KR100223502B1

KR100223502B1 - 스펙트럼 확산 통신 장치

Info

Publication number: KR100223502B1
Application number: KR1019970001652A
Authority: KR
Inventors: 히데시 무라이
Original assignee: 다니구찌 이찌로오, 기타오카 다카시; 미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Priority date: 1996-05-20
Filing date: 1997-01-21
Publication date: 1999-10-15
Also published as: NO970010D0; CN1166094A; US5966377A; CA2194722A1; DE69725646T2; KR970078187A; AU711686B2; NO970010L; CA2194722C; AU7649396A; EP0809364B1; CN1079614C; JP3385299B2; DE69725646D1; EP0809364A3; EP0809364A2; JPH09312629A

Abstract

서로 다른 속도 전송, 가변 속도를 행하기 위하여 복잡한 할당 제어를 필요로 한다는 문제점, 또는 하드웨어 규모, 소비 전력의 증대를 초래한다는 문제점이 있었다.

저속 레이트 데이타 D1∼D4, 중속 레이트 데이타 D5, D6는 시분할 다중화 수단 TDM(A)(110)에 의해 속도비에 따라 시분할 다중화되고, 시분할 다중화 수단 TDM(A)(110)를 거치지 않는 고속 레이트 데이타 D7, D8과 레이트가 동일화된다. 다음에, 모든 데이타는 배직교 신호 발생 수단 BORT(121, 122a∼125a)에 의해 배직교 신호로 변환된 후, 부호 분할 다중화 수단 CDM(A)(130a)에 의해 부호 분할 다중화된다. 부호 분할 다중화 신호는 확산 변조, 캐리어 변조된 후 송신된다.

Description

스펙트럼 확산 통신 장치

본 발명은 스펙트럼 확산 통신 장치에 관한 것이다.

직접 확산에 의한 스펙트럼 확산 통신은 정보 신호에 확산 부호를 곱함으로써 정보 신호의 스펙트럼을 광대역으로 확산하여, 정보 신호 대역보다 넓은 전송 대역으로 정보를 전송하는 통신으로서, 비화성, 내간섭성, 내페이딩(resistance to fading)성, 다원 접속성 등의 특징을 가지고 있다. 다원 접속이라는 것은, 복수의 이동국이 기지국과 동시에 통신하는 통신 방식을 말한다. 스펙트럼 확산 통신의 성능은 확산율에 의존한다. 확산율이라는 것은 전송 대역과 정보 신호 대역과의 비, 즉 확산 부호 속도와 정보 전송 속도와의 비이다. 확산율을 dB로 표시한 것은 처리 이득이라고 한다. 예를 들어, 정보 전송 속도가 10kbps이고 확산 부호 속도가 1Ncps인 경우, 확산율은 100, 처리 이득은 20dB가 된다.

스펙트럼 확산 통신을 이용한 다원 접속 방식은 CDMA(Code Division Multiple Access, 부호 분할 다원 접속)방식이라고 불린다. CDMA 방식에서는 사용자 또는 채널마다 서로 다른 확산 부호를 사용하고, 확산 부호에 의해 사용자 또는 채널을 식별한다.

CDMA 방식은 채널 용량(동일 대역에서의 채널 수)이 TDMA(Time Division Multiple Access, 시분할 다원 접속) 방식 등 다른 다원 접속 방식 보다도 떨어지는 것으로 되어 있지만, 셀룰러 전화 시스템에 적용한 경우에는 TDMA 방식보다도 우수하다는 것이, 예를 들면 길하우젠 등의 셀룰러 CDMA 시스템의 용량에 대해서, 아이이이이 트랜잭션즈 온 비쿨러 테크놀로지, 제40권 제2호 1991년 5월(Gilhousen et al: ''On the Capacity of a Cellular CDMA Systems'', IEEE Transactions on Vehicular Technology vol.40, No. 2, May,1991)에 보고되어 있다.

도 28은 상기 논문에 개시된 셀룰러 이동체 통신 시스템의 기지국의 송신 장치를 나타낸 것이다. 기지국에서는, 복수의 사용자에 대해서 동시에 정보를 송신하기 위해 각 사용자로부터의 신호를 다중화한 후 송신한다. 도 28에서, 2801 내지 280N은 제1의 사용자 내지 제N의 사용자(User#1∼User#N)로의 송신 신호 처리 장치(Digital Processor)이고, 그의 출력 신호는 디지탈 선형 결합기 및 QPSK 변조기(Digital Linear CoMbiner and QPSI(Modulator)(2810)으로 입력되어 다중화된 후, 캐리어 변조가 이루어지고, 송신부(TransMitter)(2811)로 입력되어 주파수 변환 및 전력 증폭된 후 각 이동국을 향해 송신된다. QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)은 통상 4상 디지탈 위상 변조라고 한다.

CDMA 방식에서는 서로 다른 확산 부호를 사용하고 있기 때문에 사용자간의 상호 간섭량은 낮은 레벨로 되지만, 사용자 수가 증가하면 간섭량의 총합이 증대해간다. 이 간섭량의 총합과 허용 수신 신호 품질에 의해 채널 용량이 정해진다.

기지국으로부터 복수의 이동국으로 송신하는 경우에는, 각 이동국으로의 송신 타이밍을 동기하여 행할 수 있다. 이 경우, 확산 부호에 직교 부호를 사용함으로써 동일 기지국으로부터 송신되는 신호를 수신하는 이동국간의 상호 간섭량은 영(zero)으로 할 수 있다. 다른 기지국으로부터의 송신 신호에 기인하는 상호 간섭이나 동일 기지국으로부터의 신호에서도 멀티패스 페이딩(multi-pass fading)의 결과, 서로 다른 수신 타이밍으로 된 신호 사이에서의 상호 간섭이 생기지만, 직교부호를 사용하는 것은 상호 간섭을 저감할 수 있기 때문에 CDMA 시스템으로서 아주 적합한 성질이다.

이하에 기술하는 종래의 기술에 있어서는, 특별히 언급하지 않는 한 기지국으로부터 이동국으로의 송신을 행하는 경우에는, 직교 부호에 의한 다중화 전송을 행하고 있다.

도 29 및 도 30은 예를 들면 미국 특허 제5103459호에 개시된 기지국의 다중화 송신의 방법이다. 도 29에 도시하는 장치는 도 28에 도시한 송신 신호 처리 장치(2801∼280N)의 하나에 대응하고, 도 30에 도시한 장치는 도 28에 도시한 선형 결합기 및 QPSK 변조기(2810), 송신부(2811)에 대응한다.

도 29에서 음성 채널 데이타(2901)는 오류 정정 부호화기(ENCODER)(2902)에 의해 오류 정정 부호화되고, 인터리버(INTERLEAVER)(2903)에 의해 인터리브(interleave)되며, 데이타 스크램블러(data scrambler)(2904)에 입력되며, 또 하나의 입력인 PN 부호 발생기(PN GENERATOR)(2905)가 발생하는 PN 부호와의 배타적 논리합(EX-OR)이 취해져 데이타 스크램블(data scramble)된다. 여기에서는, 데이타 스크램블이 목적이기 때문에, PN 부호 발생기(2905)가 발생하는 PN 부호의 부호 속도는 인터리버(2903)의 출력의 속도와 동일하고, 스펙트럼의 확산은 행해지지 않는다.

데이타 스크램블러(2904)의 출력은 직교 부호화기(2906)에서 walsh 함수 발생기(WALSH GENERATOR)(2907)로부터 주어지는 Walsh 함수에 의해 직교 부호화된다.

Walsh 함수는 아다마르(Hadamard) 행렬에 의해 생성되는 직교 부호 계열이고, 사용자마다 서로 다른 Walsh 함수가 할당된다. 도 29에 도시한 예에서는, 데이타 스크램블러(2904)의 출력의 64배의 부호 속도로 직교 부호화되고 있다.

직교 부호화기(2906)의 출력은 2분되어 2개의 스펙트럼 확산 변조기(EXOR)(2908 및 2909)로 입력되고, 2개의 PN 부호 발생기(PN GENERATOR)(2910 및 2911)이 발생하는 서로 다른 PN 계열에 의해 스펙트럼 확산된다. PN 부호 발생기(2910, 2911)이 발생하는 PN 부호는 전사용자에 공통의 PN 부호이고, 서로 다른 기지국으로부터 송신된 신호간에서의 상호 간섭을 저감시키기 위해 사용된다. PN 부호의 부호 속도는 Walsh 함수의 부호 속도와 동일하다.

스펙트럼 확산 변조기(2908, 2909)의 출력은 각각 FIR(Finite Impulse Response) 필터(2912, 2913)에 의해 파형 정형(대역 제한)된 후, 이득 조정기(GAIN)(2914,2915)에 의해 이득 조정되고, 도 30에 도시한 선형 결합기 및 QPSK 변조부로 입력된다. 도 30에 도시한 선형 결합기 및 QPSI( 변조부에는 도 29에 도시한 것과 동일한 구성을 갖지만 서로 다른 직교 부호(번호가 서로 다른 Walsh 함수)로 직교 부호화된 스펙트럼 확산 신호도 동시에 입력된다.

직교 부호화된 스펙트럼 확산 신호는 디지탈-아날로그 변환기(D/A)(3011 내지 30N2)에 의해 아날로그 신호로 변환된 후, 확산 부호가 공통이 되는 것끼리 합성되도록 가산기(∑I)(3030) 및 가산기(∑Q)(3031)에 각각 입력되고, 가산되어 다중화 신호로 된다. 다중화 신호는 서로 직교하는 2개의 반송파(SIN(2πft), COS(2πft))에 의해 곱셈기(3032,3033)에 의해 곱해져 가산기(∑)(3034)에서 합성됨으로써 QPSK 변조된다.

이 경우, 각 사용자의 신호는 동일 정보가 2개로 분기되고, 각각 서로 다른 PN 부호 계열로 스펙트럼 확산되어 QPSK 변조되기 때문에, 정보 변조는 BPSK(Binary PSK, 2상 디지탈 위상 변조), 확산 변조는 QPSK(4상 디지탈 위상 변조)로 되어 있다.

QPSK 변조된 다중화 신호는 곱셈기(3035)에서 주파수 신서사이저(FREQUENCY SYNTHESIZER)로부터 주어지는 정현파와 곱해진 후, 대역 통과 필터(BPF)(3036)에 의해 기본파 성분이 추출되고, RF 증폭기(RF AMP)(3037)에서 전력 증폭되어 안테나로 전달된다.

CDMA 방식에서는 총합의 간섭 전력이 낮을수록 채널 용량을 많이 확보할 수 있다. 음성 통화의 경우, 항상 통화 상대는 아니고 무음인 경우도 있기 때문에, 무음 구간에는 정보의 전송을 행하지 않도록 하면 그만큼 채널 용량을 향상시킬 수 있다.

도 29 및 도 30에 도시한 예에서는, 채널 용량을 향상시기기 위하여 음성의 통화 상태에 따라 음성 부호화기의 레이트를 4단계(풀 레이트(full rate), 1/2, 1/4, 1/8)로 설정하고, 레이트에 따라서 송신 전력을 설정하도록 하고 있다. 이 방법은 부호화기의 출력은 동일 레이트로 동작시키지만, 레이트에 따라서 동일한 부호화기의 출력 내용을 반복하여 출력하고, 반복 횟수에 따라서 전력을 저감하는 것이다.

예를 들면, 레이트 1/2일 때 동일 시간내에 전송하는 비트 수는 풀 레이트의 1/2로 되기 때문에, 부호화기의 출력도 1/2로 된다. 부호화기로부터는 동일 내용을 2번 반복하여 출력함으로써 송신 전력을 1/2로 설정하여 송신한다. 마찬가지로, 무음성 상태일 때에는 배경음을 1/8의 레이트로 음성 부호화하고, 오류 정정 부호화기로부터는 동일한 부호화 데이타를 8회 연속하여 출력함으로써 송신 전력을 1/8로 설정하여 송신한다.

이상과 같이 도 29 및 도 30에 도시한 예에는 동일 기지국으로부터 송신하는 신호에 대해서 직교 부호를 사용하여 상호 간섭을 억압하는 수단, 음성 통화 상태에 따라서 정보 속도를 전환하여 송신 전력을 저감하는 수단 등이 도시되어 있지만, 셀룰러 전화 시스템을 상정한 저속 전송 레이트 시스템이기 때문에, 도 29에 나타낸 음성 채널 데이타(VOICE CHANNEL(i) DATA)(2901)의 최고 속도는 9.6kbps로 제한되고 있다. 따라서, 음성 이외의 화상이나 컴퓨터 데이타 등의 보다 고속의 데이타를 보내는 경우에는 다른 수단이 필요하다.

도 31은 일본 특개평5-506763호 공보에 개시된 보다 고속의 데이타를 송신하기 위한 장치를 나타낸 도면이고, 도 29 및 도 30에 도시한 장치예에 대응하고 있다. 도 31에 나타낸 장치가 도 29 및 도 30에 나타낸 장치와 다른 점은 컨트롤러(CONTROLLER)(3101)가 입력 데이타 속도에 따라 오류 정정 부호화기(ENCODER)의 부호화율, 인터리브 사이즈, Walsh 함수의 부호 길이를 최적으로 제어하여 확산 부호화 레이트 즉 전송 대역폭을 일정하게 유지하면서 여러가지 전송 속도에 대응하도록 하고 있는 점이다. 동 공보에는 입력 데이타 속도에 따른 소정의 부호화율, Walsh 함수의 부호 길이에 대한 컨트롤러(3101)의 설정의 예로서 표 1이 개시되어 있다.

[표 1]

표 1에서 확산 부호 속도는 입력 데이타 속도와 총합 확산 인자(factor)와의 곱으로 주어지고, 총합 확산 인자는 부호화 인자와 Walsh 함수 인자와의 곱이 된다. 예를 들면, 입력 데이타 속도가 9.6kbps인 경우, 부호화 인자 2(=부호화율 1/2)인 오류 정정 부호(콘벌루션 부호)를 사용하여 오류 정정 부호화 후의 부호화 심볼 레이트가 19.2kbps(=9.6bps × 2)로 되고, 각 부호화 비트에 대해 부호 길이 64의 Walsh 함수를 곱함으로써 확산 부호 속도는 1.2288Mchip/s(=19.2kbps × 64)로 된다. 다른 전송 속도에 대해서도 마찬가지이다. 또한 부호화 인자라는 것은 오류 정정 부호화 출력 비트 수와 입력 정보 비트 수와의 비를 의미한다. 즉 부호화 인자는 부호화율의 역수이다.

