JP4827845B2 - マルチキャリア通信における無線通信基地局装置、無線通信移動局装置、および、パイロット信号系列割当方法 - Google Patents

Description

本発明は、マルチキャリア通信における無線通信基地局装置、無線通信移動局装置、および、パイロット信号系列割当方法に関する。

近年、無線通信、特に移動体通信においては、音声以外に画像やデータ等の様々な情報が伝送の対象になっている。これに伴って、高信頼かつ高速な伝送に対する必要性がさらに高まっている。しかし、移動体通信において高速伝送を行う場合、マルチパスによる遅延波の影響が無視できなくなり、周波数選択性フェージングにより伝送特性が劣化する。

周波数選択性フェージング対策技術の一つとして、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式に代表されるマルチキャリア通信が注目されている。マルチキャリア通信は、周波数選択性フェージングが発生しない程度に伝送速度が抑えられた複数のサブキャリアを用いてデータを伝送することにより高速伝送を可能とする技術である。特に、ＯＦＤＭ方式は、データが配置される複数のサブキャリアの周波数が相互に直交しているため、マルチキャリア通信の中でも最も周波数利用効率が高く、また、比較的簡単なハードウェア構成で実現できる。このため、ＯＦＤＭ方式は、セルラ方式の移動体通信に使用する通信方法として注目されており、ＯＦＤＭ方式についての様々な検討がなされている。

一方、セルラ方式においては、セクタ境界やセル境界付近に位置する無線通信移動局装置（以下、単に移動局という）では、隣接セクタや隣接セルから受ける干渉が大きいため、誤り率やスループット等の受信特性が劣化する。特に、パイロット信号に対してこのような大きな干渉を受けると、受信特性が大きく劣化する。

これに対し、隣接セクタ間で互いに直交するパイロット信号系列を用いることにより、パイロット信号について隣接セクタから受ける干渉の影響を軽減して、受信特性を向上させる技術がある（例えば、非特許文献１参照）。

なお、ここでいうセクタとは、一つの無線通信基地局装置（以下、単に基地局という）がカバーするエリア（すなわちセル）を複数に分割した各々のエリアのことであり、一つのセルに含まれる複数のセクタに対しては一つの基地局からそれぞれの指向性で信号が送信される。以下の説明においても同様である。
3GPP RAN WG1 LTE Adhoc meeting (2005.06) R1-050589

上記非特許文献１記載の技術では、パイロット信号系列として、直交系列であるＯＶＳＦ（Orthogonal Variable Spreading Factor）系列を用いる。ＯＶＳＦ系列では、直交系列の数はその系列長と等しく、また、系列長は２のべき乗の値をとる。よって、１セルに含まれるセクタ数が多くなるほど、系列の数つまり系列長を大きくする必要がある。例えば、１セルが３セクタで構成される場合は、それぞれのセクタに対して互いに異なる直交系列を割り当てるには、系列長４の４つの直交系列で足りるが、１セルが６セクタで構成される場合は、それぞれのセクタに対して互いに異なる直交系列を割り当てるには、系列長８の８つの直交系列が必要となる。

そして、移動局において、パイロット信号系列を用いたチャネル推定の際に、隣接セクタのパイロット信号系列との直交関係を保つためには、受信されたパイロット信号系列に対して相関演算を行う範囲も系列長分だけ必要となる。このため、移動局においては、１セルに含まれるセクタ数が多くなるほど、相関演算を行う範囲も長くなってしまう。

しかし、このように相関演算の範囲が長くなると、周波数選択性フェージングが激しい（つまり、周波数軸方向の受信信号レベルの変動が激しい）移動局では、受信されたパイロット信号系列と隣接セクタのパイロット信号系列との直交性の崩れが大きくなってしまい、誤り率やスループット等の受信特性が劣化する。

本発明の目的は、マルチキャリア通信において、セクタ数またはセル数が増加しても、周波数選択性フェージングによる隣接セクタ間または隣接セル間におけるパイロット信号系列間の直交性の崩れを防ぎ、受信特性を改善することができる無線通信基地局装置、無線通信移動局装置、および、パイロット信号系列割当方法を提供することである。

