DE69936455T2

DE69936455T2 - Kommunikationsverfahren und -vorrichtungen, die auf orthogonalen hadamard-basierten sequenzen mit ausgewählten korrelationseigenschaften beruhen

Info

Publication number: DE69936455T2
Application number: DE69936455T
Authority: DE
Inventors: Johan NYSTRÖM; Branislav Popovi'c
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1998-08-17
Filing date: 1999-07-30
Publication date: 2008-03-06
Anticipated expiration: 2019-07-31
Also published as: EP1105991A1; WO2000010277A1; DE69936455D1; JP4230111B2; AR025263A1; EP1105991B1; US6526091B1; CA2338560C; CN1143467C; JP2002523922A; TW435012B; ZA200100769B; AU5662399A; CA2338560A1; CN1323474A; AU772280B2; RU2234196C2; BR9913041A; MY125162A; DE69936455C5

Description

Stand der Technik
Die Erfindung betrifft im Allgemeinen die elektrische Telekommunikation und im Besonderen das Synchronisieren von Transceivern unterschiedlicher Benutzer und noch spezieller Verfahren und eine Vorrichtung zur Synchronisation auf Grundlage orthogonaler Sequenzen mit optimierten Korrelationseigenschaften.
Moderne Kommunikationssysteme, wie beispielsweise Zellular- und Satellitenfunksysteme, setzen vielfältige Operationsmodi (analoge, digitale und hybride) und Zugriffstechniken, wie beispielsweise Vielfachzugriff im Frequenzmultiplex (FDMA, frequency division multiple access), Vielfachzugriff im Zeitmultiplex (TDMA, time division multiple access), Vielfachzugriff im Code-Multiplex (CDMA, code division multiple access), und Hybride dieser Techniken ein.
Digitale zellulare Kommunikationssysteme haben eine erweiterte Funktionalität zum Optimieren der Systemkapazität und zum Unterstützen hierarchischer Zellstrukturen, d.h. Strukturen von Makrozellen, Mikrozellen, Picozellen usw.. Der Begriff "Makrozelle" verweist im Allgemeinen auf eine Zelle mit einer Größe, die mit Größen von Zellen in einem konventionellen Zellulartelefonsystem vergleichbar ist (z.B. ein Radius von wenigstens ungefähr 1 Kilometer), und die Begriffe "Mirkozelle" und "Picozelle" verweisen im Allgemeinen auf zunehmend kleinere Zellen. Zum Beispiel könnte eine Mikrozelle einen öffentlichen Innen- oder Außenbereich, zum Beispiel ein Tagungszentrum oder eine belebte Straße, abdecken, und eine Picozelle könnte einen Bürokorridor oder einen Gang eines Hochhausgebäudes abdecken. Aus einer Funkabdeckungsperspektive können Makrozellen, Mikrozellen und Picozellen sich voneinander unterscheiden oder können einander überlappen, um unterschiedliche Verkehrsmuster oder Funkumgebungen handzuhaben.
1 veranschaulicht ein beispielhaftes hierarchisches, oder mehrschichtiges Zellularsystem. Eine durch eine Hexagonalform dargestellte Schirmmakrozelle 10 bildet eine überlagerte Zellularstruktur. Jede Schirmzelle kann eine unterlagerte Mikrozellenstruktur enthalten. Die Schirmzelle 10 enthält Mikrozelle 20, die durch den mit der gepunkteten Linie eingeschlossenen Bereich dargestellt ist, und Mikrozelle 30, die durch den mit der gestrichelten Linie eingeschlossenen Bereich dargestellt ist, Bereichen entlang von städtischen Straßen entsprechend, und Picozellen 40, 50 und 60, die individuelle Gänge eines Gebäudes abdecken. Der Schnittpunkt der von den Mikrozellen 20 und 30 abgedeckten städtischen Straßen kann ein Bereich einer dichten Verkehrskonzentration sein, und könnte somit einen Hot Spot darstellen.
2 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Zellular-Mobilfunktelefonsystems, mit einer beispielhaften Basisstation (BS) 110 und einer Mobilstation (MS) 120. Die BS enthält eine Steuer- und Verarbeitungseinheit 130, die mit einer Mobilvermittlungszentrale (MSC, mobile switching center) 140 verbunden ist, die wiederum mit dem öffentlichen Fernsprechnetz (PSTN) (nicht gezeigt) verbunden ist. Allgemeine Aspekte solcher Zellularfunktelefonsysteme sind in dem Fachgebiet bekannt. Die BS 110 handhabt eine Vielzahl von Sprachkanälen durch einen Sprachkanal-Transceiver 150, der durch die Steuer- und Verarbeitungseinheit 130 gesteuert wird. Außerdem enthält jede BS einen Steuerkanal-Transceiver 160, der zum Handhaben von mehr als einem Steuerkanal fähig sein kann. Der Steuerkanal-Transceiver 160 wird durch die Steuer- und Verarbeitungseinheit 130 gesteuert. Der Steuerkanal-Transceiver 160 sendet eine Steuerinformation über den Steuerkanal der BS oder der Zelle an auf diesen Steuerkanal verriegelte bzw. eingerastete MSs aus. Es wird verstanden werden, dass die Transceiver 150 und 160 als Einzelgerät, wie der Sprach- und Steuer-Transceiver 170, zur Verwendung mit Steuer- und Verkehrskanälen implementiert sein können, die denselben Funkträger gemeinsam nutzen.
Die MS 120 empfängt die Informationsausstrahlung auf einem Steuerkanal bei ihrem Sprach- und Steuerkanal-Transceiver 170. Dann evaluiert die Verarbeitungseinheit 180 die empfangene Steuerkanalinformation, die die Charakteristika der Zellen enthält, die für die MS Kandidaten zum Verriegeln bzw. Verrasten sind, und bestimmt, auf welche Zelle die MS sich verriegeln bzw. einrasten sollte. Vorteilhafterweise enthält die empfangene Steuerkanalinformation nicht nur eine absolute Information bezüglich der Zelle, mit der sie verknüpft ist, sondern enthält auch eine relative Information bezüglich anderer Zellen in der Nähe der Zelle, womit der Steuerkanal verknüpft ist, wie z.B. in US Patent Nr. 5 353 332 von Raith et al. mit dem Titel "Method and Apparatus for Communication Control in a Radiotelephone System" beschrieben.
In Nordamerika wird ein TDMA verwendendes Digital-Zellularfunktelefonsystem Digital Advanced Mobile Phone Service (D-AMPS) genannt, von dem manche der Charakteristika in dem TIA/EIA/IS-136-Standard spezifiziert sind, der von der Telecommunications Industry Association and Electronic Industries Association (TIA/EIA) veröffentlicht wird. Ein anderes digitales Kommunikationssystem, das Direktsequenz-CDMA (DS-CDMA) verwendet, ist durch den TIA/EIA/IS-95-Standard spezifiziert, und ein Frequenzsprung-CDMA-Kommunikationssystem ist durch den EIA SP 3389 Standard (PCS 1900) spezifiziert. Der PCS-1900-Standard ist eine Implementierung des GSM-Systems, das außerhalb von Nordamerika verbreitet ist, der für Systeme für persönliche Kommunikationsdienste (PCS, personal communication services) eingeführt worden ist.
Einige Vorschläge für die nächste Generation digitaler Zellularkommunikationssysteme sind gegenwärtig in Diskussion in verschiedenen Standardbestimmungsorganisationen, welche die International Telecommunications Union (ITU), das European Telecommunications Standards Institute (ETSI) und Japan's Association of Radio Industries and Businesses (ARIE) umfassen. Neben der Übertragung von Sprachinformation kann auch erwartet werden, dass die Systeme der nächsten Generation Paketdaten tragen und mit Paketdatennetzwerken zusammenarbeiten können, die üblicherweise auch auf industrieweiten Datenstandards entworfen sind und basieren, wie beispielsweise das OSI-Modell (open system interface) oder der TCP/IP-Stack (transmission control protocol/Internet protocol). Diese Standards sind seit vielen Jahren entwickelt worden, egal ob formal oder de facto, und die Anwendungen, die diese Protokolle verwenden, sind leichtfertig verfügbar. Die Hauptaufgabe standard-basierter Netzwerke ist das Erreichen einer Verbindungsflexibilität mit anderen Netzwerken. Das Internet ist das heute offensichtlichste Beispiel solch eines standard-basierten Paketdatennetzwerks bei der Verfolgung dieses Ziels.
In den meisten dieser digitalen Kommunikationssysteme sind Kommunikationskanäle durch frequenzmodulierende Funkträgersignale implementiert, die Frequenzen in der Nähe von 800 Megahertz (MHz), 900 MHz, 1800 MHz und 1900 MHz haben. In TDMA-Systemen und mit variierenden Ausmaßen sogar in CDMA-Systemen wird jeder Funkkanal in eine Reihe von Zeitschlitzen aufgeteilt, von denen jeder einen Block einer Information von einem Benutzer enthält. Die Zeitschlitze sind in aufeinanderfolgenden Rahmen gruppiert, die jeweils eine vorbestimmte Dauer haben, und aufeinanderfolgende Rahmen können in einer Kette gruppiert sein, was üblicherweise Superrahmen genannt wird. Die durch ein Kommunikationssystem verwendete Art der Zugriffstechnik (z.B. TDMA oder CDMA) wirkt sich darauf aus, wie eine Benutzerinformation in den Schlitzen und Rahmen dargestellt wird, aber aktuelle Zugriffstechniken verwenden alle eine Schlitz/Rahmenstruktur.
Demselben Benutzer zugewiesene Zeitschlitze, die nicht fortlaufende Zeitschlitze auf dem Funkträger sein müssen, können als ein dem Benutzer zugewiesener logischer Kanal betrachtet werden. Während jedes Zeitschlitzes wird eine vorbestimmte Anzahl digitaler Bits gemäß der durch das System verwendeten bestimmten Zugriffstechnik (z.B. CDMA) übertragen. Zusätzlich zu logischen Kanälen für Sprach- oder Datenverkehr stellen Zellularfunkkommunikationssysteme außerdem logische Kanäle für Steuernachrichten, wie beispielsweise Paging/Zugriffskanäle für Rufaufbaunachrichten, die durch BSs und MSs ausgetauscht werden, und für Synchronisationskanäle für Broadcast-Nachrichten bereit, die durch MSs und andere Fernendgeräte zum Synchronisieren ihrer Transceiver auf die Rahmen/Schlitz/Bit-Strukturen der BSs verwendet werden. Im Allgemeinen brauchen die Übertragungsbitraten dieser unterschiedlichen Kanäle nicht übereinzustimmen, und die Längen der Schlitze in den unterschiedlichen Kanälen brauchen nicht gleichförmig zu sein. Darüber hinaus sind die in Europa und Japan betrachteten Zellularkommunikationssysteme der dritten Generation asynchron, was bedeutet, dass die Struktur einer BS temporär nicht mit der Struktur einer anderen BS einen Bezug hat, und dass eine MS keine der Strukturen im Voraus kennt.
In solchen digitalen Kommunikationssystemen muss ein empfangendes Endgerät die Timing-Referenz eines sendenden Endgerätes finden, bevor irgendein Informationstransfer stattfinden kann. Für ein DS-CDMA verwendendes Kommunikationssystem entspricht das Finden der Timing-Referenz dem Finden der Grenzen von Downlink- (z.B. BS-zu-MS) Chips, Symbolen und Rahmen. Dieses wird manchmal Downlink-Chip-, Symbol- bzw. Rahmensynchronisation genannt. In diesem Kontext ist ein Rahmen einfach ein Block von Daten, die unabhängig erfasst und decodiert werden können. Rahmenlängen in heutigen Systemen fallen typischerweise in die Spanne von zehn bis zwanzig Millisekunden (ms). Diese Suche des BS-Timings kann eine "Zellensuche" genannt werden, und sie enthält eine Identifizierung BS-spezifischer Downlink-Verwürfelungscodes, die Merkmale aktueller DS-CDMA-Kommunikationssysteme sind.
