速レート
信号に対して、速度に応じた並列数のシリアル−パラレ
ル変換を行い、異なる複数の低速信号としてそれぞれ直
交する符号で直交符号化された後に多重化するものであ
る。この方法により、種々の速度のデータに対して同一
の拡散率で拡散することが可能となり、図３２から図３
４に示した方式の課題である処理利得（拡散率）の低下
や符号間干渉についての対策が取られている。多重化に
伴って振幅が変動する点は、マルチレベル２値変換によ
って２値化を行った後ＰＮ符号によって拡散することに
より解決している。アグヴァミの論文にはマルチレベル
２値変換としてＷａｌｓｈ符号のような直交符号の１つ
を選択して出力する直交変調を適用することが示されて
いる。
【００３６】しかしながら、マルチレベル２値変換には
多重化数が増大すると周波数効率が急激に劣化する課題
がある。というのは、直交関数の符号長は多重化数をＮ
とすれば２N で与えられるから、処理利得（拡散率）お
よび拡散符号速度を同一にしたまま伝送する場合、マル
チレベルのまま伝送するときに比べ２N 倍の伝送帯域を
必要とするからである。
多重化数が増大すると周波数効率が急激に劣化する課題
がある。というのは、直交関数の符号長は多重化数をＮ
とすれば２N で与えられるから、処理利得（拡散率）お
よび拡散符号速度を同一にしたまま伝送する場合、マル
チレベルのまま伝送するときに比べ２N 倍の伝送帯域を
必要とするからである。
【００３７】また、直交変調ではなく通常のマルチレベ
ル２値変換を行って伝送する場合、パラレル−シリアル
変換を行うことが一般的であるが、その場合において
も、処理利得（拡散率）および拡散符号速度を同一にし
たまま伝送すると、マルチレベルのまま伝送する場合に
比べてＮ倍の伝送帯域を必要とするから、周波数効率が
低下する課題は依然として解消しない。
ル２値変換を行って伝送する場合、パラレル−シリアル
変換を行うことが一般的であるが、その場合において
も、処理利得（拡散率）および拡散符号速度を同一にし
たまま伝送すると、マルチレベルのまま伝送する場合に
比べてＮ倍の伝送帯域を必要とするから、周波数効率が
低下する課題は依然として解消しない。
【００３８】図３６は図３２から図３５に示した方式を
複合した方式を示す図である。図３６に示す方式はサー
ビスや電波伝搬環境に応じて図３２から図３５に示した
システムを組み合わせる方式である。この方式によれば
状況ごとに最適な対応が可能となるが、システム制御が
極めて複雑であり、効率的な割り当て制御も複雑になっ
てしまうという課題があった。
複合した方式を示す図である。図３６に示す方式はサー
ビスや電波伝搬環境に応じて図３２から図３５に示した
システムを組み合わせる方式である。この方式によれば
状況ごとに最適な対応が可能となるが、システム制御が
極めて複雑であり、効率的な割り当て制御も複雑になっ
てしまうという課題があった。
【００３９】図３７から図４０は特開平７−３０３０９
０号公報に示されたスペクトル使用の最適化システムを
示す図であり、高速ユーザから低速ユーザまでが使用す
るスペクトルを最適化するシステムに関するものであ
る。
０号公報に示されたスペクトル使用の最適化システムを
示す図であり、高速ユーザから低速ユーザまでが使用す
るスペクトルを最適化するシステムに関するものであ
る。
【００４０】図３７に示す方式は速度の異なるユーザに
対してスロット数とコード数とを割り当てるものであ
る。スロット数の他に複数の拡散符号を割り当てる点が
図３４に示した方式と異なる。図３７に示す方式では高
速伝送に対して一定以上の処理利得（拡散率）を得るた
めにマルチコード伝送が可能となるが、例えばユーザＦ
の場合、本来単一コード（１個の符号）だけでも処理利
得（拡散率）が得られるにも拘らずマルチコード（３個
の符号Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２）による伝送を行うために受信
機側で複数の相関器を準備する必要があるから、装置が
複雑になるという課題があった。
対してスロット数とコード数とを割り当てるものであ
る。スロット数の他に複数の拡散符号を割り当てる点が
図３４に示した方式と異なる。図３７に示す方式では高
速伝送に対して一定以上の処理利得（拡散率）を得るた
めにマルチコード伝送が可能となるが、例えばユーザＦ
の場合、本来単一コード（１個の符号）だけでも処理利
得（拡散率）が得られるにも拘らずマルチコード（３個
の符号Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２）による伝送を行うために受信
機側で複数の相関器を準備する必要があるから、装置が
複雑になるという課題があった。
【００４１】図３８に示す方式は速度の異なるユーザに
対し、部分周波数帯と符号とを割り当てるものである。
部分周波数帯の他に複数の拡散符号を割り当てる点が図
３３に示した方式と異なる。図３８に示す方式は高速伝
送に対して一定以上の処理利得（拡散率）を得るために
マルチコード伝送が可能となるが、例えばユーザＦの場
合、本来単一コード（１個の符号）だけでも処理利得
（拡散率）が得られるにも拘らずマルチコード（３個の
符号Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２）による伝送を行うために受信機
側で複数の相関器を準備する必要があるから、装置が複
雑になるという課題がある。また、周波数割当ておよび
符号割り当てという複雑な制御を行う必要がある課題が
ある。さらに、複数の送受信周波数、複数の周波数帯域
に応じた複数の周波数シンセサイザ、複数の伝送帯域を
有するアナログ部を準備する必要があるから、送信装置
および受信装置双方が大型化してしまうという課題があ
った。
対し、部分周波数帯と符号とを割り当てるものである。
部分周波数帯の他に複数の拡散符号を割り当てる点が図
３３に示した方式と異なる。図３８に示す方式は高速伝
送に対して一定以上の処理利得（拡散率）を得るために
マルチコード伝送が可能となるが、例えばユーザＦの場
合、本来単一コード（１個の符号）だけでも処理利得
（拡散率）が得られるにも拘らずマルチコード（３個の
符号Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２）による伝送を行うために受信機
側で複数の相関器を準備する必要があるから、装置が複
雑になるという課題がある。また、周波数割当ておよび
符号割り当てという複雑な制御を行う必要がある課題が
ある。さらに、複数の送受信周波数、複数の周波数帯域
に応じた複数の周波数シンセサイザ、複数の伝送帯域を
有するアナログ部を準備する必要があるから、送信装置
および受信装置双方が大型化してしまうという課題があ
った。
【００４２】図３９に示す方式は速度の異なるユーザに
対し、スロットと符号との双方を割り当てるものであ
る。ただし、符号はマルチコードではなく単一の符号で
あり、長さの異なる符号が用意されている。また、符号
速度の異なる拡散符号が用意されている。高速ユーザ
は、図中Ａで示すように符号空間に小さな符号Ｃ５を長
時間に渡って占有するか、あるいは図中Ｃで示すように
符号空間に大きな符号Ｃ６を短時間占有するかによって
高速伝送を実現する。
対し、スロットと符号との双方を割り当てるものであ
る。ただし、符号はマルチコードではなく単一の符号で
あり、長さの異なる符号が用意されている。また、符号
速度の異なる拡散符号が用意されている。高速ユーザ
は、図中Ａで示すように符号空間に小さな符号Ｃ５を長
時間に渡って占有するか、あるいは図中Ｃで示すように
符号空間に大きな符号Ｃ６を短時間占有するかによって
高速伝送を実現する。
【００４３】図３９に示す方式は図３７に示した方式に
比べ、割り当てられる符号は１つであるから、受信側は
対応する１符号について相関器を準備するだけで良い。
しかしながら、大きな符号空間が割り当てられる場合に
は符号速度を高速にする必要があるから、符号空間の大
きさに相当する符号速度に対応するように、拡散符号発
生器や相関器を複数個用意する必要がある。また、伝送
帯域は符号速度で決定されるから、複数の伝送帯域を有
するアナログ部を準備するか、特性劣化を許容して広帯
域のフィルタを準備する必要がある。前者の場合には送
信装置および受信装置の規模が大きくなるという課題が
あり、後者の場合には伝送品質が劣化するという課題が
あった。
比べ、割り当てられる符号は１つであるから、受信側は
対応する１符号について相関器を準備するだけで良い。
しかしながら、大きな符号空間が割り当てられる場合に
は符号速度を高速にする必要があるから、符号空間の大
きさに相当する符号速度に対応するように、拡散符号発
生器や相関器を複数個用意する必要がある。また、伝送
帯域は符号速度で決定されるから、複数の伝送帯域を有
するアナログ部を準備するか、特性劣化を許容して広帯
域のフィルタを準備する必要がある。前者の場合には送
信装置および受信装置の規模が大きくなるという課題が
あり、後者の場合には伝送品質が劣化するという課題が
あった。
【００４４】図４０に示す方式は図３７、図３８および
図３９に示したスロット，周波数および符号の割り当て
が最適になるように組み合わせたものであり、状況に応
じて周波数，時間および符号空間を効率的に使用できる
利点がある。しかしながら、周波数，時間および符号の
複雑な割り当て制御が必要になる課題がある。また、送
信機および受信機の双方で複数の符号に対応した相関
器，複数の伝送帯域に対応したアナログ部を準備する必
要があるので、回路規模が大きくなってしまうという課
題があった。
図３９に示したスロット，周波数および符号の割り当て
が最適になるように組み合わせたものであり、状況に応
じて周波数，時間および符号空間を効率的に使用できる
利点がある。しかしながら、周波数，時間および符号の
複雑な割り当て制御が必要になる課題がある。また、送
信機および受信機の双方で複数の符号に対応した相関
器，複数の伝送帯域に対応したアナログ部を準備する必
要があるので、回路規模が大きくなってしまうという課
題があった。
【００４５】また、図３７および図３８に示す方式はマ
ルチコード多重化による信号レベルの多値化に対して対
策が講じられていない。したがって、信号レベルの多値
数に応じて送信側で使用する電力増幅器の線形性に対す
る要求が厳しくなり、回路規模の小型化、低消費電力化
を妨げるという課題があった。
ルチコード多重化による信号レベルの多値化に対して対
策が講じられていない。したがって、信号レベルの多値
数に応じて送信側で使用する電力増幅器の線形性に対す
る要求が厳しくなり、回路規模の小型化、低消費電力化
を妨げるという課題があった。
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】一般にＣＤＭＡ方式の
スペクトル拡散通信において、通信可能なチャネル数は
割り当て可能なチャネル数（符号数）よりも少ない。と
いうのは、基地局から移動局に直交符号による多重化伝
送を行っても、マルチパスフェージングの影響や隣接セ
ルの基地局からの干渉などによって相互干渉が生じ、多
重化チャネル数の増加に伴って相互干渉も多くなり、所
要の誤り率が達成できなくなるからである。移動局から
基地局への送信は移動局間でタイミングの同期をとるこ
とが困難であるために直交符号の効果を期待することが
できないから、基地局から移動局への通信よりも相互干
渉が大きくなる。
スペクトル拡散通信において、通信可能なチャネル数は
割り当て可能なチャネル数（符号数）よりも少ない。と
いうのは、基地局から移動局に直交符号による多重化伝
送を行っても、マルチパスフェージングの影響や隣接セ
ルの基地局からの干渉などによって相互干渉が生じ、多
重化チャネル数の増加に伴って相互干渉も多くなり、所
要の誤り率が達成できなくなるからである。移動局から
基地局への送信は移動局間でタイミングの同期をとるこ
とが困難であるために直交符号の効果を期待することが
できないから、基地局から移動局への通信よりも相互干
渉が大きくなる。
【００４７】上に示した論文でギルハウゼンらは、図２
８、図２９および図３０に示したシステムにおいて、基
地局に対する割当可能なチャネル数が６４であるのに対
し、通信可能なチャネル数は３６程度であると報告して
いる。この数値は、音声の状態に応じてレートを下げる
ことによるチャネル容量の増大効果を含めた値であり、
また、その他の条件例えば送信電力制御やセクタ化ゲイ
ンなどが理想的な場合についての値であるから、実際に
は通信可能なチャネル数はさらに小さな値となる。すな
わち、割当可能なチャネルのうち約半数程度のチャネル
しか実際には使用されていないことになる。また、図３
１から図４０に示した従来の方式についても同じことが
言える。
８、図２９および図３０に示したシステムにおいて、基
地局に対する割当可能なチャネル数が６４であるのに対
し、通信可能なチャネル数は３６程度であると報告して
いる。この数値は、音声の状態に応じてレートを下げる
ことによるチャネル容量の増大効果を含めた値であり、
また、その他の条件例えば送信電力制御やセクタ化ゲイ
ンなどが理想的な場合についての値であるから、実際に
は通信可能なチャネル数はさらに小さな値となる。すな
わち、割当可能なチャネルのうち約半数程度のチャネル
しか実際には使用されていないことになる。また、図３
１から図４０に示した従来の方式についても同じことが
言える。
【００４８】割当可能なチャネルを有効利用するために
は、例えば次の表２に示すように多重化数（Ｗａｌｓｈ
関数ファクタ）を６４から３２に抑え、誤り訂正符号の
訂正能力を向上させる方法が考えられる。この方法は符
号化ファクタを高く設定することに相当するものであ
る。
は、例えば次の表２に示すように多重化数（Ｗａｌｓｈ
関数ファクタ）を６４から３２に抑え、誤り訂正符号の
訂正能力を向上させる方法が考えられる。この方法は符
号化ファクタを高く設定することに相当するものであ
る。
【００４９】
【表２】
【００５０】このような方法を採用した場合、誤り訂正
能力が向上するから通信品質が向上するが、復号化に要
する処理量が膨大となりハードウェア規模が増大すると
いう課題が残る。すなわち、従来の技術に示したように
誤り訂正符号に畳み込み符号を採用した場合、復号方法
としてビタビ復号がしばしば用いられるが、ビタビ複号
の処理量は符号化ファクタ（１／ｒ；ｒは符号化率）お
よび拘束長（Ｋ）に依存し（１／ｒ）K に比例するか
ら、符号化ファクタが２倍になれば（２から４になれ
ば）処理量は２K から４K となる。拘束長Ｋは従来の技
術では７から９がよく用いられるので、複号化処理量は
２7 か４7 に比例して増大する。
能力が向上するから通信品質が向上するが、復号化に要
する処理量が膨大となりハードウェア規模が増大すると
いう課題が残る。すなわち、従来の技術に示したように
誤り訂正符号に畳み込み符号を採用した場合、復号方法
としてビタビ復号がしばしば用いられるが、ビタビ複号
の処理量は符号化ファクタ（１／ｒ；ｒは符号化率）お
よび拘束長（Ｋ）に依存し（１／ｒ）K に比例するか
ら、符号化ファクタが２倍になれば（２から４になれ
ば）処理量は２K から４K となる。拘束長Ｋは従来の技
術では７から９がよく用いられるので、複号化処理量は
２7 か４7 に比例して増大する。
【００５１】さらに、マルチコード多重化による信号レ
ベルの多値レベル化に対しても対策を講じることが望ま
れる。
ベルの多値レベル化に対しても対策を講じることが望ま
れる。
【００５２】図４１は桂らによる：“ＰＣ−ＣＤＭＡ
（並列組み合わせ符号分割多元接続）のマルチパスレイ
リーフェージング環境下における軟判定ビタビ複号特性
の検討”電子情報通信学会技術研究報告，ＳＳＴ９５−
５８（１９９５−０９）ｐｐ．７９−８３に示された並
列組み合わせ方式のシステムブロック図である。
（並列組み合わせ符号分割多元接続）のマルチパスレイ
リーフェージング環境下における軟判定ビタビ複号特性
の検討”電子情報通信学会技術研究報告，ＳＳＴ９５−
５８（１９９５−０９）ｐｐ．７９−８３に示された並
列組み合わせ方式のシステムブロック図である。
【００５３】図４１において、情報データはレート（１
／２）の畳み込み符号による誤り訂正符号化が行われ、
インターリーブされた後、１２８符号化ビットに並列分
割される。この１２８符号化ビットを４符号化ビット単
位で３２系統のマルチコード多重化伝送を行う。マルチ
コード多重化するための直交符号は、直交ゴールド符号
とよばれる符号であり、その総数は２５６個準備されて
いる。しかしながら、多重化数は３２であるから、２５
６個の直交ゴールド符号を８コードずつ３２系統に分割
し、１系統につき８コードのうちの１つを選択して伝送
する。どのコードを選択するかは４符号化ビットで決定
する。すなわち、３符号化ビットで８つの直交符号のう
ちのどれを選択するかを決定し、残りの１ビットで選択
した直交符号の極性を決定する。なお、直交ゴールド符
号については、朱らによる：“二値の非線形拡散系列に
ついて”，電子情報通信学会研究技術報告，ＩＴ９０−
７，（１９９０年５月）ｐｐ．３７−４２に詳しく述べ
られている。
／２）の畳み込み符号による誤り訂正符号化が行われ、
インターリーブされた後、１２８符号化ビットに並列分
割される。この１２８符号化ビットを４符号化ビット単
位で３２系統のマルチコード多重化伝送を行う。マルチ
コード多重化するための直交符号は、直交ゴールド符号
とよばれる符号であり、その総数は２５６個準備されて
いる。しかしながら、多重化数は３２であるから、２５
６個の直交ゴールド符号を８コードずつ３２系統に分割
し、１系統につき８コードのうちの１つを選択して伝送
する。どのコードを選択するかは４符号化ビットで決定
する。すなわち、３符号化ビットで８つの直交符号のう
ちのどれを選択するかを決定し、残りの１ビットで選択
した直交符号の極性を決定する。なお、直交ゴールド符
号については、朱らによる：“二値の非線形拡散系列に
ついて”，電子情報通信学会研究技術報告，ＩＴ９０−
７，（１９９０年５月）ｐｐ．３７−４２に詳しく述べ
られている。
【００５４】受信側では、どのコードがどちらの極性で
送信されたかを検出することにより、１系統当たり４符
号化ビットを復調することが可能になる。また、極性の
検出を行うためには受信側で同期検波を行う必要がある
が、図４１に示すシステムではパイロットチャネル用の
直交符号を多重化して同時伝送し、受信側でパイロット
チャネルを復調してキャリア位相を抽出することにより
効率良く同期検波を行っている。
送信されたかを検出することにより、１系統当たり４符
号化ビットを復調することが可能になる。また、極性の
検出を行うためには受信側で同期検波を行う必要がある
が、図４１に示すシステムではパイロットチャネル用の
直交符号を多重化して同時伝送し、受信側でパイロット
チャネルを復調してキャリア位相を抽出することにより
効率良く同期検波を行っている。
【００５５】この方法は陪直交信号伝送方式と呼ばれ、
その特性については、例えば横山著“スペクトル拡散通
信システム”，１９８８年，科学技術出版社などで報告
されている。陪直交信号伝送方式は通常の信号伝送方式
に比べ、誤り率の改善効果がある。さらに、４符号化ビ
ットに対して１つの直交符号が対応するから多重化数も
１／４となり、増幅器の線形性に対する要求が緩和され
る利点もある。
その特性については、例えば横山著“スペクトル拡散通
信システム”，１９８８年，科学技術出版社などで報告
されている。陪直交信号伝送方式は通常の信号伝送方式
に比べ、誤り率の改善効果がある。さらに、４符号化ビ
ットに対して１つの直交符号が対応するから多重化数も
１／４となり、増幅器の線形性に対する要求が緩和され
る利点もある。
【００５６】しかしながら、図４１に示すシステムでは
送信側で全直交符号を準備し、受信側で全直交符号につ
いて受信信号との相関を求める必要があり、送信装置お
よび受信装置双方の規模が増大してしまう課題がある。
また、４符号化ビット当り１系列の陪直交信号伝送を基
本とし、高速レートに対してはマルチコード多重化だけ
で対処しているので、４符号化ビットの整数倍関係にな
い低速レートの伝送に対して柔軟性がない課題がある。
さらに、レートが高速になるのに従ってチャネルごとに
異なる相関器を個別に準備する必要があるので、ハード
ウェア規模が大きくなってしまうという課題もあった。
送信側で全直交符号を準備し、受信側で全直交符号につ
いて受信信号との相関を求める必要があり、送信装置お
よび受信装置双方の規模が増大してしまう課題がある。
また、４符号化ビット当り１系列の陪直交信号伝送を基
本とし、高速レートに対してはマルチコード多重化だけ
で対処しているので、４符号化ビットの整数倍関係にな
い低速レートの伝送に対して柔軟性がない課題がある。
さらに、レートが高速になるのに従ってチャネルごとに
異なる相関器を個別に準備する必要があるので、ハード
ウェア規模が大きくなってしまうという課題もあった。
【００５７】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、スロット、符号、周波数などの複
雑な割り当て制御を必要とせず、効率の良い可変速度伝
送や異速度伝送を行うことが可能であり、ハードウェア
規模の増大を最小限に留めることのできるスペクトル拡
散通信装置を得ることを目的とする。
めになされたもので、スロット、符号、周波数などの複
雑な割り当て制御を必要とせず、効率の良い可変速度伝
送や異速度伝送を行うことが可能であり、ハードウェア
規模の増大を最小限に留めることのできるスペクトル拡
散通信装置を得ることを目的とする。
【００５８】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
るスペクトル拡散通信装置は、データ信号を多重化し、
多重化信号を拡散符号系列を用いて拡散変調し、拡散変
調した信号によってキャリア変調を行って送信するスペ
クトル拡散通信装置であって、低速レートデータおよび
中速レートデータを時分割多重化する第１の時分割多重
化手段と、時分割多重化されたデータおよび時分割多重
化されていない高速レートデータを陪直交信号に変換す
る陪直交信号発生手段と、前記陪直交信号を符号分割多
重化する第１の符号分割多重化手段とを備えたものであ
る。
るスペクトル拡散通信装置は、データ信号を多重化し、
多重化信号を拡散符号系列を用いて拡散変調し、拡散変
調した信号によってキャリア変調を行って送信するスペ
クトル拡散通信装置であって、低速レートデータおよび
中速レートデータを時分割多重化する第１の時分割多重
化手段と、時分割多重化されたデータおよび時分割多重
化されていない高速レートデータを陪直交信号に変換す
る陪直交信号発生手段と、前記陪直交信号を符号分割多
重化する第１の符号分割多重化手段とを備えたものであ
る。
【００５９】請求項２記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷａ
ｌｓｈ関数を使用するものである。
通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷａ
ｌｓｈ関数を使用するものである。
【００６０】請求項３記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、第１の符号分割多重化手段が多重化直交符
号としてＷａｌｓｈ関数を使用するものである。
通信装置は、第１の符号分割多重化手段が多重化直交符
号としてＷａｌｓｈ関数を使用するものである。
【００６１】請求項４記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷａ
ｌｓｈ関数を使用し、第１の符号分割多重化手段が多重
化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用するものであ
る。
通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷａ
ｌｓｈ関数を使用し、第１の符号分割多重化手段が多重
化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用するものであ
る。
【００６２】請求項５記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、拡散変調に使用する拡散符号系列がデータ
周期に比べて十分長い符号周期を有するものである。
通信装置は、拡散変調に使用する拡散符号系列がデータ