本発明の態様の一つに係る基地局は、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を送信する基地局であって、系列長が互いに同一の互いに直交する複数の直交系列のいずれか一つをパイロット信号系列として前記複数のサブキャリアに多重する多重手段と、前記パイロット信号系列が多重された前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、前記多重手段は、前記複数の直交系列のうち隣接セクタまたは隣接セルにおいてパイロット信号系列として用いられる第１直交系列に対して前記系列長より短い単位で直交する第２直交系列を多重する構成を採る。

本発明によれば、周波数選択性フェージングによる隣接セクタ間または隣接セル間におけるパイロット信号系列間の直交性の崩れを防ぎ、受信特性を改善することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態に係る基地局は、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を送信する基地局であって、系列長が互いに同一の互いに直交する複数の直交系列のうち、隣接セクタにおいてパイロット信号系列として用いられる第１直交系列に対して、その系列長より短い単位で直交する第２直交系列をパイロット信号系列として複数のサブキャリアに
多重するものである。

図１に、本実施の形態に係る基地局１０の構成を示す。基地局１０は、各セクタ１〜ｎ用にそれぞれ、無線通信装置１００−１〜１００−ｎを有する。

各無線通信装置の構成は図２に示すようになる。本実施の形態では、図１に示す無線通信装置１００−１〜１００−ｎはすべて図２に示す構成を採る。また、図２に示す無線通信装置１００は、各セクタにおいて、ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアに各セクタ内の複数の移動局ＭＳ＃１〜ＭＳ＃ｍへのデータを周波数多重して送信するものである。

無線通信装置１００において、符号化部１０１−１〜１０１−ｍは、最大ｍ個の移動局ＭＳ＃１〜ＭＳ＃ｍへのデータをそれぞれ符号化して変調部１０２−１〜１０２−ｍに出力する。

変調部１０２−１〜１０２−ｍは、符号化後のデータを、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の変調方式でそれぞれ変調してデータシンボルを生成する。生成されたデータシンボルは、多重部１０４に入力される。

一方、パイロットシンボル生成部１０３にはパイロット信号系列が入力され、パイロットシンボル生成部１０３は、このパイロット信号系列をビット列としてＢＳＰＫにより変調してパイロットシンボルを生成する。生成されたパイロットシンボルは、多重部１０４に入力される。なお、入力されるパイロット信号系列の詳細については後述する。

多重部１０４は、パイロットシンボルとデータシンボルとを時間多重してＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１０５に出力する。これにより、パイロットシンボルまたはデータシンボルがＯＦＤＭシンボルを構成する各サブキャリアにマッピングされる。この際、多重部１０４は、フレーム先頭のＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアにパイロットシンボルを多重する。この時間多重によりフレームが形成される。また、このパイロットシンボルは、移動局でのチャネル推定に使用される。

ＩＦＦＴ部１０５は、パイロットシンボルまたはデータシンボルがマッピングされた複数のサブキャリアに対してＩＦＦＴを行って時間領域に変換し、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを生成する。このＯＦＤＭシンボルは、ＧＩ付加部１０６に入力される。

ＧＩ付加部１０６は、ＯＦＤＭシンボルの後尾部分と同じ信号をＧＩ（Guard Interval）としてＯＦＤＭシンボルの先頭に付加する。

無線送信部１０７は、ＧＩ付加後のＯＦＤＭシンボルに対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の送信処理を行ってアンテナ１０８からセクタ内の各移動局へ送信する。

このようにして基地局１０が有する無線通信装置１００から送信されたＯＦＤＭシンボルは、図３に示す移動局２００によって受信される。

図３に示す移動局２００において、無線受信部２０２は、アンテナ２０１を介して受信されたＯＦＤＭシンボルに対して、ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の受信処理を行ってＧＩ除去部２０３に出力する。