Eine MS oder ein anderes Fernendgerät empfängt typischerweise ein Signal, das eine Überlagerung (Summe) abgeschwächter, schwundbehafteter und gestörter Versionen des durch eine BS übertragenen Signals ist. Die Schlitz- und Rahmengrenzen in dem empfangenen Signal sind der MS, mit der zu beginnen ist, unbekannt, wie es auch BS-spezifische Verwürfelungscodes sind. Das Ziel der MS ist es somit, eine oder mehrere BSs in dem rauschartigen (für DS-CDMA) empfangenen Signal zu erfassen und zu identifizieren, und den verwendeten Verwürfelungscode zu identifizieren.
Für eine Hilfe beim Synchronisieren des Fernendgerätes auf die BS und zum Identifizieren des BS-spezifischen Verwürfelungscodes stellen manche Kommunikationssysteme bereit, dass jedes BS-Signal einen unverwürfelten Teil enthält, der ein Synchronisationskanal SCH genannt werden kann, auf den die MS sich verriegeln bzw. einrasten und eine Zellensuche durchführen kann. Die Erfindung des Anmelders verbessert solche Synchronisationskanäle sowohl hinsichtlich der Leistungsfähigkeit als auch hinsichtlich der MS-Komplexität.
ZUSAMMENFASSUNG
In einem Aspekt der Erfindung des Anmelders ist ein Verfahren zum Bestimmen einer Verwürfelungscodegruppe für ein empfangenes Signal in Digitalkommunikationssystemen bereitgestellt. Signale in dem Kommunikationssystem werden durch jeweilige Verwürfelungscodes verwürfelt. Die Verwürfelungscodes werden jeweiligen Verwürfelungscodegruppen zugewiesen; und Identitäten der Verwürfelungscodegruppen werden in den Signalen durch jeweils zyklisch unterschiedliche Sequenzen vorzeichenbehafteter Codewörter codiert, die S-Hadamard-Sequenzen sind. Das Verfahren enthält die Schritte zum: Korrelieren des empfangenen Signals mit jedem von einer Vielzahl der Codewörter; kohärenten Kombinieren der Korrelationen gemäß zyklischer Verschiebungen von jedem von einer Vielzahl von Sequenzen von Vorzeichen; und Bestimmen einer maximal kohärent kombinierten Korrelation, um die Verwürfelungscodegruppe für das empfangene Signal zu identifizieren.
In einem anderen Aspekt der Erfindung des Anmelders ist ein Verfahren bereitgestellt zum Bestimmen einer Verwürfelungscodegruppe für ein empfangenes Signal in einem Digitalkommunikationssystem, in dem Signale durch jeweilige Verwürfelungscodes verwürfelt werden, die Verwürfelungscodes jeweiligen Verwürfelungscodegruppen zugewiesen werden, und Identitäten der Verwürfelungscodegruppen in den Signalen durch jeweils zyklisch unterschiedliche Sequenzen von Codewörtern codiert werden. Das Verfahren enthält die Schritte zum: Korrelieren des empfangenen Signals mit zyklischen Verschiebungen von jedem von einer Vielzahl von Sequenzen von Codewörtern, die S-Hadamard-Sequenzen sind; Kombinieren der Korrelationen für jede von der Vielzahl von Sequenzen von Codewörtern; und Bestimmen einer maximalen kombinierten Korrelation, um die Verwürfelungscodegruppe für das empfangene Signal zu identifizieren.
In einem anderen Aspekt der Erfindung des Anmelders enthält ein Digitalfunkübertragungs-System mit wenigstens einem Sender und wenigstens einem Empfänger eine Komponente in dem Sender zum Erzeugen eines Synchronisationssignals, das vorzeichenbehaftete Versionen von S-Hadamard-Sequenzen enthält. Die S-Hadamard-Sequenzen werden durch positionsmäßiges bzw. positionsweises Verwürfeln einer Walsh-Hadamard-Sequenz mit einer Spezialsequenz mit komplexen Elementen konstanter Größe erhalten. Dort ist auch eine Komponente in dem Empfänger enthalten zum Schätzen eines Zeitbestimmungsortes und einer Sequenzidentität einer empfangenen Version des Synchronisationssignals.
In einem anderen Aspekt der Erfindung des Anmelders ist ein Verfahren bereitgestellt zum Bestimmen einer Zeitortsbestimmung eines empfangenen Signals und Identifizieren einer Walsh-Hadamard-Sequenz, die als eine S-Hadamard-Sequenz codiert ist, die in dem empfangenen Signal enthalten ist. Die S-Hadamard-Sequenz ist ein Produkt der Walsh-Hadamard-Sequenz und einer Spezialsequenz mit komplexen Elementen konstanter Größe, und die Walsh-Hadamard-Sequenz ist ein Mitglied eines ersten Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen. Das Verfahren enthält die Schritte zum: Bilden eines Produktes des empfangenen Signals und der Spezialsequenz, und Korrelieren des Produktes mit jeder von einer Vielzahl von Walsh-Hadamard-Sequenzen zum Identifizieren der in dem empfangenen Signal codierten Walsh-Hadamard-Sequenz.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung des Anmelders wird durch Lesen dieser Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen verstanden werden.
1 veranschaulicht ein beispielhaftes hierarchisches, oder mehrschichtiges, Zellularkommunikationssystem.
2 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften zellularen Mobilfunktelefonsystems.
3 veranschaulicht eine Funk-Rahmen/Schlitz/Chip-Struktur und einen Synchronisationskanal mit einem Primär-Synchronisationscode und einem Sekundär-Synchronisationscode.
4 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß der Erfindung des Anmelders.
5 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Bestimmen einer Verwürfelungscodegruppe gemäß der Erfindung des Anmelders.
6 ist ein Flussdiagramm eines anderen Verfahrens zum Bestimmen eines Verwürfelungscodes gemäß der Erfindung des Anmelders.
7 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Bestimmen einer Walsh-Hadamard-Sequenz, die als eine in einem empfangenen Signal enthaltene S-Hadamard-Sequenz codiert ist.
8 ist ein Blockdiagramm eines Teils eines Kommunikationssystem-Senders gemäß der Erfindung des Anmelders.
9A, 9B, 9C sind Blockdiagramme von Teilen von Empfängern gemäß der Erfindung des Anmelders.
10 veranschaulicht die Verwendung von S-Hadamard-Sequenzen hoher Ordnung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Diese Anmeldung beschreibt die Erfindung in einem Kontext einer Zellensuche in einem zellularen Funk-DS-CDMA-Kommunikationssystem. Es wird verstanden werden, dass dieses nur ein Beispiel ist und dass die Erfindung in vielen anderen Kontexten angewendet werden kann.
3 veranschaulicht einen 10-ms-langen Funkrahmen, der 40960 komplexe (In-Phase und Quadratur) Chips umfasst, die unter sechzehn Schlitzen aufgeteilt sind. Jeder Schlitz enthält somit 2560 Chips, die zehn 256-Chip-Symbole darstellen. Solch eine Rahmen/Schlitz/Chip-Struktur ist ein Merkmal eines Breitband-CDMA-Kommunikationssystems der dritten Generation unter Betrachtung durch ETSI. Das durch eine BS in solch einem Kommunikationssystem übertragene Funksignal ist die Summe gespreizter und verwürfelter Daten- und Steuerbits und eines unverwürfelten Synchronisationskanals SCH. Daten- und Steuerbits sind typischerweise durch entweder bitmäßige oder blockmäßige Ersetzung durch eine orthogonale Sequenz oder orthogonale Sequenzen, wie beispielsweise Walsh-Hadamard-Sequenzen, gespreizt. (Dieses wird manchmal m-wertiges orthogonales Umtasten genannt). Die gespreizten Ergebnisse werden dann üblicherweise durch bitmäßige Moduln-2-Addition einer Pseudorausch-(PN)-Verwürfelungssequenz verwürfelt.
Der SCH umfasst zwei Teile: einen Primär-Synchronisationscode (PSC) und einen Sekundär-Synchronisationscode (SSC), die beide einmal pro Schlitz übertragen werden. In 3 sind der PSC und der SSC als gleichzeitig übertragen veranschaulicht, aber dieses ist nicht erforderlich; der SSC kann in einem anderen Teil des Schlitzes übertragen werden. In einer Form eines WCDMA-Systems verwenden alle BSs denselben PSC, der eine feste relative Position in demselben Schlitz bzw. denselben Schlitzen für sämtliche BSs hat. Bei dem in 3 gezeigten Beispiel befindet sich der PSC in dem ersten Schlitz. Die Position des SSC kann auch fixiert sein (z.B. zuerst in dem Schlitz, wie in 3 gezeigt), aber der SSC-Wert kann von BS zu BS variieren. Tatsächlich kann ein unterschiedlicher SSC-Wert in unterschiedlichen Schlitzen durch dieselbe BS übertragen werden. Nichts desto Trotz wiederholt die Länge-l6-Sequenz von (möglicherweise unterschiedlichen) SSC-Werten sich periodisch durch die durch jede BS übertragenen sequentiellen Rahmen.
Wie oben erwähnt, empfängt ein Fernendgerät, wie beispielsweise eine MS, von einem Sender, wie beispielsweise einer BS, ein Signal, das eine Summe gedämpfter, schwundbehafteter und gestörter Versionen des durch die BS tatsächlich übertragenen Signals ist. Dem Fernendgerät sind sowohl die Schlitz- und Rahmengrenzen des empfangenen Signals als auch die von dem Sender verwendeten Verwürfelungscodes anfangs unbekannt. Das Ziel des Fernendgerätes ist es, die Rahmen/Schlitz/Chip-Struktur des rauschartigen empfangenen Signals zu bestimmen und den verwendeten Verwürfelungscode zu identifizieren.
Ein Weg, um dieses Ziel zu erreichen, ist es, das Rahmen-Timing zu etablieren und dann mit Verwendung „roher Gewalt" den Verwürfelungscode durch Korrelieren eines empfangenen Rahmens mit sämtlichen Verwürfelungscodekandidaten zu identifizieren. Dieses ist eine sehr komplexe und leistungsaufwändige Prozedur, wenn die Anzahl der Kandidaten groß ist, wie es in einem Hochkapazitäts-Kommunikationssystem (einer kleinen Zelle) wahrscheinlich sein würde.
Ein besserer Weg, das Ziel zu erreichen, ist das Aufteilen des Satzes möglicher Verwürfelungscodes in Gruppen, wobei jede eine kleinere Anzahl von Codes enthält, und die Gruppenidentität in die Sequenz von SSCs zu codieren. Durch Erfassen der Sequenz von SSCs, die sich über manche oder alle der Schlitze in einem empfangenen Rahmen oder mehreren Rahmen erstrecken können, stellt das Fernendgerät somit die kleinste Untermenge aller möglichen Verwürfelungscodes fest, zu der der BS-Verwürfelungscode gehört. Dann kann das Fernendgerät die empfangene Information mit jedem von der vernünftigeren Anzahl von Verwürfelungscodekandidaten in der Untermenge korrelieren, um den bestimmten BS-Verwürfelungscode festzustellen. In beiden der unten beschriebenen Verfahren werden SSC-Sequenzen ausgewählt, so dass die Verwürfelungscodegruppen-Identität und das Rahmen-Timing gleichzeitig erhalten werden können.
Bei der Beschreibung der zwei alternativen Verfahren unten haben die SSCs, die moduliert sein können, eine Länge von 256 und sind von dem Satz orthogonaler Gold-Codes mit Länge 256 genommen. Die PSC-Sequenz kann auch von diesem Satz von Gold-Codes genommen werden. Es wird selbstverständlich erkannt werden, dass diese lediglich Beispiele sind, und dass andere Längen und Typen orthogonaler Codes anstelle dessen verwendet werden können. Tatsächlich müssen der PSC und die SSCs im Allgemeinen nicht orthogonal sein, obwohl üblicherweise eine Orthogonalität bevorzugt wird.