周期に比べて十分長い符号周期を有するものである。
【００６３】請求項６記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して２相位相変
調を行うものであり、キャリア変調が２相位相変調であ
るものである。
通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して２相位相変
調を行うものであり、キャリア変調が２相位相変調であ
るものである。
【００６４】請求項７記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して４相位相変
調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変調であ
るものである。
通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して４相位相変
調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変調であ
るものである。
【００６５】請求項８記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して２相
位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変
調であるものである。
通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して２相
位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変
調であるものである。
【００６６】請求項９記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して４相
位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変
調であるものである。
通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して４相
位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変
調であるものである。
【００６７】請求項１０記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、データ信号を多重化し、多重化信号を拡
散符号系列を用いて拡散変調し、拡散変調した信号によ
ってキャリア変調を行って送信するスペクトル拡散通信
装置であって、低速レートデータを符号分割多重化する
第２の符号分割多重化手段と、中速レートデータを時分
割多重化する第２の時分割多重化手段と、時分割多重化
されたデータおよび高速レートデータを陪直交信号に変
換する陪直交信号発生手段と、符号分割多重化された信
号および前記陪直交信号を符号分割多重化する第１の符
号分割多重化手段とを備えたものである。
散通信装置は、データ信号を多重化し、多重化信号を拡
散符号系列を用いて拡散変調し、拡散変調した信号によ
ってキャリア変調を行って送信するスペクトル拡散通信
装置であって、低速レートデータを符号分割多重化する
第２の符号分割多重化手段と、中速レートデータを時分
割多重化する第２の時分割多重化手段と、時分割多重化
されたデータおよび高速レートデータを陪直交信号に変
換する陪直交信号発生手段と、符号分割多重化された信
号および前記陪直交信号を符号分割多重化する第１の符
号分割多重化手段とを備えたものである。
【００６８】請求項１１記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用するものである。
散通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用するものである。
【００６９】請求項１２記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、第１および第２の符号分割多重化手段が
多重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用するもので
ある。
散通信装置は、第１および第２の符号分割多重化手段が
多重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用するもので
ある。
【００７０】請求項１３記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用し、第１および第２の符号分割多重
化手段が多重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用す
るものである。
散通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用し、第１および第２の符号分割多重
化手段が多重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用す
るものである。
【００７１】請求項１４記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、拡散変調に使用する拡散符号系列がデー
タ周期に比べて十分長い符号周期を有するものである。
散通信装置は、拡散変調に使用する拡散符号系列がデー
タ周期に比べて十分長い符号周期を有するものである。
【００７２】請求項１５記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して２相位相
変調を行うものであり、キャリア変調が２相位相変調で
あるものである。
散通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して２相位相
変調を行うものであり、キャリア変調が２相位相変調で
あるものである。
【００７３】請求項１６記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して４相位相
変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変調で
あるものである。
散通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して４相位相
変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変調で
あるものである。
【００７４】請求項１７記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して２
相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相
変調であるものである。
散通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して２
相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相
変調であるものである。
【００７５】請求項１８記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して４
相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相
変調であるものである。
散通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して４
相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相
変調であるものである。
【００７６】請求項１９記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、データ信号を多重化し、多重化信号を拡
散符号系列を用いて拡散変調し、拡散変調した信号によ
ってキャリア変調を行って送信するスペクトル拡散通信
装置であって、低速レートデータおよび中速レートデー
タを各々のレートごとに時分割多重化する第３の時分割
多重化手段と、時分割多重化された低速レートデータを
符号分割多重化する第３の符号分割多重化手段と、時分
割多重化された中速レートデータおよび時分割多重化さ
れていない高速レートデータを陪直交信号に変換する陪
直交信号発生手段と、符号分割多重化された信号および
前記陪直交信号を第１の符号分割多重化する符号分割多
重化手段とを備えたものである。
散通信装置は、データ信号を多重化し、多重化信号を拡
散符号系列を用いて拡散変調し、拡散変調した信号によ
ってキャリア変調を行って送信するスペクトル拡散通信
装置であって、低速レートデータおよび中速レートデー
タを各々のレートごとに時分割多重化する第３の時分割
多重化手段と、時分割多重化された低速レートデータを
符号分割多重化する第３の符号分割多重化手段と、時分
割多重化された中速レートデータおよび時分割多重化さ
れていない高速レートデータを陪直交信号に変換する陪
直交信号発生手段と、符号分割多重化された信号および
前記陪直交信号を第１の符号分割多重化する符号分割多
重化手段とを備えたものである。
【００７７】請求項２０記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用するものである。
散通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用するものである。
【００７８】請求項２１記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、第１の符号分割多重化手段が多重化直交
符号としてＷａｌｓｈ関数を使用するものである。
散通信装置は、第１の符号分割多重化手段が多重化直交
符号としてＷａｌｓｈ関数を使用するものである。
【００７９】請求項２２記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用し、第１の符号分割多重化手段が多
重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用するものであ
る。
散通信装置は、陪直交信号発生手段が直交信号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用し、第１の符号分割多重化手段が多
重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用するものであ
る。
【００８０】請求項２３記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、拡散変調に使用する拡散符号系列がデー
タ周期に比べて十分長い符号周期を有するものである。
散通信装置は、拡散変調に使用する拡散符号系列がデー
タ周期に比べて十分長い符号周期を有するものである。
【００８１】請求項２４記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して２相位相
変調を行うものであり、キャリア変調が２相位相変調で
あるものである。
散通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して２相位相
変調を行うものであり、キャリア変調が２相位相変調で
あるものである。
【００８２】請求項２５記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して４相位相
変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変調で
あるものである。
散通信装置は、拡散変調が多重化信号に対して４相位相
変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変調で
あるものである。
【００８３】請求項２６記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して２
相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相
変調であるものである。
散通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して２
相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相
変調であるものである。
【００８４】請求項２７記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して４
相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相
変調であるものである。
散通信装置は、拡散変調が２つの多重化信号に対して４
相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相
変調であるものである。
【００８５】請求項２８記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、陪直交信号発生手段が、入力データを所
定のパラレルデータに変換するシリアル−パラレル変換
器と、変換されたパラレルデータの１つのデータビット
を除いたデータビットに応じて直交関数系列の中から１
つの直交関数を選択し直交信号として出力する直交信号
発生手段と、１つの入力データビットと直交信号との排
他的論理和をとって陪直交信号を得る第２の排他的論理
和回路とを備えたものである。
散通信装置は、陪直交信号発生手段が、入力データを所
定のパラレルデータに変換するシリアル−パラレル変換
器と、変換されたパラレルデータの１つのデータビット
を除いたデータビットに応じて直交関数系列の中から１
つの直交関数を選択し直交信号として出力する直交信号
発生手段と、１つの入力データビットと直交信号との排
他的論理和をとって陪直交信号を得る第２の排他的論理
和回路とを備えたものである。
【００８６】請求項２９記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、直交信号発生手段が、直交関数の符号速
度に対応するクロックを２分周するごとに得られる各ク
ロックと入力された各データビットとの論理積をとるそ
れぞれ対応した複数の論理積回路と、複数の論理積回路
が出力する複数の出力値の排他的論理和をとって直交信
号を出力する第１の排他的論理和回路とを備えたもので
ある。
散通信装置は、直交信号発生手段が、直交関数の符号速
度に対応するクロックを２分周するごとに得られる各ク
ロックと入力された各データビットとの論理積をとるそ
れぞれ対応した複数の論理積回路と、複数の論理積回路
が出力する複数の出力値の排他的論理和をとって直交信
号を出力する第１の排他的論理和回路とを備えたもので
ある。
【００８７】請求項３０記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、第１の符号分割多重化手段が、互いに直
交する複数の直交符号系列を同時に発生する直交符号系
発生手段と、入力される陪直交信号と直交符号系列をそ
れぞれ乗積する複数の乗積器と、これら乗積器の全出力
を加算し多重化出力を得る加算回路とを備え、直交符号
系発生手段が、直交符号の符号速度に対応するクロック
を２分周するごとに得られる複数のクロックと論理的有
意レベルとが構成する互いに異なる全ての組合せのうち
１つを入力し、組合せ入力値の排他的論理和をとる複数
の排他的論理和回路を有したものである。
散通信装置は、第１の符号分割多重化手段が、互いに直
交する複数の直交符号系列を同時に発生する直交符号系
発生手段と、入力される陪直交信号と直交符号系列をそ
れぞれ乗積する複数の乗積器と、これら乗積器の全出力
を加算し多重化出力を得る加算回路とを備え、直交符号
系発生手段が、直交符号の符号速度に対応するクロック
を２分周するごとに得られる複数のクロックと論理的有
意レベルとが構成する互いに異なる全ての組合せのうち
１つを入力し、組合せ入力値の排他的論理和をとる複数
の排他的論理和回路を有したものである。
【００８８】請求項３１記載の発明に係るスペクトル拡
散通信装置は、第１および第２の符号分割多重化手段の
少なくとも１つが、互いに直交する複数の直交符号系列
を同時に発生する直交符号系発生手段と、入力される陪
直交信号と直交符号系列をそれぞれ乗積する複数の乗積
器と、これら乗積器の全出力を加算し多重化出力を得る
加算回路とを備え、直交符号系発生手段が、直交符号の
符号速度に対応するクロックを２分周するごとに得られ
る複数のクロックと論理的有意レベルとが構成する互い
に異なる全ての組合せのうち１つを入力し、組合せ入力
値の排他的論理 和をとる複数の排他的論理和回路を有し
たものである。
散通信装置は、第１および第２の符号分割多重化手段の
少なくとも１つが、互いに直交する複数の直交符号系列
を同時に発生する直交符号系発生手段と、入力される陪
直交信号と直交符号系列をそれぞれ乗積する複数の乗積
器と、これら乗積器の全出力を加算し多重化出力を得る
加算回路とを備え、直交符号系発生手段が、直交符号の
符号速度に対応するクロックを２分周するごとに得られ
る複数のクロックと論理的有意レベルとが構成する互い
に異なる全ての組合せのうち１つを入力し、組合せ入力
値の排他的論理 和をとる複数の排他的論理和回路を有し
たものである。
【００８９】請求項３２の発明に係るスペクトル拡散通
信装置は、第１乃至第３の符号分割多重化手段の少なく
とも１つが、互いに直交する複数の直交符号系列を同時
に発生する直交符号系発生手段と、入力される陪直交信
号と直交符号系列をそれぞれ乗積する複数の乗積器と、
これら乗積器の全出力を加算し多重化出力を得る加算回
路とを備え、直交符号系発生手段が、直交符号の符号速
度に対応するクロックを２分周するごとに得られる複数
のクロックと論理的有意レベルとが構成する互いに異な
る全ての組合せのうち１つを入力し、組合せ入力値の排
他的論理和をとる複数の排他的論理和回路を有したもの
である。
信装置は、第１乃至第３の符号分割多重化手段の少なく
とも１つが、互いに直交する複数の直交符号系列を同時
に発生する直交符号系発生手段と、入力される陪直交信
号と直交符号系列をそれぞれ乗積する複数の乗積器と、
これら乗積器の全出力を加算し多重化出力を得る加算回
路とを備え、直交符号系発生手段が、直交符号の符号速
度に対応するクロックを２分周するごとに得られる複数
のクロックと論理的有意レベルとが構成する互いに異な
る全ての組合せのうち１つを入力し、組合せ入力値の排
他的論理和をとる複数の排他的論理和回路を有したもの
である。
【００９０】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。図２はスペクトル拡散通信装置の全体構成を
示す図であり、図２（ａ）は送信装置、図２（ｂ）は受
信装置を示す。図２（ａ）に示す送信装置において、１
０は多重化部、２０は拡散変調部、３０はキャリア変調
部、４０はＩＦ／ＲＦ部である。図２（ｂ）に示す受信
装置において、５０はＲＦ／ＩＦ部、６０はキャリア復
調部、７０は拡散復調部、８０はデータ分離部である。
また、図２には示されていないが、必要に応じてアンテ
ナダイバーシチ構成が採用される。
説明する。図２はスペクトル拡散通信装置の全体構成を
示す図であり、図２（ａ）は送信装置、図２（ｂ）は受
信装置を示す。図２（ａ）に示す送信装置において、１
０は多重化部、２０は拡散変調部、３０はキャリア変調
部、４０はＩＦ／ＲＦ部である。図２（ｂ）に示す受信
装置において、５０はＲＦ／ＩＦ部、６０はキャリア復
調部、７０は拡散復調部、８０はデータ分離部である。
また、図２には示されていないが、必要に応じてアンテ
ナダイバーシチ構成が採用される。
【００９１】図２（ａ）に示す送信装置が基地局であ
り、図２（ｂ）に示す受信装置が移動局の場合、多重化
部１０には、制御データ、複数ユーザなどの送信データ
が入力される。高速レートのユーザには複数の通信チャ
ネルを割り当てることにより、同一伝送路中に高速レー
トユーザから低速レートユーザまで収容できる。
り、図２（ｂ）に示す受信装置が移動局の場合、多重化
部１０には、制御データ、複数ユーザなどの送信データ
が入力される。高速レートのユーザには複数の通信チャ
ネルを割り当てることにより、同一伝送路中に高速レー
トユーザから低速レートユーザまで収容できる。
【００９２】図２（ａ）に示す送信装置が基地局であ
り、図２（ｂ）に示す受信装置が移動局の場合におい
て、送信データが低速レートだけのときには、多重化部
１０には１チャネル幅の情報データのみ入力され、必要
に応じて制御データが入力される。このように１チャネ
ル幅の情報データのみで多重化の必要がない場合には、
多重化部１０が省略される。高速レートの場合にはレー
トに応じて１つのデータが複数の通信チャネルを用いて
送信される。
り、図２（ｂ）に示す受信装置が移動局の場合におい
て、送信データが低速レートだけのときには、多重化部
１０には１チャネル幅の情報データのみ入力され、必要
に応じて制御データが入力される。このように１チャネ
ル幅の情報データのみで多重化の必要がない場合には、
多重化部１０が省略される。高速レートの場合にはレー
トに応じて１つのデータが複数の通信チャネルを用いて
送信される。
【００９３】図２（ａ）において、入力情報データは多
重化部１０にて多重化された後、拡散変調部２０にてス
ペクトル拡散が行われる。このように多重化部１０と拡
散変調部２０との機能を分割することにより、多重化の
段階では必ずしも伝送帯域に及ぶランダムなスペクトル
拡散を必要とせず、拡散変調を多重化後の信号に対して
行うことにより冗長な処理を省くことができるから、装
置の簡略化をすることができる。拡散変調部２０にてス
ペクトル拡散されたデータによりキャリア変調部３０に
てキャリア変調され、ＩＦ／ＲＦ部４０にて周波数変
換、増幅などの処理がなされた後アンテナ部に出力され
る。なお、図示されていないが、多重化部１０に入力さ
れる情報データは誤り訂正符号、インターリーブなどの
処理を受けた符号化データが入力されることが多い。さ
らに誤り訂正符号、インターリーブなどの処理は送信デ
ータをフレーム化したフレーム単位で行われることが多
く、その場合には入力データはフレームあるいはスロッ
トを構成するデータと見ることもできる。
重化部１０にて多重化された後、拡散変調部２０にてス
ペクトル拡散が行われる。このように多重化部１０と拡
散変調部２０との機能を分割することにより、多重化の
段階では必ずしも伝送帯域に及ぶランダムなスペクトル
拡散を必要とせず、拡散変調を多重化後の信号に対して
行うことにより冗長な処理を省くことができるから、装
置の簡略化をすることができる。拡散変調部２０にてス
ペクトル拡散されたデータによりキャリア変調部３０に
てキャリア変調され、ＩＦ／ＲＦ部４０にて周波数変
換、増幅などの処理がなされた後アンテナ部に出力され
る。なお、図示されていないが、多重化部１０に入力さ
れる情報データは誤り訂正符号、インターリーブなどの
処理を受けた符号化データが入力されることが多い。さ
らに誤り訂正符号、インターリーブなどの処理は送信デ
ータをフレーム化したフレーム単位で行われることが多
く、その場合には入力データはフレームあるいはスロッ
トを構成するデータと見ることもできる。
【００９４】図２（ｂ）においてアンテナ部が受信した
信号はＲＦ／ＩＦ部５０にて増幅、周波数変換がなさ
れ、キャリア復調部６０にてベースバンド信号となり、
拡散復調部７０にて受信信号と拡散符号との相関演算
（乗積・積分操作）が行われ、データ分離部８０にて多
重化データから希望するデータだけが分離して抽出され
る。なお、図２（ａ）に示す送信機の多重化部１０にお
ける多重化の方法によっては、図２（ｂ）に示す受信機
の拡散復調部７０の出力において、既に希望するデータ
が分離抽出されている場合もある。その場合にはデータ
分離部８０の機能は拡散復調部７０に含まれることにな
る。
信号はＲＦ／ＩＦ部５０にて増幅、周波数変換がなさ
れ、キャリア復調部６０にてベースバンド信号となり、
拡散復調部７０にて受信信号と拡散符号との相関演算
（乗積・積分操作）が行われ、データ分離部８０にて多
重化データから希望するデータだけが分離して抽出され
る。なお、図２（ａ）に示す送信機の多重化部１０にお