ＧＩ除去部２０３は、ＯＦＤＭシンボルに付加されたＧＩを除去してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部２０４に出力する。

ＦＦＴ部２０４は、ＧＩ除去部２０３より入力されるＯＦＤＭシンボルをＦＦＴして周波数領域に変換し、受信パイロットシンボルと受信データシンボルとを得る。これらのシンボルは、選択部２０５に入力される。

選択部２０５は、フレーム先頭のＯＦＤＭシンボルの場合は、各サブキャリアにマッピングされた受信パイロットシンボルを選択して相関演算部２０６に出力する。また、選択部２０５は、フレーム先頭以外のＯＦＤＭシンボルの場合は、各サブキャリアにマッピングされた受信データシンボルを選択してチャネル補正部２０７に出力する。

相関演算部２０６は、受信パイロットシンボルとセクタ毎の既知のパイロット信号系列との相関演算を行う。より具体的には、相関演算部２０６は、受信パイロットシンボルに既知のパイロット信号系列の複素共役を乗算し、乗算結果を相関演算範囲に渡って加算する。この相関演算により、チャネル推定が行われ、相関演算結果としてのチャネル推定値が得られる。このようにして得られたチャネル推定値はチャネル補正部２０７に入力される。なお、相関演算の詳細については後述する。

チャネル補正部２０７は、チャネル推定値を用いて、受信データシンボルのチャネル変動を補正する。より具体的には、チャネル補正部２０７は、受信データシンボルにチャネル推定値の複素共役を乗算して、受信データシンボルの振幅変動および位相変動を補正する。チャネル変動を補正された受信データシンボルは復調部２０８に入力される。

復調部２０８は、受信データシンボルを復調して復号部２０９に出力する。

復号部２０９は、復調後の受信データシンボルを復号して受信データを得る。

次いで、図２に示す無線通信装置１００のパイロットシンボル生成部１０３に入力されるパイロット信号系列について詳しく説明する。

本実施の形態では、パイロット信号系列として、直交系列であるＯＶＳＦ系列を用いる。図４に、系列長１から８までのＯＶＳＦ系列の系列ツリーを示す。このように、複数のＯＶＳＦ系列は系列ツリーを用いて表される。なお、以下の説明では、説明の便宜上、各ＯＶＳＦ系列を構成する１,−１のそれぞれをチップと称する。

ＯＶＳＦ系列では、この系列ツリーにおいて親子関係にない系列同士は、互いに異なる系列長のものであっても互いに直交するという性質がある。例えば、図４において、系列長２の系列１,１から派生した系列長８の系列Ｘ１〜Ｘ４は、相互に直交するが、系列１,１とは親子関係にあるため直交しない。また、系列長２の系列１,−１から派生した系列長８の系列Ｘ５〜Ｘ８は、相互に直交するが、系列１,−１とは親子関係にあるため直交しない。

また、系列Ｘ１〜Ｘ４はいずれも系列長２の系列１,１から派生したものであるため、系列Ｘ１〜Ｘ４は、２チップの単位では相互に直交しない。同様に、系列Ｘ５〜Ｘ８はいずれも系列長２の系列１,−１から派生したものであるため、系列Ｘ５〜Ｘ８は、２チップの単位では相互に直交しない。これらの系列Ｘ１〜Ｘ４およびＸ５〜Ｘ８のすべてが相互に直交するには、８チップ必要となる。

これに対し、系列Ｘ１〜Ｘ４と系列Ｘ５〜Ｘ８とを比較すると、系列Ｘ１〜Ｘ４と系列
Ｘ５〜Ｘ８とは、互いに異なる系列長２の系列（すなわち、系列１,１と系列１,−１）から派生したものである。よって、系列Ｘ１〜Ｘ４と系列Ｘ５〜Ｘ８とは、２チップの単位で相互に直交する。

つまり、例えば、系列Ｘ１は、２チップの単位では、系列Ｘ２〜Ｘ４とは相互に直交しないが、系列Ｘ５〜Ｘ８のいずれとも相互に直交する。また、系列Ｘ５は、２チップの単位では、系列Ｘ６〜Ｘ８とは相互に直交しないが、系列Ｘ１〜Ｘ４のいずれとも相互に直交する。