이상의 설정 방법은 Walsh 함수 인자가 부호의 구성상 2의 거듭 제곱이 되는 것, 확산 부호 속도를 상한이 1.2288Mchip/s로 하여 이용가능한 전송 대역을 최대한으로 이용하는 것을 염두에 두고 있는 것으로 생각된다. 즉, 입력 데이타 속도가 9.6kbps의 정수배일 때에는 부호화 인자 및 Walsh 함수 인자를 조정함으로써 대응하고, 비정수배일 때에는 부호화 인자를 비정수로 하고 Walsh 함수 인자를 적절히 설정함으로써 대응하고 있다. 이를 위해 부호화 방법에는 콘벌루션 부호화에 부가하여 또한 펑쳐드(punctured) 부호화라고 하는 방법이 적용되고 있다.

이상과 같이, 도 31에 도시한 예에서는 전송 속도의 증가에 대해서 부호화 인자와 Walsh 함수 인자를 변화시킴으로써 대응하고 있지만, 또한 전송 속도의 증가에 수반하여 부호화 인자가 감소하거나 또는 Walsh 함수 인자가 감소한다.

그렇지만, 부호화 인자의 감소는 오류 정정 능력의 저하를 초래하기 때문에, 필요한 전송 품질을 얻기 위하여는 한계가 있다. 예를 들면, 도 31에 도시한 예에서는 부호화 인자는 2이상이 아니면 데이타 속도 9.6kbps와 같은 정도의 전송 품질을 실현할 수 없다.

또한, Walsh 함수 인자의 감소는 곱해지는 PN-I, PN-Q의 부호 길이의 감소로 이어지고, 이것은 확산율(확산 부호 속도/데이타 전송 속도)의 감소를 초래하며, 이에 수반하여 다원 접속성, 내방해성, 내간섭성 등 스펙트럼 확산 통신의 특징이 약해지기 때문에 자연히 한계가 있다. 예를 들어, 류지 코노 : 무선 통신을 위한 스펙트럼 확산 방식, 아이이이이 커뮤니케이션 매거진 58 내지 67 페이지, 1995년 1월(Ryuji KOHNO 등의 보고 ''Spread Spectrum Access Methods for Wireless Communications'', IEEE Conalunications Magazine, pp. 58-67, January, 1995)에는 멀티패스 페이딩 내성, 시스템 균일화 등의 관점으로부터 처리 이득(즉 확산율)은 100∼1000 정도인 것으로 보고되어 있다(상한은 하드웨어의 실현성 및 주파수대의 할당 등에 의해 제약된다).

따라서, 도 31에 도시한 예에서 19.2kbps를 초과하는 데이타 속도로 통신을 행하는 경우에는, 다른 수단을 사용할 필요가 있다. 도 32 내지 도 36은 에이. 에이치 아그바미: 멀티-서비스 오퍼레이션을 지원하는 차세대 CDMA 셀룰러 모빌 시스템 제5회 퍼스널, 옥내 및 이동 무선 통신에 관한 IEEE 국제 심포지엄, 1994년(A. H. Aghvami: ''FUTURE CDMA CELLULAR MOBILE SYSTEMS SUPPORTING MULTI-SERVICE OPERATION'', 5th IEEE International symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, 1994)에 개시된 여러가지 서비스에 대응할 수 있는 CDMA 방식을 나타낸 도면이다.

도 32는 서로 다른 데이타 속도의 신호를 할당된 주파수 대역 전체에 걸쳐 확산하는 방식이다. 즉 확산 부호의 부호 속도는 동일한 것에 반해 데이타 속도가 서로 다르기 때문에, 데이타 속도에 따라 처리 이득(확산율)이 변화한다. 여기에서, 확산 부호 및 송신 전력도 요구되는 전송 성능에 의존한다.

CDMA 방식에서 데이타 속도가 서로 다른 경우, 전송 품질을 같게 하기 위하여 데이타 1비트 당의 에너지가 평가 기준으로 되는 일이 많다. 즉 고속 데이타(데이타; data)는 데이타 간격이 짧기 때문에 대전력을 필요로 하고, 저속 데이타(음성; voice)는 데이타 간격이 길기 때문에 대전력을 필요로 하지 않고 소전력이면 된다. 이 방법은 가장 단순한 방식이지만, 고속 레이트로 됨에 따라서 확산율이 감소하기 때문에, 도 31에 나타낸 것과 마찬가지로 시스템이 CDMA의 특징을 상실한다는 과제가 남아 있게 된다.

도 33은 전주파수 대역을 크기가 서로 다른 부분 대역으로 분할하고, 저속 레이트 신호(음성; voice)에 대해서는 작은 부분 대역(small sub channel)을 할당하고, 중속 레이트 신호(비디오; video)에 대해서는 큰 부분 대역(large sub channel)을, 고속 레이트 신호(데이타; data)에 대해서는 전체역을 할당하는 방식이다. 작은 부분 대역(small sub channel) 및 큰 부분 대역(large sub channel)은 분리하거나 또는 중복하여 사용된다.

이 방식에서는, 어떤 전송 속도 이하에서는 처리 이득(확산율)을 일정 범위내에 설정할 수 있다는 잇점이 얻어지는 반면, 전송 속도가 일정값 이상인 경우에 확산율이 감소하기 때문에 도 31에 나타낸 방식 및 도 32에 나타낸 방식과 마찬가지로 시스템이 CDMA의 특징을 상실해가는 과제가 존재한다. 또한, 저속 레이트 신호 또는 중속 레이트 신호가 서로 다른 주파수를 사용하기 때문에, 주파수의 할당 제어 기구 및 복수의 주파수 발생 기구가 필요하게 되는 과제가 존재한다. 게다가, 각 레이트에 따른 전송 대역의 아날로그부(예를 들면 필터 등)을 복수개 준비할 필요가 있고, 송신 장치 및 수신 장치 쌍방이 대형화해버리는 과제가 있었다.

도 34는 시간 프레임을 크기가 서로 다른 부분 슬롯으로 분할하고, 저속 신호(음성; voice)에 대해서는 작은 타임 슬롯(slall time s1ot)을 할당하고, 중속 신호(비디오; video)에 대해서는 큰 타임 슬롯(large time s1ot)을, 고속 신호(데이타; data)에 대해서는 전 슬롯을 할당하는 방식이며, 각각의 슬롯은 분리하거나 또는 중복하여 사용된다.

이 방식에 있어서도 어떤 전송 속도 이하에서는 처리 이득(확산율)을 일정 범위내로 설정할 수 있다는 있점이 얻어지는 반면, 전송 속도가 일정값 이상인 경우에는 확산율이 감소하고, 도 31, 도 32 및 도 33에 나타낸 방식과 마찬가지로 시스템이 CDMA의 특징을 잃어버린다는 과제가 있었다.

게다가, 도 32 내지 도 34에 도시하는 방식에서는 전송 속도가 증대함에 따라 확산율이 감소하면 동시에 데이타 간격도 작아지기 때문에, 주기적인 확산 부호를 사용하는 경우에는 데이타 간격 상당의 지연파에 대해서는 식별 능력이 없어지고, 부호간 간섭을 생기게 하는 과제도 있었다.

도 35는 중속 레이트 신호 및 고속 레이트 신호에 대해서 복수의 확산 부호를 할당하는 멀티-코드(multi-code) 방식을 나타내는 도면이다. 중속 레이트 신호 및 고속 레이트 신호에 대해서 속도에 따른 병렬수의 직렬-병렬(serial-parallel) 변환을 행하고, 서로 다른 복수의 저속 신호로서 각각 직교하는 부호로 직교 부호화된 후에 다중하하는 것이다. 이 방법에 의해, 여러가지 속도의 데이타에 대해서 동일한 확산율로 확산하는 것이 가능하게 되고, 도 32 내지 도 34에 도시한 방식의 과제인 처리 이득(확산율)의 저하나 부호간 간섭에 대한 대책이 취해지고 있다. 다중화에 수반하여 진폭이 변동하는 점은 멀티-레벨 2치 변환에 의해 2치화를 행한 후 PN 부호에 의해 확산함으로써 해결하고 있다. 아그바미의 논문에는 멀티 레벨 2치 변환으로서 Walsh 부호와 같은 직교 부호의 하나를 선택하여 출력하는 직교 변조를 적용하는 것이 개시되어 있다.

그렇지만, 멀티 레벨 2치 변환에서는 다중화수가 증가하면 주파수 효율이 급격히 열화하는 과제가 있다. 이러한 것은 직교 함수의 부호 길이는 다중화수를 N으로 하면 2^N으로 주어지기 때문에, 처리 이득(확산율) 및 확산 부호 속도를 동일하게 한채로 전송하는 경우 멀티 레벨인 채로 전송할 때에 비해 2^N배의 전송 대역을 필요로 하기 때문이다.

또한, 직교 변조가 아니라 통상의 멀티 레벨 2치 변환을 행하여 전송하는 경우, 병렬-직렬 변환을 행하는 것이 일반적이지만, 그 경우에도 처리 이득(확산율) 및 확산 부호 속도를 동일하게 한 채로 전송하면, 멀티 레벨인 채 전송하는 경우에 비해 N 배의 전송 대역을 필요로 하기 때문에, 주파수 효율이 저하하는 과제는 여전히 해소되지 않는다.

도 36은 도 32 내지 도 35에 도시한 방식을 복합한 방식을 나타낸 도면이다. 도 36에 나타낸 방식은 서비스나 전파 전달 환경에 따라 도 32 내지 도 35에 도시한 시스템을 조합한 방식이다. 이 방식에 의하면, 상황마다 최적의 대응이 가능하게 되지만, 시스템 제어가 극히 복잡하고, 효율적인 할당 제어도 복잡하게 되어 버리는 과제가 있었다.

도 37 내지 도 40은 일본 특개평7-303090호 공보에 개시된 스펙트럼 사용의 최적화 시스템을 나타낸 도면으로, 고속 사용자로부터 저속 사용자까지가 사용하는 스펙트럼을 최적화하는 시스템에 관한 것이다.

도 37에 나타낸 방식은 속도가 서로 다른 사용자에 대해서 슬롯 수와 코드수를 할당하는 것이다. 슬롯 수 외에 복수의 확산 부호를 할당하는 점이 도 34에 도시한 방식과 다르다. 도 37에 나타낸 방식에서는 고속 전송에 대해서 일정 이상의 처리 이득(확산율)을 얻기 때문에 멀티 코드 전송이 가능하게 되지만, 예를 들면 사용자 F의 경우 본래 단일 코드(1개의 부호)만으로도 처리 이득(확산율)이 얻어짐에도 불구하고 멀티 코드(3개의 코드, C0, C1, C2)에 의한 전송을 행하기 위해 수신기측에서 복수의 상관기를 준비할 필요가 있기 때문에, 장치가 복잡해지는 과제가 있었다.

도 38에 도시한 방식은 속도가 서로 다른 사용자에 대해 부분 주파수대와 부호를 할당하는 것이다. 부분 주파수대 외에 복수의 확산 부호를 할당하는 점이 도33에 나타낸 방식과 다르다. 도 38에 나타낸 방식은 고속 전송에 대해서 일정 이상의 처리 이득(확산율)을 얻기 위해 멀티 코드 전송이 가능하게 되지만, 예를 들면 사용자 F의 경우, 본래 단일 코드(1개의 부호)만으로도 처리 이득(확산율)이 얻어짐에도 불구하고 멀티 코드(3개의 부호, C0, C1, C2)에 의한 전송을 행하기 위해수신기측에 복수의 상관기를 준비할 필요가 있기 때문에, 장치가 복잡하게 된다는 과제가 있다. 또한, 주파수 할당 및 부호 할당이라는 복잡한 제어를 행할 필요가 있는 과제가 있다. 게다가, 복수의 송수신 주파수, 복수의 주파수 대역에 따른 복수의 주파수 신서사이저, 복수의 전송 대역을 갖는 아날로그부를 준비할 필요가 있기 때문에, 송신 장치 및 수신 장치 쌍방이 대형화되고 마는 과제가 있었다.

도 39에 나타낸 방식은 속도가 서로 다른 사용자에 대해서 슬롯과 부호의 쌍방을 할당하는 것이다. 단, 부호는 멀티 코드가 아니라 단일의 부호이고, 길이가 서로 다른 부호가 준비되어 있다. 또한, 부호 속도가 서로 다른 확산 부호가 준비 되어 있다. 고속 사용자는 도면중 A로 나타낸 바와 같이 부호 공간에 작은 부호 C5를 장시간에 걸쳐 점유하거나 또는 도면중 G로 나타낸 바와 같이 부호 공간에 큰 부호 C6를 단시간 점유하거나 하여 고속 전송을 실현한다.

도 39에 나타낸 방식은 도 37에 나타낸 방식에 비해, 할당되는 부호는 1개이기 때문에, 수신측은 대응하는 1 부호에 대해서 상관기를 준비하기만 하면 된다. 그렇지만, 큰 부호 공간이 할당되는 경우에는 부호 속도를 고속으로 할 필요가 있기 때문에, 부호 공간의 크기에 상당하는 부호 속도에 대응하도록 확산 부호 발생기나 상관기를 복수개 준비할 필요가 있다. 또한, 전송 대역은 부호 속도로 결정되기 때문에, 복수의 전송 대역을 갖는 아날로그부를 준비하거나, 특성 열화를 허용하여 광대역의 필터를 준비할 필요가 있다. 전자의 경우에는, 송신 장치 및 수신 장치의 규모가 커지는 과제가 있고, 후자의 경우에는 전송 품질이 열화되는 과제가 있었다.

도 40에 나타낸 방식은 도 37, 도 38 및 도 39에 나타낸 슬롯, 주파수 및 부호의 할당이 최적으로 되도록 조합시킨 것으로서, 상황에 따라서 주파수, 시간 및 부호 공간을 효율적으로 사용할 수 있는 잇점이 있다. 그렇지만, 주파수, 시간 및 부호의 복잡한 할당 제어가 필요하게 되는 과제가 있다. 또한, 송신기 및 수신기의 쌍방에서 복수의 부호에 대응한 상관기, 복수의 전송 대역에 대응한 아날로그부를 준비할 필요가 있기 때문에, 회로 규모가 크게 되어 버리는 과제가 있었다.