ける多重化の方法によっては、図２（ｂ）に示す受信機
の拡散復調部７０の出力において、既に希望するデータ
が分離抽出されている場合もある。その場合にはデータ
分離部８０の機能は拡散復調部７０に含まれることにな
る。
【００９５】また、図示されていないが、図２（ａ）に
示す送信装置および図２（ｂ）に示す受信装置には、各
部の動作を制御する制御部が含まれる。
示す送信装置および図２（ｂ）に示す受信装置には、各
部の動作を制御する制御部が含まれる。
【００９６】実施の形態１．
図１は図２（ａ）に示す送信装置の多重化部１０の構成
を示す図であり、１００はパイロット（Ｐｉｌｏｔ）チ
ャネル入力端子、１０１から１０４はそれぞれ低速デー
タＤ１からＤ４の入力端子、１０５および１０６は中速
データＤ５，Ｄ６の入力端子、１０７は高速データＤ７
の入力端子、１０８，１０９は高速データＤ８の入力端
子、１１０は第１の時分割多重化手段ＴＤＭ（Ａ），１
２１，１２２ａから１２５ａは陪直交信号発生手段ＢＯ
ＲＴ、１３０ａは第１の符号分割多重化手段ＣＤＭ
（Ａ）、１４０は出力端子である。図１に示す多重化部
１０ａでは、通信要求に応じて時分割多重化する低速レ
ートのデータ数、中速レートのデータ数および時分割多
重化しない高速レートのデータ数を適宜割り当てること
ができる。
を示す図であり、１００はパイロット（Ｐｉｌｏｔ）チ
ャネル入力端子、１０１から１０４はそれぞれ低速デー
タＤ１からＤ４の入力端子、１０５および１０６は中速
データＤ５，Ｄ６の入力端子、１０７は高速データＤ７
の入力端子、１０８，１０９は高速データＤ８の入力端
子、１１０は第１の時分割多重化手段ＴＤＭ（Ａ），１
２１，１２２ａから１２５ａは陪直交信号発生手段ＢＯ
ＲＴ、１３０ａは第１の符号分割多重化手段ＣＤＭ
（Ａ）、１４０は出力端子である。図１に示す多重化部
１０ａでは、通信要求に応じて時分割多重化する低速レ
ートのデータ数、中速レートのデータ数および時分割多
重化しない高速レートのデータ数を適宜割り当てること
ができる。
【００９７】次に動作について説明する。低速レートの
データＤ１からＤ４および中速レートのデータＤ５，Ｄ
６は第１の時分割多重化手段ＴＤＭ（Ａ）１１０にて、
それぞれの速度比に応じて時分割多重化が行われ、第１
の時分割多重化手段ＴＤＭ（Ａ）１１０を介さない高速
レートのデータＤ７，Ｄ８と同一レートになる。次いで
全てのデータは、陪直交信号発生手段ＢＯＲＴ１２１，
１２２ａから１２５ａにて、陪直交信号に変換された
後、第１の符号分割多重化手段ＣＤＭ（Ａ）１３０ａに
て直交符号多重化が行われ、多重化部１０ａの出力とな
る。
データＤ１からＤ４および中速レートのデータＤ５，Ｄ
６は第１の時分割多重化手段ＴＤＭ（Ａ）１１０にて、
それぞれの速度比に応じて時分割多重化が行われ、第１
の時分割多重化手段ＴＤＭ（Ａ）１１０を介さない高速
レートのデータＤ７，Ｄ８と同一レートになる。次いで
全てのデータは、陪直交信号発生手段ＢＯＲＴ１２１，
１２２ａから１２５ａにて、陪直交信号に変換された
後、第１の符号分割多重化手段ＣＤＭ（Ａ）１３０ａに
て直交符号多重化が行われ、多重化部１０ａの出力とな
る。
【００９８】図３は図１に示す多重化部１０ａに入力さ
れる低速レートのデータＤ１からＤ４、中速レートのデ
ータＤ５，Ｄ６、および高速レートのデータＤ７，Ｄ８
の速度関係を示す図である。図３は低速レートがＲ、中
速レートが２Ｒ、高速レートが４Ｒの場合を示してい
る。また、入力端子１０８，１０９に入力される高速レ
ートのデータは伝送レート８ＲのデータＤ８を２分割し
て入力する場合を示している。なお、伝送レートの比お
よび各種レートに対応する入力データ端子数は固定され
ておらず、通信要求に応じて適宜割り当てることが可能
である。
れる低速レートのデータＤ１からＤ４、中速レートのデ
ータＤ５，Ｄ６、および高速レートのデータＤ７，Ｄ８
の速度関係を示す図である。図３は低速レートがＲ、中
速レートが２Ｒ、高速レートが４Ｒの場合を示してい
る。また、入力端子１０８，１０９に入力される高速レ
ートのデータは伝送レート８ＲのデータＤ８を２分割し
て入力する場合を示している。なお、伝送レートの比お
よび各種レートに対応する入力データ端子数は固定され
ておらず、通信要求に応じて適宜割り当てることが可能
である。
【００９９】図４は第１の時分割多重化手段１１０の動
作説明図であり、横軸は時間に対応しており、縦軸はデ
ータの電力に対応している。低速レートデータＤ１から
Ｄ４、中速レートデータＤ５，Ｄ６はそれぞれのレート
に応じて時間圧縮される結果、高速レートデータＤ７，
Ｄ８と同一レートとなる。各レートのデータは多重化後
同一レートとなるから、信号の電力が一致する。レート
と電力とが一致するとき、ビット当たりの送信エネルギ
ーも一致する。なお、図示されていないが、各ユーザあ
るいは各チャネルへの通信状態に応じて各ユーザあるい
は各チャネルごとに送信電力を変化させてもよい。
作説明図であり、横軸は時間に対応しており、縦軸はデ
ータの電力に対応している。低速レートデータＤ１から
Ｄ４、中速レートデータＤ５，Ｄ６はそれぞれのレート
に応じて時間圧縮される結果、高速レートデータＤ７，
Ｄ８と同一レートとなる。各レートのデータは多重化後
同一レートとなるから、信号の電力が一致する。レート
と電力とが一致するとき、ビット当たりの送信エネルギ
ーも一致する。なお、図示されていないが、各ユーザあ
るいは各チャネルへの通信状態に応じて各ユーザあるい
は各チャネルごとに送信電力を変化させてもよい。
【０１００】図５は第１の時分割多重化手段１１０の他
の多重化方法を示す図である。図４では同一レートのデ
ータ間で時分割多重化する例を示したが、図５は中速レ
ートデータ１系統（Ｄ５）と低速レートのデータ２系統
（Ｄ１，Ｄ２）を時分割多重化する方法を示している。
例えば、図５（ａ）は１系統の中速レートデータＤ５と
２系統の低速レートのデータＤ１，Ｄ２とを時分割多重
化する方法を示している。第１の時分割多重化手段１１
０は多重化後のレートが高速レートと一致するように動
作すれば良いものであるから、図５に示した例とは別の
組合せによる時分割多重化方法もある。例えば、（１）
中速レート１系統、低速レート６系統を入力し、２系統
の時分割多重化データを出力する方法、（２）中速レー
ト３系統、低速レート２系統を入力し、２系統の時分割
多重化データを出力する方法、（３）中速レート４系統
を入力し、２系統の時分割多重化データを出力する方
法、あるいは（４）低速レート８系統を入力し、２系統
の時分割多重化データを出力する方法などが考えられ
る。このように第１の時分割多重化手段１１０には低速
レートのデータ数、中速レートのデータ数を送信要求に
応じて適宜割り当てることができるから、柔軟なシステ
ムを構築できる。また、高速レートとの関係において割
り当てられる系統数の上限まで、中速レートのデータお
よび低速レートのデータを時分割多重化することができ
る。というのは、この実施の形態１における時分割多重
化は単に空きスロットにデータをマッピングするのみで
よく、また、データマッピングは同一ユーザあるいは同
一チャネルのデータは同一系統で時分割多重化するよう
にマッピングするだけであり、複雑な周波数割り当てや
符号とスロットとの２次元的割り当てなどを必要としな
いからである。
の多重化方法を示す図である。図４では同一レートのデ
ータ間で時分割多重化する例を示したが、図５は中速レ
ートデータ１系統（Ｄ５）と低速レートのデータ２系統
（Ｄ１，Ｄ２）を時分割多重化する方法を示している。
例えば、図５（ａ）は１系統の中速レートデータＤ５と
２系統の低速レートのデータＤ１，Ｄ２とを時分割多重
化する方法を示している。第１の時分割多重化手段１１
０は多重化後のレートが高速レートと一致するように動
作すれば良いものであるから、図５に示した例とは別の
組合せによる時分割多重化方法もある。例えば、（１）
中速レート１系統、低速レート６系統を入力し、２系統
の時分割多重化データを出力する方法、（２）中速レー
ト３系統、低速レート２系統を入力し、２系統の時分割
多重化データを出力する方法、（３）中速レート４系統
を入力し、２系統の時分割多重化データを出力する方
法、あるいは（４）低速レート８系統を入力し、２系統
の時分割多重化データを出力する方法などが考えられ
る。このように第１の時分割多重化手段１１０には低速
レートのデータ数、中速レートのデータ数を送信要求に
応じて適宜割り当てることができるから、柔軟なシステ
ムを構築できる。また、高速レートとの関係において割
り当てられる系統数の上限まで、中速レートのデータお
よび低速レートのデータを時分割多重化することができ
る。というのは、この実施の形態１における時分割多重
化は単に空きスロットにデータをマッピングするのみで
よく、また、データマッピングは同一ユーザあるいは同
一チャネルのデータは同一系統で時分割多重化するよう
にマッピングするだけであり、複雑な周波数割り当てや
符号とスロットとの２次元的割り当てなどを必要としな
いからである。
【０１０１】第１の時分割多重化手段１１０で同一レー
トとなったデータは、低速レートデータＤ１からＤ４は
陪直交信号発生手段１２１に、中速レートデータＤ５，
Ｄ６は陪直交信号発生手段１２２ａに、高速レートデー
タＤ７は陪直交信号発生手段１２３ａに、高速レートデ
ータＤ８は陪直交信号発生手段１２４ａ，１２５ａにそ
れぞれ導かれる。陪直交信号発生手段１２１，１２２ａ
から１２５ａでは入力データに応じた陪直交信号が生成
される。
トとなったデータは、低速レートデータＤ１からＤ４は
陪直交信号発生手段１２１に、中速レートデータＤ５，
Ｄ６は陪直交信号発生手段１２２ａに、高速レートデー
タＤ７は陪直交信号発生手段１２３ａに、高速レートデ
ータＤ８は陪直交信号発生手段１２４ａ，１２５ａにそ
れぞれ導かれる。陪直交信号発生手段１２１，１２２ａ
から１２５ａでは入力データに応じた陪直交信号が生成
される。
【０１０２】図６は陪直交信号発生手段１２１，１２２
ａから１２５ａの詳細を示す図であり、図６（ａ）は構
成図、図６（ｂ）は入力情報データと陪直交信号出力の
関係を示す図、図６（ｃ）はＷａｌｓｈ関数系列による
直交信号発生手段１２２０の詳細図である。ここでは、
一例として４入力ビットに対して１系列の陪直交信号を
発生する場合について説明する。図６（ａ）に示すよう
に入力端子から入力された情報データはシリアル−パラ
レル変換器１２１０にて４ビットパラレルデータ（ｄ
０，ｄ１，ｄ２，ｄ３）に変換される。次に直交信号発
生手段１２２０にて、４ビットパラレルデータのうちの
３ビットデータ（ｄ０，ｄ１，ｄ２）によって８つの直
交符号の中から１つが選択的に発生されて直交信号が発
生される。第２の排他的論理和回路１２３０は、直交信
号発生手段１２２０が発生した直交信号と４ビットパラ
レルデータの残りの１ビットデータ（ｄ３）との間で排
他的論理和演算を行って極性操作を行った後陪直交信号
を出力する。
ａから１２５ａの詳細を示す図であり、図６（ａ）は構
成図、図６（ｂ）は入力情報データと陪直交信号出力の
関係を示す図、図６（ｃ）はＷａｌｓｈ関数系列による
直交信号発生手段１２２０の詳細図である。ここでは、
一例として４入力ビットに対して１系列の陪直交信号を
発生する場合について説明する。図６（ａ）に示すよう
に入力端子から入力された情報データはシリアル−パラ
レル変換器１２１０にて４ビットパラレルデータ（ｄ
０，ｄ１，ｄ２，ｄ３）に変換される。次に直交信号発
生手段１２２０にて、４ビットパラレルデータのうちの
３ビットデータ（ｄ０，ｄ１，ｄ２）によって８つの直
交符号の中から１つが選択的に発生されて直交信号が発
生される。第２の排他的論理和回路１２３０は、直交信
号発生手段１２２０が発生した直交信号と４ビットパラ
レルデータの残りの１ビットデータ（ｄ３）との間で排
他的論理和演算を行って極性操作を行った後陪直交信号
を出力する。
【０１０３】直交符号としてＷａｌｓｈ関数系列を採用
する場合には、４ビットパラレルデータｄ０からｄ３の
内容により図６（ｂ）に示すＷａｌｓｈ関数系列が直交
信号として出力される。すなわち、４ビットパラレルデ
ータのうちの３ビット（ｄ０，ｄ１，ｄ２）によって１
つの関数系列を選択するから、系列長８のＷａｌｓｈ関
数系列が８種類準備される。例えば図６（ｂ）に示すＷ
８（０）からＷ８（７）の８種類である。Ｗ８は系列長
が８のＷａｌｓｈ関数系を示し、（）内の数字は関数番
号を示す。直交信号として選択されたＷａｌｓｈ関数系
列は４ビットパラレルデータの残りの１ビットデータ
（ｄ３）の内容に応じて反転あるいは非反転のいずれか
となり、陪直交信号として出力される。したがって、陪
直交信号は系列長８の符号系列から成り、４ビットの情
報を含んでいる。
する場合には、４ビットパラレルデータｄ０からｄ３の
内容により図６（ｂ）に示すＷａｌｓｈ関数系列が直交
信号として出力される。すなわち、４ビットパラレルデ
ータのうちの３ビット（ｄ０，ｄ１，ｄ２）によって１
つの関数系列を選択するから、系列長８のＷａｌｓｈ関
数系列が８種類準備される。例えば図６（ｂ）に示すＷ
８（０）からＷ８（７）の８種類である。Ｗ８は系列長
が８のＷａｌｓｈ関数系を示し、（）内の数字は関数番
号を示す。直交信号として選択されたＷａｌｓｈ関数系
列は４ビットパラレルデータの残りの１ビットデータ
（ｄ３）の内容に応じて反転あるいは非反転のいずれか
となり、陪直交信号として出力される。したがって、陪
直交信号は系列長８の符号系列から成り、４ビットの情
報を含んでいる。
【０１０４】なお、ディジタル値の反転、非反転操作
は、０、１の２値表示の場合には排他的論理和ゲートが
行い、＋１、−１の場合には乗算器が行う。また以下で
は、Ｗａｌｓｈ関数系列の最初から最後までの持続時間
を周期と呼び、Ｗａｌｓｈ関数を構成する符号の間隔を
符号間隔、符号間隔の逆数を符号速度と呼ぶ。
は、０、１の２値表示の場合には排他的論理和ゲートが
行い、＋１、−１の場合には乗算器が行う。また以下で
は、Ｗａｌｓｈ関数系列の最初から最後までの持続時間
を周期と呼び、Ｗａｌｓｈ関数を構成する符号の間隔を
符号間隔、符号間隔の逆数を符号速度と呼ぶ。
【０１０５】直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用する
場合は、直交信号発生手段１２２０は図６（ｃ）の構成
で実現される。すなわち直交信号発生手段１２２０は、
符号速度（＝１／Ｔｍｃ，Ｔｍｃ：符号間隔）の１／
２、１／４、１／８の速度のクロック１２２１，１２２
２，１２２３と各入力データｄ０，ｄ１，ｄ２との論理
積演算を行う論理積回路１２２４から１２２６、および
３つの論理積回路１２２４から１２２６の出力の排他的
論理和演算を行うＥＸＯＲ回路（第１の排他的論理和回
路）１２２７から構成される。符号速度のクロックはハ
ードウェアの構成上不可欠のクロックであり、その１／
２、１／４、１／８の速度のクロックは、基本クロック
をカウンタなどの分周回路に入力することにより容易に
得ることができる。
場合は、直交信号発生手段１２２０は図６（ｃ）の構成
で実現される。すなわち直交信号発生手段１２２０は、
符号速度（＝１／Ｔｍｃ，Ｔｍｃ：符号間隔）の１／
２、１／４、１／８の速度のクロック１２２１，１２２
２，１２２３と各入力データｄ０，ｄ１，ｄ２との論理
積演算を行う論理積回路１２２４から１２２６、および
３つの論理積回路１２２４から１２２６の出力の排他的
論理和演算を行うＥＸＯＲ回路（第１の排他的論理和回
路）１２２７から構成される。符号速度のクロックはハ
ードウェアの構成上不可欠のクロックであり、その１／
２、１／４、１／８の速度のクロックは、基本クロック
をカウンタなどの分周回路に入力することにより容易に
得ることができる。
【０１０６】次に図６（ｃ）に示す構成の直交信号発生
手段１２２０にてＷａｌｓｈ関数が選択的に生成される
過程を説明する。Ｗａｌｓｈ関数は２K 行×２K 列のア
ダマール行列ＨＮの行ベクトルとして定義され、２K-1
行×２K-1 列のアダマール行列Ｈ（Ｎ／２）を繰り返し
た［Ｈ（Ｎ／２），Ｈ（Ｎ／２）］および反転させて繰
り返した［Ｈ（Ｎ／２），Ｈ＊（Ｎ／２）］から次数を
上げて拡大的に作成される。ここで、“＊”は反転行列
を示す。基準となるＨ１は第１行が［０，０］、２行が
［０，１］であり、それぞれＷ２（０）、Ｗ２（１）に
対応する。Ｈ２はＨ１から［Ｈ１，Ｈ１］［Ｈ１，Ｈ＊
１］のように作成される。この結果、［００００］、
［０１０１］、［００１１］、［０１１０］の４つの行
ベクトルが得られ、それぞれＷ４（０）からＷ４（３）
に対応する。同様にして作成されるＷ８（０）からＷ８
（７）が図６（ｂ）に示されている。ここで、Ｗ８
（０）とＷ８（１）、Ｗ８（２）とＷ８（３）、Ｗ８
（４）とＷ８（５）、Ｗ８（６）とＷ８（７）を比べて
みると、最下位ビットからみて奇数番目のビットと直後
の偶数番目のビットが同一か反転かに分類される。同一
なのはＷ８（０）、Ｗ８（２）、Ｗ８（４）、Ｗ８
（６）であり、反転しているのはＷ８（１）、Ｗ８
（３）、Ｗ８（５）、Ｗ８（７）である。この同一か、
反転かは図６（ｂ）のデータの最下位ビットｄ０に対応
している。すなわち、最下位ビットｄ０が０ならば同
一、最下位ビットｄ０が１ならば反転となる。１ビット
ごとの反転は符号速度の１／２クロック１２２１で実現
され、それを採用するか否かは最下位ビットｄ０に依存
しており、論理積回路１２２４を通すことにより実現さ
れる。
手段１２２０にてＷａｌｓｈ関数が選択的に生成される
過程を説明する。Ｗａｌｓｈ関数は２K 行×２K 列のア
ダマール行列ＨＮの行ベクトルとして定義され、２K-1
行×２K-1 列のアダマール行列Ｈ（Ｎ／２）を繰り返し
た［Ｈ（Ｎ／２），Ｈ（Ｎ／２）］および反転させて繰
り返した［Ｈ（Ｎ／２），Ｈ＊（Ｎ／２）］から次数を
上げて拡大的に作成される。ここで、“＊”は反転行列
を示す。基準となるＨ１は第１行が［０，０］、２行が
［０，１］であり、それぞれＷ２（０）、Ｗ２（１）に
対応する。Ｈ２はＨ１から［Ｈ１，Ｈ１］［Ｈ１，Ｈ＊
１］のように作成される。この結果、［００００］、
［０１０１］、［００１１］、［０１１０］の４つの行
ベクトルが得られ、それぞれＷ４（０）からＷ４（３）
に対応する。同様にして作成されるＷ８（０）からＷ８
（７）が図６（ｂ）に示されている。ここで、Ｗ８
（０）とＷ８（１）、Ｗ８（２）とＷ８（３）、Ｗ８
（４）とＷ８（５）、Ｗ８（６）とＷ８（７）を比べて
みると、最下位ビットからみて奇数番目のビットと直後
の偶数番目のビットが同一か反転かに分類される。同一
なのはＷ８（０）、Ｗ８（２）、Ｗ８（４）、Ｗ８
（６）であり、反転しているのはＷ８（１）、Ｗ８
（３）、Ｗ８（５）、Ｗ８（７）である。この同一か、
反転かは図６（ｂ）のデータの最下位ビットｄ０に対応
している。すなわち、最下位ビットｄ０が０ならば同
一、最下位ビットｄ０が１ならば反転となる。１ビット
ごとの反転は符号速度の１／２クロック１２２１で実現
され、それを採用するか否かは最下位ビットｄ０に依存
しており、論理積回路１２２４を通すことにより実現さ
れる。
【０１０７】最下位ビットから２ビットずつ４つのペア
に分割した時、Ｗ８（０）とＷ８（２）、Ｗ８（１）と
Ｗ８（３）、Ｗ８（４）とＷ８（６）、Ｗ８（５）とＷ
８（７）とそれぞれを比較すると、Ｗ８（０）、Ｗ８
（１）、Ｗ８（４）、Ｗ８（５）は２連ビットが同一で
繰り返されているのに対し、Ｗ８（２）、Ｗ８（３）、
Ｗ８（６）、Ｗ８（７）は２連ビットが反転して繰り返
されている。この同一か反転かは図６（ｂ）のデータの
第２ビットｄ１に対応している。すなわち、第２ビット
ｄ１が０ならば同一、１ならば反転となる。２ビット単
位の反転は符号速度の１／４クロック１２２２で実現さ
れ、それを採用するか否かは第２ｄ１に依存しており論
理積回路１２２５を通すことにより実現される。
に分割した時、Ｗ８（０）とＷ８（２）、Ｗ８（１）と
Ｗ８（３）、Ｗ８（４）とＷ８（６）、Ｗ８（５）とＷ
８（７）とそれぞれを比較すると、Ｗ８（０）、Ｗ８
（１）、Ｗ８（４）、Ｗ８（５）は２連ビットが同一で
繰り返されているのに対し、Ｗ８（２）、Ｗ８（３）、
Ｗ８（６）、Ｗ８（７）は２連ビットが反転して繰り返
されている。この同一か反転かは図６（ｂ）のデータの
第２ビットｄ１に対応している。すなわち、第２ビット
ｄ１が０ならば同一、１ならば反転となる。２ビット単
位の反転は符号速度の１／４クロック１２２２で実現さ
れ、それを採用するか否かは第２ｄ１に依存しており論
理積回路１２２５を通すことにより実現される。
【０１０８】最下位ビットから４ビットずつの系列が同
一で連続するか、反転して連続するかは第３ビットｄ２
の極性に対応している。４ビットづつの系列の反転は符
号速度の１／８クロック１２２３で実現され、採用する
か否かは第３ビットｄ２に依存しており論理積回路１２
２６を通すことにより実現される。
一で連続するか、反転して連続するかは第３ビットｄ２
の極性に対応している。４ビットづつの系列の反転は符
号速度の１／８クロック１２２３で実現され、採用する
か否かは第３ビットｄ２に依存しており論理積回路１２
２６を通すことにより実現される。
【０１０９】これら３つのビット間隔での反転あるいは
非反転した結果を第１の排他的論理和回路１２２７を通
すことにより、その効果を包含した系列がＷａｌｓｈ関
数として与えられる。したがって、第１の排他的論理和
回路１２２７からは入力データビットｄ０，ｄ１，ｄ２
に依存した、すなわちｄ０，ｄ１，ｄ２によって選択さ
れるＷａｌｓｈ関数系列が出力される。
非反転した結果を第１の排他的論理和回路１２２７を通
すことにより、その効果を包含した系列がＷａｌｓｈ関
数として与えられる。したがって、第１の排他的論理和
回路１２２７からは入力データビットｄ０，ｄ１，ｄ２
に依存した、すなわちｄ０，ｄ１，ｄ２によって選択さ
れるＷａｌｓｈ関数系列が出力される。
【０１１０】以上説明したように、この実施の形態１に
よる直交信号発生手段１２２０は生成が容易なクロック
と入力データのみで特定の直交信号を生成できるから、
送信装置のハードウェア構成が簡単化される。また、直
交信号の生成が容易に行えるから、陪直交信号の生成も
容易に行える。受信装置においては陪直交信号を復調す
る操作が図２に示すデータ分離部８０にて行われるが、
送信側でＷａｌｓｈ関数を直交関数に使用している場合
には、ＦＨＴと呼ばれる高速アダマール変換を行うこと
により、復調処理を簡略化できるとともにハードウェア
量を減らすことができる。ＦＨＴは全てのＷａｌｓｈ関
数との相関をとる操作を冗長性を省いて実現する信号処
理方法である。
よる直交信号発生手段１２２０は生成が容易なクロック
と入力データのみで特定の直交信号を生成できるから、
送信装置のハードウェア構成が簡単化される。また、直
交信号の生成が容易に行えるから、陪直交信号の生成も
容易に行える。受信装置においては陪直交信号を復調す
る操作が図２に示すデータ分離部８０にて行われるが、
送信側でＷａｌｓｈ関数を直交関数に使用している場合
には、ＦＨＴと呼ばれる高速アダマール変換を行うこと
により、復調処理を簡略化できるとともにハードウェア
量を減らすことができる。ＦＨＴは全てのＷａｌｓｈ関
数との相関をとる操作を冗長性を省いて実現する信号処
理方法である。
【０１１１】この実施の形態１では系列長８のＷａｌｓ
ｈ関数を用いて直交関数系列を発生させる場合について
示したが、系列長１６以上の場合にも図６と同様な回路
構成で簡単に直交関数系列を選択的に発生させることが
できる。すなわち、系列長１６の場合には、８系列ごと
の反転を実現する符号速度の１／１６のクロックと同一
繰り返しか反転繰り返しかを指定する入力データの第５
ビットｄ４とをＡＮＤ回路に入力し、その出力をさらに
ＥＸＯＲ回路に入力することにより実現できる。系列長
が３２の場合も同様に符号速度の１／３２クロック、入
力データの第６ビットｄ５、ＡＮＤ回路、およびＥＸＯ
Ｒ回路により容易に実現できる。系列長が６４以上の場
合も同様にして実現できる。
ｈ関数を用いて直交関数系列を発生させる場合について
示したが、系列長１６以上の場合にも図６と同様な回路
構成で簡単に直交関数系列を選択的に発生させることが
できる。すなわち、系列長１６の場合には、８系列ごと
の反転を実現する符号速度の１／１６のクロックと同一
繰り返しか反転繰り返しかを指定する入力データの第５
ビットｄ４とをＡＮＤ回路に入力し、その出力をさらに
ＥＸＯＲ回路に入力することにより実現できる。系列長
が３２の場合も同様に符号速度の１／３２クロック、入