そこで、本実施の形態では、図４に示すように、系列Ｘ１〜Ｘ４をグループＡとし、系列Ｘ５〜Ｘ８をグループＢとする。つまり、共に系列長８の互いに直交する８つのＯＶＳＦ系列を、系列ツリーにおいてこれら８つのＯＶＳＦ系列より上位にある系列長２の２つのＯＶＳＦ系列により２つのグループに区分する。よって、グループＡに属する系列とグループＢに属する系列とは、２チップ単位で相互に直交することとなる。

そして、これらの系列長８のＯＶＳＦ系列のうち、セクタ毎に選択した各グループにおいて、いずれか一つの系列を、図５に示すように各セクタに割り当てる。図５では、１セルが６セクタに分割されている例を示す。ここでは、６セクタあるため、各セクタに互いに異なるパイロット系列を割り当てるために、系列長８の８つのＯＶＳＦ系列を用いている。

すなわち、本実施の形態では、図５に示すように、互いに隣接するセクタに対しては、互いに異なるグループに属するＯＶＳＦ系列をパイロット信号系列として割り当てる。つまり、図５に示すように、セクタ１〜６において、グループＡの系列とグループＢの系列とを交互に割り当てる。例えば、セクタ１にグループＡの系列Ｘ１を割り当てる場合は、セクタ１の一方の隣接セクタであるセクタ６に対してはグループＢの系列Ｘ５を割り当て、他方の隣接セクタであるセクタ２に対してはグループＢの系列Ｘ７を割り当てる。

セクタ１とセクタ２とに着目すると、共に系列長８の互いに直交する８つのＯＶＳＦ系列のうち、系列長８より短い２チップの単位で互いに直交する系列Ｘ１と系列Ｘ７とを、互いに隣接するセクタのそれぞれに対して割り当てることになる。

また、セクタ１に着目すると、系列長８で系列長が互いに同一の互いに直交する８つのＯＶＳＦ系列のうち、隣接セクタであるセクタ２においてパイロット信号系列として用いられる系列Ｘ７に対して系列長８より短い２チップの単位で直交する系列Ｘ１をセクタ１に割り当てることになる。この割当は、セクタ１に対して、図４に示す系列ツリーにおいて、セクタ２に割り当てられるグループＢのＯＶＳＦ系列の上位系列１,−１と異なる上位系列１,１から派生したグループＡのＯＶＳＦ系列を割り当てることで可能となる。

そして、このようにして各セクタに割り当てられたＯＶＳＦ系列が、各セクタ用の無線通信装置１００においてパイロット信号系列としてパイロットシンボル生成部１０３に入力され、フレーム先頭のＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに多重されて移動局２００に送信される。

次いで、図３に示す移動局２００の相関演算部２０６において行われる相関演算について詳しく説明する。

相関演算部２０６は、受信パイロットシンボルとセクタ毎の既知のパイロット信号系列との相関演算を行う。例えば、図５のセクタ５に位置する移動局２００の相関演算部２０６は、受信パイロットシンボルと系列Ｘ３との相関演算を行う。この際、相関演算部２０
６は、系列Ｘ３の系列長８より短い単位で、以下の相関演算例１〜３のようにして、受信パイロットシンボルと系列Ｘ３との相関演算を行う。なお、以下の説明では、セクタ５に位置する移動局２００を例に挙げて説明する。

＜相関演算例１（図６）＞
セクタ５に割り当てられた系列Ｘ３と、一方の隣接セクタであるセクタ６に割り当てられた系列Ｘ５および他方の隣接セクタであるセクタ４に割り当てられた系列Ｘ６とは、上記のように隣接セクタ間において２チップ単位で相互に直交する。