또한, 도 37 및 도 38에 나타낸 방식에서는 멀티 코드 다중화에 의한 신호 레벨의 다치화에 대하여 대책이 강구되지 않고 있다. 따라서, 신호 레벨의 다치수(multivalues)에 따라 송신측에서 사용하는 전력 증폭기의 선형성에 대한 요구가 엄격해지고, 회로 규모의 소형화, 저소비 전력화를 방해하는 과제가 있었다.

일반적으로 CDMA 방식의 스펙트럼 확산 통신에 있어서, 통신 가능한 채널 수는 할당 가능한 채널 수(부호 수)보다도 적다. 이러한 것은 기지국으로부터 이동국으로 직교 부호에 의한 다중화 전송을 행하여도 멀티 패수 페이딩의 영향이나 인접 셀의 기지국으로부터의 간섭 등에 의해 상호 간섭이 생기고, 다중화 채널 수의 증가에 수반하여 상호 간섭도 많아져, 요구되는 오류율을 달성할 수 없게 되기 때문이다. 이동국으로부터 기지국으로의 송신은 이동국간에서 타이밍의 동기를 취하는 것이 곤란하므로 직교 부호의 효과를 기대할 수 없기 때문에, 기지국으로부터 이동국으로의 통신보다도 상호 간섭이 크게 된다.

위에 개시한 논문에서 길하우젠 등은 도 28, 도 29 및 도 30에 나타낸 시스템에서, 기지국에 대한 할당 가능한 채널 수가 64인 것에 반해, 통신 가능한 채널수는 36 정도라고 보고하고 있다. 이 수치는 음성의 상태에 따라서 레이트를 낮춤에 의한 채널 용량의 증대 효과를 포함한 값이고, 또한 그 외의 조건 예를 들면 송신 전력 제어나 섹터화 이득 등이 이상적인 경우에 대한 값이기 때문에, 실제로는 통신 가능한 채널 수는 더욱 작은 값으로 된다. 즉, 할당 가능한 채널 중 약 반수 정도의 채널밖에 실제로는 사용되지 않게 된다. 또한, 도 31 내지 도 40에 나타낸 종래의 방식에 대해서도 마찬가지로 말할 수 있다.

할당 가능한 채널을 유효 이용하기 위해서는 예를 들면 다음의 표 2에 나타낸 바와 같이 다중화수(Walsh 함수 인자)를 64에서 32로 억제하고, 오류 정정 부호의 정정 능력을 향상시기는 방법이 생각되고 있다. 이 방법은 부호화 인자를 높게 설정하는 것에 상당하는 것이다.

[표 2]

이와 같은 방법을 채용한 경우, 오류 정정 능력이 향상되기 때문에 통화 품질이 향상되지만, 부호화에 요하는 처리량이 팽창하게 되어 하드웨어 규모가 증대하는 과제가 남는다. 즉, 종래의 기술에 나타낸 바와 같이 오류 정정 부호에 콘벌루션 부호를 채용한 경우, 복호 방법으로서 비터비 복호가 자주 사용되고 있지만, 비터비 복호의 처리량은 부호화 인자(1/r: r은 부호화율) 및 구속 길이(K)에 의존하며 (1/r)^K에 비례하기 때문에, 부호화 인자가 2배로 되면(2에서 4로 되면) 처리량은 2^K에서 4^K로 된다. 구속 길이 K는 종래의 기술에서는 7 내지 9가 흔히 사용되고 있기 때문에, 부호화 처리량은 27 내지 47에 비례하여 증대한다.

게다가, 멀티 코드 다중화에 의한 신호 레벨의 다치 레벨화에 대해서도 대책을 강구하는 것이 바람직하다.

도 41은 가쯔라 등에 의한 PC-CDMA(병렬 조합 부호 분할 다원 접속)의 멀티 패스 레일리 페이딩(multi pass Rayleigh fading) 환경하에서의 연판정 비터비 복호 특성의 검토 전자 정보 통신 학회 기술 연구 보고, SST95-58(1995-09) pp. 79-83에 개시된 병렬 조합 방식의 시스템 블럭도이다.

도 41에서, 정보 데이타는 레이트(1/2)의 콘벌루션 부호에 의한 오류 정정 부호화가 행해지고, 인터리브된 후, 128 부호화 비트로 병렬 분할된다. 이 128 부호화 비트를 4 부호화 비트 단위로 32 계통의 멀티 코드 다중화 전송을 행한다. 멀티 코드 다중화하기 위한 직교 부호는 직교 골드(GOLD) 부호라는 부호이고, 그의 총수는 256개 준비되어 있다. 그렇지만, 다중화수는 32이기 때문에, 256개의 직교골드 부호를 8 코드씩 32계통으로 분할하여 1계통에 대해 8코드 중 하나를 선택하여 전송한다. 어느 코드를 선택할지는 4부호화 비트로 결정한다. 즉, 3 부호화 비트로 8개의 직교 부호 중 어느 것을 선택할지를 결정하고, 나머지 1비트로 선택한 직교 부호의 극성을 결정한다. 또한, 직교 골드 부호에 대해서는 슈 등에 의한 2치의 비선형 확산 계열에 대하여, 전자 정보 통신 학회 연구 기술 보고, IT90-7,(1990년 5월) pp.37-42에 상세히 기술하고 있다.

수신측에서는, 어느 코드가 어느 쪽의 극성으로 송신되었는지를 검출함으로써 1계통 당 4 부호화 비트를 복조하는 것이 가능하게 된다. 또한, 극성의 검출을 행하기 위해서는 수신측에서 동기 검파를 행할 필요가 있지만, 도 41에 나타낸 시스템에서는 파일럿 채널용의 직교 부호를 다중화하여 동기 전송하고, 수신측에서 파일럿 채널을 복조하여 캐리어 위상을 추출함으로써 효율좋게 동기 검파를 행하고 있다.

이 방법은 배직교 신호 전송 방식이라고 하며, 그의 특성에 대해서는 예를 들면 요코야마 저 스펙트럼 확산 통신 시스템, 1988년, 과학 기술 출판사 등에 보고되고 있다. 배직교 신호 전송 방식은 통상의 신호 전송 방식에 비해 오류율의 개선 효과가 있다. 게다가, 4 부호화 비트에 대해서 1개의 직교 부호가 대응하기 때문에 다중화수도 1/4로 되고, 증폭기의 선형성에 대한 요구가 완화되는 잇점도 있다.

그렇지만, 도 41에 나타낸 시스템에서는 송신측에서 전직교 부호를 준비하고, 수신측에서 전직교 부호에 대해서 수신 신호와의 상관을 구할 필요가 있고; 송신 장치 및 수신 장치 쌍방의 규모가 증대해 버리는 과제가 있다. 또한, 4 부호화 비트 당 1계열의 배직교 신호 전송을 기본으로 하고, 고속 레이트에 대해서는 멀티 코드 다중화만으로 처리하고 있기 때문에, 4 부호화 비트의 정수배 관계에 있지 않은 저속 레이트의 전송에 대해서 유연성이 없는 과제가 있다. 게다가, 레이트가 고속으로 됨에 따라서 채널마다 서로 다른 상관기를 개별적으로 준비할 필요가 있기 때문에, 하드웨어 규모가 크게 되어 버리는 과제도 있었다.

본 발명은 상기와 같은 과제를 해결하기 위하여 이루어진 것으로, 슬롯, 부호, 주파수 등의 복잡한 할당 제어를 필요로 하지 않고, 효율이 좋은 가변 속도 전송이나 서로 다른 속도 전송을 행하는 것이 가능하고, 하드웨어 규모의 증대를 최소한으로 머물게 할 수 있는 스펙트럼 확산 통신 장치를 얻는 것을 목적으로 한다.

본 발명에 따른 스펙트럼 확산 통신 장치는, 데이타 신호를 다중화하고, 다중화 신호를 확산 부호 계열을 사용하여 확산 변조하며, 확산 변조한 신호에 의해 캐리어 변조를 행하여 송신하는 스펙트럼 확산 통신 장치에 있어서, 저속 레이트 데이타 및 중속 레이트 데이타를 시분할 다중화하는 제1의 시분할 다중화 수단과, 시분할 다중화된 데이타 및 시분할 다중화되지 않는 고속 레이트 데이타를 배직교 신호로 변환하는 배직교 신호 발생 수단과, 상기 배직교 신호를 부호 분할 다중화하는 제1의 부호 분할 다중화 수단을 구비한 것이다.

본 발명에 따른 스펙트럼 확산 통신 장치는, 데이타 신호를 다중화하고, 다중화 신호를 확산 부호 계열을 사용하여 확산 변조하며, 확산 변조한 신호에 의해 캐리어 변조를 행하여 송신하는 스펙트럼 확산 통신 장치에 있어서, 저속 레이트 데이타를 부호 분할 다중화하는 제2의 부호 분할 다중화 수단과, 중속 레이트 데이타를 시분할 다중화하는 제2의 시분할 다중화 수단과, 시분할 다중화된 데이타 및고속 레이트 데이타를 배직교 신호로 변환하는 배직교 신호 발생 수단과, 부호 분할 다중화된 신호 및 상기 배직교 신호를 부호 분할 다중화하는 제1의 부호 분할다중화 수단을 구비한 것이다.

본 발명에 따른 스펙트럼 확산 통신 장치는, 데이타 신호를 다중화하고, 다중화 신호를 확산 부호 계열을 사용하여 확산 변조하며, 확산 변조한 신호에 의해캐리어 변조를 행하여 송신하는 스펙트럼 확산 통신 장치에 있어서, 저속 레이트 데이타 및 중속 레이트 데이타를 각각의 레이트마다 시분할 다중화하는 제3의 시분할 다중화 수단과, 시분할 다중화된 저속 레이트 데이타를 부호 분할 다중화하는 제3의 부호 분할 다중화 수단과, 시분할 다중화된 중속 레이트 데이타 및 시분할 다중화되지 않은 고속 레이트 데이타를 배직교 신호로 변환하는 배직교 신호 발생 수단과, 부호 분할 다중화된 신호 및 상기 배직교 신호를 부호 분할 다중화하는 제1의 부호 분할 다중화 수단을 구비한 것이다.

제 1도는 본 발명의 제1 실시예에 따른 다중화부를 도시한 도면.

제 2도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에서의 스펙트럼 확산 통신 장치의 전체 구성을 나타낸 도면.

제 3도는 본 발명의 제1 실시예에 따른 다중화부에 입력되는 데이타의 속도 관계를 나타낸 도면.

제 4도는 본 발명의 제1 실시예에 따른 시분할 다중화 수단의 동작을 나타낸 도면.

제 5도는 본 발명의 제1 실시예에 따른 시분할 다중화 수단의 다른 동작을 나타낸 도면.

제 6도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 배직교 신호 발생 수단을 상세히 도시한 도면.

제 7도는 본 발명의 제1 실시예에 따른 배직교 신호 발생 수단의 출력을 나타낸 도면

제 8도는 본 발명의 제1 실시예에 따른 제1의 부호 분할 다중화 수단의 동작을 나타낸 도면.

제 9도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 제1의 부호 분할 다중화 수단의 구성을 나타낸 도면.

제 10도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 제1의 부호 분할 다중화 수단의 동작을 나타낸 도면.

제 11도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 제1의 부호 분할 다중화 수단내의 직교 부호계 발생 수단의 일례를 나타낸 도면.

제 12도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 확산 변조부 및 캐리어 변조부의 구성예를 나타낸 도면.

제 13도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 BPSK 확산 변조기의 구성예를 나타낸 도면.

제 14도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 BPSK 캐리어 변조기의 구성예를 나타낸 도면.

제 15도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 확산 변조부 및 캐리어 변조부의 다른 구성예를 나타낸 도면.

제 16도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 QPSK 캐리어 변조기의 구성을 나타낸 도면.

제 17도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 확산 변조부 및 캐리어 변조부의 또다른 구성을 나타낸 도면.

제 18도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 확산 변조부 및 캐리어 변조부의 또다른 구성을 나타낸 도면.

제 19도는 본 발명의 제1 실시예 내지 제3 실시예에 따른 QPSK 확산 변조기의 구성예를 나타낸 도면.

제 20도는 본 발명의 제2 실시예에 따른 다중화부의 구성예를 나타낸 도면.

제 21도는 본 발명의 제2 실시예에 따른 제2의 부호 분할 다중화 수단의 동작예를 나타낸 도면.

제 22도는 본 발명의 제2 실시예에 따른 제2의 부호 분할 다중화 수단내의 배직교 신호 발생 수단의 구성예를 나타낸 도면.

제 23도는 본 발명의 제2 실시예에 따른 제1의 부호 분할 다중화 수단의 동작예를 나타낸 도면.

제 24도는 본 발명의 제2 실시예에 따른 제2의 부호 분할 다중화 수단과 제1의 부호 분할 다중화 수단과의 타이밍 관계를 나타낸 도면.

제 25도는 본 발명의 제3 실시예에 따른 다중화부의 구성예를 나타낸 도면.

제 26도는 본 발명의 제3 실시예에 따른 제3의 시분할 다중화 수단의 동작예 및 제3의 부호 분할 다중화 수단의 동작예를 나타낸 도면.

제 27도는 본 발명의 제3 실시예에 따른 제1의 부호 분할 다중화 수단의 동작예를 나타낸 도면.

제 28도는 종래의 이동체 통신 시스템에서의 기지국의 송신 장치의 예를 나타낸 도면.

제 29도는 종래의 이동체 통신 시스템에서의 기지국의 송신 장치의 다른 예를 나타낸 도면.

제 30도는 종래의 이동체 통신 시스템에서의 기지국의 송신 장치의 또다른 예를 나타낸 도면.

제 31도는 종래의 스펙트럼 확산 통신 시스템의 예를 나타낸 도면.

제 32도는 종래의 서로 다른 데이타 속도의 신호를 할당된 주파수 대역 전체에 걸쳐 확산하는 방식의 예를 나타낸 도면.

제 33도는 종래의 전주파수 대역을 크기가 서로 다른 부분 대역으로 분할하는 방식의 예를 나타낸 도면.

제 34도는 종래의 시간 프레임을 크기가 서로 다른 부분 슬롯으로 분할하는 방식의 예를 나타낸 도면.