力データの第６ビットｄ５、ＡＮＤ回路、およびＥＸＯ
Ｒ回路により容易に実現できる。系列長が６４以上の場
合も同様にして実現できる。
【０１１２】図７は図１に示す陪直交信号発生手段１２
１，１２２ａから１２５ａの出力を示す図であり、横軸
は時間に対応しており、縦軸はデータの電力に対応して
いる。Ｂ１はデータＤ１の４ビットから生成された陪直
交信号であり、Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４も同様にデータＤ２，
Ｄ３，Ｄ４のそれぞれの４ビットから生成されたもので
ある。Ｂ５は８ビットデータＤ５から２つの陪直交信号
が生成されたことを示すためＢ５（１），Ｂ５（２）と
表記して区別している。Ｂ６も同様である。高速レート
データＤ７，Ｄ８から生成された陪直交信号Ｂ７，Ｂ８
についても同様に表記してある。
１，１２２ａから１２５ａの出力を示す図であり、横軸
は時間に対応しており、縦軸はデータの電力に対応して
いる。Ｂ１はデータＤ１の４ビットから生成された陪直
交信号であり、Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４も同様にデータＤ２，
Ｄ３，Ｄ４のそれぞれの４ビットから生成されたもので
ある。Ｂ５は８ビットデータＤ５から２つの陪直交信号
が生成されたことを示すためＢ５（１），Ｂ５（２）と
表記して区別している。Ｂ６も同様である。高速レート
データＤ７，Ｄ８から生成された陪直交信号Ｂ７，Ｂ８
についても同様に表記してある。
【０１１３】図８は図１に示した第１の符号分割多重化
手段１３０ａの多重化の方法を示す図である。陪直交信
号発生手段１２１，１２２ａから１２５ａから出力され
る陪直交信号と送信側で挿入するパイロットチャネル
（Ｐｉｌｏｔ）とは、それぞれ異なる直交符号で符号分
割多重化が行われる。パイロットチャネル（Ｐｉｌｏ
ｔ）は受信側で同期検波を行う際の位相基準として使用
されるので、データ変調はされない。
手段１３０ａの多重化の方法を示す図である。陪直交信
号発生手段１２１，１２２ａから１２５ａから出力され
る陪直交信号と送信側で挿入するパイロットチャネル
（Ｐｉｌｏｔ）とは、それぞれ異なる直交符号で符号分
割多重化が行われる。パイロットチャネル（Ｐｉｌｏ
ｔ）は受信側で同期検波を行う際の位相基準として使用
されるので、データ変調はされない。
【０１１４】図９は図１に示す第１の符号分割多重化手
段１３０ａの詳細構成を示す図であり、図において、Ｔ
ＤＭ１，ＴＤＭ２，Ｂ８−１，Ｂ８−２は、図８に示し
たＢ１（１）からＢ４（１），Ｂ５（１）からＢ６
（２），Ｂ８（１）からＢ８（４），Ｂ８（５）からＢ
８（８）にそれぞれ対応する。入力端子から入力される
陪直交信号ＴＤＭ１，ＴＤＭ２，Ｂ８−１，Ｂ８−２
は、乗積器１３１０から１３１５にて直交符号系発生手
段１３２０が発生する多重化用符号Ｃｏｄｅ１，Ｃｏｄ
ｅ２，Ｃｏｄｅ３，Ｃｏｄｅ４，Ｃｏｄｅ５と乗積され
た後、加算回路１３３０で加算されて出力信号となる。
図１に示す第１の符号分割多重化手段１３０ａは入力数
がパイロットチャネルを含めて６であるが、伝送帯域内
で割り当て可能な直交符号数がＮである場合、最大Ｎま
での符号分割多重化が可能である。このことを図９中に
入力ｃｈと直交符号系発生手段１３２０が発生する多重
化用符号ＣｏｄｅＮ−１とを乗積器１３１６にて乗積す
る例で示した。
段１３０ａの詳細構成を示す図であり、図において、Ｔ
ＤＭ１，ＴＤＭ２，Ｂ８−１，Ｂ８−２は、図８に示し
たＢ１（１）からＢ４（１），Ｂ５（１）からＢ６
（２），Ｂ８（１）からＢ８（４），Ｂ８（５）からＢ
８（８）にそれぞれ対応する。入力端子から入力される
陪直交信号ＴＤＭ１，ＴＤＭ２，Ｂ８−１，Ｂ８−２
は、乗積器１３１０から１３１５にて直交符号系発生手
段１３２０が発生する多重化用符号Ｃｏｄｅ１，Ｃｏｄ
ｅ２，Ｃｏｄｅ３，Ｃｏｄｅ４，Ｃｏｄｅ５と乗積され
た後、加算回路１３３０で加算されて出力信号となる。
図１に示す第１の符号分割多重化手段１３０ａは入力数
がパイロットチャネルを含めて６であるが、伝送帯域内
で割り当て可能な直交符号数がＮである場合、最大Ｎま
での符号分割多重化が可能である。このことを図９中に
入力ｃｈと直交符号系発生手段１３２０が発生する多重
化用符号ＣｏｄｅＮ−１とを乗積器１３１６にて乗積す
る例で示した。
【０１１５】図８および図９に示す例では同一の周期を
有する陪直交信号は周期Ｔｍｃごとに直交する直交符号
が乗積されることにより符号多重化される。ここで、Ｔ
ｍｃは図６（ｃ）に示した符号間隔であり、この実施の
形態１においては系列長８のＷａｌｓｈ関数系列が全て
周期Ｔの第１の符号分割多重化手段１３０ａに入力され
るからＴｍｃ＝Ｔ／８となる。パイロットチャネルを含
むチャネル数が８を超える場合、８を超える系列長を有
する直交符号を用いる。この実施の形態１ではチャネル
数＝６であるので、符号分割多重化のための直交符号の
系列長が８の場合について説明する。
有する陪直交信号は周期Ｔｍｃごとに直交する直交符号
が乗積されることにより符号多重化される。ここで、Ｔ
ｍｃは図６（ｃ）に示した符号間隔であり、この実施の
形態１においては系列長８のＷａｌｓｈ関数系列が全て
周期Ｔの第１の符号分割多重化手段１３０ａに入力され
るからＴｍｃ＝Ｔ／８となる。パイロットチャネルを含
むチャネル数が８を超える場合、８を超える系列長を有
する直交符号を用いる。この実施の形態１ではチャネル
数＝６であるので、符号分割多重化のための直交符号の
系列長が８の場合について説明する。
【０１１６】図１０は信号周期Ｔ、符号間隔Ｔｍｃ、お
よび乗積される直交符号の間の時間関係を示す図であ
る。図１０（ａ）に示す４ビットの送信データにより陪
直交変調された陪直交信号は、周期がＴであり、系列長
８の符号系列であるから符号間隔Ｔｍｃ＝Ｔ／８とな
る。符号分割多重化を行う場合、陪直交信号の最少符号
単位で直交化させる必要があるから、図１０（ｂ）に示
すように、符号間隔Ｔｍｃの間に系列長８の直交符号の
１周期分が乗積されることになり、入力される陪直交信
号のそれぞれの符号の極性と無関係にＮ＝８チャネルの
陪直交信号が符号分割多重化される。この場合、多重化
用の直交符号の符号間隔ＴｏはＴｏ＝Ｔｍｃ／Ｎとな
る。この実施の形態１ではＮ＝８であるからＴｏ＝Ｔ／
６４となる。図１０（ｃ）は図９に示す加算回路１３３
０への入力の一例を示している。
よび乗積される直交符号の間の時間関係を示す図であ
る。図１０（ａ）に示す４ビットの送信データにより陪
直交変調された陪直交信号は、周期がＴであり、系列長
８の符号系列であるから符号間隔Ｔｍｃ＝Ｔ／８とな
る。符号分割多重化を行う場合、陪直交信号の最少符号
単位で直交化させる必要があるから、図１０（ｂ）に示
すように、符号間隔Ｔｍｃの間に系列長８の直交符号の
１周期分が乗積されることになり、入力される陪直交信
号のそれぞれの符号の極性と無関係にＮ＝８チャネルの
陪直交信号が符号分割多重化される。この場合、多重化
用の直交符号の符号間隔ＴｏはＴｏ＝Ｔｍｃ／Ｎとな
る。この実施の形態１ではＮ＝８であるからＴｏ＝Ｔ／
６４となる。図１０（ｃ）は図９に示す加算回路１３３
０への入力の一例を示している。
【０１１７】符号分割多重化に使用する直交符号系（図
８および図９のＣｏｄｅ ０からＣｏｄｅ Ｎ−１に対
応）としてＷａｌｓｈ関数系を使用する場合、直交符号
系発生手段１３２０は図１１に示すように構成される。
図６（ｃ）に示した直交信号発生手段１２２０との相違
点は、直交信号発生手段１２２０では入力データからＷ
ａｌｓｈ関数の１つが選択的に発生されるのに対し、図
１１に示す直交符号系発生手段１３２０においては全Ｗ
ａｌｓｈ関数を同時に発生させる点にある。Ｗａｌｓｈ
関数系列Ｗ８（０）からＷ８（７）までは連続する符号
が、同一か反転か、連続する２つの符号が同一で繰り返
されるか反転して繰り返されるか、連続する４つの符号
が同一で繰り返されるか反転して繰り返されるかが全て
確定しているので、図６（ｃ）に示した直交信号発生手
段１２２０のように論理積回路１２２４〜１２２６によ
る選択操作は必要なく、符号速度（１／Ｔｏ）の１／２
のクロックを入力する場合には１／２クロックを、符号
速度の１／２のクロックを入力しない場合にはＨレベル
（論理的有意レベル）を、同様に符号速度の１／４クロ
ックを入力するか、しないかに応じて１／４のクロック
かＨレベルかのいずれかを、符号速度の１／８クロック
を入力するか、しないかに応じて１／８クロックかＨレ
ベルのいずれかをＥＸＯＲ回路（排他的論理和回路）１
３２００から１３２０７に入力することによりＷａｌｓ
ｈ関数系列Ｗ８（０）からＷ８（７）を発生することが
できる。
８および図９のＣｏｄｅ ０からＣｏｄｅ Ｎ−１に対
応）としてＷａｌｓｈ関数系を使用する場合、直交符号
系発生手段１３２０は図１１に示すように構成される。
図６（ｃ）に示した直交信号発生手段１２２０との相違
点は、直交信号発生手段１２２０では入力データからＷ
ａｌｓｈ関数の１つが選択的に発生されるのに対し、図
１１に示す直交符号系発生手段１３２０においては全Ｗ
ａｌｓｈ関数を同時に発生させる点にある。Ｗａｌｓｈ
関数系列Ｗ８（０）からＷ８（７）までは連続する符号
が、同一か反転か、連続する２つの符号が同一で繰り返
されるか反転して繰り返されるか、連続する４つの符号
が同一で繰り返されるか反転して繰り返されるかが全て
確定しているので、図６（ｃ）に示した直交信号発生手
段１２２０のように論理積回路１２２４〜１２２６によ
る選択操作は必要なく、符号速度（１／Ｔｏ）の１／２
のクロックを入力する場合には１／２クロックを、符号
速度の１／２のクロックを入力しない場合にはＨレベル
（論理的有意レベル）を、同様に符号速度の１／４クロ
ックを入力するか、しないかに応じて１／４のクロック
かＨレベルかのいずれかを、符号速度の１／８クロック
を入力するか、しないかに応じて１／８クロックかＨレ
ベルのいずれかをＥＸＯＲ回路（排他的論理和回路）１
３２００から１３２０７に入力することによりＷａｌｓ
ｈ関数系列Ｗ８（０）からＷ８（７）を発生することが
できる。
【０１１８】以上のようにこの実施の形態１によれば、
複数の直交関数系を符号速度の１／２、１／４、１／８
のクロックとＨレベル、および複数のＥＸＯＲ回路によ
って簡単に得ることができる。また、符号速度の１／
２、１／４、１／８のクロックは符号速度クロックをカ
ウンタなどの分周回路に入力することにより簡単に得る
ことができる。さらに、直交関数系の数が１６以上の場
合でも、同様な構成により簡単に直交関数系発生手段を
実現することができる。
複数の直交関数系を符号速度の１／２、１／４、１／８
のクロックとＨレベル、および複数のＥＸＯＲ回路によ
って簡単に得ることができる。また、符号速度の１／
２、１／４、１／８のクロックは符号速度クロックをカ
ウンタなどの分周回路に入力することにより簡単に得る
ことができる。さらに、直交関数系の数が１６以上の場
合でも、同様な構成により簡単に直交関数系発生手段を
実現することができる。
【０１１９】図１２は図２（ａ）に示した拡散変調部２
０およびキャリア変調部３０の構成例を示す図である。
符号分割多重化手段１３０ｄ（図１に示す実施の形態１
においては１３０ａに対応）の出力信号は拡散変調部２
０ａにおいてＢＰＳＫ拡散変調器２２ａによってＢＰＳ
Ｋ拡散変調された後、キャリア変調部３０ａに入力さ
れ、Ｄ／Ａ変換器３１ａにてＤ／Ａ変換された後、ＢＰ
ＳＫ変調器３３にてＢＰＳＫ変調される。ＢＰＳＫ拡散
変調は、符号分割多重化手段１３０ｄが出力する符号分
割多重化信号がＢＰＳＫ拡散変調器２２ａにてＰＮ符号
ＰＮ−Ｉにより拡散変調されることにより行われる。図
１３にＢＰＳＫ拡散変調器の構成例を示す。ＢＰＳＫ変
調であるから拡散変調は乗積操作のみで良いので、送信
装置は簡単な構成で実現できる。また、受信装置におい
ても拡散符号を復調するための相関器を１つのＰＮ符号
に関してだけ準備すれば良いから、受信装置を小型化す
ることができる。図１４にＢＰＳＫキャリア変調器３３
の構成例を示す。また、図１２中には示されていない
が、キャリア変調部３０ａにおいては帯域制限を行うた
めに波形整形が行われる。ディジタルフィルタなどのデ
ィジタル処理で実現する場合はＤ／Ａ変換器３１ａの前
に挿入され、ＳＡＷフィルタなどのアナログフィルタで
実現する場合にはＤ／Ａ変換器３１ａの後に挿入され
る。
０およびキャリア変調部３０の構成例を示す図である。
符号分割多重化手段１３０ｄ（図１に示す実施の形態１
においては１３０ａに対応）の出力信号は拡散変調部２
０ａにおいてＢＰＳＫ拡散変調器２２ａによってＢＰＳ
Ｋ拡散変調された後、キャリア変調部３０ａに入力さ
れ、Ｄ／Ａ変換器３１ａにてＤ／Ａ変換された後、ＢＰ
ＳＫ変調器３３にてＢＰＳＫ変調される。ＢＰＳＫ拡散
変調は、符号分割多重化手段１３０ｄが出力する符号分
割多重化信号がＢＰＳＫ拡散変調器２２ａにてＰＮ符号
ＰＮ−Ｉにより拡散変調されることにより行われる。図
１３にＢＰＳＫ拡散変調器の構成例を示す。ＢＰＳＫ変
調であるから拡散変調は乗積操作のみで良いので、送信
装置は簡単な構成で実現できる。また、受信装置におい
ても拡散符号を復調するための相関器を１つのＰＮ符号
に関してだけ準備すれば良いから、受信装置を小型化す
ることができる。図１４にＢＰＳＫキャリア変調器３３
の構成例を示す。また、図１２中には示されていない
が、キャリア変調部３０ａにおいては帯域制限を行うた
めに波形整形が行われる。ディジタルフィルタなどのデ
ィジタル処理で実現する場合はＤ／Ａ変換器３１ａの前
に挿入され、ＳＡＷフィルタなどのアナログフィルタで
実現する場合にはＤ／Ａ変換器３１ａの後に挿入され
る。
【０１２０】スペクトル拡散に使用されるＰＮ符号系列
には、ＧＯＬＤ符号系列、Ｍ系列などのランダムな符号
系列が用いられる。スペクトル拡散用ＰＮ符号の符号速
度は符号分割多重化に使用された直交符号の符号速度以
上であれば良いが、陪直交信号、直交符号による多重化
等符号空間の効率的使用を考慮すると、符号分割多重化
に用いられた直交符号と同程度が望ましい。
には、ＧＯＬＤ符号系列、Ｍ系列などのランダムな符号
系列が用いられる。スペクトル拡散用ＰＮ符号の符号速
度は符号分割多重化に使用された直交符号の符号速度以
上であれば良いが、陪直交信号、直交符号による多重化
等符号空間の効率的使用を考慮すると、符号分割多重化
に用いられた直交符号と同程度が望ましい。
【０１２１】また、ＰＮ符号にはデータ周期に比べて十
分長い周期を有する符号を使用する。というのは、符号
分割多重化された信号を受信機側で復調する際、符号分
割多重化に使用した周期以上であれば多重分離が可能で
あるが、移動体通信はマルチパスフェージングと呼ばれ
る特殊な環境下にあり、ビルなどで反射された信号の遅
延時間が符号分割多重化に使用した符号の周期以上であ
る場合、先行波と遅延波との区別ができないために符号
間干渉と呼ばれる信号伝送特性の劣化が生じるためであ
る。
分長い周期を有する符号を使用する。というのは、符号
分割多重化された信号を受信機側で復調する際、符号分
割多重化に使用した周期以上であれば多重分離が可能で
あるが、移動体通信はマルチパスフェージングと呼ばれ
る特殊な環境下にあり、ビルなどで反射された信号の遅
延時間が符号分割多重化に使用した符号の周期以上であ
る場合、先行波と遅延波との区別ができないために符号
間干渉と呼ばれる信号伝送特性の劣化が生じるためであ
る。
【０１２２】これに対して、観測される遅延時間以上の
周期のＰＮ符号を使用し、陪直交信号に対してはＰＮ符
号を周期系列ではなく部分系列として乗積することによ
り、たとえ問題となる遅延時間以上の遅延波が存在した
としても、見掛け上異なるＰＮ系列が乗積されているこ
とになるから、受信側で遅延波を容易に分離識別するこ
とが可能になる。この場合さらに、受信側においてＲＡ
ＫＥ受信と呼ばれる分離識別した遅延波成分も復調情報
として使用する技術を導入することが可能となるので、
復調特性を改善することができる。
周期のＰＮ符号を使用し、陪直交信号に対してはＰＮ符
号を周期系列ではなく部分系列として乗積することによ
り、たとえ問題となる遅延時間以上の遅延波が存在した
としても、見掛け上異なるＰＮ系列が乗積されているこ
とになるから、受信側で遅延波を容易に分離識別するこ
とが可能になる。この場合さらに、受信側においてＲＡ
ＫＥ受信と呼ばれる分離識別した遅延波成分も復調情報
として使用する技術を導入することが可能となるので、
復調特性を改善することができる。
【０１２３】図１５は図２（ａ）に示した拡散変調部２
０およびキャリア変調部３０の他の構成例を示す図であ
る。符号分割多重化手段１３０ｅ（図１に示す実施の形
態１においては１３０ａに対応）の出力信号は拡散変調
部２０ｂにて２分岐された後、ＢＰＳＫ拡散変調器２２
ｂ，２２ｃにて異なるＰＮ符号ＰＮ−Ｉ，ＰＮ−Ｑによ
ってそれぞれＢＰＳＫ拡散変調される。拡散変調部２０
ｂの２系統の出力はキャリア変調部３０ｂに入力され、
Ｄ／Ａ変換器３１ｂおよび３１ｃにてそれぞれＤ／Ａ変
換された後、ＱＰＳＫ変調器３４ａにてＱＰＳＫ変調さ
れる。図１６にＱＰＳＫキャリア変調器３４ａの構成例
を示す。
０およびキャリア変調部３０の他の構成例を示す図であ
る。符号分割多重化手段１３０ｅ（図１に示す実施の形
態１においては１３０ａに対応）の出力信号は拡散変調
部２０ｂにて２分岐された後、ＢＰＳＫ拡散変調器２２
ｂ，２２ｃにて異なるＰＮ符号ＰＮ−Ｉ，ＰＮ−Ｑによ
ってそれぞれＢＰＳＫ拡散変調される。拡散変調部２０
ｂの２系統の出力はキャリア変調部３０ｂに入力され、
Ｄ／Ａ変換器３１ｂおよび３１ｃにてそれぞれＤ／Ａ変
換された後、ＱＰＳＫ変調器３４ａにてＱＰＳＫ変調さ
れる。図１６にＱＰＳＫキャリア変調器３４ａの構成例
を示す。
【０１２４】図１５に示すＢＰＳＫ拡散変調器２２ｂ，
２２ｃにてスペクトル拡散に用いる拡散符号ＰＮ−Ｉお
よびＰＮ−Ｑは、図１２に示したＢＰＳＫ拡散変調器２
２ａで使用する拡散符号ＰＮ−Ｉと同様な性質、符号速
度、周期の拡散符号であるが、２種類使用する点が異な
る。
２２ｃにてスペクトル拡散に用いる拡散符号ＰＮ−Ｉお
よびＰＮ−Ｑは、図１２に示したＢＰＳＫ拡散変調器２
２ａで使用する拡散符号ＰＮ−Ｉと同様な性質、符号速
度、周期の拡散符号であるが、２種類使用する点が異な
る。
【０１２５】図１５に示す拡散変調部２０ｂのように同
一の多重化信号を２種類のＰＮ符号で拡散変調を行う
と、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均一化
できる。というのは、ＢＰＳＫ信号の場合、遅延波ある
いは他の送信信号による干渉波と希望波とのキャリアの
位相差が±９０度のときはキャリア軸で直交するから干
渉要因とはならないが、位相差が０度または１８０度の
ときは大きな干渉要因となる。位相差は一般にランダム
であるから、システムは位相差によって伝送品質が大き
く変化して不安定となるが、２種類のＰＮ符号で拡散変
調すると干渉波と希望波との間の干渉量は位相差に依ら
ずに均一化されるからである。
一の多重化信号を２種類のＰＮ符号で拡散変調を行う
と、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均一化
できる。というのは、ＢＰＳＫ信号の場合、遅延波ある
いは他の送信信号による干渉波と希望波とのキャリアの
位相差が±９０度のときはキャリア軸で直交するから干
渉要因とはならないが、位相差が０度または１８０度の
ときは大きな干渉要因となる。位相差は一般にランダム
であるから、システムは位相差によって伝送品質が大き
く変化して不安定となるが、２種類のＰＮ符号で拡散変
調すると干渉波と希望波との間の干渉量は位相差に依ら
ずに均一化されるからである。
【０１２６】図１７は図２（ａ）に示した拡散変調部２
０およびキャリア変調部３０のさらに他の構成例を示す
図である。２つの符号分割多重化手段１３０ｆおよび１
３０ｇ（図１に示す実施の形態１においては複数の１３
０ａに対応）の出力の符号分割多重化信号は拡散変調部
２０ｃにおいて、それぞれ別個のＢＰＳＫ拡散変調器２
２ｄおよび２２ｅにて２種類のＰＮ符号ＰＮ−Ｉ，ＰＮ
−ＱによってそれぞれＢＰＳＫ拡散変調される。拡散変
調部２０ｃの２系統の出力はキャリア変調部３０ｃに入
力され、Ｄ／Ａ変換器３１ｄおよび３１ｅにてそれぞれ
Ｄ／Ａ変換された後、ＱＰＳＫ変調器３４ｂにてＱＰＳ
Ｋ変調される。
０およびキャリア変調部３０のさらに他の構成例を示す
図である。２つの符号分割多重化手段１３０ｆおよび１
３０ｇ（図１に示す実施の形態１においては複数の１３
０ａに対応）の出力の符号分割多重化信号は拡散変調部
２０ｃにおいて、それぞれ別個のＢＰＳＫ拡散変調器２
２ｄおよび２２ｅにて２種類のＰＮ符号ＰＮ−Ｉ，ＰＮ
−ＱによってそれぞれＢＰＳＫ拡散変調される。拡散変
調部２０ｃの２系統の出力はキャリア変調部３０ｃに入
力され、Ｄ／Ａ変換器３１ｄおよび３１ｅにてそれぞれ
Ｄ／Ａ変換された後、ＱＰＳＫ変調器３４ｂにてＱＰＳ
Ｋ変調される。
【０１２７】図６では陪直交信号発生手段１２１，１２
２ａから１２５ａが４データビットに対して１つの陪直
交信号を生成し、その系列長が８である場合を示した。
いま、６データビットに対して１つの陪直交信号を生成
する陪直交信号発生手段を用いたとすると得られる陪直
交信号の系列長は３２となる。すなわち、５データビッ
トで３２種類の系列信号を選択し、残りの１データビッ
トで系列の極性を決定する。陪直交信号を使用すると誤
り訂正符号と同様に伝送特性の改善を図ることができる
が、その一方で所要帯域幅が増大する。すなわち、４デ
ータビットで系列長８の場合は２倍（８／２）の帯域幅
増大であるが、６ビットで系列長３２の場合は約５．３
倍（３２／６）帯域幅が増大する。伝送帯域幅が固定さ
れている場合、この帯域幅の増大は図１に示した第１の
符号分割多重化手段１３０ａにおける多重化数の減少を
引き起こす。
２ａから１２５ａが４データビットに対して１つの陪直
交信号を生成し、その系列長が８である場合を示した。
いま、６データビットに対して１つの陪直交信号を生成
する陪直交信号発生手段を用いたとすると得られる陪直
交信号の系列長は３２となる。すなわち、５データビッ
トで３２種類の系列信号を選択し、残りの１データビッ
トで系列の極性を決定する。陪直交信号を使用すると誤
り訂正符号と同様に伝送特性の改善を図ることができる
が、その一方で所要帯域幅が増大する。すなわち、４デ
ータビットで系列長８の場合は２倍（８／２）の帯域幅
増大であるが、６ビットで系列長３２の場合は約５．３
倍（３２／６）帯域幅が増大する。伝送帯域幅が固定さ
れている場合、この帯域幅の増大は図１に示した第１の
符号分割多重化手段１３０ａにおける多重化数の減少を
引き起こす。
【０１２８】これに対して、図１７に示すようにキャリ
ア変調としてＱＰＳＫを使用し、それぞれに符号分割多
重化手段１３０ｆ，１３０ｇの出力を入力すると最大多
重化数は２倍に増大する。ただし、このことは直ちに同
時通信ユーザ数が２倍に増大することを意味しない。な
ぜならば、独立ユーザ数の増大は干渉電力の増大を招
き、所要伝送品質が得られないからである。しかしなが
ら、同一ユーザのデータ送信に系列長の長い陪直交信号
伝送を適用すると、系列長（あるいは見掛け上の多重
数）が増えても総合した送信データ１ビット当たりの送
信エネルギーは同一に保たれるから、総合干渉電力の増
大にはつながらず、逆に高品質な伝送特性が実現できる
から、所要送信電力の低減などが期待できる。
ア変調としてＱＰＳＫを使用し、それぞれに符号分割多
重化手段１３０ｆ，１３０ｇの出力を入力すると最大多
重化数は２倍に増大する。ただし、このことは直ちに同
時通信ユーザ数が２倍に増大することを意味しない。な
ぜならば、独立ユーザ数の増大は干渉電力の増大を招
き、所要伝送品質が得られないからである。しかしなが
ら、同一ユーザのデータ送信に系列長の長い陪直交信号
伝送を適用すると、系列長（あるいは見掛け上の多重
数）が増えても総合した送信データ１ビット当たりの送
信エネルギーは同一に保たれるから、総合干渉電力の増
大にはつながらず、逆に高品質な伝送特性が実現できる
から、所要送信電力の低減などが期待できる。
【０１２９】また、データ数や使用する陪直交信号が同
一の場合でも、多重化度を半分にして２つの多重化出力
信号として、それぞれ個別に拡散を行うことも考えられ
る。符号分割多重化の多重数を見ると、陪直交信号を用
いることにより４ビット情報が２値系列となり、そのま