Ein gemeinsamer erster Schritt für die zwei Verfahren (siehe 4) ist eine Schlitz- und Chip-Synchronisation. In einem Kommunikationssystem mit einem Synchronisationskanal wie den WCDMA-Vorschlägen mit einem unverwürfelten gemeinsamen PSC kann das Fernendgerät das empfangene Signal (nach Entfernen des Trägers usw.) durch ein an den PSC angepasstes Filter weiterreichen. Solch ein angepasstes Filter kann in Software implementiert sein, die durch den Prozessor 180 des Fernendgerätes ausgeführt wird, oder in Hardware, z.B. mittels einer geeignet abgegriffenen Verzögerungsleitung oder mit Schieberegistern. Andere Kommunikationssysteme könnten andere Komponenten oder Verfahren zum Erhalten einer Schlitz- und Chip-Synchronisation einsetzen.
Es wird erkannt werden, dass es im Allgemeinen nicht erforderlich ist, eine Schlitz-Synchronisation zu haben; ein Empfänger könnte nach den SSCs mit nur etablierter Chip- oder Bit-Synchronisation suchen. Ein Weg, dieses zu tun, wäre die Verwendung angepasster Filter entsprechend zu Kandidaten-SSCs, die bei einigen wenigen ausgewählten Verzögerungen gesetzt sind, da der Empfänger nicht eine Schlitz-Synchronisation haben würde. Nichts desto Trotz wird erkannt werden, dass die Anzahl möglicher Startpositionen ohne Schlitz-Synchronisation vielmehr die Anzahl von Chips oder Bits in einem Rahmen als die Anzahl von Schlitzen ist. In den aktuell vorgeschlagenen WCDMA-Systemen gibt es 40960 Chips in jedem Rahmen und nur sechzehn Schlitze. Neben der Erleichterung der Erfassung des Vorliegens eines Trägersignals gibt somit ein in einem oder mehr Schlitzen übertragener unverwürfelter PSC einem Kommunikationssystem einen klaren Vorteil darin, dass die – Anzahl möglicher Rahmenstartpositionen von der Anzahl von Chips in einem Rahmen auf die Anzahl von Schlitzen mit dem PSC reduziert wird.
In dem in 4 gezeigten nächsten gemeinsamen Schritt bestimmt der Empfänger die Sequenz der SSCs und somit das Rahmen-Timing und die Gruppenidentität. In dem dritten Schritt, der auch beiden Verfahren gemeinsam ist, werden Versuchsentwürfelungen der empfangenen Daten unter Verwendung sämtlicher Kandidaten in der durch den vorhergehenden Schritt identifizierten Codegruppe erzeugt.
Damit Schritt 1 des in 4 gezeigten Verfahrens gut in einem WCDMA-artigen Kommunikationssystem abschneidet, muss die PSC-Sequenz gute aperiodische Autokorrelationseigenschaften haben. "Gute" Autokorrelationseigenschaften sind der Art, dass der Wert der Korrelation eines Codewortes oder einer Sequenz mit Verschiebungen dieses Codewortes oder der Sequenz außer für die Nullverschiebung klein ist. Aperiodische Eigenschaften sind in Situationen wichtig, in denen das Codewort oder die Sequenz nicht kontinuierlich übertragen wird, wie beispielsweise bei den aktuell vorgeschlagenen WCDMA-Systemen, in denen die PSC-Sequenz nur eines von in jedem Schlitz gesendeten neun Symbolen ist. Da ein nach dem PSC suchendes angepasstes Filter nur durch den PSC beeinflusst wird, der in dem bestimmten Schlitz auftritt, der durch das Filter passiert, und nicht durch PSCs, die in vorhergehenden oder folgenden Zeitschlitzen auftreten, sind es die aperiodischen Autokorrelationseigenschaften des PSC, die wichtig sind. Gute aperiodische Autokorrelationseigenschaften können durch jedes der unten beschriebenen zwei beispielhaften Verfahren sichergestellt werden, die durch 5 und 6 veranschaulicht sind.
Verfahren 1
Es sei ohne Verlust der Allgemeinheit angenommen, dass es 512 Verwürfelungscodes gibt, die in zweiunddreißig Gruppen von jeweils sechzehn Codes aufgeteilt wind. Jeder Gruppe 1 sei ein Codewort C₁ zum Darstellen dieser Gruppe in dem SCH zugewiesen, z.B. durch die Sequenz von SSCs in einem Rahmen (Schritt 502 in 5). Die zugewiesenen Codewörter könnten an das Fernendgerät kommuniziert werden oder im Voraus in einem geeigneten Speicher in dem Endgerät gespeichert werden. Wenn das Codewort C₁ einfach als der SSC in jedem Schlitz eines Rahmens übertragen würde, dann würde die Empfänger-Bestimmung C₁ die Verwürfelungscodegruppe (und das Schlitz-Timing, wenn der PSC nicht in jedem Schlitz gesendet wird), aber nicht das Rahmen-Timing (Rahmen-Synchronisation) bestimmen. Deshalb wird gemäß einem Aspekt der Erfindung des Anmelders eine vorzeichenbehaftete Version von C₁ in jedem von manchen oder allen der Schlitze in einem Rahmen oder mehreren Rahmen übertragen. Die schlitz-spezifischen Vorzeichen werden so ausgewählt (Schritt 504 in 5), dass die Sequenz von SSCs in einem Rahmen eine zyklisch unterschiedliche Sequenz von Länge 16 mit guten periodischen Autokorrelationseigenschaften umfasst.
Wenn m_i das Vorzeichen des Codewortes C₁ in dem i-ten Schlitz ist, wird demgemäß die übertragene Sequenz von SSCs in einem Rahmen für einen Rahmen mit sechzehn Schlitzen wie folgt sein: [m1C1, m2C1, ..., m15C1, m16C1]
Durch Korrelieren der empfangenen Schlitzinformation mit sämtlichen möglichen Codewörtern C₁ (Schritt 506 in 5) und durch kohärentes Kombinieren dieser Korrelationswerte gemäß Vorzeichensequenzen entsprechend sämtlicher zyklischer Verschiebungen der Sequenz [m₁, m₂, ..., m₁₅, m₁₆] (Schritt 508 in 5), können sowohl das Codewort C₁ als auch die Phase von [m₁, m₂, ..., m₁₅, m₁₆], die den kombinierten Korrelationswert maximiert, bestimmt werden (Schritt 510 in 5).
Es wird verstanden werden, dass, um die Schlitz/Codewort-Korrelationswerte kohärent zu kombinieren, eine Kanalschätzung erforderlich ist, was involviert, dass der Empfänger die Gewichtungsfunktion oder Impulsantwort des Kommunikationskanals bestimmt. Für eine kohärente digitale Amplitudenmodulation und Übertragung durch einen Schwundkanal in einem WCDMA-artigen System könnte solch eine Kanalantwortschätzung auf dem bekannten PSC basieren, z.B. durch Korrelieren der empfangenen Schlitz(e)-Information mit dem bekannten PSC. Aspekte der Kanalschätzung in den digitalen Funkkommunikationssystemen sind in US Patent Nr. 5 768 307 von P. Schramm et al. mit dem Titel "Coherent Demodulation with Decision-Directed Channel Estimation for Digital Communication" beschrieben.
Verfahren 2
Dieses Verfahren basiert auf dem Bilden von Sequenzen der Mitglieder eines kleinen Satzes unterschiedlicher Codewörter C₁, die ausreichen, jede Gruppe der Verwürfelungscodes eindeutig zu identifizieren (Schritt 602 in 6). Es kann wiederum ohne Verlust der Allgemeinheit angenommen werden, dass 512 Verwürfelungscodes in zweiunddreißig Gruppen von jeweils sechzehn Codes aufgeteilt sind. Nur als ein Beispiel möge es siebzehn Codewörter C₁ und Rahmen mit jeweils sechzehn Schlitzen geben. Ein "Alphabet" von siebzehn "Buchstaben" oder Symbolen kann viele Buchstabensequenzen von Länge 16 bilden, und es kann bewiesen werden, dass viele solcher Sequenzen angemessen gute periodische Autokorrelations- und Kreuzkorrelationseigenschaften haben. Solche Sequenzkonstruktionsverfahren sind in "Comma Free Codes for Fast Long Code Acquisition", Dok.Nr. AIF/SWG2-15-6(P), IMT-2000 Study Committee, Air Interface Working Group, SWG2, beschrieben, das ein Beitrag von Texas Instruments Inc. war.
"Gute" Kreuzkorrelationseigenschaften sind der Art, dass der Wert der Korrelation eines Codewortes oder einer Sequenz mit einem anderen Codewort oder einer Sequenz und mit irgendwelchen relativen Verschiebungen des Codeworts oder der Sequenzen klein ist. Periodische Eigenschaften sind in Situationen wichtig, in denen das Codewort oder die Sequenz kontinuierlich übertragen wird, wie beispielsweise bei den aktuell vorgeschlagenen WCDMA-Systemen, in denen die Sechzehn-Symbol-Sequenz von SSCs von Rahmen zu Rahmen wiederholt wird. Obwohl der SSC nur eines der in jedem Schlitz gesendeten zehn Symbole ist und in diesem Sinne nicht kontinuierlich übertragen wird, ist es mit etablierter Schlitz-Synchronisation möglich, das Suchen nach den SSCs in 9/10 des Rahmens zu vermeiden, und somit die SSCs zu behandeln, als wenn sie kontinuierlich wären. Mit der Angabe von sechzehn fortlaufenden Schlitzen kann der Empfänger deshalb wissen, dass er wenigstens eine beliebige symbolmäßige zyklische Verschiebung der gesamten Sechzehn-Symbol-Sequenz eingefangen hat.
Von den vielen möglichen Buchstabensequenzen von Länge 16 würden zweiunddreißig auf der Grundlage ihrer Korrelationseigenschaften ausgewählt werden, um jeweilige der SSC-Sequenzen darzustellen. Wie in Verfahren 1 können die ausgewählten Sequenzen an das Fernendgerät kommuniziert oder im Voraus in einem geeigneten Speicher in dem Endgerät gespeichert werden. Es kann jedoch bemerkt werden, dass aktuell geglaubt wird, dass die gemäß Verfahren 1 gebildeten Sequenzen geringfügig bessere Korrelationseigenschaften als die gemäß Verfahren 2 Gebildeten haben.
Die Sequenzen von SSC-Codewörtern C₁ werden durch Auswählen von Codewörtern aus dem "Alphabet" von siebzehn Codewörtern konstruiert, so dass die Sequenzen Codewort-mäßig zyklisch unterschiedlich sind und so dass sie gute gegenseitige Kreuzkorrelationseigenschaften haben. Es sei z.B. angenommen, dass man zwei "Buchstaben" A und B hat, die gegenseitig orthogonale Sequenzen der Länge 256 wie SSCs sind, und es sei ferner angenommen, dass man an Sequenzen von Länge 8 solcher "Buchstaben" interessiert ist. Wenn man mit der Sequenz AAAAABBA startet, dann ist eine zyklische Verschiebung dieser Sequenz AAAAAABB, was sich von der ursprünglichen Sequenz AAAAABBA unterscheidet. Eine Codewort-mäßige nicht-zyklische unterschiedliche Sequenz ist ABABABAB, und eine andere (umsomehr der Art) ist AAAAAAAA. Für die Letztere wird erkannt werden, dass sämtliche zyklische Verschiebungen dieselben sind, und für die Erstere wird erkannt werden, dass manche zyklische Verschiebungen dieselben sind. Selbstverständlich wird erkannt werden, dass eine Verschiebung um die Länge einer Sequenz (d.h., eine Verschiebung um die Anzahl von Symbolen) wiederum nur die ursprüngliche Sequenz ist, was die Sequenz Codewort-mäßig zyklisch nicht-unterschiedlich macht.
Zwei andere Codewort-mäßige zyklisch unterschiedliche Sequenzen sind ABBBBBBB, die zur Annehmlichkeit Seq1 genannt werden kann, und ABBAAABB, die zur Annehmlichkeit Seq2 genannt werden kann. Die folgende Tabelle zeigt die Anzahl von Sequenzpositionen, in der die ursprüngliche Sequenz und jede verschobene Sequenz übereinstimmen, d.h. denselben "Buchstaben" haben.