제 35도는 종래의 서로 다른 레이트의 신호에 대해서 복수의 확산 부호를 할당하는 멀티 코드 방식의 예를 나타낸 도면.

제 36도는 종래의 도 32 내지 도 35에 도시한 방식을 복호한 방식의 예를 나타낸 도면.

제 37도는 종래의 속도가 서로 다른 사용자에 대해서 슬롯 수와 코드 수를 할당하는 방식의 예를 나타낸 도면.

제 38도는 종래의 속도가 서로 다른 사용자에 대해서 부분 주파수대와 부호를 할당하는 방식의 예를 나타낸 도면.

제 39도는 종래의 속도가 서로 다른 사용자에 대해서 슬롯과 부호의 쌍방을 할당하는 방식의 예를 나타낸 도면.

제 40도는 종래의 도 37 내지 도 39에 도시한 슬롯, 주파수 및 부호의 할당이 최적이 되도록 조합하는 방식의 예를 나타낸 도면.

제 41도는 종래의 병렬 조합 방식의 예를 나타낸 시스템 블럭도.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

110 : 제1의 시분할 다중화 수단 112 : 제2의 시분할 다중화 수단

114 : 제3의 시분할 다중화 수단 121,122a∼125a : 배직교 신호 발생 수단

126 : 제2의 부호 분할 다중화 수단 127 : 제3의 부호 분할 다중화 수단

130a,130b,130c : 제1의 부호 분할 다중화 수단 1224∼1226 : 논리곱 회로

1227 : 제1의 배타적 논리합 회로 1230 : 제2의 배타적 논리합 회로

13200∼13207 : 배타적 논리합 회로

이하, 본 발명의 한 실시예를 설명한다.

도 2는 스펙트럼 확산 통신 장치의 전체 구성을 나타낸 도면이고, 도 2a는 송신 장치, 도 2b는 수신 장치를 나타낸다. 도 2a에 나타낸 송신 장치에서, 10은 다중화부, 20은 확산 변조부, 30은 캐리어 변조부, 40은 IF/RF부이다. 도 2b에 나타낸 수신 장치에서, 50은 RF/IF부, 60은 캐리어 복조부, 70은 확산 복조부, 80은 데이타 분리부이다. 또한, 도 2에는 도시되어 있지 않지만, 필요에 따라서 안테나 다이버시티(antenna diversity) 구성이 채용된다.

도 2a에 도시한 송신 장치가 기지국이고, 도 2b에 도시한 수신 장치가 이동국인 경우, 다중화부(10)에는 제어 데이타, 복수 사용자 등의 송신 데이타가 입력된다. 고속 레이트의 사용자에는 복수의 통신 채널을 할당함으로써 동일 전송로 내에 고속 레이트 사용자로부터 저속 레이트 사용자까지 수용할 수 있다.

도2a에 나타낸 장치가 기지국이고, 도 2b에 나타낸 수신 장치가 이동국인 경우에 있어서, 송신 데이타가 저속 레이트 뿐일 때에는 다중화부(10)에는 1채널 폭의 정보 데이타만이 입력되고, 필요에 따라서 제어 데이타가 입력된다. 이와 같이, 1 채널 폭의 정보 데이타만으로 다중화의 필요가 없는 경우에는, 다중화부(10)이 생략된다. 고속 레이트의 경우에는 레이트에 따라서 1개의 데이타가 복수의 통신 채널을 사용하여 송신된다.

도 2a에서, 입력 정보 데이타는 다중화부(10)에서 다중화된 후, 확산 변조부(20)에서 스펙트럼 확산이 행해진다. 이와 같이 다중화부(10)와 확산 변조부(20)의 기능을 분할함으로써, 다중화의 단계에서는 반드시 전송 대역에 미치는 랜덤한 스펙트럼 확산을 필요로 하지 않고 확산 변조를 다중화 후의 신호에 대해서 행함으로써 용장 처리를 생략할 수 있기 때문에, 장치의 간략화를 할 수 있다. 확산 변조부(20)에서 스펙트럼 확산된 데이타에 의해 캐리어 변조부(30)에서 캐리어 변조되고, IF/RF부(40)에서 주파수 변환, 증폭 등의 처리가 이루어진 후 안테나부로 출력된다. 또한, 도시하지는 않았지만, 다중화부(10)에 입력되는 정보 데이타는 오류 정정 부호, 인터리브 등의 처리를 받은 부호화 데이타가 입력되는 일이 많다. 게다가, 오류 정정 부호, 인터리브 등의 처리는 송신 데이타를 프레임화한 프레임 단위로 행해지는 일이 많고, 그 경우에는 입력 데이타는 프레임 또는 슬롯을 구성하는 데이타로 볼 수도 있다.

도 2b에서 안테나부가 수신한 신호는 RF/IF부(50)에서 증폭, 주파수 변환이 이루어지고, 캐리어 복조부(60)에서 기저대역(baseband) 신호로 되고, 확산 복조부(70)에서 수신 신호와 확산 부호와의 상관 연산(곱셈·적분 조작)이 행해지며, 데이타 분리부(80)에서 다중화 데이타로부터 희망하는 데이타만이 분리되어 추출된다. 또한, 도 2a에 나타낸 송신기의 다중화부(10)에서의 다중화의 방법에 의해서는 도 2b에 나타낸 수신기의 확산 복조부(70)의 출력에서 이미 희망하는 데이타가 분리 추출되어 있는 경우도 있다. 그 경우에는 데이타 분리부(80)의 기능은 확산 복조부(70)에 포함되게 된다.

또한, 도시되어 있지 않지만, 도 2a에 나타낸 송신 장치 및 도 2b에 나타낸 수신 장치에는 각부의 동작을 제어하는 제어부가 포함된다.

[제1실시예]

도 1은 도 2a에 나타낸 송신 장치의 다중화부(10)의 구성을 나타낸 도면이고, 100은 파일럿(Pilot) 채널 입력 단자, 101 내지 104는 각각 저속 데이타 D1 내지 D4의 입력 단자, 105 및 106은 중속 데이타 D5, D6의 입력 단자, 107은 고속 데이타 D7의 입력 단자, 108, 109는 고속 데이타 D8의 입력 단자, 110은 시분할 다중화 수단 TDM(A), 121, 122a 내지 125a는 배직교 신호 발생 수단 BORT, 130a는 부호 분할 다중화 수단 CDM(A), 140은 출력 단자이다.

도 1에 나타낸 다중화부(10a)에서는, 통신 요구에 따라 시분할 다중화하는 저속 레이트의 데이타 수, 중속 레이트의 데이타 수 및 시분할 다중화하지 않는 고속 레이트의 데이타 수를 적절히 할당할 수 있다.

다음에 동작에 대해서 설명한다.

저속 레이트의 데이타 D1 내지 D4 및 중속 레이트의 데이타 D5, D6는 시분할 다중화 수단 TDM(A)(110)에서 각각의 속도비에 따라 시분할 다중화가 행해져 시분할 다중화 수단 TDM(A)(110)을 거치지 않는 고속 레이트의 데이타 D7, D8과 동일 레이트로 된다. 다음에 모든 데이타는 배직교 신호 발생 수단 BORT(121, 122a∼125a)에서 배직교 신호로 변환된 후, 부호 분할 다중화 수단 CDM(A)(130a)에서 직교 부호 다중화가 행해져 다중화부(10a)의 출력으로 된다.

도 3은 도 1에 나타낸 다중화부(10a)에 입력되는 저속 레이트의 데이타 D1 내지 D4, 중속 레이트의 데이타 D5, D6, 및 고속 레이트의 데이타 D7, D8의 속도 관계를 나타낸 도면이다. 도 3은 저속 레이트가 R, 중속 레이트가 2R, 고속 레이트가 4R인 경우를 나타내고 있다. 또한, 입력 단자(108, 109)에 입력되는 고속 레이트의 데이타는 전송 레이트 8R의 데이타 D8을 2분할하여 입력하는 경우를 나타내고 있다. 또한, 전송 레이트의 비 및 각종 레이트에 대응하는 입력 데이타 단자수는 고정되어 있지 않고 통신 요구에 따라서 적절히 할당하는 것이 가능하다.

도 4는 제1의 시분할 다중화 수단(110)의 동작 설명도이고, 횡축은 시간에 대응하고 있고, 종축은 데이타의 전력에 대응하고 있다. 저속 레이트 데이타 D1 내지 D4, 중속 레이트 데이타 D5, D6는 각각의 레이트에 따라서 시간 압축되는 결과, 고속 레이트 데이타 D7, D8과 동일 레이트로 된다. 각 레이트의 데이타는 다중화 후 동일 레이트로 되기 때문에, 신호의 전력이 일치한다. 레이트와 전력이 일치할 때, 비트 당의 송신 에너지도 일치한다. 또한, 도시되어 있지 않지만, 각 사용자 또는 각 채널로의 통신 상태에 따라 각 사용자 또는 각 채널마다 송신 전력을 변화시켜도 좋다.

도 5는 제1의 시분할 다중화 수단(110)의 다른 다중화 방법을 나타낸 도면이다. 도 4에서는 동일 레이트의 데이타간에 시분할 다중화하는 예를 나타내었지만, 도 5는 중속 레이트 데이타 1 계통(D5)와 저속 레이트의 데이타 2 계통(D1, D2)을 시분할 다중화하는 방법을 나타내고 있다. 예를 들면, 도 5a는 1 계통의 중속 레이트 데이타 D5와 2 계통의 저속 레이트의 데이타 D1, D2를 시분할 다중화하는 방법을 나타내고 있다. 제1의 시분할 다중화 수단(110)은 다중화 후의 레이트가 고속 레이트와 일치하도록 동작하면 되기 때문에, 도 5에 나타낸 예와는 다른 조합에 의한 시분할 다중화 방법도 있다.

예를 들면, (1) 중속 레이트 1 계통, 저속 레이트 6 계통을 입력하고, 2 계통의 시분할 다중화 데이타를 출력하는 방법, (2) 중속 레이트 3 계통, 저속 레이트 2 계통을 입력하고, 2 계통의 시분할 다중화 데이타를 출력하는 방빕, (3) 중속 레이트 4 계통을 입력하고 2 계통의 시분할 다중화 데이타를 출력하는 방법, 또는 (4) 저속 레이트 8 계통을 입력하고 2 계통의 시분할 다중화 데이타를 출력하는 방법 등이 생각된다. 이와 같이, 제1의 시분할 다중화 수단(110)에는 저속 레이트의 데이타 수, 중속 레이트의 데이타 수를 송신 요구에 따라 적절히 할당할 수 있기 때문에, 유연한 시스템을 구축할 수 있다. 또한, 고속 레이트와의 관계에서 할당되는 계통 수의 상한까지 중속 레이트의 데이타 및 저속 레이트의 데이타를 시분할 다중화할 수 있다. 이러한 것은 이 제1 실시예에서의 시분할 다중화는 단지 빈 슬롯에 데이타를 매핑하는 것으로 좋고, 또한 데이타 매핑은 동일 사용자 또는 동일 채널의 데이타는 동일 계통으로 시분할 다중화하도록 매핑할 뿐이며, 복잡한 주파수 할당이나 부호와 슬롯과의 2차원적 할당 등을 필요로 하지 않기 때문이다.

제1의 시분할 다중화 수단(110)에서 동일 레이트로 된 데이타는 저속 레이트 데이타 D1 내지 D4는 배직교 신호 발생 수단(121)에, 중속 레이트 데이타 D5, D6는 배직교 신호 발생 수단(122a)에, 고속 레이트 데이타 D7은 배직교 신호 발생 수단(123a)에, 고속 레이트 데이타 D8은 배직교 신호 발생 수단(124a, 125a)에 각각 전달된다. 배직교 신호 발생 수단(121, 122a∼125a)에서는 입력 데이타에 따른 배직교 신호가 생성된다.

도 6은 배직교 신호 발생 수단(121, 122a∼125a)을 상세히 나타낸 도면이고, 도 6a는 구성도, 도 6b는 입력 정보 데이타와 배직교 신호 출력의 관계를 나타낸 도면, 도 6c는 Walsh 함수 계열에 의한 직교 신호 발생 수단(1220)의 상세도이다. 여기에서는, 일례로서 4 입력 비트에 대해서 1 계열의 배직교 신호를 발생시키는 경우에 대해서 설명한다.

도 6a에 도시한 바와 같이 입력 단자로부터 입력된 정보 데이타는 직렬-병렬 변환기(1210)에서 4비트 병렬 데이타(d0, d1, d2, d3)로 변환된다. 다음에, 직교 신호 발생 수단(1220)에서 4 비트 병렬 데이타 중 3 비트 데이타(d0, d1, d2)에 의해 8개의 직교 부호 중에서 1개가 선택적으로 발생되어 직교 신호가 발생된다. 제2의 배타적 논리합 회로(1230)는 직교 신호 발생 수단(1220)이 발생한 직교 신호와 4비트 병렬 데이타의 나머지 1비트 데이타(d3)와의 사이에 배타적 논리합 연산을행하여 극성 조작을 행한 후 배직교 신호를 출력한다.

직교 부호로서 Walsh 함수 계열을 채용하는 경우에는, 4비트 병렬 데이타 d0 내지 d3의 내용에 의해 도 6b에 나타낸 Walsh 함수 계열이 직교 신호로서 출력된다. 즉, 4비트 병렬 데이타 중 3 비트(d0, d1, d2)에 의해 1개의 함수 계열을 선택하기 때문에, 계열 길이 8의 Walsh 함수 계열이 8 종류 준비된다. 예를 들면, 도 6b에 나타낸 W8(0) 내지 W8(7)의 8 종류이다. W8은 계열 길이가 8인 Walsh 함수계를 나타내고, ()내의 슷자는 함수 번호를 나타낸다. 직교 신호로서 선택된 Walsh 함수 계열은 4비트 병렬 데이타의 나머지 1비트 데이타(d3)의 내용에 따라 반전 또는 비반전 중 어느 하나로 되고, 배직교 신호로서 출력된다. 따라서, 배직교 신호는 계열 길이 8인 부호 계열로 이루어지고, 4 비트의 정보를 포함하고 있다.