ま多重化する場合に比べて多値レベル数が小さくなる効
果が既に得られているが、さらに多重度を２分割するか
ら符号分割多重化による多値レベル数をさらに小さくす
ることができる。
一の場合でも、多重化度を半分にして２つの多重化出力
信号として、それぞれ個別に拡散を行うことも考えられ
る。符号分割多重化の多重数を見ると、陪直交信号を用
いることにより４ビット情報が２値系列となり、そのま
ま多重化する場合に比べて多値レベル数が小さくなる効
果が既に得られているが、さらに多重度を２分割するか
ら符号分割多重化による多値レベル数をさらに小さくす
ることができる。
【０１３０】多値レベル数が小さくなると、ピーク電力
を低減することが可能となる。というのは、２値系列
（＋１，−１）の平均電力は振幅の絶対値の２乗を２で
割った値となるから（１／２）となる。独立な情報を有
する同様な２値系列を４チャネル同時に送信する場合の
総合電力は４×（１／２）＝２となる。一方、電力が２
である２値系列の振幅は（＋２，−２）となる。したが
って、陪直交信号伝送を行う場合、（＋２，−２）の振
幅レベルで伝送することになる。これに対して、（＋
１，−１）の２値系列を４チャネル符号分割多重する場
合には、その合計振幅値は各チャネルの系列に依存する
から、全て＋１の場合、全て−１の場合、３チャネルが
＋１で残りが−１の場合のように全ての場合について調
べてみると、（＋４，＋２，０，−２，−４）のいずれ
かの振幅となる。送信電力を必要としない振幅０となる
場合がある一方で、＋４、−４の振幅で送信する必要も
生じる。この場合のピーク電力は８となり、定常的に２
である陪直交信号伝送に比べて大きな値となる。
を低減することが可能となる。というのは、２値系列
（＋１，−１）の平均電力は振幅の絶対値の２乗を２で
割った値となるから（１／２）となる。独立な情報を有
する同様な２値系列を４チャネル同時に送信する場合の
総合電力は４×（１／２）＝２となる。一方、電力が２
である２値系列の振幅は（＋２，−２）となる。したが
って、陪直交信号伝送を行う場合、（＋２，−２）の振
幅レベルで伝送することになる。これに対して、（＋
１，−１）の２値系列を４チャネル符号分割多重する場
合には、その合計振幅値は各チャネルの系列に依存する
から、全て＋１の場合、全て−１の場合、３チャネルが
＋１で残りが−１の場合のように全ての場合について調
べてみると、（＋４，＋２，０，−２，−４）のいずれ
かの振幅となる。送信電力を必要としない振幅０となる
場合がある一方で、＋４、−４の振幅で送信する必要も
生じる。この場合のピーク電力は８となり、定常的に２
である陪直交信号伝送に比べて大きな値となる。
【０１３１】このように、ピーク電力を抑えることがで
きれば、アナログ部を構成する増幅器の線形性に対する
要求を緩和することができるから、送信装置の小型化や
低消費電力化が実現する。
きれば、アナログ部を構成する増幅器の線形性に対する
要求を緩和することができるから、送信装置の小型化や
低消費電力化が実現する。
【０１３２】図１７において、スペクトル拡散に用いる
拡散符号については図１５の場合と同様である。すなわ
ちスペクトル拡散に使用するＰＮ符号系列には、ＧＯＬ
Ｄ符号系列、Ｍ系列などのランダムな符号系列を用い
る。符号速度は符号分割多重化に用いた直交符号の符号
速度以上であれば良いが、陪直交信号、直交符号による
多重化等符号空間の効率的使用を考慮すると、符号分割
多重化に用いられた直交符号と同程度が望ましい。ま
た、ＰＮ符号にはデータ周期に比べて十分長い周期を有
する符号を使用する。
拡散符号については図１５の場合と同様である。すなわ
ちスペクトル拡散に使用するＰＮ符号系列には、ＧＯＬ
Ｄ符号系列、Ｍ系列などのランダムな符号系列を用い
る。符号速度は符号分割多重化に用いた直交符号の符号
速度以上であれば良いが、陪直交信号、直交符号による
多重化等符号空間の効率的使用を考慮すると、符号分割
多重化に用いられた直交符号と同程度が望ましい。ま
た、ＰＮ符号にはデータ周期に比べて十分長い周期を有
する符号を使用する。
【０１３３】図１８は図２に示した拡散変調部２０およ
びキャリア変調部３０のさらに他の構成例を示す図であ
る。２つの符号分割多重化手段１３０ｈおよび１３０ｉ
（図１に示す実施の形態１では複数の１３０ａに対応）
の出力の符号分割多重化信号は拡散変調部２０ｄ内のＱ
ＰＳＫ拡散変調器２４にて２種類のＰＮ符号ＰＮ−Ｉお
よびＰＮ−ＱによってＱＰＳＫ拡散変調される。拡散変
調部２０ｄの２系統の出力はキャリア変調部３０ｄに入
力され、Ｄ／Ａ変換器３１ｆおよび３１ｇにてそれぞれ
Ｄ／Ａ変換された後、ＱＰＳＫ変調器３４ｃにてＱＰＳ
Ｋ変調される。ＱＰＳＫ拡散変調器３４ｃの構成例を図
１９に示す。２つの符号分割多重化信号Ｄ−ＩおよびＤ
−Ｑは、２つの拡散符号ＰＮ−ＩおよびＰＮ−Ｑにより
図１９に示す組合せで、乗算、加算されて２つの出力と
なる。Ｄ−Ｉ信号、Ｄ−Ｑ信号をそれぞれｄＩ，ｄＱ、
２つの拡散符号ＰＮ−Ｉ，ＰＮ−ＱをＰＮＩ，ＰＮＱと
表記すると、入力信号は複素信号表現でｄＩ＋ｊｄＱと
表せる。ＱＰＳＫ拡散変調は、この入力信号に対してＰ
ＮＩ＋ｊＰＮＱを乗積した後、実数成分を同相軸成分と
し、虚数成分を直交軸成分として出力する。すなわち、 （ｄＩ＋ｊｄＱ）×（ＰＮＩ＋ｊＰＮＱ） ＝（ｄＩ×ＰＮＩ−ｄＱ×ＰＮＱ）＋ｊ（ｄＩ×ＰＮＱ＋ｄＱ×ＰＮＩ） と計算される。図１９は乗積と乗積結果の加算の組合せ
を示したものである。
びキャリア変調部３０のさらに他の構成例を示す図であ
る。２つの符号分割多重化手段１３０ｈおよび１３０ｉ
（図１に示す実施の形態１では複数の１３０ａに対応）
の出力の符号分割多重化信号は拡散変調部２０ｄ内のＱ
ＰＳＫ拡散変調器２４にて２種類のＰＮ符号ＰＮ−Ｉお
よびＰＮ−ＱによってＱＰＳＫ拡散変調される。拡散変
調部２０ｄの２系統の出力はキャリア変調部３０ｄに入
力され、Ｄ／Ａ変換器３１ｆおよび３１ｇにてそれぞれ
Ｄ／Ａ変換された後、ＱＰＳＫ変調器３４ｃにてＱＰＳ
Ｋ変調される。ＱＰＳＫ拡散変調器３４ｃの構成例を図
１９に示す。２つの符号分割多重化信号Ｄ−ＩおよびＤ
−Ｑは、２つの拡散符号ＰＮ−ＩおよびＰＮ−Ｑにより
図１９に示す組合せで、乗算、加算されて２つの出力と
なる。Ｄ−Ｉ信号、Ｄ−Ｑ信号をそれぞれｄＩ，ｄＱ、
２つの拡散符号ＰＮ−Ｉ，ＰＮ−ＱをＰＮＩ，ＰＮＱと
表記すると、入力信号は複素信号表現でｄＩ＋ｊｄＱと
表せる。ＱＰＳＫ拡散変調は、この入力信号に対してＰ
ＮＩ＋ｊＰＮＱを乗積した後、実数成分を同相軸成分と
し、虚数成分を直交軸成分として出力する。すなわち、 （ｄＩ＋ｊｄＱ）×（ＰＮＩ＋ｊＰＮＱ） ＝（ｄＩ×ＰＮＩ−ｄＱ×ＰＮＱ）＋ｊ（ｄＩ×ＰＮＱ＋ｄＱ×ＰＮＩ） と計算される。図１９は乗積と乗積結果の加算の組合せ
を示したものである。
【０１３４】図１８に示すように２つの多重化データに
ＱＰＳＫ拡散変調を行う場合も図１５に示したものと同
様に干渉量を均一化できる。すなわち、図１７に示した
ように１つの多重化信号に対して拡散変調がＢＰＳＫの
場合、２つの多重化信号はそれぞれ独立な信号であるか
ら、干渉成分の位相差によって一方の成分はほとんど影
響を受けずに他方の成分が大きな影響を受けるような場
合が存在する。そこで、図１８に示すように２つの拡散
符号により拡散変調を行うと干渉成分の位相差に起因す
る影響のバラ付きを均一化できる。また、図１８に示す
ように２つの符号分割多重化信号を生成することは、図
１７で示したのと同様な効果がある。すなわち、キャリ
ア変調としてＱＰＳＫを使用し、それぞれに符号分割多
重化手段１３０ｈ，１３０ｉの出力を入力すると最大多
重化数は２倍に増大する。このことは同時通信ユーザ数
が２倍に増大することを意味しないが、所要送信電力の
低減などが実現する。また、符号分割多重化による多値
レベル数をさらに小さくすることができるから、ピーク
電力を低減することが可能となる。この結果、アナログ
部を構成する増幅器の線形性に対する要求を緩和するこ
とができるから、送信装置の小型化や低消費電力化が実
現する。
ＱＰＳＫ拡散変調を行う場合も図１５に示したものと同
様に干渉量を均一化できる。すなわち、図１７に示した
ように１つの多重化信号に対して拡散変調がＢＰＳＫの
場合、２つの多重化信号はそれぞれ独立な信号であるか
ら、干渉成分の位相差によって一方の成分はほとんど影
響を受けずに他方の成分が大きな影響を受けるような場
合が存在する。そこで、図１８に示すように２つの拡散
符号により拡散変調を行うと干渉成分の位相差に起因す
る影響のバラ付きを均一化できる。また、図１８に示す
ように２つの符号分割多重化信号を生成することは、図
１７で示したのと同様な効果がある。すなわち、キャリ
ア変調としてＱＰＳＫを使用し、それぞれに符号分割多
重化手段１３０ｈ，１３０ｉの出力を入力すると最大多
重化数は２倍に増大する。このことは同時通信ユーザ数
が２倍に増大することを意味しないが、所要送信電力の
低減などが実現する。また、符号分割多重化による多値
レベル数をさらに小さくすることができるから、ピーク
電力を低減することが可能となる。この結果、アナログ
部を構成する増幅器の線形性に対する要求を緩和するこ
とができるから、送信装置の小型化や低消費電力化が実
現する。
【０１３５】実施の形態２．
図２０は図２（ａ）に示した多重化部１０の他の構成を
示す図であり、図において、１０ｂは多重化部、１００
はパイロットチャネル（ｐｉｌｏｔ）の入力端子、１０
１から１０４は低速データＤ１からＤ４の入力端子、１
０５，１０６は中速データの入力端子、１０７は高速デ
ータの入力端子、１０８，１０９は高速データの入力端
子、１１２は第２の時分割多重化手段ＴＤＭ（Ｂ），１
２２ｂ，１２３ｂ，１２４ｂ，１２５ｂは陪直交信号発
生手段ＢＯＲＴ、１２６は第２の符号分割多重化手段Ｃ
ＤＭ（Ｂ）、１３０ｂは第１の符号分割多重化手段、１
４０は出力端子、１０１０から１０１３は低速データＤ
９からＤ１２の入力端子である。図２０に示す多重化部
１０ｂにおいては、通信要求に応じて時分割多重化後陪
直交変調する中速レート、時分割多重化せず陪直交変調
する高速レート、２段階の符号分割多重化を行う低速レ
ートの各データ数を適宜割り当てることができる。
示す図であり、図において、１０ｂは多重化部、１００
はパイロットチャネル（ｐｉｌｏｔ）の入力端子、１０
１から１０４は低速データＤ１からＤ４の入力端子、１
０５，１０６は中速データの入力端子、１０７は高速デ
ータの入力端子、１０８，１０９は高速データの入力端
子、１１２は第２の時分割多重化手段ＴＤＭ（Ｂ），１
２２ｂ，１２３ｂ，１２４ｂ，１２５ｂは陪直交信号発
生手段ＢＯＲＴ、１２６は第２の符号分割多重化手段Ｃ
ＤＭ（Ｂ）、１３０ｂは第１の符号分割多重化手段、１
４０は出力端子、１０１０から１０１３は低速データＤ
９からＤ１２の入力端子である。図２０に示す多重化部
１０ｂにおいては、通信要求に応じて時分割多重化後陪
直交変調する中速レート、時分割多重化せず陪直交変調
する高速レート、２段階の符号分割多重化を行う低速レ
ートの各データ数を適宜割り当てることができる。
【０１３６】次に動作について説明する。中速レートの
データＤ５，Ｄ６は第２の時分割多重化手段１１２にて
時分割多重化され、高速レート（Ｄ７，Ｄ８）と同一レ
ートとなり、それぞれ陪直交信号発生手段１２２ｂから
１２５ｂにて陪直交信号に変換された後、第１の符号分
割多重化手段１３０ｂに入力される。第２の時分割多重
化手段１１２には中速レート（Ｄ５，Ｄ６）だけが入力
される点が、図１に示した実施の形態１による第１の時
分割多重化手段１１０と異なる。一方、低速レートのデ
ータＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１２は陪直交信号に変換
されず、第２の符号分割多重化手段１２６にて符号速度
が陪直交信号の符号速度と同一になるように予め符号分
割多重化される。その後、第１の符号分割多重化手段１
３０ｂに入力され、時分割多重化後陪直交信号に変換さ
れた中速レートのデータＤ５，Ｄ６、および直接、陪直
交信号に変換された高速レートのデータＤ７，Ｄ８など
と符号分割多重化される。
データＤ５，Ｄ６は第２の時分割多重化手段１１２にて
時分割多重化され、高速レート（Ｄ７，Ｄ８）と同一レ
ートとなり、それぞれ陪直交信号発生手段１２２ｂから
１２５ｂにて陪直交信号に変換された後、第１の符号分
割多重化手段１３０ｂに入力される。第２の時分割多重
化手段１１２には中速レート（Ｄ５，Ｄ６）だけが入力
される点が、図１に示した実施の形態１による第１の時
分割多重化手段１１０と異なる。一方、低速レートのデ
ータＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１２は陪直交信号に変換
されず、第２の符号分割多重化手段１２６にて符号速度
が陪直交信号の符号速度と同一になるように予め符号分
割多重化される。その後、第１の符号分割多重化手段１
３０ｂに入力され、時分割多重化後陪直交信号に変換さ
れた中速レートのデータＤ５，Ｄ６、および直接、陪直
交信号に変換された高速レートのデータＤ７，Ｄ８など
と符号分割多重化される。
【０１３７】図２０に示す多重化部１０ｂに入力される
低速レートのデータＤ１からＤ４、中速レートのデータ
Ｄ５，Ｄ６、および高速レートのデータＤ７，Ｄ８の速
度関係は図３（ａ）から（ｉ）に示したものと同一であ
る。この実施の形態２で新たに端子１０１０から１０１
３に入力される低速レートのデータＤ９からＤ１２の速
度は、低速レートのデータＤ１からＤ４と同一である。
すなわち、速度関係は図３（ａ）から（ｄ）に示したも
のと同一である。
低速レートのデータＤ１からＤ４、中速レートのデータ
Ｄ５，Ｄ６、および高速レートのデータＤ７，Ｄ８の速
度関係は図３（ａ）から（ｉ）に示したものと同一であ
る。この実施の形態２で新たに端子１０１０から１０１
３に入力される低速レートのデータＤ９からＤ１２の速
度は、低速レートのデータＤ１からＤ４と同一である。
すなわち、速度関係は図３（ａ）から（ｄ）に示したも
のと同一である。
【０１３８】第２の時分割多重化手段１１２における中
速レートの時分割多重化方法は図４（ｂ）と同一であ
る。すなわち、中速レートのデータＤ５，Ｄ６は高速レ
ートのデータＤ７，８Ｄのレートと同一になるように時
間圧縮される。
速レートの時分割多重化方法は図４（ｂ）と同一であ
る。すなわち、中速レートのデータＤ５，Ｄ６は高速レ
ートのデータＤ７，８Ｄのレートと同一になるように時
間圧縮される。
【０１３９】陪直交信号発生手段１２２ｂから１２５ｂ
の動作および装置構成は図６（ａ）から図６（ｃ）と同
一である。また、それぞれの出力は図７（ｂ）から図７
（ｅ）が同一である。すなわち、２値系列の陪直交信号
を４ビットデータから生成する構成であるから、簡単に
生成することができ、ハードウェアの規模を小さくする
ことができる。
の動作および装置構成は図６（ａ）から図６（ｃ）と同
一である。また、それぞれの出力は図７（ｂ）から図７
（ｅ）が同一である。すなわち、２値系列の陪直交信号
を４ビットデータから生成する構成であるから、簡単に
生成することができ、ハードウェアの規模を小さくする
ことができる。
【０１４０】図２１に第２の符号分割多重化手段１２６
による低速レートのデータＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１
２の多重化の方法を示す。低速レートのデータＤ１から
Ｄ４、Ｄ９からＤ１２に対して多重化用の符号Ｃｏｄｅ
ｗ８（０），Ｃｏｄｅ ｗ８（１），Ｃｏｄｅ ｗ８
（２），Ｃｏｄｅ ｗ８（３），Ｃｏｄｅ ｗ８
（４），Ｃｏｄｅ ｗ８（５），Ｃｏｄｅ ｗ８
（６），Ｃｏｄｅ ｗ８（７）が割り当てられ、それぞ
れ入力データと乗積された後加算される。低速レートの
データであるため、各データの持続時間はＴである。図
２２に第２の符号分割多重化手段１２６の構成例を示
す。基本的な構成は図９に示した第１の符号分割多重化
手段１３０ａと同じである。すなわち、低速レートのデ
ータＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１２と、直交符号系発生
手段１２７０が発生する多重化用符号Ｃｏｄｅｗ８
（０），Ｃｏｄｅ ｗ８（１），Ｃｏｄｅ ｗ８
（２），Ｃｏｄｅ ｗ８（３），Ｃｏｄｅ ｗ８
（４），Ｃｏｄｅ ｗ８（５），Ｃｏｄｅ ｗ８
（６），Ｃｏｄｅ ｗ８（７）とが乗積器１２６０から
１２６７にて乗積された後、加算回路１２８０にて加算
されて出力される。
による低速レートのデータＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１
２の多重化の方法を示す。低速レートのデータＤ１から
Ｄ４、Ｄ９からＤ１２に対して多重化用の符号Ｃｏｄｅ
ｗ８（０），Ｃｏｄｅ ｗ８（１），Ｃｏｄｅ ｗ８
（２），Ｃｏｄｅ ｗ８（３），Ｃｏｄｅ ｗ８
（４），Ｃｏｄｅ ｗ８（５），Ｃｏｄｅ ｗ８
（６），Ｃｏｄｅ ｗ８（７）が割り当てられ、それぞ
れ入力データと乗積された後加算される。低速レートの
データであるため、各データの持続時間はＴである。図
２２に第２の符号分割多重化手段１２６の構成例を示
す。基本的な構成は図９に示した第１の符号分割多重化
手段１３０ａと同じである。すなわち、低速レートのデ
ータＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１２と、直交符号系発生
手段１２７０が発生する多重化用符号Ｃｏｄｅｗ８
（０），Ｃｏｄｅ ｗ８（１），Ｃｏｄｅ ｗ８
（２），Ｃｏｄｅ ｗ８（３），Ｃｏｄｅ ｗ８
（４），Ｃｏｄｅ ｗ８（５），Ｃｏｄｅ ｗ８
（６），Ｃｏｄｅ ｗ８（７）とが乗積器１２６０から
１２６７にて乗積された後、加算回路１２８０にて加算
されて出力される。
【０１４１】第２の符号分割多重化手段１２６における
多重化数は上限が陪直交信号発生手段１２２ｂから１２
５ｂで使用される陪直交信号の符号系列数と同一にな
る。図６に示した例では陪直交信号として系列長８の符
号を使用しているが、その場合図２０に示すこの実施の
形態２による第２の符号分割多重化手段１２６に系列長
として最大で８の符号を用いることができ、多重化数の
上限も８となる。すなわち、多重化に用いる直交符号は
最大８種類用意され、その符号速度は８／Ｔとなる。実
際には、通信要求に応じて多重化数の上限８以下で必要
な数の多重化を行う。なお、陪直交信号に使用する符号
の系列長が変化すれば、それに応じて多重化数の上限
（陪直交信号の系列長に相当）も変化する。
多重化数は上限が陪直交信号発生手段１２２ｂから１２
５ｂで使用される陪直交信号の符号系列数と同一にな
る。図６に示した例では陪直交信号として系列長８の符
号を使用しているが、その場合図２０に示すこの実施の
形態２による第２の符号分割多重化手段１２６に系列長
として最大で８の符号を用いることができ、多重化数の
上限も８となる。すなわち、多重化に用いる直交符号は
最大８種類用意され、その符号速度は８／Ｔとなる。実
際には、通信要求に応じて多重化数の上限８以下で必要
な数の多重化を行う。なお、陪直交信号に使用する符号
の系列長が変化すれば、それに応じて多重化数の上限
（陪直交信号の系列長に相当）も変化する。
【０１４２】第２の符号分割多重化手段１２６は基本的
な構成が図９に示した第１の符号分割多重化手段１３０
ａと同一ではあるが、入力データの種類、動作速度、多
重化数の上限に対する制約などが異なる。直交符号系発
生手段１２７０においても、簡単な構成で実現できるこ
とからＷａｌｓｈ関数系を用いるのが望ましく、この実
施の形態２においてもＷａｌｓｈ関数を用いる方法を説
明する。
な構成が図９に示した第１の符号分割多重化手段１３０
ａと同一ではあるが、入力データの種類、動作速度、多
重化数の上限に対する制約などが異なる。直交符号系発
生手段１２７０においても、簡単な構成で実現できるこ
とからＷａｌｓｈ関数系を用いるのが望ましく、この実
施の形態２においてもＷａｌｓｈ関数を用いる方法を説
明する。
【０１４３】Ｗａｌｓｈ関数を発生させる直交符号系発
生手段の基本構成は図１１に示した直交符号系発生手段
１３２０と同じである。ただし、動作速度が異なるので
入力されるクロック速度が異なる。基本となる符号速度
は（８／Ｔ）であり（１／Ｔｍｃ）に一致する。したが
って、３種類のクロックはそれぞれ（１／Ｔｍｃ）の１
／２倍、１／４倍、１／８倍のクロックである。動作速
度が異なるので図２１および図２２においてはＷａｌｓ
ｈ関数の表示をｗ８（０）からｗ８（７）として、第１
の符号分割多重化手段１３０ｂで用いるＷａｌｓｈ関数
Ｗ８（０）からＷ８（７）と区別している。
生手段の基本構成は図１１に示した直交符号系発生手段
１３２０と同じである。ただし、動作速度が異なるので
入力されるクロック速度が異なる。基本となる符号速度
は（８／Ｔ）であり（１／Ｔｍｃ）に一致する。したが
って、３種類のクロックはそれぞれ（１／Ｔｍｃ）の１
／２倍、１／４倍、１／８倍のクロックである。動作速
度が異なるので図２１および図２２においてはＷａｌｓ
ｈ関数の表示をｗ８（０）からｗ８（７）として、第１
の符号分割多重化手段１３０ｂで用いるＷａｌｓｈ関数
Ｗ８（０）からＷ８（７）と区別している。
【０１４４】図２０に示す実施の形態２の第１の符号分
割多重化手段１３０ｂによる多重化方法を図２３に示
す。中速レートのデータＢ５，Ｂ６および高速レートの
データＢ７，Ｂ８に関しては、図８に示した実施の形態
１の第１の符号分割多重化手段１３０ａによる多重化方
法と同様であり、装置構成も図９に示した実施の形態１
のものと同様である。ただし、図９の時分割多重後陪直
交信号に変換されたＴＤＭ１に相当する信号は、第２の
符号分割多重化手段１２６によって多重化された低速レ
ートの信号に変更される。
割多重化手段１３０ｂによる多重化方法を図２３に示
す。中速レートのデータＢ５，Ｂ６および高速レートの
データＢ７，Ｂ８に関しては、図８に示した実施の形態
１の第１の符号分割多重化手段１３０ａによる多重化方
法と同様であり、装置構成も図９に示した実施の形態１
のものと同様である。ただし、図９の時分割多重後陪直
交信号に変換されたＴＤＭ１に相当する信号は、第２の
符号分割多重化手段１２６によって多重化された低速レ
ートの信号に変更される。
【０１４５】図２０に示す多重化部１０ｂを構成する第
２の符号分割多重化手段１２６と第１の符号分割多重化
手段１３０ｂとのタイミング関係を図２４に示す。第１
の符号分割多重化手段１３０ｂおよび第２の符号分割多
重化手段１２６で同一のＷａｌｓｈ関数を用いている
が、動作速度が異なるからそれぞれ混同なく多重化が実
現される。
２の符号分割多重化手段１２６と第１の符号分割多重化
手段１３０ｂとのタイミング関係を図２４に示す。第１
の符号分割多重化手段１３０ｂおよび第２の符号分割多
重化手段１２６で同一のＷａｌｓｈ関数を用いている
が、動作速度が異なるからそれぞれ混同なく多重化が実
現される。
【０１４６】図２４において、図２４（ａ）は低速デー
タＤ２の１ビットを示し、ここではＤ２＝＋１の場合を
示している。図２４（ｂ）は第２の符号分割多重化手段
１２６で低速データＤ２の多重化に用いる多重化符号を
示している。すなわち、Ｄ２に割り当てられる多重化符
号はｗ８（１）であり、系列長８、周期Ｔ、符号間隔Ｔ
／８（＝Ｔｍｃ）である。図２４（ｃ）は第１の符号分
割多重化手段１３０ｂにおいて、第２の符号分割多重化
手段１２６の出力の多重化信号に割り当てられる直交符
号を示している。Ｄ２を含む符号分割多重化された低速
データにはＷ８（１）（図２３におけるＣｏｄｅ１に対
応）が割り当てられ、系列長８、周期Ｔ／８（＝Ｔｍ
ｃ）、符号間隔Ｔｏ（＝Ｔｍｃ／８）である。図２４
（ｄ）は陪直交信号発生手段１２２ｂが発生する陪直交
信号の一例を示し、図２３においてＣｏｄｅ２で多重化
される陪直交信号の１つを示している。この例は系列長
８、周期Ｔ、符号間隔（Ｔｍｃ＝Ｔ／８）であり、陪直
交信号としては＋Ｗ８（１）でる。この陪直交信号＋Ｗ
８（１）は入力データ（ｄ３，ｄ２，ｄ１，ｄ０）が
（０，０，１，０）＝（＋１，＋１，−１，＋１）の場
合の出力である。図２４（ｅ）は第１の符号分割多重化
手段１３０ｂで図２４（ｄ）に割り当てられる直交符号
を示し、図２３のＣｏｄｅ２（Ｗ８（２）に対応）の符
号を示しており、周期Ｔｍｃ（＝Ｔ／８）、系列長８、
符号間隔Ｔｏ（＝Ｔｍｃ／８＝Ｔ／６４）である。
タＤ２の１ビットを示し、ここではＤ２＝＋１の場合を
示している。図２４（ｂ）は第２の符号分割多重化手段