Verschiebung: 0 1 2 3 4 5 6 7

Seq1: 8 6 6 6 6 6 6 6

Seq2: 8 4 2 4 4 4 2 4
Aus dieser Tabelle ist ersichtlich, dass Seq2 "bessere" Autokorrelationseigenschaften als Seq1 hat, da, wie oben erwähnt, "gute" Autokorrelationseigenschaften derart sind, dass der Wert der Korrelation eines Codewortes oder einer Sequenz mit Verschiebungen dieses Codewortes oder der Sequenz abgesehen von der Nullverschiebung klein ist. Für Sequenzen, die nicht zyklisch Codewort-mäßig unterschiedlich sind, würde die Anzahl von Übereinstimmungen 8 (maximal) für wenigstens eine Nicht-Nullverschiebung sein. Es wird verstanden werden, dass die Anzahl von Übereinstimmungen einen Bezug zu dem Korrelationswert darin hat, dass die (entweder Auto- oder Kreuz-) Korrelation üblicherweise als die Anzahl von Übereinstimmungen weniger die Anzahl von Nichtübereinstimmungen definiert ist.
Die Kreuzkorrelation zwischen Seq1 und Seq2, d.h. die Anzahl von Sequenzpositionen, in denen Seq1 und Seq2 denselben "Buchstaben" haben, wenn Seq1 Position um Position durch Seq2 verschoben und umgebrochen wird, ist durch die folgende Tabelle gegeben.