또한, 디지탈값의 반전, 비반전 조작은 0, 1의 2치 표시의 경우에는 배타적 논리합 게이트가 행하고, +1, -1인 경우에는 곱셈기가 행한다. 또한 이하에서는 Walsh 함수 계열의 최초로부터 최후까지의 지속 시간을 주기라고 부르며, Walsh 함수를 구성하는 부호의 간격을 부호 간격, 부호 간격의 역수를 부호 속도라고 한다.

직교 신호로서 Walsh 함수를 사용하는 경우는, 직교 신호 발생 수단(1220)은 도 6c의 구성으로 실현된다. 즉 직교 신호 발생 수단(1220)은 부호 속도(=1/Tmc, Tmc : 부호 간격)의 1/2, 1/4, 1/8의 속도의 클력(1221, 1222, 1223)과 각 입력 데이타(d0, d1, d2)와의 논리곱 연산을 행하는 논리곱 회로(1224 내지 1226), 및 3개의 논리곱 회로(1224 내지 1226)의 출력의 배타적 논리합 연산을 행하는 EXOR 회로(1227)로 구성된다. 부호 속도의 클럭은 하드웨어의 구성상 불가결의 클럭이며, 그의 1/2, 1/4, 1/8의 속도의 클럭은 기본 클럭을 카운터 등의 분주 회로에 입력함으로써 용이하게 얻을 수 있다.

다음에, 도 6c에 나타낸 구성의 직교 신호 발생 수단(1220)에서 Walsh 함수가 선택적으로 생성되는 과정을 설명한다. Walsh 함수는 2^K행 x 2^K열의 아다마르 행렬 HN의 행 벡터로서 정의되고, 2^K-1행 x 2K^-1열의 아다마르 행렬 H(N/2)을 반복한 [H(N/2), H(N/2)] 및 반전시켜 반복한 [H(N/2), H*(N/2)]로부터 차수를 높여 확대적으로 작성된다. 여기에서 *는 반전 행렬을 나타낸다.

기준이 되는 H1은 제1행이 [0, 0], 2행이 [0, 1]이고, 각각 W2(0), W2(1)에 대응한다. H2는 H1으로부터 [H1, H1] [H1, H*1]과 같이 작성된다. 이 결과, [0000], [0101], [0011], [0110]의 4개의 행 벡터가 얻어지고, 각각 W4(0)로부터 W4(3)에 대응한다. 마찬가지로 하여 작성되는 W8(0) 내지 W8(7)이 도 6b에 나타내어져 있다.

여기에서, W8(0)와 W8(1), W8(2)와 W8(3), W8(4)와 W8(5), W8(6)과 W8(7)을 비교해 보면 최하위 비트로부터 보아서 기수번째의 비트와 직후의 우수번째의 비트가 동일한지 반전인지로 분류된다. 동일한 것은 W8(0), W8(2), W8(4), W8(6)이고, 반전하고 있는 것은 W8(1), W8(3), W8(5), W8(7)이다. 이 동일한지 반전인지는 도 6b의 데이타의 최하위 비트 d0에 대응하고 있다. 즉, 최하위 비트 d0가 0이면 동일, 최하위 비트 d0가 1이면 반전으로 된다. 1비트 마다의 반전은 부호 속도의 1/2 클럭(1221)로 실현되고, 그것을 채용할지 여부는 최하위 비트 d0에 의존하고 있으며, 논리곱 회로(1224)를 통함으로써 실현된다.

최하위 비트로부터 2비트씩 4개의 쌍으로 분할했을 때, W8(0)와 W8(2), W8(1)와 W8(3), W8(4)와 W8(6), W8(5)와 W8(7)과 각각을 비교하면, W8(0), W8(1), W8(4), W8(5)는 2 연속 비트가 동일하게 반복되고 있는 것에 반해, W8(2), W8(3), W8(6), W8(7)은 2 연속 비트가 반전하여 반복되고 있다. 이 동일한지 반전인지는 도 6b의 데이타의 제2 비트(d1)에 대응하고 있다. 즉 제2 비트(d1)이 0이면 동일이고, 1이면 반전으로 된다. 2 비트 단위의 반전은 부호 속도의 1/4 클럭(1222)로 실현되고, 그것을 채용할지 여부는 제2 비트(d1)에 의존하고 있고 논리곱회로(1225)를 통함으로써 실현된다.

최하위 비트로부터 4비트씩의 계열이 동일하게 연속하는지 반전하여 연속하는지는 제3 비트(d2)의 극성에 대응하고 있다. 4비트씩의 계열의 반전은 부호 속도의 1/8 클럭(1223)으로 실현되고, 채용할지 여부는 제3 비트(d2)에 의존하고 있고 논리곱 회로(1226)을 통함으로써 실현된다.

이들 3개의 비트 간격에서의 반전 또는 비반전한 결과를 배타적 논리합 회로(1227)을 통함으로써 그의 효과를 포함한 계열이 Walsh 함수로서 주어진다. 따라서, 배타적 논리합 회로(1227)로부터는 입력 데이타 비트 d0, d1, d2에 의존한, 즉 d0, d1, d2에 의해 선택되는 Walsh 함수 계열이 출력된다.

이상 설명한 바와 같이, 이 제1 실시예에 의한 직교 신호 발생 수단(1220)은 생성이 용이한 클럭과 입력 데이타만으로 특정의 직교 신호를 생성할 수 있기 때문에, 송신 장치의 하드웨어 구성이 간단화된다. 또한, 직교 신호의 생성이 용이하게 행해지기 때문에, 배직교 신호의 생성도 용이하게 행해진다. 수신 장치에서는 배직교 신호를 복조하는 조작이 도 2에 나타낸 데이타 분리부(80)에서 행해지지만, 수신측에서 Walsh 함수를 직교 함수에 사용하고 있는 경우에는 FHT라고 하는 고속 아다마르 변환을 행함으로써, 복조 처리를 간략화할 수 있음과 함께 하드웨어량을 줄일 수 있다. FHT는 모든 Walsh 함수와의 상관을 취하는 조작을 용장성을 줄여 실현하는 신호 처리 방법이다.

이 제1 실시예에서는 계열 길이 8의 Walsh 함수를 사용하여 직교 함수 계열을 발생시키는 경우에 대해서 나타내었지만, 계열 길이 16 이상의 경우에도 도 6과 마찬가지의 회로 구성으로 간단히 직교 함수 계열을 선택적으로 발생시킬 수 있다. 즉, 계열 길이 16의 경우에는, 8 계열마다의 반전을 실현하는 부호 속도의 1/16의 클럭과 동일 반복인지 반전 반복인지를 지정하는 입력 데이타의 제5 비트(d4)를 AND 회로에 입력하고, 그의 출력을 또한 EXOR 회로에 입력함으로써 실현할 수 있다. 계열 길이가 32인 경우도 마찬가지로 부호 속도의 1/32 클럭, 입력 데이타의 제6 비트(d5), AND 회로, 및 EXOR 회로에 의해 용이하게 실현할 수 있다. 계열 길이가 64 이상인 경우도 마찬가지로 실현할 수 있다.

도 7은 도 1에 나타낸 배직교 신호 발생 수단(121, 122a∼125a)의 출력을 나타낸 도면이고, 횡축은 시간에 대응하고 있고, 종축은 데이타의 전력에 대응하고 있다. B1은 데이타 D1의 4비트로부터 생성된 배직교 신호이고, B2, B3, B4도 마찬가지로 데이타 D2, D3 D4의 각각의 4비트로부터 생성된 것이다. B5는 8비트의 데이타 D5로부터 2개의 배직교 신호가 생성된 것을 나타내기 위하여 B5(1), B5(2)로 표기하여 구별하고 있다. B6도 마찬가지이다. 고속 레이트 데이타 D7, D8로부터 생성된 배직교 신호 B7, B8에 대해서도 마찬가지로 표기하고 있다.

도 8은 도 1에 나타낸 부호 분할 다중화 수단(130a)의 다중화의 방법을 나타낸 도면이다. 배직교 신호 발생 수단(121, 122a∼125a)으로부터 출력되는 배직교 신호와 송신측에서 삽입하는 파일럿 채널(Pilot)은 각각 서로 다른 직교 부호로 부호 분할 다중화가 행해진다. 파일럿 채널(Pilot)은 수신측에서 동기 검파를 행할 때의 위상 기준으로서 사용되기 때문에, 데이타 변조는 되지 않는다.

도 9는 도 1에 나타낸 부호 분할 다중화 수단(130a)의 상세 구성을 나타낸 도면이고, 동도면에서 TDM1, TDM2, B8-1, B8-2는 도 8에 나타낸 B1(1) 내지 B4(1), B5(1) 내지 136(2), B8(1) 내지 B8(4), B8(5) 내지 138(8)에 각각 대응한다. 입력단자로부터 입력되는 배직교 신호 TDM1, TDM12, B8-1, B8-2는 곱셈기(1310 내지 1315)에서 직교 부호계 발생 수단(1320)이 발생하는 다중화용 부호(코드1, 코드2, 코드3, 코드4, 코드5)와 곱해진 후, 가산 회로(1330)에서 가산되어 출력 신호로 된다. 도 9에 나타낸 부호 분할 다중화 수단(130a)는 입력수가 파일럿 채널을 포함하여 6이지만, 전송 대역내에서 할당 가능한 직교 부호수가 N인 경우, 최대 N까지의 부호 분할 다중화가 가능하다. 이것을 도 9 중에 입력 채널과 직교 부호계 발생 수단(1320)이 발생하는 다중화용 부호(코드N-1)을 곱셈기(1316)에서 곱하는 예로 나타내었다.

도 8 및 도 9에 나타낸 예에서는 동일한 주기를 갖는 배직교 신호는 주기Tmc마다 직교하는 직교 부호가 곱해짐으로써 부호 다중화된다. 여기에서, Tmc는도 6c에 나타낸 부호 간격이고, 이 제1 실시예에서는 계열 길이 8의 Walsh 함수 계열이 모두 주기 T의 부호 분할 다중화 수단(130a)에 입력되기 때문에, Tmc=T/8로 된다. 파일럿 채널을 포함하는 채널수가 8을 넘는 경우, 8을 넘는 계열 길이를 갖는 직교 부호를 이용한다. 이 제1 실시예에서는 채널수=6이기 때문에, 부호 분할 다중화를 위한 직교 부호의 계열 길이가 8인 경우에 대해서 설명한다.

도 10은 신호 주기 T, 부호 간격 Tmc, 및 곱해지는 직교 부호간의 시간 관계를 나타낸 도면이다. 도 10a에 나타낸 4비트의 송신 데이타에 의해 배직교 변조된 배직교 신호는 주기가 T이고, 계열 길이 8의 부호 계열이기 때문에 부호 간격 Tmc=T/8이 된다. 부호 분할 다중화를 행하는 경우, 배직교 신호의 최소 부호 단위로 직교화시킬 필요가 있기 때문에, 도 10b에 나타낸 바와 같이 부호 간격 Tmc의 사이에 계열 길이 8의 직교 부호의 1주기분이 곱해지게 되어, 입력되는 배직교 신호의 각각의 부호의 극성과 무관계로 N=8 채널의 배직교 신호가 부호 분할 다중화된다. 이 경우다중화용의 직교 부호의 부호 간격 To는 To = Tmc/N으로 된다. 이 제1실시예에서는 N=8이기 때문에 To = T/64로 된다. 도 10c는 도 9에 나타낸 가산 회로(1330)으로의 입력의 일례를 나타내고 있다.

부호 분할 다중화에 사용하는 직교 부호계(도 8 및 도 9의 코드0 내지 코드 N-1에 대응)로서 Walsh 함수계를 사용하는 경우, 직교 부호계 발생 수단(1320)은 도 11에 나타낸 바와 같이 구성된다. 도 6c에 나타낸 직교 신호 발생 수단(1220)과의 상위점은 직교 신호 발생 수단(1220)에서는 입력 데이타로부터 Walsh 함수의 하나가 선택적으로 발생되는 것에 반해, 도 11에 나타낸 직교 부호계 발생 수단(1320)에서는 전 Walsh 함수를 동시에 발생시키는 점에 있다. Walsh 함수 계열 W8(0)에서 W8(7)까지는 연속하는 부호가 동일한지 반전인지, 연속하는 2개의 부호가 동일하게 반복되는지 반전하여 반복되는지, 연속하는 4개의 부호가 동일하게 반복되는지 반전하여 반복되는지가 모두 확정되어 있기 때문에, 도 6c에 나타낸 직교신호 발생 수단(1220)과 같이 논리곱 회로(1224∼1226)에 의한 선택 조작은 필요없고, 부호 속도(1/To)의 1/2의 클럭을 입력하는 경우에는 1/2 클럭을, 부호 속도의 1/2의 클럭을 입력하지 않는 경우에는 H 레벨(논리적 유효 레벨)을, 마찬가지로 부호 속도의 1/4 클럭을 입력할지 여부에 따라서 1/4의 클럭이나 H 레벨 중의 어느 하나를, 부호 속도의 1/8 클럭을 입력할지 여부에 따라서 1/8 클럭이나 H 레벨 중의 어느 하나를 EXOR 회로(13200 내지 13207)에 입력함으로서 Walsh 함수 계열 W8(0) 내지 W8(7)을 발생할 수 있다.

이상과 같이 이 제1 실시예에 의하면, 복수의 직교 함수계를 부호 속도의 1/2, 1/4, 1/8의 클럭과 H 레벨, 및 복수의 EXOR 회로에 의해 간단히 얻을 수 있다. 또한, 부호 속도의 1/2, 1/4, 1/8의 클럭은 부호 속도 클럭을 카운터 등의 분주 회로에 입력함으로써 간단히 얻을 수 있다. 게다가, 직교 함수계의 수가 16 이상인 경우에도, 마찬가지의 구성에 의해 간단히 직교 함수계 발생 수단을 실현할 수 있다.

도 12는 도 2a에 나타낸 확산 변조부(20) 및 캐리어 변조부(30)의 구성예를 나타낸 도면이다. 부호 분할 다중화 수단(130d)(도 1에 나타낸 제1 실시예에서는 130a에 대응)의 출력 신호는 확산 변조부(20a)에서 BPSK 확산 변조기(22a)에 의해 BPSK 확산 변조된 후, 캐리어 변조부(30a)로 입력되고, D/A 변환기(31a)에서 D/A 변환된 후, BPSK 변조기(33)에서 BPSK 변조된다. BPSK 확산 변조는 부호 분할 다중화 수단(130d)가 출력하는 부호 분할 다중화 신호가 BPSK 확산 변조기(22a)에서 PN 부호 PN-I에 의해 확산 변조됨으로서 행해진다. 도 13에 BPSK 확산 변조기의 구성예를 나타낸다. BPSK 변조이기 때문에, 확산 변조는 곱셈 조작만으로 되기 때문에, 송신 장치는 간단한 구성으로 실현할 수 있다. 또한 수신 장치에서도 확산부호를 복조하기 위한 상관기를 하나의 PN 부호에 관하여만 준비하면 되기 때문에, 수신 장치를 소형화할 수 있다. 도 14에 l3PSK 캐리어 변조기(30)의 구성예를 나타낸다.