１２６で低速データＤ２の多重化に用いる多重化符号を
示している。すなわち、Ｄ２に割り当てられる多重化符
号はｗ８（１）であり、系列長８、周期Ｔ、符号間隔Ｔ
／８（＝Ｔｍｃ）である。図２４（ｃ）は第１の符号分
割多重化手段１３０ｂにおいて、第２の符号分割多重化
手段１２６の出力の多重化信号に割り当てられる直交符
号を示している。Ｄ２を含む符号分割多重化された低速
データにはＷ８（１）（図２３におけるＣｏｄｅ１に対
応）が割り当てられ、系列長８、周期Ｔ／８（＝Ｔｍ
ｃ）、符号間隔Ｔｏ（＝Ｔｍｃ／８）である。図２４
（ｄ）は陪直交信号発生手段１２２ｂが発生する陪直交
信号の一例を示し、図２３においてＣｏｄｅ２で多重化
される陪直交信号の１つを示している。この例は系列長
８、周期Ｔ、符号間隔（Ｔｍｃ＝Ｔ／８）であり、陪直
交信号としては＋Ｗ８（１）でる。この陪直交信号＋Ｗ
８（１）は入力データ（ｄ３，ｄ２，ｄ１，ｄ０）が
（０，０，１，０）＝（＋１，＋１，−１，＋１）の場
合の出力である。図２４（ｅ）は第１の符号分割多重化
手段１３０ｂで図２４（ｄ）に割り当てられる直交符号
を示し、図２３のＣｏｄｅ２（Ｗ８（２）に対応）の符
号を示しており、周期Ｔｍｃ（＝Ｔ／８）、系列長８、
符号間隔Ｔｏ（＝Ｔｍｃ／８＝Ｔ／６４）である。
【０１４７】第１の符号分割多重化手段１３０ｂにおい
て、例えば図２４（ｃ）あるいは図２４（ｅ）のように
周期Ｔｍｃ内で直交する直交符号をそれぞれ図２４
（ｂ）あるいは図２４（ｄ）と乗積した後加算すること
により多重化できることは、図８から図１０において説
明したとおりである。ところが、図２４（ｃ）に示す符
号は第２の符号分割多重化手段１２６の出力信号に対し
て共通に乗積される符号であるから、第２の符号分割多
重化手段１２６で多重化された信号に対しては識別する
ことができない。しかしながら、第２の符号分割多重化
手段１２６においては、周期Ｔの多重化符号であるｗ８
（０）からｗ８（７）のいずれかが乗算されているの
で、周期Ｔｍｃでの識別は不可能でも、周期Ｔに渡って
観測することによって識別が可能となるから、符号分割
多重化が実現される。
て、例えば図２４（ｃ）あるいは図２４（ｅ）のように
周期Ｔｍｃ内で直交する直交符号をそれぞれ図２４
（ｂ）あるいは図２４（ｄ）と乗積した後加算すること
により多重化できることは、図８から図１０において説
明したとおりである。ところが、図２４（ｃ）に示す符
号は第２の符号分割多重化手段１２６の出力信号に対し
て共通に乗積される符号であるから、第２の符号分割多
重化手段１２６で多重化された信号に対しては識別する
ことができない。しかしながら、第２の符号分割多重化
手段１２６においては、周期Ｔの多重化符号であるｗ８
（０）からｗ８（７）のいずれかが乗算されているの
で、周期Ｔｍｃでの識別は不可能でも、周期Ｔに渡って
観測することによって識別が可能となるから、符号分割
多重化が実現される。
【０１４８】図２０に示す多重化部１０ｂと図２に示し
た多重化部１０ａとの違いは、図２０に示す多重化部１
０ｂでは低速レートのデータが陪直交信号に変換されな
い点にある。ところで、データ通信において音声データ
は比較的低速であり、また、伝送品質に関連した所要誤
り率は１０-3（誤り訂正復号後）程度であると言われて
いる。一方、画像、コンピュータなどのデータは比較的
高速であるとともに所要誤り率は１０-5（誤り訂正復号
後）程度であると言われている。つまり、高速レートの
データほど高品質な伝送特性が要求され、低速レートの
データに対する伝送特性の要求は高速レートのデータに
比べて多少緩和される。
た多重化部１０ａとの違いは、図２０に示す多重化部１
０ｂでは低速レートのデータが陪直交信号に変換されな
い点にある。ところで、データ通信において音声データ
は比較的低速であり、また、伝送品質に関連した所要誤
り率は１０-3（誤り訂正復号後）程度であると言われて
いる。一方、画像、コンピュータなどのデータは比較的
高速であるとともに所要誤り率は１０-5（誤り訂正復号
後）程度であると言われている。つまり、高速レートの
データほど高品質な伝送特性が要求され、低速レートの
データに対する伝送特性の要求は高速レートのデータに
比べて多少緩和される。
【０１４９】図２０に示す多重化部１０ｂは図１に示し
た多重化部１０ａと同様に中速レートデータにも高速レ
ートデータと同様に陪直交信号伝送を適用できるから、
高品質なデータ伝送を柔軟に行うことができるととも
に、以上のような状況下においてレートに応じた伝送品
質を提供できる。また、伝送特性の要求が緩和される低
速レートのデータは陪直交信号に変換しないから、多重
化数をより多く確保できる効果もある。さらに、低速レ
ートに対する多重化数は図１に示す多重化部１０ａと同
数に設定し、残りの割り当て可能な符号分割多重化に使
用する直交符号をデータ伝送を高品質するための陪直交
信号に使用することも可能である。
た多重化部１０ａと同様に中速レートデータにも高速レ
ートデータと同様に陪直交信号伝送を適用できるから、
高品質なデータ伝送を柔軟に行うことができるととも
に、以上のような状況下においてレートに応じた伝送品
質を提供できる。また、伝送特性の要求が緩和される低
速レートのデータは陪直交信号に変換しないから、多重
化数をより多く確保できる効果もある。さらに、低速レ
ートに対する多重化数は図１に示す多重化部１０ａと同
数に設定し、残りの割り当て可能な符号分割多重化に使
用する直交符号をデータ伝送を高品質するための陪直交
信号に使用することも可能である。
【０１５０】拡散変調部２０およびキャリア変調部３０
の装置構成としては、図１に示した多重化部１０ａを用
いるときと同様に、図１２の構成、図１５の構成、図１
７の構成、および図１８の構成がある。すなわち、図１
２の構成によれば、第１の符号分割多重化手段１３０ｂ
の出力をＢＰＳＫ拡散変調した後ＢＰＳＫキャリア変調
する。図１５の構成によれば、第１の符号分割多重化手
段１３０ｂの出力を２種類のＰＮ符号ＰＮ−Ｉ、ＰＮ−
ＱでＢＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳＫキャリア変調す
る。図１７の構成によれば、第１の符号分割多重化手段
１３０ｂの２系統の出力を２種類のＰＮ符号ＰＮ−Ｉ，
ＰＮ−ＱでＢＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳＫキャリア変
調する。図１８の構成によれば、第１の符号分割多重化
手段１３０ｂの２系統の出力を２種類のＰＮ符号ＰＮ−
Ｉ，ＰＮ−ＱでＱＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳＫキャリ
ア変調する。
の装置構成としては、図１に示した多重化部１０ａを用
いるときと同様に、図１２の構成、図１５の構成、図１
７の構成、および図１８の構成がある。すなわち、図１
２の構成によれば、第１の符号分割多重化手段１３０ｂ
の出力をＢＰＳＫ拡散変調した後ＢＰＳＫキャリア変調
する。図１５の構成によれば、第１の符号分割多重化手
段１３０ｂの出力を２種類のＰＮ符号ＰＮ−Ｉ、ＰＮ−
ＱでＢＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳＫキャリア変調す
る。図１７の構成によれば、第１の符号分割多重化手段
１３０ｂの２系統の出力を２種類のＰＮ符号ＰＮ−Ｉ，
ＰＮ−ＱでＢＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳＫキャリア変
調する。図１８の構成によれば、第１の符号分割多重化
手段１３０ｂの２系統の出力を２種類のＰＮ符号ＰＮ−
Ｉ，ＰＮ−ＱでＱＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳＫキャリ
ア変調する。
【０１５１】図２０に示す多重化部１０ｂでは、図１に
示した多重化部１０ａと上記の構成をそれぞれ組み合わ
せることにより得られた効果に加えて、図１に示した多
重化部１０ａから図２０に示す多重化部１０ｂに変更し
たことにより、通信要求に応じて時分割多重化後陪直交
変調する中速レート、時分割多重化せず陪直交変調する
高速レート、２段階の符号分割多重化を行う低速レート
の各データ数を適宜割り当てることができるようにな
る。
示した多重化部１０ａと上記の構成をそれぞれ組み合わ
せることにより得られた効果に加えて、図１に示した多
重化部１０ａから図２０に示す多重化部１０ｂに変更し
たことにより、通信要求に応じて時分割多重化後陪直交
変調する中速レート、時分割多重化せず陪直交変調する
高速レート、２段階の符号分割多重化を行う低速レート
の各データ数を適宜割り当てることができるようにな
る。
【０１５２】実施の形態３．
図２５は実施の形態３による図２（ａ）に示した多重化
部１０を示す図であり、図において、１０ｃは多重化
部、１００はパイロットチャネル（ｐｉｌｏｔ）の入力
端子、１０１から１０４は低速データＤ１からＤ４の入
力端子、１０１０から１０１３は低速データＤ９からＤ
１２の入力端子、１０５，１０６は中速データＤ５，Ｄ
６の入力端子、１０７は高速データＤ７の入力端子、１
０８，１０９は高速データＤ８の入力端子、１１４は第
３の時分割多重化手段ＴＤＭ（Ｃ），１２２ｃ，１２３
ｃ，１２４ｃ，１２５ｃは陪直交信号発生手段ＢＯＲ
Ｔ、１２７は第３の符号分割多重化手段ＣＤＭ（Ｃ）、
１３０ｃは第１の符号分割多重化手段ＣＤＭ（Ａ）、１
４０は出力端子である。図２５に示す多重化部１０ｃに
おける各入力端子１００から１０４、１０１０から１０
１３、１０５から１０９の配置は図２０に示した多重化
部１０ｂと同じである。図２５に示す多重化部において
は、チャネルは通信要求に応じて、時分割多重化後陪直
交信号に変換する中速レート、時分割多重化せずに陪直
交信号に変換する高速レート、時分割多重化後２段階の
符号分割多重化を行う低速レートに分かれるが、チャネ
ルに割り当てるデータ数は適宜選択することができる。
部１０を示す図であり、図において、１０ｃは多重化
部、１００はパイロットチャネル（ｐｉｌｏｔ）の入力
端子、１０１から１０４は低速データＤ１からＤ４の入
力端子、１０１０から１０１３は低速データＤ９からＤ
１２の入力端子、１０５，１０６は中速データＤ５，Ｄ
６の入力端子、１０７は高速データＤ７の入力端子、１
０８，１０９は高速データＤ８の入力端子、１１４は第
３の時分割多重化手段ＴＤＭ（Ｃ），１２２ｃ，１２３
ｃ，１２４ｃ，１２５ｃは陪直交信号発生手段ＢＯＲ
Ｔ、１２７は第３の符号分割多重化手段ＣＤＭ（Ｃ）、
１３０ｃは第１の符号分割多重化手段ＣＤＭ（Ａ）、１
４０は出力端子である。図２５に示す多重化部１０ｃに
おける各入力端子１００から１０４、１０１０から１０
１３、１０５から１０９の配置は図２０に示した多重化
部１０ｂと同じである。図２５に示す多重化部において
は、チャネルは通信要求に応じて、時分割多重化後陪直
交信号に変換する中速レート、時分割多重化せずに陪直
交信号に変換する高速レート、時分割多重化後２段階の
符号分割多重化を行う低速レートに分かれるが、チャネ
ルに割り当てるデータ数は適宜選択することができる。
【０１５３】次に動作について説明する。低速レートの
データＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１２および中速レート
のデータＤ５，Ｄ６は第３の時分割多重化手段１１４に
入力され、それぞれのレートごとに時分割多重化され、
時分割多重化されない高速レートのデータＤ７，Ｄ８と
同一レートとなる。図２５に示す第３の時分割多重化手
段１１４と図１に示した第１の時分割多重化手段１１０
との違いは、第１の時分割多重化手段１１０は中速レー
トのデータＤ５，Ｄ６と低速レートのデータＤ１からＤ
４とを時分割多重化することを許容したが、第３の時分
割多重化手段１１４は中速レートのデータＤ５，Ｄ６
と、低速レートとのデータＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１
２とを時分割多重化することを許容しない点である。
データＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１２および中速レート
のデータＤ５，Ｄ６は第３の時分割多重化手段１１４に
入力され、それぞれのレートごとに時分割多重化され、
時分割多重化されない高速レートのデータＤ７，Ｄ８と
同一レートとなる。図２５に示す第３の時分割多重化手
段１１４と図１に示した第１の時分割多重化手段１１０
との違いは、第１の時分割多重化手段１１０は中速レー
トのデータＤ５，Ｄ６と低速レートのデータＤ１からＤ
４とを時分割多重化することを許容したが、第３の時分
割多重化手段１１４は中速レートのデータＤ５，Ｄ６
と、低速レートとのデータＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１
２とを時分割多重化することを許容しない点である。
【０１５４】時分割多重化された中速レートのデータお
よび時分割多重化されない高速レートのデータはそれぞ
れ陪直交信号発生手段１２２ｃから１２５ｃにて陪直交
信号に変換される。また、低速レートのデータは時分割
多重後、第３の符号分割多重化手段１２７にて符号分割
多重化される。第３の符号分割多重化手段１２７と図２
０に示した第２の符号分割多重化手段１２６との違い
は、多重化数が異なることである。すなわち、最大多重
化数の上限が、第２の符号分割多重化手段１２６では陪
直交符号化手段１２２ｂから１２５ｂが用いる陪直交信
号の符号系列数であったのに対し、第３の符号分割多重
化手段１２７ではさらに、陪直交信号の符号系列数を第
３の時分割多重化手段１１４で行った多重化数で除した
値になる。この実施の形態３では、低速レートのデータ
のレートは時分割多重化後、高速レートと同一になるか
ら見かけ上４Ｒになっているが、多重化数が４であるの
で、第３の符号分割多重化手段１２７における符号分割
多重化数の上限は２（＝８／４）となる。
よび時分割多重化されない高速レートのデータはそれぞ
れ陪直交信号発生手段１２２ｃから１２５ｃにて陪直交
信号に変換される。また、低速レートのデータは時分割
多重後、第３の符号分割多重化手段１２７にて符号分割
多重化される。第３の符号分割多重化手段１２７と図２
０に示した第２の符号分割多重化手段１２６との違い
は、多重化数が異なることである。すなわち、最大多重
化数の上限が、第２の符号分割多重化手段１２６では陪
直交符号化手段１２２ｂから１２５ｂが用いる陪直交信
号の符号系列数であったのに対し、第３の符号分割多重
化手段１２７ではさらに、陪直交信号の符号系列数を第
３の時分割多重化手段１１４で行った多重化数で除した
値になる。この実施の形態３では、低速レートのデータ
のレートは時分割多重化後、高速レートと同一になるか
ら見かけ上４Ｒになっているが、多重化数が４であるの
で、第３の符号分割多重化手段１２７における符号分割
多重化数の上限は２（＝８／４）となる。
【０１５５】第３の符号分割多重化手段１２７で行われ
る多重化の方法も図２２あるいは図２４で示した構成あ
るいは方法と基本的に同一である。異なるのは、用意さ
れる直交符号が、多重化数が２であるので、系列長２、
周期Ｔ／４、符号間隔Ｔ／８を有する２種類の直交符号
である点である。図２６（ａ）に第３の符号分割多重化
手段１２７における多重化の方法を示す。比較のため
に、図２６（ｂ）に陪直交信号発生手段１２２ｃの出力
を示す。
る多重化の方法も図２２あるいは図２４で示した構成あ
るいは方法と基本的に同一である。異なるのは、用意さ
れる直交符号が、多重化数が２であるので、系列長２、
周期Ｔ／４、符号間隔Ｔ／８を有する２種類の直交符号
である点である。図２６（ａ）に第３の符号分割多重化
手段１２７における多重化の方法を示す。比較のため
に、図２６（ｂ）に陪直交信号発生手段１２２ｃの出力
を示す。
【０１５６】図２５に示す第１の符号分割多重化手段１
３０ｃにおける多重化の方法を図２７に示す。第３の時
分割多重化手段１１４および第３の符号分割多重化手段
１２７を介した低速レートＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１
２以外の中速レートＢ５，Ｂ６および高速レートＢ７，
Ｂ８は、図２０に示した第１の符号分割多重化手段１３
０ｂにおける多重化方法を示す図２３と同様である。第
１の符号分割多重化手段１３０ｃにて多重化のために割
り当てられる符号は、第３の符号分割多重化手段１２７
で多重化された信号に対しては共通の符号（Ｃｏｄｅ
１）であるが、周期Ｔ／４の直交符号ｗ２（０）とｗ２
（１）とで識別可能である。
３０ｃにおける多重化の方法を図２７に示す。第３の時
分割多重化手段１１４および第３の符号分割多重化手段
１２７を介した低速レートＤ１からＤ４、Ｄ９からＤ１
２以外の中速レートＢ５，Ｂ６および高速レートＢ７，
Ｂ８は、図２０に示した第１の符号分割多重化手段１３
０ｂにおける多重化方法を示す図２３と同様である。第
１の符号分割多重化手段１３０ｃにて多重化のために割
り当てられる符号は、第３の符号分割多重化手段１２７
で多重化された信号に対しては共通の符号（Ｃｏｄｅ
１）であるが、周期Ｔ／４の直交符号ｗ２（０）とｗ２
（１）とで識別可能である。
【０１５７】図２５に示す多重化部１０ｃと図２０に示
した多重化部１０ｂとの違いは、多重化部１０ｃでは第
３の時分割多重化手段１１４によって全データのレート
が高速レートと同一レートに統一されているので、第１
の符号分割多重化手段１３０ｃで多重化される際の各入
力系列の振幅が同一となる点である。すなわち、図２３
と図２７とを比較すると図２３では低電力の低速データ
が８つに多重化されるのに対し、図２７では陪直交信号
と同電力の低速データが２つに多重化される点にある。
総合電力が同一でも多重化後のピーク電力は多重数が多
いほど変動幅が多くなるから、図２５の多重化手段を用
いることにより、図２０に示す第３の符号分割多重化手
段１２７を用いる効果に加え、増幅器の線形性に対する
要求条件が緩和される結果、送信装置の小型化や低消費
電力化が実現する。
した多重化部１０ｂとの違いは、多重化部１０ｃでは第
３の時分割多重化手段１１４によって全データのレート
が高速レートと同一レートに統一されているので、第１
の符号分割多重化手段１３０ｃで多重化される際の各入
力系列の振幅が同一となる点である。すなわち、図２３
と図２７とを比較すると図２３では低電力の低速データ
が８つに多重化されるのに対し、図２７では陪直交信号
と同電力の低速データが２つに多重化される点にある。
総合電力が同一でも多重化後のピーク電力は多重数が多
いほど変動幅が多くなるから、図２５の多重化手段を用
いることにより、図２０に示す第３の符号分割多重化手
段１２７を用いる効果に加え、増幅器の線形性に対する
要求条件が緩和される結果、送信装置の小型化や低消費
電力化が実現する。
【０１５８】図２（ａ）に示した拡散変調部２０、キャ
リア変調部３０の構成としては、図２０に示した多重化
部１０ｂを用いるときと同様に、図１２の構成、図１５
の構成、図１７の構成、図１８の構成がある。すなわ
ち、図１２の構成によれば、第１の符号分割多重化手段
１３０ｃの出力をＢＰＳＫ拡散変調した後ＢＰＳＫキャ
リア変調する。図１５の構成によれば、第１の符号分割
多重化手段１３０ｃの出力を２種類のＰＮ符号ＰＮ−
Ｉ，ＰＮ−ＱでＢＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳＫキャリ
ア変調する。図１７の構成によれば、第１の符号分割多
重化手段１３０ｃの２系統の出力を２種類のＰＮ符号Ｐ
Ｎ−Ｉ，ＰＮ−ＱでＢＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳＫキ
ャリア変調する。図１８の構成によれば、第１の符号分
割多重化手段１３０ｃの２系統の出力を２種類のＰＮ符
号ＰＮ−Ｉ，ＰＮ−ＱでＱＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳ
Ｋキャリア変調する。
リア変調部３０の構成としては、図２０に示した多重化
部１０ｂを用いるときと同様に、図１２の構成、図１５
の構成、図１７の構成、図１８の構成がある。すなわ
ち、図１２の構成によれば、第１の符号分割多重化手段
１３０ｃの出力をＢＰＳＫ拡散変調した後ＢＰＳＫキャ
リア変調する。図１５の構成によれば、第１の符号分割
多重化手段１３０ｃの出力を２種類のＰＮ符号ＰＮ−
Ｉ，ＰＮ−ＱでＢＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳＫキャリ
ア変調する。図１７の構成によれば、第１の符号分割多
重化手段１３０ｃの２系統の出力を２種類のＰＮ符号Ｐ
Ｎ−Ｉ，ＰＮ−ＱでＢＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳＫキ
ャリア変調する。図１８の構成によれば、第１の符号分
割多重化手段１３０ｃの２系統の出力を２種類のＰＮ符
号ＰＮ−Ｉ，ＰＮ−ＱでＱＰＳＫ拡散変調した後ＱＰＳ
Ｋキャリア変調する。
【０１５９】図２５に示す多重下部１０ｃにこれらの構
成を加えることにより、図２０に示す多重化部１０ｂを
採用したときに得られた、通信要求に応じて時分割多重
化後陪直交変調する中速レート、時分割多重化せず陪直
交変調する高速レート、２段階の符号分割多重化を行う
低速レートの各データ数を適宜割り当てることができる
ようになることに加え、図２５に示す多重下部１０ｃに
特有な、すなわちチャネルは通信要求に応じて時分割多
重化後陪直交信号に変換する中速レート、時分割多重化
せずに陪直交信号に変換する高速レート、時分割多重化
後２段階の符号分割多重化を行う低速レートに分かれる
が、チャネルに割り当てるデータ数は適宜選択すること
ができるようになる。
成を加えることにより、図２０に示す多重化部１０ｂを
採用したときに得られた、通信要求に応じて時分割多重
化後陪直交変調する中速レート、時分割多重化せず陪直
交変調する高速レート、２段階の符号分割多重化を行う
低速レートの各データ数を適宜割り当てることができる
ようになることに加え、図２５に示す多重下部１０ｃに
特有な、すなわちチャネルは通信要求に応じて時分割多
重化後陪直交信号に変換する中速レート、時分割多重化
せずに陪直交信号に変換する高速レート、時分割多重化
後２段階の符号分割多重化を行う低速レートに分かれる
が、チャネルに割り当てるデータ数は適宜選択すること
ができるようになる。
【０１６０】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、第１のデータ信号を多重化し、多重化信号を拡散
符号系列を用いて拡散変調し、拡散変調した信号によっ
てキャリア変調を行った後に送信するスペクトル拡散通
信装置を、低速レートデータおよび中速レートデータを
時分割多重化する第１の時分割多重化手段と、時分割多
重化されたデータおよび時分割多重化されていない高速
レートデータを陪直交信号に変換する陪直交信号発生手
段と、前記陪直交信号を符号分割多重化する第１の符号
分割多重化手段とを備えるように構成したので、中速レ
ートデータおよび低速レートデータにも高速レートデー
タと同様に陪直交信号伝送を適用できるから、高品質な
データ伝送を柔軟に行うことができる効果がある。
れば、第１のデータ信号を多重化し、多重化信号を拡散
符号系列を用いて拡散変調し、拡散変調した信号によっ
てキャリア変調を行った後に送信するスペクトル拡散通
信装置を、低速レートデータおよび中速レートデータを
時分割多重化する第１の時分割多重化手段と、時分割多
重化されたデータおよび時分割多重化されていない高速
レートデータを陪直交信号に変換する陪直交信号発生手
段と、前記陪直交信号を符号分割多重化する第１の符号
分割多重化手段とを備えるように構成したので、中速レ
ートデータおよび低速レートデータにも高速レートデー
タと同様に陪直交信号伝送を適用できるから、高品質な
データ伝送を柔軟に行うことができる効果がある。
【０１６１】請求項２記載の発明によれば、陪直交信号
発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用するよ
うに構成したので、多重化用直交符号を簡易に生成する
ことができるから、ハードウェアの規模を小さくできる
効果がある。
発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用するよ