Relative Verschiebung: 0 1 2 3 4 5 6 7

Übereinstimmungen: 5 3 3 5 5 5 3 3
Ein guter Satz von Codewörtern ist der Art, dass es unwahrscheinlich ist, ein Codewort für ein anderes und/oder für eine Verschiebung des einen oder anderen Codewortes misszuverstehen. Auf eine ähnliche Weise wird die empfangene Schlitzinformation mit sämtlichen möglichen Codewort-Sequenzen bei sämtlichen Verschiebungen korreliert (Schritt 604 in 6).
Es wird bemerkt werden, dass die Codewörter C₁ nicht wie in Verfahren 1 vorzeichenbehaftet sind, und somit ist eine nicht-kohärente Kombination der Korrelationen der empfangenen Schlitze mit deren jeweiligen Codewörtern möglich (Schritt 606 in 6). Es sei z.B. C_i = C(SSC_i, R_i) die Korrelation zwischen R_i, die empfangene Information in dem i-ten Schlitz, und SSC_i, der i-te SSC in einer hypothetisierten Sequenz von SSCs. Dann ist die über i genommene Summe von C_i die Korrelation zwischen der hypothetisierten Sequenz und der empfangenen Information, aber da einige R_i unbekanntem und unterschiedlichem Schwund oder anderen Unterbrechungsübertragungen unterworfen sind, ist ein nicht-kohärentes Kombinieren in der Abwesenheit von Kanalschätzungen erforderlich. Die über i genommene Summe der Quadrate der Größen von C_i ist mit anderen Worten das Maß. Wenn Kanalschätzungen a_i verfügbar sind, dann können die Korrelationswerte kohärent kombiniert werden, indem die Summe über i der Produkte von C_i und der Komplex-Konjugierten von a_i genommen wird. Beim Verfahren 1 ist kohärentes Kombinieren erforderlich, weil die Vorzeichen m_i behalten werden müssen, aber beim Verfahren 2 kann entweder kohärentes oder nicht-kohärentes Kombinieren verwendet werden.
Wenn C_i der SSC in dem i-ten Schlitz ist, wird die übertragene SSC-Sequenz demgemäß für einen Rahmen mit sechzehn Schlitzen wie folgt sein:
[C₁, C₂, ..., C₁₅, C₁₆]
Ein Bestimmen des maximalen Korrelationswertes, der aus dem Korrelieren der empfangenen Schlitzinformation mit sämtlichen möglichen SSC-Sequenzen bei sämtlichen Verschiebungen erhalten ist, identifiziert das Rahmen-Timing und die Sequenz [C₁, C₂, ..., C₁₅, C₁₆], die die Verwürfelungscodegruppe identifiziert (Schritt 608 in 6).
Wie oben bemerkt, können die Synchronisationscodes PSC und SSC orthogonale Gold-Codes von Länge 256 sein. Solche Synchronisationscodes werden in den WCDMA-Kommunikationssystemen verwendet, die unter Betrachtung von ETSI und ARIE sind. Die PSC-Sequenz in aktuell vorgeschlagenen WCDMA-Systemen ist aus dem Satz orthogonaler Gold-Codes von Länge 256 derart gewählt, dass die gewählte Sequenz den größten Merit-Faktor (MF) hat, der als das Quadrat des null-verzögerten aperiodischen Autokorrelationswertes geteilt durch die Summe quadrierter nicht-null-verzögerter aperiodischer Autokorrelationswerte definiert ist. Alternativ könnte das Merit-Modell die maximale Außerphase-Spitzengröße der Autokorrelationsfunktion sein.
Ein Aspekt solcher Codes und von vielfältigen anderen Codetypen für diese Sache ist, dass die Autokorrelationseigenschaften orthogonaler Gold-Codes notwendigerweise nicht die besten sind. Obwohl die Autokorrelationseigenschaften einer auf solchen Kriterien basierenden ausgewählten Gold-Codesequenz nicht schlecht sind, ist es wünschenswert, Sequenzen zu finden, die bessere Eigenschaften haben.
Außerdem erhöht die Verwendung orthogonaler Gold-Codes die Komplexität des Empfängers, weil der Empfänger viele 256-Chip-Korrelationen auf einer Information von jedem Schlitz in Echtzeit durchführen muss, um mit dem eingehenden Signal mitzuhalten. Die wohlbekannten Walsh-Hadamard-Sequenzen können effizient mit einer Schnellen-Walsh- Transformation (FWT, Fast Walsh Transform) dekorreliert werden, was einen einfachen Empfänger ergibt. Verfahren und eine Vorrichtung zum Durchführen einer FWT sind in US Patent Nr. 5 357 454 von Dent mit dem Titel "Fast Walsh Transform Processor" beschrieben, was hier ausdrücklich mittels Verweis aufgenommen ist. Walsh-Hadamard-Sequenzen haben strukturelle Eigenschaften, die es ermöglichen, eine Korrelation einer empfangenen Sequenz mit den Walsh-Hadamard-Sequenzen mit einer viel geringeren Komplexität als Korrelationen „roher Gewalt" zu tätigen. Die Ergebnisse einer FWT-Operation sind im Wesentlichen zum Korrelieren der empfangenen Sequenz mit sämtlichen Walsh-Hadamard-Sequenzen einer gegebenen Länge identisch.
Darüber hinaus ist es für Anwendungen, wie beispielsweise die aktuell vorgeschlagenen WCDMA-Kommunikationssysteme, erforderlich, nur eine Untermenge einer Familie von Walsh-Hadamard-Sequenzen zu verwenden, und somit ist nur eine Untermenge der Ergebnisse der FWT von Interesse. Obwohl die FWT effizient ist, würde eine vollständige FWT unnötige Operationen durchführen. Wenn die Untermenge von Walsh-Hadamard-Sequenzen mit Sorgfalt gewählt wird, können Dekorrelationen mit einer FWT kleinerer Ordnung als der vollen FWT getätigt werden. Von dem Gesichtspunkt der Komplexität sind deshalb die Hadamard-Sequenzen geeignet. Nichts desto Trotz haben Walsh-Hadamard-Sequenzen sehr schlechte Autokorrelationseigenschaften und sind deshalb für den Zweck der Zellensuche ungeeignet.
Im Allgemeinen würde man einen Satz orthogonaler Sequenzen mögen, von denen wenigstens eine aperiodische Autokorrelationseigenschaften hat, die so gut wie oder besser als die der oben beschriebenen Gold-Code-Sequenz sind und als PSC- und SSC-Sequenzen dienen könnten. Man würde außerdem eine Familie von Sequenzen mögen, die effizient bei dem Empfänger dekorreliert werden können. Diese Ziele können durch einen Satz orthogonaler Sequenzen erfüllt werden, die auf Walsh-Hadamard-Sequenzen basieren, aber die bessere Autokorrelationseigenschaften haben. In dieser Anmeldung werden diese Sequenzen S-Hadamard-Sequenzen genannt.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird jede Walsh-Hadamard-Sequenz positionsmäßig mit einer speziellen komplexen Sequenz S mit Einheitsgrößenkomponenten multipliziert. Die Spezialsequenz S wird sorgfältig ausgewählt, so dass die Mitglieder des resultierenden Satzes von S-Hadamard-Sequenzen gute Autokorrelations- und Kreuzkorrelationseigenschaften aufgrund der S-Sequenz haben. Die Konstruktion der Sequenzen gemäß ihrer Korrelationseigenschaften ist in US Patenten Nr. 5 353 352 von P. Dent et al. mit dem Titel "Multiple Access Coding for Radio Communications" und Nr. 5 550 809 von G. Bottomley et al. mit dem Titel "Multiple Access Coding Using Bent Sequences for Mobile Radio Communications" beschrieben. Diese Patente sind hier ausdrücklich mittels Verweis aufgenommen.
Es sei H_M eine MxM Walsh-Hadamard-Matrix, die so normalisiert ist, dass die Alle-Eins-Sequenz als die oberste Zeile der Matrix erscheint. Die Walsh-Hadamard-Sequenzen sind durch die M Zeilen dieser Matrix gegeben, und die Einträge in H_M (die Komponenten der Sequenzen) sind entweder +1 oder –1. Die Matrix H_M wird auf dem üblichen Weg gemäß dem folgenden Ausdruck erzeugt:
mit H₁ = [+1]. Dieses sind die Hadamard-Matrizen vom sogenannten Sylvester-Typ.
Ein Permutieren der Zeilen oder Spalten in H_M oder ein Multiplizieren einer Zeile oder Spalte mit –1 ergibt immer noch Hadamard-Matrizen. Die Kriterien zum Wählen von Sequenzen unter den unten beschriebenen Zeilen sind für Matrizen vom Sylvester-Typ gültig und können sich auf unkomplizierte Weise für andere Typen von Hadamard-Matrizen ändern. Ohne Verlust der Allgemeinheit verwendet die folgende Beschreibung in den Beispielen Matrizen vom Sylvester-Typ.
Es sei [h_i,0, h_i,1, ..., h_i,M-1], die i-te Hadamard-Sequenz und es sei S = [s₀, s₁, ..., s_M-1] die Spezialsequenz S mit komplexen Elementen konstanter Größe (die Einheitsgröße in diesem Beispiel). Dann ist die i-te S-Hadamard-Sequenz gegeben durch: [ci,0, ci,1, ..., ci,M-1] = [s0hi,0, s1hi,1, ..., sM-1hi,M-1]was als das Ergebnis einer Sender-Verwürfelung eines Walsh-Hadamard-Codewortes mit der Sequenz S betrachtet werden kann.
Die Kreuzkorrelation zwischen der i-ten und der j-ten S-Hadamard-Sequenz ist durch die folgenden Ausdrücke gegeben:
was M gleicht, wenn i = j und Null andernfalls, da die ursprünglichen Walsh-Hadamard-Sequenzen wechselseitig orthogonal sind. Daher sind die S-Hadamard-Sequenzen auch orthogonal.
Es kann bemerkt werden, dass die erste Zeile in H_M die Alle-Eins-Sequenz ist, und daher ist die entsprechende S-Hadamard-Sequenz die Spezialsequenz S selbst, wie folgt: [c0,0, c0,1, ..., c0,M-1] = [s0, s1, ..., sM-1] = S
Durch Wählen von S derart, dass sie gute aperiodische Autokorrelationseigenschaften hat, hat der Satz orthogonaler S-Hadamard-Sequenzen somit wenigstens ein Mitglied, das auch diese guten Autokorrelationseigenschaften hat.
Es gibt einige Wege, eine Sequenz zu entwerfen, die Autokorrelationseigenschaften hat, die wenigstens so gut wie die von Gold-Sequenzen sind, die in den aktuell vorgeschlagenen WCDMA-Systemen verwendet werden. Ein einfacher Weg ist das Wählen der aktuell vorgeschlagenen PSC-Sequenz als die Spezialsequenz S. Dann wird, wie oben bemerkt, eine der S-Hadamard-Sequenzen die Spezialsequenz S und auch die neue PSC-Sequenz sein, wenn die Alle-Eins-Walsh-Hadamard-Sequenz als die Basis für die neue PSC-Sequenz gewählt wird!
Ein anderer Weg ist das Wählen einer der Sequenzen in einem sogenannten Komplementärpaar von Sequenzen, die in S.Z. Budisin, "New Complementary Pairs of Sequences", Electronics Letters, Vol. 26, Nr. 8, Seiten 881–883 (21. Juni 1990) und S.Z. Budisin, "New Multilevel Complementary Pairs of Sequences", Electronics Letters, Vol. 26, Nr. 22, Seiten 1861–1863 (25. Okt. 1990) beschrieben sind. Beide dieser Publikationen sind hier ausdrücklich mittels Verweis aufgenommen. Es ist bekannt, dass solche Sequenzen Sequenzen mit guten Autokorrelationseigenschaften enthalten. Im Allgemeinen hat ein Komplementärpaar von Sequenzen S und S' die Eigenschaft, dass die Summe ihrer jeweiligen aperiodischen Autokorrelationsfunktion Null für sämtliche Nicht-Null-Verzögerungen ist. Nur ein Mitglied eines Komplementärpaares wird jedoch für diese Anmeldung benötigt.
Wie in den oben angeführten Budisin-Veröffentlichungen erläutert, können die reellen Mehrpegel-Komplementärsequenzen a_n und b_n gemäß den folgenden Ausdrücken erzeugt werden:

a₁(i) = δ(i) b₁(i) = δ(i)

a_n+1(1) = a_n(i) + W_nb_n(i – S_n) b_n+1(i) = a_n(i) + W_nb_n(i – S_n)

wobei δ(i) die Kronecker-Delta-Funktion ist; n die Iterationszahl ist; n ∊ 1, 2, ..., N – 1; W_n Koeffizienten mit Werten von entweder +1 oder –1 sind; S_n beliebige positive Verzögerungen sind und i eine ganze Zahl ist, die den Zeitmaßstab darstellt.
Reelle Mehrpegel-Komplementärsequenzen können auch, wie in den Budisin-Veröffentlichungen beschrieben, gemäß den folgenden Ausdrücken erzeugt werden:

a₀(i) = δ(i) b₀(i) = 0

a₁(i) = a_n(i) + A_nb_n(i – S_n) b_n+1(i) = A_na_n(1) – b_n(i – S_n)

wobei wiederum δ(i) die Kronecker-Delta-Funktion ist; n ∊ 1, 2, ..., N – 1; A_n reelle Parameter sind; S_n beliebige positive Verzögerungen sind und i eine ganze Zahl ist, die den Zeitmaßstab darstellt.
Der Anmelder hat sämtliche der Komplementärpaare von 256-Länge-Sequenzen binärer Elemente evaluiert, die durch den in den oben angeführten Budisin-Veröffentlichungen beschriebenen Algorithmus produziert werden. Die folgende Tabelle ist ein Vergleich des MF und der maximalen Spitzengröße für eine PSC-Sequenz, die eine orthogonale Gold-Sequenz ist, mit einer bezüglich des MF optimierten Komplementärsequenz und mit einer bezüglich der maximalen Spitzengröße optimierten Komplementärsequenz.