そこで、相関演算例１では、相関演算部２０６は、２チップ単位で分割した系列Ｘ３の複素共役を受信パイロットシンボルにそれぞれ乗算し、乗算結果を２チップ単位で加算する。より具体的には、相関演算部２０６は、図６に示すように、系列長８の１,１,−１,−１,１,１,−１,−１の系列Ｘ３を、２チップ単位６１（１,１）,６２（−１,−１）,６３（１,１）,６４（−１,−１）に分割し、この単位で計４回の相関演算を行う。よって、これら４回の相関演算により、系列長８の系列Ｘ３に対して４つのチャネル推定値が得られる。

＜相関演算例２（図７）＞
相関演算例２では、相関演算部２０６は、各相関演算の開始位置を２チップ単位より短い量でシフトさせながら相関演算を行う。具体的には、相関演算部２０６は、図７の７１〜７８に示すように、２チップ単位の各相関演算の範囲を１チップずつ（すなわち、１サブキャリアずつ）右方向（すなわち、周波数が大きくなる方向）にシフトさせながら計８回の相関演算を行う。よって、これら８回の相関演算により、系列長８の系列Ｘ３に対して８つのチャネル推定値が得られる。

＜相関演算例３（図８）＞
セクタ５に割り当てられた系列Ｘ３と、一方の隣接セクタであるセクタ６に割り当てられた系列Ｘ５および他方の隣接セクタであるセクタ４に割り当てられた系列Ｘ６とは、隣接セクタ間において４チップ単位でも相互に直交する。

そこで、相関演算例３では、相関演算例１および２の状態よりも伝搬路における周波数選択性変動が小さくなった場合（つまり、周波数軸方向の変動がより小さくなった場合）に、図８の８１〜８４に示すように、相関演算の単位をより大きくして４チップ単位とする。このようにすると、１つのチャネル推定値を得るために用いられるパイロットシンボルの数が多くなるため、チャネル推定精度が向上する。

また、この例では、周波数軸方向のフェージング変動に追従するために、図８の８１〜８４に示すように、４チップ単位の各相関演算の範囲を２チップずつ（すなわち、２サブキャリアずつ）右方向（すなわち、周波数が大きくなる方向）に順次シフトさせる。つまり、相関演算部２０６は、相関演算例２同様、各相関演算の開始位置を４チップ単位より短い量でシフトさせながら相関演算を行う。なお、１チップずつシフトさせることも可能であるが、チャネル推定のための相関演算回数が多くなり、また、３チップずつシフトさせることも可能であるが、周波数軸方向のフェージング変動に対する追従性が悪化する。よって、この例では、２チップずつシフトさせた。

このように、相関演算例３では、伝搬路における周波数選択性変動の大きさに応じて相関演算の単位の大きさを変化させる。すなわち、周波数選択性変動が大きくなるほど（つまり、伝搬路の遅延分散が大きくなるほど）相関演算の単位をより小さくし、逆に、周波数選択性変動が小さくなるほど（つまり、伝搬路の遅延分散が小さくなるほど）相関演算の単位を系列長８を超えない範囲でより大きくする。このようにして相関演算の単位の大
きさを変化させることで、伝搬路状況に応じて高精度なチャネル推定を行うことができる。すなわち、周波数選択性変動が大きいときには相関演算の単位を小さくすることにより隣接セクタのパイロット信号系列との間の直交性の崩れを最小限に止めることができる一方、周波数選択性変動が小さいときには相関演算の単位を大きくすることにより、チャネル推定値算出の際の総パイロット信号電力を増やして、ノイズに対する平均化効果によりチャネル推定精度を向上させることができる。

以上のように、本実施の形態によれば、系列長が互いに同一の互いに直交する複数のＯＶＳＦ系列のうち、系列長より短い単位で互いに直交するＯＶＳＦ系列を互いに隣接するセクタのそれぞれに対してパイロット信号系列として割り当てる。このため、１セルに含まれるセクタ数が多くパイロット信号系列であるＯＶＳＦ系列の系列長が長くなってしまう場合でも、移動局でのチャネル推定時の相関演算単位を系列長よりも短くすることができる。これにより、移動局においては、チャネル推定時の相関演算の１単位をパイロット信号系列の系列長より短く設定することができる。よって、フェージングの周波数選択性が大きい移動局においても、受信パイロット信号系列と隣接セクタのパイロット信号系列と間の直交性の崩れを防ぐことができ、受信特性の劣化を防ぐことができる。