또한, 도 12 중에는 나타내지 않았지만, 캐리어 변조부(30a)에서는 대역 제한을 행하기 위하여 파형 정형이 행해진다. 디지탈 필터 등의 디지탈 처리로 실현하는 경우는 D/A 변환기(31a)의 앞에 삽입되고, SAW 필터 등의 아날로그 필터로 실현하는 경우에는 D/A 변환기(31a)의 뒤에 삽입된다.

스펙트럼 확산에 사용되는 PN 부호 계열에는, GOLD 부호 계열, N1 계열 등의 랜덤한 부호 계열이 이용된다. 스펙트럼 확산용 PN 부호의 부호 속도는 부호 분할 다중화에 사용된 직교 부호의 부호 속도 이상이면 되지만, 배직교 신호, 직교 신호에 의한 다중화 등 부호 공간의 효율적 사용을 고려하면, 부호 분할 다중화에 사용된 직교 부호와 같은 정도가 바람직하다.

또한, PN 부호에는 데이타 주기에 비해 충분히 긴 주기를 갖는 부호를 사용한다. 이러한 것은 부호 분할 다중화된 신호를 수신기측에서 복조할 때, 부호 분할 다중화에 사용한 주기 이상이면 다중 분리가 가능하지만, 이동체 통신은 멀티패스 페이딩이라고 하는 특수한 환경하에 있고, 빌딩 등에서 반사된 신호의 지연시간이 부호 분할 다중화에 사용한 부호의 주기 이상인 경우, 선행파와 지연파와의구별을 할 수 없기 때문에 부호간 간섭이라는 신호 전송 특성의 열화가 생기기 때문이다.

이에 반해, 관측되는 지연 시간 이상의 주기의 PN 부호를 사용하고, 배직교신호에 대해서는 PN 부호를 주기 계열이 아니라 부분 계열로서 곱함으로써 비록 문제가 되는 지연 시간 이상의 지연파가 존재하였다고 해도 외관상 서로 다른 PN 계열이 곱해지는 것으로 되기 때문에, 수신측에서 지연파를 용이하게 분리 식별하는것이 가능하게 된다. 이 경우에도 수신측에서 RAKE 수신이라고 하는 분리 식별한 지연파 성분도 복조 정보로서 사용하는 기술을 도입하는 것이 가능하기 때문에, 복조 특성을 개선할 수 있다.

도 15는 도 1a에 나타낸 확산 변조부(20) 및 캐리어 변조부(30)의 다른 구성예를 나타낸 도면이다. 부호 분할 다중화 수단(130e)(도 1에 나타낸 제1 실시예에서는 130a에 대응)의 출력 신호는 확산 변조부(20b)에서 2분기된 후, BPSK 확산 변조기(22b,22c)에서 서로 다른 PN 부호 PN-I, PN-Q에 의해 각각 BPSK 확산 변조된다. 확산 변조부(20b)의 2계통의 출력은 캐리어 변조부(30b)에 입력되고, D/A 변환기(31b 및 31c)에서 각각 D/A 변환된 후, QPSK 변조기(34a)에서 QPSK 변조된다. 도 16에 QPSK 캐리어 변조기(34a)의 구성례를 나타낸다.

도 15에 나타낸 BPSK 확산 변조기(22b,22c)에서 스펙트럼 확산에 사용되는 확산 부호 PN-I 및 PN-Q는 도 12에 나타낸 BPSK 확산 변조기(22a)에서 사용하는 확산 부호 PN-I와 마찬가지의 성질, 부호 속도, 주기의 확산 부호이지만, 2 종류 사용하는 점이 다르다.

도 15에 나타낸 확산 변조부(20b)와 같이 동일한 다중화 신호를 2종류의 PN 부호로 확산 변조를 행하면, 지연파 또는 다른 송신 신호에 의한 간섭량을 균일화 할 수 있다. 이러한 것은 BPSK 신호의 경우, 지연파 또는 다른 송신 신호에 의한 간섭파와 희망파와의 캐리어의 위상차가 ±90도일 때는 캐리어축에서 직교하기 때문에 간섭 요인으로는 되지 않지만, 위상차가 0도 또는 180도일 때는 큰 간섭 요인으로 된다. 위상차는 일반적으로 랜덤하기 때문에, 시스템은 위상차에 의해 전송 품질이 크게 변화하여 불안정하게 되지만, 2 종류의 PN 부호로 확산 변조하면 간섭파와 희망파와의 사이의 간섭량은 위상차에 의존하지 않고 균일화되기 때문이다.

도 17은 도 1a에 나타낸 확산 변조부(20) 및 캐리어 변조부(30)의 또다른 구성예를 나타낸 도면이다. 2개의 부호 분할 다중화 수단(130f 및 130g)(도 1에 나타낸 제1 실시예에서는 복수의 130a에 대응)의 출력의 부호 분할 다중화 신호는 확산 변조부(20c)에서 각각 개별의 BPSK 확산 변조기(22d 및 22e)에서 2종류의 PN 부호 PN-I, PN-Q에 의해 각각 BPSK 확산 변조된다. 확산 변조부(20c)의 2계통의 출력은 캐리어 변조부(30c)에 입력되고, D/A 변환기(31d 및 31e)에서 각각 D/A 변환된 후, QPSK 변조기(34b)에서 QPSK 변조된다.

도 6에서는 배직교 신호 발생 수단(121, 122a∼125a)이 4 데이타 비트에 대해서 1개의 배직교 신호를 발생하고, 그의 계열 길이가 8인 경우를 나타내었다. 이제, 6 데이타 비트에 대해서 1개의 배직교 신호를 생성하는 배직교 신호 발생 수단을 사용한 것으로 하면 얻어지는 배직교 신호의 계열 길이는 32로 된다. 즉, 5 데이타 비트로 32 종류의 계열 신호를 선택하고, 나머지 1 데이타 비트로 계열의 극성을 결정한다. 배직교 신호를 사용하면 오류 정정 부호와 마찬가지로 전송 특성의 개선을 도모할 수 있지만, 그 한편으로 소요 대역폭이 증대한다. 즉, 4 데이타 비트로 계열 길이 8의 경우는 2배(8/2)의 대역폭 증대이지만, 6 비트로 계열 길이 32의 경우는 약 5.3배(32/6) 대역폭이 증대한다. 전송 대역폭이 고정되어 있는 경우, 이 대역폭의 증대는 도 1에 나타낸 부호 분할 다중화 수단(130a)에서의 다중화 수의 감소를 가져온다.

이에 반해, 도 17에 나타낸 바와 같이 캐리어 변조로서 QPSK를 사용하고, 각각에 부호 분할 다중화 수단(130g, 130g)의 출력을 입력하면 최대 다중화 수는 2배로 증대한다. 단, 이것은 곧 동시 통신 사용자 수가 2배로 증대하는 것을 의미하지는 않는다. 왜냐하면, 독립 사용자수의 증대는 간섭 전력의 증대를 가져오고, 소요 전송 품질이 얻어지지 않기 때문이다. 그렇지만, 동일 사용자의 데이타 송신에 계열 길이가 긴 배직교 신호 전송을 적용하면, 계열 길이 (또는 외견상의 다중수)가 증가하여도 총합한 송신 데이타 1비트 당의 송신 에너지는 동일하게 유지되기 때문에, 총합 간섭 전력의 증대에 관계없고, 역으로 고품질의 전송 특성을 실현할 수 있기 때문에 소요 송신 전력의 저감 등을 기대할 수 있다.

또한, 데이타 수나 사용하는 배직교 신호가 동일한 경우에도, 다중화도를 절반으로 하여 2개의 다중화 출력 신호로서 각각 개별로 확산을 행하는 것도 생각할 수 있다. 부호 분할 다중화의 다중수를 보면, 배직교 신호를 사용함으로써 4비트 정보가 2치 계열로 되고, 그대로 다중화하는 경우에 비해 다치 레벨 수가 작게 되는 효과가 이미 얻어지고 있지만, 게다가 다중도를 2분할하기 때문에 부호 분할 다중화에 의한 다치 레벨 수를 더욱 작게 할 수 있다.

다치 레벨 수가 작게 되면, 피크 전력을 저감하는 것이 가능하게 된다. 이러한 것은 2치 계열(+1, -1)의 평균 전력은 진폭의 절대값의 2승을 2로 나눈 값으로 되기 때문에 (1/2)로 된다. 독립된 정보를 갖는 마찬가지의 2치 계열을 4채널 동시에 송신하는 경우의 총합 전력은 4 x (1/2) = 2로 된다. 한편, 전력이 2인 2치 계열의 진폭은 (+2,-2)로 된다. 따라서, 배직교 신호 전송을 행하는 경우, (+2,-2)의 진폭 레벨로 전송하게 된다. 이에 반해, (+1,-1)의 2치 계열을 4채널 부호 분할 다중화하는 경우에는, 그의 합계 진폭값은 각 채널의 계열에 의존하기 때문에, 모두 +1인 경우, 모두 -1인 경우, 3채널이 +1이고 나머지가 -1인 경우와 같이 모든 경우에 대해서 조사해보면,(+4, +2,0,-2,-4) 중 어느 하나의 진폭으로 된다. 송신 전력을 필요로 하지 않는 진폭 0으로 되는 경우가 있는 한편으로, +4, -4의 진폭으로 송신할 필요도 생긴다. 이 경우의 피크 전력은 8로 되고, 정상적으로 2인 배직교 신호 전송에 비해 큰 값으로 된다.

이와 같이, 피크 전력을 억압할 수 있으면, 아날로그부를 구성하는 증폭기의선형성에 대한 요구를 완화할 수 있기 때문에, 송신 장치의 소형화나 저소비 전력화가 실현된다.

도 17에서, 스펙트럼 확산에 사용하는 확산 부호에 대해서는 도 15의 경우와 마찬가지이다. 즉, 스펙트럼 확산에 사용하는 PN 부호 계열에는 GOLD 부호 계열, M 계열 등의 랜덤한 부호 계열을 이용한다. 부호 속도는 부호 분할 다중화에 사용한 직교 부호의 부호 속도 이상이면 되지만, 배직교 신호, 직교 부호에 의한 다중화 등 부호 공간의 효율적 사용을 고려하면, 부호 분할 다중화에 사용된 직교 부호와 동 정도가 바람직하다. 또한, PN 부호에는 데이타 주기에 비해 충분히 긴 주기를 갖는 부호를 사용한다.

도 18은 도 1에 나타낸 확산 변조부(20) 및 캐리어 변조부(30)의 또다른 구성예를 나타낸 도면이다. 2개의 부호 분할 다중화 수단(130h 및 130i)(도 1에 나타낸 제1 실시예에서는 복수의 130a에 대응)의 출력의 부호 분할 다중화 신호는 확산 변조부(20d)내의 QPSK 확산 변조기(24)에서 2종류의 PN 부호 PN-I 및 PN-Q에 의해 QPSK 확산 변조된다. 확산 변조부(20d)의 2계통의 출력은 캐리어 변조부(30d)에 입력되고, D/A 변환기(31f 및 31g)에서 각각 D/A 변환된 후, QPSK 변조기(34c)에서 QPSK 변조된다.

QPSK 확산 변조기(24)의 구성예를 도 19에 나타낸다. 2개의 부호 분할 다중화 신호 D-I 및 D-Q는 2개의 확산 부호 PN-I 및 PN-Q에 의해 도 19에 나타낸 조합으로 곱셈, 가산되어 2개의 출력으로 된다. D-I 신호, D-Q 신호를 각각 dI, dQ, 2개의 확산 부호 PN-I, PN-Q를 PNI, PNQ로 표기하면, 입력 신호는 복소 신호 표현으로 dI + jdQ로 나타낼 수 있다. QPSK 확산 변조는 이 입력 신호에 대해서 PNI +jPNQ를 곱한 후, 실수 성분을 동상축 성분으로서, 허수 성분을 직교축 성분으로서 출력한다. 즉,

(dI + jdQ) × (PNI + jPNQ)

= (dI × PNI - dQ × PNQ) + j (dI × PNQ + dQ × PNI)

로 계산된다. 도 19는 곱셈과 곱셈 결과의 가산의 조합을 나타낸 것이다.

도 18에 나다낸 바와 같이, 2개의 다중화 데이타에 QPSK 확산 변조를 행하는 경우도 도 15에 나타낸 것과 마찬가지로 간섭량을 균일화할 수 있다. 즉, 도 17에 나타낸 바와 같이, 1개의 다중화 신호에 대해서 확산 변조가 BPSK인 경우, 2개의 다중화 신호는 각각 독립한 신호이기 때문에, 간섭 성분의 위상차에 의해 한쪽의 성분은 거의 영향을 받지 않고 다른 쪽의 성분이 큰 영향을 받는 경우가 존재한다. 그래서, 도 18에 나타낸 바와 같이,2개의 확산 부호에 의해 확산 변조를 행하면, 간섭 성분의 위상차에 기인하는 영향의 벗어남을 균일화할 수 있다. 또한, 도 18에 도시한 바와 같이 2개의 부호 분할 다중화 신호를 생성하는 것은 도 17에서 나타낸 것과 마찬가지의 효과가 있다. 즉, 캐리어 변조로서 QPSK를 사용하고, 각각에 부호 분할 다중화 수단(130h, 130i)의 출력을 입력하면 최대 다중화 수는 2배로 증대한다. 이것은 동시 통신 사용자 수가 2배로 증대한다는 것을 의미하지 않지만, 소요 송신 전력의 저감 등이 실현된다. 또한, 부호 분할 다중화에 의한 다치레벨 수를 더욱 작게 할 수 있기 때문에, 피크 전력을 저감하는 것이 가능하게 된다. 이 결과, 아날로그부를 구성하는 증폭기의 선형성에 대한 요구를 완화시킬 수 있기 때문에, 송신 장치의 소형화나 저소비 전력화가 실현된다.