S MF Maximale Spitzengröße

Orthogonaler Gold 2,7 18

Komplementärpaar (bester MF) 4,5 25

Komplementärpaar (beste Spitze) 3,1 12
Aus dieser Tabelle ist ersichtlich, dass es tatsächlich Sequenzen mit besseren Merit-Modellen (entweder MF oder maximale Spitzengröße) als ein PSC eines orthogonalen Gold-Codes gibt.
Als ein anderes bestimmtes Beispiel von Komplementärpaar-Sequenzen, die für ein aktuell vorgeschlagenes WCDMA-System geeignet sein würden, könnte man vorteilhafter Weise das Folgende für die Sequenzen S_n und W_n in den in den oben angeführten Budisin-Veröffentlichungen beschriebenen Algorithmen einsetzen: [S1, S2, ..., S8] = [1, 2, 8, 64, 4, 128, 32, 16] [W1, W2, ..., W8]= [1, 1, 1, 1, 1, –1, 1, 1]um eine Sequenz [a_n(i)] zu erhalten, wobei n = 8 und i ∊ 0, 1, ..., 255, mit dem für solche Sequenzen gefundenen besten MF.
Als ein anderes bestimmtes Beispiel von Komplementärpaar-Sequenzen, die für ein aktuell vorgeschlagenes WCDMA-System geeignet sein würden, kann man vorteilhafter Weise das Folgende für die Sequenzen S_n und W_n in den in den oben angeführten Budesin-Veröffentlichungen beschriebenen Algorithmen einsetzen: [S1, S2, ..., S8] = [32, 1, 16, 2, 4, 128, 8, 64] [W1, W2, ..., W8] = [1, 1, –1, 1, 1, –1, –1, 1]um eine Sequenz [a_n(i)] zu erhalten, wobei n = 8 und i ∊ 0, 1, ..., 255, mit der für solche Sequenzen gefundenen geringsten maximalen Nicht-Null-Verzögerungs-Korrelationsspitze.
Viele Sequenzen unter den Komplementärpaaren von Sequenzen haben bessere Merit-Faktoren MF oder bessere maximale Spitzengrößen als Gold-Codes, und daher können solche Sequenzen vorteilhafter Weise als die Spezialsequenz S verwendet werden. Die Komplementärpaare von Sequenzen sind besonders für diese Anmeldung geeignet, da ihre Längen zu denen der Walsh-Hadamard-Sequenzen vom Sylvester-Typ passen, d.h., dass sie ganzzahlige Potenzen von Zwei sind.
Im Allgemeinen können viele Sequenzen mit guten Korrelationseigenschaften konstruiert werden, aber viele dieser haben Längen, die nicht zu den Walsh-Hadamard-Sequenzen passen. Somit können solche Sequenzen nicht ohne Modifizierungen (und folglicher Weise geänderten Korrelationseigenschaften) verwendet werden.
Die positionsmäßige Multiplizierung der Walsh-Hadamard-Sequenzen und der Spezialsequenz zerstört die strukturellen Eigenschaften der Walsh-Hadamard-Sequenzen, die eine effiziente Dekorrelation mittels einer FSW ermöglichen. Nichts desto Trotz, mit der Darstellung eines empfangenen Signals als eine empfangene komplexe Sequenz r', die gegeben ist durch: r = [r'0, r'1, ..., r'M-1]kann der Empfänger als ersten Schritt r' positionsmäßig mit der Komplex-Konjugierten der Spezialsequenz S multiplizieren, um eine Sequenz r zu bilden, die gegeben ist durch: r = [r0, r1, ..., rM-1] = [r'0 s 0, r'1 s 1, ..., r'M-1 s M-1] was als das Ergebnis der Empfänger-Entwürfelung einer Walsh-Hadamard-Sequenz basierend auf der Sequenz S betrachtet werden kann. Die Sequenz r kann dann mit den Walsh-Hadamard-Sequenzen von Interesse z.B. durch Verwenden einer FWT korreliert werden, um den wahrscheinlichsten Kandidaten zu finden.
Die Korrelation einer empfangenen Sequenz mit Länge M mit einer Bank von M Länge-M-Kandidatensequenzen erfordert im Allgemeinen in etwa M² Operationen. Mit Verwendung von S-Hadamard-Sequenzen erfordert die Korrelation der Sequenz r nur ungefähr M·log₂M Operationen, da die FWT genutzt werden kann. Selbstverständlich kann es Umstände geben, in denen es nützlich ist, empfangene S-Hadamard-Sequenzen mittels „roher Gewalt" zu bestimmen, z.B. durch einfaches Korrelieren des empfangenen Signals mit Kandidaten-S-Hadamard-Sequenzen.
Zusammenfassend, wie in 7 veranschaulicht, umfasst ein vorteilhaftes Verfahren zum allgemeinen Bestimmen einer Walsh-Hadamard-Sequenz, die als eine S-Hadamard-Sequenz r codiert ist, die in einem empfangenen Signal r' enthalten ist, z.B. als ein PSC oder SSC, die folgenden Schritte, die in einem Empfänger entweder in Hardware, wie beispielsweise in einem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis, oder in Software, die durch den Prozessor des Empfängers ausgeführt wird, implementiert werden können:

1. Entwürfeln der empfangenen Sequenz r' mit Verwendung der Spezialsequenz S, um r zu bekommen (Schritt 702); und
2. Identifizieren des empfangenen Walsh-Hadamard-Codewortes, z.B. durch Durchführen einer M-Punkt-FWT auf r (Schritt 704). Wenn gewünscht, kann die empfangene S-Hadamard-Sequenz selbstverständlich durch Multiplikation wie oben erläutert abgeleitet werden. Die Spezialsequenz S kann entweder an den Empfänger kommuniziert werden, z.B. als die S-Hadamard-Sequenz basierend auf der oben erwähnten Alle-Eins-Walsh-Hadamard-Sequenz, oder die Kandidaten-S-Sequenzen können in dem Empfänger gespeichert oder lokal dort auf eine andere Weise erzeugt werden.

Wie oben bemerkt, kann der Synchronisationskanal in den aktuell vorgeschlagenen WCDMA-Kommunikationssystemen nur eine Untermenge aller möglicher Walsh-Hadamard-Sequenzen von Länge M einsetzen, wobei M mit der Anzahl von Schlitzen in einem Rahmen identifiziert wird. Im oben beschriebenen Verfahren 1 ist die Anzahl der Mitglieder der Untermenge gerade die Anzahl der Verwürfelungscodegruppen (in diesem Beispiel zweiunddreißig). In dem das Verfahren 2 veranschaulichenden Beispiel werden siebzehn Sequenzen benötigt. Unter Betrachtung auch des Bedarfs nach einer für den PSC zu verwendenden Sequenz würde eine Untermenge, die entweder dreiunddreißig (für Verfahren 1) oder achtzehn (für Verfahren 2) Sequenzen von Länge 16 enthalten würde, für das Beispielsystem nützlich sein. Das Folgende beschreibt Sequenzuntermengen mit einer Kardinalität einer Potenz von Zwei und dann den allgemeinen Fall einer Nicht-Potenz von zwei Kardinalitäten, wie beispielsweise dreiunddreißig und achtzehn.
Es sei M die Gesamtanzahl und Länge der Sequenzen und es sei N die Anzahl der für die M Sequenzen verwendeten Sequenzen. Außerdem seien M und N ganzzahlige Potenzen von Zwei und es sei L = M/N. Dann seien die N verwendeten Sequenzen definiert als: [s0hi·L+k,0, s1hi·L+k,1, ... sM-1hi·L+k,M-1] für i = 0, 1, ..., N – 1für k = 0, 1, .., L – 1, was heißen soll, dass die gewählten Walsh-Hadamard-Sequenzen als jede L-te Zeile in der Matrix H_M startend von Zeile k genommen werden. Diese gewählten Sequenzen werden dann mit der Spezialsequenz S verwürfelt, um ihre Autokorrelationseigenschaften einzustellen. Die Untermenge von Walsh-Hadamard-Sequenzen wird vorteilhafter Weise gewählt, so dass eine N-Punkt-FWT durch den Empfänger angewendet werden kann.
Eine nähere Untersuchung der gewählten Walsh-Hadamard-Sequenzen legt offen, dass jede der N Länge-M-Sequenzen eine Verkettung N vorzeichenbehafteter Kopien einer Untersequenz S' von Länge L ist. Die Untersequenz S' ist für alle Walsh-Hadamard-Sequenzen dieselbe, aber die Vorzeichenmuster sind unterschiedliche, wie aus dem Folgenden ersichtlich ist: [hi·L+k,0, hi·L+k,1, ..., hi·L+k,M-1] = [h'i,0S', h'i,1S', ..., h'i,n-1S']wobei h'_i,j das Vorzeichen vor der j-ten Kopie von S' in der i-ten Walsh-Hadamard-Sequenz ist. Abhängig von k wird die Sequenz S' unterschiedlich aussehen.
Es kann erkannt werden, dass die Vorzeichenmatrix H'_N = [h'_i,j] selbst eine Hadamard-Matrix der Ordnung N ist. Dieses schlägt z.B. die folgende Modifizierung des durch 7 veranschaulichten Verfahrens vor, das in einem Empfänger implementiert werden kann, wenn die Anzahl verwendeter Sequenzen N und die Sequenzlänge M ganzzahlige Potenzen von Zwei sind:

1. Entwürfeln einer empfangenen komplexen Sequenz r' mit der Spezialsequenz S, um die Sequenz r zu bekommen (Schritt 702);
2. Durchführen von N fortlaufenden Korrelationen der N fortlaufenden Untersequenzen der Länge L von r mit S', um eine Sequenz r'' von Länge N zu bekommen (Schritt 704); und
3. Durchführen einer N-Punkt-FWT auf r'', um die empfangene Walsh-Hadamard-Sequenz von Länge N zu identifizieren (auch Schritt 704). Es kann außerdem bemerkt werden, dass Schritte 1 und 2 kombiniert werden können, so dass eine einfachere Modifizierung des durch 7 veranschaulichten Verfahrens die Schritte enthält zum:
1. Durchführen N fortlaufender Korrelationen der N fortlaufenden Untersequenzen von Länge L der empfangenen komplexen Sequenz r' mit Kurzsequenzen S'₁, ..., S'_N, um eine Sequenz r'' von Länge N zu bekommen (Schritt 702); und
2. Durchführen einer N-Punkt-FWT auf r'', um die empfangene Walsh-Hadamard-Sequenz der Länge N zu identifizieren (Schritt 704).