さらに、相関演算例２（図７）のように、移動局において、各相関演算の開始位置を相関演算単位より短い量でシフトさせながら相関演算を行うことにより、より多くのチャネル推定値を得ることができる。よって、相関演算例２によれば、さらに激しい周波数選択性フェージング環境下においても隣接セクタのパイロット信号系列との間の直交性の崩れを防ぐことができる。

（実施の形態２）
本実施の形態は、図９に示すように、共に系列長８の互いに直交する８つのＯＶＳＦ系列を、系列ツリーにおいてこれら８つのＯＶＳＦ系列より上位にある系列長４の４つのＯＶＳＦ系列により４つのグループＡ〜Ｄに区分する点において、実施の形態１と相違する。

本実施の形態では、図９に示すように、系列Ｘ１,Ｘ２をグループＡ、系列Ｘ３,Ｘ４をグループＢ、系列Ｘ５,Ｘ６をグループＣ、系列Ｘ７,Ｘ８をグループＤとする。よって、グループＡ〜Ｄ間では、各系列は、４チップ単位で相互に直交することとなる。

そして、本実施の形態では、このようなグループ分けに従って、これらの系列長８のＯＶＳＦ系列のうち、セクタ毎に選択した各グループにおいて、いずれか一つの系列を、図１０に示すように各セクタに割り当てる。図１０では、実施の形態１同様、１セルが６セクタに分割されている例を示す。

すなわち、本実施の形態では、図１０に示すように、実施の形態１同様、互いに隣接するセクタに対しては、互いに異なるグループに属するＯＶＳＦ系列をパイロット信号系列として割り当てる。さらに、本実施の形態では、２セクタ離れたセクタ同士においても、互いに異なるグループに属するＯＶＳＦ系列をパイロット信号系列として割り当てる。つまり、図１０に示すように、セクタ１〜６において、グループＡの系列と、グループＢの系列と、グループＣの系列とを順に割り当てる。例えば、セクタ１にグループＡの系列Ｘ１を割り当てる場合は、セクタ１の一方の隣接セクタであるセクタ６に対してはグループＣの系列Ｘ６を割り当て、他方の隣接セクタであるセクタ２に対してはグループＢの系列Ｘ３を割り当てる。また、セクタ１からそれぞれ２セクタ離れたセクタ５とセクタ３に対しては、グループＢの系列Ｘ４とグループＣの系列Ｘ５とをそれぞれ割り当てる。

ここで、セクタ１とセクタ２とに着目すると、共に系列長８の互いに直交する８つのＯ
ＶＳＦ系列のうち、４チップの単位で互いに直交する系列Ｘ１と系列Ｘ３を、互いに隣接するセクタのそれぞれに対して割り当てることになる。また、セクタ１とセクタ３とに着目すると、共に系列長８の互いに直交する８つのＯＶＳＦ系列のうち、４チップの単位で互いに直交する系列Ｘ１と系列Ｘ５を、互いに２セクタ離れたセクタのそれぞれに対して割り当てることになる。

そして、このようにして各セクタに割り当てられたＯＶＳＦ系列が、各セクタ用の無線通信装置１００においてパイロット信号系列としてパイロットシンボル生成部１０３に入力され、フレーム先頭のＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに多重されて移動局２００に送信される。

このようにして各セクタに対してＯＶＳＦ系列を割り当てることで、隣接セクタ間のみならず２セクタ離れたセクタ間でもパイロット信号系列の直交性を保つことができるため、セクタ間でのパイロット信号系列の干渉をより軽減することができる。