[제2 실시예]

도 20은 도 2a에 나타낸 다중화부(10)의 다른 구성을 나타낸 도면이고, 동 도면에서 10b는 다중화부, 100은 파일럿 채널(pilot)의 입력 단자, 101 내지 104는 저속 데이타 D1 내지 D4의 입력 단자, 105, 106은 중속 데이타의 입력 단자, 107은 고속 데이타의 입력 단자, 108, 109는 고속 데이타의 입력 단자, 112는 시분할 다중화 수단 TDM(B), 122b, 123b, 124b, 125b는 배직교 신호 발생 수단 BORT, 126은 제2의 부호 분할 다중화 수단 CDM(B), 130b는 부호 분할 다중화 수단, 140은 출력단자, 1010 내지 1013은 저속 데이타 D9 내지 D12의 입력 단자이다. 도 20에 나타낸 다중화부(10b)에서는, 통신 요구에 따라서 시분할 다중화 후 배직교 변조하는 중속 레이트, 시분할 다중화하지 않고 배직교 변조하는 고속 레이트, 2 단계의 부호 분할 다중화를 행하는 저속 레이트의 각 데이타 수를 적절히 할당할 수 있다.

다음에, 동작에 대해서 설명한다.

중속 레이트의 데이타 D5, D6는 제2의 시분할 다중화 수단(112)에서 시분할 다중화되어 고속 레이트(D7, D8)과 동일 레이트로 되고, 각각 배직교 신호 발생 수단(122b 내지 125b)에서 배직교 신호로 변환된 후 부호 분할 다중화 수단(130b)에 입력된다. 제2의 시분할 다중화 수단(112)에는 중속 레이트(D5, D6)만이 입력되는 점이 도 1에 나타낸 제1 실시예에 의한 제1의 시분할 다중화 수단(110)과 다르다. 한편, 저속 레이트의 데이타 D1 내지 D4, D9 내지 D12는 배직교 신호로 변환되지 않고, 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)에서 부호 속도가 배직교 신호의 부호 속도와 동일하게 되도록 미리 부호 분할 다중화된다. 그 후, 부호 분할 다중화 수단(130b)에 입력되고, 시분할 다중화 후 배직교 신호로 변환된 중속 레이트의 데이타 D5, D6 및 직접, 배직교 신호로 변환된 고속 레이트의 데이타 D7, D8 등과 부호 분할 다중화된다.

도 20에 나타낸 다중화부(10b)에 입력되는 저속 레이트의 데이타 D1 내지 D4, 중속 레이트의 데이타 D5, D6, 및 고속 레이트의 데이타 D7, D8의 속도 관계는 도 3a 내지 도 3i에 나타낸 것과 동일하다. 이 제2 실시예에서 새롭게 단자(1010 내지 1013)에 입력되는 저속 레이트의 데이타 D9 내지 D12의 속도는 저속 레이트의 데이타 D1 내지 D4와 동일하다. 즉, 속도 관계는 도 3a 내지 도 3d에 나타낸 것과 동일하다.

제2의 시분할 다중화 수단(112)에서의 중속 레이트의 시분할 다중화 방법은 도 4b와 동일하다. 즉, 중속 레이트의 데이타 D5, D6는 고속 레이트의 데이타 D7, D8의 레이트와 동일하게 되도록 시간 압축된다.

배직교 신호 발생 수단(122b 내지 125b)의 동작 및 장치 구성은 도 6a 내지 도 6c와 동일하다. 또한, 각각의 출력은 도 7b 내지 도 7e와 동일하다. 즉, 2치 계열의 배직교 신호를 4 비트 데이타로부터 생성하는 구성이기 때문에, 간단히 생성할 수 있고, 하드웨어의 규모를 작게 할 수 있다.

도 21에 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)에 의한 저속 레이트의 데이타 D1 내지 D4, D9 내지 D12의 다중화의 방법을 나타낸다. 저속 레이트의 데이타 D1 내지 D4, D9 내지 D12에 대해서 다중화용의 부호, 즉 코드 w8(0), 코드 w8(1), 코드 w8(2), 코드 w8(3), 코드 w8(4), 코드 w8(5), 코드 w8(6), 코드 w8(7)이 할당되고, 각각 입력 데이타와 곱해진 후 가산된다. 저속 레이트의 데이타이기 때문에, 각 데이타의 지속 시간은 T이다. 도 22에 부호 분할 다중화 수단(126)의 구성예를 나타낸다. 기본적인 구성은 도 9에 나타낸 부호 분할 다중화 수단(130a)와 동일하다. 즉, 저속 레이트의 데이타 D1 내지 D4, D9 내지 D12와, 직교 부호계 발생 수단(1270)이 발생하는 다중화용 부호, 즉 코드 w8(0), 코드 w8(1), 코드 w8(2), 코드 w8(3), 코드 w8(4), 코드 w8(5), 코드 w8(6), 코드 w8(7)이 곱셈기(1260 내지 1267)에서 곱해진 후, 가산 회로(1280)에서 가산되어 출력된다.

제2의 부호 분할 다중화 수단(126)에서의 다중화수는 상한이 배직교 신호 발생 수단(122b 내지 125b)에서 사용되는 배직교 신호의 부호 계열 수와 동일하게 된다. 도 6에 나타낸 예에서는 배직교 신호로서 계열 길이 8의 부호를 사용하고 있지만, 그 경우 도 20에 나타낸 이 제2 실시예에 의한 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)에 계열 길이로서 최대로 8인 부호를 사용할 수 있고, 다중화 수의 상한도 8로 된다. 즉, 다중화에 이용되는 직교 부호는 최대 8 종류 준비되고, 그 부호 속도는 8서로 된다. 실제로는, 통신 요구에 따라서 다중화 수의 상한 8 이하로 필요한 수의 다중화를 행한다. 또한, 배직교 신호에 사용하는 부호의 계열 길이가 변화하면, 그에 따라 다중화 수의 상한 (배직교 신호의 계열 길이에 상당함)도 변화한다.

도 22에 도 20에 나타낸 이 제2 실시예에 의한 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)의 구성예를 나타낸다. 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)은 기본적인 구성이 도 9에 나타낸 제1 실시예에 의한 부호 분할 다중화 수단(130a)와 동일하고, 입력 데이타의 종류, 동작 속도, 다중화 수의 상한에 대한 제약 등이 다르다. 직교 부호계 발생 수단(1270)에서도, 간단한 구성으로 실현할 수 있기 때문에 Walsh 함수계를 사용하는 것이 바람직하고, 이 제2 실시예에서도 Walsh 함수를 사용하는 방법을 설명한다.

Walsh 함수를 발생시키는 직교 부호계 발생 수단의 기본 구성은 도 11에 나타낸 직교 부호계 발생 수단(1320)과 같다. 단, 동작 속도가 다르기 때문에 입력되는 클럭 속도가 다르다. 기본으로 되는 부호 속도는 (8/T)이고 (1/Tmc)에 일치한다. 따라서, 3 종류의 클럭은 각각 (1/Tmc)의 1/2배, 1/4배, 1/8배의 클럭이다. 동작 속도가 다르기 때문에, 도 21 및 도 22에서는 Walsh 함수의 표시를 w8(0) 내지 w8(7)로 하고, 부호 분할 다중화 수단(130b)에서 사용하는 Walsh 함수 W8(0)내지 W8(7)과 구별하고 있다.

도 20에 나타낸 제2 실시예의 부호 분할 다중화 수단(130b)에 의한 다중화 방법을 도 23에 나타낸다. 중속 레이트의 데이타 B5, B6 및 고속 레이트의 데이타 B7, B8에 관해서는, 도 8에 나타낸 제1 실시예의 부호 분할 다중학 수단(130a)에 의한 다중화 방법과 마찬가지이고, 장치 구성도 도 9에 나타낸 제1 실시예의 것과 같다. 단, 도 9의 시분할 다중 후 배직교 신호로 변환된 TDM1에 상당하는 신호는 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)에 의해 다중화된 저속 레이트의 신호로 변경된다.

도 20에 나타낸 다중화부(10b)를 구성하는 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)과 부호 분할 다중화 수단(130b)와의 타이밍 관계를 도 24에 나타낸다. 부호 분할 다중화 수단(130b) 및 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)에서 동일한 Walsh 함수를 사용하고 있지만, 동작 속도가 다르기 때문에 각각 혼동없이 다중화가 실현된다.

도 24에서, 도 24a는 저속 데이타 D2의 1비트를 나타내고, 여기에서는 D2 =+1인 경우를 나타내고 있다. 도 24b는 제2의 다중화 수단(126)에서 저속 데이타 D2의 다중화에 이용되는 다중화 부호를 나타내고 있다. 즉, D2에 할당되는 다중화 부호는 w8(1)이고, 계열 길이 8, 주기 T, 부호 간격 T/8(=Tmc)이다. 도 24c는 제1의 부호 분할 다중화 수단(130b)에서 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)의 출력의 다중화 신호에 할당되는 직교 부호를 나타내고 있다. D2를 포함하는 부호 분할 다중화된 저속 데이타에는 W8(1)(도 23에서의 코드1에 대응)이 할당되고, 계열 길이 8, 주기 T/8(=Tmc), 부호 간격 To((=Tmc/8)이다. 도 24d는 배직교 신호 발생 수단(122b)가 발생하는 배직교 신호의 일례를 나타내고, 도 23에서 코드2로 다중화되는 배직교 신호의 하나를 나타내고 있다. 이 예는 계열 길이 8, 주기 T, 부호 간격(Tmc = T/8)이고, 배직교 신호로서는 +W8(1)이다. 이 배직교 신호 +W8(1)은 입력 데이타(d3, d2, d1, d0)가 (0, 0, 1, 0) = (+1, +1,-1, +1)인 경우의 출력이다. 도 24e는 부호 분할 다중화 수단(130b)에서 도 24d에 할당되는 직교 부호를 나타내고, 도 23의 코드2(W8(2)에 대응)의 부호를 나타내고 있고, 주기 Tmc((=T/8), 계열 길이 8, 부호 간격 To(=Tmc/8 = T/64)이다.

부호 분할 다중화 수단(130b)에서, 예를 들면 도 24c 또는 도 24e와 같이 주기 Tmc내에 직교하는 직교 부호를 각각 도 24b 또는 도 24d와 곱한 후 가산함으로써 다중화할 수 있는 것은 도 8 내지 도 10에서 설명한 것과 같다. 그런데, 도 24c에 나타낸 부호는 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)의 출력 신호에 대해서 공통으로 곱해지는 부호이기 때문에, 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)에서 다중화된 신호에 대해서는 식별할 수 없다.

그렇지만, 제2의 부호 분할 다중화 수단에서는 주기 T의 다중화 부호인 w8(0) 내지 w8(7) 중 어느 하나가 곱해지고 있기 때문에, 주기 TMc에서의 식별은 불가능하더라도 주기 T에 걸쳐 관측함으로써 식별이 가능하게 되기 때문에 부호 분할 다중화가 실현된다.

도 20에 나타낸 다중화부(10b)와 도 2에 나타낸 다중화부(10a)와의 다른 점은 도 20에 나타낸 다중화부(10b)에서는 저속 레이트의 데이타가 배직교 신호로 변환되지 않는 점에 있다. 그런데, 데이타 통신에서 음성 데이타는 비교적 저속이고, 또한 전송 품질에 관련한 소요 오류율은 10^-3(오류 정정 복호 후) 정도라고 말해지고 있다. 한편, 화상, 컴퓨터 등의 데이타는 비교적 고속임과 동시에 소요 오류율은 10^-5(오류 정정 복호 후) 정도인 것으로 말해지고 있다. 결국, 고속 레이트의 데이타일수록 고품질의 전송 특성이 요구되고, 저속 레이트의 데이타에 대한 전송 특성의 요구는 고속 레이트의 데이타에 비해 다소 완화된다.

도 20에 나타낸 다중화부(10b)는 도 1에 나타낸 다중화부(10a)와 마찬가지로 중속 레이트 데이타에도 고속 레이트 데이타와 마찬가지로 배직교 신호 전송을 적용할 수 있기 때문에, 고품질의 데이타 전송을 유연하게 행할 수 있는 것과 함께, 이상과 같은 상황하에서 레이트에 따른 전송 품질을 제공할 수 있다. 또한, 전송 특성의 요구가 완화되는 저속 레이트의 데이타는 배직교 신호로 변환되지 않기 때문에, 다중화 수를 보다 많이 확보할 수 있는 효과도 있다. 게다가, 저속 레이트 에 대한 다중화 수는 도 1에 나타낸 다중화부(10a)와 동수로 설정하고, 나머지 할당 가능한 부호 분할 다중화에 사용하는 직교 부호를 데이타 전송을 고품질로 하기 위한 배직교 신호에 사용하는 것도 가능하다.

확산 변조부(20) 및 캐리어 변조부(30)의 장치 구성으로서는, 도 1에 나타낸 다중화부(10a)를 사용할 때와 마찬가지로, 도 12의 구성, 도 15의 구성, 도 17의 구성, 및 도 18의 구성이 있다. 즉, 도 12의 구성에 의하면, 부호 분할 다중화 수단(130b)의 출력을 BPSK 확산 변조한 후 BPSK 캐리어 변조한다. 도 15의 구성에 의하면, 부호 분할 다중화 수단(130b)의 출력을 2 종류의 PN 부호 PN-I, PN-Q로 BPSK 확산 변조한 후 QPSK 캐리어 변조한다. 도 17의 구성에 의하면, 부호 분할 다중화 수단(130b)의 2 계통의 출력을 2 종류의 PN 부호 PN-I, PN-Q로 BPSK 확산 변조한 후 QPSK 캐리어 변조한다. 도 18의 구성에 의하면, 부호 분할 다중화 수단(130b)의 2 계통의 출력을 2 종류의 PN 부호 PN-I, PN-Q로 QPSK 확산 변조한 후 QPSK 캐리어 변조한다.