うに構成したので、多重化用直交符号を簡易に生成する
ことができるから、ハードウェアの規模を小さくできる
効果がある。
【０１６２】請求項３記載の発明によれば、第１の符号
分割多重化手段が多重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数
を使用するように構成したので、多重化用直交符号を簡
易に生成することができるから、ハードウェアの規模を
小さくできる効果がある。
分割多重化手段が多重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数
を使用するように構成したので、多重化用直交符号を簡
易に生成することができるから、ハードウェアの規模を
小さくできる効果がある。
【０１６３】請求項４記載の発明によれば、陪直交信号
発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用し、第
１の符号分割多重化手段が多重化直交符号としてＷａｌ
ｓｈ関数を使用するように構成したので、多重化用直交
符号を簡易に生成することができるから、ハードウェア
の規模を小さくできる効果がある。
発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用し、第
１の符号分割多重化手段が多重化直交符号としてＷａｌ
ｓｈ関数を使用するように構成したので、多重化用直交
符号を簡易に生成することができるから、ハードウェア
の規模を小さくできる効果がある。
【０１６４】請求項５記載の発明によれば、拡散変調に
使用する拡散符号系列がデータ周期に比べて十分長い符
号周期を有するように構成したので、先行波と遅延波の
分離識別性能を高めることができる効果がある。
使用する拡散符号系列がデータ周期に比べて十分長い符
号周期を有するように構成したので、先行波と遅延波の
分離識別性能を高めることができる効果がある。
【０１６５】請求項６記載の発明によれば、拡散変調が
多重化信号に対して２相位相変調を行うものであり、キ
ャリア変調が２相位相変調であるように構成したので、
拡散変調およびキャリア変調を乗積操作だけで行うこと
ができるから、送受信装置を簡易な構成で実現できる効
果がある。
多重化信号に対して２相位相変調を行うものであり、キ
ャリア変調が２相位相変調であるように構成したので、
拡散変調およびキャリア変調を乗積操作だけで行うこと
ができるから、送受信装置を簡易な構成で実現できる効
果がある。
【０１６６】請求項７記載の発明によれば、拡散変調が
多重化信号に対して４相位相変調を行うものであり、キ
ャリア変調が４相位相変調であるように構成したので、
遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均一化でき
るから、伝送品質を高めることができる。
多重化信号に対して４相位相変調を行うものであり、キ
ャリア変調が４相位相変調であるように構成したので、
遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均一化でき
るから、伝送品質を高めることができる。
【０１６７】請求項８記載の発明によれば、拡散変調が
２つの多重化信号に対して２相位相変調を行うものであ
り、キャリア変調が４相位相変調であるように構成した
ので、送受信装置を簡易な構成で実現できるとともに伝
送品質あるいは伝送効率を高めることができる効果があ
る。また、ピーク電力を低減できるから、装置の小型化
や低消費電力化を実現できる効果がある。
２つの多重化信号に対して２相位相変調を行うものであ
り、キャリア変調が４相位相変調であるように構成した
ので、送受信装置を簡易な構成で実現できるとともに伝
送品質あるいは伝送効率を高めることができる効果があ
る。また、ピーク電力を低減できるから、装置の小型化
や低消費電力化を実現できる効果がある。
【０１６８】請求項９記載の発明によれば、拡散変調が
２つの多重化信号に対して４相位相変調を行うものであ
り、キャリア変調が４相位相変調であるように構成した
ので、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均一
化できるから、伝送品質あるいは伝送効率を高めること
ができる効果がある。また、ピーク電力を低減できるか
ら、装置の小型化や低消費電力化を実現できる効果があ
る。
２つの多重化信号に対して４相位相変調を行うものであ
り、キャリア変調が４相位相変調であるように構成した
ので、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均一
化できるから、伝送品質あるいは伝送効率を高めること
ができる効果がある。また、ピーク電力を低減できるか
ら、装置の小型化や低消費電力化を実現できる効果があ
る。
【０１６９】請求項１０記載の発明によれば、データ信
号を多重化し、多重化信号を拡散符号系列を用いて拡散
変調し、拡散変調した信号によってキャリア変調を行っ
て送信するスペクトル拡散通信装置を、低速レートデー
タを符号分割多重化する第２の符号分割多重化手段と、
中速レートデータを時分割多重化する第２の時分割多重
化手段と、時分割多重化されたデータおよび高速レート
データを陪直交信号に変換する陪直交信号発生手段と、
符号分割多重化された信号および前記陪直交信号を符号
分割多重化する第１の符号分割多重化手段とを備えるよ
うに構成したので、中速レートデータにも高速レートデ
ータと同様に陪直交信号伝送を適用できるから、レート
に応じた所要品質を得ることのできるデータ伝送を柔軟
に行える効果がある。
号を多重化し、多重化信号を拡散符号系列を用いて拡散
変調し、拡散変調した信号によってキャリア変調を行っ
て送信するスペクトル拡散通信装置を、低速レートデー
タを符号分割多重化する第２の符号分割多重化手段と、
中速レートデータを時分割多重化する第２の時分割多重
化手段と、時分割多重化されたデータおよび高速レート
データを陪直交信号に変換する陪直交信号発生手段と、
符号分割多重化された信号および前記陪直交信号を符号
分割多重化する第１の符号分割多重化手段とを備えるよ
うに構成したので、中速レートデータにも高速レートデ
ータと同様に陪直交信号伝送を適用できるから、レート
に応じた所要品質を得ることのできるデータ伝送を柔軟
に行える効果がある。
【０１７０】請求項１１記載の発明によれば、陪直交信
号発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用する
ように構成したので、多重化用直交符号を簡易に生成す
ることができるから、ハードウェアの規模を小さくでき
る効果がある。
号発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用する
ように構成したので、多重化用直交符号を簡易に生成す
ることができるから、ハードウェアの規模を小さくでき
る効果がある。
【０１７１】請求項１２記載の発明によれば、第１およ
び第２の符号分割多重化手段が多重化直交符号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用するように構成したので、多重化用
直交符号を簡易に生成することができるから、ハードウ
ェアの規模を小さくできる効果がある。
び第２の符号分割多重化手段が多重化直交符号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用するように構成したので、多重化用
直交符号を簡易に生成することができるから、ハードウ
ェアの規模を小さくできる効果がある。
【０１７２】請求項１３記載の発明によれば、陪直交信
号発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用し、
第１および第２の符号分割多重化手段が多重化直交符号
としてＷａｌｓｈ関数を使用するように構成したので、
多重化用直交符号を簡易に生成することができるから、
ハードウェアの規模を小さくできる効果がある。
号発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用し、
第１および第２の符号分割多重化手段が多重化直交符号
としてＷａｌｓｈ関数を使用するように構成したので、
多重化用直交符号を簡易に生成することができるから、
ハードウェアの規模を小さくできる効果がある。
【０１７３】請求項１４記載の発明によれば、拡散変調
に使用する拡散符号系列がデータ周期に比べて十分長い
符号周期を有するように構成したので、先行波と遅延波
の分離識別性能を高めることができる効果がある。
に使用する拡散符号系列がデータ周期に比べて十分長い
符号周期を有するように構成したので、先行波と遅延波
の分離識別性能を高めることができる効果がある。
【０１７４】請求項１５記載の発明によれば、拡散変調
が多重化信号に対して２相位相変調を行うものであり、
キャリア変調が２相位相変調であるように構成したの
で、拡散変調およびキャリア変調を乗積操作だけで行う
ことができるから、送受信装置を簡易な構成で実現でき
る効果がある。
が多重化信号に対して２相位相変調を行うものであり、
キャリア変調が２相位相変調であるように構成したの
で、拡散変調およびキャリア変調を乗積操作だけで行う
ことができるから、送受信装置を簡易な構成で実現でき
る効果がある。
【０１７５】請求項１６記載の発明によれば、拡散変調
が多重化信号に対して４相位相変調を行うものであり、
キャリア変調が４相位相変調であるように構成したの
で、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均一化
できるから、伝送品質を高めることができる。
が多重化信号に対して４相位相変調を行うものであり、
キャリア変調が４相位相変調であるように構成したの
で、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均一化
できるから、伝送品質を高めることができる。
【０１７６】請求項１７記載の発明によれば、拡散変調
が２つの多重化信号に対して２相位相変調を行うもので
あり、キャリア変調が４相位相変調であるように構成し
たので、送受信装置を簡易な構成で実現できるとともに
伝送品質あるいは伝送効率を高めることができる効果が
ある。また、ピーク電力を低減できるから、装置の小型
化や低消費電力化を実現できる効果がある。
が２つの多重化信号に対して２相位相変調を行うもので
あり、キャリア変調が４相位相変調であるように構成し
たので、送受信装置を簡易な構成で実現できるとともに
伝送品質あるいは伝送効率を高めることができる効果が
ある。また、ピーク電力を低減できるから、装置の小型
化や低消費電力化を実現できる効果がある。
【０１７７】請求項１８記載の発明によれば、拡散変調
が２つの多重化信号に対して４相位相変調を行うもので
あり、キャリア変調が４相位相変調であるように構成し
たので、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均
一化できるから、伝送品質あるいは伝送効率を高めるこ
とができる効果がある。また、ピーク電力を低減できる
から、装置の小型化や低消費電力化を実現できる効果が
ある。
が２つの多重化信号に対して４相位相変調を行うもので
あり、キャリア変調が４相位相変調であるように構成し
たので、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均
一化できるから、伝送品質あるいは伝送効率を高めるこ
とができる効果がある。また、ピーク電力を低減できる
から、装置の小型化や低消費電力化を実現できる効果が
ある。
【０１７８】請求項１９記載の発明によれば、データ信
号を多重化し、多重化信号を拡散符号系列を用いて拡散
変調し、拡散変調した信号によってキャリア変調を行っ
て送信するスペクトル拡散通信装置を、低速レートデー
タおよび中速レートデータを各々のレートごとに時分割
多重化する第３の時分割多重化手段と、時分割多重化さ
れた低速レートデータを符号分割多重化する第３の符号
分割多重化手段と、時分割多重化された中速レートデー
タおよび時分割多重化されていない高速レートデータを
陪直交信号に変換する陪直交信号発生手段と、符号分割
多重化された信号および前記陪直交信号を符号分割多重
化する第１の符号分割多重化手段とを備えるように構成
したので、中速レートデータにも高速レートデータと同
様に陪直交信号伝送を適用できるから、レートに応じた
所要品質を得ることのできるデータ伝送を柔軟に行える
効果がある。
号を多重化し、多重化信号を拡散符号系列を用いて拡散
変調し、拡散変調した信号によってキャリア変調を行っ
て送信するスペクトル拡散通信装置を、低速レートデー
タおよび中速レートデータを各々のレートごとに時分割
多重化する第３の時分割多重化手段と、時分割多重化さ
れた低速レートデータを符号分割多重化する第３の符号
分割多重化手段と、時分割多重化された中速レートデー
タおよび時分割多重化されていない高速レートデータを
陪直交信号に変換する陪直交信号発生手段と、符号分割
多重化された信号および前記陪直交信号を符号分割多重
化する第１の符号分割多重化手段とを備えるように構成
したので、中速レートデータにも高速レートデータと同
様に陪直交信号伝送を適用できるから、レートに応じた
所要品質を得ることのできるデータ伝送を柔軟に行える
効果がある。
【０１７９】請求項２０記載の発明によれば、陪直交信
号発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用する
ように構成したので、多重化用直交符号を簡易に生成す
ることができるから、ハードウェアの規模を小さくでき
る効果がある。
号発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用する
ように構成したので、多重化用直交符号を簡易に生成す
ることができるから、ハードウェアの規模を小さくでき
る効果がある。
【０１８０】請求項２１記載の発明によれば、第１の符
号分割多重化手段が多重化直交符号としてＷａｌｓｈ関
数を使用するように構成したので、多重化用直交符号を
簡易に生成することができるから、ハードウェアの規模
を小さくできる効果がある。
号分割多重化手段が多重化直交符号としてＷａｌｓｈ関
数を使用するように構成したので、多重化用直交符号を
簡易に生成することができるから、ハードウェアの規模
を小さくできる効果がある。
【０１８１】請求項２２記載の発明によれば、陪直交信
号発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用し、
第１の符号分割多重化手段が多重化直交符号としてＷａ
ｌｓｈ関数を使用するように構成したので、多重化用直
交符号を簡易に生成することができるから、ハードウェ
アの規模を小さくできる効果がある。
号発生手段が直交信号としてＷａｌｓｈ関数を使用し、
第１の符号分割多重化手段が多重化直交符号としてＷａ
ｌｓｈ関数を使用するように構成したので、多重化用直
交符号を簡易に生成することができるから、ハードウェ
アの規模を小さくできる効果がある。
【０１８２】請求項２３記載の発明によれば、拡散変調
に使用する拡散符号系列がデータ周期に比べて十分長い
符号周期を有するように構成したので、先行波と遅延波
の分離識別性能を高めることができる効果がある。
に使用する拡散符号系列がデータ周期に比べて十分長い
符号周期を有するように構成したので、先行波と遅延波
の分離識別性能を高めることができる効果がある。
【０１８３】請求項２４記載の発明によれば、拡散変調
が多重化信号に対して２相位相変調を行うものであり、
キャリア変調が２相位相変調であるように構成したの
で、拡散変調およびキャリア変調を乗積操作だけで行う
ことができるから、送受信装置を簡易な構成で実現でき
る効果がある。
が多重化信号に対して２相位相変調を行うものであり、
キャリア変調が２相位相変調であるように構成したの
で、拡散変調およびキャリア変調を乗積操作だけで行う
ことができるから、送受信装置を簡易な構成で実現でき
る効果がある。
【０１８４】請求項２５記載の発明によれば、拡散変調
が多重化信号に対して４相位相変調を行うものであり、
キャリア変調が４相位相変調であるように構成したの
で、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均一化
できるから、伝送品質を高めることができる。
が多重化信号に対して４相位相変調を行うものであり、
キャリア変調が４相位相変調であるように構成したの
で、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均一化
できるから、伝送品質を高めることができる。
【０１８５】請求項２６記載の発明によれば、拡散変調
が２つの多重化信号に対して２相位相変調を行うもので
あり、キャリア変調が４相位相変調であるように構成し
たので、送受信装置を簡易な構成で実現できるとともに
伝送品質あるいは伝送効率を高めることができる効果が
ある。また、ピーク電力を低減できるから、装置の小型
化や低消費電力化を実現できる効果がある。
が２つの多重化信号に対して２相位相変調を行うもので
あり、キャリア変調が４相位相変調であるように構成し
たので、送受信装置を簡易な構成で実現できるとともに
伝送品質あるいは伝送効率を高めることができる効果が
ある。また、ピーク電力を低減できるから、装置の小型
化や低消費電力化を実現できる効果がある。
【０１８６】請求項２７記載の発明によれば、拡散変調
が２つの多重化信号に対して４相位相変調を行うもので
あり、キャリア変調が４相位相変調であるように構成し
たので、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均
一化できるから、伝送品質あるいは伝送効率を高めるこ
とができる効果がある。また、ピーク電力を低減できる
から、装置の小型化や低消費電力化を実現できる効果が
ある。
が２つの多重化信号に対して４相位相変調を行うもので
あり、キャリア変調が４相位相変調であるように構成し
たので、遅延波あるいは他の送信信号による干渉量を均
一化できるから、伝送品質あるいは伝送効率を高めるこ
とができる効果がある。また、ピーク電力を低減できる
から、装置の小型化や低消費電力化を実現できる効果が
ある。
【０１８７】請求項２８記載の発明によれば、陪直交信
号発生手段が、入力データを所定のパラレルデータに変
換するシリアル−パラレル変換器と、変換されたパラレ
ルデータの１つのデータビットを除いたデータビットに
応じて直交関数系列の中から１つの直交関数を選択し直
交信号として出力する直交信号発生手段と、１つの入力
データビットと直交信号との排他的論理和をとって陪直
交信号を得る第２の排他的論理和回路とを備えるように
構成したので、容易に生成できるクロックと入力データ
とだけで必要とする直交信号を生成できるようになるか
ら、ハードウェア構成を簡易化することができる効果が
ある。
号発生手段が、入力データを所定のパラレルデータに変
換するシリアル−パラレル変換器と、変換されたパラレ
ルデータの１つのデータビットを除いたデータビットに
応じて直交関数系列の中から１つの直交関数を選択し直
交信号として出力する直交信号発生手段と、１つの入力
データビットと直交信号との排他的論理和をとって陪直
交信号を得る第２の排他的論理和回路とを備えるように
構成したので、容易に生成できるクロックと入力データ
とだけで必要とする直交信号を生成できるようになるか
ら、ハードウェア構成を簡易化することができる効果が
ある。
【０１８８】
請求項２９記載の発明によれば、直交関数
の符号速度に対応するクロックを２分周するごとに得ら
れる各クロックと入力された各データビットとの論理積
をとるそれぞれ対応した複数の論理積回路と、複数の論
理積回路が出力する複数の出力値の排他的論理和をとっ
て直交信号を出力する第１の排他的論理和回路とを備え
るように構成したので、生成が容易なクロックと入力デ
ータとだけで必要とする陪直交信号を生成できるから、
ハードウェア構成を簡易化することができる効果があ
る。
の符号速度に対応するクロックを２分周するごとに得ら
れる各クロックと入力された各データビットとの論理積
をとるそれぞれ対応した複数の論理積回路と、複数の論
理積回路が出力する複数の出力値の排他的論理和をとっ
て直交信号を出力する第１の排他的論理和回路とを備え
るように構成したので、生成が容易なクロックと入力デ
ータとだけで必要とする陪直交信号を生成できるから、
ハードウェア構成を簡易化することができる効果があ
る。
【０１８９】
請求項３０記載の発明によれば、第１の符
号分割多重化手段が、互いに直交する複数の直交符号系
列を同時に発生する直交符号系発生手段と、入力される
陪直交信号と直交符号系列をそれぞれ乗積する複数の乗
積器と、これら乗積器の全出力を加算し多重化出力を得
る加算回路とを備え、直交符号系発生手段が、直交符号
の符号速度に対応するクロックを２分周するごとに得ら
れる複数のクロックと論理的有意レベルとが構成する互
いに異なる全ての組合せのうち１つを入力し、組合せ入
力値の排他的論理和をとる複数の排他的論理和回路を有
するように構成 したので、生成が容易なクロックと入力
データとだけで必要とする、互いに直交する複数の直交
符号系を同時に生成できるから、ハードウェア構成を簡
易化することができる効果がある。
号分割多重化手段が、互いに直交する複数の直交符号系
列を同時に発生する直交符号系発生手段と、入力される
陪直交信号と直交符号系列をそれぞれ乗積する複数の乗
積器と、これら乗積器の全出力を加算し多重化出力を得
る加算回路とを備え、直交符号系発生手段が、直交符号
の符号速度に対応するクロックを２分周するごとに得ら
れる複数のクロックと論理的有意レベルとが構成する互
いに異なる全ての組合せのうち１つを入力し、組合せ入
力値の排他的論理和をとる複数の排他的論理和回路を有
するように構成 したので、生成が容易なクロックと入力
データとだけで必要とする、互いに直交する複数の直交
符号系を同時に生成できるから、ハードウェア構成を簡
易化することができる効果がある。
【０１９０】
請求項３１記載の発明によれば、第１およ
び第２の符号分割多重化手段の少なくとも１つが、互い
に直交する複数の直交符号系列を同時に発生する直交符
号系発生手段と、入力される陪直交信号と直交符号系列
をそれぞれ乗積する複数の乗積器と、これら乗積器の全
出力を加算し多重化出力を得る加算回路とを備え、直交
符号系発生手段が、直交符号の符号速度に対応するクロ
ックを２分周するごとに得られる複数のクロックと論理
的有意レベルとが構成する互いに異なる全ての組合せの
うち１つを入力し、組合せ入力値の排他的論理和をとる
複数の排他的論理和回路を有するように構成したので、
生成が容易なクロックと入力データとだけで必要とす
る、互いに直交する複数の直交符号系を同時に生成でき
るから、ハードウェア構成を簡易化することができる効
果がある。
び第２の符号分割多重化手段の少なくとも１つが、互い
に直交する複数の直交符号系列を同時に発生する直交符
号系発生手段と、入力される陪直交信号と直交符号系列
をそれぞれ乗積する複数の乗積器と、これら乗積器の全
出力を加算し多重化出力を得る加算回路とを備え、直交
符号系発生手段が、直交符号の符号速度に対応するクロ
ックを２分周するごとに得られる複数のクロックと論理
的有意レベルとが構成する互いに異なる全ての組合せの
うち１つを入力し、組合せ入力値の排他的論理和をとる
複数の排他的論理和回路を有するように構成したので、
生成が容易なクロックと入力データとだけで必要とす
る、互いに直交する複数の直交符号系を同時に生成でき
るから、ハードウェア構成を簡易化することができる効
果がある。
【０１９１】
請求項３２記載の発明によれば、第１乃至
第３の符号分割多重化手段の少なくとも１つが、互いに
直交する複数の直交符号系列を同時に発生する直交符号
系発生手段と、入力される陪直交信号と直交符号系列を
それぞれ乗積する複数の乗積器と、これら乗積器の全出
力を加算し多重化出力を得る加算回路とを備え、直交符
号系発生手段が、直交符号の符号速度に対応するクロッ
クを２分周するごとに得られる複数のクロックと論理的
有意レベルとが構成する互いに異なる全ての組合せのう
ち１つを入力し、組合せ入力値の排他的論理和をとる複
数の排他的論理和回路を有するように構成したので、生