Die Kurzsequenz S'_i entspricht der positionsmäßigen Multiplizierung des i-ten Subsegmentes von Länge L von S mit S'. Somit werden die Verwürfelung und das Bilden von Teilkorrelationen gleichzeitig durchgeführt.
Wenn die Anzahl verwendeter Sequenzen nicht eine ganzzahlige Potenz von zwei ist, wie in den oben beschriebenen Beispielen, kann man eine 32-Punkt-FWT und eine gewöhnlich Korrelation durchführen, um eine Untermenge mit dreiunddreißig Mitgliedern handzuhaben, und man kann eine 16-Punkt-FWT und zwei gewöhnliche Korrelationen durchführen, um eine Untermenge mit achtzehn Mitgliedern handzuhaben. Die verwendeten Länge-32- und Länge-16-Sequenzen sollten wie oben beschrieben gewählt werden, und die zusätzliche eine oder zwei Sequenzen können eine Sequenz oder Sequenzen sein, die nicht in diesen zweiunddreißig oder sechzehn Sequenzen enthalten ist/sind.
Alternativ könnte der Empfänger für eine Anzahl von Sequenzen, die nicht eine ganzzahlige Potenz von Zwei ist, z.B. achtundvierzig (aus 256), Schritte 2 und 3 oben zweimal durchführen: einmal mit N = 32 und einmal mit N = 16. (S', L und k werden sich auch unterscheiden). Die 32 + 16 Sequenzen müssen sorgfältig gemäß den oben erwähnten Kriterien gewählt werden und dürfen nicht zusammenfallen. Diese Schlussfolgerung wird leichtfertig auf irgendeine Anzahl von Sequenzen weniger als M ausgedehnt, da eine Anzahl eine Summe einer Anzahl ganzzahliger Potenzen von Zwei ist. Man könnte auch eine FWT kleinerer Ordnung verwenden, die größer als erforderlich ist, z.B. eine 64-Punkt-FWT, und einfach sechzehn der resultierenden Korrelationswerte nicht verwenden.
Wie oben gezeigt gibt es viele Wege der Handhabung des Falls, dass N nicht ein ganzzahliger Faktor von Zwei ist.
Ein Blockdiagramm eines Teils eines Kommunikationssystem-Senders 800 gemäß der Erfindung des Anmelders ist in 8 gezeigt. Ein Generator 802 produziert eine geeignete Spezialsequenz S, die einem Generator 804 zum Produzieren eines Satzes von S-Hadamard-Codewörtern bereitgestellt wird. Der Generator 804 kann eine Komponente zum Erzeugen, z.B. rekursiv, eines Satzes oder einer Untermenge von Walsh-Hadamard-Sequenzen vom Sylvester-Typ von Länge M und einen Multiplizierer zum Bilden von Produkten der Spezialsequenz S und der Mitglieder des Walsh-Hadamard-Satzes oder der Untermenge der Länge M enthalten. Als eine Alternativ kann der Generator 804 einen geeigneten Speicher zum Speichern der Mitglieder eines Satzes oder einer Untermenge von Walsh-Hadamard-Sequenzen der Länge M und einen Multiplizierer enthalten. Bestimmte Mitglieder des Satzes oder der Untermenge von S-Hadamard-Codewörtern werden durch einen Selektor 806 auf der Grundlage einer durch einen Generator 808 bereitgestellten gewünschten Verwürfelungscodegruppen-Identität gewählt, der ein Speicher sein kann, der vorbestimmten Gruppenidentitäten speichert. Die Sequenz ausgewählter S-Hadamard-Codewörter, die ein PSC und SSCs wie oben beschrieben sein können, wird einem Modulator/Kombinierer 810 zum Produzieren des schließlich übertragenen Signals bereitgestellt, z.B. das dem Steuerkanal-Transceiver 160 bereitgestellte Signal (siehe 2). Der Modulator/Kombinierer 810 kann außerdem anderen Kommunikationskanälen oder einer Information entsprechende Empfangssignale empfangen, die mit der Sequenz ausgewählter S-Hadamard-Codewörter kombiniert sind.
Es wird erkannt werden, dass die Funktionen der meisten in 8 veranschaulichten Komponenten durch eine Basisstations-Verarbeitungseinheit 130 (siehe 2) ausgeführt werden können. Es wird auch erkannt werden, dass die Generatoren 802, 804 durch einen geeigneten Speicher zum Speichern eines Satzes oder einer Untermenge von S-Hadamard-Codewörtern von Länge M ersetzt werden können. Darüber hinaus können die Generatoren 802, 804, 808 und der Selektor 806 durch einen geeigneten Speicher zum Speichern einer oder mehrerer Sequenzen ausgewählter S-Hadamard-Codewörter ersetzt werden.
9A, 9B, 9C sind Blockdiagramme von Teilen von Empfängern gemäß der Erfindung des Anmelders. In dem in 9A gezeigten Empfänger 900 wird eine empfangene komplexe Sequenz r' einem Dekorrelator 902 bereitgestellt, der die Korrelation der Sequenz r' mit Mitgliedern eines Satzes von S-Hadamard-Codewörtern bildet, die durch einen geeigneten Generator 904 bereitgestellt werden, was wie oben in Verbindung mit 8 bemerkt einfach durch einen Speicher zum Speichern der Codewörter sein mag. Die Ausgabe des Dekorrelators 902 ist ein Wert oder ein anderes Maß, das für eine Aufgabe wie eine Zellensuche geeignet ist, z.B. eine Angabe der Identität oder Identitäten der S-Hadamard-Codewörter in der empfangenen Sequenz. Obwohl machbar, zieht das Dekorrelieren auf der Weise von 9A keinen Vorteil aus den meisten mit S-Hadamard-Codewörtern möglichen Nutzeffekten.
9B veranschaulicht einen Teil eines effizienteren Empfängers 900', in welchem die empfangene Sequenz r' einem Multiplizierer 10 bereitgestellt wird, der das Produkt der Sequenz r' und einer durch einen geeigneten Generator 912 bereitgestellten Spezialsequenz S bildet. Die durch den Multiplizierer 910 produzierte "entwürfelte" Sequenz r wird einem Dekorrelator 914 bereitgestellt, der die Sequenz r mit Mitgliedern eines Satzes oder einer Untermenge von Walsh-Hadamard-Sequenzen von Länge M wie oben beschrieben korreliert. Die Walsh-Hadamard-Sequenzen werden durch einen geeigneten Generator 916 bereitgestellt, der ein Prozessor zum rekursiven Erzeugen der Sequenzen oder ein Speicher zum einfachen Abrufen derer sein kann. Es wird erkannt werden, dass der Dekorrelator 914 und der Generator 916 vorteilhafter Weise durch einen FWT-Prozessor ersetzt werden können. Wie in 9A ist die Ausgabe des Dekorrelators/der FWT ein Wert oder ein anderes Maß, das für eine Aufgabe wie eine Zellensuche geeignet ist, z.B. eine Angabe der Identität oder Identitäten der S-Hadamard-Codewörter in der empfangenen Sequenz.
9C veranschaulicht einen Teil eines Empfängers 900'', der einen Dekorrelator 920 und einen Dekorrelator 922 enthält. In einer Form des Empfängers 900'' bildet der Dekorrelator 920 fortlaufende Teil-Dekorrelationen der empfangenen Sequenz r' mit einer Vielzahl von Kurzsequenzen, die Längen kürzer als M haben und die einer positionsmäßigen Multiplizierung der Spezialsequenz S und einer Untersequenz einer Menge des Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen von Länge M entsprechen. Die Ergebnisse dieses Dekorrelationsprozesses werden dem anderen Dekorrelator 922 bereitgestellt, der die fortlaufenden Teil-Dekorrelationen mit Mitgliedern eines Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen korreliert, was die Untersequenz enthält. Wie oben kann der Dekorrelator 922 durch eine FWT ersetzt werden, und die Ausgabe ist ein Wert oder ein anderes Maß, das für eine Aufgabe wie eine Zellensuche geeignet ist, z.B. eine Angabe der Identität oder Identitäten der S-Hadamard-Codewörter in der empfangenen Sequenz.
In einer anderen Form des Empfängers 900'' bildet der Dekorrelator 920 fortlaufende Teil-Dekorrelationen der "entwürfelten" empfangenen Sequenz r mit einer Untersequenz der Walsh-Hadamard-Sequenzen von Länge M. Ein Multiplizierer zum Bilden des Produktes (Sequenz r) der empfangenen Sequenz r' und der Spezialsequenz s ist aus 9C zur Klarheit weggelassen. Die durch den Dekorrelator 920 produzierten Ergebnisse werden dann durch den Dekorrelator 922 mit Mitgliedern eines Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen korreliert, der die Untersequenz enthält. Wie oben können die Dekorrelatoren 920, 922 durch FWTs usw. ersetzt werden.
Es wird erkannt werden, dass die Erfindung des Anmelders in einem Kommunikationssystem nützlich ist, wie beispielsweise dem durch ARIE beschriebenen WCDMA-System, das maskierte Symbole einsetzt, außerdem für ein Kommunikationssystem, wie beispielsweise dem durch ETSI beschriebenen WCDMA-System, das PSC und SSCs in einem Synchronisationskanal SCH einsetzt. (Ein "maskiertes Symbol" ist ein Symbol, das nicht verwürfelt ist, und zwar wird ein Verwürfelungscode einer Basisstation für dieses Symbol "maskiert" oder blockiert). Wie oben bemerkt, werden die PSC und SSCs einem Downlink-Signal (Basisstation an Fernendgerät) hinzugefügt, nachdem die anderen Komponenten des Downlink-Signals, beispielsweise eine Verkehrsinformation für verschiedene Fernendgeräte, kombiniert und verwürfelt worden sind. Die maskierten Symbole im aktuell vorgeschlagenen ARIE WCDMA-System entsprechen im Allgemeinen den PSC und SSCs im ETSI-System, aber die maskierten Symbole werden mit den Komponenten des Downlink-Signals zeit-gemultiplext. Maskierte Symbole können z.B. von Zeit zu Zeit in einem Verkehrskanal eingebettet werden.
Als noch ein anderes Beispiel bildet eine Zeile in einer Matrix H_k eine Walsh-Hadamard-Sequenz von Länge M = 2^k von +1/–1 Einträgen. Wenn nur eine Untermenge der M Walsh-Hadamard-Sequenz zu übertragen ist, z.B. N Sequenzen, berechnet ein FWT-Empfänger M-N unnötige Korrelationswerte, wie oben bemerkt. Wenn die N Sequenzen gut gewählt sind, kann der Empfänger jedoch eine FWT kleinerer Ordnung durchführen und die Komplexität signifikant reduzieren. Im Besonderen sei angenommen, dass N eine ganzzahlige Potenz von 2 ist, und es sei L = M/N. Dann seien N Sequenzen als jede L-te Zeile von H_k startend von Zeile j gewählt. Eine nähere Untersuchung dieser N Sequenzen legt offen, dass jede Sequenz N vorzeichenbehaftete Kopien einer Untersequenz S' von Länge L umfasst, die für sämtliche N gewählte Sequenzen dieselbe ist. Die vorzeichenbehafteten Kopien von S' in einer Matrix bilden eine Walsh-Hadamard-Matrix vom Sylvester-Typ der Ordnung N.
Als ein numerisches Beispiel sei M = 16, N = 4, L = 16/4 = 4 und j = 2 angenommen. Dann sind die aus der Walsh-Hadamard-Matrix H₄ gewählten N = 4 Sequenzen wie folgt:
Zeile 2 = [1, –1, 1, –1, 1, –1, 1, –1, 1, –1, 1, –1, 1, –1, 1, –1]
Zeile 6 = [1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, 1, 1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, 1]
Zeile 10 = [1, –1, 1, –1, 1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, 1, –1, 1, –1, 1]
Zeile 14 = [1, –1, 1, –1, –1, 1, –1, 1, –1, 1, –1, 1, 1, –1, 1, –1]
oder
Zeile 2 = [+S', +S', +S', +S']
Zeile 6 = [+S', –S', +S', –S']
Zeile 10 = [+S', +S', –S', –S']
Zeile 14 = [+S', –S', –S', +S']
wobei die Spezialsequenz S' = [1, –1, 1, –1] ist. Die entsprechende Vorzeichenmatrix ist gegeben durch:
Es kann bemerkt werden, dass die Vorzeichenmatrix eine Walsh-Hadamard-Matrix vom Sylvester-Typ der Ordnung 4, d.h. H₂, ist.
Die obige Struktur schlägt vor, dass der Empfänger zuerst N Korrelationen der Untersequenz S' mit den N fortlaufenden Subsegmenten von Länge L der empfangenen Sequenz durchführen sollte und dann eine N-Punkt-FWT durchführt.
Mit einer Komplexität von nur N·L + N·log₂N komplexen Additionen können somit sämtliche der N Korrelationswerte erhalten werden. Dieses ist mit den N·M Operationen zu vergleichen, die benötigt werden, wenn gewöhnliche Korrelationen verwendet werden müssen, was für einen allgemeinen Satz von Sequenzen der Fall ist.
Unglücklicherweise haben diese Walsh-Hadamard-Sequenzen schlechte Auto- und Kreuzkorrelationseigenschaften. Nichts desto Trotz können diese Sequenzen geeignet modifiziert werden, wie oben erläutert, was eine Codefamilie mit guten Auto- und Kreuzkorrelationseigenschaften und eine niedrige Detektorkomplexität ergibt.
Die neuen Sequenzen werden durch "Verwürfeln" (nämlich positionsmäßiges Ändern des Vorzeichens) von Walsh-Hadamard-Sequenzen mit einer festen Spezialsequenz S von Länge M erhalten. Der resultierende Satz von Sequenzen behält die Orthogonalitätseigenschaft der Walsh-Hadamard-Sequenzen ungeachtet der Wahl von S. solange wie die Elemente alle eine Einheitsgröße haben. Außerdem kann ein Empfänger die FWT-Struktur nutzen, indem zuerst die empfangene Sequenz durch Multiplizieren mit S "entwürfelt" und dann eine FWT durchgeführt wird (siehe z.B. 9B).
Somit kann der Code in einem Sender durch Wählen von N Zeilen der Walsh-Hadamard-Matrix wie oben konstruiert werden, um die grundlegenden Walsh-Hadamard-Sequenzen zu bekommen; und Verwürfeln jeder gewählten Sequenz mit der Spezialsequenz S. Die resultierenden Sequenzen umfassen einen Satz orthogonaler Codes, die z.B. in dem Synchronisationskanal SCH verwendet werden können.
Der Empfänger kann die empfangene Sequenz entwürfeln durch Multiplizieren mit der Spezialsequenz S; Durchführen von N Korrelationen fortlaufender Subsegmente von Länge L der entwürfelten Sequenz mit der Subsequenz S'; und Durchführen einer N-Punkt-FWT, um das Schlussergebnis zu bekommen. Die Anzahl erforderlicher Operationen beträgt somit ungefähr M + N·L + N·log₂N komplexe Additionen. Mit der Beobachtung, dass die ersten zwei Schritte in dem Empfänger kombiniert werden können, werden darüber hinaus nur N·L + N·log₂N komplexe Additionen benötigt.
Als ein numerisches Beispiel, das der Verwendung von siebzehn orthogonalen Gold-Codes entspricht, sei N = 32 angenommen, während bewusst ist, dass das Verfahren des Anmelders dann fünfzehn Werte liefern wird, die nicht verwendet werden. Man wähle jede achte Walsh-Hadamard-Sequenz der Walsh-Hadamard-Matrix H₈ der Ordnung 256. Mit dem Verfahren des Anmelders werden 256 + 256 + 32·5 = 672 komplexe Additionen benötigt; für einen allgemeinen Satz von Sequenzen ohne die Schnelle-Walsh-Transformations-Struktur würden 17·256 = 4352 komplexe Additionen benötigt. Wenn die ersten zwei Schritte des Empfängers kombiniert werden, werden nur 256 + 32·5 = 416 Operationen benötigt – eine Einsparung von mehr als einem Faktor Zehn. Für eine Komplexität geringer als zwei Korrelationen von Länge 256 werden somit alle siebzehn Korrelationswerte (und fünfzehn nicht verwendete) erhalten.
Wie oben bemerkt, gibt es keinen Bedarf, die Sequenzen explizit zu erzeugen oder zu speichern, mit denen bei dem Empfänger zu korrelieren ist (außer für S und S'), da die Codestruktur in der FWT-Prozedur eingebettet ist. Für einen allgemeinen Satz von Sequenzen oder für einen Empfänger, der nicht eine FWT verwendet, muss die zusätzliche Komplexität/Speichererfordernis zum Erzeugen der N Sequenzen vor den tatsächlichen Korrelationen auch berücksichtigt werden.
Verfahren 1 und 2 sind oben in einem Kontext beschrieben, in dem gesamte S-Hadamard-Sequenzen verwendet werden, z.B. ist jeder PSC und/oder SSC eine vollständige S-Hadamard-Sequenz. Es wird verstanden werden, dass dieses nicht erforderlich ist. Tatsächlich kann es vorteilhaft sein, eine S-Hadamard-Sequenz hoher Ordnung in Stücke aufzuspalten, die Stücke auf die Weise der oben beschriebenen Integralsequenzen zu übertragen, z.B. mit Zeitintervallen zwischen den Stücken, und dann die empfangenen Stücke in die vollständige S-Hadamard-Sequenz zur Verarbeitung zu verknüpfen.
Zum Beispiel könnte ein Kommunikationssystem mit Rahmen, die jeweils sechzehn SSC-Positionen von 256 Bits oder Chips haben, eine Sechzehn-Element-Sequenz von S-Hadamard-Sequenzen von Länge 256 (die gegenseitig unterschiedlich und/oder moduliert sein können oder nicht) wie oben verwenden, oder das System könnte sechzehn Stücke einer S-Hadamard-Sequenz von Länge 16·256 verwenden. Die S-Hadamard-Sequenz höherer Ordnung in diesem Beispiel hat eine Länge von 4096 (d.h. 2¹²) Bits oder Chips, und solch eine Sequenz hoher Ordnung kann direkt für verschiedene Zwecke verwendet werden, z.B. zum Darstellen der Identität einer BS-Verwürfelungscodegruppe.
Ein WCDMA-Sender könnte dann diskontinuierlich die Stücke der S-Hadamard-Sequenz hoher Ordnung als (möglicherweise nicht-orthogonale) SSC-Symbole übertragen. Dieses ist durch 10 veranschaulicht, die eine S-Hadamard-Sequenz von Länge 2¹² zeigt, die in sechzehn Stücke 1, 2, ..., 16 von Länge 2⁸ aufgespalten ist, die in ein übertragenes Signal als SSCs mit dazwischen liegenden Zeitintervallen eingebettet sind. (Obwohl die Zeitintervalle zwischen SSCs identisch sind, wird erkannt werden, dass dieses im Allgemeinen nicht erforderlich ist.) Wie oben erwähnt, kann der Sender im Wesentlichen wie in 8 veranschaulicht konfiguriert sein.
Alles, was für den Empfänger erforderlich ist, um die Vorteile der oben beschriebenen S-Hadamard-Sequenzen zu erhalten, ist das "Kennen" der Orte der Stücke in seinem empfangenen Signal oder die Fähigkeit, diese auf eine Weise zu bestimmen. In den vorgeschlagenen WCDMA-Kommunikationssystemen könnten die Orte der Stücke "bekannt" sein, wenn die Stücke als die SSCs oder als ein anderes bekanntes Datenelement eines Schlitzes übertragen würden. Ein Empfänger, der eine Schlitzsynchronisation aber nicht eine Rahmensynchronisation etabliert hat, kann die Stücke der S-Hadamard-Sequenz hoher Ordnung bestimmen, aber nicht das Anfangsstück, was in 10 durch die Sequenz von Stücken 3, 4, ..., 16, 1, 2 veranschaulicht ist.
Der Empfänger sammelt die Stücke und identifiziert die empfangene S-Hadamard-Sequenz auf eine wie oben beschriebene Weise, z.B. indem zuerst die gesammelten Stücke "entwürfelt" werden, indem sie mit sämtlichen der zweckgemäßen zyklischen Verschiebungen der Spezialsequenz multipliziert werden, die zum Bilden der S-Hadamard-Sequenz hoher Ordnung verwendet werden (siehe Schritt 702 in 7). Als ein Beispiel kann die Spezialsequenz ein orthogonaler Gold-Code von Länge 2¹² sein. Dann korreliert der Empfänger, entweder mittels „roher Gewalt" oder FWT, die gesammelten Stücke in der durch das Entwürfeln angegebenen Reihenfolge gegen die Mitglieder des Satzes der S-Hadamard-Sequenzen hoher Ordnung, um das empfangene Mitglied zu identifizieren (siehe Schritt 704 in 7).
Wie oben bemerkt, kann der Empfänger wie in einer der 9A, 9B, 9C konfiguriert sein.
Die Verwendung von Sequenzen höherer Ordnung hat eine Anzahl potentieller Vorteile, unter denen die größere Leichtigkeit des Findens von Sequenzen mit "guten" Eigenschaften ist. Es wird außerdem erkannt werden, dass, eher als sechzehn Stücke einer S-Hadamard-Sequenz von Länge 4096 zu verwenden, das System vielmehr acht Stücke von jeder von zwei S-Hadamard-Sequenzen von Länge 2048 oder vier Stücke von jeder von vier S-Hadamard-Sequenzen von Länge 1024 usw. verwenden könnte. Außerdem wird verstanden werden, dass der Empfänger die Prozesse zum Entwürfeln und Identifizieren der S-Hadamard-Sequenz hoher Ordnung beginnen kann, wenn die Stücke empfangen werden, durch Verwendung von Stücken der Spezialsequenz und Stücken der Mitglieder des Satzes der S-Hadamard-Sequenzen hoher Ordnung. Da die Sequenz hoher Ordnung lang sein kann, kann es für sie vorteilhaft sein, dass es nicht erforderlich ist, zu warten, bis sämtliche Stücke empfangen worden sind.
Ein Kommunikationssystem oder Empfänger gemäß der Erfindung des Anmelders genießt viele Vorteile. Man kann die periodischen oder aperiodischen Auto- oder Kreuzkorrelationseigenschaften von wenigstens einer Sequenz durch geeignetes Wählen der Spezialsequenz S auswählen. Die Schlitzsynchronisation in einem WCDMA-artigen Kommunikationssystem wird erleichtert, weil eine Sequenz ausgewählt werden kann, die Besseres als ein Gold-Code-PSC aufgrund einer geeigneten Wahl der Spezialsequenz S leistet. Eine effiziente Schnelle-Walsh-Transformation kann durch den Empfänger verwendet werden. Eine Schnelle-Walsh-Transformation kleinerer Größe kann von dem Empfänger verwendet werden, wenn die Anzahl verwendeter Sequenzen eine geeignet gewählte Untermenge aller möglichen Sequenzen ist. Solche effizienten Empfängerimplementierungen sind für batteriegetriebene Vorrichtungen geeignet.
Es wird vom Fachmann erkannt werden, dass diese Erfindung in anderen spezifischen Formen verkörpert sein kann, ohne von ihrem wesentlichen Charakter abzuweichen. Die oben beschriebenen Ausführungsformen sollten deshalb in jeder Hinsicht als veranschaulichend und nicht als einschränkend betrachtet werden.