なお、本実施の形態では、上記のようなパイロット信号系列の割当に従って、移動局２００においては、チャネル推定時に４チップ単位で相関演算を行う。

また、本実施の形態では、図１１に示すように、互いに隣接する複数のセルがそれぞれ複数のセクタに分割されていることにより、隣接セクタ数がさらに増えた場合には、それらの隣接セクタ間において系列長８より短い単位でパイロット信号系列を相互に直交させるために、４チップ単位で相互に直交するＯＶＳＦ系列を各セクタに対して割り当てる。例えば、図１１に示す例では、セル１のセクタ１に対してはグループＡの系列Ｘ１を、セル２のセクタ２に対してはグループＢの系列Ｘ３を、セル３のセクタ３に対してはグループＣの系列Ｘ５を割り当てている。このように、本実施の形態では、隣接セクタの数が多くなるほど、系列ツリーでのより下位の互いに異なる上位系列から派生した互いに異なるＯＶＳＦ系列を互いに隣接するセクタに対して割り当てる。このようにして割り当てることで、隣接セクタの数が増加した場合でも、隣接セクタ間において、パイロット信号系列を系列長より短い単位で相互に直交させることができる。

また、隣接セクタ数に応じてグループ数を変化させる、すなわち、隣接セクタ数が多くなるほど、系列ツリーでのより下位の互いに異なる上位系列から派生した互いに異なるＯＶＳＦ系列を互いに隣接するセクタに対して割り当て、隣接セクタ数が少なくなるほど、系列ツリーでのより上位の互いに異なる上位系列から派生した互いに異なるＯＶＳＦ系列を互いに隣接するセクタに対して割り当てることにより、パイロット信号系列間で互いに直交する範囲を隣接セクタ数に応じて最小限にすることができ、移動局の相関演算により得られる精度の高いチャネル推定値の数を隣接セクタ数に応じた最大限の数とすることができる。

なお、図１１において、基地局１１〜１３は、基地局１０と同一の構成を採る。

以上、本発明の各実施の形態について説明した。

なお、上記説明では、本発明を隣接セクタ間で実施する場合について説明したが、上記説明においてセクタをセルと見なすことで、隣接セル間においても上記同様にして本発明を実施することができる。この場合、各セルの基地局がそれぞれ、図２に示す構成を採る。

また、移動局はUE、基地局装置はNode B、サブキャリアはトーンと称されることがある。

また、パイロット信号系列はＯＦＤＭシンボルを構成する全サブキャリアにマッピングされなくてもよい。

また、パイロット信号系列は時間多重以外の多重方法（例えば、周波数多重等）により多重してもよい。

また、上記実施の形態ではパイロット信号系列としてＯＶＳＦ系列を用いたが、Phase Rotation系列等、他の直交系列をパイロット信号系列として用いてもよい。図１２にPhase Rotation系列の系列ツリーを示す。ここで、Ｐ１＝１,Ｐ２＝exp(j2π／3),Ｐ３＝exp(-j2π／3)である。この例では、系列長９の９つのPhase Rotation系列をグループＡ〜Ｃに区分した。すなわち、系列Ｐ１,Ｐ１,Ｐ１から派生した系列Ｙ１〜Ｙ３をグループＡ、系列Ｐ１,Ｐ２,Ｐ３から派生した系列Ｙ４〜Ｙ６をグループＢ、系列Ｐ１,Ｐ３,Ｐ２から派生した系列Ｙ７〜Ｙ９をグループＣとした。よって、グループＡ〜Ｃの間では、各系列は、系列長９より短い３チップの単位で相互に直交する。

また、上記実施の形態では、直交系列に対してＢＰＳＫ変調を施してパイロットシンボルを生成したが、例えば、あらかじめ決められた既知シンボルに直交系列を掛け合わせることによりパイロットシンボルを生成してもよい。また、生成したパイロットシンボルに対してさらに、セル（基地局）固有のスクランブリングコードを乗算してもよい。