成が容易なクロックと入力データとだけで必要とする、
互いに直交する複数の直交符号系を同時に生成できるか
ら、ハードウェア構成を簡易化することができる効果が
ある。
第３の符号分割多重化手段の少なくとも１つが、互いに
直交する複数の直交符号系列を同時に発生する直交符号
系発生手段と、入力される陪直交信号と直交符号系列を
それぞれ乗積する複数の乗積器と、これら乗積器の全出
力を加算し多重化出力を得る加算回路とを備え、直交符
号系発生手段が、直交符号の符号速度に対応するクロッ
クを２分周するごとに得られる複数のクロックと論理的
有意レベルとが構成する互いに異なる全ての組合せのう
ち１つを入力し、組合せ入力値の排他的論理和をとる複
数の排他的論理和回路を有するように構成したので、生
成が容易なクロックと入力データとだけで必要とする、
互いに直交する複数の直交符号系を同時に生成できるか
ら、ハードウェア構成を簡易化することができる効果が
ある。
【図１】 この発明の実施の形態１による多重化部を示
す図である。
す図である。
【図２】 この発明の実施の形態１から実施の形態３に
おけるスペクトル拡散通信装置の全体構成を示す図であ
る。
おけるスペクトル拡散通信装置の全体構成を示す図であ
る。
【図３】 この発明の実施の形態１による多重化部に入
力されるデータの速度関係を示す図である。
力されるデータの速度関係を示す図である。
【図４】 この発明の実施の形態１による時分割多重化
手段の動作を示す図である。
手段の動作を示す図である。
【図５】 この発明の実施の形態１による時分割多重化
手段の他の動作を示す図である。
手段の他の動作を示す図である。
【図６】 この発明の実施の形態１から実施の形態３に
よる陪直交信号発生手段の詳細を示す図である。
よる陪直交信号発生手段の詳細を示す図である。
【図７】 この発明の実施の形態１による陪直交信号発
生手段の出力を示す図である。
生手段の出力を示す図である。
【図８】 この発明の実施の形態１による第１の符号分
割多重化手段の動作を示す図である。
割多重化手段の動作を示す図である。
【図９】 この発明の実施の形態１から実施の形態３に
よる第１の符号分割多重化手段の構成を示す図である。
よる第１の符号分割多重化手段の構成を示す図である。
【図１０】 この発明の実施の形態１から実施の形態３
による第１の符号分割多重化手段の動作を示す図であ
る。
による第１の符号分割多重化手段の動作を示す図であ
る。
【図１１】 この発明の実施の形態１から実施の形態３
による第１の符号分割多重化手段内の直交符号系発生手
段の例を示す図である。
による第１の符号分割多重化手段内の直交符号系発生手
段の例を示す図である。
【図１２】 この発明の実施の形態１から実施の形態３
における拡散変調部およびキャリア変調部の構成例を示
す図である。
における拡散変調部およびキャリア変調部の構成例を示
す図である。
【図１３】 この発明の実施の形態１から実施の形態３
におけるＢＰＳＫ拡散変調器の構成例を示す図である。
におけるＢＰＳＫ拡散変調器の構成例を示す図である。
【図１４】 この発明の実施の形態１から実施の形態３
におけるＢＰＳＫキャリア変調器の構成例を示す図であ
る。
におけるＢＰＳＫキャリア変調器の構成例を示す図であ
る。
【図１５】 この発明の実施の形態１から実施の形態３
における拡散変調部およびキャリア変調部の他の構成例
を示す図である。
における拡散変調部およびキャリア変調部の他の構成例
を示す図である。
【図１６】 この発明の実施の形態１から３によるＱＰ
ＳＫキャリア変調器の構成を示す図である。
ＳＫキャリア変調器の構成を示す図である。
【図１７】 この発明の実施の形態１から実施の形態３
における拡散変調部およびキャリア変調部のさらに他の
構成を示す図である。
における拡散変調部およびキャリア変調部のさらに他の
構成を示す図である。
【図１８】 この発明の実施の形態１から実施の形態３
における拡散変調部およびキャリア変調部のさらに他の
構成を示す図である。
における拡散変調部およびキャリア変調部のさらに他の
構成を示す図である。
【図１９】 この発明の実施の形態１から実施の形態３
におけるＱＰＳＫ拡散変調器の構成例を示す図である。
におけるＱＰＳＫ拡散変調器の構成例を示す図である。
【図２０】 この発明の実施の形態２による多重化部の
構成例を示す図である。
構成例を示す図である。
【図２１】 この発明の実施の形態２による第２の符号
分割多重化手段の動作例を示す図である。
分割多重化手段の動作例を示す図である。
【図２２】 この発明の実施の形態２による第２の符号
分割多重化手段内の陪直交信号発生手段の構成例を示す
図である。
分割多重化手段内の陪直交信号発生手段の構成例を示す
図である。
【図２３】 この発明の実施の形態２による第１の符号
分割多重化手段の動作例を示す図である。
分割多重化手段の動作例を示す図である。
【図２４】 この発明の実施の形態２による第２の符号
分割多重化手段と第１の符号分割多重化手段とのタイミ
ング関係を示す図である。
分割多重化手段と第１の符号分割多重化手段とのタイミ
ング関係を示す図である。
【図２５】 この発明の実施の形態３による多重化部の
構成例を示す図である。
構成例を示す図である。
【図２６】 この発明の実施の形態３による第３の時分
割多重化手段の動作例並びに第３の符号分割多重化手段
の動作の例を示す図である。
割多重化手段の動作例並びに第３の符号分割多重化手段
の動作の例を示す図である。
【図２７】 この発明の実施の形態３による第１の符号
分割多重化手段の動作例を示す図である。
分割多重化手段の動作例を示す図である。
【図２８】 従来の移動体通信システムにおける基地局
の送信装置の例を示す図である。
の送信装置の例を示す図である。
【図２９】 従来の移動体通信システムにおける基地局
の送信装置の他の例（その１）を示す図である。
の送信装置の他の例（その１）を示す図である。
【図３０】 従来の移動体通信システムにおける基地局
の送信装置の他の例（その２）を示す図である。
の送信装置の他の例（その２）を示す図である。
【図３１】 従来のスペクトル拡散通信システムの例を
示す図である。
示す図である。
【図３２】 従来の異なるデータ速度の信号を割り当て
られた周波数帯域全体に渡って拡散する方式の例を示す
図である。
られた周波数帯域全体に渡って拡散する方式の例を示す
図である。
【図３３】 従来の全周波数帯域を大きさの異なる部分
帯域に分割する方式の例を示す図である。
帯域に分割する方式の例を示す図である。
【図３４】 従来の時間フレームを大きさの異なる部分
スロットに分割する方式の例を示す図である。
スロットに分割する方式の例を示す図である。
【図３５】 従来の異なるレートの信号に対して複数の
拡散符号を割り当てるマルチコード方式の例を示す図で
ある。
拡散符号を割り当てるマルチコード方式の例を示す図で
ある。
【図３６】 従来の図３２から図３５に示す方式を複号
した方式の例を示す図である。
した方式の例を示す図である。
【図３７】 従来の速度の異なるユーザに対してスロッ
ト数とコード数とを割り当てる方式の例を示す図であ
る。
ト数とコード数とを割り当てる方式の例を示す図であ
る。
【図３８】 従来の速度の異なるユーザに対して部分周
波数帯と符号とを割り当てる方式の例を示す図である。
波数帯と符号とを割り当てる方式の例を示す図である。
【図３９】 従来の速度の異なるユーザに対してスロッ
トと符号との双方を割り当てる方式の例を示す図であ
る。
トと符号との双方を割り当てる方式の例を示す図であ
る。
【図４０】 従来の図３７から図３９に示すスロット、
周波数および符号の割り当てが最適なように組み合わせ
る方式の例を示す図である。
周波数および符号の割り当てが最適なように組み合わせ
る方式の例を示す図である。
【図４１】 従来の並列組み合わせ方式の例を示すシス
テムブロック図である。
テムブロック図である。
１１０ 第１の時分割多重化手段、１１２ 第２の時分
割多重化手段、１１４第３の時分割多重化手段、１２
１，１２２ａ〜１２５ａ 陪直交信号発生手段、１２６
第２の符号分割多重化手段、１２７ 第３の符号分割
多重化手段、１３０ａ，１３０ｂ，１３０ｃ 第１の符
号分割多重化手段、１２２４〜１２２６論理積回路、１
２２７ 第１の排他的論理和回路、１２３０ 第２の排
他的論理和回路、１３２００〜１３２０７ 排他的論理
和回路。
割多重化手段、１１４第３の時分割多重化手段、１２
１，１２２ａ〜１２５ａ 陪直交信号発生手段、１２６
第２の符号分割多重化手段、１２７ 第３の符号分割
多重化手段、１３０ａ，１３０ｂ，１３０ｃ 第１の符
号分割多重化手段、１２２４〜１２２６論理積回路、１
２２７ 第１の排他的論理和回路、１２３０ 第２の排
他的論理和回路、１３２００〜１３２０７ 排他的論理
和回路。
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−48520（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−303090（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−153086（ＪＰ，Ａ)
特表 平６−504171（ＪＰ，Ａ)
国際公開95／23459（ＷＯ，Ａ１)
国際公開98／59451（ＷＯ，Ａ１)
濱住啓之（外２名），放送におけるＣ
ＤＭの応用，電子情報通信学会技術研究
報告，1994年３月25日，ＳＳＴ93−100,
ｐｐ．１−６
青柳孝寿（外３名），次世代携帯電話
システム用Ｗ−ＣＤＭＡ変復調器，三菱
電機技報，1997年10月25日，Ｖｏｌ．71
Ｎｏ．10，ｐｐ．51−54
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 13/00 - 13/06
H04B 1/69 - 1/713
H04B 7/216
Claims (32)
- 【請求項１】 データ信号を多重化し、多重化信号を拡
散符号系列を用いて拡散変調し、拡散変調した信号によ
ってキャリア変調を行って送信するスペクトル拡散通信
装置において、低速レートデータおよび中速レートデー
タを時分割多重化する第１の時分割多重化手段と、時分
割多重化されたデータおよび時分割多重化されていない
高速レートデータを陪直交信号に変換する陪直交信号発
生手段と、前記陪直交信号を符号分割多重化する第１の
符号分割多重化手段とを備えたことを特徴とするスペク
トル拡散通信装置。 - 【請求項２】 陪直交信号発生手段が直交信号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用することを特徴とする請求項１記載
のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項３】 第１の符号分割多重化手段が多重化直交
符号としてＷａｌｓｈ関数を使用することを特徴とする
請求項１記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項４】 陪直交信号発生手段が直交信号としてＷ
ａｌｓｈ関数を使用し、第１の符号分割多重化手段が多
重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用することを特
徴とする請求項１記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項５】 拡散変調に使用する拡散符号系列がデー
タ周期に比べて十分長い符号周期を有することを特徴と
する請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載の
スペクトル拡散通信装置。 - 【請求項６】 拡散変調が多重化信号に対して２相位相
変調を行うものであり、キャリア変調が２相位相変調で
あることを特徴とする請求項１から請求項５のうちのい
ずれか１項記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項７】 拡散変調が多重化信号に対して４相位相
変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変調で
あることを特徴とする請求項１から請求項５のうちのい
ずれか１項記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項８】 拡散変調が２つの多重化信号に対して２
相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相
変調であることを特徴とする請求項１から請求項５のう
ちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項９】 拡散変調が２つの多重化信号に対して４
相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相
変調であることを特徴とする請求項１から請求項５のう
ちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項１０】 データ信号を多重化し、多重化信号を
拡散符号系列を用いて拡散変調し、拡散変調した信号に
よってキャリア変調を行って送信するスペクトル拡散通
信装置において、低速レートデータを符号分割多重化す
る第２の符号分割多重化手段と、中速レートデータを時
分割多重化する第２の時分割多重化手段と、時分割多重
化されたデータおよび高速レートデータを陪直交信号に
変換する陪直交信号発生手段と、符号分割多重化された
信号および前記陪直交信号を符号分割多重化する第１の
符号分割多重化手段とを備えたことを特徴とするスペク
トル拡散通信装置。 - 【請求項１１】 陪直交信号発生手段が直交信号として
Ｗａｌｓｈ関数を使用することを特徴とする請求項１０
記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項１２】 第１および第２の符号分割多重化手段
が多重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用すること
を特徴とする請求項１０記載のスペクトル拡散通信装
置。 - 【請求項１３】 陪直交信号発生手段が直交信号として
Ｗａｌｓｈ関数を使用し、第１および第２の符号分割多
重化手段が多重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用
することを特徴とする請求項１０記載のスペクトル拡散
通信装置。 - 【請求項１４】 拡散変調に使用する拡散符号系列がデ
ータ周期に比べて十分長い符号周期を有することを特徴
とする請求項１０から請求項１３のうちのいずれか１項
記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項１５】 拡散変調が多重化信号に対して２相位
相変調を行うものであり、キャリア変調が２相位相変調
であることを特徴とする請求項１０から請求項１４のう
ちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項１６】 拡散変調が多重化信号に対して４相位
相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変調
であることを特徴とする請求項１０から請求項１４のう
ちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項１７】 拡散変調が２つの多重化信号に対して
２相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位
相変調であることを特徴とする請求項１０から請求項１
４のうちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装
置。 - 【請求項１８】 拡散変調が２つの多重化信号に対して
４相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位
相変調であることを特徴とする請求項１０から請求項１
４のうちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装
置。 - 【請求項１９】 データ信号を多重化し、多重化信号を
拡散符号系列を用いて拡散変調し、拡散変調した信号に
よってキャリア変調を行って送信するスペクトル拡散通
信装置において、低速レートデータおよび中速レートデ
ータを各々のレートごとに時分割多重化する第３の時分
割多重化手段と、時分割多重化された低速レートデータ
を符号分割多重化する第３の符号分割多重化手段と、時
分割多重化された中速レートデータおよび時分割多重化
されていない高速レートデータを陪直交信号に変換する
陪直交信号発生手段と、符号分割多重化された信号およ
び前記陪直交信号を符号分割多重化する第１の符号分割
多重化手段とを備えたことを特徴とするスペクトル拡散
通信装置。 - 【請求項２０】 陪直交信号発生手段が直交信号として
Ｗａｌｓｈ関数を使用することを特徴とする請求項１９
記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項２１】 第１の符号分割多重化手段が多重化直
交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用することを特徴とす
る請求項１９記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項２２】 陪直交信号発生手段が直交信号として
Ｗａｌｓｈ関数を使用し、第１の符号分割多重化手段が
多重化直交符号としてＷａｌｓｈ関数を使用することを
特徴とする請求項１９記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項２３】 拡散変調に使用する拡散符号系列がデ
ータ周期に比べて十分長い符号周期を有することを特徴
とする請求項１９から請求項２２のうちのいずれか１項
記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項２４】 拡散変調が多重化信号に対して２相位
相変調を行うものであり、キャリア変調が２相位相変調
であることを特徴とする請求項１９から請求項２２のう
ちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項２５】 拡散変調が多重化信号に対して４相位
相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位相変調
であることを特徴とする請求項１９から請求項２２のう
ちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項２６】 拡散変調が２つの多重化信号に対して
２相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位
相変調であることを特徴とする請求項１９から請求項２
２のうちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装
置。 - 【請求項２７】 拡散変調が２つの多重化信号に対して
４相位相変調を行うものであり、キャリア変調が４相位
相変調であることを特徴とする請求項１９から請求項２
２のうちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装
置。 - 【請求項２８】 陪直交信号発生手段が、入力データを
所定のパラレルデータに変換するシリアル−パラレル変
換器と、変換されたパラレルデータの１つのデータビッ
トを除いたデータビットに応じて直交関数系列の中から
１つの直交関数を選択し直交信号として出力する直交信
号発生手段と、前記１つの入力データビットと前記直交
信号との排他的論理和をとって陪直交信号を得る第２の
排他的論理和回路とを備えたことを特徴とする請求項１
から請求項２７のうちいずれか１項記載のスペクトル拡
散通信装置。 - 【請求項２９】 直交信号発生手段が、直交関数の符号
速度に対応するクロックを２分周するごとに得られる各
クロックと入力された各データビットとの論理積をとる
それぞれ対応した複数の論理積回路と、前記複数の論理
積回路が出力する複数の出力値の排他的論理和をとって
直交信号を出力する第１の排他的論理和回路とを備えた
ことを特徴とする請求項２８記載のスペクトル拡散通信
装置。 - 【請求項３０】 第１の符号分割多重化手段が、互いに
直交する複数の直交符号系列を同時に発生する直交符号
系発生手段と、入力される陪直交信号と直交符号系列を
それぞれ乗積する複数の乗積器と、これら乗積器の全出
力を加算し多重化出力を得る加算回路とを備え、前記直
交符号系発生手段が、直交符号の符号速度に対応するク
ロックを２分周するごとに得られる複数のクロックと論
理的有意レベルとが構成する互いに異なる全ての組合せ
のうち１つを入力し、組合せ入力値の排他的論理和をと
る複数の排他的論理和回路を有したことを特徴とする請
求項１から請求項９のうちのいずれか１項記載のスペク
トル拡散通信装置。 - 【請求項３１】 第１および第２の符号分割多重化手段
の少なくとも１つが 、互いに直交する複数の直交符号系
列を同時に発生する直交符号系発生手段と、入力される
陪直交信号と直交符号系列をそれぞれ乗積する複数の乗
積器と、これら乗積器の全出力を加算し多重化出力を得
る加算回路とを備え、前記直交符号系発生手段が、直交
符号の符号速度に対応するクロックを２分周するごとに
得られる複数のクロックと論理的有意レベルとが構成す
る互いに異なる全ての組合せのうち１つを入力し、組合
せ入力値の排他的論理和をとる複数の排他的論理和回路
を有したことを特徴とする請求項１０から請求項１８の
うちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項３２】 第１乃至第３の符号分割多重化手段の
少なくとも１つが、互いに直交する複数の直交符号系列
を同時に発生する直交符号系発生手段と、入力される陪
直交信号と直交符号系列をそれぞれ乗積する複数の乗積
器と、これら乗積器の全出力を加算し多重化出力を得る
加算回路とを備え、前記直交符号系発生手段が、直交符
号の符号速度に対応するクロックを２分周するごとに得
られる複数のクロックと論理的有意レベルとが構成する
互いに異なる全ての組合せのうち１つを入力し、組合せ
入力値の排他的論理和をとる複数の排他的論理和回路を
有したことを特徴とする請求項１９から請求項２７のう
ちのいずれか１項記載のスペクトル拡散通信装置。
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|---|---|---|---|
| JP14999696A JP3385299B2 (ja) | 1996-05-20 | 1996-05-20 | スペクトル拡散通信装置 |
| US08/770,155 US5966377A (en) | 1996-05-20 | 1996-12-19 | Spread spectrum communication system |
| AU76493/96A AU711686B2 (en) | 1996-05-20 | 1996-12-24 | Spread spectrum communication system |
| NO970010A NO970010L (no) | 1996-05-20 | 1997-01-02 | Spredningsspektrum-kommunikasjonssystem |
| CA 2194722 CA2194722C (en) | 1996-05-20 | 1997-01-09 | Spread spectrum communication system |
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| DE1997625646 DE69725646T2 (de) | 1996-05-20 | 1997-02-06 | Spreizspektrumnachrichtenübertragungssystem |
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|---|---|---|---|---|
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