Claims

Verfahren zum Bestimmen einer Verwürfelungscodegruppe für ein empfangenes Signal in einem Digitalkommunikationssystem, in dem Signale durch jeweilige Verwürfelungscodes verwürfelt sind, wobei die Verwürfelungscodes jeweiligen Verwürfelungscodegruppen zugewiesen sind, wobei Identitäten der Verwürfelungscodegruppen in den Signalen durch jeweilige codewortmäßig zyklisch unterschiedliche Sequenzen vorzeichenbehafteter Codewörter codiert sind, wobei das Verfahren die Schritte umfasst zum: Korrelieren (506) des empfangenen Signals mit jedem von einer Vielzahl der Codewörter, wobei die Codewörter S-Hadamard- Sequenzen sind; kohärenten Kombinieren (508) der Korrelationen gemäß zyklischer Verschiebungen von jedem von einer Vielzahl von Sequenzen von Vorzeichen; und Bestimmen (510) einer maximalen kohärent kombinierten Korrelation, um die Verwürfelungscodegruppe für das empfangene Signal zu identifizieren.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei jede Sequenz vorzeichenbehafteter Codewörter einem Rahmen des empfangenen Signals entspricht, und das Bestimmen der maximalen kohärent kombinierten Korrelation einen Start des Rahmens identifiziert.
Verfahren zum Bestimmen einer Verwürfelungscodegruppe für ein empfangenes Signal in einem Digitalkommunikationssystem, in dem Signale durch jeweilige Verwürfelungscodes verwürfelt sind, wobei die Verwürfelungscodes jeweiligen Verwürfelungscodegruppen zugewiesen sind, wobei die Identitäten der Verwürfelungscodegruppen in den Signalen durch jeweilige codewortmäßig zyklisch unterschiedliche Sequenzen von Codewörtern codiert sind, wobei das Verfahren die Schritte umfasst zum: Korrelieren (604) des empfangenen Signals mit zyklischen Verschiebungen von jedem von einer Vielzahl von Sequenzen von Codewörtern, wobei die Codewörter S-Hadamard-Sequenzen sind; Kombinieren (606) der Korrelationen für jede von der Vielzahl von Sequenzen von Codewörtern; und Bestimmen (608) einer maximalen kombinierten Korrelation, um die Verwürfelungscodegruppe für das empfangene Signal zu identifizieren.
Verfahren gemäß Anspruch 3, wobei jede Sequenz von Codewörtern einem Rahmen des empfangenen Signals entspricht, und das Bestimmen der maximalen kombinierten Korrelation einen Start des Rahmens identifiziert.
Verfahren gemäß Anspruch 3, wobei die Korrelationen kohärent kombiniert werden.
Verfahren gemäß Anspruch 3, wobei die Korrelationen nicht-kohärent kombiniert werden.
Digitalfunkübertragungs-System mit wenigstens einem Sender und wenigstens einem Empfänger, umfassend: eine Einrichtung in dem Sender zum Erzeugen eines Synchronisationssignals, das vorzeichenbehaftete Versionen von S-Hadamard-Sequenzen enthält, wobei die S-Hadamard-Sequenzen Mitgliedern eines ersten Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen entsprechen, die positionsmäßig mit einer Spezialsequenz mit komplexen Elementen konstanter Größe verwürfelt sind; eine Einrichtung in dem Empfänger zum Schätzen einer Zeitortsbestimmung und einer Sequenzidentität einer empfangenen Version des Synchronisationssignals.
System gemäß Anspruch 7, wobei die Schätzeinrichtung die empfangene Version auf der Grundlage der Spezialsequenz entwürfelt und die entwürfelte empfangene Version mit Mitgliedern des ersten Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen zum Identifizieren der Sequenzidentität entwürfelt.
System gemäß Anspruch 8, wobei die Schätzeinrichtung mit Verwenden einer Schnellen-Walsh-Transformation korreliert.
System gemäß Anspruch 7, wobei die Schätzeinrichtung die empfangene Version mit den S-Hadamard-Sequenzen zum Identifizieren der Sequenzidentität korreliert.
System gemäß Anspruch 7, wobei die Schätzeinrichtung die empfangene Version auf der Grundlage der Spezialsequenz entwürfelt, fortlaufende Teildekorrelationen der entwürfelten empfangenen Version mit einer Untersequenz eines Mitgliedes des ersten Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen bildet, und die fortlaufenden Teildekorrelationen mit Mitgliedern eines zweiten Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen korreliert, und die Mitglieder des zweiten Satzes Längen haben, die geringer als die Längen der Mitglieder des ersten Satzes sind.
System gemäß Anspruch 11, wobei die Schätzeinrichtung die fortlaufenden Teildekorrelationen mit Mitgliedern des zweiten Satzes mit Verwenden einer Schnellen-Walsh-Transformation korreliert.
System gemäß Anspruch 7, wobei die Schätzeinrichtung fortlaufende Teildekorrelationen der empfangenen Version mit einer Vielzahl von Kurzsequenzen bildet und die fortlaufenden Teildekorrelationen mit Mitgliedern eines zweiten Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen korreliert, und die Kurzsequenzen und die Mitglieder des zweiten Satzes Längen haben, die geringer als die Längen der Mitglieder des ersten Satzes sind, und wobei die Kurzsequenzen einer positionsmäßigen Multiplikation der Spezialsequenz und einer Untersequenz eines Mitglieds des ersten Satzes entsprechen.
System gemäß Anspruch 13, wobei die Schätzeinrichtung die fortlaufenden Teildekorrelationen mit Mitgliedern des zweiten Satzes mit Verwenden einer Schnellen-Walsh-Transformation korreliert.
System gemäß Anspruch 7, wobei die Spezialsequenz eine orthogonale Gold-Code-Sequenz ist.
System gemäß Anspruch 7, wobei die Spezialsequenz eine von einem Paar von Komplementär-Codewort-Sequenzen ist.
Verfahren zum Bestimmen einer Zeitortsbestimmung eines empfangenen Signals und Identifizieren einer Walsh-Hadamard-Sequenz, die als eine S-Hadamard-Sequenz codiert ist, die in dem empfangenen Signal enthalten ist, wobei die S-Hadamard-Sequenz ein Produkt der Walsh-Hadamard-Sequenz und einer Spezialsequenz mit komplexen Elementen einer konstanten Größe ist, und die Walsh-Hadamard-Sequenz ein Mitglied eines ersten Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen ist, mit den Schritten zum: Bilden eines positionsmäßigen Produktes des empfangenen Signals und der Spezialsequenz; und Korrelieren des Produktes mit jeder von einer Vielzahl von Walsh-Hadamard-Sequenzen zum Identifizieren der in dem empfangenen Signal codierten Walsh-Hadamard-Sequenz.
Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei das positionsmäßige Produkt mit Mitgliedern des ersten Satzes auf der Grundlage einer Schnellen-Walsh-Transformation korreliert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei das positionsmäßige Produkt korreliert wird durch Bilden fortlaufender Teildekorrelationen des positionsmäßigen Produkts mit einer Untersequenz eines Mitglieds des ersten Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen und Korrelieren der fortlaufenden Teildekorrelationen mit Mitgliedern eines zweiten Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen, und wobei die Mitglieder des zweiten Satzes Längen haben, die geringer als die Längen der Mitglieder des ersten Satzes sind.
Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei die fortlaufenden Teildekorrelationen mit Mitgliedern des zweiten Satzes mit Verwenden einer Schnellen-Walsh-Transformation korreliert werden.
Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei das positionsmäßige Produkt korreliert wird durch Bilden fortlaufender Teildekorrelationen des positionsmäßigen Produktes mit einer Vielzahl von Kurzsequenzen und Korrelieren der fortlaufenden Teildekorrelationen mit Mitgliedern eines zweiten Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen, und wobei die Kurzsequenzen und die Mitglieder des zweiten Satzes Längen haben, die geringer als Längen der Mitglieder des ersten Satzes sind, und wobei die Kurzsequenzen einer positionsmäßigen Multiplikation der Spezialsequenz und einer Untersequenz eines Mitglieds des ersten Satzes entsprechen.
Verfahren gemäß Anspruch 21, wobei die fortlaufenden Teildekorrelationen mit Mitgliedern des zweiten Satzes mit Verwenden einer Schnellen-Walsh-Transformation korreliert werden.
Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei die Spezialsequenz eine orthogonale Gold-Code-Sequenz ist.
Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei die Spezialsequenz eine von einem Paar von Komplementär-Codewort-Sequenzen ist.
Verfahren zum Kommunizieren einer Identität einer Verwürfelungscodegruppe für ein übertragenes Signal in einem Digitalkommunikationssystem, in dem Signale durch jeweilige Verwürfelungscodes verwürfelt sind und die Verwürfelungscodes jeweiligen Verwürfelungscodegruppen zugewiesen sind, mit den Schritten zum: Bereitstellen wenigstens einer S-Hadamard-Sequenz; und Codieren der Identität der Verwürfelungscodegruppe in dem übertragenen Signal als eine codewortmäßig zyklisch unterschiedliche Sequenz vorzeichenbehafteter S-Hadamard-Sequenzen.
Verfahren gemäß Anspruch 25, wobei die Sequenz vorzeichenbehafteter S-Hadamard-Sequenzen einem Rahmen des übertragenen Signals entspricht.
Verfahren zum Kommunizieren einer Identität einer Verwürfelungscodegruppe für ein übertragenes Signal in einem Digitalkommunikationssystem, in dem Signale durch jeweilige Verwürfelungscodes verwürfelt sind und die Verwürfelungscodes jeweiligen Verwürfelungscodegruppen zugewiesen sind, mit den Schritten zum: Bereitstellen einer Vielzahl von S-Hadamard-Codewörtern; und Codieren der Identität der Verwürfelungscodegruppe in dem übertragenen Signal als eine codewortmäßig zyklisch unterschiedliche Sequenz der S-Hadamard-Codewörter.
Verfahren gemäß Anspruch 27, wobei die Sequenz von S-Hadamard-Codewörtern einem Rahmen des übertragenen Signals entspricht.
Signalgenerator in einem Funksender, umfassend: einen Spezialsequenz-Generator (802), der eine Spezialsequenz mit komplexen Elementen konstanter Größe produziert; einen S-Hadamard-Sequenz-Generator (804), der die Spezialsequenz empfängt, und der wenigstens eine S-Hadamard-Sequenz auf der Grundlage der Spezialsequenz produziert, wobei S-Hadamard-Sequenzen jeweiligen Mitgliedern eines Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen entsprechen, die positionsmäßig mit der Spezialsequenz verwürfelt sind; einen Identitätsgenerator (808), der eine Verwürfelungscodegruppen-Identität produziert; einen Selektor (806), der eine durch den S-Hadamard-Sequenz-Generator produzierte S-Hadamard-Sequenz auf der Grundlage der Verwürfelungscodegruppen-Identität auswählt; einen Kombinierer (810), der die durch den Selektor ausgewählte S-Hadamard-Sequenz mit einem Informationssignal kombiniert, mit Bilden eines kombinierten Signals.
Signalgenerator gemäß Anspruch 29, wobei der Spezialsequenz-Generator einen Speicher enthält, von welchem die Spezialsequenz abgerufen ist.
Signalgenerator gemäß Anspruch 29, wobei der S-Hadamard-Sequenz-Generator einen Prozessor enthält, der rekursiv Walsh-Hadamard-Sequenzen erzeugt, und einen Multiplizierer, der Produkte der Spezialsequenz und von durch den Prozessor erzeugten Walsh-Hadamard-Sequenzen bildet.
Signalgenerator gemäß Anspruch 29, wobei der S-Hadamard-Sequenz-Generator einen Speicher enthält, in dem Walsh-Hadamard-Sequenzen gespeichert sind, und einen Multiplizierer, der Produkte der Spezialsequenz und von, von dem Speicher abgerufenen, Walsh-Hadamard-Sequenzen bildet.
Signalgenerator gemäß Anspruch 29, wobei der Identitätsgenerator einen Speicher enthält, von dem die Verwürfelungscodegruppen-Identität abgerufen ist.
Vorrichtung zur Verwendung beim Bestimmen einer Verwürfelungscodegruppe für ein empfangenes Signal in einem Digitalkommunikationssystem, in dem Signale durch jeweilige Verwürfelungscodes verwürfelt sind, wobei die Verwürfelungscodes jeweiligen Verwürfelungscodegruppen zugewiesen sind, wobei die Identitäten der Verwürfelungscodegruppen in den Signalen durch jeweilige Codewörter codiert sind, wobei die Vorrichtung umfasst: einen S-Hadamard-Codewort-Generator (904), der wenigstens ein S-Hadamard-Codewort auf der Grundlage einer Spezialsequenz produziert, wobei S-Hadamard-Codewörter jeweiligen Mitgliedern eines Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen entsprechen, die positionsmäßig mit der Spezialsequenz verwürfelt sind; und einen Dekorrelator (902), wobei der Dekorrelator wenigstens eine Korrelation des empfangenen Signals mit wenigstens einem durch den S-Hadamard-Codewort-Generator erzeugten S-Hadamard-Codewort bildet.
Vorrichtung gemäß Anspruch 34, wobei der S-Hadamard-Codewort-Generator einen Speicher enthält, von dem das wenigstens eine S-Hadamard-Codewort abgerufen ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 34, wobei der Dekorrelator enthält: einen Primärdekorrelator (920), der fortlaufende Korrelationen des empfangenen Signals mit einer Vielzahl kürzerer Sequenzen bildet, die positionsmäßigen Multiplikationen der Spezialsequenz und einer Untersequenz eines Mitglieds des Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen entsprechen; und einen Sekundärdekorrelator (922), der Korrelationen der durch den Primärdekorrelator gebildeten fortlaufenden Korrelationen mit Mitgliedern eines Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen bildet, der die Untersequenz enthält.
Vorrichtung gemäß Anspruch 36, wobei der Sekundärdekorrelator ein Prozessor für eine Schnelle-Walsh-Transformation ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 36, ferner einen Multiplizierer umfassend, der ein Produkt des empfangenen Signals und der Spezialsequenz bildet, ein entwürfeltes empfangenes Signal produzierend, und wobei der Primärdekorrelator fortlaufende Korrelationen des entwürfelten empfangenen Signals mit einer Untersequenz eines Mitglieds des Satzes von Walsh-Hadamard-Sequenzen bildet.
Vorrichtung gemäß Anspruch 38, wobei der Primärdekorrelator und der Sekundärdekorrelator ein Prozessor für eine Schnelle-Walsh-Transformation sind.