また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

本明細書は、２００５年７月２９日出願の特願２００５−２２０６１６に基づくものである。この内容はすべてここに含めておく。

本発明は、移動体通信システム等に好適である。

本発明の実施の形態１に係る基地局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る移動局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係るＯＶＳＦ系列の系列ツリー 本発明の実施の形態１に係るパイロット信号系列の割当例 本発明の実施の形態１に係る相関演算例（例１） 本発明の実施の形態１に係る相関演算例（例２） 本発明の実施の形態１に係る相関演算例（例３） 本発明の実施の形態２に係るＯＶＳＦ系列の系列ツリー 本発明の実施の形態２に係るパイロット信号系列の割当例（その１） 本発明の実施の形態２に係るパイロット信号系列の割当例（その２） Phase Rotation系列の系列ツリー

Claims (7)

1. 複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を送信する無線通信基地局装置であって、
   同一の系列長で互いに直交する複数の直交系列を複数のグループに分け、前記複数のグループのうち、割り当てられた一つのグループに属するいずれか一つの直交系列をパイロット信号系列として前記複数のサブキャリアに多重する多重手段と、
   前記パイロット信号系列が多重された前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、
   を具備し、
   前記複数のグループのそれぞれは、前記系列長よりも短い単位で互いに直交しない複数の直交系列であって、他のグループに属する直交系列と前記短い単位で直交する複数の直交系列からなり、
   前記多重手段は、隣接セクタまたは隣接セルに割り当てられたグループとは異なるグループに属する前記直交系列を多重する、
   無線通信基地局装置。
2. 前記複数の直交系列は系列ツリーを用いて表され、
   前記系列ツリーにおいて、同じ上位系列から派生した複数の直交系列は、同一のグループに分けられ、異なる上位系列から派生した複数の直交系列は、それぞれ、異なるグループに分けられる、
   請求項１記載の無線通信基地局装置。
3. 前記多重手段は、前記隣接セクタの数または前記隣接セルの数が多くなるほど、前記系列ツリーにおいて、より下位の系列を前記上位系列とする、
   請求項２記載の無線通信基地局装置。
4. 複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を受信する無線通信装置であって、
   同一の系列長で互いに直交する複数の直交系列を複数のグループに分け、前記複数のグループのうち、割り当てられた一つのグループに属するいずれか一つの直交系列がパイロット信号系列として前記複数のサブキャリアに多重された前記マルチキャリア信号を受信する受信手段と、
   受信された前記マルチキャリア信号を周波数領域に変換して受信パイロット信号系列を得る変換手段と、
   前記受信パイロット信号系列と前記直交系列との相関演算を行う相関演算手段と、
   を具備し、
   前記複数のグループのそれぞれは、前記系列長よりも短い単位で互いに直交しない複数の直交系列であって、他のグループに属する直交系列と前記短い単位で直交する複数の直交系列からなり、
   前記受信手段は、隣接セクタまたは隣接セルに割り当てられたグループとは異なるグループに属する前記直交系列が多重された前記マルチキャリア信号を受信し、
   前記相関演算手段は、前記短い単位を相関処理単位として、前記受信パイロット信号系列と前記直交系列との相関演算を行う、
   無線通信移動局装置。
5. 前記相関演算手段は、前記相関演算の開始位置を前記相関処理単位より短い単位でシフトさせながら前記相関演算を行う、
   請求項４記載の無線通信移動局装置。
6. 前記相関演算手段は、伝搬路における周波数選択性変動が小さくなるほど、前記相関処理単位をより大きくする、
   請求項４記載の無線通信移動局装置。
7. 互いに隣接するセクタまたは互いに隣接するセルに対するパイロット信号系列割当方法であって、
   無線通信装置において、同一の系列長で互いに直交する複数の直交系列を複数のグループに分け、互いに隣接するセクタまたは互いに隣接するセルのそれぞれに、異なるグループを割り当て、
   前記複数のグループのそれぞれは、前記系列長よりも短い単位で互いに直交しない複数の直交系列であって、他のグループに属する直交系列と前記短い単位で直交する複数の直交系列からなる、
   パイロット信号系列割当方法。

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