도 20에 나타낸 다중화부(10b)에서는, 도 1에 나타낸 다중화부(10a)와 상기의 구성을 각각 조합함으로써 얻어진 효과에 부가하여 도 1에 나타낸 다중화부(10a)로부터 도 20에 나타낸 다중화부(10b)로 변경함으로써 통신 요구에 따라 시분할 다중화 후 배직교 변조하는 중속 레이트, 시분할 다중화하지 않고 배직교 변조하는 고속 레이트, 2 단계의 부호 분할 다중화를 행하는 저속 레이트의 각 데이타수를 적절히 할당할 수 있도록 된다.

[제3 실시예]

도 25는 제3 실시예에 의한 도 2a에 나타낸 다중화부(10)을 나타낸 도면이고, 동 도면에서 10c는 다중화부, 100은 파일럿 채널(pilot)의 입력 단자, 101 내지 104는 저속 데이타 D1 내지 D4의 입력 단자, 1010 내지 1013은 저속 데이타 D9 내지 D12의 입력 단자, 105, 106은 중속 데이타 D5, D6의 입력 단자, 107은 고속 데이타 D7의 입력 단자, 108, 109는 고속 데이타 D8의 입력 단자, 114는 시분할 다중화 수단 TDM(C), 122c, 123c, 124c, 125c는 배직교 신호 발생 수단 BORT,127은 제3의 부호 분할 다중화 수단 CDM(C), 130c는 제1의 부호 분할 다중화 수단 CDM(A), 140은 출력 단자이다. 도 25에 나타낸 다중화부(10c)에서의 각 입력 단자(100 내지 104, 1010 내지 1013, 105 내지 109)의 배치는 도 20에 나타낸 다중화부(10b)와 같다. 도 25에 나타낸 다중화부에서는 채널은 통신 요구에 따라 시분할 다중화 후 배직교 신호로 변환하는 중속 레이트, 시분할 다중화하지 않고 배직교 신호로 변환하는 고속 레이트, 시분할 다중화 후 2 단계의 부호 분할 다중화를 행하는 저속 레이트로 나누어지지만, 채널에 할당하는 데이타 수는 적절히 선택할 수 있다.

다음에, 동작에 대해서 설명한다.

저속 레이트의 데이타 D1 내지 D4, D9 내지 D12 및 중속 레이트 데이타 D5, D6는 제3의 시분할 다중화 수단(114)에 입력되고, 각각의 레이트마다 시분할 다중화되어 시분할 다중화되지 않는 고속 레이트의 데이타 D7, D8과 동일 레이트로 된다. 도 25에 나타낸 제3의 시분할 다중화 수단(114)와 도 1에 나타낸 제1의 시분할 다중화 수단(110)과의 다른 점은, 제1의 시분할 다중화 수단(110)은 중속 레이트의 데이타 D5, D6와 저속 레이트의 데이타 D1 내지 D4를 시분할 다중화하는 것을 허용하였지만, 제3의 시분할 다중화 수단(114)는 중속 레이트의 데이타 D5, D6와 저속 레이트의 데이타 D1 내지 D4, D9 내지 D12를 시분할 다중화하는 것을 허용하지 않는 점이다.

시분할 다중화된 중속 레이트의 데이타 및 시분할 다중화되지 않는 고속 레이트의 데이타는 각각 배직교 신호 발생 수단(122c 내지 125c)에서 배직교 신호로 변환된다. 또한, 저속 레이트의 데이타는 시분할 다중 후, 제3의 부호 분할 다중화 수단(127)에서 부호 분할 다중화된다. 제3의 부호 분할 다중화 수단(127)과 도20에 나타낸 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)과의 다른 점은 다중학 수가 다르다는 것이다. 즉, 최대 다중화 수의 상한이 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)에서 배직교 부호화 수단(122b 내지 125b)가 이용하는 배직교 신호의 부호 계열수이었던 것에 반해, 제3의 부호 분할 다중화 수단(127)에서는 배직교 신호의 부호 계열수를 제3의 시분할 다중화 수단(114)에서 행한 다중화 수로 뺀 값이 된다. 이 제3 실시예에서는, 저속 레이트의 데이타의레이트는 시분할 다중화 후, 고속 레이트와 동일하게 되기 때문에 외견상 4R로 되어 있지만, 다중화 수가 4이기 때문에 제3의 부호 분할 다중화 수단(127)에서의 부호 분할 다중화수의 상한은 2(= 8/4)로 된다.

제3의 부호 분할 다중화 수단(127)에서 행해지는 다중화의 방법도 도 22 또는 도 24에 나타낸 구성 또는 방법과 기본적으로 동일하다. 다른 것은, 준비되는 직교 부호가 다중화 수가 2이기 때문에 계열 길이 2, 주기 T/4, 부호 간격 T/8을 갖는 2 종류의 직교 부호인 점이다. 도 26a에 제3의 부호 분할 다중화 수단(127)에서의 다중화의 방법을 나타낸다. 비교를 위해, 도 26b에 배직교 신호 발생 수단(122c)의 출력을 나타낸다.

도 25에 나타낸 부호 분할 다중화 수단(130c)에서의 다중화의 방법을 도 27에 나타낸다. 제3의 시분할 다중화 수단(114) 및 제3의 부호 분할 다중화 수단(127)을 거친 저속 레이트 D1 내지 D4, D9 내지 D12 이외의 중속 레이트 B5, B6 및 고속 레이트 B7, B8은 도 20에 나타낸 부호 분할 다중화 수단(130b)에서의 다중화 방법을 나타낸 도 23과 같다. 부호 분할 다중화 수단(130c)에서 다중화를 위하여 할당되는 부호는 제3의 부호 분할 다중화 수단(127)에서 다중화된 신호에 대해서는 공통의 부호(코드1)이지만, 주기 T/4의 직교 부호 w2(0)와 w2(1)로 식별 가능하다.

도 25에 나타낸 다중화부(10c)와 도 20에 나타낸 다중화부(10b)와의 다른 점은 다중화부(10c)에서는 제3의 시분할 다중화 수단(114)에 의해 전 데이타의 레이트가 고속 레이트와 동일 레이트로 통일되어 있기 때문에, 부호 분할 다중화 수단(130c)에서 다중화될 때의 각 입력 계열의 진폭이 동일하게 되는 점이다. 즉, 도 23과 도 27를 비교하면, 도 23에서는 저전력의 저속 데이타가 8개로 다중화되고 있는 것에 반해, 도 27에서는 배직교 신호와 동 전력의 저속 데이타가 2개로 다중화되는 점에 있다. 총합 전력이 동일하여도 다중화 후의 피크 전력은 다중수가 많을수록 변동폭이 많아지기 때문에, 도 25의 다중화 수단을 사용함으로써 도 20에 나타낸 제3의 부호 분할 다중화 수단(127)을 사용하는 효과에 부가하여 증폭기의 선형성에 대한 요구 조건이 완화되는 결과, 송신 장치의 소형화나 저소비 전력화가 실현된다.

도 2a에 나타낸 확산 변조부(20), 캐리어 변조부(30)의 구성으로서는, 도 20에 나타낸 다중화부(10b)를 이용할 때와 마찬가지로, 도 12의 구성, 도 15의 구성, 도 17의 구성, 도 18의 구성이 있다. 즉, 도 12의 구성에 의하면, 부호 분할 다중화 수단(130c)의 출력을 BPSK 확산 변조한 후 BPSK 캐리어 변조한다. 도 15의 구성에 의하면, 부호 분할 다중화 수단(130c)의 출력을 2 종류의 PN 부호 PN-I, PN-Q로 BPSK 확산 변조한 후 QPSK 캐리어 변조한다. 도 17의 구성에 의하면, 부호 분할 다중화 수단(130c)의 2 계통의 출력을 2 종류의 PN 부호 PN-I, PN-Q로 BPSK 확산 변조한 후 QPSK 캐리어 변조한다. 도 18의 구성에 의하면, 부호 분할 다중화 수단(130c)의 2 계통의 출력을 2 종류의 PN 부호 PN-I, PN-Q로 QPSK 확산 변조한 후 QPSK 캐리어 변조한다.

도 25에 도시한 다중화부(10c)에 이들의 구성을 부가함으로써, 도 20에 나타낸 다중화부(10b)를 채용했을 때 얻어진 통신 요구에 따라 시분할 다중화 후 배직교 변조하는 중속 레이트, 시분할 다중화하지 않고 배직교 변조하는 고속 레이트, 2 단계의 부호 분할 다중화를 행하는 저속 레이트의 각 데이타 수를 적절히 할당할 수 있도록 되어 있는 것에 부가하여, 도 25에 나타낸 다중화부(10c)에 특유의, 즉 채널은 통신 요구에 따라 시분할 다중화 후 배직교 신호로 변환하는 중속 레이트, 시분할 다중화하지 않고 배직교 신호로 변환하는 고속 레이트, 시분할 다중화 후 2단계의 부호 분할 다중화를 행하는 저속 레이트로 나누어지지만 채널에 할당하는 데이타 수는 적절히 선택할 수 있도록 되어 있다.

이상과 같이, 본 발명에 의하면, 제1의 데이타 신호를 다중화하고, 다중화 신호를 확산 부호 계열을 사용하여 확산 변조하며, 확산 변조한 신호에 의해 캐리어 변조를 행한 후에 송신하는 스펙트럼 확산 통신 장치를, 저속 레이트 데이타 및 중속 레이트 데이타를 시분할 다중화하는 제1의 시분할 다중화 수단과, 시분할 다중화된 데이타 및 시분할 다중화되지 않는 고속 레이트 데이타를 배직교 신호로 변환하는 배직교 신호 발생 수단과, 상기 배직교 신호를 부호 분할 다중화하는 제1의 부호 분할 다중화 수단을 구비하도록 구성하였기 때문에, 중속 레이트 데이타 및 저속 레이트 데이타에도 고속 레이트 데이타와 마찬가지로 배직교 신호 전송을 적용할 수 있으므로, 고품질의 데이타 전송을 유연하게 행할 수 있는 효과가 있다.

본 발명에 의하면, 데이타 신호를 다중화하고, 다중화 신호를 확산 부호 계열을 사용하여 확산 변조하며, 확산 변조한 신호에 의해 캐리어 변조를 행하여 송신하는 스펙트럼 확산 통신 장치를, 저속 레이트 데이타를 부호 분할 다중화하는 제2의 부호 분할 다중화 수단과, 중속 레이트 데이타를 시분할 다중화하는 제2의 시분할 다중화 수단과, 시분할 다중화된 데이타 및 고속 레이트 데이타를 배직교 신호로 변환하는 배직교 신호 발생 수단과, 부호 분할 다중화된 신호 및 상기 배직교 신호를 부호 분할 다중화하는 제1의 부호 분할 다중화 수단을 구비하도록 구성하였기 때문에, 중속 레이트 데이타에도 고속 레이트 데이타와 마찬가지로 배직교 신호 전송을 적용할 수 있으므로, 레이트에 따른 소요 품질을 얻을 수 있는 데이타 전송을 유연하게 행할 수 있는 효과가 있다.

본 발명에 의하면, 데이타 신호를 다중화하고, 다중화 신호를 확산 부호 계열을 사용하여 확산 변조하며, 확산 변조한 신호에 의해 캐리어 변조를 행하여 송신하는 스펙트럼 확산 통신 장치를, 저속 레이트 데이타 및 중속 레이트 데이타를 각각의 레이트마다 시분할 다중화하는 제3의 시분할 다중화 수단과, 시분할 다중화 된 저속 레이트 데이타를 부호 분할 다중화하는 제3의 부호 분할 다중화 수단과, 시분할 다중화된 중속 레이트 데이타 및 시분할되지 않은 고속 레이트 데이타를 배직교 신호로 변환하는 배직교 신호 발생 수단과, 부호 분할 다중화된 신호 및 상기 배직교 신호를 부호 분할 다중화하는 제1의 부호 분할 다중화 수단을 구비하도록 구성하였기 때문에, 중속 레이트 데이타에도 고속 레이트 데이타와 마찬가지로 배직교 신호 전송을 적용할 수 있으므로 레이트에 따른 소요 품질을 얻을 수 있는 데이타 전송을 유연하게 행할 수 있는 효과가 있다.

Claims

데이타 신호를 다중화하고, 다중화 신호를 확산 부호 계열을 사용하여 확산 변조하며, 확산 변조된 신호를 캐리어 변조하여 송신하는 스펙트럼 확산 통신 장치에 있어서,

저속 레이트 데이타 및 중속 레이트 데이타를 시분할 다중화하는 제1의 시분할 다중화 수단(110)과,

시분할 다중화된 데이타 및 시분할 다중화되어 있지 않은 고속 레이트 데이타를 배직교 신호로 변환하는 배직교(biorthogonal) 신호 발생 수단(121, 122a∼125a)과,

상기 배직교 신호를 부호 분할 다중화하는 제1의 부호 분할 다중화 수단(130a)을 구비한 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산 통신 장치.
데이타 신호를 다중화하고, 다중화 신호를 확산 부호 계열을 사용하여 확산 변조하며, 확산 변조된 신호를 캐리어 변조하여 송신하는 스펙트럼 확산 통신 장치에 있어서,

저속 레이트 데이타를 부호 분할 다중화하는 제2의 부호 분할 다중화 수단(126)과,

중속 레이트 데이타를 시분할 다중화하는 제2의 시분할 다중화 수단(112)과,

시분할 다중화된 데이타 및 고속 레이트 데이타를 배직교 신호로 변환하는 배직교 신호 발생 수단(122b∼125b)과,

부호 분할 다중화된 신호 및 상기 배직교 신호를 부호 분할 다중화하는 제1의 부호 분할 다중화 수단(130b)을 구비한 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산 통신 장치.
데이타 신호를 다중화하고, 다중화 신호를 확산 부호 계열을 사용하여 확산 변조하며, 확산 변조된 신호를 캐리어 변조하여 송신하는 스펙트럼 확산 통신 장치에 있어서,

저속 레이트 데이타 및 중속 레이트 데이타를 각각의 레이트마다 시분할 다중화하는 제3의 시분할 다중화 수단(114)과,

시분할 다중화된 저속 레이트 데이타를 부호 분할 다중화하는 제3의 부호 분할 다중화 수단(127)과,

시분할 다중화된 중속 레이트 데이타 및 시분할 다중화되지 않은 고속 레이트 데이타를 배직교 신호로 변환하는 배직교 신호 발생 수단(122c∼125c)과,

부호 분할 다중화된 신호 및 상기 배직교 신호를 부호 분할 다중화하는 제1의 부호 분할 다중화 수단(130c)을 구비한 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산 통신 장치.